JP2001332935A - マイクロ波増幅器 - Google Patents

マイクロ波増幅器

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JP2001332935A JP2000147337A JP2000147337A JP2001332935A JP 2001332935 A JP2001332935 A JP 2001332935A JP 2000147337 A JP2000147337 A JP 2000147337A JP 2000147337 A JP2000147337 A JP 2000147337A JP 2001332935 A JP2001332935 A JP 2001332935A
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input
base
impedance
emitter
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Takumi Miyashita
工 宮下
Daisuke Iwai
大介 岩井
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Fujitsu Ltd
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Fujitsu Ltd
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Abstract

(57)【要約】 【課題】入力信号電力の変動に係わらず常に良好なイン
ピーダンス整合を行い、入力信号電力を増幅素子に有効
に供給し、出力信号の歪みを小さくする。 【解決手段】マイクロ波増幅器において、信号源からベ
ースに入力されるマイクロ波信号を増幅する第１のトラ
ンジスタと、前記信号源と第１のトランジスタのベース
との間に設けられたＬＣ回路であって、前記信号源のイ
ンピーダンスと前記第１のトランジスタの入力インピー
ダンスとのインピーダンス整合を行う入力整合回路とを
有し、該入力整合回路の第１のインダクタ又は第１の容
量は、前記マイクロ波信号の電力に応じて変化し、当該
入力整合回路のリアクタンス成分が変化することを特徴
とする。本発明によれば、入力信号電力の変化に係わら
ず、信号源のインピーダンスと第１のトランジスタの入
力インピーダンスとのインピーダンス整合を行うことが
できる。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、高速ディジタル変
調波を送信するマイクロ波増幅器に関し、特に、符号分
割多重アクセス方式（Wideband Code Division Multipl
e Access：ＷＣＤＭＡ）や直交周波数分割多重方式（Or
thogonal Frequency Division Multiplexing：ＯＦＤ
Ｍ）を利用した携帯電話および基地局等に使用されるマ
イクロ波増幅器に関する。
【０００２】
【従来の技術】図８は、従来のマイクロ波増幅器の回路
図である。マイクロ波増幅器10は、バイポーラ・ジャン
クション・トランジスタ（Bipolar Junction Transisto
r：ＢＪＴ）等によるトランジスタQdと、トランジスタQ
dのベースに接続される入力整合回路11と、トランジス
タQdのコレクタに接続される出力整合回路12とを有す
る。
【０００３】信号源13から出力されるマイクロ波信号
は、信号源13の内部インピーダンスR1を通ってマイクロ
波増幅器10の入力端子Inに入力される。入力端子Inに入
力されたマイクロ波信号は、入力整合回路11を介してト
ランジスタQdのベースに供給され、増幅されたマイクロ
波信号がトランジスタQdのコレクタから、出力整合回路
12を通って出力端子Outに接続される負荷R2に供給され
る。
【０００４】マイクロ波帯で使用されるバイポーラ・ジ
ャンクション・トランジスタには、入力インピーダンス
として抵抗成分と共にリアクタンス成分が存在する。一
方、信号源13の内部インピーダンスR1（伝送線を介する
場合はその特性インピーダンス）は、通常50Ωの抵抗成
分のみであるため、信号源13から出力されるマイクロ波
信号をトランジスタQdに有効に供給するため、入力整合
回路11によりインピーダンス整合が行われる。
【０００５】図８の入力整合回路11は、インダクタL5
1、L52、LbとコンデンサC51、C52による２段のπ型回路
で構成される。一方、トランジスタQdの出力インピーダ
ンスと負荷R2とのインピーダンス整合は、同様の構成の
出力整合回路12により行われる。
【０００６】入力整合回路11のインダクタLbの一端はバ
イアス電源Vb2に接続され、バイアス電流をトランジス
タQdのベースに供給する。この場合、マイクロ波増幅器
10の電力効率を上げるためには、トランジスタQdのベー
ス-エミッタ間にバイアス電流をほとんど流さないＢ級
動作をさせることが望ましい。しかしながらＢ級動作で
は出力歪みが増加するため、トランジスタQdは、無信号
時においてわずかのバイアス電流が流れるＡＢ級に設定
される。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】このように従来のマイ
クロ波増幅器10は、入力整合回路11及び出力整合回路12
により、トランジスタQdの入／出力インピーダンスと外
部のインピーダンスとのインピーダンス整合が行われ
る。
【０００８】しかしながら、トランジスタQdの入／出力
インピーダンスは、入力信号電力の増減により変化す
る。このため、トランジスタQdの入／出力インピーダン
スを一定なものとして設計した入力整合回路11及び出力
整合回路12では、入力信号電力の増減に係わらず外部の
インピーダンスとの整合条件を満たすことは困難であ
る。
【０００９】一方、入力信号電力が大きくなると、それ
に伴いベース電流が増加し、トランジスタQdのベース-
エミッタ間のダイオード特性に従って、トランジスタQd
の入力インピーダンスが小さくなる。その結果、バイア
ス電流が増加してトランジスタQdの動作がＢ級動作から
遠ざかってＡ級動作にシフトしてしまう。このため、ト
ランジスタQdの消費電力が大きくなり、携帯電話等のよ
うにバッテリで駆動される機器の省電力化の障害とな
る。
【００１０】そこで、本発明の目的は、入力信号電力の
変動に係わらず常に良好なインピーダンス整合を行い、
入力信号電力を増幅素子に有効に供給すると共に、出力
信号の歪みを小さくすることができるマイクロ波増幅器
を提供することにある。
【００１１】また、本発明の目的は、入力信号電力が大
きくなった場合でも、増幅素子の入力インピーダンスの
低下を制限し、増幅素子の消費電力の増加を制限するこ
とができるマイクロ波増幅器を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに、本発明の一つの側面は、バイアス電流を供給する
インダクタに直列に抵抗を挿入すると共に、入力信号電
力の変化に応じて入力整合回路又は出力整合回路のリア
クタンスを変化させることを特徴とする。本発明によれ
ば、入力信号電力が大きくなった場合でも増幅素子の入
力インピーダンスの低下が制限され、入力信号電力の変
化に係わらず常に良好なインピーダンス整合を行うこと
ができる。また、バイアス電流の増加が制限されるの
で、マイクロ波増幅器の消費電力の増加を制限すること
ができる。
【００１３】上記の目的を達成するために、本発明の別
の側面は、マイクロ波増幅器において、信号源からベー
スに入力されるマイクロ波信号を増幅するトランジスタ
と、前記トランジスタのベースにバイアス電流を供給す
るインダクタと抵抗の直列回路とを有することを特徴と
する。
【００１４】本発明によれば、トランジスタのベースに
バイアス電流を供給する経路に抵抗が挿入されるので、
入力信号電力が増加してもバイアス電流の増加を制限す
ることができ、入力信号電力の増加によるトランジスタ
の入力インピーダンスの低下を制限して、入力信号電力
の増加に係わらずインピーダンス整合を維持することが
できる。
【００１５】上記の目的を達成するために、本発明の別
の側面は、マイクロ波増幅器において、信号源からベー
スに入力されるマイクロ波信号を増幅する第１のトラン
ジスタと、前記信号源と第１のトランジスタのベースと
の間に設けられたＬＣ回路であって、前記信号源のイン
ピーダンスと前記第１のトランジスタの入力インピーダ
ンスとのインピーダンス整合を行う入力整合回路とを有
し、該入力整合回路の第１のインダクタ又は第１の容量
は、前記マイクロ波信号の電力に応じて変化し、当該入
力整合回路のリアクタンス成分が変化することを特徴と
する。
【００１６】本発明によれば、入力信号電力の変化に応
じて入力整合回路のリアクタンスを変化させ、入力信号
電力の変化に係わらず、信号源のインピーダンスと第１
のトランジスタの入力インピーダンスとのインピーダン
ス整合を行うことができる。
【００１７】また、上記の発明における好ましい態様と
して、前記第１のインダクタは、コレクタが電源に接続
される第２のトランジスタと、該第２のトランジスタの
ベースにバイアス電流を供給する抵抗と、該第２のトラ
ンジスタのベース-エミッタ間に接続される第２の容量
と、該第２のトランジスタのエミッタと接地間に接続さ
れる第２のインダクタとを有し、前記マイクロ波信号
は、該第２のトランジスタのエミッタに供給されると共
に、前記第１の容量を介して前記第１のトランジスタの
ベースに供給されることを特徴とする。
【００１８】本発明によれば、第２のトランジスタのト
ランスコンダクタンスは、入力信号電力の増加と共に増
加するので、第１のインダクタは、入力信号電力の増加
に伴って低下する。従って、入力信号電力が大きくなる
と第１のインダクタが小さくなり、入力信号電力が増加
しても入力整合回路のインピーダンス整合を維持するこ
とができる。
【００１９】また、上記の発明における好ましい態様と
して、前記第１の容量は、ベースとコレクタが接続さ
れ、ベースとエミッタ間にバイアス電流が流れる第３の
トランジスタを有し、前記マイクロ波信号は、該第３の
トランジスタのエミッタに入力され、該第３のトランジ
スタのベース及びコレクタから前記第１のトランジスタ
のベースに出力されることを特徴とする。
【００２０】また、前記第１の容量は、エミッタとコレ
クタが接続され、ベースとエミッタ間及びベースとコレ
クタ間にバイアス電流が流れる第４のトランジスタを有
し、前記マイクロ波信号は、該第４のトランジスタのエ
ミッタ及びコレクタに入力され、該第４のトランジスタ
のベースから前記第１のトランジスタのベースに出力さ
れることを特徴とする。
【００２１】本発明によれば、入力信号電力が増加する
と、第１の容量の順バイアスにおける空乏層が薄くなっ
て容量成分が増加する。従って、入力信号電力が増加し
て第１のトランジスタの入力インピーダンスが低下した
場合に、第１の容量の値を大きくすることができ、信号
源の内部インピーダンスと第１のトランジスタの入力イ
ンピーダンスとのインピーダンス整合を維持することが
できる。
【００２２】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態例を説明する。しかしながら、かかる実施の形
態例が、本発明の技術的範囲を限定するものではない。
【００２３】図１は、本発明の実施の形態のマイクロ波
増幅器の原理説明図である。本実施の形態のマイクロ波
増幅器10は、従来と同様に、信号を増幅するトランジス
タQdと、入力整合回路11及び出力整合回路12とを有す
る。
【００２４】信号源13から出力されたマイクロ波信号
は、信号源13の内部インピーダンスR1を通ってマイクロ
波増幅器10の入力端子Inに入力される。入力端子Inに入
力されたマイクロ波信号は、入力整合回路11を介してト
ランジスタQdのベースに入力され、トランジスタQdによ
り増幅されてコレクタから出力される。そして、出力整
合回路12を通って出力端子Outから負荷R2に供給され
る。
【００２５】トランジスタQdは、バイポーラ・ジャンク
ション・トランジスタ、又はエミッタ-ベース間にヘテ
ロ接合を有するヘテロ・バイポーラ・トランジスタ（He
teroBipolar Transistor：ＨＢＴ）であるが、入力整合
回路11の端子N1にバイアス電流の流出経路を設ければ、
MOS FET等の電解効果トランジスタを使用することもで
きる。
【００２６】入力整合回路11には、端子N2と接地間に可
変インダクタLvが設けられ、端子N2と端子N1間に可変容
量Cvが設けられる。また、端子N1とバイアス電源Vb2の
間には固定インダクタLbと抵抗Rextの直列回路が設けら
れる。なお、この入力整合回路11は１段のπ型回路によ
り構成されるが、多段のπ型回路により構成することも
できる。
【００２７】また、固定インダクタLbをπ型回路の一部
とするのではなく、信号成分に対して大きなインピーダ
ンスとなる値に設定して信号成分を遮断し、トランジス
タQdのバイアス電流だけを通過させることもできる。
【００２８】一方、出力整合回路12も、入力整合回路11
と同様に、可変インダクタLv及び可変容量Cvを含んで構
成し、信号電力が変化してもトランジスタQdの出力イン
ピーダンスと負荷R2のインピーダンス整合を維持させる
ことができる。ただし、トランジスタQdの出力インピー
ダンスの変動は比較的少ないので、固定インダクタ及び
固定容量だけで構成することもできる。
【００２９】図２は、マイクロ波増幅器10のトランジス
タQdのベース-エミッタ間電圧Vbeとベース電流Ibの特性
図である。本実施の形態のマイクロ波増幅器10におい
て、トランジスタQdは、前述のように、無信号時にもわ
ずかのバイアス電流が流れるAB級に設定されるが、例え
ば、図２の特性図において、ベース-エミッタ間電圧がV
be1であり、バイアス電流がIb1であるバイアス点21に設
定されているとする。この場合、トランジスタQdの入力
インピーダンスZ1は、バイアス点21におけるグラフ20の
接線の傾きで表される。
【００３０】次に、トランジスタQdの入力信号電力が増
加した場合を考える。その場合、AB級では片方の信号成
分だけが増加してバイアス電流の平均値が増加する。こ
のため、トランジスタQdのバイアス点は、ベース-エミ
ッタ間電圧がVbe2、バイアス電流がIb2のバイアス点22
に移動する。そして、バイアス点22における入力インピ
ーダンスZ2は、グラフ20が指数関数的に変化するのでバ
イアス点21における入力インピーダンスZ1より低下す
る。
【００３１】この場合、本実施の形態のマイクロ波増幅
器10では、図１に示すように、バイアス電流が流れる固
定インダクタLbに直列に抵抗Rextが挿入されているの
で、入力信号電力が増加してもバイアス電流の増加を制
限することができる。従って、入力信号電力の増加によ
るトランジスタQdの入力インピーダンスの低下を制限
し、入力信号電力の増加に係わらずインピーダンス整合
を維持することができる。
【００３２】なお、図２において、ベース-エミッタ間
電圧Vbeは別の電圧源からベース抵抗を介してエミッタ
フォロワで供給されても良い。この場合、ベース抵抗は
およそRext×ｈfeの値を持つ。ただし、ｈfeはトランジ
スタQdのエミッタ接地における電流増幅率である。
【００３３】更に、本実施の形態のマイクロ波増幅器10
は、図１に示すように、入力整合回路11の可変インダク
タLvと可変容量Cvを入力信号電力の変化に応じて変化さ
せ、入力信号電力の変化に係わらず、信号源13の内部イ
ンピーダンスR1とトランジスタQdの入力インピーダンス
とのインピーダンス整合を行うことができる。
【００３４】即ち、入力信号電力が増加するとトランジ
スタQdの入力インピーダンスが低下する。このため、本
実施の形態の入力整合回路11では、入力信号電力が増加
した場合、可変インダクタLvの値を小さくするか、可変
容量Cvの値を大きくする。
【００３５】一方、入力信号電力が低下するとトランジ
スタQdの入力インピーダンスが増加する。このため、入
力信号電力が低下した場合は、可変インダクタLvの値を
大きくするか、可変容量Cvの値を小さくする。
【００３６】このように、本実施の形態のマイクロ波増
幅器10によれば、入力信号電力の変化に応じて入力整合
回路11のリアクタンスを変化させ、入力信号電力の変化
に係わらず、信号源13の内部インピーダンスR1とトラン
ジスタQdの入力インピーダンスとのインピーダンス整合
を行うことができる。なお、可変インダクタLvと可変容
量Cvは、入力信号電力の変化に応じて、どちらか一方を
変化させてもよいが、両方を変化させてもよい。
【００３７】図３は、本実施の形態における可変インダ
クタLvの説明図である。可変インダクタLvは、図3(1)に
示すように、コレクタが駆動電源Vccに接続されるトラ
ンジスタQaと、トランジスタQaのベースとバイアス電源
Vb1間に接続される抵抗R3と、トランジスタQaのベース
とエミッタ間に接続されるコンデンサCbとを有する。
【００３８】トランジスタQaのエミッタ端子N2は、図１
の入力整合回路11の端子N2に接続される。従って、マイ
クロ波増幅器10に入力される信号電力は、端子N2から可
変インダクタLvにも供給される。なお、図3(1)におい
て、端子N2から供給される信号電流をトランジスタQaの
バイアス電流と合わせて電流Ioで表す。
【００３９】図3(1)において、端子N2に供給される入力
信号は、コンデンサCbによってトランジスタQaのベース
に与えられるので、トランジスタQaのバイアス電流の低
周波成分をIbo、端子N2から入力される信号電圧をVbac
とすると、信号電圧Vbacは、抵抗R3とコンデンサCbによ
り分圧されるので、トランジスタQaのベース-エミッタ
間電圧Vbeは、 Vbe＝(Vbac/jωCb）/(R3+(1/jωCb))+Ibo/gm (1) と表される。ここにgmは、トランジスタQaのトランスコ
ンダクタンスである。
【００４０】ここで、(1)式は、R3≫1/jωCbの場合、 Vbe≒(Vbac/jωCbR3)+Ibo/gm (2) と近似される。この時、トランジスタQaを流れる電流Io
は、 Io＝gm×Vbe (3) で表されるので、(2)式を(3)式に代入すると、 Io＝gm×(Vbac/jωCbR3)+Ibo ＝Vbac/jω(CbR3/gm)+Ibo (4) となり、端子N2に可変インダクタンスLv＝CbR3/gmが接
続されたことに相当する。従って、図3(1)の可変インダ
クタンスLvは、その抵抗成分を抵抗R4で表すと、図3(2)
のように表すことができる。
【００４１】この場合、トランジスタQaのトランスコン
ダクタンスgmは、電流Ioの増加と共に増加するので、可
変インダクタンスLvは、電流Ioの増加に伴って低下す
る。従って、入力信号電力が大きくなると可変インダク
タンスLvが小さくなり、入力信号電力が増加しても入力
整合回路11のインピーダンス整合を維持することができ
る。
【００４２】図４は、本実施の形態における可変容量Cv
の説明図である。図4(1)の可変容量Cvは、トランジスタ
Qeのベースとコレクタを接続して端子N1とし、トランジ
スタQeのエミッタを端子N2として、図１における端子N
1、N2に接続される。また、バイアス電流Ioは、トラン
ジスタQeをわずかに導通させる程度に設定される。
【００４３】図4(1)において、ベース-エミッタ間は順
方向にバイアスされるので、バイアス電流Ioが小さい領
域で容量成分を持つ。この場合、端子N1と端子N2間に印
加される信号電力が増加すると、順バイアスにおける空
乏層が薄くなり、容量成分が増加する。従って、図4(1)
の等価回路は図4(3)のようになり、入力信号電力が増加
すると容量成分が増加する可変容量Cvとして動作する。
なお、図4(3)において、可変容量Cvの損失分を抵抗R8で
表す。
【００４４】図4(2)は、トランジスタQcのベースを端子
N1とし、トランジスタQcのコレクタとエミッタを接続し
て端子N2とした可変容量Cvを示す。この可変容量Cvは、
ベース-エミッタ間とベース-コレクタ間が順方向にバイ
アスされるので、バイアス電流Ioが小さい領域で容量成
分を持つ。
【００４５】図4(2)の可変容量Cvにおいても、端子N1と
端子N2間に印加される信号電力が増加すると、順バイア
スにおける空乏層が薄くなって容量成分が増加する。従
って、入力信号電力が増加すると容量成分が増加する可
変容量Cvとして動作する。
【００４６】従って、本実施の形態の可変容量Cvによれ
ば、入力信号電力が増加してトランジスタQdの入力イン
ピーダンスが低下した場合に、可変容量Cvの値を大きく
することができ、信号源13の内部インピーダンスとトラ
ンジスタQdの入力インピーダンスとのインピーダンス整
合を維持することができる。
【００４７】図５は、本発明の第１の実施の形態のマイ
クロ波増幅器の回路図である。本実施の形態のマイクロ
波増幅器10の入力整合回路11は、図１の場合と同様に、
１段のπ型回路で構成され、可変インダクタLvとして、
図3(1)と同様の可変インダクタLsと固定インダクタLcの
並列回路が用いられる。この場合、固定インダクタLcの
一端は接地され、バイアス電流の流出経路となる。
【００４８】なお、可変インダクタLsの値は、コンデン
サCbの値により調整することができる。コンデンサCb
は、トランジスタQaのベース-エミッタ間の寄生容量で
代用することもできるが、外付けのコンデンサとするこ
とにより、トランジスタQａの素子面積を小さくするこ
とができる。
【００４９】一方、可変容量Cvとしては、図4(2)に示し
た可変容量Qcと固定容量Ccの並列回路が用いられる。可
変容量Qcは、トランジスタの接合容量により形成される
ので、容量値を大きくするには大きな接合面積が必要と
なり、そこでの損失分が大きくなってしまう。そこで、
可変容量Qcは容量変化に必要な最小限の値とし、それ以
外の容量成分は、セラミックキャパシタ等の損失の少な
い固定容量Ccにより負担させる。なお、可変容量Qcに
は、バイアス電圧源Vb2と一端が接地された固定インダ
クタLcにより、わずかなバイアス電流が流れる程度の電
圧が印加される。
【００５０】また、可変容量Qcは、トランジスタQdの温
度補償にも役立っている。即ち、可変容量Qcは、トラン
ジスタQdと同じ温度特性を有するトランジスタで構成さ
れるので、可変容量Qcのベース-エミッタ接合はトラン
ジスタQdのベース-エミッタ接合と同じ温度特性を有す
る。従って、温度上昇に伴ってトランジスタQdのベース
電圧を低下させ、トランジスタQdのコレクタ電流の増加
を制限することができる。
【００５１】なお、バイアス電源Vb1、Vb2は、共通のバ
イアス電源とすることができ、トランジスタQdがSi BJT
の場合は0.6〜1.0Ｖ程度であり、InGaP/GaAs HBTの場合
は1.2〜1.6Ｖ程度である。
【００５２】このように、本実施の形態のマイクロ波増
幅器10によれば、トランジスタQdのバイアス電流は、バ
イアス電源Vb2から抵抗Rext及び固定インダクタLbを介
して供給される。従って、入力信号電力が大きくなった
場合にもトランジスタQdの入力インピーダンスの低下が
制限され、入力信号電力の変化に係わらず常に良好なイ
ンピーダンス整合を行うことができる。また、バイアス
電流の増加が制限されるので、マイクロ波増幅器10の消
費電力の増加を制限することができる。
【００５３】また、本実施の形態のマイクロ波増幅器10
によれば、入力整合回路11の可変インダクタLsと可変容
量Qcを入力信号電力の変化に応じて変化させ、入力信号
電力の変化に係わらず、信号源13の内部インピーダンス
R1とトランジスタQdの入力インピーダンスとのインピー
ダンス整合を行うことができる。図６は、本発明の第２
の実施の形態のマイクロ波増幅器の回路図である。本実
施の形態のマイクロ波増幅器10の入力整合回路11は、第
１の実施の形態の場合と同様に１段のπ型回路で構成さ
れる。ただし、第１の実施の形態の固定インダクタLbと
抵抗Rextに代えて、トランジスタQg、抵抗R10及びコン
デンサCeによる可変インダクタLｅを用いる。この場
合、トランジスタQgのコレクタは電源Vccに接続され、
抵抗R10の一端はバイアス電源Vb4に接続される。また、
本実施の形態の入力整合回路11では、可変容量Cvが、直
列に接続されたトランジスタQc1、Qc2と、固定容量Ccと
の並列接続により構成される。トランジスタQc1、Qc2を
直列に接続することにより、接合面に印加されるバイア
ス電圧が小さくなり、可変容量Cvにおける信号の損失を
小さくすることができる。また、本実施の形態の入力整
合回路11には、コレクタが抵抗R10に接続され、ベース
が端子N1に接続されるトランジスタQfが設けられ、トラ
ンジスタQfのエミッタは、一端が接地された固定インダ
クタLdに接続される。本実施の形態では、トランジスタ
QfによりトランジスタQdの温度補償を行うことができ
る。即ち、トランジスタQfはトランジスタQdと同じ温度
特性を有するトランジスタで構成されるので、トランジ
スタQfのベース-エミッタ接合はトランジスタQdのベー
ス-エミッタ接合と同じ温度特性を有する。従って、温
度上昇に伴ってトランジスタQdのベース電圧を低下さ
せ、トランジスタQdのコレクタ電流の増加を制限するこ
とができる。また、本実施の形態の入力整合回路11で
は、振幅変調波である入力信号の包絡線電圧の対数をト
ランジスタQdのバイアス電圧として供給することができ
る。即ち、トランジスタQfの電圧利得は、トランスコン
ダクタンスgmと抵抗R10の積で決まるので、電圧利得が
十分に大きい場合、トランジスタQfは、帰還ループにト
ランジスタQgのベース-エミッタ接合を有する理想増幅
器と見なすことができる。ここで、トランジスタQgのエ
ミッタ電流Ieとベース-エミッタ間電圧Vbeとの関係は、 Ie＝Ieo×exp(Vbe-φb) (5) のように表される。Ieoはエミッタ電流Ieの初期値であ
り、φbは位相遅れを示す定数である。(5)式の両辺の対
数をとると、 Vbe＝φb ＋ln(Ie/ Ieo) ＝φb ＋Vo×ln(Ie) (6) となる。従って、トランジスタQgのベース-エミッタ間
電圧Vbeは、エミッタ電流Ieの対数に依存して変化す
る。この場合、エミッタ電流Ieは、トランジスタQdのベ
ース電流に相当し、入力信号の包絡線電圧に依存して変
化する。
【００５４】このように、トランジスタQgのベース-エ
ミッタ間電圧Vbeは、入力信号の包絡線電圧の対数に依
存して変化するので、トランジスタQdのベース電圧も、
入力信号の包絡線電圧の対数に依存して変化する。従っ
て、入力信号電力が増加した場合でも、その増加を圧縮
してトランジスタQdのバイアス電流の増加を抑え、トラ
ンジスタQdの入力インピーダンスの低下を抑えることが
できる。
【００５５】また、本実施の形態の出力整合回路12は、
固定インダクタL31、L32と、固定容量C31、C32とにより
構成される。トランジスタQdのコレクタから出力された
信号は、ボンディングワイヤのインダクタLbondを介し
て出力整合回路12に入力され、出力端子Outから負荷R2
に供給される。
【００５６】このように、本実施の形態のマイクロ波増
幅器10によれば、入力信号電力が増加した場合でもトラ
ンジスタQdの入力インピーダンスの低下が制限され、入
力信号電力の変化に係わらず常に良好なインピーダンス
整合を行うことができる。また、バイアス電流の増加が
制限されるので、マイクロ波増幅器10の消費電力の増加
を制限することができる。
【００５７】また、本実施の形態のマイクロ波増幅器10
によれば、入力整合回路11の可変インダクタLs、Le及び
可変容量Cvを入力信号電力の変化に応じて変化させ、入
力信号電力の変化に係わらず、信号源13の内部インピー
ダンスR1とトランジスタQdの入力インピーダンスとのイ
ンピーダンス整合を行うことができる。図７は、本発明
の第３の実施の形態のマイクロ波増幅器の回路図であ
る。本実施の形態のマイクロ波増幅器10の入力整合回路
11は、第１の実施の形態の場合と同様に１段のπ型回路
で構成される。ただし、第１の実施の形態の可変容量Qc
を省略し、固定容量Cdだけを用いる。
【００５８】また、本実施の形態の出力整合回路12は、
固定インダクタL41、L42、L43、L44と、固定容量C41、C
42、C43とにより、帯域通過型の整合回路として構成さ
れる。トランジスタQdのコレクタから出力された信号
は、ボンディングワイヤのインダクタLbondを介して出
力整合回路12に入力され、出力端子Outから負荷R2に供
給される。なお、本実施の形態においても、バイアス電
源Vb1、Vb2は共通にすることができる。
【００５９】本実施の形態のマイクロ波増幅器10によれ
ば、入力信号電力が増加した場合でもトランジスタQdの
入力インピーダンスの低下を制限することができ、入力
信号電力の変化に係わらず常に良好なインピーダンス整
合を行うことができる。また、バイアス電流の増加が制
限されるので、マイクロ波増幅器10の消費電力の増加を
制限することができる。
【００６０】また、本実施の形態のマイクロ波増幅器10
によれば、入力整合回路11の可変インダクタLsを入力信
号電力の変化に応じて変化させ、入力信号電力の変化に
係わらず、信号源13の内部インピーダンスR1とトランジ
スタQdの入力インピーダンスとのインピーダンス整合を
行うことができる。
【００６１】また、上記の第１乃至第３の実施の形態の
マイクロ波増幅器において、可変インダクタLv及び可変
容量Cvを構成するトランジスタQa、Qc等は、出力トラン
ジスタQdと同じ半導体プロセスにより１チップで形成す
ることができる。
【００６２】例えば、トランジスタQa、Qc、Qd等を同じ
半導体プロセスのバイポーラ・ジャンクション・トラン
ジスタ又はヘテロ・バイポーラ・トランジスタで形成す
ることにより、低消費電力のマイクロ波増幅器により小
型・軽量の携帯機器を構成することができる。
【００６３】本発明の保護範囲は、上記の実施の形態に
限定されず、特許請求の範囲に記載された発明とその均
等物に及ぶものである。
【００６４】
【発明の効果】以上、本発明によれば、入力信号電力が
大きくなった場合でも増幅素子の入力インピーダンスの
低下が制限され、入力信号電力の変化に係わらず常に良
好なインピーダンス整合を行うことができる。また、バ
イアス電流の増加が制限されるので、マイクロ波増幅器
の消費電力の増加を制限することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態のマイクロ波増幅器の原理
説明図である。
【図２】トランジスタの特性図である。
【図３】本発明の実施の形態における可変インダクタの
説明図である。
【図４】本発明の実施の形態における可変容量の説明図
である。
【図５】本発明の第１の実施の形態のマイクロ波増幅器
の回路図である。
【図６】本発明の第２の実施の形態のマイクロ波増幅器
の回路図である。
【図７】本発明の第３の実施の形態のマイクロ波増幅器
の回路図である。
【図８】従来のマイクロ波増幅器の回路図である。
【符号の説明】
10 マイクロ波増幅器 11 入力整合回路 12 出力整合回路 13 信号源 Lv 可変インダクタ Cv 可変容量 Lb 固定インダクタ Rext 抵抗 Qd トランジスタ Vb2 バイアス電源 R1 信号源の内部インピーダンス In 入力端子 Out 出力端子 R2 負荷
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5J090 AA01 CA21 CA36 CA72 CA75 CA81 FA20 GN01 GN11 HA02 HA06 HA24 HA25 HA29 HA30 HA33 HA34 KA05 KA12 KA29 MA01 MA11 MA21 MA22 SA14 TA02 5J092 AA01 CA21 CA36 CA72 CA75 CA81 FA20 HA02 HA06 HA24 HA25 HA29 HA30 HA33 HA34 KA05 KA12 KA29 MA01 MA11 MA21 MA22 SA14 TA02

Claims (6)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】マイクロ波増幅器において、 信号源からベースに入力されるマイクロ波信号を増幅す
    るトランジスタと、 前記トランジスタのベースにバイアス電流を供給するイ
    ンダクタと抵抗の直列回路とを有することを特徴とする
    マイクロ波増幅器。
  2. 【請求項２】マイクロ波増幅器において、 信号源からベースに入力されるマイクロ波信号を増幅す
    る第１のトランジスタと、 前記信号源と第１のトランジスタのベースとの間に設け
    られたＬＣ回路であって、 前記信号源のインピーダンスと前記第１のトランジスタ
    の入力インピーダンスとのインピーダンス整合を行う入
    力整合回路とを有し、 該入力整合回路の第１のインダクタ又は第１の容量は、
    前記マイクロ波信号の電力に応じて変化し、当該入力整
    合回路のリアクタンス成分が変化することを特徴とする
    マイクロ波増幅器。
  3. 【請求項３】請求項２において、 前記入力整合回路は、前記第１のトランジスタのベース
    にバイアス電流を供給するインダクタと抵抗の直列回路
    を有することを特徴とするマイクロ波増幅器。
  4. 【請求項４】請求項２において、 前記第１のインダクタは、コレクタが電源に接続される
    第２のトランジスタと、 該第２のトランジスタのベースにバイアス電流を供給す
    る抵抗と、 該第２のトランジスタのベース-エミッタ間に接続され
    る第２の容量と、 該第２のトランジスタのエミッタと接地間に接続される
    第２のインダクタとを有し、 前記マイクロ波信号は、該第２のトランジスタのエミッ
    タに供給されると共に、前記第１の容量を介して前記第
    １のトランジスタのベースに供給されることを特徴とす
    るマイクロ波増幅器。
  5. 【請求項５】請求項２において、 前記第１の容量は、ベースとコレクタが接続され、ベー
    スとエミッタ間にバイアス電流が流れる第３のトランジ
    スタを有し、 前記マイクロ波信号は、該第３のトランジスタのエミッ
    タに入力され、該第３のトランジスタのベース及びコレ
    クタから前記第１のトランジスタのベースに出力される
    ことを特徴とするマイクロ波増幅器。
  6. 【請求項６】請求項２において、 前記第１の容量は、エミッタとコレクタが接続され、ベ
    ースとエミッタ間及びベースとコレクタ間にバイアス電
    流が流れる第４のトランジスタを有し、 前記マイクロ波信号は、該第４のトランジスタのエミッ
    タ及びコレクタに入力され、該第４のトランジスタのベ
    ースから前記第１のトランジスタのベースに出力される
    ことを特徴とするマイクロ波増幅器。
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Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2007507970A (ja) * 2003-09-30 2007-03-29 リー ジョング リュル 増幅回路における入出力信号保護回路
JP2009260914A (ja) * 2008-03-21 2009-11-05 Hitachi Metals Ltd 高周波増幅回路
JP2010538582A (ja) * 2007-09-07 2010-12-09 レイセオン カンパニー トランジスタ電力増幅器のための入力回路及びそのような回路を設計するための方法
JP2012169950A (ja) * 2011-02-16 2012-09-06 Fujitsu Ltd 低雑音増幅器

Families Citing this family (26)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100325420B1 (ko) * 2000-02-15 2002-02-21 강인호 개선된 이득을 갖는 포락선 추적 증폭기, 이를 이용한 이동 통신 단말기 및 그에 관한 이득 개선 방법
EP1187357B1 (en) * 2000-03-15 2010-05-19 Hitachi Metals, Ltd. High-frequency module and wireless communication device
US7020450B2 (en) * 2000-09-05 2006-03-28 Nec Corporation Active inductors using bipolar silicon transistors
JP2002171143A (ja) * 2000-11-30 2002-06-14 Mitsubishi Electric Corp 高周波用電力増幅器
FR2833432A1 (fr) * 2001-12-11 2003-06-13 Koninkl Philips Electronics Nv Dispositif de compensation en temperature et appareil electronique comprenant un tel dispositif
JP4287116B2 (ja) * 2002-02-27 2009-07-01 シャープ株式会社 電力増幅器
US7034620B2 (en) 2002-04-24 2006-04-25 Powerwave Technologies, Inc. RF power amplifier employing bias circuit topologies for minimization of RF amplifier memory effects
KR100464418B1 (ko) * 2002-06-20 2005-01-03 삼성전자주식회사 가변이득 제어회로 및 이를 갖는 집적회로 장치
US7145413B2 (en) * 2003-06-10 2006-12-05 International Business Machines Corporation Programmable impedance matching circuit and method
GB2411062B (en) * 2004-02-11 2007-11-28 Nujira Ltd Resonance suppression for power amplifier output network
US7126438B2 (en) * 2004-05-19 2006-10-24 Avago Technologies Wireless Ip (Singapore) Pte. Ltd. Circuit and method for transmitting an output signal using a microelectromechanical systems varactor and a series inductive device
EP1617558A1 (en) * 2004-07-13 2006-01-18 STMicroelectronics S.r.l. High frequency transistor having an impedance transforming network
JP2007267181A (ja) * 2006-03-29 2007-10-11 Matsushita Electric Ind Co Ltd 高周波電力送信装置
JP2007300537A (ja) * 2006-05-02 2007-11-15 General Res Of Electronics Inc アクティブキャパシタ
JP2007300538A (ja) * 2006-05-02 2007-11-15 General Res Of Electronics Inc アクティブインダクタ
US7936045B2 (en) * 2007-06-11 2011-05-03 Infineon Technologies Ag Integrated circuit with multi-stage matching circuit
CN102474228A (zh) * 2009-07-14 2012-05-23 松下电器产业株式会社 高频功率放大器
US8779857B2 (en) * 2009-08-14 2014-07-15 Qualcomm Incorporated Amplifier with variable matching circuit to improve linearity
US8299857B2 (en) * 2011-01-27 2012-10-30 Integra Technologies, Inc. RF power amplifier including broadband input matching network
US9143204B2 (en) 2011-06-17 2015-09-22 Tensorcom, Inc. Direct coupled biasing circuit for high frequency applications
CN102739167B (zh) * 2012-07-09 2016-08-24 中国科学院微电子研究所 一种微波放大器的设计方法
EP3113360A4 (en) * 2014-03-21 2017-03-08 Huawei Technologies Co., Ltd. Power amplification circuit and transmitter
US10560060B2 (en) 2015-05-29 2020-02-11 Qorvo Us, Inc. Linear CMOS PA with low quiescent current and boosted maximum linear output power
CN106877823B (zh) * 2015-12-14 2023-08-22 达发科技股份有限公司 折叠低噪音放大器及放大器电路模块
CN106959389B (zh) * 2017-03-17 2019-04-05 成都海威华芯科技有限公司 一种分频段负载牵引测试方法
US20220393650A1 (en) * 2021-06-02 2022-12-08 Psemi Corporation Wideband Multi Gain LNA Architecture

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3068424A (en) * 1960-03-23 1962-12-11 Orloff William Transistor class c amplifier
US3345578A (en) * 1964-03-09 1967-10-03 Sylvania Electric Prod Redundant amplifier circuits
US3396341A (en) * 1965-05-03 1968-08-06 Gen Electric I. f. filter for television tuner
JPS6354005A (ja) * 1986-08-22 1988-03-08 Matsushita Electric Ind Co Ltd テレビジヨンチユ−ナの中間周波数増幅装置
JPH0653761A (ja) * 1992-08-03 1994-02-25 Fujitsu Ltd 高周波増幅器
JPH08222967A (ja) * 1995-02-15 1996-08-30 Fujitsu Ltd Ｆｅｔゲートバイアス回路
JP2000228613A (ja) 1999-02-05 2000-08-15 Fujitsu Ltd 電力増幅器

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2007507970A (ja) * 2003-09-30 2007-03-29 リー ジョング リュル 増幅回路における入出力信号保護回路
JP2010538582A (ja) * 2007-09-07 2010-12-09 レイセオン カンパニー トランジスタ電力増幅器のための入力回路及びそのような回路を設計するための方法
JP2009260914A (ja) * 2008-03-21 2009-11-05 Hitachi Metals Ltd 高周波増幅回路
JP2012169950A (ja) * 2011-02-16 2012-09-06 Fujitsu Ltd 低雑音増幅器

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