JP2007267181A - 高周波電力送信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】広い周波数帯域において、高効率かつ低歪な高周波送信部を作製するための手段を提供する。
【解決手段】高周波電力トランジスタと、負荷整合回路１０５と、位相回路１１と、アイソレータ１４１と、を具備し、任意の周波数ｆにおいて、前記負荷整合回路の出力端１１６から前記位相回路側を見たインピーダンスをＲ［ｆ］＋ｊＸ［ｆ］、動作周波数の下限値をＬ、上限値をＨとするとき、Ｘ［Ｌ］＜Ｘ［Ｈ］の関係を満足する。
【選択図】図１

Description

本発明は、携帯電話をはじめとする移動体通信の送信用に用いられる高周波電力増幅器に関するものである。

携帯電話機の小型・軽量・長時間通話を実現するために、バッテリーの小型化に加えて、電力消費量のウエイトが高い送信用電力増幅器の高効率化（省電力化）が重要とされている。携帯電話用の送信用電力増幅器はＰＡモジュールと呼ばれ、高周波特性と電力変換効率に優れるＧａＡｓ高周波トランジスタが主に用いられている。このＧａＡｓ電力トランジスタには大別して、電界効果型トランジスタ（以下、ＦＥＴと記す。）とヘテロバイポーラトランジスタ（以下、ＨＢＴと記す。）がある。

（従来技術の例１）
ＧａＡｓＨＢＴを用いた従来技術の例１の高周波電力増幅（ＰＡ）モジュールの概略図を図１７に示す。以下、この図を参照しながら従来のＧａＡｓＰＡモジュールを説明する。なお、以降、同じ要素には同一の部品番号を付与して説明を行う。（例えば特許文献１参照）
入力端子１１６から入力された高周波電力は入力整合回路１０３を通過して前段ＨＢＴ１０１に入力される。入力整合回路１０３は、入力端子１０６から順に、シャントインダクタ１０７と直列コンデンサ１０８から構成されている。前段ＨＢＴ１０１で増幅された高周波電力は、段間整合回路１０４を通過して後段ＨＢＴ１０２に入力される。段間整合回路１０４は、前段ＨＢＴ１０１から順に、シャントコンデンサ１０９と直列インダクタ１１０から構成されている。後段ＨＢＴ１０２で増幅された高周波電力は、出力整合回路１０５を通過して、出力端子１１６から出力される。出力整合回路１０５は、後段ＨＢＴ１０２から順に、マイクロストリップ線路１１１、シャントコンデンサ１１２と直列コンデンサ１１３から構成されている。マイクロストリップ線路１１１の特性インピーダンスは５０Ωに設計されており、直列コンデンサ１１３は直流阻止のために用いられる。コレクタ電源端子１１７、１１８は、チョークコイル１２３、１２４を介して、それぞれ前段ＨＢＴ１０１、後段ＨＢＴ１０２のコレクタに接続されている。このチョークコイル１２３、１２４は、高周波電力がコレクタ電源端子１１７、１１８に漏れることを防止するために設けられている。前段ＨＢＴ１０１、後段ＨＢＴ１０２のベース端子には温度補償回路として機能するバイアス回路１２１−１、１２１−２が接続されている。バイアス回路１２１には、コントロール端子１１９−１２２が接続されている。

従来のＰＡモジュールの構造図を図１８に示す。モジュール基板１３１は３層からなる樹脂基板（１３１−１、１３１−２、１３１−３）により構成されており、基板の誘電率はそれぞれ４．４である。最下層基板１３１―３の裏面には入力端子１０６、出力端子１１６、グランド端子１３０、および電源端子１１７、１１８、コントロール端子１１９−１２２が形成されている。最上層基板１３１―１の上面には金属配線１３２が形成されている。入力整合回路１０３、段間整合回路１０４、出力整合回路１０５は、金属配線１３２、チップコンデンサ１３５およびチップインダクタ１３６により形成される。貫通穴１３７の側壁には金属膜が形成されており、各層の基板１３１上に形成された金属配線が必要に応じて電気的に接続されている。最上層基板１３１−１の上面に形成されたグランド電極１３８上にはＧａＡｓＨＢＴチップ１３３が実装されている。ボンディングワイヤー１３４によりＨＢＴチップ１３３と金属配線１３２を電気的に接続している。

ワイドバンドＣＤＭＡ用の電力増幅器として、周波数１９４０ＭＨｚ〜１９６０ＭＨｚ、電源電圧３．５Ｖ、出力電力２７ｄＢｍの条件において、−４０ｄＢｃ以下の隣接チャンネル漏洩電力（以下、単にＡＣＰＲと記載する。）特性と、４３％以上の電力変換効率（以下、単に効率と記載する。）が要望される。この特性を満足するためには、電力増幅器１２５において、後段ＨＢＴ１０２から見た負荷インピーダンスＺＬ（ＴＲ）を５Ωに設定することが好ましい。具体的には、図１１において、マイクロストリップ線路１１１の長さを３．５ｍｍ、シャントコンデンサ１１２の容量を４．５ｐＦ、直列コンデンサ１１３の容量を１００ｐＦに設定すればよい。

電力増幅器１２５の出力端子１１６から見た負荷ＺＬ（ＰＡ）を５０Ωに終端した時、後段ＨＢＴの出力端から見た負荷ＺＬ（ＴＲ）は、周波数１９４０ＭＨｚ、１９５０ＭＨｚ、１９６０ＭＨｚにおいて、それぞれ、５．１―ｊ０．５Ω、５Ω、４．９＋ｊ０．５Ωである。Ｚ０＝５Ωで規格化したＺＬ（ＴＲ）のＶＳＷＲは周波数１９４０―１９６０ＭＨｚにおいて、１．１以下となる。この負荷条件で増幅器１２５を評価した結果、周波数１９４０ＭＨｚ〜１９６０ＭＨｚ、電源電圧３．５Ｖ、出力電力２７ｄＢｍにおいて、ＡＣＰＲ−４２ｄＢｃ、効率４５％と良好な特性であった。

従来技術の例１における増幅器の特性一覧表を図１９に示す。

一般に高周波デバイスでは、動作周波数（ｆ）に対する周波数帯域（Δｆ）の比率Δｆ／ｆは、帯域の広さを表す指標であり、この値が大きくなると帯域内でのＲＦ特性の平準化が難しい。電力増幅器の場合には、Δｆ／ｆが大きくなると、中心値から離れた周波数で、効率とＡＣＰＲ特性が低下する。従来技術の例１の場合には、Δｆ／ｆ＝１％と小さいので、動作帯域内でのＲＦ特性の劣化は見られない。

（従来技術の例２）
携帯電話によるデータ通信の増加に伴い、通信チャネル数の増加が急務になっている。また、携帯電話を海外でも使用できるように、海外の周波数バンドにも対応できる携帯端末が商品化されている。このように、一つ携帯端末で複数の周波数帯が使用される、いわゆるマルチバンド化の傾向は、今後ますます加速するものと思われる。携帯電話のマルチバンド化において、端末の低コスト、小型を実現する有力な方法が、電力増幅器を複数の周波数帯で使用することである。たとえば、ワイドバンドＣＤＭＡ端末において、電力増幅器を１．７ＧＨｚ帯と１．９ＧＨｚ帯の２つの周波数帯で共用して使用することが考えられる。１．７ＧＨｚ帯の周波数レンジは、１７５０ＭＨｚ〜１７８５ＭＨｚであり、１９４０ＭＨｚ〜１９６０ＭＨｚと共用して使用するためには、１７５０ＭＨｚ〜１９６０ＭＨｚで要望特性を満足する必要がある。以下、電力増幅器１２５を１７５０ＭＨｚ〜１９６０ＭＨｚの周波数帯で動作させることについて言及する。

増幅器１２５は、１７５０ＭＨｚ〜１９６０ＭＨｚの周波数帯域に対応するために、負荷整合回路１０５に若干の変更を行っており、具体的には、図１７において、マイクロストリップ線路１１１の長さを３．６ｍｍ、シャントコンデンサ１１２の容量を４．７ｐＦにしている。図１３に、出力端子１１６から見た負荷ＺＬ（ＰＡ）を５０Ωに終端した場合における、ＺＬ（ＴＲ）のスミスチャートを示す。帯域の中心周波数の１８５０ＭＨｚでは５―ｊ０Ωであるが、周波数１９６０ＭＨｚでは４．６＋ｊ１．６Ω、周波数１７５０ＭＨｚでは５．６―ｊ１．６Ωであり、周波数帯の拡大により、ＺＬ（ＴＲ）の分散が拡大する。Ｚ０＝５Ωで規格化したＺＬ（ＴＲ）のＶＳＷＲは、１７５０ＭＨｚ〜１９６０ＭＨｚでは１．５以下である。

増幅器１２５の高周波電力特性を、電源電圧３．５Ｖ、出力電力２７ｄＢｍの条件で評価した結果、中心周波１８５０ＭＨｚでは、ＡＣＰＲ特性−４２ｄＢｃ、効率４５％であった。しかしながら、周波数が帯域の中心から離れるに従って特性の劣化が見られ、下限の周波数（１７５０ＭＨｚ）ではＡＣＰＲ特性−３９ｄＢｃ、効率４０％となり、他方、上限の周波数（１９６０ＭＨｚ）ではＡＣＰＲ特性−３７ｄＢｃ、効率４３％となった。

従来技術の例２における増幅器の特性一覧表を図２０に示す。

本増幅器の場合には、Δｆ／ｆ＝１０．５％と大きいので、帯域内（Δｆ＝２１０ＭＨｚ）でも中心値から離れた周波数で、効率とＡＣＰＲ特性が低下している。携帯電話に用いられている通常の電力増幅器では、Δｆ／ｆが５％以上になると、上下限の周波数で特性の劣化が見られる。

（従来技術の例３）
図２１は従来技術の例３の無線通信機における高周波送信部のブロック図である。電力増幅器１２５から出力された送信波はアイソレータ１４１、デュープレクサ１４２を介して、アンテナ１４５から出力される。一方、アンテナから入力された受信波は、デュープレクサ１４２を介して、受信用ＩＣ１４３に入力される。アイソレータ１４１は、デュープレクサ１４２からアンテナ１４５間のインピーダンスが変化した際にも、増幅器１２５の出力端１１６からアイソレータ１４１を見たインピーダンスＺＬ（ＰＡ）が変化しないように用いられている。

図２２は従来のアイソレータの入力インピーダンスを示すスミスチャートである。図２１において、増幅器１２５の出力端子１１６は直接にアイソレータ１４１の入力端子と接続されているので、アイソレータ１４１の入力インピーダンスがそのままＺＬ（ＰＡ）となる。ＺＬ（ＰＡ）は、周波数１７５０ＭＨｚ、１８５０ＭＨｚ、１９６０ＭＨｚにおいて、それぞれ、４９＋ｊ７．８Ω、５０Ω、４９−ｊ７．９Ωである。１７５０ＭＨｚ〜１９６０ＭＨｚの周波数における入力インピーダンスのＶＳＷＲは１．５以下である。

このとき、後段ＨＢＴ１０２の出力端から見たＺＬ（ＴＲ）のスミスチャートを図２３に示す。ＺＬ（ＴＲ）は周波数１７５０ＭＨｚ、１８５０ＭＨｚ、１９６０ＭＨｚにおいて、それぞれ、６．２−ｊ２．４Ω、５Ω、４．２＋ｊ２．２Ωである。Ｚ０＝５Ωで規格化したＺｔｒのＶＳＷＲは周波数１７５０ＭＨｚ〜１９６０ＭＨｚにおいて、２以下となる。従来技術の例２の場合と比較して、アイソレータ１４１を使用することにより、ＺＬ（ＴＲ）のＶＳＷＲはが１．５以下から２以下に増加し、分散が大きくなる。この原因は、アイソレータ１４１の入力インピーダンスが周波数特性を持つことによる。この負荷条件において、増幅器１２５を電源電圧３．５Ｖ、出力電力２７ｄＢｍで評価した結果、中心周波数１８５０ＭＨｚで、ＡＣＰＲ特性−４２ｄＢｃ、効率４５％であった。しかしながら、帯域の中心から離れ周波数で特性の劣化が見られ、下限の周波数（１７５０ＭＨｚ）ではＡＣＰＲ特性−３７ｄＢｃ、効率４０％となり、上限の周波数（１９６０ＭＨｚ）ではＡＣＰＲ特性−３７ｄＢｃ、効率４３％となった。このように、Δｆ／ｆ＝１０．５％と大きく、さらにアイソレータを使用することにより、インピーダンスの分散がさらに大きくなっているので、中心値から離れた周波で効率とＡＣＰＲ特性の低下がいっそう顕著になっている。

従来技術の例３における増幅器の特性一覧表を図２４に示す。

以上説明したように、従来の高周波送信部において、動作する周波数の帯域が狭い場合（従来技術の例１）には、増幅器１２５は良好なＡＣＰＲ特性と効率を実願する。しかしながら、動作周波数帯域が広くなり、Δｆ／ｆが増加すると（従来技術の例２）、ＺＬ（ＴＲ）の周波数分散が大きくなり、ＡＣＰＲ特性と効率が低下し要望の特性を満足できなくなる。さらに、増幅器の出力端にアイソレータを直接接続して使用する場合には（従来技術の例３）、ＺＬ（ＴＲ）の分散はより拡大し、ＡＣＰＲ特性と効率の低下がさらに顕著となる。
特開平１１−２６６１３０号公報

従来の高周波送信部において、動作周波数帯域が広くなり、Δｆ／ｆが増加すると（従来技術の例２）、ＺＬ（ＴＲ）の周波数分散が大きくなり、ＡＣＰＲ特性と効率が低下し要望の特性を満足できなくなる。さらに、増幅器の出力端にアイソレータを直接接続して使用する場合には（従来技術の例３）、ＺＬ（ＴＲ）の分散はより拡大し、ＡＣＰＲ特性と効率の低下がさらに顕著となる。

本発明は、前記課題に鑑み、広い周波数帯域において、高効率かつ低歪な高周波送信部を作製するための手段を提供することを目的とする。

本発明は、高周波電力の増幅を行うトランジスタと、前記トランジスタに電流を供給するバイアス回路を有する高周波電力増幅器において、
（１）高周波電力の増幅を行うトランジスタと、前記トランジスタの出力側に接続されており、動作周波数に対するインピーダンスを変換する負荷整合回路と、前記負荷整合回路に接続されており、動作周波数に対するインピーダンスを所定の値に設定する位相回路と、前記位相回路に接続されており、動作周波数に対して所定のインピーダンスを有するアイソレータと、を具備し、任意の周波数ｆにおいて、前記負荷整合回路の出力端から前記位相回路側を見たインピーダンスをＲ［ｆ］＋ｊＸ［ｆ］、動作周波数の下限値をＬ、上限値をＨとするとき、Ｘ［Ｌ］＜Ｘ［Ｈ］の関係を満足することを特徴とする。
（２）前記（１）と同様の構成において、任意の動作周波数ｆにおいて前記負荷整合回路の出力端から前記アイソレータ側を見たインピーダンスをＺ［ｆ］、動作周波数の下限値をＬ、上限値をＨとするとき、Ｚ［Ｌ］がスミスチャート上のキャパシティブ領域、Ｚ［Ｈ］がスミスチャート上のインダクティブ領域にあることを特徴とする。
（３）前記（１）と同様の構成において、負荷整合回路と、位相回路と、が同一のパッケージ内に実装されていることを特徴とする。

本願発明により、ＺＬ（ＰＡ）の周波数分散を縮小、または解消することにより、１７５０ＭＨｚ〜１９６０ＭＨｚの全周波数において、電源電圧３．５Ｖ、出力電力２７ｄＢｍの条件で、ＡＣＰＲ特性−４２ｄＢｃ、効率４５％を実現した。従来の電力増幅器ではΔｆ／ｆが５％以上になると両端の周波数で特性に劣化が見られたが、本増幅器では、Δｆ／ｆ＝１０．５％においても、全帯域で良好な特性を実現する。

また、本願発明により、携帯電話端末において、電力増幅器と位相回路を別々に設計する必要が無く、開発が容易となる。また、セットの製造工程において、電力増幅器と位相回路を個別に実装する必要が無いので実装部品数を低減することができる。

以下、本発明に係る高周波電力増幅器の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。

（実施の形態１）
図１は本発明の無線通信機における高周波送信部のブロック図である。図２１に示した従来の高周波送信部のブロック図との違いは、増幅器１２５の出力側の端子１１６とアイソレータ１４１の入力側の端子１６との間に位相回路１１が接続されていることである。位相回路１１は、入力側から、直列コンデンサ１２、シャントインダクタ１３、直列コンデンサ１４により構成されている。コンデンサ１２は１．９ｐＦ、インダクタ１３は４．１ｎＨ、コンデンサ１４は１．９ｐＦである。このとき、端子１６から端子１１６までの位相回転は周波数１８５０ＭＨｚにおいて、−１７０°（時計回りを正の回転とする。）である。

端子１６からアイソレータ１４１を見たインピーダンスＺＬ（Ｉｓｏ）は図２２と同様であり、１７５０ＭＨｚ〜１９６０ＭＨｚにおけるＺＬ（Ｉｓｏ）のＶＳＷＲは１．５以下である。ＺＬ［ｆ］＝Ｒ［ｆ］＋ｊＸ［ｆ］とするとき、ＺＬ（Ｉｓｏ）については、Ｘ［１７５０ＭＨｚ］＞Ｘ［１８５０ＭＨｚ］＞Ｘ［１９６０ＭＨｚ］の関係となっている。また、ＺＬ［１７５０ＭＨｚ］はスミスチャート上のインダクティブ領域に存在しており、ＺＬ［１９６０ＭＨｚ］はキャパシティブ領域に存在している。

図２は、図１におけるＺＬ（ＰＡ）のスミスチャートを示す。ＺＬ（ＰＡ）は、周波数１７５０ＭＨｚ、１８５０ＭＨｚ、１９６０ＭＨｚにおいて、それぞれ、４６．５―ｊ７Ω、５０Ω、５２＋ｊ８．３Ωである。１７５０ＭＨｚ〜１９６０ＭＨｚにおけるＺＬ（ＰＡ）のＶＳＷＲは１．５以下である。位相回路１１を使用することにより、ＺＬ（ＰＡ）は、ＺＬ（Ｉｓｏ）からスミスチャート上で−１７０°回転した関係にある。ＺＬ［ｆ］＝Ｒ［ｆ］＋ｊＸ［ｆ］とするとき、ＺＬ（ＰＡ）については、Ｘ［１７５０ＭＨｚ］＜Ｘ［１８５０ＭＨｚ］＜Ｘ［１９６０ＭＨｚ］となり、ＺＬ（Ｉｓｏ）と逆の周波数特性になっている。ここで、Ｘ［ｆ］はｆの増加に伴って単調増加している。また、Ｚ［１７５０ＭＨｚ］はスミスチャート上のキャパシティブ領域に存在しており、Ｚ［１９６０ＭＨｚ］はインダクティブ領域に存在している。さらに、Ｒ［１７５０ＭＨｚ］＜Ｒ［１８５０ＭＨｚ］＜Ｒ［１９６０ＭＨｚ］を満足しており、Ｒ［ｆ］はｆの増加に伴って単調増加している。また、Ｚ［１７５０ＭＨｚ］＜５０Ωであり、Ｒ［１９６０ＭＨｚ］＞５０Ωである。

図３は、後段ＨＢＴ１０２の出力端から見たＺＬ（ＴＲ）のスミスチャートを示す。ＺＬ（ＴＲ）は、それぞれの周波数において、５．３−ｊ０．８Ω、５Ω、４．８＋ｊ０．８Ωである。Ｚ０＝５Ωで規格化したＺＬ（ＴＲ）のＶＳＷＲは、周波数１７５０ＭＨｚ〜１９６０ＭＨｚにおいて、１．２以下となる。従来技術の例３の場合では、ＺＬ（ＴＲ）のＶＳＷＲ＝２の方が、ＺＬ（Ｉｓｏ）のＶＳＷＲ＝１．５よりも大きくなる（分散が大きくなる）のに対し、本実施の形態では、逆に、ＺＬ（ＴＲ）のＶＳＷＲの方が小さくなる（分散が小さくなる）という重要な特徴を有している。このように、位相回路１１は、ＺＬ（ＴＲ）のＶＳＷＲの分散を、ＺＬ（Ｉｓｏ）のＶＳＷＲの分散よりも小さくする機能を有する。

図４に、ＺＬ（ＰＡ）からＺＬ（ＴＲ）へのインピーダンス変換のスミスチャートを示す。これを用いて、ＺＬ（ＴＲ）の分散が低減される理由を説明する。図４において、シャントＣによる変換およびＭＳＬによる変換は、それぞれ、図１のシャントコンデンサ１１２およびマイクロストリップライン１１１による変換に相当する。図４において、シャントＣによる変換は、アドミッタンス線に沿っての回転であり、変換量はｊωＣで現される（ω＝２πｆ）。ここで周波数が高いほどこの変換量は大きくなるので、ＺＬ（ＴＲ）の分散を小さくするためには、あらかじめＺＬ（ＰＡ）の周波数特性おいて、周波数の高い側のアドミッタンス成分の値を大きくすることが好ましい。このためには、ＺＬ［ｆ］＝Ｒ［ｆ］＋ｊＸ［ｆ］において、使用周波数の下限をＬ、使用周波数の上限をＨとするとき、ＺＬ（ＰＡ）について、Ｘ［Ｌ］＜Ｘ［Ｈ］の関係になるようにすれば良い。また同式において、Ｘ［Ｌ］を負の値、Ｘ［Ｈ］を正の値に選んでもこの関係が得られる。また、ＺＬ［Ｌ］をスミスチャート上のキャパシタ領域、ＺＬ［Ｈ］を同上のインダクタ領域に選んでもこの関係は満足される。

また、シャントＣによるアドミッタンス線に沿った回転において、高い周波数の回転を外側のアドミッタンス円に沿って行うと、ＺＬ（ＴＲ）の分散を小さくすることができる。このためには、あらかじめＺＬ（ＰＡ）の周波数特性において、周波数の高い側の抵抗成分の値を大きくすることが好ましい。このためには、ＺＬ［ｆ］＝Ｒ［ｆ］＋ｊＸ［ｆ］の式において、使用周波数の下限をＬ、使用周波数の上限をＨとするとき、ＺＬ（ＰＡ）について、Ｒ［Ｌ］＜Ｒ［Ｈ］の関係になるようにすれば良い。また同式において、Ｒ［Ｌ］を５０より小さい値、Ｒ［Ｈ］を５０より小さい値に選んでもこの関係が得られる。

この負荷条件で増幅器１２５を評価した。ＺＬ（ＴＲ）のＶＳＷＲが１．２以下と小さくなることにより、上下限の周波数において特性の改善が見られた。電源電圧３．５Ｖ、出力電力２７ｄＢｍの条件で、下限の周波数（１７５０ＭＨｚ）ではＡＣＰＲ特性−４１ｄＢｃ、効率４３％となり、上限の周波数（１９６０ＭＨｚ）ではＡＣＰＲ特性−３９ｄＢｃ、効率４４％となった。

実施の形態１における増幅器の特性一覧表を図５にまとめる。

本電力増幅器では、Δｆ／ｆ＝１０．５％と使用帯域が広いにも関わらず、上下限の周波数（１７５０ＭＨｚ、１９６０ＭＨｚ）での特性を大幅に改善することが可能になった。また、周波数帯域を１７９０ＭＨｚから１９１０ＭＨｚのΔｆ＝１２０ＭＨｚに限れば、電源電圧３．５Ｖ、出力電力２７ｄＢｍの条件で、ＡＣＰＲ特性−４２ｄＢｃ、効率４５％を全帯域で満足した。従来の電力増幅器ではΔｆ／ｆが５％以上になると両端の周波数で特性に劣化が見られたが、本増幅器では、Δｆ／ｆ＝６．１％においても、全帯域で良好な特性を実現した。

さらに詳細な検討を行った結果、実施の形態１の位相回路１１では、位相回転を−９０°以下に設定することで、上下限の周波数で特性の改善を確認した。位相回路１１による回転を−９０°に設定した際のＺＬ（ＰＡ）のスミスチャートを図６に示す。

（実施の形態２）
図７は実施の形態２の無線通信機における高周波送信部のブロック図である。図１に示した実施の形態１の高周波送信部のブロック図との違いは、出力整合回路１０５内のコンデンサ１１３と位相回路１１内のコンデンサ１２の合成容量として出力整合回路２３にコンデンサ２２を使用して位相回路２４内のコンデンサを省いていることである。この構成を採用することで、同等の性能を得ながら、コンデンサ部品を１つ削減することが可能になる。

（実施の形態３）
図８は実施の形態３の無線通信機における高周波送信部のブロック図である。図１に示した実施の形態１の高周波送信部のブロック図との違いは、位相回路１１の代わりに、位相回路２９を使用している点である。位相回路２９は、入力側から、直列インダクタ２６、シャントコンデンサ２７、直列インダクタ２８により構成されている。直列インダクタ２６は５．６ｎＨ、シャントコンデンサ２７は１．７ｐＦ、直列インダクタ２８は５．６ｎＨある。このとき、端子１６から端子１１６までの位相回転は周波数１８５０ＭＨｚにおいて、スミスチャート上で＋１９０°（時計回りを正の回転とする。）である。実施の形態３の構成においても、高周波送信部の特性として、実施の形態１と同様の効果が得られる。

さらに詳細な検討を行った結果、実施の形態３の位相回路２９では、位相回転を９０°以上に設定することで、上下限の周波数で特性の改善を確認した。位相回路２９による回転を９０°に設定した際のＺＬ（ＰＡ）のスミスチャートを図９に示す。

（実施の形態４）
図１０は実施の形態４の無線通信機における高周波送信部のブロック図である。図１に示した実施の形態１の高周波送信部のブロック図との違いは、位相回路１１の代わりに、位相回路３３を使用している点である。位相回路３３は、入力側から、シャントコンデンサ３０、直列インダクタ３１、シャントコンデンサ３２により構成されている。シャントコンデンサ３０は１．９ｐＦ、直列インダクタ３１は４．１ｎＨ、シャントコンデンサ３２は１．９ｐＦある。このとき、端子１６から端子１１６までの位相回転は周波数１８５０ＭＨｚにおいて、スミスチャート上で＋１９０°である。実施の形態４の構成においても、高周波送信部の特性として、実施の形態１と同様の効果が得られる。

（実施の形態５）
図１１は従来のアイソレータ１４１と異なる特性を示す本発明のアイソレータの入力インピーダンスを示すスミスチャートである。図２２に示した従来のアイソレータ１４１との違いは、１７５０ＭＨｚ〜１９６０ＭＨｚの周波数における入力インピーダンスのＶＳＷＲが大きくなっていることあり、図２２の従来のアイソレータが１．５以下であるのに対し、本発明のアイソレータは２以下であり、周波数に対するインピーダンスの分散が拡大している。図１に示した実施の形態１の高周波送信部のアイソレータ１４１に本発明のアイソレータを用いることを考える。コンデンサ１２、インダクタ１３、およびコンデンサ１４の定数は実施の形態１と同一である。このとき、端子１６から端子１１６までの位相回転は周波数１８５０ＭＨｚにおいて、−１７０°（時計回りを正の回転とする。）である。端子１１６から位相回路１１側を見たインピーダンスＺＬ（ＰＡ）のスミスチャートを図１２に示す。ＺＬ（ＰＡ）は、周波数１７５０ＭＨｚ、１８５０ＭＨｚ、１９６０ＭＨｚにおいて、それぞれ、４３―ｊ１４Ω、５０Ω、５４＋ｊ１６Ωである。このとき、後段ＨＢＴ１０２の出力端から見たＺＬ（ＴＲ）のスミスチャートを図１３に示す。ＺＬ（ＴＲ）は、それぞれの周波数においてすべて、ちょうど５Ωに集約される。Ｚ０＝５Ωで規格化したＺＬ（ＴＲ）のＶＳＷＲは、周波数１７５０ＭＨｚ〜１９６０ＭＨｚにおいて、最小の１となる。

この負荷条件で増幅器１２５を評価した。ＺＬ（ＰＡ）の周波数分散をなくすことにより、１７５０ＭＨｚ〜１９６０ＭＨｚの全周波数において、電源電圧３．５Ｖ、出力電力２７ｄＢｍの条件で、ＡＣＰＲ特性−４２ｄＢｃ、効率４５％を実現した。実施の形態５における増幅器の特性一覧表を図１４にまとめる。

（実施の形態６）
図１５は実施の形態６の無線通信機における高周波送信部のブロック図である。図７に示した実施の形態２の高周波送信部のブロック図との違いは、電力増幅器３６が負荷整合回路２３のみならず、位相回路２４を有していることである。具体的には、同一のパッケージ内、あるいは同一の基板上に、ＧａＡｓＨＢＴを形成したチップと、負荷整合回路２３と、位相回路２４が実装されている。点３７からアイソレータ３８側を見たインピータンスは、図１１のインピーダンスと同様である。本実施の形態により、携帯電話端末において、電力増幅器と位相回路を別々に設計する必要が無く、開発が容易となる。また、セットの製造工程において、電力増幅器と位相回路を個別に実装する必要が無いので実装部品数を低減することができる。実施の形態５に示した本発明の高周波送信部と同じ効果を得ることができることは、言うまでもない。

（実施の形態７）
図１６は実施の形態７の無線通信機における高周波送信部のブロック図である。図７に示した実施の形態２の高周波送信部のブロック図との違いは、アイソレータユニット４２の中に、アイソレータ３８と位相回路４０が形成されていることである。具体的には、同一のパッケージ内、あるいは同一の基板上に、アイソレータ３８と位相回路４０が実装されている。点４３からアイソレータユニット４２を見たインピーダンスは、図１２のインピーダンスと同様である。本実施の形態により、携帯電話端末の実装部品数を低減しながら、実施の形態５に示した本発明の高周波送信部と同じ効果を実現することができる。

また、特に位相回路４０を使用しなくても、アイソレータそのもののインピーダンス特性を、図２もしくは図１１で示す特性にすることで、広帯域性能に優れた高周波送信部を実現することができる。

以上の全ての実施の形態では、アイソレータを用いて特性改善の事例を示したが、アイソレータを用いない場合であっても、例えば、図１において、アイソレータ１４１の無い場合であっても、デュープレクサ１４２のインピーダンスを位相回路１１によって同様に制御することにより、同様の効果を得ることができる。

また、以上の実施の形態では、１．７ＧＨｚ帯と１．９ＧＨｚ帯の電力増幅器の共用を検討したが、８００ＭＨｚ帯と９００ＭＨｚ帯にも応用展開できることは言うまでもない。

本発明にかかる高周波電力送信装置は、動作周波数帯域の広い、良好な隣接チャンネル漏洩電力（ＡＣＰＲ）特性及び電力変換効率を有する高周波電力送信装置を得ることができ、携帯電話をはじめとする移動体通信の送信装置に用いられる技術として有用である。

本発明の実施の形態１の無線通信機における高周波送信部のブロック図 本発明の実施の形態１のＺＬ（ＰＡ）のスミスチャート 本発明の実施の形態１のＺＬ（ＴＲ）のスミスチャート 本発明の実施の形態１のＺＬ（ＰＡ）からＺＬ（ＴＲ）へのインピーダンス変換図 本発明の実施の形態１における増幅器の特性一覧表を示す図 本発明の実施の形態１の最適化したＺＬ（ＰＡ）のスミスチャート 本発明の実施の形態２の無線通信機における高周波送信部のブロック図 本発明の実施の形態３の無線通信機における高周波送信部のブロック図 本発明の実施の形態３のＺＬ（ＰＡ）のスミスチャート 本発明の実施の形態４の無線通信機における高周波送信部のブロック図 本発明の実施の形態５のアイソレータの入力インピーダンスを示すスミスチャート 本発明の実施の形態５のＺＬ（ＰＡ）のスミスチャート 本発明の実施の形態５のＺＬ（ＴＲ）のスミスチャート 本発明の実施の形態５における増幅器の特性一覧表を示す図 本発明の実施の形態６の無線通信機における高周波送信部のブロック図 本発明の実施の形態７の無線通信機における高周波送信部のブロック図 ＧａＡｓＨＢＴを用いた従来技術の例１のＰＡモジュールの概略図 従来技術の例１のＰＡモジュールの断面構造図 従来技術の例１における増幅器の特性一覧表を示す図 従来技術の例２における増幅器の特性一覧表を示す図 従来技術の例３の無線通信機における高周波送信部のブロック図 従来のアイソレータの入力インピーダンスのスミスチャート 従来技術の例３のＺＬ（ＴＲ）のスミスチャート 従来技術の例３における増幅器の特性一覧表を示す図

符号の説明

１１，２４，２９，３３，４０ 位相回路
１２，１４，３０，３２，１１２，１１３ コンデンサ
１３，２６，２８，３１ インダクタ
２３，１０５ 出力整合回路
３６，１２５ 電力増幅器
３８，１４１ アイソレータ
４２ アイソレータユニット
１０１ 前段ＨＢＴ
１０２ 後段ＨＢＴ
１０３ 入力整合回路
１０４ 段間整合回路
１１１ マイクロストリップライン
１４２ デュープレクサ
１４３ 受信用ＩＣ
１４５ アンテナ

Claims (20)

1. 高周波電力の増幅を行うトランジスタと、
   前記トランジスタの出力側に接続されており、動作周波数に対するインピーダンスを変換する負荷整合回路と、
   前記負荷整合回路に接続されており、上記動作周波数に対して所定のインピーダンスを有するアイソレータと、を具備し、
   任意の動作周波数ｆにおいて前記負荷整合回路の出力端から前記アイソレータ側を見たインピーダンスをＲ［ｆ］＋ｊＸ［ｆ］、動作周波数の下限値をＬ、上限値をＨとするとき、Ｘ［Ｌ］＜Ｘ［Ｈ］の関係を満足することを特徴とする高周波電力送信装置。
2. 動作周波数の中心値をＭとするとき、Ｘ［Ｌ］＜Ｘ［Ｍ］＜Ｘ［Ｈ］の関係を満足することを特徴とする請求項１記載の高周波電力送信装置。
3. Ｒ［Ｌ］＜Ｒ［Ｈ］の関係を満足することを特徴とする請求項１記載の高周波電力送信装置。
4. 高周波電力の増幅を行うトランジスタと、
   前記トランジスタの出力側に接続されており、動作周波数に対するインピーダンスを変換する負荷整合回路と、
   前記負荷整合回路に接続されており、上記動作周波数に対して所定のインピーダンスを有するアイソレータと、を具備し、
   任意の動作周波数ｆにおいて前記負荷整合回路の出力端から前記アイソレータ側を見たインピーダンスをＺ［ｆ］、動作周波数の下限値をＬ、上限値をＨとするとき、Ｚ［Ｌ］がスミスチャート上のキャパシティブ領域、Ｚ［Ｈ］がスミスチャート上のインダクティブ領域にあることを特徴とする高周波電力送信装置。
5. 高周波電力の増幅を行うトランジスタと、
   前記トランジスタの出力側に接続されており、動作周波数に対するインピーダンスを変換する負荷整合回路と、
   前記負荷整合回路に接続されており、上記動作周波数に対して所定のインピーダンスを有するアイソレータと、を具備し、
   前記トランジスタの出力端から出力側を見たインピーダンスのＶＳＷＲが、前記負荷整合回路の出力端から出力側を見たインピーダンスのＶＳＷＲよりも小さくなるように、前記アイソレータのインピーダンスが設定されていることを特徴とする高周波電力送信装置。
6. 高周波電力の増幅を行うトランジスタと、
   前記トランジスタの出力側に接続されており、動作周波数に対するインピーダンスを変換する負荷整合回路と、
   前記負荷整合回路に接続されており、動作周波数に対するインピーダンスを所定の値に変換する位相回路と、を具備し、
   任意の周波数ｆにおいて前記負荷整合回路の出力端から前記位相回路側を見たインピーダンスをＲ［ｆ］＋ｊＸ［ｆ］、動作周波数の下限値をＬ、上限値をＨとするとき、Ｘ［Ｌ］＜Ｘ［Ｈ］の関係になることを特徴とする高周波電力送信装置。
7. 前記位相回路の出力端から高周波電力の出力側を見たインピーダンスをＲ１［ｆ］＋ｊＸ１［ｆ］とするとき、Ｘ１［Ｌ］＞Ｘ１［Ｈ］の関係を満足することを特徴とする請求項６記載の高周波電力送信装置。
8. 動作周波数に対する前記位相回路による回転がー９０°以下、または９０°以上であることを特徴とする請求項６記載の高周波電力送信装置。
9. 前記トランジスタと、前記負荷整合回路と、前記位相回路が同一パッケージ内に構成されていることを特徴とする請求項６記載の高周波電力送信装置。
10. 動作周波数帯域をΔｆ、上記動作周波数の中心値をｆＭとするとき、Δｆ／ｆＭが０．０５以上であることを特徴とする請求項６記載の高周波電力送信装置。
11. Ｒ［Ｌ］＜Ｒ［Ｈ］の関係を満足することを特徴とする請求項６記載の高周波電力送信装置。
12. 前記位相回路が直列キャパシタと並列インダクタにより構成されていることを特徴とする請求項６記載の高周波電力送信装置。
13. 前記位相回路が直列インダクタと並列キャパシタにより構成されていることを特徴とする請求項６記載の高周波電力送信装置。
14. 高周波電力の増幅を行うトランジスタと、
    前記トランジスタの出力側に接続されており、動作周波数に対するインピーダンスを変換する負荷整合回路と、
    前記負荷整合回路に接続されており、動作周波数に対するインピーダンスを所定の値に変換する位相回路と、を具備し、
    任意の動作周波数ｆにおいて前記負荷整合回路の出力端から前記位相回路側を見たインピーダンスをＺ［ｆ］、動作周波数の下限値をＬ、上限値をＨとするとき、Ｚ［Ｌ］がスミスチャート上のキャパシティブ領域、Ｚ［Ｈ］がスミスチャート上のインダクティブ領域にあることを特徴とする高周波電力送信装置。
15. 高周波電力の増幅を行うトランジスタと、
    前記トランジスタの出力側に接続されており、動作周波数に対するインピーダンスを変換する負荷整合回路と、
    前記負荷整合回路に接続されており、動作周波数に対するインピーダンスを所定の値に変換する位相回路と、を具備し、
    前記トランジスタの出力端から出力側を見たインピーダンスのＶＳＷＲが、前記負荷整合回路の出力端から出力側を見たインピーダンスのＶＳＷＲよりも小さくなるように、前記位相回路が設定されていることを特徴とする高周波電力送信装置。
16. 高周波電力の増幅を行うトランジスタと、
    前記トランジスタの出力側に接続されており、動作周波数に対するインピーダンスを変換する負荷整合回路と、
    前記負荷整合回路に接続されており、動作周波数に対するインピーダンスを所定の値に設定する位相回路と、
    前記位相回路に接続されており、動作周波数に対して所定のインピーダンスを有するアイソレータと、を具備し、
    任意の周波数ｆにおいて、前記負荷整合回路の出力端から前記位相回路側を見たインピーダンスをＲ［ｆ］＋ｊＸ［ｆ］、動作周波数の下限値をＬ、上限値をＨとするとき、Ｘ［Ｌ］＜Ｘ［Ｈ］の関係を満足することを特徴とする高周波電力送信装置。
17. 前記位相回路の出力端から前記アイソレータ側を見たインピーダンスをＲ２［ｆ］＋ｊＸ２［ｆ］とするとき、Ｘ２［Ｌ］＞Ｘ２［Ｈ］の関係を満足することを特徴とする請求項１６記載の高周波電力送信装置。
18. 前記位相回路と前記アイソレータが同一パッケージ内に構成されていることを特徴とする請求項１６記載の高周波電力送信装置。
19. 前記動作周波数が、１．７ＧＨｚ帯と１．９ＧＨｚ帯を含むことを特徴とする請求項１６記載の高周波電力送信装置。
20. 前記動作周波数が、８００ＭＨｚ帯と９００ＭＨｚ帯を含むことを特徴とする請求項１６記載の高周波電力送信装置。

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