JP2000228613A - 電力増幅器 - Google Patents
電力増幅器Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 携帯電話や携帯情報機器等に使用される高周
波用の電力増幅器に関し、広範囲のダイナミックレンジ
で信号の振幅の歪みを抑えてその直線性を保証し、か
つ、トランジスタの消費電力を節減することを目的とす
る。 【解決手段】 少なくとも一つの電力増幅用トランジス
タと同じ半導体プロセスにて形成されたトランジスタを
用いて入力信号の振幅に歪みを与えた信号を、出力段の
電力増幅用トランジスタに入力するように構成される。
好ましくは、入力信号の振幅に歪みを与えるプリディス
トーション回路が、入力信号に基づいて、所定の電流振
幅信号を出力するトランスコンダクタと、電流振幅信号
の電流振幅に対し出力信号の歪みを打ち消すような歪み
を与え、対応する電圧振幅信号として出力するプリディ
ストーション用トランスレジスタとを有し、この電圧振
幅信号を出力段の電力増幅用トランジスタに入力するよ
うに構成される。
波用の電力増幅器に関し、広範囲のダイナミックレンジ
で信号の振幅の歪みを抑えてその直線性を保証し、か
つ、トランジスタの消費電力を節減することを目的とす
る。 【解決手段】 少なくとも一つの電力増幅用トランジス
タと同じ半導体プロセスにて形成されたトランジスタを
用いて入力信号の振幅に歪みを与えた信号を、出力段の
電力増幅用トランジスタに入力するように構成される。
好ましくは、入力信号の振幅に歪みを与えるプリディス
トーション回路が、入力信号に基づいて、所定の電流振
幅信号を出力するトランスコンダクタと、電流振幅信号
の電流振幅に対し出力信号の歪みを打ち消すような歪み
を与え、対応する電圧振幅信号として出力するプリディ
ストーション用トランスレジスタとを有し、この電圧振
幅信号を出力段の電力増幅用トランジスタに入力するよ
うに構成される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＣＤＭＡ (code d
ivision multiple access : 符号分割多重アクセス）方
式や直交振幅変調方式を利用した携帯電話および携帯情
報機器や、情報端末機器等に使用される高周波用の電力
増幅器に関する。これらの電力増幅器は、特に無線周波
数帯において使用されるために、通常、ＲＦ電力増幅器
とよばれている。このＲＦ電力増幅器においては、信号
振幅の広範囲なダイナミックレンジにわたって優れた直
線性が要求されると共に、集積回路化（ＩＣ化）を実現
するために電力増幅器内のトランジスタの消費電力をで
きる限り節減することが要求される。
ivision multiple access : 符号分割多重アクセス）方
式や直交振幅変調方式を利用した携帯電話および携帯情
報機器や、情報端末機器等に使用される高周波用の電力
増幅器に関する。これらの電力増幅器は、特に無線周波
数帯において使用されるために、通常、ＲＦ電力増幅器
とよばれている。このＲＦ電力増幅器においては、信号
振幅の広範囲なダイナミックレンジにわたって優れた直
線性が要求されると共に、集積回路化（ＩＣ化）を実現
するために電力増幅器内のトランジスタの消費電力をで
きる限り節減することが要求される。
【０００２】
【従来の技術】図２９は、従来のバイアス生成回路を含
む電力増幅器の構成例を示す回路図である。ただし、こ
こでは、集積回路化が可能なＲＦ電力増幅器の主要部の
構成を成示すこととする。図２９に示すような従来の電
力増幅器においては、外部から供給される入力信号ＩＮ
を増幅して所定の電圧レベルの出力信号ＯＵＴを得るた
めの複数段のトランジスタ（ただし、ここでは、２段の
トランジスタ）２０４（Ｑ１）、２１３（Ｑ５）が設け
られている。１段目のトランジスタ２０４は、２段目
（出力段）のトランジスタを駆動するためのドライバ・
アンプの終段のトランジスタとして動作する。出力段の
トランジスタ２１３は、広範囲なダイナミックレンジに
わたって入力信号を増幅するための電力増幅用トランジ
スタとして動作する。
む電力増幅器の構成例を示す回路図である。ただし、こ
こでは、集積回路化が可能なＲＦ電力増幅器の主要部の
構成を成示すこととする。図２９に示すような従来の電
力増幅器においては、外部から供給される入力信号ＩＮ
を増幅して所定の電圧レベルの出力信号ＯＵＴを得るた
めの複数段のトランジスタ（ただし、ここでは、２段の
トランジスタ）２０４（Ｑ１）、２１３（Ｑ５）が設け
られている。１段目のトランジスタ２０４は、２段目
（出力段）のトランジスタを駆動するためのドライバ・
アンプの終段のトランジスタとして動作する。出力段の
トランジスタ２１３は、広範囲なダイナミックレンジに
わたって入力信号を増幅するための電力増幅用トランジ
スタとして動作する。
【０００３】さらに、出力段のトランジスタ２１３のベ
ースにバイアス電圧を付与するためのバイアス生成回路
２００が設けられている。このバイアス生成回路２００
は、３つのトランジスタ２０６（Ｑ２）、２０８（Ｑ
３）および２１０（Ｑ４）と、３つの抵抗２０７、２０
９および２１１により構成される。この場合、バイアス
生成回路２００により生成されるバイアス電圧のレベル
を制御するための制御電圧Ｖcontは、抵抗２０７を介し
てトランジスタ２０８のコレクタに供給される。トラン
ジスタ２０６、２１０のコレクタは、いずれも高電圧側
の電源（電圧Ｖｃｃ）に接続され、同トランジスタのエ
ミッタは、抵抗２０７、２１１をそれぞれ介して低電圧
側の電源（電圧はアースレベル（ＧＮＤ））に接続され
ている。バイアス生成回路２００により生成されるバイ
アス電圧は、トランジスタ２１０から、信号逆流防止用
のインダクタ２１２を介してトランジスタ２１３のベー
スに供給される。
ースにバイアス電圧を付与するためのバイアス生成回路
２００が設けられている。このバイアス生成回路２００
は、３つのトランジスタ２０６（Ｑ２）、２０８（Ｑ
３）および２１０（Ｑ４）と、３つの抵抗２０７、２０
９および２１１により構成される。この場合、バイアス
生成回路２００により生成されるバイアス電圧のレベル
を制御するための制御電圧Ｖcontは、抵抗２０７を介し
てトランジスタ２０８のコレクタに供給される。トラン
ジスタ２０６、２１０のコレクタは、いずれも高電圧側
の電源（電圧Ｖｃｃ）に接続され、同トランジスタのエ
ミッタは、抵抗２０７、２１１をそれぞれ介して低電圧
側の電源（電圧はアースレベル（ＧＮＤ））に接続され
ている。バイアス生成回路２００により生成されるバイ
アス電圧は、トランジスタ２１０から、信号逆流防止用
のインダクタ２１２を介してトランジスタ２１３のベー
スに供給される。
【０００４】ここで、入力信号ＩＮは、直流成分除去用
のコンデンサ２０１、およびバイアス電圧供給用の抵抗
２０２、２０３を介して１段目のトランジスタ２０４に
供給される。この１段目のトランジスタ２０４は、ＡＢ
級動作をするようにバイアス電圧が付与されている。上
記の１段目のトランジスタ２０４から出力された信号
は、コンデンサ２１４、２１６およびインダクタ２１５
からなる整合回路（または結合容量）を介して出力段の
トランジスタ２１３のベースに供給される。このトラン
ジスタ２１３のベースに供給された信号は、インダクタ
２１２によって、バイアス生成回路２００内に逆流しな
いようになっている。２段目のトランジスタ２１３のコ
レクタは、負荷用インダクタ２１７を介して高電圧側の
電源に接続され、同トランジスタのエミッタは、低電圧
側の電源に直接接続される。この場合、２段目のトラン
ジスタ２１３のコレクタから出力された信号は、インダ
クタ２１８およびコンデンサ２１９からなるインピーダ
ンスマッチング回路（インピーダンス整合回路）を介し
て外部に送出される（出力信号ＯＵＴ）。
のコンデンサ２０１、およびバイアス電圧供給用の抵抗
２０２、２０３を介して１段目のトランジスタ２０４に
供給される。この１段目のトランジスタ２０４は、ＡＢ
級動作をするようにバイアス電圧が付与されている。上
記の１段目のトランジスタ２０４から出力された信号
は、コンデンサ２１４、２１６およびインダクタ２１５
からなる整合回路（または結合容量）を介して出力段の
トランジスタ２１３のベースに供給される。このトラン
ジスタ２１３のベースに供給された信号は、インダクタ
２１２によって、バイアス生成回路２００内に逆流しな
いようになっている。２段目のトランジスタ２１３のコ
レクタは、負荷用インダクタ２１７を介して高電圧側の
電源に接続され、同トランジスタのエミッタは、低電圧
側の電源に直接接続される。この場合、２段目のトラン
ジスタ２１３のコレクタから出力された信号は、インダ
クタ２１８およびコンデンサ２１９からなるインピーダ
ンスマッチング回路（インピーダンス整合回路）を介し
て外部に送出される（出力信号ＯＵＴ）。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】図２９に示したような
ＲＦ電力増幅器を設計するに際しては、高い電力効率と
広範囲の直線性を両立させるために、１段目のトランジ
スタ、すなわち、ドライバ・アンプの終段のトランジス
タをＡＢ級で動作させるようにしていた。この終段のト
ランジスタをＡＢ級で動作させる場合のバイアス条件に
おいて、目的とする直線性が得られるトランジスタ等の
素子や信号のマッチング等の条件が求められる。一般的
にいって、トランジスタ等のバイアス電流を増やすほ
ど、得られる直線性は良好になるが、トランジスタ等の
消費電力が増大すると共に発振しやすくなる。このよう
な不都合な事態を解消するために、余計な付加回路が必
要になり、かつ、ＲＦ電力増幅器の利得が減少する傾向
が生じる。
ＲＦ電力増幅器を設計するに際しては、高い電力効率と
広範囲の直線性を両立させるために、１段目のトランジ
スタ、すなわち、ドライバ・アンプの終段のトランジス
タをＡＢ級で動作させるようにしていた。この終段のト
ランジスタをＡＢ級で動作させる場合のバイアス条件に
おいて、目的とする直線性が得られるトランジスタ等の
素子や信号のマッチング等の条件が求められる。一般的
にいって、トランジスタ等のバイアス電流を増やすほ
ど、得られる直線性は良好になるが、トランジスタ等の
消費電力が増大すると共に発振しやすくなる。このよう
な不都合な事態を解消するために、余計な付加回路が必
要になり、かつ、ＲＦ電力増幅器の利得が減少する傾向
が生じる。
【０００６】また一方で、キャリア（搬送波）により振
幅変調または直交振幅変調がなされた被変調信号を取り
扱う場合にも、バイアス電圧が一定もしくは入力信号の
電圧振幅の増大に伴ってわずかに減少する回路が一般に
用いられるが、この場合は、入力信号の電圧振幅の小さ
いときにはＡ級動作点にバイアスされ、電圧振幅の増大
と共にＡＢ級動作点、Ｂ級動作点、さらには、Ｃ級動作
点へと変化する。この間に、ＲＦ電力増幅器において大
きな利得の変化が生じ、信号の歪みによる被変調信号の
正確な位相からのずれを示すＥＶＭ (error vector mag
nitude）の増大と隣接チャネルへの漏洩電力の増大を招
くことになる。
幅変調または直交振幅変調がなされた被変調信号を取り
扱う場合にも、バイアス電圧が一定もしくは入力信号の
電圧振幅の増大に伴ってわずかに減少する回路が一般に
用いられるが、この場合は、入力信号の電圧振幅の小さ
いときにはＡ級動作点にバイアスされ、電圧振幅の増大
と共にＡＢ級動作点、Ｂ級動作点、さらには、Ｃ級動作
点へと変化する。この間に、ＲＦ電力増幅器において大
きな利得の変化が生じ、信号の歪みによる被変調信号の
正確な位相からのずれを示すＥＶＭ (error vector mag
nitude）の増大と隣接チャネルへの漏洩電力の増大を招
くことになる。
【０００７】したがって、従来のＲＦ電力増幅器の構成
では、基本的に高い電力効率と広範囲の直線性との両立
には限度がある。この場合、ＡＢ級以上の動作級におい
て、ドライバ・アンプの終段のトランジスタを流れる平
均電流は、信号の電圧振幅の変化と共に増減するため
に、電力増幅用トランジスタの入力端子には、一般に信
号のエンベロープに関係する信号が重畳される。このよ
うにして重畳された信号が、トランジスタの寄生容量と
信号源のインピーダンスによって位相遅れを生じると、
特に振幅変動を伴う直交被変調信号波形を取り扱う場合
にＥＶＭを増加させるおそれがある。このような問題
は、直交被変調方式等のディジタル変調の変調速度を示
すシンボルレート、またはＣＤＭＡ (code division mu
ltiple access ）方式の変調速度を示すチップレートが
大きくなるほど深刻になってくる。
では、基本的に高い電力効率と広範囲の直線性との両立
には限度がある。この場合、ＡＢ級以上の動作級におい
て、ドライバ・アンプの終段のトランジスタを流れる平
均電流は、信号の電圧振幅の変化と共に増減するため
に、電力増幅用トランジスタの入力端子には、一般に信
号のエンベロープに関係する信号が重畳される。このよ
うにして重畳された信号が、トランジスタの寄生容量と
信号源のインピーダンスによって位相遅れを生じると、
特に振幅変動を伴う直交被変調信号波形を取り扱う場合
にＥＶＭを増加させるおそれがある。このような問題
は、直交被変調方式等のディジタル変調の変調速度を示
すシンボルレート、またはＣＤＭＡ (code division mu
ltiple access ）方式の変調速度を示すチップレートが
大きくなるほど深刻になってくる。
【０００８】本発明は上記問題点に鑑みてなされたもの
であり、比較的広範囲のダイナミックレンジで信号の振
幅の歪みを抑えてその直線性を保証すると共に、電力増
幅器内のトランジスタの電力効率を高くして同トランジ
スタの消費電力をできる限り節減することが可能な電力
増幅器を提供することを目的とするものである。
であり、比較的広範囲のダイナミックレンジで信号の振
幅の歪みを抑えてその直線性を保証すると共に、電力増
幅器内のトランジスタの電力効率を高くして同トランジ
スタの消費電力をできる限り節減することが可能な電力
増幅器を提供することを目的とするものである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記問題点を解決するた
めに、本発明の電力増幅器は、少なくとも一つの電力増
幅用トランジスタを有しており、上記電力増幅用トラン
ジスタと同じ半導体プロセスにて形成されたトランジス
タを用いて入力信号の振幅に歪みを与えた信号を、出力
段に位置する電力増幅用トランジスタに入力するように
構成される。
めに、本発明の電力増幅器は、少なくとも一つの電力増
幅用トランジスタを有しており、上記電力増幅用トラン
ジスタと同じ半導体プロセスにて形成されたトランジス
タを用いて入力信号の振幅に歪みを与えた信号を、出力
段に位置する電力増幅用トランジスタに入力するように
構成される。
【００１０】好ましくは、本発明の電力増幅器に係る第
１の態様において、上記入力信号の振幅に歪みを与える
プリディストーション回路が、上記入力信号に基づい
て、所定の電流振幅を有する電流振幅信号を出力するト
ランスコンダクタと、上記トランスコンダクタにより得
られる電流振幅信号の電流振幅に対し上記出力段の電力
増幅用トランジスタの出力信号の歪みを打ち消すような
歪みを与え、対応する電圧振幅信号として出力するプリ
ディストーション用トランスレジスタとを有しており、
上記電圧振幅信号を、上記出力段の電力増幅用トランジ
スタに入力するようになっている。
１の態様において、上記入力信号の振幅に歪みを与える
プリディストーション回路が、上記入力信号に基づい
て、所定の電流振幅を有する電流振幅信号を出力するト
ランスコンダクタと、上記トランスコンダクタにより得
られる電流振幅信号の電流振幅に対し上記出力段の電力
増幅用トランジスタの出力信号の歪みを打ち消すような
歪みを与え、対応する電圧振幅信号として出力するプリ
ディストーション用トランスレジスタとを有しており、
上記電圧振幅信号を、上記出力段の電力増幅用トランジ
スタに入力するようになっている。
【００１１】さらに、好ましくは、本発明の第１の態様
において、上記プリディストーション回路内のトランス
コンダクタが、少なくとも１段のフォロワ回路を有し、
少なくとも終段のフォロワ回路を構成するトランジスタ
がＢ級動作点の近傍にバイアスされており、上記少なく
とも終段のフォロワ回路により上記入力信号を検波する
ことによって、瞬時の上記電流振幅信号を得るようにな
っている。
において、上記プリディストーション回路内のトランス
コンダクタが、少なくとも１段のフォロワ回路を有し、
少なくとも終段のフォロワ回路を構成するトランジスタ
がＢ級動作点の近傍にバイアスされており、上記少なく
とも終段のフォロワ回路により上記入力信号を検波する
ことによって、瞬時の上記電流振幅信号を得るようにな
っている。
【００１２】さらに、好ましくは、本発明の第１の態様
において、上記プリディストーション回路内のプリディ
ストーション用トランスレジスタが反転増幅回路を含
み、この反転増幅回路は、上記出力段の電力増幅用トラ
ンジスタと同種のトランジスタによって電流帰還を行う
ように構成される。さらに、好ましくは、本発明の第１
の態様における入力信号は、キャリヤ（搬送波）により
変調された被変調信号である。
において、上記プリディストーション回路内のプリディ
ストーション用トランスレジスタが反転増幅回路を含
み、この反転増幅回路は、上記出力段の電力増幅用トラ
ンジスタと同種のトランジスタによって電流帰還を行う
ように構成される。さらに、好ましくは、本発明の第１
の態様における入力信号は、キャリヤ（搬送波）により
変調された被変調信号である。
【００１３】さらに、好ましくは、本発明の第１の態様
において、上記出力段の電力増幅用トランジスタは、上
記入力信号の振幅に歪みを与えた信号により駆動され
る。さらに、好ましくは、本発明の第１の態様におい
て、上記出力段の電力増幅用トランジスタは、プッシュ
プル回路により駆動され、このプッシュプル回路のプル
アップ側およびプルダウン側の少なくとも一方は、上記
トランスコンダクタおよび上記プリディストーション用
トランスレジスタを通して得られる電圧振幅信号により
駆動される。
において、上記出力段の電力増幅用トランジスタは、上
記入力信号の振幅に歪みを与えた信号により駆動され
る。さらに、好ましくは、本発明の第１の態様におい
て、上記出力段の電力増幅用トランジスタは、プッシュ
プル回路により駆動され、このプッシュプル回路のプル
アップ側およびプルダウン側の少なくとも一方は、上記
トランスコンダクタおよび上記プリディストーション用
トランスレジスタを通して得られる電圧振幅信号により
駆動される。
【００１４】さらに、好ましくは、本発明の第１の態様
において、上記出力段の電力増幅用トランジスタがプッ
シュプルで駆動される場合、上記出力段の電力増幅用ト
ランジスタを駆動するトランジスタの少なくとも一方
は、上記トランスコンダクタおよびプリディストーショ
ン用トランスレジスタを用いて駆動される。また一方
で、本発明の電力増幅器に係る第２の態様において、上
記入力信号の振幅に歪みを与えるプリディストーション
回路が、上記入力信号に基づいて、所定の電流振幅を有
する電流振幅信号を出力するトランスコンダクタと、上
記トランスコンダクタにより得られる電流振幅信号の電
流振幅に対し上記出力段の電力増幅用トランジスタの出
力信号の歪みを打ち消すような歪みを与え、対応する電
圧振幅信号として出力するプリディストーション用トラ
ンスレジスタとを有しており、上記入力信号のエンベロ
ープ（またはベースバンド電流振幅信号）を上記プリデ
ィストーション回路に入力し、上記プリディストーショ
ン回路内の上記プリディストーション用トランスレジス
タから出力される電圧振幅信号により上記出力段の電力
増幅用トランジスタにバイアス電圧を付与し、また一方
で、上記入力信号は、整合回路を介して上記出力段の電
力増幅用トランジスタに入力されるように構成される。
において、上記出力段の電力増幅用トランジスタがプッ
シュプルで駆動される場合、上記出力段の電力増幅用ト
ランジスタを駆動するトランジスタの少なくとも一方
は、上記トランスコンダクタおよびプリディストーショ
ン用トランスレジスタを用いて駆動される。また一方
で、本発明の電力増幅器に係る第２の態様において、上
記入力信号の振幅に歪みを与えるプリディストーション
回路が、上記入力信号に基づいて、所定の電流振幅を有
する電流振幅信号を出力するトランスコンダクタと、上
記トランスコンダクタにより得られる電流振幅信号の電
流振幅に対し上記出力段の電力増幅用トランジスタの出
力信号の歪みを打ち消すような歪みを与え、対応する電
圧振幅信号として出力するプリディストーション用トラ
ンスレジスタとを有しており、上記入力信号のエンベロ
ープ（またはベースバンド電流振幅信号）を上記プリデ
ィストーション回路に入力し、上記プリディストーショ
ン回路内の上記プリディストーション用トランスレジス
タから出力される電圧振幅信号により上記出力段の電力
増幅用トランジスタにバイアス電圧を付与し、また一方
で、上記入力信号は、整合回路を介して上記出力段の電
力増幅用トランジスタに入力されるように構成される。
【００１５】好ましくは、本発明の第２の態様におい
て、上記プリディストーション回路内のトランスコンダ
クタが、少なくとも１段のフォロワ回路を有し、少なく
とも終段のフォロワ回路を構成するトランジスタがＢ級
動作点の近傍にバイアスされており、上記少なくとも終
段のフォロワ回路により上記入力信号を包絡線検波する
ことによって、上記入力信号のエンベロープを得るよう
になっている。
て、上記プリディストーション回路内のトランスコンダ
クタが、少なくとも１段のフォロワ回路を有し、少なく
とも終段のフォロワ回路を構成するトランジスタがＢ級
動作点の近傍にバイアスされており、上記少なくとも終
段のフォロワ回路により上記入力信号を包絡線検波する
ことによって、上記入力信号のエンベロープを得るよう
になっている。
【００１６】さらに、好ましくは、本発明の第２の態様
において、上記トランスコンダクタが有する少なくとも
１段のフォロワ回路における終段のフォロワ回路を構成
するトランジスタがＢ級動作点の近傍にバイアスされて
おり、上記終段のフォロワ回路の出力側の位置に、コン
デンサを含む平滑回路を設け、上記平滑回路を通して上
記入力信号を包絡線検波することにより上記エンベロー
プの絶対値を得るようになっている。
において、上記トランスコンダクタが有する少なくとも
１段のフォロワ回路における終段のフォロワ回路を構成
するトランジスタがＢ級動作点の近傍にバイアスされて
おり、上記終段のフォロワ回路の出力側の位置に、コン
デンサを含む平滑回路を設け、上記平滑回路を通して上
記入力信号を包絡線検波することにより上記エンベロー
プの絶対値を得るようになっている。
【００１７】さらに、好ましくは、本発明の第２の態様
において、上記エンベロープの絶対値を算出するための
上記平滑回路を含む回路が、位相分波器により駆動され
る２相以上の信号を並列に上記プリディストーション回
路に入力する。さらに、好ましくは、本発明の第２の態
様において、複数の上記トランスコンダクタおよび上記
プリディストーション用トランスレジスタの組を持ち、
上記トランスコンダクタおよび上記プリディストーショ
ン用トランスレジスタの組の各々から出力される電圧振
幅信号の電圧を合計して得られる和を、直接またはフォ
ロア回路を通して上記出力段の電力増幅用トランジスタ
に供給するようになっている。
において、上記エンベロープの絶対値を算出するための
上記平滑回路を含む回路が、位相分波器により駆動され
る２相以上の信号を並列に上記プリディストーション回
路に入力する。さらに、好ましくは、本発明の第２の態
様において、複数の上記トランスコンダクタおよび上記
プリディストーション用トランスレジスタの組を持ち、
上記トランスコンダクタおよび上記プリディストーショ
ン用トランスレジスタの組の各々から出力される電圧振
幅信号の電圧を合計して得られる和を、直接またはフォ
ロア回路を通して上記出力段の電力増幅用トランジスタ
に供給するようになっている。
【００１８】要約すれば、本発明の電力増幅器に係る第
１の態様では、入力信号の振幅に歪みを与えるプリディ
ストーション回路内のトランスコンダクタの終段のトラ
ンジスタと、必要に応じてその前段のトランジスタと
を、Ｂ級動作点の近傍のＡＢ級動作点で動作させること
によって消費電力の節減を図ると共に発振を抑えるよう
にしている。さらに、このＢ級動作点の近傍でトランジ
スタを動作させることによって一般的に増加する信号の
振幅の直線性歪みを、これらのトランジスタの出力側の
部分に設けたプリディストーション用トランスレジスタ
が生成する逆の直線性歪みによって打ち消すようにして
いる。
１の態様では、入力信号の振幅に歪みを与えるプリディ
ストーション回路内のトランスコンダクタの終段のトラ
ンジスタと、必要に応じてその前段のトランジスタと
を、Ｂ級動作点の近傍のＡＢ級動作点で動作させること
によって消費電力の節減を図ると共に発振を抑えるよう
にしている。さらに、このＢ級動作点の近傍でトランジ
スタを動作させることによって一般的に増加する信号の
振幅の直線性歪みを、これらのトランジスタの出力側の
部分に設けたプリディストーション用トランスレジスタ
が生成する逆の直線性歪みによって打ち消すようにして
いる。
【００１９】さらに詳しく説明すると、プリディストー
ション回路内のトランジスタの素子として、特にバイポ
ーラトランジスタ（以後、ＢＪＴ（bipolar junction t
ransistor ）と略記する）やヘテロ接合バイポーラトラ
ンジスタ（以後、ＨＢＴ（heterojunction bipolar tra
nsistor ）と略記する）を用いた場合、トランスコンダ
クタからの入力電流の振幅が小さい範囲では、トランス
レジスタの出力電圧が、上記入力電流に対して対数特性
を有している。この対数特性により、電力増幅用トラン
ジスタの指数関数型の電流−電圧特性を打ち消すことが
できる適正なプリディストーション（歪み）を与えるこ
とが可能になる。
ション回路内のトランジスタの素子として、特にバイポ
ーラトランジスタ（以後、ＢＪＴ（bipolar junction t
ransistor ）と略記する）やヘテロ接合バイポーラトラ
ンジスタ（以後、ＨＢＴ（heterojunction bipolar tra
nsistor ）と略記する）を用いた場合、トランスコンダ
クタからの入力電流の振幅が小さい範囲では、トランス
レジスタの出力電圧が、上記入力電流に対して対数特性
を有している。この対数特性により、電力増幅用トラン
ジスタの指数関数型の電流−電圧特性を打ち消すことが
できる適正なプリディストーション（歪み）を与えるこ
とが可能になる。
【００２０】さらに、電界効果型トランジスタ（以後、
ＦＥＴ（field effect transistor）と略記する）や、
金属半導体電界効果型トランジスタ（以後、ＭＥＳＦＥ
Ｔ（metal semiconductor field effect transistor ）
と略記する）や、ＭＯＳ（metal oxide semiconductor
）トランジスタ、ＨＥＭＴ（high electron mobilityt
ransistor ）を用いた場合、トランスコンダクタからの
入力電流の振幅が小さい範囲では、トランスレジスタの
出力電圧が、上記入力電流に対して平方根特性を有して
いる。この平方根特性により、電力増幅用トランジスタ
の２次関数型の電流−電圧特性の逆関数特性を持つこと
になるので、より適正なプリディストーションを与える
ことが可能になる。
ＦＥＴ（field effect transistor）と略記する）や、
金属半導体電界効果型トランジスタ（以後、ＭＥＳＦＥ
Ｔ（metal semiconductor field effect transistor ）
と略記する）や、ＭＯＳ（metal oxide semiconductor
）トランジスタ、ＨＥＭＴ（high electron mobilityt
ransistor ）を用いた場合、トランスコンダクタからの
入力電流の振幅が小さい範囲では、トランスレジスタの
出力電圧が、上記入力電流に対して平方根特性を有して
いる。この平方根特性により、電力増幅用トランジスタ
の２次関数型の電流−電圧特性の逆関数特性を持つこと
になるので、より適正なプリディストーションを与える
ことが可能になる。
【００２１】上記のように、使用する素子に応じて適正
なプリディストーションを与えることことができるの
で、さらに一般的に大電流出力時に起きる出力電力の飽
和、または、利得の縮小、すなわち、ゲイン・コンプレ
ッション（gain compression）を補正することが可能に
なる。プリディストーション用トランスレジスタは、電
圧増幅器に対し非線形の電流−電圧特性による電流帰還
を施しており、電圧増幅器の利得が充分に大きいとする
と、プリディストーション用トランスレジスタの入力電
圧はほぼ一定となるので、プリディストーション用トラ
ンスレジスタの出力電圧は Ｉin＝Ｉ（Ｖout ） …（１） Ｖout ＝Ｉr （Ｉin） …（２） （Ｉr （Ｉin）はＩ（Ｖout ）の逆関数）となる。
なプリディストーションを与えることことができるの
で、さらに一般的に大電流出力時に起きる出力電力の飽
和、または、利得の縮小、すなわち、ゲイン・コンプレ
ッション（gain compression）を補正することが可能に
なる。プリディストーション用トランスレジスタは、電
圧増幅器に対し非線形の電流−電圧特性による電流帰還
を施しており、電圧増幅器の利得が充分に大きいとする
と、プリディストーション用トランスレジスタの入力電
圧はほぼ一定となるので、プリディストーション用トラ
ンスレジスタの出力電圧は Ｉin＝Ｉ（Ｖout ） …（１） Ｖout ＝Ｉr （Ｉin） …（２） （Ｉr （Ｉin）はＩ（Ｖout ）の逆関数）となる。
【００２２】また一方で、本発明の電力増幅器に係る第
２の態様では、プリディストーション回路内のトランス
コンダクタの終段のトランジスタと、必要に応じてその
前段のトランジスタとを、Ｂ級動作点の近傍のＡＢ級動
作点で動作させて入力信号を包絡線検波することによっ
て、上記入力信号のエンベロープを得るようにしてい
る。このようにして得られた信号のエンベロープ（また
はベースバンド電流振幅信号）は、電力増幅用トランジ
スタと同種のトランジスタを含むプリディストーション
用トランスレジスタを通過させることによって、入力電
流の振幅の増減に応じて適切に増加または減少するバイ
アス電圧となって電力増幅用トランジスタの入力端子に
供給される。すなわち、入力電流の振幅が増大したとき
には、バイアス電圧を増加させて電力増幅器の直線性が
保証されるようにするようにし、入力電流の振幅が減少
したときには、バイアス電圧を減少させて消費電力の節
減を図るようにしている。
２の態様では、プリディストーション回路内のトランス
コンダクタの終段のトランジスタと、必要に応じてその
前段のトランジスタとを、Ｂ級動作点の近傍のＡＢ級動
作点で動作させて入力信号を包絡線検波することによっ
て、上記入力信号のエンベロープを得るようにしてい
る。このようにして得られた信号のエンベロープ（また
はベースバンド電流振幅信号）は、電力増幅用トランジ
スタと同種のトランジスタを含むプリディストーション
用トランスレジスタを通過させることによって、入力電
流の振幅の増減に応じて適切に増加または減少するバイ
アス電圧となって電力増幅用トランジスタの入力端子に
供給される。すなわち、入力電流の振幅が増大したとき
には、バイアス電圧を増加させて電力増幅器の直線性が
保証されるようにするようにし、入力電流の振幅が減少
したときには、バイアス電圧を減少させて消費電力の節
減を図るようにしている。
【００２３】上記のように、適切に制御されたバイアス
電圧に基づいて電力増幅用トランジスタのバイアス電流
を制御することにより、電力増幅器が発生する直線性歪
みを低減すると共に、電力増幅用トランジスタの入力端
子に派生する信号のエンベロープを制御することが可能
になる。すなわち、信号のエンベロープを帰還制御する
ことによって、入力電流の振幅の変動が速い場合にも出
力信号の平均の電圧がほぼ一定になるように制御し、Ｅ
ＶＭを低く抑えることが可能になる。
電圧に基づいて電力増幅用トランジスタのバイアス電流
を制御することにより、電力増幅器が発生する直線性歪
みを低減すると共に、電力増幅用トランジスタの入力端
子に派生する信号のエンベロープを制御することが可能
になる。すなわち、信号のエンベロープを帰還制御する
ことによって、入力電流の振幅の変動が速い場合にも出
力信号の平均の電圧がほぼ一定になるように制御し、Ｅ
ＶＭを低く抑えることが可能になる。
【００２４】かくして、本発明では、電力増幅用トラン
ジスタと同種のトランジスタを含むプリディストーショ
ン回路を用いて電力増幅用トランジスタの出力信号の振
幅の歪みを打ち消すか、または、入力信号のエンベロー
プを抽出してプリディストーション回路を通すことによ
り電力増幅用トランジスタのバイアス電流を適切に制御
しているので、比較的広範囲のダイナミックレンジで信
号の振幅の歪みを抑えてその直線性を保証すると共に、
電力増幅器内のトランジスタの消費電力を最小限に抑え
ることが可能になる。
ジスタと同種のトランジスタを含むプリディストーショ
ン回路を用いて電力増幅用トランジスタの出力信号の振
幅の歪みを打ち消すか、または、入力信号のエンベロー
プを抽出してプリディストーション回路を通すことによ
り電力増幅用トランジスタのバイアス電流を適切に制御
しているので、比較的広範囲のダイナミックレンジで信
号の振幅の歪みを抑えてその直線性を保証すると共に、
電力増幅器内のトランジスタの消費電力を最小限に抑え
ることが可能になる。
【００２５】
【発明の実施の形態】以下、添付図面（図１〜図２８）
を参照しながら、本発明の好ましい実施の形態を説明す
る。ここで、図１〜図５の第１〜第５の実施例は、前述
の本発明の第１の態様に基づく幾つかの好ましい実施例
を示しており、図６〜図１１の第６〜第１１の実施例
は、前述の本発明の第２の態様に基づく幾つかの好まし
い実施例を示している。
を参照しながら、本発明の好ましい実施の形態を説明す
る。ここで、図１〜図５の第１〜第５の実施例は、前述
の本発明の第１の態様に基づく幾つかの好ましい実施例
を示しており、図６〜図１１の第６〜第１１の実施例
は、前述の本発明の第２の態様に基づく幾つかの好まし
い実施例を示している。
【００２６】図１は、本発明の第１の実施例の構成を示
すブロック図である。ただし、本発明の第１の態様に基
づく第１の実施例として、マイクロ波用の広帯域電力増
幅器の構成を例示することとする。さらに、この広帯域
電力増幅器には、直交振幅変調により変調された非変調
信号のような高周波成分を含む信号が入力されるものと
する。
すブロック図である。ただし、本発明の第１の態様に基
づく第１の実施例として、マイクロ波用の広帯域電力増
幅器の構成を例示することとする。さらに、この広帯域
電力増幅器には、直交振幅変調により変調された非変調
信号のような高周波成分を含む信号が入力されるものと
する。
【００２７】図１に示す電力増幅器の入力端子は、非変
調信号等の入力信号ＩＮに基づいて、非反転信号および
反転信号を生成する分相器（すなわち、位相分波器）１
−１に接続されている。また一方で、上記電力増幅器の
出力端子は、所定の電圧レベルに増幅された出力信号Ｏ
ＵＴを生成するための出力段の電力増幅用トランジスタ
１−８のコレクタに接続されている。
調信号等の入力信号ＩＮに基づいて、非反転信号および
反転信号を生成する分相器（すなわち、位相分波器）１
−１に接続されている。また一方で、上記電力増幅器の
出力端子は、所定の電圧レベルに増幅された出力信号Ｏ
ＵＴを生成するための出力段の電力増幅用トランジスタ
１−８のコレクタに接続されている。
【００２８】さらに、図１に示す電力増幅器において
は、分相器１−１からの非反転信号および反転信号がそ
れぞれ入力される２つのトランスコンダクタ（ｔｃ）１
−２、１−３が設けられている。これらのトランスコン
ダクタ１−２、１−３は、上記の非反転信号および反転
信号を、所定の電流振幅を有する電流振幅信号にそれぞ
れ変換するものである。上記のトランスコンダクタ１−
２、１−３は少なくとも１段のフォロア回路を有してお
り、終段のフォロア回路を構成するトランジスタを用い
て上記非反転信号および反転信号を検波（例えば、ＡＭ
検波）することによって、瞬時の電流振幅信号を得るよ
うにしている。
は、分相器１−１からの非反転信号および反転信号がそ
れぞれ入力される２つのトランスコンダクタ（ｔｃ）１
−２、１−３が設けられている。これらのトランスコン
ダクタ１−２、１−３は、上記の非反転信号および反転
信号を、所定の電流振幅を有する電流振幅信号にそれぞ
れ変換するものである。上記のトランスコンダクタ１−
２、１−３は少なくとも１段のフォロア回路を有してお
り、終段のフォロア回路を構成するトランジスタを用い
て上記非反転信号および反転信号を検波（例えば、ＡＭ
検波）することによって、瞬時の電流振幅信号を得るよ
うにしている。
【００２９】さらに、図１に示す電力増幅器において
は、上記のトランスコンダクタ１−２、１−３からの２
種類の電流振幅信号がそれぞれ入力される２つのプリデ
ィストーション用トランスレジスタ（ｔｒａ）１−４、
１−５が設けられている。これらのプリディストーショ
ン用トランスレジスタ１−４、１−５の各々は、出力段
の電力増幅用トランジスタ１−８と同じ半導体プロセス
にて形成されたトランジスタを含む反転増幅回路を有し
ており、この反転増幅回路のトランジスタにより電流帰
還を行うことによって、出力段の電力増幅用トランジス
タ１−８の出力信号ＯＵＴの直線性歪みを打ち消すよう
な歪みを電流振幅信号の電流振幅に与えるようにしてい
る。上記のトランスコンダクタ１−２、１−３およびプ
リディストーション用トランスレジスタ１−４、１−５
は、本発明の特徴的な構成要素であるプリディストーシ
ョン回路を構成する。
は、上記のトランスコンダクタ１−２、１−３からの２
種類の電流振幅信号がそれぞれ入力される２つのプリデ
ィストーション用トランスレジスタ（ｔｒａ）１−４、
１−５が設けられている。これらのプリディストーショ
ン用トランスレジスタ１−４、１−５の各々は、出力段
の電力増幅用トランジスタ１−８と同じ半導体プロセス
にて形成されたトランジスタを含む反転増幅回路を有し
ており、この反転増幅回路のトランジスタにより電流帰
還を行うことによって、出力段の電力増幅用トランジス
タ１−８の出力信号ＯＵＴの直線性歪みを打ち消すよう
な歪みを電流振幅信号の電流振幅に与えるようにしてい
る。上記のトランスコンダクタ１−２、１−３およびプ
リディストーション用トランスレジスタ１−４、１−５
は、本発明の特徴的な構成要素であるプリディストーシ
ョン回路を構成する。
【００３０】さらに、図１に示す電力増幅器において
は、これらのプリディストーション用トランスレジスタ
１−４、１−５の出力側に、バッファとして機能するプ
ルアップ側のトランジスタ１−５、およびプルダウン側
のトランジスタ１−６からなるプッシュプル回路が設け
られている。プリディストーション用トランスレジスタ
１−４、１−５からそれぞれ出力される電圧振幅信号
は、プルアップ側のトランジスタ１−５、およびプルダ
ウン側のトランジスタ１−６をそれぞれ介して電力増幅
用トランジスタ１−８のベースに入力される。
は、これらのプリディストーション用トランスレジスタ
１−４、１−５の出力側に、バッファとして機能するプ
ルアップ側のトランジスタ１−５、およびプルダウン側
のトランジスタ１−６からなるプッシュプル回路が設け
られている。プリディストーション用トランスレジスタ
１−４、１−５からそれぞれ出力される電圧振幅信号
は、プルアップ側のトランジスタ１−５、およびプルダ
ウン側のトランジスタ１−６をそれぞれ介して電力増幅
用トランジスタ１−８のベースに入力される。
【００３１】本発明の第１の実施例においては、トラン
スコンダクタ１−２、１−３の終段のフォロア回路（必
要に応じて、終段のフォロア回路とその前段のフォロア
回路）を構成するトランジスタを、Ｂ級動作点の近傍の
ＡＢ級動作点で動作させることによって消費電力の節減
を図ると共に発振を抑えるようにしている。さらに、こ
のようなトランジスタのＡＢ級動作によって増加する信
号の振幅の直線性歪みを、プリディストーション用トラ
ンスレジスタ内のトランジスタが生成する逆の直線性歪
みによって打ち消すようにしている。この結果、広範囲
のダイナミックレンジで良好な直線性を有する出力信号
ＯＵＴが、出力段の電力増幅用トランジスタのコレクタ
から取り出される。
スコンダクタ１−２、１−３の終段のフォロア回路（必
要に応じて、終段のフォロア回路とその前段のフォロア
回路）を構成するトランジスタを、Ｂ級動作点の近傍の
ＡＢ級動作点で動作させることによって消費電力の節減
を図ると共に発振を抑えるようにしている。さらに、こ
のようなトランジスタのＡＢ級動作によって増加する信
号の振幅の直線性歪みを、プリディストーション用トラ
ンスレジスタ内のトランジスタが生成する逆の直線性歪
みによって打ち消すようにしている。この結果、広範囲
のダイナミックレンジで良好な直線性を有する出力信号
ＯＵＴが、出力段の電力増幅用トランジスタのコレクタ
から取り出される。
【００３２】図２は、本発明の第２の実施例の構成を示
すブロック図である。ただし、本発明の第１の態様に基
づく第２の実施例として、マイクロ波用の広帯域電力増
幅器の構成を例示することとする。さらに、この広帯域
電力増幅器には、直交振幅変調により変調された非変調
信号のような高周波成分を含む信号が入力されるものと
する。
すブロック図である。ただし、本発明の第１の態様に基
づく第２の実施例として、マイクロ波用の広帯域電力増
幅器の構成を例示することとする。さらに、この広帯域
電力増幅器には、直交振幅変調により変調された非変調
信号のような高周波成分を含む信号が入力されるものと
する。
【００３３】図２に示す電力増幅器の入力端子には、非
変調信号等の入力信号ＩＮに基づいて、非反転信号およ
び反転信号を生成する分相器２−１が接続されている。
また一方で、上記電力増幅器の出力端子には、所定の電
圧レベルに増幅された出力信号ＯＵＴを生成するための
出力段の電力増幅用トランジスタ２−６のエミッタが接
続されている。
変調信号等の入力信号ＩＮに基づいて、非反転信号およ
び反転信号を生成する分相器２−１が接続されている。
また一方で、上記電力増幅器の出力端子には、所定の電
圧レベルに増幅された出力信号ＯＵＴを生成するための
出力段の電力増幅用トランジスタ２−６のエミッタが接
続されている。
【００３４】さらに、図２に示す電力増幅器において
は、分相器２−１からの非反転信号および反転信号がそ
れぞれ入力される２つのトランスコンダクタ２−２、２
−５が設けられている。これらのトランスコンダクタ２
−２、２−５は、上記の非反転信号および反転信号を、
所定の電流振幅を有する電流振幅信号にそれぞれ変換す
るものである。上記のトランスコンダクタ２−２、２−
５は少なくとも１段のフォロア回路を有しており、終段
のフォロア回路を構成するトランジスタを用いて上記非
反転信号および反転信号を検波することによって、瞬時
の高周波の電流振幅信号を得るようにしている。
は、分相器２−１からの非反転信号および反転信号がそ
れぞれ入力される２つのトランスコンダクタ２−２、２
−５が設けられている。これらのトランスコンダクタ２
−２、２−５は、上記の非反転信号および反転信号を、
所定の電流振幅を有する電流振幅信号にそれぞれ変換す
るものである。上記のトランスコンダクタ２−２、２−
５は少なくとも１段のフォロア回路を有しており、終段
のフォロア回路を構成するトランジスタを用いて上記非
反転信号および反転信号を検波することによって、瞬時
の高周波の電流振幅信号を得るようにしている。
【００３５】さらに、図２に示す電力増幅器において
は、非反転信号の経路にあるトランスコンダクタ２−２
からの電流振幅信号が入力されるプリディストーション
用トランスレジスタ２−３が設けられている。このプリ
ディストーション用トランスレジスタ２−３は、出力段
の電力増幅用トランジスタ２−６と同じ半導体プロセス
にて形成されたトランジスタを含む反転増幅回路を有し
ており、この反転増幅回路のトランジスタにより電流帰
還を行うことによって、出力段の電力増幅用トランジス
タ２−６の出力信号ＯＵＴの直線性歪みを打ち消すよう
な歪みを電流振幅信号の電流振幅に与えるようにしてい
る。上記のトランスコンダクタ２−２、１−５およびプ
リディストーション用トランスレジスタ２−３は、本発
明の特徴的な構成要素であるプリディストーション回路
を構成する。
は、非反転信号の経路にあるトランスコンダクタ２−２
からの電流振幅信号が入力されるプリディストーション
用トランスレジスタ２−３が設けられている。このプリ
ディストーション用トランスレジスタ２−３は、出力段
の電力増幅用トランジスタ２−６と同じ半導体プロセス
にて形成されたトランジスタを含む反転増幅回路を有し
ており、この反転増幅回路のトランジスタにより電流帰
還を行うことによって、出力段の電力増幅用トランジス
タ２−６の出力信号ＯＵＴの直線性歪みを打ち消すよう
な歪みを電流振幅信号の電流振幅に与えるようにしてい
る。上記のトランスコンダクタ２−２、１−５およびプ
リディストーション用トランスレジスタ２−３は、本発
明の特徴的な構成要素であるプリディストーション回路
を構成する。
【００３６】さらに、プリディストーション用トランス
レジスタ２−３から出力される電圧振幅信号は、エミッ
タフォロアのトランジスタ２−４を介して電力増幅用ト
ランジスタ２−６のベースに入力される。すなわち、プ
リディストーション用トランスレジスタ２−３は、エミ
ッタフォロアを介して電力増幅用トランジスタ２−６を
駆動する。
レジスタ２−３から出力される電圧振幅信号は、エミッ
タフォロアのトランジスタ２−４を介して電力増幅用ト
ランジスタ２−６のベースに入力される。すなわち、プ
リディストーション用トランスレジスタ２−３は、エミ
ッタフォロアを介して電力増幅用トランジスタ２−６を
駆動する。
【００３７】また一方で、反転信号の経路にあるトラン
スコンダクタ２−５からの電流振幅信号は、出力段の電
力増幅用トランジスタ２−６の入力端子のベースをプル
ダウンする。ここで、非反転信号の経路にあるトランス
コンダクタ２−２とプリディストーション用トランスレ
ジスタ２−３による位相遅れは、数ＧＨｚ程度の周波数
の信号を取り扱う場合は小さいので、無視することがで
きる。
スコンダクタ２−５からの電流振幅信号は、出力段の電
力増幅用トランジスタ２−６の入力端子のベースをプル
ダウンする。ここで、非反転信号の経路にあるトランス
コンダクタ２−２とプリディストーション用トランスレ
ジスタ２−３による位相遅れは、数ＧＨｚ程度の周波数
の信号を取り扱う場合は小さいので、無視することがで
きる。
【００３８】本発明の第２の実施例においても、前述の
第１の実施例の場合と同じように、トランスコンダクタ
２−２、２−５の終段のフォロア回路を構成するトラン
ジスタを、Ｂ級動作点の近傍のＡＢ級動作点で動作させ
ることによって消費電力の節減を図ると共に発振を抑え
るようにしている。さらに、このようなトランジスタの
ＡＢ級動作によって増加する信号の振幅の直線性歪み
を、プリディストーション用トランスレジスタ内のトラ
ンジスタが生成する逆の直線性歪みによって打ち消すよ
うにしている。この結果、広範囲のダイナミックレンジ
で良好な直線性を有する出力信号ＯＵＴが、出力段の電
力増幅用トランジスタのコレクタから取り出される。
第１の実施例の場合と同じように、トランスコンダクタ
２−２、２−５の終段のフォロア回路を構成するトラン
ジスタを、Ｂ級動作点の近傍のＡＢ級動作点で動作させ
ることによって消費電力の節減を図ると共に発振を抑え
るようにしている。さらに、このようなトランジスタの
ＡＢ級動作によって増加する信号の振幅の直線性歪み
を、プリディストーション用トランスレジスタ内のトラ
ンジスタが生成する逆の直線性歪みによって打ち消すよ
うにしている。この結果、広範囲のダイナミックレンジ
で良好な直線性を有する出力信号ＯＵＴが、出力段の電
力増幅用トランジスタのコレクタから取り出される。
【００３９】これまでの第１および第２の実施例では、
広帯域電力増幅器を示したが、ドライバ・アンプとして
も機能するプリディストーション回路の終段のトランジ
スタと出力段のトランジスタとの間にインピーダンス整
合回路を設けることによって、高効率の狭帯域電力増幅
器が構成できることは明らかである。図３は、本発明の
第３の実施例の構成を示すブロック図である。ここで
は、本発明の第１の態様に基づく第３の実施例として、
タンク回路を用いた狭帯域電力増幅器の構成を例示する
こととする。
広帯域電力増幅器を示したが、ドライバ・アンプとして
も機能するプリディストーション回路の終段のトランジ
スタと出力段のトランジスタとの間にインピーダンス整
合回路を設けることによって、高効率の狭帯域電力増幅
器が構成できることは明らかである。図３は、本発明の
第３の実施例の構成を示すブロック図である。ここで
は、本発明の第１の態様に基づく第３の実施例として、
タンク回路を用いた狭帯域電力増幅器の構成を例示する
こととする。
【００４０】図３に示す電力増幅器の出力端子には、所
定の電圧レベルに増幅された出力信号ＯＵＴを生成する
ための出力段の電力増幅用トランジスタ３−７のコレク
タが接続されている。さらに、この出力段の電力増幅用
トランジスタ３−７の入力端子のベースには、エミタフ
ォロアの電力増幅用トランジスタ３−３のエミッタが接
続されている。
定の電圧レベルに増幅された出力信号ＯＵＴを生成する
ための出力段の電力増幅用トランジスタ３−７のコレク
タが接続されている。さらに、この出力段の電力増幅用
トランジスタ３−７の入力端子のベースには、エミタフ
ォロアの電力増幅用トランジスタ３−３のエミッタが接
続されている。
【００４１】さらに、図３に示す電力増幅器において
は、被変調信号等の入力信号ＩＮが同相にて入力される
２つのトランスコンダクタ３−１、３−４が設けられて
いる。これらのトランスコンダクタ３−１、３−４は、
上記の入力信号ＩＮを、所定の電流振幅を有する電流振
幅信号に変換するものである。これらのトランスコンダ
クタ３−１、３−４は少なくとも１段のフォロア回路を
有しており、終段のフォロア回路を構成するトランジス
タを用いて上記入力信号ＩＮを検波することによって、
瞬時の高周波の電流振幅信号を得るようにしている。
は、被変調信号等の入力信号ＩＮが同相にて入力される
２つのトランスコンダクタ３−１、３−４が設けられて
いる。これらのトランスコンダクタ３−１、３−４は、
上記の入力信号ＩＮを、所定の電流振幅を有する電流振
幅信号に変換するものである。これらのトランスコンダ
クタ３−１、３−４は少なくとも１段のフォロア回路を
有しており、終段のフォロア回路を構成するトランジス
タを用いて上記入力信号ＩＮを検波することによって、
瞬時の高周波の電流振幅信号を得るようにしている。
【００４２】さらに、図３に示す電力増幅器において
は、一方のトランスコンダクタ３−１からの電流振幅信
号が入力されるプリディストーション用トランスレジス
タ３−２が設けられている。このプリディストーション
用トランスレジスタ３−２は、２つの電力増幅用トラン
ジスタ３−３、３−７と同じ半導体プロセスにて形成さ
れたトランジスタを含む反転増幅回路を有しており、こ
の反転増幅回路のトランジスタにより電流帰還を行うこ
とによって、これらの電力増幅用トランジスタの出力信
号の直線性歪みを打ち消すような歪みを電流振幅信号の
電流振幅に与えるようにしている。上記のトランスコン
ダクタ３−１、３−４およびプリディストーション用ト
ランスレジスタ３−２は、本発明の特徴的な構成要素で
あるプリディストーション回路を構成する。
は、一方のトランスコンダクタ３−１からの電流振幅信
号が入力されるプリディストーション用トランスレジス
タ３−２が設けられている。このプリディストーション
用トランスレジスタ３−２は、２つの電力増幅用トラン
ジスタ３−３、３−７と同じ半導体プロセスにて形成さ
れたトランジスタを含む反転増幅回路を有しており、こ
の反転増幅回路のトランジスタにより電流帰還を行うこ
とによって、これらの電力増幅用トランジスタの出力信
号の直線性歪みを打ち消すような歪みを電流振幅信号の
電流振幅に与えるようにしている。上記のトランスコン
ダクタ３−１、３−４およびプリディストーション用ト
ランスレジスタ３−２は、本発明の特徴的な構成要素で
あるプリディストーション回路を構成する。
【００４３】さらに、プリディストーション用トランス
レジスタ３−２から出力される電圧振幅信号は、エミッ
タフォロアの電力増幅用トランジスタ３−３を介して出
力段の電力増幅用トランジスタ３−７のベースに入力さ
れる。上記のプリディストーション用トランスレジスタ
３−２は、エミッタフォロアを介して電力増幅用トラン
ジスタ３−７を駆動すると共に、コンデンサ３−５およ
びインダクタ３−６からなるタンク回路の一方の端を駆
動する。
レジスタ３−２から出力される電圧振幅信号は、エミッ
タフォロアの電力増幅用トランジスタ３−３を介して出
力段の電力増幅用トランジスタ３−７のベースに入力さ
れる。上記のプリディストーション用トランスレジスタ
３−２は、エミッタフォロアを介して電力増幅用トラン
ジスタ３−７を駆動すると共に、コンデンサ３−５およ
びインダクタ３−６からなるタンク回路の一方の端を駆
動する。
【００４４】また一方で、他方のトランスコンダクタ３
−４からの電流振幅信号は、上記タンク回路の他方の端
を駆動する。このタンク回路の一方の端は、出力段の電
力増幅用トランジスタ３−７のベースに接続されてお
り、上記トランスコンダクタ３−４および上記タンク回
路を含むドライバ回路を介して、狭帯域の電圧振幅信号
が電力増幅用トランジスタ３−７に入力される。
−４からの電流振幅信号は、上記タンク回路の他方の端
を駆動する。このタンク回路の一方の端は、出力段の電
力増幅用トランジスタ３−７のベースに接続されてお
り、上記トランスコンダクタ３−４および上記タンク回
路を含むドライバ回路を介して、狭帯域の電圧振幅信号
が電力増幅用トランジスタ３−７に入力される。
【００４５】本発明の第３の実施例においては、トラン
スコンダクタ３−１、３−４の終段のフォロア回路を構
成するトランジスタを、Ｂ級動作点の近傍のＡＢ級動作
点で動作させることによって消費電力の節減を図ると共
に発振を抑えるようにしている。さらに、このようなト
ランジスタのＡＢ級動作によって増加する信号の振幅の
直線性歪みを、プリディストーション用トランスレジス
タ内のトランジスタが生成する逆の直線性歪みによって
打ち消すようにしている。さらに、タンク回路を含むド
ライバ回路により出力段の電力増幅用トランジスタを駆
動することによって、良好な直線性を有する狭帯域の出
力信号が、出力段の電力増幅用トランジスタのコレクタ
から取り出される。
スコンダクタ３−１、３−４の終段のフォロア回路を構
成するトランジスタを、Ｂ級動作点の近傍のＡＢ級動作
点で動作させることによって消費電力の節減を図ると共
に発振を抑えるようにしている。さらに、このようなト
ランジスタのＡＢ級動作によって増加する信号の振幅の
直線性歪みを、プリディストーション用トランスレジス
タ内のトランジスタが生成する逆の直線性歪みによって
打ち消すようにしている。さらに、タンク回路を含むド
ライバ回路により出力段の電力増幅用トランジスタを駆
動することによって、良好な直線性を有する狭帯域の出
力信号が、出力段の電力増幅用トランジスタのコレクタ
から取り出される。
【００４６】図４は、本発明の第４の実施例の構成を示
すブロック図である。ここでは、本発明の第１の態様に
基づく第４の実施例として、タンク回路を用いた狭帯域
電力増幅器の構成を例示することとする。図４に示す電
力増幅器の出力端子には、所定の電圧レベルに増幅され
た出力信号ＯＵＴを生成するための出力段の電力増幅用
トランジスタ４−６のコレクタが接続されている。さら
に、この出力段の電力増幅用トランジスタ４−６の入力
端子のベースには、エミタフォロアの電力増幅用トラン
ジスタ４−３のコレクタが接続されている。
すブロック図である。ここでは、本発明の第１の態様に
基づく第４の実施例として、タンク回路を用いた狭帯域
電力増幅器の構成を例示することとする。図４に示す電
力増幅器の出力端子には、所定の電圧レベルに増幅され
た出力信号ＯＵＴを生成するための出力段の電力増幅用
トランジスタ４−６のコレクタが接続されている。さら
に、この出力段の電力増幅用トランジスタ４−６の入力
端子のベースには、エミタフォロアの電力増幅用トラン
ジスタ４−３のコレクタが接続されている。
【００４７】さらに、図４に示す電力増幅器において
は、被変調信号等の入力信号ＩＮが入力されるトランス
コンダクタ４−１が設けられている。このトランスコン
ダクタ４−１は、上記の入力信号ＩＮを、所定の電流振
幅を有する電流振幅信号に変換するものである。このト
ランスコンダクタ４−１は少なくとも１段のフォロア回
路を有しており、終段のフォロア回路を構成するトラン
ジスタを用いて上記入力信号ＩＮを検波することによっ
て、瞬時の高周波の電流振幅信号を得るようにしてい
る。
は、被変調信号等の入力信号ＩＮが入力されるトランス
コンダクタ４−１が設けられている。このトランスコン
ダクタ４−１は、上記の入力信号ＩＮを、所定の電流振
幅を有する電流振幅信号に変換するものである。このト
ランスコンダクタ４−１は少なくとも１段のフォロア回
路を有しており、終段のフォロア回路を構成するトラン
ジスタを用いて上記入力信号ＩＮを検波することによっ
て、瞬時の高周波の電流振幅信号を得るようにしてい
る。
【００４８】さらに、図４に示す電力増幅器において
は、トランスコンダクタ４−１からの電流振幅信号が入
力されるプリディストーション用トランスレジスタ４−
２が設けられている。このプリディストーション用トラ
ンスレジスタ４−２は、２つの電力増幅用トランジスタ
４−３、４−６と同じ半導体プロセスにて形成されたト
ランジスタを含む反転増幅回路を有しており、この反転
増幅回路のトランジスタにより電流帰還を行うことによ
って、これらの電力増幅用トランジスタの出力信号の直
線性歪みを打ち消すような歪みを電流振幅信号の電流振
幅に与えるようにしている。上記のトランスコンダクタ
４−１およびプリディストーション用トランスレジスタ
４−２は、本発明の特徴的な構成要素であるプリディス
トーション回路を構成する。
は、トランスコンダクタ４−１からの電流振幅信号が入
力されるプリディストーション用トランスレジスタ４−
２が設けられている。このプリディストーション用トラ
ンスレジスタ４−２は、２つの電力増幅用トランジスタ
４−３、４−６と同じ半導体プロセスにて形成されたト
ランジスタを含む反転増幅回路を有しており、この反転
増幅回路のトランジスタにより電流帰還を行うことによ
って、これらの電力増幅用トランジスタの出力信号の直
線性歪みを打ち消すような歪みを電流振幅信号の電流振
幅に与えるようにしている。上記のトランスコンダクタ
４−１およびプリディストーション用トランスレジスタ
４−２は、本発明の特徴的な構成要素であるプリディス
トーション回路を構成する。
【００４９】さらに、プリディストーション用トランス
レジスタ４−２から出力される電圧振幅信号は、エミッ
タフォロアの電力増幅用トランジスタ４−３を介して出
力段の電力増幅用トランジスタ４−６のベースに入力さ
れる。上記のプリディストーション用トランスレジスタ
４−２は、エミッタフォロアを介して電力増幅用トラン
ジスタ４−６を駆動すると共に、インダクタ４−４およ
びコンデンサ４−５からなるタンク回路を駆動する。
レジスタ４−２から出力される電圧振幅信号は、エミッ
タフォロアの電力増幅用トランジスタ４−３を介して出
力段の電力増幅用トランジスタ４−６のベースに入力さ
れる。上記のプリディストーション用トランスレジスタ
４−２は、エミッタフォロアを介して電力増幅用トラン
ジスタ４−６を駆動すると共に、インダクタ４−４およ
びコンデンサ４−５からなるタンク回路を駆動する。
【００５０】さらに、図４に示す電力増幅器において
は、バイアス電圧ｂが、タンク回路のインダクタ４−４
を介して出力段の電力増幅用トランジスタ４−６のベー
スに供給される。ここで、タンク回路は、出力段の電力
増幅用トランジスタ４−６のベースに接続されており、
上記プリディストーション回路および上記タンク回路を
介して、狭帯域の電圧振幅信号が電力増幅用トランジス
タ４−６に入力される。ただし、バイアス電圧ｂを供給
する回路（図示していない）とプリディストーション回
路とは、タンク回路内のインダクタ４−４により完全に
分離されている。
は、バイアス電圧ｂが、タンク回路のインダクタ４−４
を介して出力段の電力増幅用トランジスタ４−６のベー
スに供給される。ここで、タンク回路は、出力段の電力
増幅用トランジスタ４−６のベースに接続されており、
上記プリディストーション回路および上記タンク回路を
介して、狭帯域の電圧振幅信号が電力増幅用トランジス
タ４−６に入力される。ただし、バイアス電圧ｂを供給
する回路（図示していない）とプリディストーション回
路とは、タンク回路内のインダクタ４−４により完全に
分離されている。
【００５１】本発明の第４の実施例においては、トラン
スコンダクタの終段のフォロア回路を構成するトランジ
スタを、Ｂ級動作点の近傍のＡＢ級動作点で動作させる
ことによって消費電力の節減を図ると共に発振を抑える
ようにしている。さらに、このようなトランジスタのＡ
Ｂ級動作によって増加する信号の振幅の直線性歪みを、
プリディストーション用トランスレジスタ内のトランジ
スタが生成する逆の直線性歪みによって打ち消すように
している。さらに、プリディストーション回路およびタ
ンク回路により出力段の電力増幅用トランジスタを駆動
することによって、良好な直線性を有する狭帯域の出力
信号ＯＵＴが、出力段の電力増幅用トランジスタのコレ
クタから取り出される。
スコンダクタの終段のフォロア回路を構成するトランジ
スタを、Ｂ級動作点の近傍のＡＢ級動作点で動作させる
ことによって消費電力の節減を図ると共に発振を抑える
ようにしている。さらに、このようなトランジスタのＡ
Ｂ級動作によって増加する信号の振幅の直線性歪みを、
プリディストーション用トランスレジスタ内のトランジ
スタが生成する逆の直線性歪みによって打ち消すように
している。さらに、プリディストーション回路およびタ
ンク回路により出力段の電力増幅用トランジスタを駆動
することによって、良好な直線性を有する狭帯域の出力
信号ＯＵＴが、出力段の電力増幅用トランジスタのコレ
クタから取り出される。
【００５２】図５は、本発明の第５の実施例の構成を示
すブロック図である。ここでは、本発明の第１の態様に
基づく第５の実施例として、タンク回路を用いた狭帯域
電力増幅器の構成を例示することとする。図５に示す電
力増幅器の出力端子には、所定の電圧レベルに増幅され
た出力信号ＯＵＴを生成するための２段目（出力段）の
電力増幅用トランジスタ５−６のコレクタが接続されて
いる。さらに、この出力段の電力増幅用トランジスタ５
−６の入力端子のベースには、１段目の電力増幅用トラ
ンジスタ５−３のコレクタが接続されている。
すブロック図である。ここでは、本発明の第１の態様に
基づく第５の実施例として、タンク回路を用いた狭帯域
電力増幅器の構成を例示することとする。図５に示す電
力増幅器の出力端子には、所定の電圧レベルに増幅され
た出力信号ＯＵＴを生成するための２段目（出力段）の
電力増幅用トランジスタ５−６のコレクタが接続されて
いる。さらに、この出力段の電力増幅用トランジスタ５
−６の入力端子のベースには、１段目の電力増幅用トラ
ンジスタ５−３のコレクタが接続されている。
【００５３】さらに、図５に示す電力増幅器において
は、被変調信号等の入力信号ＩＮが入力されるトランス
コンダクタ５−１が設けられている。このトランスコン
ダクタ５−１は、上記の入力信号ＩＮを、所定の電流振
幅を有する電流振幅信号に変換するものである。このト
ランスコンダクタ５−１は少なくとも１段のフォロア回
路を有しており、終段のフォロア回路を構成するトラン
ジスタを用いて上記入力信号ＩＮを検波することによっ
て、瞬時の高周波の電流振幅信号を得るようにしてい
る。
は、被変調信号等の入力信号ＩＮが入力されるトランス
コンダクタ５−１が設けられている。このトランスコン
ダクタ５−１は、上記の入力信号ＩＮを、所定の電流振
幅を有する電流振幅信号に変換するものである。このト
ランスコンダクタ５−１は少なくとも１段のフォロア回
路を有しており、終段のフォロア回路を構成するトラン
ジスタを用いて上記入力信号ＩＮを検波することによっ
て、瞬時の高周波の電流振幅信号を得るようにしてい
る。
【００５４】さらに、図５に示す電力増幅器において
は、トランスコンダクタ５−１からの電流振幅信号が入
力されるプリディストーション用トランスレジスタ５−
２が設けられている。このプリディストーション用トラ
ンスレジスタ５−２は、２つの電力増幅用トランジスタ
５−３、５−６と同じ半導体プロセスにて形成されたト
ランジスタを含む反転増幅回路を有しており、この反転
増幅回路のトランジスタにより電流帰還を行うことによ
って、これらの電力増幅用トランジスタの出力信号の直
線性歪みを打ち消すような歪みを電流振幅信号の電流振
幅に与えるようにしている。上記のトランスコンダクタ
５−１およびプリディストーション用トランスレジスタ
５−２は、本発明の特徴的な構成要素であるプリディス
トーション回路を構成する。
は、トランスコンダクタ５−１からの電流振幅信号が入
力されるプリディストーション用トランスレジスタ５−
２が設けられている。このプリディストーション用トラ
ンスレジスタ５−２は、２つの電力増幅用トランジスタ
５−３、５−６と同じ半導体プロセスにて形成されたト
ランジスタを含む反転増幅回路を有しており、この反転
増幅回路のトランジスタにより電流帰還を行うことによ
って、これらの電力増幅用トランジスタの出力信号の直
線性歪みを打ち消すような歪みを電流振幅信号の電流振
幅に与えるようにしている。上記のトランスコンダクタ
５−１およびプリディストーション用トランスレジスタ
５−２は、本発明の特徴的な構成要素であるプリディス
トーション回路を構成する。
【００５５】さらに、プリディストーション用トランス
レジスタ５−２から出力される電圧振幅信号は、１段目
の電力増幅用トランジスタ５−３を介して出力段の電力
増幅用トランジスタ５−６のベースに入力される。上記
のプリディストーション用トランスレジスタ５−２は、
１段目の電力増幅用トランジスタ５−３を介して出力段
の電力増幅用トランジスタ５−６を駆動すると共に、イ
ンダクタ５−４およびコンデンサ５−５からなるタンク
回路を駆動する。
レジスタ５−２から出力される電圧振幅信号は、１段目
の電力増幅用トランジスタ５−３を介して出力段の電力
増幅用トランジスタ５−６のベースに入力される。上記
のプリディストーション用トランスレジスタ５−２は、
１段目の電力増幅用トランジスタ５−３を介して出力段
の電力増幅用トランジスタ５−６を駆動すると共に、イ
ンダクタ５−４およびコンデンサ５−５からなるタンク
回路を駆動する。
【００５６】さらに、図５に示す電力増幅器において
は、バイアス電圧ｂが、タンク回路のインダクタ５−４
を介して出力段の電力増幅用トランジスタ５−６のベー
スに供給される。ここで、タンク回路は、出力段の電力
増幅用トランジスタ５−６のベースに接続されており、
上記プリディストーション回路および上記タンク回路を
介して、狭帯域の電圧振幅信号が電力増幅用トランジス
タ５−６に入力される。ただし、バイアス電圧ｂを供給
する回路（図示していない）とプリディストーション回
路とは、タンク回路内のインダクタ５−４により完全に
分離されている。
は、バイアス電圧ｂが、タンク回路のインダクタ５−４
を介して出力段の電力増幅用トランジスタ５−６のベー
スに供給される。ここで、タンク回路は、出力段の電力
増幅用トランジスタ５−６のベースに接続されており、
上記プリディストーション回路および上記タンク回路を
介して、狭帯域の電圧振幅信号が電力増幅用トランジス
タ５−６に入力される。ただし、バイアス電圧ｂを供給
する回路（図示していない）とプリディストーション回
路とは、タンク回路内のインダクタ５−４により完全に
分離されている。
【００５７】本発明の第５の実施例においても、前述の
第４の実施例の場合と同じように、トランスコンダクタ
の終段のフォロア回路を構成するトランジスタを、Ｂ級
動作点の近傍のＡＢ級動作点で動作させることによって
消費電力の節減を図ると共に発振を抑えるようにしてい
る。さらに、このようなトランジスタのＡＢ級動作によ
って増加する信号の振幅の直線性歪みを、プリディスト
ーション用トランスレジスタ内のトランジスタが生成す
る逆の直線性歪みによって打ち消すようにしている。さ
らに、プリディストーション回路およびタンク回路によ
り出力段の電力増幅用トランジスタを駆動することによ
って、良好な直線性を有する狭帯域の出力信号ＯＵＴ
が、出力段の電力増幅用トランジスタのコレクタから取
り出される。
第４の実施例の場合と同じように、トランスコンダクタ
の終段のフォロア回路を構成するトランジスタを、Ｂ級
動作点の近傍のＡＢ級動作点で動作させることによって
消費電力の節減を図ると共に発振を抑えるようにしてい
る。さらに、このようなトランジスタのＡＢ級動作によ
って増加する信号の振幅の直線性歪みを、プリディスト
ーション用トランスレジスタ内のトランジスタが生成す
る逆の直線性歪みによって打ち消すようにしている。さ
らに、プリディストーション回路およびタンク回路によ
り出力段の電力増幅用トランジスタを駆動することによ
って、良好な直線性を有する狭帯域の出力信号ＯＵＴ
が、出力段の電力増幅用トランジスタのコレクタから取
り出される。
【００５８】上記の第１〜第５の実施例のいずれにおい
ても、トランスコンダクタは実質的に整流特性を有し、
入力信号の極性が正の場合に入力電圧に概略比例した電
流をシンクすることにより、入力信号を検波して瞬時の
電流振幅信号を生成するように構成される。図６は、本
発明の第６の実施例の構成を示すブロック図である。た
だし、本発明の第２の態様に基づく第６の実施例とし
て、タンク回路を用いた狭帯域電力増幅器の構成を例示
することとする。
ても、トランスコンダクタは実質的に整流特性を有し、
入力信号の極性が正の場合に入力電圧に概略比例した電
流をシンクすることにより、入力信号を検波して瞬時の
電流振幅信号を生成するように構成される。図６は、本
発明の第６の実施例の構成を示すブロック図である。た
だし、本発明の第２の態様に基づく第６の実施例とし
て、タンク回路を用いた狭帯域電力増幅器の構成を例示
することとする。
【００５９】図６に示す電力増幅器の出力端子は、所定
の電圧レベルに増幅された出力信号ＯＵＴを生成するた
めの出力段の電力増幅用トランジスタ６−７のコレクタ
に接続されている。さらに、図６に示す電力増幅器の出
力端子には、所定の電圧レベルに増幅された出力信号Ｏ
ＵＴを生成するための出力段の電力増幅用トランジスタ
６−７のコレクタが接続されている。さらに、この出力
段の電力増幅用トランジスタ６−７の入力端子のベース
には、インダクタ６−４およびコンデンサ６−６からな
るタンク回路が接続されると共に、整合回路６−５が接
続されている。
の電圧レベルに増幅された出力信号ＯＵＴを生成するた
めの出力段の電力増幅用トランジスタ６−７のコレクタ
に接続されている。さらに、図６に示す電力増幅器の出
力端子には、所定の電圧レベルに増幅された出力信号Ｏ
ＵＴを生成するための出力段の電力増幅用トランジスタ
６−７のコレクタが接続されている。さらに、この出力
段の電力増幅用トランジスタ６−７の入力端子のベース
には、インダクタ６−４およびコンデンサ６−６からな
るタンク回路が接続されると共に、整合回路６−５が接
続されている。
【００６０】さらに、図６に示す電力増幅器において
は、被変調信号等の入力信号ＩＮ１が入力されるトラン
スコンダクタ６−１が設けられている。このトランスコ
ンダクタ６−１は、上記の入力信号ＩＮ１を、所定の電
流振幅を有する電流振幅信号に変換するものである。こ
のトランスコンダクタ６−１は少なくとも１段のフォロ
ア回路を有しており、終段のフォロア回路を構成するト
ランジスタを用いて上記入力信号ＩＮを包絡線検波する
ようになっている。
は、被変調信号等の入力信号ＩＮ１が入力されるトラン
スコンダクタ６−１が設けられている。このトランスコ
ンダクタ６−１は、上記の入力信号ＩＮ１を、所定の電
流振幅を有する電流振幅信号に変換するものである。こ
のトランスコンダクタ６−１は少なくとも１段のフォロ
ア回路を有しており、終段のフォロア回路を構成するト
ランジスタを用いて上記入力信号ＩＮを包絡線検波する
ようになっている。
【００６１】さらに、図６に示す電力増幅器において
は、トランスコンダクタ６−１からの電流振幅信号が入
力されるプリディストーション用トランスレジスタ６−
２が設けられている。このプリディストーション用トラ
ンスレジスタ６−２は、電力増幅用トランジスタ６−７
と同じ半導体プロセスにて形成されたトランジスタを含
む反転増幅回路を有しており、この反転増幅回路のトラ
ンジスタにより電流帰還を行うことによって、これらの
電力増幅用トランジスタの出力信号の直線性歪みを打ち
消すような歪みを電流振幅信号の電流振幅に与えるよう
にしている。上記のトランスコンダクタ６−１およびプ
リディストーション用トランスレジスタ６−２は、本発
明の特徴的な構成要素であるプリディストーション回路
を構成する。
は、トランスコンダクタ６−１からの電流振幅信号が入
力されるプリディストーション用トランスレジスタ６−
２が設けられている。このプリディストーション用トラ
ンスレジスタ６−２は、電力増幅用トランジスタ６−７
と同じ半導体プロセスにて形成されたトランジスタを含
む反転増幅回路を有しており、この反転増幅回路のトラ
ンジスタにより電流帰還を行うことによって、これらの
電力増幅用トランジスタの出力信号の直線性歪みを打ち
消すような歪みを電流振幅信号の電流振幅に与えるよう
にしている。上記のトランスコンダクタ６−１およびプ
リディストーション用トランスレジスタ６−２は、本発
明の特徴的な構成要素であるプリディストーション回路
を構成する。
【００６２】さらに、図６に示す電力増幅器において
は、プリディストーション用トランスレジスタ６−２の
出力側とタンク回路のインダクタ６−４との間に、ロー
パスフィルタ６−３からなる平滑回路が設けられてい
る。この平滑回路を用いて、プリディストーション用ト
ランスレジスタ６−２から出力される電圧振幅信号を平
滑化することにより、入力信号のエンベロープの絶対値
が得られる。ローパスフィルタとしては、一般に知られ
ているセーレン・キーフィルタ等を使用することができ
る。上記の平滑回路から出力される入力信号のエンベロ
ープは、バイアス電圧として、タンク回路内のインダク
タ６−４を介して電力増幅用トランジスタ６−７に供給
される。また一方で、他の入力信号ＩＮ２は、整合回路
６−５を介して出力段の電力増幅用トランジスタ６−７
のベースに入力される。ただし、バイアス電圧を供給す
る回路（図示していない）とプリディストーション回路
とは、タンク回路内のインダクタ６−４により完全に分
離されている。
は、プリディストーション用トランスレジスタ６−２の
出力側とタンク回路のインダクタ６−４との間に、ロー
パスフィルタ６−３からなる平滑回路が設けられてい
る。この平滑回路を用いて、プリディストーション用ト
ランスレジスタ６−２から出力される電圧振幅信号を平
滑化することにより、入力信号のエンベロープの絶対値
が得られる。ローパスフィルタとしては、一般に知られ
ているセーレン・キーフィルタ等を使用することができ
る。上記の平滑回路から出力される入力信号のエンベロ
ープは、バイアス電圧として、タンク回路内のインダク
タ６−４を介して電力増幅用トランジスタ６−７に供給
される。また一方で、他の入力信号ＩＮ２は、整合回路
６−５を介して出力段の電力増幅用トランジスタ６−７
のベースに入力される。ただし、バイアス電圧を供給す
る回路（図示していない）とプリディストーション回路
とは、タンク回路内のインダクタ６−４により完全に分
離されている。
【００６３】本発明の第６の実施例においては、トラン
スコンダクタの終段のフォロア回路（必要に応じて、終
段のフォロア回路とその前段のフォロア回路）を構成す
るトランジスタを、Ｂ級動作点の近傍のＡＢ級動作点で
動作させることによって消費電力の節減を図ると共に発
振を抑えるようにしている。さらに、上記終段のフォロ
ア回路の出力側の位置に、ローパスフィルタからなる平
滑回路を設け、この平滑回路を通して入力信号を平滑化
することにより入力信号のエンベロープの絶対値を得る
ようにしている。
スコンダクタの終段のフォロア回路（必要に応じて、終
段のフォロア回路とその前段のフォロア回路）を構成す
るトランジスタを、Ｂ級動作点の近傍のＡＢ級動作点で
動作させることによって消費電力の節減を図ると共に発
振を抑えるようにしている。さらに、上記終段のフォロ
ア回路の出力側の位置に、ローパスフィルタからなる平
滑回路を設け、この平滑回路を通して入力信号を平滑化
することにより入力信号のエンベロープの絶対値を得る
ようにしている。
【００６４】換言すれば、本発明の第６の実施例では、
入力信号のエンベロープの絶対値を抽出することによっ
て、入力信号の電流振幅が増大したときには、バイアス
電圧を増加させて電力増幅器の直線性が保証されるよう
にし、入力電流の振幅が減少したときには、バイアス電
圧を減少させて消費電力の節減を図るようにしている。
このバイアス電圧に基づいて出力段の電力増幅用トラン
ジスタのバイアス電流を制御することにより、電力増幅
器が発生する直線性歪みを低減すると共に、電力増幅用
トランジスタの入力端子に派生する信号のエンベロープ
を制御することが可能になる。
入力信号のエンベロープの絶対値を抽出することによっ
て、入力信号の電流振幅が増大したときには、バイアス
電圧を増加させて電力増幅器の直線性が保証されるよう
にし、入力電流の振幅が減少したときには、バイアス電
圧を減少させて消費電力の節減を図るようにしている。
このバイアス電圧に基づいて出力段の電力増幅用トラン
ジスタのバイアス電流を制御することにより、電力増幅
器が発生する直線性歪みを低減すると共に、電力増幅用
トランジスタの入力端子に派生する信号のエンベロープ
を制御することが可能になる。
【００６５】図７は、本発明の第７の実施例の構成を示
すブロック図である。ただし、本発明の第２の態様に基
づく第７の実施例として、タンク回路を用いた狭帯域電
力増幅器の構成を例示することとする。図７に示す電力
増幅器の出力端子には、所定の電圧レベルに増幅された
出力信号ＯＵＴを生成するための出力段の電力増幅用ト
ランジスタ７−９のコレクタが接続されている。さら
に、この出力段の電力増幅用トランジスタ７−９の入力
端子のベースには、エミッタフォロアの電力増幅用トラ
ンジスタ７−８のコレクタが接続されている。さらにま
た、この出力段の電力増幅用トランジスタ７−９の入力
端子のベースには、インダクタ７−４およびコンデンサ
７−５からなるタンク回路が接続されている。
すブロック図である。ただし、本発明の第２の態様に基
づく第７の実施例として、タンク回路を用いた狭帯域電
力増幅器の構成を例示することとする。図７に示す電力
増幅器の出力端子には、所定の電圧レベルに増幅された
出力信号ＯＵＴを生成するための出力段の電力増幅用ト
ランジスタ７−９のコレクタが接続されている。さら
に、この出力段の電力増幅用トランジスタ７−９の入力
端子のベースには、エミッタフォロアの電力増幅用トラ
ンジスタ７−８のコレクタが接続されている。さらにま
た、この出力段の電力増幅用トランジスタ７−９の入力
端子のベースには、インダクタ７−４およびコンデンサ
７−５からなるタンク回路が接続されている。
【００６６】さらに、図７に示す電力増幅器において
は、被変調信号等の入力信号ＩＮ１が入力されるトラン
スコンダクタ７−１が設けられている。このトランスコ
ンダクタ７−１は、上記の入力信号ＩＮ１を、所定の電
流振幅を有する電流振幅信号に変換するものである。こ
のトランスコンダクタ７−１は少なくとも１段のフォロ
ア回路を有しており、終段のフォロア回路を構成するト
ランジスタを用いて上記入力信号ＩＮ１を包絡線検波す
るようになっている。
は、被変調信号等の入力信号ＩＮ１が入力されるトラン
スコンダクタ７−１が設けられている。このトランスコ
ンダクタ７−１は、上記の入力信号ＩＮ１を、所定の電
流振幅を有する電流振幅信号に変換するものである。こ
のトランスコンダクタ７−１は少なくとも１段のフォロ
ア回路を有しており、終段のフォロア回路を構成するト
ランジスタを用いて上記入力信号ＩＮ１を包絡線検波す
るようになっている。
【００６７】さらに、図７に示す電力増幅器において
は、トランスコンダクタ７−１からの電流振幅信号が入
力されるプリディストーション用トランスレジスタ７−
２が設けられている。このプリディストーション用トラ
ンスレジスタ７−２は、電力増幅用トランジスタ７−
８、７−９と同じ半導体プロセスにて形成されたトラン
ジスタを含む反転増幅回路を有しており、この反転増幅
回路のトランジスタにより電流帰還を行うことによっ
て、これらの電力増幅用トランジスタの出力信号の直線
性歪みを打ち消すような歪みを電流振幅信号の電流振幅
に与えるようにしている。上記のトランスコンダクタ７
−１およびプリディストーション用トランスレジスタ７
−２は、本発明の特徴的な構成要素であるプリディスト
ーション回路を構成する。
は、トランスコンダクタ７−１からの電流振幅信号が入
力されるプリディストーション用トランスレジスタ７−
２が設けられている。このプリディストーション用トラ
ンスレジスタ７−２は、電力増幅用トランジスタ７−
８、７−９と同じ半導体プロセスにて形成されたトラン
ジスタを含む反転増幅回路を有しており、この反転増幅
回路のトランジスタにより電流帰還を行うことによっ
て、これらの電力増幅用トランジスタの出力信号の直線
性歪みを打ち消すような歪みを電流振幅信号の電流振幅
に与えるようにしている。上記のトランスコンダクタ７
−１およびプリディストーション用トランスレジスタ７
−２は、本発明の特徴的な構成要素であるプリディスト
ーション回路を構成する。
【００６８】さらに、図７に示す電力増幅器において
は、プリディストーション用トランスレジスタ７−２の
出力側とタンク回路のインダクタ７−４との間に、ロー
パスフィルタ７−３からなる平滑回路が設けられてい
る。この平滑回路を用いて、プリディストーション用ト
ランスレジスタ７−２から出力される電圧振幅信号を平
滑化することにより、入力信号のエンベロープの絶対値
が得られる。ローパスフィルタとしては、一般に知られ
ているセーレン・キーフィルタ等を使用することができ
る。上記の平滑回路から出力される入力信号ＩＮ１のエ
ンベロープは、タンク回路内のインダクタ７−４を介し
て出力段の電力増幅用トランジスタ７−９に供給され
る。ここで、バイアス電圧ｂは、抵抗７−７およびエミ
ッタフォロアの電力増幅用トランジスタ７−８を介して
出力段の電力増幅用トランジスタ７−９のベースに付与
されている。したがって、ローパスフィルタ７−３から
の電圧振幅信号の電圧振幅に応じて、電力増幅用トラン
ジスタ７−５のバイアス電流を制御することが可能にな
る。また一方で、他の入力信号ＩＮ２は、整合回路７−
６およびエミッタフォロアの電力増幅用トランジスタ７
−８を介して、出力段の電力増幅用トランジスタ７−９
のベースに入力される。
は、プリディストーション用トランスレジスタ７−２の
出力側とタンク回路のインダクタ７−４との間に、ロー
パスフィルタ７−３からなる平滑回路が設けられてい
る。この平滑回路を用いて、プリディストーション用ト
ランスレジスタ７−２から出力される電圧振幅信号を平
滑化することにより、入力信号のエンベロープの絶対値
が得られる。ローパスフィルタとしては、一般に知られ
ているセーレン・キーフィルタ等を使用することができ
る。上記の平滑回路から出力される入力信号ＩＮ１のエ
ンベロープは、タンク回路内のインダクタ７−４を介し
て出力段の電力増幅用トランジスタ７−９に供給され
る。ここで、バイアス電圧ｂは、抵抗７−７およびエミ
ッタフォロアの電力増幅用トランジスタ７−８を介して
出力段の電力増幅用トランジスタ７−９のベースに付与
されている。したがって、ローパスフィルタ７−３から
の電圧振幅信号の電圧振幅に応じて、電力増幅用トラン
ジスタ７−５のバイアス電流を制御することが可能にな
る。また一方で、他の入力信号ＩＮ２は、整合回路７−
６およびエミッタフォロアの電力増幅用トランジスタ７
−８を介して、出力段の電力増幅用トランジスタ７−９
のベースに入力される。
【００６９】本発明の第７の実施例においては、トラン
スコンダクタの終段のフォロア回路を構成するトランジ
スタを、Ｂ級動作点の近傍のＡＢ級動作点で動作させる
ことによって消費電力の節減を図ると共に発振を抑える
ようにしている。さらに、上記終段のフォロア回路の出
力側の位置に、ローパスフィルタからなる平滑回路を設
け、この平滑回路を通して入力信号を平滑化することに
より入力信号のエンベロープの絶対値を得るようにして
いる。
スコンダクタの終段のフォロア回路を構成するトランジ
スタを、Ｂ級動作点の近傍のＡＢ級動作点で動作させる
ことによって消費電力の節減を図ると共に発振を抑える
ようにしている。さらに、上記終段のフォロア回路の出
力側の位置に、ローパスフィルタからなる平滑回路を設
け、この平滑回路を通して入力信号を平滑化することに
より入力信号のエンベロープの絶対値を得るようにして
いる。
【００７０】換言すれば、本発明の第７の実施例におい
ても、前述の第６の実施例の場合と同じように、入力信
号のエンベロープの絶対値を抽出することによって、入
力信号の電流振幅が増大したときには、バイアス電圧を
増加させて電力増幅器の直線性が保証されるようにし、
入力電流の振幅が減少したときには、バイアス電圧を減
少させて消費電力の節減を図るようにしている。このバ
イアス電圧に基づいて出力段の電力増幅用トランジスタ
のバイアス電流を制御することにより、電力増幅器が発
生する直線性歪みを低減すると共に、電力増幅用トラン
ジスタの入力端子に派生する信号のエンベロープを制御
することが可能になる。
ても、前述の第６の実施例の場合と同じように、入力信
号のエンベロープの絶対値を抽出することによって、入
力信号の電流振幅が増大したときには、バイアス電圧を
増加させて電力増幅器の直線性が保証されるようにし、
入力電流の振幅が減少したときには、バイアス電圧を減
少させて消費電力の節減を図るようにしている。このバ
イアス電圧に基づいて出力段の電力増幅用トランジスタ
のバイアス電流を制御することにより、電力増幅器が発
生する直線性歪みを低減すると共に、電力増幅用トラン
ジスタの入力端子に派生する信号のエンベロープを制御
することが可能になる。
【００７１】図８は、本発明の第８の実施例の構成を示
すブロック図である。ただし、本発明の第２の態様に基
づく第８の実施例として、タンク回路を用いた狭帯域電
力増幅器の構成を例示することとする。図８に示す電力
増幅器の出力端子には、所定の電圧レベルに増幅された
出力信号ＯＵＴを生成するための出力段の電力増幅用ト
ランジスタ８−９のコレクタが接続されている。さら
に、この出力段の電力増幅用トランジスタ８−９の入力
端子のベースには、エミッタ接地型の電力増幅用トラン
ジスタ８−８のコレクタが接続されている。さらにま
た、この出力段の電力増幅用トランジスタ８−９の入力
端子のベースには、互いに並列に接続されたインダクタ
８−４およびコンデンサ８−５からなるタンク回路が接
続されている。
すブロック図である。ただし、本発明の第２の態様に基
づく第８の実施例として、タンク回路を用いた狭帯域電
力増幅器の構成を例示することとする。図８に示す電力
増幅器の出力端子には、所定の電圧レベルに増幅された
出力信号ＯＵＴを生成するための出力段の電力増幅用ト
ランジスタ８−９のコレクタが接続されている。さら
に、この出力段の電力増幅用トランジスタ８−９の入力
端子のベースには、エミッタ接地型の電力増幅用トラン
ジスタ８−８のコレクタが接続されている。さらにま
た、この出力段の電力増幅用トランジスタ８−９の入力
端子のベースには、互いに並列に接続されたインダクタ
８−４およびコンデンサ８−５からなるタンク回路が接
続されている。
【００７２】さらに、図８に示す電力増幅器において
は、被変調信号等の入力信号ＩＮ１が入力されるトラン
スコンダクタ８−１が設けられている。このトランスコ
ンダクタ８−１は、上記の入力信号ＩＮ１を、所定の電
流振幅を有する電流振幅信号に変換するものである。こ
のトランスコンダクタ８−１は少なくとも１段のフォロ
ア回路を有しており、終段のフォロア回路を構成するト
ランジスタを用いて上記入力信号ＩＮ１を包絡線検波す
るようになっている。
は、被変調信号等の入力信号ＩＮ１が入力されるトラン
スコンダクタ８−１が設けられている。このトランスコ
ンダクタ８−１は、上記の入力信号ＩＮ１を、所定の電
流振幅を有する電流振幅信号に変換するものである。こ
のトランスコンダクタ８−１は少なくとも１段のフォロ
ア回路を有しており、終段のフォロア回路を構成するト
ランジスタを用いて上記入力信号ＩＮ１を包絡線検波す
るようになっている。
【００７３】さらに、図８に示す電力増幅器において
は、トランスコンダクタ８−１からの電流振幅信号が入
力されるプリディストーション用トランスレジスタ８−
２が設けられている。このプリディストーション用トラ
ンスレジスタ８−２は、電力増幅用トランジスタ８−
８、８−９と同じ半導体プロセスにて形成されたトラン
ジスタを含む反転増幅回路を有しており、この反転増幅
回路のトランジスタにより電流帰還を行うことによっ
て、これらの電力増幅用トランジスタの出力信号の直線
性歪みを打ち消すような歪みを電流振幅信号の電流振幅
に与えるようにしている。上記のトランスコンダクタ８
−１およびプリディストーション用トランスレジスタ８
−２は、本発明の特徴的な構成要素であるプリディスト
ーション回路を構成する。
は、トランスコンダクタ８−１からの電流振幅信号が入
力されるプリディストーション用トランスレジスタ８−
２が設けられている。このプリディストーション用トラ
ンスレジスタ８−２は、電力増幅用トランジスタ８−
８、８−９と同じ半導体プロセスにて形成されたトラン
ジスタを含む反転増幅回路を有しており、この反転増幅
回路のトランジスタにより電流帰還を行うことによっ
て、これらの電力増幅用トランジスタの出力信号の直線
性歪みを打ち消すような歪みを電流振幅信号の電流振幅
に与えるようにしている。上記のトランスコンダクタ８
−１およびプリディストーション用トランスレジスタ８
−２は、本発明の特徴的な構成要素であるプリディスト
ーション回路を構成する。
【００７４】さらに、図８に示す電力増幅器において
は、プリディストーション用トランスレジスタ８−２の
出力側とタンク回路との間に、ローパスフィルタ８−３
からなる平滑回路が設けられている。この平滑回路を用
いて、プリディストーション用トランスレジスタ８−２
から出力される電圧振幅信号を平滑化することにより、
入力信号のエンベロープの絶対値が得られる。上記の平
滑回路から出力される入力信号ＩＮ１のエンベロープ
は、タンク回路を介して出力段の電力増幅用トランジス
タ８−９に供給される。ここで、バイアス電圧ｂは、抵
抗８−７およびエミッタ接地型の電力増幅用トランジス
タ８−８を介して電力増幅用トランジスタ８−９のベー
スに付与されている。したがって、ローパスフィルタ８
−３からの電圧振幅信号の電圧振幅に応じて、出力段の
電力増幅用トランジスタ８−９のバイアス電流を制御す
ることが可能になる。また一方で、他の入力信号ＩＮ２
は、整合回路８−６およびエミッタ接地型の電力増幅用
トランジスタ８−８を介して、出力段の電力増幅用トラ
ンジスタ８−９のベースに入力される。
は、プリディストーション用トランスレジスタ８−２の
出力側とタンク回路との間に、ローパスフィルタ８−３
からなる平滑回路が設けられている。この平滑回路を用
いて、プリディストーション用トランスレジスタ８−２
から出力される電圧振幅信号を平滑化することにより、
入力信号のエンベロープの絶対値が得られる。上記の平
滑回路から出力される入力信号ＩＮ１のエンベロープ
は、タンク回路を介して出力段の電力増幅用トランジス
タ８−９に供給される。ここで、バイアス電圧ｂは、抵
抗８−７およびエミッタ接地型の電力増幅用トランジス
タ８−８を介して電力増幅用トランジスタ８−９のベー
スに付与されている。したがって、ローパスフィルタ８
−３からの電圧振幅信号の電圧振幅に応じて、出力段の
電力増幅用トランジスタ８−９のバイアス電流を制御す
ることが可能になる。また一方で、他の入力信号ＩＮ２
は、整合回路８−６およびエミッタ接地型の電力増幅用
トランジスタ８−８を介して、出力段の電力増幅用トラ
ンジスタ８−９のベースに入力される。
【００７５】本発明の第８の実施例においては、トラン
スコンダクタの終段のフォロア回路を構成するトランジ
スタを、Ｂ級動作点の近傍のＡＢ級動作点で動作させる
ことによって消費電力の節減を図ると共に発振を抑える
ようにしている。さらに、上記終段のフォロア回路の出
力側の位置に、ローパスフィルタからなる平滑回路を設
け、この平滑回路を通して入力信号を平滑化することに
より入力信号のエンベロープの絶対値を得るようにして
いる。
スコンダクタの終段のフォロア回路を構成するトランジ
スタを、Ｂ級動作点の近傍のＡＢ級動作点で動作させる
ことによって消費電力の節減を図ると共に発振を抑える
ようにしている。さらに、上記終段のフォロア回路の出
力側の位置に、ローパスフィルタからなる平滑回路を設
け、この平滑回路を通して入力信号を平滑化することに
より入力信号のエンベロープの絶対値を得るようにして
いる。
【００７６】換言すれば、本発明の第８の実施例におい
ても、前述の第６および第７の実施例の場合と同じよう
に、入力信号のエンベロープの絶対値を抽出することに
よって、入力信号の電流振幅が増大したときには、バイ
アス電圧を増加させて電力増幅器の直線性が保証される
ようにし、入力電流の振幅が減少したときには、バイア
ス電圧を減少させて消費電力の節減を図るようにしてい
る。このバイアス電圧に基づいて出力段の電力増幅用ト
ランジスタのバイアス電流を制御することにより、電力
増幅器が発生する直線性歪みを低減すると共に、電力増
幅用トランジスタの入力端子に派生する信号のエンベロ
ープを制御することが可能になる。
ても、前述の第６および第７の実施例の場合と同じよう
に、入力信号のエンベロープの絶対値を抽出することに
よって、入力信号の電流振幅が増大したときには、バイ
アス電圧を増加させて電力増幅器の直線性が保証される
ようにし、入力電流の振幅が減少したときには、バイア
ス電圧を減少させて消費電力の節減を図るようにしてい
る。このバイアス電圧に基づいて出力段の電力増幅用ト
ランジスタのバイアス電流を制御することにより、電力
増幅器が発生する直線性歪みを低減すると共に、電力増
幅用トランジスタの入力端子に派生する信号のエンベロ
ープを制御することが可能になる。
【００７７】図９は、本発明の第９の実施例の構成を示
すブロック図である。ただし、本発明の第２の態様に基
づく第９の実施例として、狭帯域電力増幅器の構成を例
示することとする。図９に示す電力増幅器の出力端子に
は、所定の電圧レベルに増幅された出力信号ＯＵＴを生
成するための出力段の電力増幅用トランジスタ９−７の
コレクタが接続されている。さらに、この出力段の電力
増幅用トランジスタ９−７の入力端子のベースには、エ
ミッタフォロアの電力増幅用トランジスタ９−４のエミ
ッタが接続されている。さらにまた、この出力段の電力
増幅用トランジスタ９−７の入力端子のベースには、コ
ンデンサ９−５およびインダクタ９−６からなる整合回
路が接続されている。
すブロック図である。ただし、本発明の第２の態様に基
づく第９の実施例として、狭帯域電力増幅器の構成を例
示することとする。図９に示す電力増幅器の出力端子に
は、所定の電圧レベルに増幅された出力信号ＯＵＴを生
成するための出力段の電力増幅用トランジスタ９−７の
コレクタが接続されている。さらに、この出力段の電力
増幅用トランジスタ９−７の入力端子のベースには、エ
ミッタフォロアの電力増幅用トランジスタ９−４のエミ
ッタが接続されている。さらにまた、この出力段の電力
増幅用トランジスタ９−７の入力端子のベースには、コ
ンデンサ９−５およびインダクタ９−６からなる整合回
路が接続されている。
【００７８】さらに、図９に示す電力増幅器において
は、被変調信号等の入力信号ＩＮ１が入力されるトラン
スコンダクタ９−１が設けられている。このトランスコ
ンダクタ９−１は、上記の入力信号ＩＮ１を、所定の電
流振幅を有する電流振幅信号に変換するものである。こ
のトランスコンダクタ９−１は少なくとも１段のフォロ
ア回路を有しており、終段のフォロア回路を構成するト
ランジスタを用いて上記入力信号ＩＮ１を包絡線検波す
るようになっている。
は、被変調信号等の入力信号ＩＮ１が入力されるトラン
スコンダクタ９−１が設けられている。このトランスコ
ンダクタ９−１は、上記の入力信号ＩＮ１を、所定の電
流振幅を有する電流振幅信号に変換するものである。こ
のトランスコンダクタ９−１は少なくとも１段のフォロ
ア回路を有しており、終段のフォロア回路を構成するト
ランジスタを用いて上記入力信号ＩＮ１を包絡線検波す
るようになっている。
【００７９】さらに、図９に示す電力増幅器において
は、トランスコンダクタ９−１からの電流振幅信号が入
力されるプリディストーション用トランスレジスタ９−
２が設けられている。このプリディストーション用トラ
ンスレジスタ９−２は、電力増幅用トランジスタ９−
４、９−７と同じ半導体プロセスにて形成されたトラン
ジスタを含む反転増幅回路を有しており、この反転増幅
回路のトランジスタにより電流帰還を行うことによっ
て、これらの電力増幅用トランジスタの出力信号の直線
性歪みを打ち消すような歪みを電流振幅信号の電流振幅
に与えるようにしている。上記のトランスコンダクタ９
−１およびプリディストーション用トランスレジスタ９
−２は、本発明の特徴的な構成要素であるプリディスト
ーション回路を構成する。
は、トランスコンダクタ９−１からの電流振幅信号が入
力されるプリディストーション用トランスレジスタ９−
２が設けられている。このプリディストーション用トラ
ンスレジスタ９−２は、電力増幅用トランジスタ９−
４、９−７と同じ半導体プロセスにて形成されたトラン
ジスタを含む反転増幅回路を有しており、この反転増幅
回路のトランジスタにより電流帰還を行うことによっ
て、これらの電力増幅用トランジスタの出力信号の直線
性歪みを打ち消すような歪みを電流振幅信号の電流振幅
に与えるようにしている。上記のトランスコンダクタ９
−１およびプリディストーション用トランスレジスタ９
−２は、本発明の特徴的な構成要素であるプリディスト
ーション回路を構成する。
【００８０】さらに、図９に示す電力増幅器において
は、エミッタフォロアの電力増幅用トランジスタ９−４
のベース−エミッタ間の寄生容量Ｃｓを利用し、この寄
生容量Ｃｓと抵抗９−３との組み合せによりローパスフ
ィルタを形成している。このローパスフィルタを用いて
プリディストーション用トランスレジスタ９−２から出
力される電圧振幅信号を平滑化することにより、入力信
号のエンベロープの絶対値が得られる。上記のローパス
フィルタから出力される入力信号ＩＮ１のエンベロープ
は、エミッタフォロアの電力増幅用トランジスタ９−４
を介して、出力段の電力増幅用トランジスタ９−７に供
給される。ここでは、上記のローパスフィルタからの電
圧振幅信号の電圧振幅に応じて、出力段の電力増幅用ト
ランジスタ９−７のバイアス電流を制御することが可能
になる。また一方で、他の入力信号ＩＮ２は、コンデン
サ９−５およびインダクタ９−６からなる整合回路を介
して、出力段の電力増幅用トランジスタ９−７のベース
に入力される。
は、エミッタフォロアの電力増幅用トランジスタ９−４
のベース−エミッタ間の寄生容量Ｃｓを利用し、この寄
生容量Ｃｓと抵抗９−３との組み合せによりローパスフ
ィルタを形成している。このローパスフィルタを用いて
プリディストーション用トランスレジスタ９−２から出
力される電圧振幅信号を平滑化することにより、入力信
号のエンベロープの絶対値が得られる。上記のローパス
フィルタから出力される入力信号ＩＮ１のエンベロープ
は、エミッタフォロアの電力増幅用トランジスタ９−４
を介して、出力段の電力増幅用トランジスタ９−７に供
給される。ここでは、上記のローパスフィルタからの電
圧振幅信号の電圧振幅に応じて、出力段の電力増幅用ト
ランジスタ９−７のバイアス電流を制御することが可能
になる。また一方で、他の入力信号ＩＮ２は、コンデン
サ９−５およびインダクタ９−６からなる整合回路を介
して、出力段の電力増幅用トランジスタ９−７のベース
に入力される。
【００８１】本発明の第９の実施例においては、トラン
スコンダクタの終段のフォロア回路を構成するトランジ
スタを、Ｂ級動作点の近傍のＡＢ級動作点で動作させる
ことによって消費電力の節減を図ると共に発振を抑える
ようにしている。さらに、上記終段のフォロア回路の出
力側の位置に、トランジスタのベース−エミッタ間の寄
生容量を利用したローパスフィルタを形成し、このロー
パスフィルタを通して入力信号を平滑化することにより
入力信号のエンベロープの絶対値を得るようにしてい
る。
スコンダクタの終段のフォロア回路を構成するトランジ
スタを、Ｂ級動作点の近傍のＡＢ級動作点で動作させる
ことによって消費電力の節減を図ると共に発振を抑える
ようにしている。さらに、上記終段のフォロア回路の出
力側の位置に、トランジスタのベース−エミッタ間の寄
生容量を利用したローパスフィルタを形成し、このロー
パスフィルタを通して入力信号を平滑化することにより
入力信号のエンベロープの絶対値を得るようにしてい
る。
【００８２】換言すれば、本発明の第９の実施例におい
ては、前述の第６〜第８の実施例よりも簡単な回路構成
により入力信号のエンベロープの絶対値を抽出すること
によって、入力信号の電流振幅が増大したときには、バ
イアス電圧を増加させて電力増幅器の直線性が保証され
るようにし、入力電流の振幅が減少したときには、バイ
アス電圧を減少させて消費電力の節減を図るようにして
いる。このバイアス電圧に基づいて出力段の電力増幅用
トランジスタのバイアス電流を制御することにより、電
力増幅器が発生する直線性歪みを低減すると共に、電力
増幅用トランジスタの入力端子に派生する信号のエンベ
ロープを制御することが可能になる。
ては、前述の第６〜第８の実施例よりも簡単な回路構成
により入力信号のエンベロープの絶対値を抽出すること
によって、入力信号の電流振幅が増大したときには、バ
イアス電圧を増加させて電力増幅器の直線性が保証され
るようにし、入力電流の振幅が減少したときには、バイ
アス電圧を減少させて消費電力の節減を図るようにして
いる。このバイアス電圧に基づいて出力段の電力増幅用
トランジスタのバイアス電流を制御することにより、電
力増幅器が発生する直線性歪みを低減すると共に、電力
増幅用トランジスタの入力端子に派生する信号のエンベ
ロープを制御することが可能になる。
【００８３】図１０は、本発明の第１０の実施例の構成
を示すブロック図である。ただし、本発明の第２の態様
に基づく第１０の実施例として、マイクロ波用の広帯域
電力増幅器の構成を例示することとする。図１０に示す
電力増幅器の出力端子には、所定の電圧レベルに増幅さ
れた出力信号ＯＵＴを生成するための出力段の電力増幅
用トランジスタ１０−６のコレクタが接続されている。
さらに、この出力段の電力増幅用トランジスタ１０−６
の入力端子のベースには、エミッタフォロアの電力増幅
用トランジスタ１０−５のエミッタが接続されている。
さらにまた、この出力段の電力増幅用トランジスタ１０
−６の入力端子のベースには、後述の第２のトランスコ
ンダクタが接続されている。ここでは、被変調信号等の
入力信号ＩＮ１は、エミッタフォロアの電力増幅用トラ
ンジスタ１０−５を介して、出力段の電力増幅用トラン
ジスタ１０−６に供給される。
を示すブロック図である。ただし、本発明の第２の態様
に基づく第１０の実施例として、マイクロ波用の広帯域
電力増幅器の構成を例示することとする。図１０に示す
電力増幅器の出力端子には、所定の電圧レベルに増幅さ
れた出力信号ＯＵＴを生成するための出力段の電力増幅
用トランジスタ１０−６のコレクタが接続されている。
さらに、この出力段の電力増幅用トランジスタ１０−６
の入力端子のベースには、エミッタフォロアの電力増幅
用トランジスタ１０−５のエミッタが接続されている。
さらにまた、この出力段の電力増幅用トランジスタ１０
−６の入力端子のベースには、後述の第２のトランスコ
ンダクタが接続されている。ここでは、被変調信号等の
入力信号ＩＮ１は、エミッタフォロアの電力増幅用トラ
ンジスタ１０−５を介して、出力段の電力増幅用トラン
ジスタ１０−６に供給される。
【００８４】さらに、図１０に示す電力増幅器において
は、被変調信号等の入力信号ＩＮ１が入力される第１の
トランスコンダクタ１０−１が設けられている。この第
１のトランスコンダクタ１０−１は、上記の入力信号Ｉ
Ｎ１を、所定の電流振幅を有する電流振幅信号に変換す
るものである。このトランスコンダクタ１０−１は少な
くとも１段のフォロア回路を有しており、終段のフォロ
ア回路を構成するトランジスタを用いて上記入力信号Ｉ
Ｎ１を包絡線検波するようになっている。
は、被変調信号等の入力信号ＩＮ１が入力される第１の
トランスコンダクタ１０−１が設けられている。この第
１のトランスコンダクタ１０−１は、上記の入力信号Ｉ
Ｎ１を、所定の電流振幅を有する電流振幅信号に変換す
るものである。このトランスコンダクタ１０−１は少な
くとも１段のフォロア回路を有しており、終段のフォロ
ア回路を構成するトランジスタを用いて上記入力信号Ｉ
Ｎ１を包絡線検波するようになっている。
【００８５】さらに、図１０に示す電力増幅器において
は、第１のトランスコンダクタ１０−１からの電流振幅
信号が入力されるプリディストーション用トランスレジ
スタ１０−２が設けられている。このプリディストーシ
ョン用トランスレジスタ１０−２は、電力増幅用トラン
ジスタ１０−５、１０−６と同じ半導体プロセスにて形
成されたトランジスタを含む反転増幅回路を有してお
り、この反転増幅回路のトランジスタにより電流帰還を
行うことによって、これらの電力増幅用トランジスタの
出力信号の直線性歪みを打ち消すような歪みを電流振幅
信号の電流振幅に与えるようにしている。上記の第１の
トランスコンダクタ１０−１およびプリディストーショ
ン用トランスレジスタ１０−２は、本発明の特徴的な構
成要素であるプリディストーション回路を構成する。
は、第１のトランスコンダクタ１０−１からの電流振幅
信号が入力されるプリディストーション用トランスレジ
スタ１０−２が設けられている。このプリディストーシ
ョン用トランスレジスタ１０−２は、電力増幅用トラン
ジスタ１０−５、１０−６と同じ半導体プロセスにて形
成されたトランジスタを含む反転増幅回路を有してお
り、この反転増幅回路のトランジスタにより電流帰還を
行うことによって、これらの電力増幅用トランジスタの
出力信号の直線性歪みを打ち消すような歪みを電流振幅
信号の電流振幅に与えるようにしている。上記の第１の
トランスコンダクタ１０−１およびプリディストーショ
ン用トランスレジスタ１０−２は、本発明の特徴的な構
成要素であるプリディストーション回路を構成する。
【００８６】さらに、図１０に示す電力増幅器において
は、プリディストーション用トランスレジスタ１０−２
の出力側に、ローパスフィルタ１０−３からなる平滑回
路が設けられている。この平滑回路を用いて、プリディ
ストーション用トランスレジスタ１０−２から出力され
る電圧振幅信号を平滑化することにより、入力信号のエ
ンベロープの絶対値が得られる。上記の平滑回路から出
力される入力信号ＩＮのエンベロープは、第２のトラン
スコンダクタ１０−４を介して、出力段の電力増幅用ト
ランジスタ１０−６に供給される。
は、プリディストーション用トランスレジスタ１０−２
の出力側に、ローパスフィルタ１０−３からなる平滑回
路が設けられている。この平滑回路を用いて、プリディ
ストーション用トランスレジスタ１０−２から出力され
る電圧振幅信号を平滑化することにより、入力信号のエ
ンベロープの絶対値が得られる。上記の平滑回路から出
力される入力信号ＩＮのエンベロープは、第２のトラン
スコンダクタ１０−４を介して、出力段の電力増幅用ト
ランジスタ１０−６に供給される。
【００８７】一般に、入力信号ＩＮの振幅が増大するに
つれて、出力段の電力増幅用トランジスタ１０−６のベ
ース−エミッタ間に蓄えられる電荷も増加していく。し
かしながら、図１０の電力増幅器の構成では、第１のト
ランスコンダクタ１０−１、プリディストーション用ト
ランスレジスタ１０−２およびローパスフィルタ１０−
３を通して出力される信号のエンベロープを、第２のト
ランスコンダクタ１０−４に供給し、この第２のトラン
スコンダクタ１０−４により出力段の電力増幅用トラン
ジスタ１０−６のバイアス電流をシンクするようになっ
ている。このために、出力段の電力増幅用トランジスタ
１０−６のベース−エミッタ間に蓄えられる電荷も放出
され、このような電荷蓄積の効果を相殺することが可能
になる。
つれて、出力段の電力増幅用トランジスタ１０−６のベ
ース−エミッタ間に蓄えられる電荷も増加していく。し
かしながら、図１０の電力増幅器の構成では、第１のト
ランスコンダクタ１０−１、プリディストーション用ト
ランスレジスタ１０−２およびローパスフィルタ１０−
３を通して出力される信号のエンベロープを、第２のト
ランスコンダクタ１０−４に供給し、この第２のトラン
スコンダクタ１０−４により出力段の電力増幅用トラン
ジスタ１０−６のバイアス電流をシンクするようになっ
ている。このために、出力段の電力増幅用トランジスタ
１０−６のベース−エミッタ間に蓄えられる電荷も放出
され、このような電荷蓄積の効果を相殺することが可能
になる。
【００８８】上記のような機能を有する第２のトランス
コンダクタの中で、簡単に実現されるものとして、ＢＪ
Ｔ、または、エミッタに直列に抵抗を接続したＢＪＴを
用いることが好ましいが、ＪＦＥＴ（junction field e
ffect transistor) や、ＭＥＳＦＥＴや、ＭＯＳトラン
ジスタや、ＨＥＭＴでも同様に効果がある。なお、第１
０の実施例では、広帯域電力増幅器を示したが、出力段
の電力増幅用トランジスタとの前の位置にインピーダン
ス整合回路を設けることによって、高効率の狭帯域電力
増幅器が構成できることは明らかである。
コンダクタの中で、簡単に実現されるものとして、ＢＪ
Ｔ、または、エミッタに直列に抵抗を接続したＢＪＴを
用いることが好ましいが、ＪＦＥＴ（junction field e
ffect transistor) や、ＭＥＳＦＥＴや、ＭＯＳトラン
ジスタや、ＨＥＭＴでも同様に効果がある。なお、第１
０の実施例では、広帯域電力増幅器を示したが、出力段
の電力増幅用トランジスタとの前の位置にインピーダン
ス整合回路を設けることによって、高効率の狭帯域電力
増幅器が構成できることは明らかである。
【００８９】本発明の第１０の実施例においては、第１
のトランスコンダクタの終段のフォロア回路を構成する
トランジスタを、Ｂ級動作点の近傍のＡＢ級動作点で動
作させることによって消費電力の節減を図ると共に発振
を抑えるようにしている。さらに、上記終段のフォロア
回路の出力側の位置に、ローパスフィルタからなる平滑
回路を設け、この平滑回路を通して入力信号を平滑化す
ることにより入力信号のエンベロープの絶対値を得るよ
うにしている。さらに、第１のトランスコンダクタを用
いて出力段の電力増幅用トランジスタのベース−エミッ
タ間に電荷が蓄えられるのを抑止しているので、前述の
実施例の場合よりも高い電力効率でもって出力段の電力
増幅用トランジスタを駆動することが可能になる。
のトランスコンダクタの終段のフォロア回路を構成する
トランジスタを、Ｂ級動作点の近傍のＡＢ級動作点で動
作させることによって消費電力の節減を図ると共に発振
を抑えるようにしている。さらに、上記終段のフォロア
回路の出力側の位置に、ローパスフィルタからなる平滑
回路を設け、この平滑回路を通して入力信号を平滑化す
ることにより入力信号のエンベロープの絶対値を得るよ
うにしている。さらに、第１のトランスコンダクタを用
いて出力段の電力増幅用トランジスタのベース−エミッ
タ間に電荷が蓄えられるのを抑止しているので、前述の
実施例の場合よりも高い電力効率でもって出力段の電力
増幅用トランジスタを駆動することが可能になる。
【００９０】換言すれば、本発明の第１０の実施例にお
いては、比較的高精度にて入力信号のエンベロープの絶
対値を抽出することによって、入力信号の電流振幅が増
大したときには、バイアス電圧を増加させて電力増幅器
の直線性が保証されるようにし、入力電流の振幅が減少
したときには、バイアス電圧を減少させて消費電力の節
減を図るようにしている。このバイアス電圧に基づいて
出力段の電力増幅用トランジスタのバイアス電流を制御
することにより、電力増幅器が発生する直線性歪みを低
減すると共に、電力増幅用トランジスタの入力端子に派
生する信号のエンベロープを制御することが可能にな
る。
いては、比較的高精度にて入力信号のエンベロープの絶
対値を抽出することによって、入力信号の電流振幅が増
大したときには、バイアス電圧を増加させて電力増幅器
の直線性が保証されるようにし、入力電流の振幅が減少
したときには、バイアス電圧を減少させて消費電力の節
減を図るようにしている。このバイアス電圧に基づいて
出力段の電力増幅用トランジスタのバイアス電流を制御
することにより、電力増幅器が発生する直線性歪みを低
減すると共に、電力増幅用トランジスタの入力端子に派
生する信号のエンベロープを制御することが可能にな
る。
【００９１】図１１は、本発明の第１１の実施例の構成
を示すブロック図である。ただし、本発明の第２の態様
に基づく第１１の実施例として、分相器を用いて入力信
号のエンベロープを抽出する機能を備えたマイクロ波用
の電力増幅器の構成を例示する。さらに、ここでは、プ
リディストーション用トランスレジスタより後に位置す
る出力段の電力増幅用トランジスタ等の構成要素は省略
して示す。
を示すブロック図である。ただし、本発明の第２の態様
に基づく第１１の実施例として、分相器を用いて入力信
号のエンベロープを抽出する機能を備えたマイクロ波用
の電力増幅器の構成を例示する。さらに、ここでは、プ
リディストーション用トランスレジスタより後に位置す
る出力段の電力増幅用トランジスタ等の構成要素は省略
して示す。
【００９２】図１１に示す電力増幅器の入力端子には、
非変調信号等の入力信号ＩＮに基づいて、非反転信号お
よび反転信号を生成する分相器１１−１が接続されてい
る。さらに、図１１に示す電力増幅器においては、分相
器１１−１からの非反転信号および反転信号がそれぞれ
入力される２つのトランスコンダクタ１１−２、１１−
３が設けられている。これらのトランスコンダクタ１１
−２、１１−５は、上記の非反転信号および反転信号
を、所定の電流振幅を有する電流振幅信号にそれぞれ変
換するものである。上記のトランスコンダクタ１１−
２、１１−３は少なくとも１段のフォロア回路を有して
おり、終段のフォロア回路を構成するトランジスタを用
いて上記非反転信号および反転信号を検波するようにな
っている。
非変調信号等の入力信号ＩＮに基づいて、非反転信号お
よび反転信号を生成する分相器１１−１が接続されてい
る。さらに、図１１に示す電力増幅器においては、分相
器１１−１からの非反転信号および反転信号がそれぞれ
入力される２つのトランスコンダクタ１１−２、１１−
３が設けられている。これらのトランスコンダクタ１１
−２、１１−５は、上記の非反転信号および反転信号
を、所定の電流振幅を有する電流振幅信号にそれぞれ変
換するものである。上記のトランスコンダクタ１１−
２、１１−３は少なくとも１段のフォロア回路を有して
おり、終段のフォロア回路を構成するトランジスタを用
いて上記非反転信号および反転信号を検波するようにな
っている。
【００９３】さらに、図１１に示す電力増幅器において
は、２つのトランスコンダクタ１１−２、１１−３から
の電流振幅信号の各々が入力されるプリディストーショ
ン用トランスレジスタ１１−４が設けられている。ここ
では、分相器１１−１により駆動される非反転信号およ
び反転信号を用いて２つのトランスコンダクタ１１−
２、１１−３を補間動作させ、これらのトランスコンダ
クタ１１−２、１１−３から出力される２相（または３
相以上）の信号を並列にプリディストーション用トラン
スレジスタ１１−４に入力するようにしている。上記の
第１のトランスコンダクタ１１−２、１１−３およびプ
リディストーション用トランスレジスタ１１−４は、本
発明の特徴的な構成要素であるプリディストーション回
路を構成する。
は、２つのトランスコンダクタ１１−２、１１−３から
の電流振幅信号の各々が入力されるプリディストーショ
ン用トランスレジスタ１１−４が設けられている。ここ
では、分相器１１−１により駆動される非反転信号およ
び反転信号を用いて２つのトランスコンダクタ１１−
２、１１−３を補間動作させ、これらのトランスコンダ
クタ１１−２、１１−３から出力される２相（または３
相以上）の信号を並列にプリディストーション用トラン
スレジスタ１１−４に入力するようにしている。上記の
第１のトランスコンダクタ１１−２、１１−３およびプ
リディストーション用トランスレジスタ１１−４は、本
発明の特徴的な構成要素であるプリディストーション回
路を構成する。
【００９４】上記のように、本発明の第１１の実施例に
おいては、２つのトランスコンダクタ１１−２、１１−
３を補間動作させて２相の信号をプリディストーション
用トランスレジスタに供給することによって、入力信号
のエンベロープを比較的忠実に抽出することが可能にな
る。本発明の第１１の実施例においても、前述の第６〜
第１０の実施例の場合と同じように、入力信号のエンベ
ロープの絶対値を抽出することによって、入力信号の電
流振幅が増大したときには、バイアス電圧を増加させて
電力増幅器の直線性が保証されるようにし、入力電流の
振幅が減少したときには、バイアス電圧を減少させて消
費電力の節減を図るようにしている。このバイアス電圧
に基づいて出力段の電力増幅用トランジスタのバイアス
電流を制御することにより、電力増幅器が発生する直線
性歪みを低減すると共に、電力増幅用トランジスタの入
力端子に派生する信号のエンベロープを制御することが
可能になる。
おいては、２つのトランスコンダクタ１１−２、１１−
３を補間動作させて２相の信号をプリディストーション
用トランスレジスタに供給することによって、入力信号
のエンベロープを比較的忠実に抽出することが可能にな
る。本発明の第１１の実施例においても、前述の第６〜
第１０の実施例の場合と同じように、入力信号のエンベ
ロープの絶対値を抽出することによって、入力信号の電
流振幅が増大したときには、バイアス電圧を増加させて
電力増幅器の直線性が保証されるようにし、入力電流の
振幅が減少したときには、バイアス電圧を減少させて消
費電力の節減を図るようにしている。このバイアス電圧
に基づいて出力段の電力増幅用トランジスタのバイアス
電流を制御することにより、電力増幅器が発生する直線
性歪みを低減すると共に、電力増幅用トランジスタの入
力端子に派生する信号のエンベロープを制御することが
可能になる。
【００９５】つぎに、図１２〜図１９に基づいて、本発
明の実施例に使用されるような主なる要素回路の具体的
な構成例を説明する。図１２は、本発明の実施例に使用
されるバイアス電圧供給回路の具体例を示す回路図であ
る。図１２に示すバイアス電圧供給回路は、図２８にて
説明した従来のバイアス生成回路と基本的に同じであ
り、一般に知られている回路である。
明の実施例に使用されるような主なる要素回路の具体的
な構成例を説明する。図１２は、本発明の実施例に使用
されるバイアス電圧供給回路の具体例を示す回路図であ
る。図１２に示すバイアス電圧供給回路は、図２８にて
説明した従来のバイアス生成回路と基本的に同じであ
り、一般に知られている回路である。
【００９６】図１２のバイアス電圧供給回路２０は、エ
ミッタフォロアのトランジスタ２２と、このトランジス
タ２２のベースおよびエミッタにそれぞれ接続される抵
抗２１、２３と、同トランジスタ２２のコレクタに接続
される入力端子（ベース）を有するエミッタ接地型のト
ランジスタ２４とを設けている。ここでは、バイアス電
圧供給回路の制御端子において、節電時に低電圧レベル
になる制御電圧ｃが供給される。上記のバイアス電圧供
給回路においては、抵抗２１を介して、上記制御電圧ｃ
をエミッタフォロアのトランジスタ２２のベースに入力
し、このトランジスタ２２およびエミッタ接地型のトラ
ンジスタ２４により所望の電圧レベルのバイアス電圧ｂ
を得るようになっている。
ミッタフォロアのトランジスタ２２と、このトランジス
タ２２のベースおよびエミッタにそれぞれ接続される抵
抗２１、２３と、同トランジスタ２２のコレクタに接続
される入力端子（ベース）を有するエミッタ接地型のト
ランジスタ２４とを設けている。ここでは、バイアス電
圧供給回路の制御端子において、節電時に低電圧レベル
になる制御電圧ｃが供給される。上記のバイアス電圧供
給回路においては、抵抗２１を介して、上記制御電圧ｃ
をエミッタフォロアのトランジスタ２２のベースに入力
し、このトランジスタ２２およびエミッタ接地型のトラ
ンジスタ２４により所望の電圧レベルのバイアス電圧ｂ
を得るようになっている。
【００９７】図１３は、本発明の実施例に使用されるト
ランスコンダクタの第１の具体例を示す回路図であり、
図１４は、本発明の実施例に使用されるトランスコンダ
クタの第２の具体例を示す回路図である。図１３に示す
トランスコンダクタ３０ａは、１段のフォロア回路と、
このフォロア回路に接続されるエミッタ接地型のトラン
ジスタ３６とを設けている。上記のフォロア回路は、エ
ミッタフォロアのトランジスタ３３と、このトランジス
タ３３の入力端子のベースに接続される抵抗３１および
コンデンサ３２と、同トランジスタ３３のエミッタに接
続される定電流源３４とを有する。上記のエミッタ接地
型のトランジスタ３６の入力端子のベースには、エミッ
タフォロアのトランジスタ３３のエミッタ、および、定
電流源３４が接続されると共に、トランジスタ３６のエ
ミッタには、抵抗３５が接続されている。定電流源３４
は省略可能であり、また、抵抗で代用することも可能で
ある。
ランスコンダクタの第１の具体例を示す回路図であり、
図１４は、本発明の実施例に使用されるトランスコンダ
クタの第２の具体例を示す回路図である。図１３に示す
トランスコンダクタ３０ａは、１段のフォロア回路と、
このフォロア回路に接続されるエミッタ接地型のトラン
ジスタ３６とを設けている。上記のフォロア回路は、エ
ミッタフォロアのトランジスタ３３と、このトランジス
タ３３の入力端子のベースに接続される抵抗３１および
コンデンサ３２と、同トランジスタ３３のエミッタに接
続される定電流源３４とを有する。上記のエミッタ接地
型のトランジスタ３６の入力端子のベースには、エミッ
タフォロアのトランジスタ３３のエミッタ、および、定
電流源３４が接続されると共に、トランジスタ３６のエ
ミッタには、抵抗３５が接続されている。定電流源３４
は省略可能であり、また、抵抗で代用することも可能で
ある。
【００９８】図１３のトランスコンダクタ３０ａにおい
ては、入力される信号（ｔｉｎ）を、抵抗３１およびコ
ンデンサ３２を介してエミッタフォロアのトランジスタ
３３に入力し、入力信号の電圧の半波を電流として出力
するようにしている。すなわち、このエミッタフォロア
のトランジスタ３３を用いて入力信号（ｔｉｎ）を検波
するようにしている。さらに、このようにした検波され
た信号は、トランジスタ３６を通すことによって、適切
なレベルの電流振幅信号として出力される（信号ｔｏｕ
ｔ）。
ては、入力される信号（ｔｉｎ）を、抵抗３１およびコ
ンデンサ３２を介してエミッタフォロアのトランジスタ
３３に入力し、入力信号の電圧の半波を電流として出力
するようにしている。すなわち、このエミッタフォロア
のトランジスタ３３を用いて入力信号（ｔｉｎ）を検波
するようにしている。さらに、このようにした検波され
た信号は、トランジスタ３６を通すことによって、適切
なレベルの電流振幅信号として出力される（信号ｔｏｕ
ｔ）。
【００９９】また一方で、図１４に示すトランスコンダ
クタ３０ｂは、前述の図１３に示したトランスコンダク
タ３０ａの構成とほぼ同じであるが、図１３に平滑用コ
ンデンサ３７を、トランジスタ３６のベース−エミッタ
間容量（ベース−エミッタ間の寄生容量）Ｃｂｅに加え
て設けている点が異なる。図１４のトランスコンダクタ
３０ｂにおいては、エミッタフォロアのトランジスタ３
３に付加したコンデンサ３７によって、効果的に信号
（ｔｉｎ）のピークホールドが行われ、より忠実な信号
のエンベロープが得られる。
クタ３０ｂは、前述の図１３に示したトランスコンダク
タ３０ａの構成とほぼ同じであるが、図１３に平滑用コ
ンデンサ３７を、トランジスタ３６のベース−エミッタ
間容量（ベース−エミッタ間の寄生容量）Ｃｂｅに加え
て設けている点が異なる。図１４のトランスコンダクタ
３０ｂにおいては、エミッタフォロアのトランジスタ３
３に付加したコンデンサ３７によって、効果的に信号
（ｔｉｎ）のピークホールドが行われ、より忠実な信号
のエンベロープが得られる。
【０１００】図１３および図１４のいずれのトランスコ
ンダクタにおいても、エミッタフォロアのトランジスタ
３３を、Ｂ級動作点の近傍のＡＢ級動作点で動作させる
ことによって消費電力の節減を図ると共に発振を抑える
ようにしている。さらに、このようなトランジスタのＡ
Ｂ級動作によって増加する信号の振幅の直線性歪みを、
プリディストーション用トランスレジスタ（後述の図１
５参照）内のトランジスタが生成する逆の直線性歪みに
よって打ち消すようにしている。この結果、広範囲のダ
イナミックレンジで良好な直線性を有する出力信号が、
出力段の電力増幅用トランジスタのコレクタから取り出
される。
ンダクタにおいても、エミッタフォロアのトランジスタ
３３を、Ｂ級動作点の近傍のＡＢ級動作点で動作させる
ことによって消費電力の節減を図ると共に発振を抑える
ようにしている。さらに、このようなトランジスタのＡ
Ｂ級動作によって増加する信号の振幅の直線性歪みを、
プリディストーション用トランスレジスタ（後述の図１
５参照）内のトランジスタが生成する逆の直線性歪みに
よって打ち消すようにしている。この結果、広範囲のダ
イナミックレンジで良好な直線性を有する出力信号が、
出力段の電力増幅用トランジスタのコレクタから取り出
される。
【０１０１】図１５は、本発明の実施例に使用されるプ
リディストーション用トランスレジスタの具体例を示す
回路図である。図１５に示すプリディストーション用ト
ランスレジスタ４０は、１段目のエミッタ接地型のトラ
ンジスタ４１と、２段目のエミッタ接地型のトランジス
タ４２とを設けている。さらに、１段目のエミッタ接地
型のトランジスタ４１のコレクタには、節電時に低電圧
レベルになる制御電圧ｃを供給するための抵抗４２が接
続されている。さらにまた、２段目のエミッタ接地型の
トランジスタ４４のエミッタと、１段目のトランジスタ
４１のベースとの間に、トランジスタ４４を含む反転増
幅回路に対し電流帰還を行うための抵抗４３が接続され
ている。
リディストーション用トランスレジスタの具体例を示す
回路図である。図１５に示すプリディストーション用ト
ランスレジスタ４０は、１段目のエミッタ接地型のトラ
ンジスタ４１と、２段目のエミッタ接地型のトランジス
タ４２とを設けている。さらに、１段目のエミッタ接地
型のトランジスタ４１のコレクタには、節電時に低電圧
レベルになる制御電圧ｃを供給するための抵抗４２が接
続されている。さらにまた、２段目のエミッタ接地型の
トランジスタ４４のエミッタと、１段目のトランジスタ
４１のベースとの間に、トランジスタ４４を含む反転増
幅回路に対し電流帰還を行うための抵抗４３が接続され
ている。
【０１０２】図１５のプリディストーション用トランス
レジスタ４０において、前述のトランスコンダクタ（図
１３または図１４参照）からの電流振幅信号（すなわ
ち、シンク電流）を上記トランスレジスタ４０の左側の
入力端子へ入力すると、抵抗４３を含む電流帰還経路に
使用されるトランジスタ４１の電流−電圧特性の逆の歪
みを持つ電圧振幅信号が得られる。この電流帰還経路の
抵抗４３は、電圧振幅信号の出力電圧の歪み特性を補正
するために用いられており、回路を簡単にするために省
略してもよい。
レジスタ４０において、前述のトランスコンダクタ（図
１３または図１４参照）からの電流振幅信号（すなわ
ち、シンク電流）を上記トランスレジスタ４０の左側の
入力端子へ入力すると、抵抗４３を含む電流帰還経路に
使用されるトランジスタ４１の電流−電圧特性の逆の歪
みを持つ電圧振幅信号が得られる。この電流帰還経路の
抵抗４３は、電圧振幅信号の出力電圧の歪み特性を補正
するために用いられており、回路を簡単にするために省
略してもよい。
【０１０３】さらに詳しく説明すると、上記のエミッタ
接地型のトランジスタ４１、４４の各々は、出力段の電
力増幅用トランジスタと同じ半導体プロセスにて形成さ
れたものであり、このような特性のトランジスタにより
電流帰還を行うことによって、出力段の電力増幅用トラ
ンジスタの出力信号の直線性歪みを打ち消すような歪み
を電流振幅信号の電流振幅に与えるようにしている。
接地型のトランジスタ４１、４４の各々は、出力段の電
力増幅用トランジスタと同じ半導体プロセスにて形成さ
れたものであり、このような特性のトランジスタにより
電流帰還を行うことによって、出力段の電力増幅用トラ
ンジスタの出力信号の直線性歪みを打ち消すような歪み
を電流振幅信号の電流振幅に与えるようにしている。
【０１０４】図１６は、本発明の実施例に使用される補
正付回路の具体例を示す回路図である。ここでは、トラ
ンスコンダクタおよびプリディストーション用トランス
レジスタの組を、無信号時動作点モニター部（図の上半
部）と信号経路（図の下半部）の２組用意し、上記モニ
ター部に流れるオフセット電流を、カレントミラー５６
−１、５６−２によって信号経路から差し引くことによ
り、出力電圧Ｖout に現われるオフセットを補正してい
る。さらに、オフセット補正された出力電圧を、直接ま
たはフォロア回路を通して出力段の電力増幅用トランジ
スタに供給するようにしている。
正付回路の具体例を示す回路図である。ここでは、トラ
ンスコンダクタおよびプリディストーション用トランス
レジスタの組を、無信号時動作点モニター部（図の上半
部）と信号経路（図の下半部）の２組用意し、上記モニ
ター部に流れるオフセット電流を、カレントミラー５６
−１、５６−２によって信号経路から差し引くことによ
り、出力電圧Ｖout に現われるオフセットを補正してい
る。さらに、オフセット補正された出力電圧を、直接ま
たはフォロア回路を通して出力段の電力増幅用トランジ
スタに供給するようにしている。
【０１０５】図１６のトランスコンダクタおよびプリデ
ィストーション用トランスレジスタの組に使用されるト
ランスコンダクタは、前述の図１３に示したトランスコ
ンダクタとほぼ同様の構成を有する。また一方で、上記
のトランスコンダクタおよびプリディストーション用ト
ランスレジスタの組に使用されるプリディストーション
用トランスレジスタは、前述の図１５に示したプリディ
ストーション用トランスレジスタとほぼ同様の構成を有
する。簡単には、無信号時動作点モニター部中のトラン
スレジスタの構成要素である抵抗５７−１およびトラン
ジスタ５８−１、５９−１は省略できる。
ィストーション用トランスレジスタの組に使用されるト
ランスコンダクタは、前述の図１３に示したトランスコ
ンダクタとほぼ同様の構成を有する。また一方で、上記
のトランスコンダクタおよびプリディストーション用ト
ランスレジスタの組に使用されるプリディストーション
用トランスレジスタは、前述の図１５に示したプリディ
ストーション用トランスレジスタとほぼ同様の構成を有
する。簡単には、無信号時動作点モニター部中のトラン
スレジスタの構成要素である抵抗５７−１およびトラン
ジスタ５８−１、５９−１は省略できる。
【０１０６】より具体的には、無信号時動作点モニター
部のトランスコンダクタは、図１６の上半部に示すよう
に、１段のフォロア回路と、このフォロア回路に接続さ
れるエミッタ接地型のトランジスタ５３−１とを設けて
いる。上記のフォロア回路は、エミッタフォロアのトラ
ンジスタ５２−１と、このトランジスタ５２−１のベー
スに接続される抵抗５０−１およびコンデンサ５１−１
とを有する。上記のトランジスタ５３−１のエミッタに
は、エミッタ抵抗５４−１が接続されている。
部のトランスコンダクタは、図１６の上半部に示すよう
に、１段のフォロア回路と、このフォロア回路に接続さ
れるエミッタ接地型のトランジスタ５３−１とを設けて
いる。上記のフォロア回路は、エミッタフォロアのトラ
ンジスタ５２−１と、このトランジスタ５２−１のベー
スに接続される抵抗５０−１およびコンデンサ５１−１
とを有する。上記のトランジスタ５３−１のエミッタに
は、エミッタ抵抗５４−１が接続されている。
【０１０７】また一方で、信号経路のトランスコンダク
タは、図１６の下半部に示すように、１段のフォロア回
路と、このフォロア回路に接続されるエミッタ接地型の
トランジスタ５３−２とを設けている。上記のフォロア
回路は、エミッタフォロアのトランジスタ５２−２と、
このトランジスタ５２−２のベースに接続される抵抗５
０−２およびコンデンサ５１−２とを有する。上記のト
ランジスタ５３−２の入力端子のエミッタには、エミッ
タ抵抗５４−２が接続されている。
タは、図１６の下半部に示すように、１段のフォロア回
路と、このフォロア回路に接続されるエミッタ接地型の
トランジスタ５３−２とを設けている。上記のフォロア
回路は、エミッタフォロアのトランジスタ５２−２と、
このトランジスタ５２−２のベースに接続される抵抗５
０−２およびコンデンサ５１−２とを有する。上記のト
ランジスタ５３−２の入力端子のエミッタには、エミッ
タ抵抗５４−２が接続されている。
【０１０８】さらに、信号経路のプリディストーション
用トランスレジスタは、１段目のエミッタ接地型のトラ
ンジスタ５８−２と、２段目のエミッタ接地型のトラン
ジスタ５９−２とを設けている。さらに、１段目のエミ
ッタ接地型のトランジスタ５８−２のコレクタには、節
電時に低電圧レベルになる制御電圧ｃを供給するための
抵抗５７−２が接続されている。さらにまた、２段目の
エミッタ接地型のトランジスタ５９−２のエミッタは、
１段目のトランジスタ５８−２のベースに直接接続され
ている。
用トランスレジスタは、１段目のエミッタ接地型のトラ
ンジスタ５８−２と、２段目のエミッタ接地型のトラン
ジスタ５９−２とを設けている。さらに、１段目のエミ
ッタ接地型のトランジスタ５８−２のコレクタには、節
電時に低電圧レベルになる制御電圧ｃを供給するための
抵抗５７−２が接続されている。さらにまた、２段目の
エミッタ接地型のトランジスタ５９−２のエミッタは、
１段目のトランジスタ５８−２のベースに直接接続され
ている。
【０１０９】図１６に示す補正付回路は、上記の無信号
時動作点モニター部および信号経路を構成するトランス
コンダクタおよびプリディストーション用トランスレジ
スタの組に加えて、無信号時動作点モニター部に流れる
オフセット電流を信号経路から差し引く機能を有するカ
レントミラー（トランジスタ）５６−１、５６−２と、
これらのカレントミラーの入力端子をそれぞれプルアッ
プするためのプルアップ抵抗５５−１、５５−２とを設
けている。
時動作点モニター部および信号経路を構成するトランス
コンダクタおよびプリディストーション用トランスレジ
スタの組に加えて、無信号時動作点モニター部に流れる
オフセット電流を信号経路から差し引く機能を有するカ
レントミラー（トランジスタ）５６−１、５６−２と、
これらのカレントミラーの入力端子をそれぞれプルアッ
プするためのプルアップ抵抗５５−１、５５−２とを設
けている。
【０１１０】上記のような構成では、トランジスタの動
作条件の変動や製造上のばらつき等があっても、プリデ
ィストーション用トランスレジスタの出力電圧（電圧振
幅信号）Ｖout に関して最適値を得ることができる。こ
の場合、トランスコンダクタおよびプリディストーショ
ン用トランスレジスタのレプリカから得たオフセット電
流を信号経路から差し引くことによって、オフセットが
補正された出力電圧Ｖout が得られることになる。この
ような構成の補正付回路は、瞬時の電流振幅信号を補正
する場合（本発明の第１の形態）にも、信号のエンベロ
ープを補正する場合（本発明の第２の形態）にも用いる
ことができる。
作条件の変動や製造上のばらつき等があっても、プリデ
ィストーション用トランスレジスタの出力電圧（電圧振
幅信号）Ｖout に関して最適値を得ることができる。こ
の場合、トランスコンダクタおよびプリディストーショ
ン用トランスレジスタのレプリカから得たオフセット電
流を信号経路から差し引くことによって、オフセットが
補正された出力電圧Ｖout が得られることになる。この
ような構成の補正付回路は、瞬時の電流振幅信号を補正
する場合（本発明の第１の形態）にも、信号のエンベロ
ープを補正する場合（本発明の第２の形態）にも用いる
ことができる。
【０１１１】上記のカレントミラー５６−１、５６−２
を構成する２つのトランジスタとして、互いに異なる大
きさのトランジスタを用いるか、または、同トランジス
タのベース抵抗やエミッタ抵抗を調整することによっ
て、出力段の電力増幅用トランジスタのバイアス電流を
調整することが可能になる。同様に、バイアス電流を調
整する目的でプルアップ抵抗５５−１、５５−２の抵抗
値を調整するか、または、プルアップ抵抗の端子に電流
源を追加してもよい。ここでは、同じ大きさのトランス
コンダクタとプリディストーション用トランスレジスタ
を想定して説明したが、２組のトランスコンダクタとプ
リディストーション用トランスレジスタの大きさを変え
てもよいことは明らかである。
を構成する２つのトランジスタとして、互いに異なる大
きさのトランジスタを用いるか、または、同トランジス
タのベース抵抗やエミッタ抵抗を調整することによっ
て、出力段の電力増幅用トランジスタのバイアス電流を
調整することが可能になる。同様に、バイアス電流を調
整する目的でプルアップ抵抗５５−１、５５−２の抵抗
値を調整するか、または、プルアップ抵抗の端子に電流
源を追加してもよい。ここでは、同じ大きさのトランス
コンダクタとプリディストーション用トランスレジスタ
を想定して説明したが、２組のトランスコンダクタとプ
リディストーション用トランスレジスタの大きさを変え
てもよいことは明らかである。
【０１１２】図１７は、本発明の実施例に使用されるロ
ーパスフィルタの具体例を示す回路図である。図１７に
示すローパスフィルタは、よく知られたセーレン・キー
フィルタであり、２つの抵抗６０、６３およびコンデン
サ６２からなる低域フィルタ部と、この低域フィルタ部
を通過した信号の低周波成分を取り出すためのエミッタ
フォロアのトランジスタ６６とを有する。このエミッタ
フォロアのトランジスタ６６の入力端子のベースには、
コンデンサ６４が接続され、同トランジスタ６６のエミ
ッタには、抵抗６５が接続されている。
ーパスフィルタの具体例を示す回路図である。図１７に
示すローパスフィルタは、よく知られたセーレン・キー
フィルタであり、２つの抵抗６０、６３およびコンデン
サ６２からなる低域フィルタ部と、この低域フィルタ部
を通過した信号の低周波成分を取り出すためのエミッタ
フォロアのトランジスタ６６とを有する。このエミッタ
フォロアのトランジスタ６６の入力端子のベースには、
コンデンサ６４が接続され、同トランジスタ６６のエミ
ッタには、抵抗６５が接続されている。
【０１１３】上記のローパスフィルタは、入力信号のエ
ンベロープを利用して出力段の電力増幅用トランジスタ
のバイアス電流を制御する場合等に、図１５に示したよ
うなプリディストーション用トランスレジスタ４０の出
力電圧の低周波成分を取り出す際に用いることが可能で
ある。図１８は、図１５のプリディストーション用トラ
ンスレジスタと図１７のローパスフィルタとを融合した
回路構成を示す回路図である。図１８に示す回路におい
ては、図１５に示した構成とほぼ同様のプリディストー
ション用トランスレジスタと、図１７に示した構成とほ
ぼ同様のローパスフィルタとを組み合わせた回路が例示
されている。
ンベロープを利用して出力段の電力増幅用トランジスタ
のバイアス電流を制御する場合等に、図１５に示したよ
うなプリディストーション用トランスレジスタ４０の出
力電圧の低周波成分を取り出す際に用いることが可能で
ある。図１８は、図１５のプリディストーション用トラ
ンスレジスタと図１７のローパスフィルタとを融合した
回路構成を示す回路図である。図１８に示す回路におい
ては、図１５に示した構成とほぼ同様のプリディストー
ション用トランスレジスタと、図１７に示した構成とほ
ぼ同様のローパスフィルタとを組み合わせた回路が例示
されている。
【０１１４】より具体的には、図１８に示す回路は、エ
ミッタ接地型のトランジスタ７０と、エミッタフォロア
のトランジスタ７６とを設けており、これらのトランジ
スタ７０、７６によりプリディストーション用トランス
レジスタを構成する。さらに、エミッタ接地型のトラン
ジスタ７０のコレクタには、節電時に低電圧レベルにな
る制御電圧ｃを供給するための抵抗７１が接続されてい
る。さらにまた、エミッタフォロアのトランジスタ７６
のエミッタと、エミッタ接地型のトランジスタ７０のベ
ースとの間に、電流帰還を行うための抵抗７３が接続さ
れている。
ミッタ接地型のトランジスタ７０と、エミッタフォロア
のトランジスタ７６とを設けており、これらのトランジ
スタ７０、７６によりプリディストーション用トランス
レジスタを構成する。さらに、エミッタ接地型のトラン
ジスタ７０のコレクタには、節電時に低電圧レベルにな
る制御電圧ｃを供給するための抵抗７１が接続されてい
る。さらにまた、エミッタフォロアのトランジスタ７６
のエミッタと、エミッタ接地型のトランジスタ７０のベ
ースとの間に、電流帰還を行うための抵抗７３が接続さ
れている。
【０１１５】また一方で、図１８の回路は、２つの抵抗
７２、７５およびコンデンサ７４からなる低域フィルタ
部と、この低域フィルタ部を通過した信号の低周波成分
を取り出すためのエミッタフォロアのトランジスタ７６
とを設けており、これらの低域フィルタ部およびトラン
ジスタ７６によりローパスフィルタが構成される。この
エミッタフォロアのトランジスタ７６の入力端子のベー
スには、低域フィルタ部内の抵抗７５とコンデンサ７７
とが接続され、同トランジスタ７６のエミッタには、電
流帰還を行うための抵抗７３が接続されている。
７２、７５およびコンデンサ７４からなる低域フィルタ
部と、この低域フィルタ部を通過した信号の低周波成分
を取り出すためのエミッタフォロアのトランジスタ７６
とを設けており、これらの低域フィルタ部およびトラン
ジスタ７６によりローパスフィルタが構成される。この
エミッタフォロアのトランジスタ７６の入力端子のベー
スには、低域フィルタ部内の抵抗７５とコンデンサ７７
とが接続され、同トランジスタ７６のエミッタには、電
流帰還を行うための抵抗７３が接続されている。
【０１１６】図１８に示す回路では、元来はローパスフ
ィルタに使用されているエミッタフォロアのトランジス
タ７６を、電流帰還を行うための電流帰還経路に用いる
ことによって、電流振幅信号にプリディストーションを
与えている。すなわち、この場合は、エミッタフォロア
のトランジスタ７６を共用させることによって、回路の
簡略化を図るようにしている。それゆえに、図１８に示
す回路は、省電力設計等を行う場合に適している。
ィルタに使用されているエミッタフォロアのトランジス
タ７６を、電流帰還を行うための電流帰還経路に用いる
ことによって、電流振幅信号にプリディストーションを
与えている。すなわち、この場合は、エミッタフォロア
のトランジスタ７６を共用させることによって、回路の
簡略化を図るようにしている。それゆえに、図１８に示
す回路は、省電力設計等を行う場合に適している。
【０１１７】図１９は、本発明の実施例に使用される分
相器の具体例を示す回路図である。図１９においては、
コモンモードによるフィードバックを用いて数ＧＨｚ程
度までの信号の正確な反転信号を生成するための具体的
な回路が例示されている。図１９に示す分相器は、コン
デンサ８８−１を介して入力される入力信号ＩＮを増幅
して第１の信号（入力信号ＩＮを反転増幅して得られる
信号）ｏを出力する第１の増幅用トランジスタ８０−１
と、この第１の増幅用トランジスタ８０−１のエミッタ
から取り出される信号をフィードバックして得られる信
号を増幅して第２の信号（第１の信号を反転した信号）
ｏｉを出力する第２の増幅用トランジスタ８０−２とを
有する。さらに詳しく説明すると、第１の増幅用トラン
ジスタ８０−１のエミッタには第１のエミッタ抵抗８２
−１が接続されると共に、第２の増幅用トランジスタ８
０−２のエミッタには第２のエミッタ抵抗８２−２が接
続されており、第１の増幅用トランジスタ８０−１の入
力信号と同相の信号が、第１のエミッタ抵抗８２−１お
よび第２のエミッタ抵抗８２−２を通して第２の増幅用
トランジスタ８０−２にフィードバックされる。
相器の具体例を示す回路図である。図１９においては、
コモンモードによるフィードバックを用いて数ＧＨｚ程
度までの信号の正確な反転信号を生成するための具体的
な回路が例示されている。図１９に示す分相器は、コン
デンサ８８−１を介して入力される入力信号ＩＮを増幅
して第１の信号（入力信号ＩＮを反転増幅して得られる
信号）ｏを出力する第１の増幅用トランジスタ８０−１
と、この第１の増幅用トランジスタ８０−１のエミッタ
から取り出される信号をフィードバックして得られる信
号を増幅して第２の信号（第１の信号を反転した信号）
ｏｉを出力する第２の増幅用トランジスタ８０−２とを
有する。さらに詳しく説明すると、第１の増幅用トラン
ジスタ８０−１のエミッタには第１のエミッタ抵抗８２
−１が接続されると共に、第２の増幅用トランジスタ８
０−２のエミッタには第２のエミッタ抵抗８２−２が接
続されており、第１の増幅用トランジスタ８０−１の入
力信号と同相の信号が、第１のエミッタ抵抗８２−１お
よび第２のエミッタ抵抗８２−２を通して第２の増幅用
トランジスタ８０−２にフィードバックされる。
【０１１８】さらに、図１９の分相器の第１の信号ｏを
生成する側において、第１の増幅用トランジスタ８０−
１のベースには、バイアス電圧ｂを供給するための抵抗
８７−１が接続されている。さらに、第１の増幅用トラ
ンジスタ８０−１のコレクタには、電源電圧を供給する
ための抵抗８１−１と、第１の信号ｏのレベルを調整す
るためのエミッタフォロアのトランジスタ８４−１のベ
ースが接続されている。さらに、第１の信号を生成する
側においては、一対のトランジスタ８３−１およびトラ
ンジスタ８６−１を有する第１のカレントミラー回路が
設けられている。上記トランジスタ８４−１のエミッタ
は、抵抗８５−１を介してトランジスタ８６−１のベー
スおよびコレクタに接続され、上記第１の増幅用トラン
ジスタ８０−１のエミッタは、抵抗８２−１を介してト
ランジスタ８３−１のコレクタに接続されている。
生成する側において、第１の増幅用トランジスタ８０−
１のベースには、バイアス電圧ｂを供給するための抵抗
８７−１が接続されている。さらに、第１の増幅用トラ
ンジスタ８０−１のコレクタには、電源電圧を供給する
ための抵抗８１−１と、第１の信号ｏのレベルを調整す
るためのエミッタフォロアのトランジスタ８４−１のベ
ースが接続されている。さらに、第１の信号を生成する
側においては、一対のトランジスタ８３−１およびトラ
ンジスタ８６−１を有する第１のカレントミラー回路が
設けられている。上記トランジスタ８４−１のエミッタ
は、抵抗８５−１を介してトランジスタ８６−１のベー
スおよびコレクタに接続され、上記第１の増幅用トラン
ジスタ８０−１のエミッタは、抵抗８２−１を介してト
ランジスタ８３−１のコレクタに接続されている。
【０１１９】また一方で、図１９に示す第２の信号ｏｉ
を生成する側において、第２の増幅用トランジスタ８０
−２のベースには、バイアス電圧ｂを供給するための抵
抗８７−２、およびコンデンサ８８−２が接続されてい
る。さらに、第２の増幅用トランジスタ８０−２のコレ
クタには、電源電圧を供給するための抵抗８１−２と、
第２の信号ｏｉのレベルを調整するためのエミッタフォ
ロアのトランジスタ８４−２のベースが接続されてい
る。さらに、第２の信号を生成する側においては、一対
のトランジスタ８３−２およびトランジスタ８６−２を
有する第２のカレントミラー回路が設けられている。上
記トランジスタ８４−２のエミッタは、抵抗８５−２を
介してトランジスタ８６−２のベースおよびコレクタに
接続され、上記第２の増幅用トランジスタ８０−２のエ
ミッタは、抵抗８２−２を介してトランジスタ８３−２
のコレクタに接続されている。
を生成する側において、第２の増幅用トランジスタ８０
−２のベースには、バイアス電圧ｂを供給するための抵
抗８７−２、およびコンデンサ８８−２が接続されてい
る。さらに、第２の増幅用トランジスタ８０−２のコレ
クタには、電源電圧を供給するための抵抗８１−２と、
第２の信号ｏｉのレベルを調整するためのエミッタフォ
ロアのトランジスタ８４−２のベースが接続されてい
る。さらに、第２の信号を生成する側においては、一対
のトランジスタ８３−２およびトランジスタ８６−２を
有する第２のカレントミラー回路が設けられている。上
記トランジスタ８４−２のエミッタは、抵抗８５−２を
介してトランジスタ８６−２のベースおよびコレクタに
接続され、上記第２の増幅用トランジスタ８０−２のエ
ミッタは、抵抗８２−２を介してトランジスタ８３−２
のコレクタに接続されている。
【０１２０】図１９の分相器から出力される第１の信号
ｏと第２の信号ｏｉは互いに反転した関係にあり、か
つ、第１および第２のカレントミラー回路によって第１
および第２の信号の電圧レベルが正確に一致するように
調整される。この結果、電圧レベルが同じであって互い
に反転した関係にある２つの信号を生成することが可能
になる。
ｏと第２の信号ｏｉは互いに反転した関係にあり、か
つ、第１および第２のカレントミラー回路によって第１
および第２の信号の電圧レベルが正確に一致するように
調整される。この結果、電圧レベルが同じであって互い
に反転した関係にある２つの信号を生成することが可能
になる。
【０１２１】上記のような分相器よりも簡単な回路構成
の分相器として、一つの増幅用トランジスタのエミッタ
側とコレクタ側にそれぞれ接続される対称的な負荷を用
いて非反転信号および反転信号を取り出すような回路を
使用することもできる。図２０は、本発明の構成をＷＣ
ＤＭＡ用ＭＩＣに適用した第１の具体例を示す回路図で
ある。ここで、ＷＣＤＭＡ（wide band code division
multiple access ）は「広帯域ＣＤＭＡ」を意味し、Ｍ
ＩＣ (microwave integrated circuit）は「マイクロ波
集積回路」を意味する。
の分相器として、一つの増幅用トランジスタのエミッタ
側とコレクタ側にそれぞれ接続される対称的な負荷を用
いて非反転信号および反転信号を取り出すような回路を
使用することもできる。図２０は、本発明の構成をＷＣ
ＤＭＡ用ＭＩＣに適用した第１の具体例を示す回路図で
ある。ここで、ＷＣＤＭＡ（wide band code division
multiple access ）は「広帯域ＣＤＭＡ」を意味し、Ｍ
ＩＣ (microwave integrated circuit）は「マイクロ波
集積回路」を意味する。
【０１２２】図２０に示す電力増幅器の回路構成は、前
述の本発明の第２の形態に基づく実施例（特に、図７に
示した第７の実施例）の構成と基本的に同じであり、上
記電力増幅器の動作も、本発明の第２の形態に基づく実
施例の動作と基本的に同じである。より具体的には、図
２０の電力増幅器を含むＭＩＣは、図１２のバイアス電
圧供給回路２０と、図１３のトランスコンダクタ３０ｂ
と、図１５のプリディストーション用トランスレジスタ
４０と、タンク回路９０ａと、エミッタフォロアの電力
増幅用トランジスタ４８と、出力段の電力用増幅用トラ
ンジスタ４９とを集積回路化することによって形成され
る。上記のバイアス電圧供給回路やトランスコンダクタ
やプリディストーション用トランスレジスタ等の要素回
路の各々は、対応図面に基づいて既に説明しているの
で、ここでは、その詳細な説明を省略する。
述の本発明の第２の形態に基づく実施例（特に、図７に
示した第７の実施例）の構成と基本的に同じであり、上
記電力増幅器の動作も、本発明の第２の形態に基づく実
施例の動作と基本的に同じである。より具体的には、図
２０の電力増幅器を含むＭＩＣは、図１２のバイアス電
圧供給回路２０と、図１３のトランスコンダクタ３０ｂ
と、図１５のプリディストーション用トランスレジスタ
４０と、タンク回路９０ａと、エミッタフォロアの電力
増幅用トランジスタ４８と、出力段の電力用増幅用トラ
ンジスタ４９とを集積回路化することによって形成され
る。上記のバイアス電圧供給回路やトランスコンダクタ
やプリディストーション用トランスレジスタ等の要素回
路の各々は、対応図面に基づいて既に説明しているの
で、ここでは、その詳細な説明を省略する。
【０１２３】図２０に示す電力増幅器において、バイア
ス電圧供給回路２０により生成されたバイアス電圧は、
抵抗３１を介して、トランスコンダクタ３０ｂに供給さ
れる。このトランスコンダクタ３０ｂでは、エミッタフ
ォロアのトランジスタ３３の入力端子のベースに対し、
第１の入力信号ＩＮ１がコンデンサ３２を介して入力さ
れると共に、抵抗３１を介してバイアス電圧ｂが入力さ
れる。
ス電圧供給回路２０により生成されたバイアス電圧は、
抵抗３１を介して、トランスコンダクタ３０ｂに供給さ
れる。このトランスコンダクタ３０ｂでは、エミッタフ
ォロアのトランジスタ３３の入力端子のベースに対し、
第１の入力信号ＩＮ１がコンデンサ３２を介して入力さ
れると共に、抵抗３１を介してバイアス電圧ｂが入力さ
れる。
【０１２４】さらに、図２０に示す電力増幅器におい
て、トランスコンダクタ３０ｂにより検波された信号の
エンベロープは、プリディストーション用トランスレジ
スタ４０に入力される。このプリディストーション用ト
ランスレジスタ４０は、トランジスタ４４および抵抗４
３を含む電流帰還経路を通して電流帰還を行うことによ
り、出力段の電力増幅用トランジスタ４９の出力信号の
直線性歪みを打ち消すような歪みを与えた電圧振幅信号
を生成する。
て、トランスコンダクタ３０ｂにより検波された信号の
エンベロープは、プリディストーション用トランスレジ
スタ４０に入力される。このプリディストーション用ト
ランスレジスタ４０は、トランジスタ４４および抵抗４
３を含む電流帰還経路を通して電流帰還を行うことによ
り、出力段の電力増幅用トランジスタ４９の出力信号の
直線性歪みを打ち消すような歪みを与えた電圧振幅信号
を生成する。
【０１２５】さらに、図２０に示す電力増幅器におい
て、プリディストーション用トランスレジスタ４０の出
力側には、エミッタフォロアのトランジスタ４６と、こ
のトランジスタ４６のエミッタに接続される入力端子
（ベース）を有するエミッタ接地型のトランジスタ９３
と、このトランジスタ９３のコレクタに接続されるタン
ク回路９０ａとが設けられている。このタンク回路９０
ａは、コンデンサ９１と、その一方の端が同コンデンサ
９１に接続されると共に、その他方の端が出力段の電力
増幅用トランジスタ４９のベースに接続されるインダク
タ９２とを備えている。プリディストーション用トラン
スレジスタ４０により生成された電圧振幅信号は、抵抗
４５を介して、エミッタフォロアのトランジスタ４６の
ベースに入力される。この場合、トランジスタ４６のベ
ース−エミッタ間の寄生容量とを利用したローパスフィ
ルタが形成されており、このローパスフィルタを通して
電圧振幅信号を平滑化することにより信号のエンベロー
プの絶対値が得られる。
て、プリディストーション用トランスレジスタ４０の出
力側には、エミッタフォロアのトランジスタ４６と、こ
のトランジスタ４６のエミッタに接続される入力端子
（ベース）を有するエミッタ接地型のトランジスタ９３
と、このトランジスタ９３のコレクタに接続されるタン
ク回路９０ａとが設けられている。このタンク回路９０
ａは、コンデンサ９１と、その一方の端が同コンデンサ
９１に接続されると共に、その他方の端が出力段の電力
増幅用トランジスタ４９のベースに接続されるインダク
タ９２とを備えている。プリディストーション用トラン
スレジスタ４０により生成された電圧振幅信号は、抵抗
４５を介して、エミッタフォロアのトランジスタ４６の
ベースに入力される。この場合、トランジスタ４６のベ
ース−エミッタ間の寄生容量とを利用したローパスフィ
ルタが形成されており、このローパスフィルタを通して
電圧振幅信号を平滑化することにより信号のエンベロー
プの絶対値が得られる。
【０１２６】さらに、上記のトランジスタ４６のエミッ
タから取り出された信号（すなわち、信号のエンベロー
プの絶対値）は、エミッタ接地型のトランジスタ９３の
ベースに入力される。このトランジスタ９３のエミッタ
には、エミッタ抵抗９３が接続され、同トランジスタ９
３のコレクタには、抵抗９４が接続されている。このト
ランジスタ９３により増幅された信号は、タンク回路９
０ａ内のインダクタ９２を介して、出力段の電力増幅用
トランジスタ４９に供給される。ここで、バイアス電圧
は、抵抗４５およびエミッタフォロアの電力増幅用トラ
ンジスタ４８を介して、出力段の電力増幅用トランジス
タ４８のベースに付与されている。したがって、プリデ
ィストーション用トランスレジスタ４０からの電圧振幅
信号の電圧振幅に応じて、出力段の電力増幅用トランジ
スタ４９のバイアス電流を制御することが可能になる。
また一方で、第２の入力信号ＩＮ２は、整合回路として
機能するコンデンサ４７と電力増幅用トランジスタ４８
を介して、出力段の電力増幅用トランジスタ４９に入力
される。
タから取り出された信号（すなわち、信号のエンベロー
プの絶対値）は、エミッタ接地型のトランジスタ９３の
ベースに入力される。このトランジスタ９３のエミッタ
には、エミッタ抵抗９３が接続され、同トランジスタ９
３のコレクタには、抵抗９４が接続されている。このト
ランジスタ９３により増幅された信号は、タンク回路９
０ａ内のインダクタ９２を介して、出力段の電力増幅用
トランジスタ４９に供給される。ここで、バイアス電圧
は、抵抗４５およびエミッタフォロアの電力増幅用トラ
ンジスタ４８を介して、出力段の電力増幅用トランジス
タ４８のベースに付与されている。したがって、プリデ
ィストーション用トランスレジスタ４０からの電圧振幅
信号の電圧振幅に応じて、出力段の電力増幅用トランジ
スタ４９のバイアス電流を制御することが可能になる。
また一方で、第２の入力信号ＩＮ２は、整合回路として
機能するコンデンサ４７と電力増幅用トランジスタ４８
を介して、出力段の電力増幅用トランジスタ４９に入力
される。
【０１２７】図２０の電力増幅器によれば、入力信号の
エンベロープの絶対値を抽出することによって、入力信
号の電流振幅が増大したときには、タンク回路９０ａに
より電力増幅用トランジスタ４９の入力端子のバイアス
電流を大きくして電力増幅器の直線性が保証されるよう
にし、入力電流の振幅が減少したときには、バイアス電
流を小さくして消費電力の節減を図るようにしている。
このようにして、出力段の電力増幅用トランジスタのバ
イアス電流を制御することにより、電力増幅器が発生す
る直線性歪みを低減すると共に、電力増幅用トランジス
タの入力端子に派生する信号のエンベロープを制御する
ことが可能になる。
エンベロープの絶対値を抽出することによって、入力信
号の電流振幅が増大したときには、タンク回路９０ａに
より電力増幅用トランジスタ４９の入力端子のバイアス
電流を大きくして電力増幅器の直線性が保証されるよう
にし、入力電流の振幅が減少したときには、バイアス電
流を小さくして消費電力の節減を図るようにしている。
このようにして、出力段の電力増幅用トランジスタのバ
イアス電流を制御することにより、電力増幅器が発生す
る直線性歪みを低減すると共に、電力増幅用トランジス
タの入力端子に派生する信号のエンベロープを制御する
ことが可能になる。
【０１２８】図２１は、図２０において２つの入力信号
を供給した場合の各部のシミュレーション電圧波形を示
す図である。ただし、ここでは、電源電圧を３．５Ｖに
設定すると共に動作周波数を２ＧＨｚ±１０ＭＨｚに設
定し、かつ、２つの入力信号を入力した場合の各部のシ
ミュレーション電圧波形を示すこととする。図２１のシ
ミュレーション電圧波形から明らかなように、トランス
コンダクタ３０ｂの出力段のエミッタ抵抗３５の電圧降
下に応じて、プリディストーション用トランスレジスタ
の出力段のトランジスタ４４のベース電圧が忠実に変化
していることがわかる。さらに、このトランジスタ４４
のベース電圧の増減に応じて、電力増幅器の出力段の電
力増幅用トランジスタ４９のベース電圧が忠実に変化し
ていることがわかる。
を供給した場合の各部のシミュレーション電圧波形を示
す図である。ただし、ここでは、電源電圧を３．５Ｖに
設定すると共に動作周波数を２ＧＨｚ±１０ＭＨｚに設
定し、かつ、２つの入力信号を入力した場合の各部のシ
ミュレーション電圧波形を示すこととする。図２１のシ
ミュレーション電圧波形から明らかなように、トランス
コンダクタ３０ｂの出力段のエミッタ抵抗３５の電圧降
下に応じて、プリディストーション用トランスレジスタ
の出力段のトランジスタ４４のベース電圧が忠実に変化
していることがわかる。さらに、このトランジスタ４４
のベース電圧の増減に応じて、電力増幅器の出力段の電
力増幅用トランジスタ４９のベース電圧が忠実に変化し
ていることがわかる。
【０１２９】図２２は、図２０の出力段の電力増幅用ト
ランジスタの動作状態を示すグラフである。ただし、こ
こでは、入力信号の電圧（入力電圧）Ｖｉｎの代表的な
値に対して、電力増幅器の出力段の電力増幅用トランジ
スタ４９の等負荷曲線、すなわち、コレクタ電圧対コレ
クタ電流特性の変化の様子を示すこととする。図２２の
グラフから明らかなように、入力信号の電圧が大きくな
ると（０．０１Ｖ→０．０５Ｖ→０．１Ｖ→０．５Ｖ→
１Ｖ）、出力段の電力増幅用トランジスタ４９の等負荷
曲線が右上に移動していくことがわかる。一般に、入力
信号の電圧振幅が大きくなるにつれて、出力信号の電圧
レベルが上昇して消費電力が増えると共に発振が起こり
やすくなる。本発明の第２の形態に基づく実施例によれ
ば、入力信号の電圧振幅が大きくなるに従ってバイアス
電圧を増加させ、出力信号の平均の電圧がほぼ一定にな
るように制御しているので、出力信号の直線性歪みを顕
著に低減することが可能になる。
ランジスタの動作状態を示すグラフである。ただし、こ
こでは、入力信号の電圧（入力電圧）Ｖｉｎの代表的な
値に対して、電力増幅器の出力段の電力増幅用トランジ
スタ４９の等負荷曲線、すなわち、コレクタ電圧対コレ
クタ電流特性の変化の様子を示すこととする。図２２の
グラフから明らかなように、入力信号の電圧が大きくな
ると（０．０１Ｖ→０．０５Ｖ→０．１Ｖ→０．５Ｖ→
１Ｖ）、出力段の電力増幅用トランジスタ４９の等負荷
曲線が右上に移動していくことがわかる。一般に、入力
信号の電圧振幅が大きくなるにつれて、出力信号の電圧
レベルが上昇して消費電力が増えると共に発振が起こり
やすくなる。本発明の第２の形態に基づく実施例によれ
ば、入力信号の電圧振幅が大きくなるに従ってバイアス
電圧を増加させ、出力信号の平均の電圧がほぼ一定にな
るように制御しているので、出力信号の直線性歪みを顕
著に低減することが可能になる。
【０１３０】図２３は、図２０における入力電圧波形と
出力電圧波形（入力信号ＩＮ１の電圧波形と出力信号Ｏ
ＵＴの電圧波形）を示すグラフである。ただし、入力信
号ＩＮ１が入力される側のインピーダンス、および、出
力信号ＯＵＴが出力される側のインピーダンスは、いず
れも５０Ωであるとする。図２３のグラフから明らかな
ように、出力信号ＯＵＴの電圧波形は、直線性歪みを生
じることなく入力信号ＩＮ１を忠実に増幅して得られる
波形であることがわかる。
出力電圧波形（入力信号ＩＮ１の電圧波形と出力信号Ｏ
ＵＴの電圧波形）を示すグラフである。ただし、入力信
号ＩＮ１が入力される側のインピーダンス、および、出
力信号ＯＵＴが出力される側のインピーダンスは、いず
れも５０Ωであるとする。図２３のグラフから明らかな
ように、出力信号ＯＵＴの電圧波形は、直線性歪みを生
じることなく入力信号ＩＮ１を忠実に増幅して得られる
波形であることがわかる。
【０１３１】図２４は、本発明の構成をＷＣＤＭＡ用Ｍ
ＩＣに適用した第２の具体例を示す回路図である。図２
４に示す第２の具体例に係る電力増幅器においては、タ
ンク回路９０ｂの構成が前述の図２０の電力増幅器（第
１の具体例）の構成と異なるのみであり、その他の要素
回路の構成は図２０の場合と同じである。したがって、
ここでは、タンク回路９０ｂ以外の要素回路の説明は省
略する。
ＩＣに適用した第２の具体例を示す回路図である。図２
４に示す第２の具体例に係る電力増幅器においては、タ
ンク回路９０ｂの構成が前述の図２０の電力増幅器（第
１の具体例）の構成と異なるのみであり、その他の要素
回路の構成は図２０の場合と同じである。したがって、
ここでは、タンク回路９０ｂ以外の要素回路の説明は省
略する。
【０１３２】図２４におけるタンク回路９０ｂは、互い
に並列に接続されるコンデンサ９５およびインダクタ９
６と、このコンデンサ９５（およびインダクタ９６）と
電源との間に接続される他のコンデンサ９７とを備えて
いる。すなわち、タンク回路９０ｂは、前述の図２０の
タンク回路９０ａと異なり、単極にて構成される。図２
４に示す電力増幅器においても、前述の図２０の電力増
幅器と同じように、入力信号のエンベロープの絶対値を
抽出することによって、入力信号の電流振幅が増大した
ときには、タンク回路９０ｂにより電力増幅用トランジ
スタ４９の入力端子のバイアス電流を大きくして電力増
幅器の直線性が保証されるようにし、入力電流の振幅が
減少したときには、バイアス電流を小さくして消費電力
の節減を図るようにしている。このようにして、出力段
の電力増幅用トランジスタのバイアス電流を制御するこ
とにより、電力増幅器が発生する直線性歪みを低減する
と共に、電力増幅用トランジスタの入力端子に派生する
信号のエンベロープを制御することが可能になる。
に並列に接続されるコンデンサ９５およびインダクタ９
６と、このコンデンサ９５（およびインダクタ９６）と
電源との間に接続される他のコンデンサ９７とを備えて
いる。すなわち、タンク回路９０ｂは、前述の図２０の
タンク回路９０ａと異なり、単極にて構成される。図２
４に示す電力増幅器においても、前述の図２０の電力増
幅器と同じように、入力信号のエンベロープの絶対値を
抽出することによって、入力信号の電流振幅が増大した
ときには、タンク回路９０ｂにより電力増幅用トランジ
スタ４９の入力端子のバイアス電流を大きくして電力増
幅器の直線性が保証されるようにし、入力電流の振幅が
減少したときには、バイアス電流を小さくして消費電力
の節減を図るようにしている。このようにして、出力段
の電力増幅用トランジスタのバイアス電流を制御するこ
とにより、電力増幅器が発生する直線性歪みを低減する
と共に、電力増幅用トランジスタの入力端子に派生する
信号のエンベロープを制御することが可能になる。
【０１３３】これまで述べた本発明の代表的な実施例
や、本発明の実施例が適用される具体例においては、入
力信号の電圧振幅に応じてトランジスタの動作級（ＡＢ
級〜Ｃ級）を自由に制御することができるので、広範囲
の信号振幅のダイナミックレンジで良好な直線性を有す
る出力信号を、出力段の電力増幅用トランジスタのコレ
クタから取り出すと共に、この電力増幅用トランジスタ
の消費電力を大幅に節減することが可能になる。
や、本発明の実施例が適用される具体例においては、入
力信号の電圧振幅に応じてトランジスタの動作級（ＡＢ
級〜Ｃ級）を自由に制御することができるので、広範囲
の信号振幅のダイナミックレンジで良好な直線性を有す
る出力信号を、出力段の電力増幅用トランジスタのコレ
クタから取り出すと共に、この電力増幅用トランジスタ
の消費電力を大幅に節減することが可能になる。
【０１３４】さらに、従来の電力増幅器では使用に適さ
ない直線性の劣悪なトランジスタであっても、このトラ
ンジスタと同種のトランジスタを含むプリディストーシ
ョン回路によって出力信号の直線性歪みを打ち消すこと
ができるので、このトランジスタを用いて要求特性に応
じた直線性を有する増幅器を実現することが可能にな
る。例えば、ディジタル回路を集積回路化するために最
適化されたトランジスタ等の素子を用いて、マイクロ波
用の電力増幅器を、ＤＳＰ (digital signal processo
r) のような音声信号処理用の増幅器と共に集積回路化
することも可能になる。
ない直線性の劣悪なトランジスタであっても、このトラ
ンジスタと同種のトランジスタを含むプリディストーシ
ョン回路によって出力信号の直線性歪みを打ち消すこと
ができるので、このトランジスタを用いて要求特性に応
じた直線性を有する増幅器を実現することが可能にな
る。例えば、ディジタル回路を集積回路化するために最
適化されたトランジスタ等の素子を用いて、マイクロ波
用の電力増幅器を、ＤＳＰ (digital signal processo
r) のような音声信号処理用の増幅器と共に集積回路化
することも可能になる。
【０１３５】さらにまた、信号振幅が小さい場合であっ
ても、バイアス電圧を適切に制御することにより、キャ
リアの周期で出力段の電力増幅用トランジスタがカット
オフする期間を作ることができる。これによって、出力
段の電力増幅用トランジスタによる発振が成長するのを
防止し、無調整にて常に発振の危険がない電力増幅器を
提供することが可能になる。
ても、バイアス電圧を適切に制御することにより、キャ
リアの周期で出力段の電力増幅用トランジスタがカット
オフする期間を作ることができる。これによって、出力
段の電力増幅用トランジスタによる発振が成長するのを
防止し、無調整にて常に発振の危険がない電力増幅器を
提供することが可能になる。
【０１３６】さらにまた、入力信号の電圧振幅が変化し
た場合でも、入力信号の電圧が入力容量の急激な変化の
影響が大きく現れない範囲になるように、バイアス電圧
を適切に制御することができるので、入力容量の非直線
性による出力段の電力増幅用トランジスタの歪みの発生
を抑えることも可能になる。ところで、本発明の特徴で
あるプリディストーション用トランスレジスタの出力特
性は、使用する半導体素子の電流−電圧特性の逆関数に
なっており、特にＢＪＴを用いた場合、または、ＦＥＴ
のサブスレッショールド領域を用いた場合に、上記プリ
ディストーション用トランスレジスタの出力電圧は入力
電圧の対数となることを利用して電力増幅器に掛け算機
能を持たせることができる。この掛け算機能を持たせる
例を図２５〜図２７に示す。
た場合でも、入力信号の電圧が入力容量の急激な変化の
影響が大きく現れない範囲になるように、バイアス電圧
を適切に制御することができるので、入力容量の非直線
性による出力段の電力増幅用トランジスタの歪みの発生
を抑えることも可能になる。ところで、本発明の特徴で
あるプリディストーション用トランスレジスタの出力特
性は、使用する半導体素子の電流−電圧特性の逆関数に
なっており、特にＢＪＴを用いた場合、または、ＦＥＴ
のサブスレッショールド領域を用いた場合に、上記プリ
ディストーション用トランスレジスタの出力電圧は入力
電圧の対数となることを利用して電力増幅器に掛け算機
能を持たせることができる。この掛け算機能を持たせる
例を図２５〜図２７に示す。
【０１３７】図２５は、本発明の構成を適用した混合器
の構成を示す回路図である。ただし、ここでは、本発明
の電力増幅器を用いて送信器または受信器に用いられる
混合器（ミクサ）を構成した例を示すこととする。図２
５に示す混合器は、本発明の特徴である第１のプリディ
ストーション回路を構成するトランスコンダクタ１０１
と、プリディストーション用トランスレジスタ１０２と
を備えている。この第１のプリディストーション回路
は、高周波信号ｒｆにプリディストーションを与える機
能を有する。また一方で、図２５に示す混合器は、本発
明の特徴である第２のプリディストーション回路を構成
するトランスコンダクタ１０４と、プリディストーショ
ン用トランスレジスタ１０５とを備えている。この第２
のプリディストーション回路は、低周波信号ｌｏにプリ
ディストーションを与える機能を有する。
の構成を示す回路図である。ただし、ここでは、本発明
の電力増幅器を用いて送信器または受信器に用いられる
混合器（ミクサ）を構成した例を示すこととする。図２
５に示す混合器は、本発明の特徴である第１のプリディ
ストーション回路を構成するトランスコンダクタ１０１
と、プリディストーション用トランスレジスタ１０２と
を備えている。この第１のプリディストーション回路
は、高周波信号ｒｆにプリディストーションを与える機
能を有する。また一方で、図２５に示す混合器は、本発
明の特徴である第２のプリディストーション回路を構成
するトランスコンダクタ１０４と、プリディストーショ
ン用トランスレジスタ１０５とを備えている。この第２
のプリディストーション回路は、低周波信号ｌｏにプリ
ディストーションを与える機能を有する。
【０１３８】上記のトランスコンダクタ１０１、１０４
の各々は、好ましくは、図１４に示したようなエミッタ
フォロアのトランジスタを含むトランスコンダクタ（３
０ｂ）により構成される。したがって、トランスコンダ
クタ１０１、１０４の各々は、図１４のトランスコンダ
クタと同じように、エミッタフォロアのトランジスタを
用いて入力信号（高周波信号ｒｆおよび低周波信号ｌ
ｏ）を検波し、同入力信号の電圧の半波を電流として出
力する。
の各々は、好ましくは、図１４に示したようなエミッタ
フォロアのトランジスタを含むトランスコンダクタ（３
０ｂ）により構成される。したがって、トランスコンダ
クタ１０１、１０４の各々は、図１４のトランスコンダ
クタと同じように、エミッタフォロアのトランジスタを
用いて入力信号（高周波信号ｒｆおよび低周波信号ｌ
ｏ）を検波し、同入力信号の電圧の半波を電流として出
力する。
【０１３９】また一方で、上記のプリディストーション
用トランスレジスタ１０２、１０５の各々は、好ましく
は、図１５に示したようなトランジスタおよび抵抗によ
る電流帰還経路を含むプリディストーション用トランス
レジスタ（４０）により構成される。したがって、プリ
ディストーション用トランスレジスタ１０２、１０５の
各々の出力特性は、図１５のプリディストーション用ト
ランスレジスタと同じように、出力段の電力増幅用トラ
ンジスタ１１２の電流−電圧特性の逆関数になってい
る。すなわち、プリディストーション用トランスレジス
タ１０２、１０５の各々では、出力段の電力増幅用トラ
ンジスタの出力電圧とは逆の歪みを有する電圧振幅信号
が得られる。
用トランスレジスタ１０２、１０５の各々は、好ましく
は、図１５に示したようなトランジスタおよび抵抗によ
る電流帰還経路を含むプリディストーション用トランス
レジスタ（４０）により構成される。したがって、プリ
ディストーション用トランスレジスタ１０２、１０５の
各々の出力特性は、図１５のプリディストーション用ト
ランスレジスタと同じように、出力段の電力増幅用トラ
ンジスタ１１２の電流−電圧特性の逆関数になってい
る。すなわち、プリディストーション用トランスレジス
タ１０２、１０５の各々では、出力段の電力増幅用トラ
ンジスタの出力電圧とは逆の歪みを有する電圧振幅信号
が得られる。
【０１４０】さらに、上記の第１および第２のプリディ
ストーション用トランスレジスタ１０２、１０５の出力
端子には、第１の抵抗１０３および第２の抵抗１０６の
一方の端がそれぞれ接続されている。これらの第１の抵
抗１０３および第２の抵抗１０６の他端は、互いに連結
され、エミッタフォロアのトランジスタ１０７のベース
に接続されている。ここで、高周波信号ｒｆおよび低周
波信号ｌｏは、第１および第２のプリディストーション
用トランスレジスタ１０２、１０５によってプリディス
トーションを与えられた後に、互いに掛け算されてトラ
ンジスタ１０７のベースに入力される。
ストーション用トランスレジスタ１０２、１０５の出力
端子には、第１の抵抗１０３および第２の抵抗１０６の
一方の端がそれぞれ接続されている。これらの第１の抵
抗１０３および第２の抵抗１０６の他端は、互いに連結
され、エミッタフォロアのトランジスタ１０７のベース
に接続されている。ここで、高周波信号ｒｆおよび低周
波信号ｌｏは、第１および第２のプリディストーション
用トランスレジスタ１０２、１０５によってプリディス
トーションを与えられた後に、互いに掛け算されてトラ
ンジスタ１０７のベースに入力される。
【０１４１】さらに、図２５に示す混合器は、エミッタ
フォロアのトランジスタ１０７のエミッタに接続される
入力端子を有するエミッタ接地型のトランジスタ１０８
と、このトランジスタ１０８のコレクタに接続されるタ
ンク回路とを設けている。このタンク回路は、図２０の
場合と同じように、コンデンサ１０９およびインダクタ
１１０を備えている。第１および第２のプリディストー
ション用トランスレジスタ１０２、１０５からそれぞれ
出力される信号を互いに掛け算して得られる信号（中間
周波信号）は、エミッタフォロアのトランジスタ１０７
のベースに入力される。この場合、トランジスタ１０７
のベース−エミッタ間の寄生容量を利用したローパスフ
ィルタが形成されており、このローパスフィルタを通し
て信号を平滑化することにより信号のエンベロープが得
られる。
フォロアのトランジスタ１０７のエミッタに接続される
入力端子を有するエミッタ接地型のトランジスタ１０８
と、このトランジスタ１０８のコレクタに接続されるタ
ンク回路とを設けている。このタンク回路は、図２０の
場合と同じように、コンデンサ１０９およびインダクタ
１１０を備えている。第１および第２のプリディストー
ション用トランスレジスタ１０２、１０５からそれぞれ
出力される信号を互いに掛け算して得られる信号（中間
周波信号）は、エミッタフォロアのトランジスタ１０７
のベースに入力される。この場合、トランジスタ１０７
のベース−エミッタ間の寄生容量を利用したローパスフ
ィルタが形成されており、このローパスフィルタを通し
て信号を平滑化することにより信号のエンベロープが得
られる。
【０１４２】さらに、上記のトランジスタ１０７のベー
スから取り出された信号は、エミッタフォロアの電力増
幅用トランジスタ１１１のベースに入力される。このエ
ミッタフォロアの電力増幅用トランジスタ１１１のエミ
ッタから取り出された信号は、出力段の電力増幅用トラ
ンジスタ１１２のベースに入力され、同電力増幅用トラ
ンジスタ１１２を駆動するために使用される。最終的
に、高周波信号ｒｆと低周波信号ｌｏとを掛け算した中
間周波信号ｉｆが、電力増幅用トランジスタ１１２のコ
レクタから出力される。電力増幅用トランジスタ１１２
のコレクタには、インピダンス整合の機能を有するイン
ダクタ１１３が接続されている。
スから取り出された信号は、エミッタフォロアの電力増
幅用トランジスタ１１１のベースに入力される。このエ
ミッタフォロアの電力増幅用トランジスタ１１１のエミ
ッタから取り出された信号は、出力段の電力増幅用トラ
ンジスタ１１２のベースに入力され、同電力増幅用トラ
ンジスタ１１２を駆動するために使用される。最終的
に、高周波信号ｒｆと低周波信号ｌｏとを掛け算した中
間周波信号ｉｆが、電力増幅用トランジスタ１１２のコ
レクタから出力される。電力増幅用トランジスタ１１２
のコレクタには、インピダンス整合の機能を有するイン
ダクタ１１３が接続されている。
【０１４３】また一方で、上記のトランジスタ１０７の
ベースから取り出された信号のエンベロープは、エミッ
タ接地型のトランジスタ１０８のベースに入力される。
このトランジスタ１０８により増幅された信号のエンベ
ロープは、タンク回路内のインダクタ１１０を介して、
出力段の電力増幅用トランジスタ１１２に供給される。
ここでは、出力段の電力増幅用トランジスタ１１２のベ
ースに入力される信号のエンベロープの大きさに応じ
て、同電力増幅用トランジスタ１１２のバイアス電流が
制御される。
ベースから取り出された信号のエンベロープは、エミッ
タ接地型のトランジスタ１０８のベースに入力される。
このトランジスタ１０８により増幅された信号のエンベ
ロープは、タンク回路内のインダクタ１１０を介して、
出力段の電力増幅用トランジスタ１１２に供給される。
ここでは、出力段の電力増幅用トランジスタ１１２のベ
ースに入力される信号のエンベロープの大きさに応じ
て、同電力増幅用トランジスタ１１２のバイアス電流が
制御される。
【０１４４】上記のような構成の混合器は、送信器にお
いて中間周波信号をアナログ−ディジタル変換（Ａ／Ｄ
変換）する場合や、受信器において比較的大きな振幅の
中間周波信号が要求される場合等に使用される。図２６
は、本発明の構成を適用した利得可変の増幅器の構成例
を示す回路図である。ただし、ここでは、本発明の電力
増幅器を用いて送信器に用いられる利得可変の増幅器を
構成した例を示すこととする。
いて中間周波信号をアナログ−ディジタル変換（Ａ／Ｄ
変換）する場合や、受信器において比較的大きな振幅の
中間周波信号が要求される場合等に使用される。図２６
は、本発明の構成を適用した利得可変の増幅器の構成例
を示す回路図である。ただし、ここでは、本発明の電力
増幅器を用いて送信器に用いられる利得可変の増幅器を
構成した例を示すこととする。
【０１４５】図２６に示す利得可変の増幅器は、本発明
の特徴である第１のプリディストーション回路を構成す
るトランスコンダクタ１２１と、プリディストーション
用トランスレジスタ１２２とを備えている。この第１の
プリディストーション回路は、高周波信号ｒｆにプリデ
ィストーションを与える機能を有する。また一方で、図
２６に示す利得可変の増幅器は、本発明の特徴である第
２のプリディストーション回路を構成するトランスコン
ダクタ１２４と、プリディストーション用トランスレジ
スタ１２５とを備えている。この第２のプリディストー
ション回路は、増幅器の利得を可変制御するための利得
制御信号ｃｇにプリディストーションを与える機能を有
する。
の特徴である第１のプリディストーション回路を構成す
るトランスコンダクタ１２１と、プリディストーション
用トランスレジスタ１２２とを備えている。この第１の
プリディストーション回路は、高周波信号ｒｆにプリデ
ィストーションを与える機能を有する。また一方で、図
２６に示す利得可変の増幅器は、本発明の特徴である第
２のプリディストーション回路を構成するトランスコン
ダクタ１２４と、プリディストーション用トランスレジ
スタ１２５とを備えている。この第２のプリディストー
ション回路は、増幅器の利得を可変制御するための利得
制御信号ｃｇにプリディストーションを与える機能を有
する。
【０１４６】上記のトランスコンダクタ１２１、１２４
の各々は、好ましくは、図１４に示したようなエミッタ
フォロアのトランジスタを含むトランスコンダクタ（３
０ｂ）により構成される。したがって、トランスコンダ
クタ１２１、１２４の各々は、図１４のトランスコンダ
クタと同じように、エミッタフォロアのトランジスタを
用いて入力信号（高周波信号ｒｆおよび利得制御信号ｃ
ｇ）を検波し、同入力信号の電圧の半波を電流として出
力する。
の各々は、好ましくは、図１４に示したようなエミッタ
フォロアのトランジスタを含むトランスコンダクタ（３
０ｂ）により構成される。したがって、トランスコンダ
クタ１２１、１２４の各々は、図１４のトランスコンダ
クタと同じように、エミッタフォロアのトランジスタを
用いて入力信号（高周波信号ｒｆおよび利得制御信号ｃ
ｇ）を検波し、同入力信号の電圧の半波を電流として出
力する。
【０１４７】また一方で、上記のプリディストーション
用トランスレジスタ１２２、１２５の各々は、好ましく
は、図１５に示したようなトランジスタおよび抵抗によ
る電流帰還経路を含むプリディストーション用トランス
レジスタ（４０）により構成される。したがって、プリ
ディストーション用トランスレジスタ１２２、１２５の
各々の出力特性は、図１５のプリディストーション用ト
ランスレジスタと同じように、出力段の電力増幅用トラ
ンジスタ１３２の電流−電圧特性の逆関数になってい
る。すなわち、プリディストーション用トランスレジス
タ１２２、１２５の各々では、出力段の電力増幅用トラ
ンジスタの出力電圧とは逆の歪みを有する電圧振幅信号
が得られる。
用トランスレジスタ１２２、１２５の各々は、好ましく
は、図１５に示したようなトランジスタおよび抵抗によ
る電流帰還経路を含むプリディストーション用トランス
レジスタ（４０）により構成される。したがって、プリ
ディストーション用トランスレジスタ１２２、１２５の
各々の出力特性は、図１５のプリディストーション用ト
ランスレジスタと同じように、出力段の電力増幅用トラ
ンジスタ１３２の電流−電圧特性の逆関数になってい
る。すなわち、プリディストーション用トランスレジス
タ１２２、１２５の各々では、出力段の電力増幅用トラ
ンジスタの出力電圧とは逆の歪みを有する電圧振幅信号
が得られる。
【０１４８】さらに、上記の第１および第２のプリディ
ストーション用トランスレジスタ１２２、１２５の出力
端子には、第１の抵抗１２３および第２の抵抗１２６の
一方の端がそれぞれ接続されている。これらの第１の抵
抗１２３および第２の抵抗１２６の他方の端は、互いに
連結され、エミッタフォロアのトランジスタ１２７のベ
ースに接続されている。ここで、高周波信号ｒｆおよび
利得制御信号ｃｇは、第１および第２のプリディストー
ション用トランスレジスタ１２２、１２５によってプリ
ディストーションを与えられた後に、互いに掛け算され
てトランジスタ１２７のベースに入力される。
ストーション用トランスレジスタ１２２、１２５の出力
端子には、第１の抵抗１２３および第２の抵抗１２６の
一方の端がそれぞれ接続されている。これらの第１の抵
抗１２３および第２の抵抗１２６の他方の端は、互いに
連結され、エミッタフォロアのトランジスタ１２７のベ
ースに接続されている。ここで、高周波信号ｒｆおよび
利得制御信号ｃｇは、第１および第２のプリディストー
ション用トランスレジスタ１２２、１２５によってプリ
ディストーションを与えられた後に、互いに掛け算され
てトランジスタ１２７のベースに入力される。
【０１４９】さらに、図２６に示す利得可変の増幅器
は、エミッタフォロアのトランジスタ１２７のエミッタ
に接続される入力端子を有するエミッタ接地型のトラン
ジスタ１２８と、このトランジスタ１２８のコレクタに
接続されるタンク回路とを設けている。このタンク回路
は、図２０の場合と同じように、コンデンサ１２９およ
びインダクタ１３０を備えている。第１および第２のプ
リディストーション用トランスレジスタ１２２、１２５
からそれぞれ出力される信号を互いに掛け算して得られ
る信号（利得調整後の高周波信号Ｓｏｕｔ）は、エミッ
タフォロアのトランジスタ１２７のベースに入力され
る。この場合、トランジスタ１２７のベース−エミッタ
間の寄生容量を利用したローパスフィルタが形成されて
おり、このローパスフィルタを通して信号を平滑化する
ことにより信号のエンベロープが得られる。
は、エミッタフォロアのトランジスタ１２７のエミッタ
に接続される入力端子を有するエミッタ接地型のトラン
ジスタ１２８と、このトランジスタ１２８のコレクタに
接続されるタンク回路とを設けている。このタンク回路
は、図２０の場合と同じように、コンデンサ１２９およ
びインダクタ１３０を備えている。第１および第２のプ
リディストーション用トランスレジスタ１２２、１２５
からそれぞれ出力される信号を互いに掛け算して得られ
る信号（利得調整後の高周波信号Ｓｏｕｔ）は、エミッ
タフォロアのトランジスタ１２７のベースに入力され
る。この場合、トランジスタ１２７のベース−エミッタ
間の寄生容量を利用したローパスフィルタが形成されて
おり、このローパスフィルタを通して信号を平滑化する
ことにより信号のエンベロープが得られる。
【０１５０】さらに、上記のトランジスタ１２７のベー
スから取り出された信号は、エミッタフォロアの電力増
幅用トランジスタ１３１のベースに入力される。このエ
ミッタフォロアの電力増幅用トランジスタ１３１のエミ
ッタから取り出された信号は、出力段の電力増幅用トラ
ンジスタ１３２のベースに入力され、同電力増幅用トラ
ンジスタ１３２を駆動するために使用される。最終的
に、高周波信号ｒｆと利得制御信号ｃｇとを掛け算する
ことにより利得を調整されて増幅された高周波信号Ｓｏ
ｕｔが、電力増幅用トランジスタ１３２のコレクタから
出力される。電力増幅用トランジスタ１３２のコレクタ
には、インピダンス整合の機能を有するインダクタ１３
３が接続されている。
スから取り出された信号は、エミッタフォロアの電力増
幅用トランジスタ１３１のベースに入力される。このエ
ミッタフォロアの電力増幅用トランジスタ１３１のエミ
ッタから取り出された信号は、出力段の電力増幅用トラ
ンジスタ１３２のベースに入力され、同電力増幅用トラ
ンジスタ１３２を駆動するために使用される。最終的
に、高周波信号ｒｆと利得制御信号ｃｇとを掛け算する
ことにより利得を調整されて増幅された高周波信号Ｓｏ
ｕｔが、電力増幅用トランジスタ１３２のコレクタから
出力される。電力増幅用トランジスタ１３２のコレクタ
には、インピダンス整合の機能を有するインダクタ１３
３が接続されている。
【０１５１】また一方で、上記のトランジスタ１２７の
ベースから取り出された信号のエンベロープは、エミッ
タ接地型のトランジスタ１２８のベースに入力される。
このトランジスタ１２８により増幅された信号のエンベ
ロープは、タンク回路内のインダクタ１３１を介して、
出力段の電力増幅用トランジスタ１３２に供給される。
ここでは、出力段の電力増幅用トランジスタ１３２のベ
ースに入力される信号のエンベロープの大きさに応じ
て、同電力増幅用トランジスタ１３２のバイアス電流が
制御される。
ベースから取り出された信号のエンベロープは、エミッ
タ接地型のトランジスタ１２８のベースに入力される。
このトランジスタ１２８により増幅された信号のエンベ
ロープは、タンク回路内のインダクタ１３１を介して、
出力段の電力増幅用トランジスタ１３２に供給される。
ここでは、出力段の電力増幅用トランジスタ１３２のベ
ースに入力される信号のエンベロープの大きさに応じ
て、同電力増幅用トランジスタ１３２のバイアス電流が
制御される。
【０１５２】図２７は、本発明の構成を適用した３入力
の掛け算機能を有する増幅器の構成例を示す回路図であ
る。ただし、ここでは、本発明の電力増幅器を用いて送
信器または受信器に用いられる３入力の掛け算機能を有
する増幅器を構成した例を示すこととする。図２７に示
す３入力の掛け算機能を有する増幅器は、本発明の特徴
である第１のプリディストーション回路を構成するトラ
ンスコンダクタ１４１と、プリディストーション用トラ
ンスレジスタ１４２とを備えている。この第１のプリデ
ィストーション回路は、ベースバンド信号ｂｂにプリデ
ィストーションを与える機能を有する。さらに、図２７
に示す増幅器は、本発明の特徴である第２のプリディス
トーション回路を構成するトランスコンダクタ１４４
と、プリディストーション用トランスレジスタ１４５と
を備えている。この第２のプリディストーション回路
は、低周波信号ｌｏにプリディストーションを与える機
能を有する。さらに、図２７に示す増幅器は、本発明の
特徴である第３のプリディストーション回路を構成する
トランスコンダクタ１４７と、プリディストーション用
トランスレジスタ１４８とを備えている。この第３のプ
リディストーション回路は、増幅器の利得を可変制御す
るための利得制御信号ｃｇにプリディストーションを与
える機能を有する。
の掛け算機能を有する増幅器の構成例を示す回路図であ
る。ただし、ここでは、本発明の電力増幅器を用いて送
信器または受信器に用いられる３入力の掛け算機能を有
する増幅器を構成した例を示すこととする。図２７に示
す３入力の掛け算機能を有する増幅器は、本発明の特徴
である第１のプリディストーション回路を構成するトラ
ンスコンダクタ１４１と、プリディストーション用トラ
ンスレジスタ１４２とを備えている。この第１のプリデ
ィストーション回路は、ベースバンド信号ｂｂにプリデ
ィストーションを与える機能を有する。さらに、図２７
に示す増幅器は、本発明の特徴である第２のプリディス
トーション回路を構成するトランスコンダクタ１４４
と、プリディストーション用トランスレジスタ１４５と
を備えている。この第２のプリディストーション回路
は、低周波信号ｌｏにプリディストーションを与える機
能を有する。さらに、図２７に示す増幅器は、本発明の
特徴である第３のプリディストーション回路を構成する
トランスコンダクタ１４７と、プリディストーション用
トランスレジスタ１４８とを備えている。この第３のプ
リディストーション回路は、増幅器の利得を可変制御す
るための利得制御信号ｃｇにプリディストーションを与
える機能を有する。
【０１５３】上記のトランスコンダクタ１４１、１４４
および１４７の各々は、好ましくは、図１４に示したよ
うなエミッタフォロアのトランジスタを含むトランスコ
ンダクタ（３０ｂ）により構成される。したがって、ト
ランスコンダクタ１４１、１４４および１４７の各々
は、図１４のトランスコンダクタと同じように、エミッ
タフォロアのトランジスタを用いて３つの入力信号（ベ
ースバンド信号ｂｂ、低周波信号ｌｏおよび利得制御信
号ｃｇ）を検波し、各入力信号の電圧の半波を電流とし
て出力する。
および１４７の各々は、好ましくは、図１４に示したよ
うなエミッタフォロアのトランジスタを含むトランスコ
ンダクタ（３０ｂ）により構成される。したがって、ト
ランスコンダクタ１４１、１４４および１４７の各々
は、図１４のトランスコンダクタと同じように、エミッ
タフォロアのトランジスタを用いて３つの入力信号（ベ
ースバンド信号ｂｂ、低周波信号ｌｏおよび利得制御信
号ｃｇ）を検波し、各入力信号の電圧の半波を電流とし
て出力する。
【０１５４】また一方で、上記のプリディストーション
用トランスレジスタ１４２、１４５および１４８の各々
は、好ましくは、図１５に示したようなトランジスタお
よび抵抗による電流帰還経路を含むプリディストーショ
ン用トランスレジスタ（４０）により構成される。した
がって、プリディストーション用トランスレジスタ１４
２、１４５および１４８の各々の出力特性は、図１５の
プリディストーション用トランスレジスタと同じよう
に、出力段の電力増幅用トランジスタ１４２の電流−電
圧特性の逆関数になっている。すなわち、プリディスト
ーション用トランスレジスタ１４２、１４５および１４
８の各々では、出力段の電力増幅用トランジスタの出力
電圧とは逆の歪みを有する電圧振幅信号が得られる。
用トランスレジスタ１４２、１４５および１４８の各々
は、好ましくは、図１５に示したようなトランジスタお
よび抵抗による電流帰還経路を含むプリディストーショ
ン用トランスレジスタ（４０）により構成される。した
がって、プリディストーション用トランスレジスタ１４
２、１４５および１４８の各々の出力特性は、図１５の
プリディストーション用トランスレジスタと同じよう
に、出力段の電力増幅用トランジスタ１４２の電流−電
圧特性の逆関数になっている。すなわち、プリディスト
ーション用トランスレジスタ１４２、１４５および１４
８の各々では、出力段の電力増幅用トランジスタの出力
電圧とは逆の歪みを有する電圧振幅信号が得られる。
【０１５５】さらに、上記の第１および第２のプリディ
ストーション用トランスレジスタ１４２、１４５および
１４８の出力端子には、第１の抵抗１４３、第２の抵抗
１４６および第３の抵抗１４９の一方の端がそれぞれ接
続されている。これらの第１、第２および第３の抵抗１
４３、１４６および１４９の他方の端は、互いに連結さ
れ、エミッタフォロアのトランジスタ１５０のベースに
接続されている。ここで、ベースバンド信号ｂｂ、低周
波信号ｌｏおよび利得制御信号ｃｇは、第１、第２およ
び第３のプリディストーション用トランスレジスタ１４
２、１４５および１４８によってプリディストーション
を与えられた後に、互いに掛け算されてトランジスタ１
５０のベースに入力される。
ストーション用トランスレジスタ１４２、１４５および
１４８の出力端子には、第１の抵抗１４３、第２の抵抗
１４６および第３の抵抗１４９の一方の端がそれぞれ接
続されている。これらの第１、第２および第３の抵抗１
４３、１４６および１４９の他方の端は、互いに連結さ
れ、エミッタフォロアのトランジスタ１５０のベースに
接続されている。ここで、ベースバンド信号ｂｂ、低周
波信号ｌｏおよび利得制御信号ｃｇは、第１、第２およ
び第３のプリディストーション用トランスレジスタ１４
２、１４５および１４８によってプリディストーション
を与えられた後に、互いに掛け算されてトランジスタ１
５０のベースに入力される。
【０１５６】さらに、図２７に示す増幅器は、エミッタ
フォロアのトランジスタ１５０のエミッタに接続される
入力端子を有するエミッタ接地型のトランジスタ１５１
と、このトランジスタ１５１のコレクタに接続されるタ
ンク回路とを設けている。このタンク回路は、図２０の
場合と同じように、コンデンサ１５２およびインダクタ
１５３を備えている。第１、第２および第３のプリディ
ストーション用トランスレジスタ１４２、１４５および
１４８からそれぞれ出力される信号を互いに掛け算して
得られる信号（ベースバンド信号ｂｂで変調されると共
に利得制御信号ｃｇで利得を調整された信号Ｍｏｕｔ）
は、エミッタフォロアのトランジスタ１５０のベースに
入力される。この場合、トランジスタ１５０のベース−
エミッタ間の寄生容量を利用したローパスフィルタが形
成されており、このローパスフィルタを通して信号を平
滑化することにより信号のエンベロープが得られる。
フォロアのトランジスタ１５０のエミッタに接続される
入力端子を有するエミッタ接地型のトランジスタ１５１
と、このトランジスタ１５１のコレクタに接続されるタ
ンク回路とを設けている。このタンク回路は、図２０の
場合と同じように、コンデンサ１５２およびインダクタ
１５３を備えている。第１、第２および第３のプリディ
ストーション用トランスレジスタ１４２、１４５および
１４８からそれぞれ出力される信号を互いに掛け算して
得られる信号（ベースバンド信号ｂｂで変調されると共
に利得制御信号ｃｇで利得を調整された信号Ｍｏｕｔ）
は、エミッタフォロアのトランジスタ１５０のベースに
入力される。この場合、トランジスタ１５０のベース−
エミッタ間の寄生容量を利用したローパスフィルタが形
成されており、このローパスフィルタを通して信号を平
滑化することにより信号のエンベロープが得られる。
【０１５７】さらに、上記のトランジスタ１５０のベー
スから取り出された信号は、エミッタフォロアの電力増
幅用トランジスタ１５４のベースに入力される。このエ
ミッタフォロアの電力増幅用トランジスタ１５４のエミ
ッタから取り出された信号は、出力段の電力増幅用トラ
ンジスタ１５５のベースに入力され、同電力増幅用トラ
ンジスタ１５５を駆動するために使用される。最終的
に、ベースバンド信号ｂｂで変調されると共に利得制御
信号ｃｇで利得を調整された信号Ｍｏｕｔが、電力増幅
用トランジスタ１５５のコレクタから出力される。電力
増幅用トランジスタ１５５のコレクタには、インピダン
ス整合の機能を有するインダクタ１５６が接続されてい
る。
スから取り出された信号は、エミッタフォロアの電力増
幅用トランジスタ１５４のベースに入力される。このエ
ミッタフォロアの電力増幅用トランジスタ１５４のエミ
ッタから取り出された信号は、出力段の電力増幅用トラ
ンジスタ１５５のベースに入力され、同電力増幅用トラ
ンジスタ１５５を駆動するために使用される。最終的
に、ベースバンド信号ｂｂで変調されると共に利得制御
信号ｃｇで利得を調整された信号Ｍｏｕｔが、電力増幅
用トランジスタ１５５のコレクタから出力される。電力
増幅用トランジスタ１５５のコレクタには、インピダン
ス整合の機能を有するインダクタ１５６が接続されてい
る。
【０１５８】また一方で、上記のトランジスタ１５０の
ベースから取り出された信号のエンベロープは、エミッ
タ接地型のトランジスタ１５１のベースに入力される。
このトランジスタ１５１により増幅された信号のエンベ
ロープは、タンク回路内のインダクタ１５３を介して、
出力段の電力増幅用トランジスタ１５５に供給される。
ここでは、出力段の電力増幅用トランジスタ１５５のベ
ースに入力される信号のエンベロープの大きさに応じ
て、同電力増幅用トランジスタ１５５のバイアス電流が
制御される。
ベースから取り出された信号のエンベロープは、エミッ
タ接地型のトランジスタ１５１のベースに入力される。
このトランジスタ１５１により増幅された信号のエンベ
ロープは、タンク回路内のインダクタ１５３を介して、
出力段の電力増幅用トランジスタ１５５に供給される。
ここでは、出力段の電力増幅用トランジスタ１５５のベ
ースに入力される信号のエンベロープの大きさに応じ
て、同電力増幅用トランジスタ１５５のバイアス電流が
制御される。
【０１５９】上記のような構成の３入力の掛け算機能を
有する増幅器は、送信器に使用した場合、ベースバンド
信号ｂｂで低周波信号ｌｏを変調すると共に利得制御信
号ｃｇで利得を調整した信号（Ｍｏｕｔ）を出力する。
また一方で、上記の増幅器は、ベースバンド信号ｂｂの
代わりに、高周波信号ｒｆまたは中間周波信号ｉｆをそ
れぞれ入力することによって、利得調整機能を有する受
信器内の復調器として使用することができる。
有する増幅器は、送信器に使用した場合、ベースバンド
信号ｂｂで低周波信号ｌｏを変調すると共に利得制御信
号ｃｇで利得を調整した信号（Ｍｏｕｔ）を出力する。
また一方で、上記の増幅器は、ベースバンド信号ｂｂの
代わりに、高周波信号ｒｆまたは中間周波信号ｉｆをそ
れぞれ入力することによって、利得調整機能を有する受
信器内の復調器として使用することができる。
【０１６０】図２８は、本発明の第１２の実施例の構成
を示す回路図である。ここでは、本発明の電力増幅器に
おいて、信号のエンベロープの抽出するためのエンベロ
ープ抽出回路１６０と、信号のエンベロープのオフセッ
トを補正するためのエンベロープオフセット補正回路１
８０と、高周波の入力信号（ＩＮ）を増幅するための出
力段の電力増幅トランジスタ３１０およびタンク回路を
含む電力増幅回路３００とが設けられている例を示すこ
ととする。
を示す回路図である。ここでは、本発明の電力増幅器に
おいて、信号のエンベロープの抽出するためのエンベロ
ープ抽出回路１６０と、信号のエンベロープのオフセッ
トを補正するためのエンベロープオフセット補正回路１
８０と、高周波の入力信号（ＩＮ）を増幅するための出
力段の電力増幅トランジスタ３１０およびタンク回路を
含む電力増幅回路３００とが設けられている例を示すこ
ととする。
【０１６１】図２８に示す電力増幅器においては、前述
の図２０と同じ構成のバイアス電圧供給回路２０が設け
られている。このバイアス電圧供給回路２０から、約
２．６Ｖのバイアス電圧と約１．３Ｖのバイアス電圧
が、コンデンサ２５を通してエンベロープ抽出回路１６
０に供給されると共に、エンベロープオフセット補正回
路１８０および電力増幅回路３００に供給される。バイ
アス電圧供給回路２０においては、トランジスタ２２の
入力端子のベースに供給される制御電圧ｃを低電圧出力
レベル（“Ｌ（low ）”レベル）にすることによって、
回路全体の消費電力をほぼ零（０）にすることができ
る。また、制御電圧ｃの上昇波形および下降波形によ
り、高周波の出力信号（ＯＵＴ）の立ち上がりおよび立
ち下がりを制御することができる。この場合、制御電圧
ｃの高電圧出力レベル（“Ｈ（high）”レベル）を調整
してもよいが、簡単には、比較的小さな内部インピーダ
ンス（＜０．１〜０．５Ω）のスイッチにより電源の立
ち上がりおよび立ち下がりだけを調整して高周波の出力
信号の立ち上がりおよび立ち下がりを制御できる。
の図２０と同じ構成のバイアス電圧供給回路２０が設け
られている。このバイアス電圧供給回路２０から、約
２．６Ｖのバイアス電圧と約１．３Ｖのバイアス電圧
が、コンデンサ２５を通してエンベロープ抽出回路１６
０に供給されると共に、エンベロープオフセット補正回
路１８０および電力増幅回路３００に供給される。バイ
アス電圧供給回路２０においては、トランジスタ２２の
入力端子のベースに供給される制御電圧ｃを低電圧出力
レベル（“Ｌ（low ）”レベル）にすることによって、
回路全体の消費電力をほぼ零（０）にすることができ
る。また、制御電圧ｃの上昇波形および下降波形によ
り、高周波の出力信号（ＯＵＴ）の立ち上がりおよび立
ち下がりを制御することができる。この場合、制御電圧
ｃの高電圧出力レベル（“Ｈ（high）”レベル）を調整
してもよいが、簡単には、比較的小さな内部インピーダ
ンス（＜０．１〜０．５Ω）のスイッチにより電源の立
ち上がりおよび立ち下がりだけを調整して高周波の出力
信号の立ち上がりおよび立ち下がりを制御できる。
【０１６２】図２８におけるエンベロープ抽出回路１６
０は、図１３に示したような構成のトランスコンダクタ
と、図１８に示したようなプリディストーション用トラ
ンスレジスタおよびローパスフィルタの融合回路と、抽
出したエンベロープのオフセット補正用のトランジスタ
１６７、および、制御電圧ｃを供給するための抵抗１６
８とを備えている。
０は、図１３に示したような構成のトランスコンダクタ
と、図１８に示したようなプリディストーション用トラ
ンスレジスタおよびローパスフィルタの融合回路と、抽
出したエンベロープのオフセット補正用のトランジスタ
１６７、および、制御電圧ｃを供給するための抵抗１６
８とを備えている。
【０１６３】より詳しくいえば、エンベロープ抽出回路
１６０内のトランスコンダクタは、１段のフォロア回路
と、このフォロア回路に接続されるエミッタ接地型のト
ランジスタ１６６とを設けている。上記のフォロア回路
は、エミッタフォロアのトランジスタ１６３と、このト
ランジスタ１６３の入力端子のベースに接続される抵抗
１６１およびコンデンサ１６２と、同トランジスタ１６
３のエミッタに接続される抵抗１６４とを有する。上記
のエミッタ接地型のトランジスタ１６６の入力端子のベ
ースには、エミッタフォロアのトランジスタ１６２のエ
ミッタが接続されると共に、電流源のトランジスタ１６
４のコレクタが接続される。また一方で、上記トランジ
スタ１６６のエミッタには、抵抗１６５が接続されてい
る。
１６０内のトランスコンダクタは、１段のフォロア回路
と、このフォロア回路に接続されるエミッタ接地型のト
ランジスタ１６６とを設けている。上記のフォロア回路
は、エミッタフォロアのトランジスタ１６３と、このト
ランジスタ１６３の入力端子のベースに接続される抵抗
１６１およびコンデンサ１６２と、同トランジスタ１６
３のエミッタに接続される抵抗１６４とを有する。上記
のエミッタ接地型のトランジスタ１６６の入力端子のベ
ースには、エミッタフォロアのトランジスタ１６２のエ
ミッタが接続されると共に、電流源のトランジスタ１６
４のコレクタが接続される。また一方で、上記トランジ
スタ１６６のエミッタには、抵抗１６５が接続されてい
る。
【０１６４】図２８のトランスコンダクタにおいても、
前述の図１３のトランスコンダクタと同様に、エミッタ
フォロアのトランジスタ１６３を用いて、コンデンサ１
６２を介して入力される入力信号を検波（包絡線検波）
するようにしている。さらに、このようにした検波され
た信号は、トランジスタ１６６を通すことによって、適
切なレベルの電流振幅信号としてプリディストーション
用トランスレジスタに供給される。
前述の図１３のトランスコンダクタと同様に、エミッタ
フォロアのトランジスタ１６３を用いて、コンデンサ１
６２を介して入力される入力信号を検波（包絡線検波）
するようにしている。さらに、このようにした検波され
た信号は、トランジスタ１６６を通すことによって、適
切なレベルの電流振幅信号としてプリディストーション
用トランスレジスタに供給される。
【０１６５】さらに、エンベロープ抽出回路１７５内の
プリディストーション用トランスレジスタおよびローパ
スフィルタの融合回路は、エミッタ接地型のトランジス
タ１７０と、エミッタフォロアのトランジスタ１７６と
を設けており、これらのトランジスタ１７０、１７６に
よりプリディストーション用トランスレジスタを構成す
る。さらに、エミッタ接地型のトランジスタ１７０のコ
レクタには、制御電圧ｃを供給するための抵抗１７１が
接続されている。さらにまた、エミッタフォロアのトラ
ンジスタ１７６のエミッタは、エミッタ接地型のトラン
ジスタ１７０のベースに直接接続されている。
プリディストーション用トランスレジスタおよびローパ
スフィルタの融合回路は、エミッタ接地型のトランジス
タ１７０と、エミッタフォロアのトランジスタ１７６と
を設けており、これらのトランジスタ１７０、１７６に
よりプリディストーション用トランスレジスタを構成す
る。さらに、エミッタ接地型のトランジスタ１７０のコ
レクタには、制御電圧ｃを供給するための抵抗１７１が
接続されている。さらにまた、エミッタフォロアのトラ
ンジスタ１７６のエミッタは、エミッタ接地型のトラン
ジスタ１７０のベースに直接接続されている。
【０１６６】また一方で、上記の融合回路は、２つの抵
抗１７２、１７５およびコンデンサ１７４からなる低域
フィルタ部と、この低域フィルタ部を通過した信号の低
周波成分を取り出すためのエミッタフォロアのトランジ
スタ１７６とを設けており、これらの低域フィルタ部お
よびトランジスタ１７６によりローパスフィルタが構成
される。このエミッタフォロアのトランジスタ１７６の
入力端子のベースには、低域フィルタ部内の抵抗１７５
とコンデンサ１７７とが接続されている。
抗１７２、１７５およびコンデンサ１７４からなる低域
フィルタ部と、この低域フィルタ部を通過した信号の低
周波成分を取り出すためのエミッタフォロアのトランジ
スタ１７６とを設けており、これらの低域フィルタ部お
よびトランジスタ１７６によりローパスフィルタが構成
される。このエミッタフォロアのトランジスタ１７６の
入力端子のベースには、低域フィルタ部内の抵抗１７５
とコンデンサ１７７とが接続されている。
【０１６７】さらに、図２８におけるエンベロープオフ
セット補正回路１８０は、エンベロープ抽出回路１６０
内のトランスコンダクタと同じ構成のトランスコンダク
タと、エンベロープ抽出回路１６０により抽出される信
号のエンベロープのオフセットを正確に補正するための
２つのトランジスタ１８８、１８９とを有する。一方の
トランジスタ１８９のベースには、他方のトランジスタ
１８８のベースが接続され、上記トランジスタ１８９の
コレクタには、抵抗１９０が接続されている。
セット補正回路１８０は、エンベロープ抽出回路１６０
内のトランスコンダクタと同じ構成のトランスコンダク
タと、エンベロープ抽出回路１６０により抽出される信
号のエンベロープのオフセットを正確に補正するための
２つのトランジスタ１８８、１８９とを有する。一方の
トランジスタ１８９のベースには、他方のトランジスタ
１８８のベースが接続され、上記トランジスタ１８９の
コレクタには、抵抗１９０が接続されている。
【０１６８】より詳しくいえば、エンベロープオフセッ
ト補正回路１８０内のトランスコンダクタは、１段のフ
ォロア回路と、このフォロア回路に接続されるエミッタ
接地型のトランジスタ１８６とを設けている。上記のフ
ォロア回路は、エミッタフォロアのトランジスタ１８３
と、このトランジスタ１８３の入力端子のベースに接続
される抵抗１８１およびコンデンサ１８２と、同トラン
ジスタ１８３のエミッタに接続される抵抗１８４とを有
する。上記のエミッタ接地型のトランジスタ１８６の入
力端子のベースには、エミッタフォロアのトランジスタ
１８２のエミッタが接続されると共に、電流源のトラン
ジスタ１８４のコレクタが接続される。さらに、上記ト
ランジスタ１８６のエミッタには、抵抗１８５が接続さ
れている。さらにまた、上記トランジスタ１８６のコレ
クタには、制御電圧ｃを供給するための抵抗１８７が接
続されている。
ト補正回路１８０内のトランスコンダクタは、１段のフ
ォロア回路と、このフォロア回路に接続されるエミッタ
接地型のトランジスタ１８６とを設けている。上記のフ
ォロア回路は、エミッタフォロアのトランジスタ１８３
と、このトランジスタ１８３の入力端子のベースに接続
される抵抗１８１およびコンデンサ１８２と、同トラン
ジスタ１８３のエミッタに接続される抵抗１８４とを有
する。上記のエミッタ接地型のトランジスタ１８６の入
力端子のベースには、エミッタフォロアのトランジスタ
１８２のエミッタが接続されると共に、電流源のトラン
ジスタ１８４のコレクタが接続される。さらに、上記ト
ランジスタ１８６のエミッタには、抵抗１８５が接続さ
れている。さらにまた、上記トランジスタ１８６のコレ
クタには、制御電圧ｃを供給するための抵抗１８７が接
続されている。
【０１６９】上記のエンベロープ抽出回路１６０内のト
ランジスタ１６７、１７０と、エンベロープオフセット
補正回路１８０内のトランジスタ１８８、１８９とがそ
れぞれ対応しており、エミッタサイズの比を等しくする
ことによって信号のエンベロープのオフセットを正確に
補正することができる。その上で、エンベロープ抽出回
路１６０内のトランジスタ１７８によって電力増幅回路
３００のアイドル電流を補正することができる。このト
ランジスタ１７８のベースは、抵抗３０１を介して、電
力増幅回路３００内のトランジスタ３０５のベースに接
続されている。
ランジスタ１６７、１７０と、エンベロープオフセット
補正回路１８０内のトランジスタ１８８、１８９とがそ
れぞれ対応しており、エミッタサイズの比を等しくする
ことによって信号のエンベロープのオフセットを正確に
補正することができる。その上で、エンベロープ抽出回
路１６０内のトランジスタ１７８によって電力増幅回路
３００のアイドル電流を補正することができる。このト
ランジスタ１７８のベースは、抵抗３０１を介して、電
力増幅回路３００内のトランジスタ３０５のベースに接
続されている。
【０１７０】図２８の電力増幅回路３００は、エンベロ
ープオフセット補正回路１８０により信号のエンベロー
プのオフセットが補正された信号を入力するエミッタフ
ォロアのトランジスタ３０３と、このトランジスタ３０
３のエミッタに接続される入力端子（ベース）を有する
エミッタ接地型のトランジスタ３０６と、このトランジ
スタ３０６のコレクタに接続されるタンク回路とが設け
られている。このタンク回路は、前述の図２０の場合と
同じように、コンデンサ３０７と、その一方の端が同コ
ンデンサ３０７に接続されると共に、その他方の端が出
力段の電力増幅用トランジスタ３１０のベースに接続さ
れるインダクタ３０８とを備えている。信号のエンベロ
ープのオフセットが補正された電圧振幅信号は、トラン
ジスタ３０３のベースを介して、エミッタフォロアのト
ランジスタ３０４のベースに入力される。
ープオフセット補正回路１８０により信号のエンベロー
プのオフセットが補正された信号を入力するエミッタフ
ォロアのトランジスタ３０３と、このトランジスタ３０
３のエミッタに接続される入力端子（ベース）を有する
エミッタ接地型のトランジスタ３０６と、このトランジ
スタ３０６のコレクタに接続されるタンク回路とが設け
られている。このタンク回路は、前述の図２０の場合と
同じように、コンデンサ３０７と、その一方の端が同コ
ンデンサ３０７に接続されると共に、その他方の端が出
力段の電力増幅用トランジスタ３１０のベースに接続さ
れるインダクタ３０８とを備えている。信号のエンベロ
ープのオフセットが補正された電圧振幅信号は、トラン
ジスタ３０３のベースを介して、エミッタフォロアのト
ランジスタ３０４のベースに入力される。
【０１７１】さらに、上記のトランジスタ３０３のエミ
ッタから取り出された信号（すなわち、信号のエンベロ
ープのオフセットが補正された信号）は、エミッタ接地
型のトランジスタ３０６のベースに入力される。このト
ランジスタ３０６により増幅された信号は、タンク回路
内のインダクタ３０８を介して、出力段の電力増幅用ト
ランジスタ３１０に供給される。ここで、バイアス電圧
は、抵抗３０１およびトランジスタ３０５、３０９を介
して、出力段の電力増幅用トランジスタ３１０のベース
に付与されている。したがって、信号のエンベロープの
オフセットが補正された電圧振幅信号の電圧振幅に応じ
て、出力段の電力増幅用トランジスタ３１０のバイアス
電流を制御することが可能になる。また一方で、高周波
の入力信号（ＩＮ）は、コンデンサ３０２およびトラン
ジスタ３０５、３０９を介して、出力段の電力増幅用ト
ランジスタ３１０に入力される。
ッタから取り出された信号（すなわち、信号のエンベロ
ープのオフセットが補正された信号）は、エミッタ接地
型のトランジスタ３０６のベースに入力される。このト
ランジスタ３０６により増幅された信号は、タンク回路
内のインダクタ３０８を介して、出力段の電力増幅用ト
ランジスタ３１０に供給される。ここで、バイアス電圧
は、抵抗３０１およびトランジスタ３０５、３０９を介
して、出力段の電力増幅用トランジスタ３１０のベース
に付与されている。したがって、信号のエンベロープの
オフセットが補正された電圧振幅信号の電圧振幅に応じ
て、出力段の電力増幅用トランジスタ３１０のバイアス
電流を制御することが可能になる。また一方で、高周波
の入力信号（ＩＮ）は、コンデンサ３０２およびトラン
ジスタ３０５、３０９を介して、出力段の電力増幅用ト
ランジスタ３１０に入力される。
【０１７２】図２８の電力増幅回路３００においては、
タンク回路の片側（他方の端）から、エンベロープ抽出
回路１６０内のエミッタフォロアのトランジスタ１７６
によりプリディストーション（歪み）を付与したエンベ
ロープバイアス電流を出力段の電力増幅用トランジスタ
３１０に供給し、出力段の電力増幅用トランジスタ３１
０と同様にバイアスされたトランジスタ３０６を用い
て、タンク回路の反対側（一方の端）を駆動している。
出力段の電力増幅用トランジスタ３１０と、タンク回路
の反対側を駆動するトランジスタ３０６は、高周波の入
力信号によりＡＢ級動作点にバイアスされた小さなトラ
ンジスタ３０４、３０３によりそれぞれ駆動される。
タンク回路の片側（他方の端）から、エンベロープ抽出
回路１６０内のエミッタフォロアのトランジスタ１７６
によりプリディストーション（歪み）を付与したエンベ
ロープバイアス電流を出力段の電力増幅用トランジスタ
３１０に供給し、出力段の電力増幅用トランジスタ３１
０と同様にバイアスされたトランジスタ３０６を用い
て、タンク回路の反対側（一方の端）を駆動している。
出力段の電力増幅用トランジスタ３１０と、タンク回路
の反対側を駆動するトランジスタ３０６は、高周波の入
力信号によりＡＢ級動作点にバイアスされた小さなトラ
ンジスタ３０４、３０３によりそれぞれ駆動される。
【０１７３】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の電力増幅
器によれば、第１に、出力段の電力増幅用トランジスタ
と同じ半導体プロセスにて形成されたトランジスタを用
い、入力信号の振幅に歪みを与えた信号を上記電力増幅
用トランジスタに入力して出力信号の振幅の歪みを打ち
消すようにしているので、比較的広範囲のダイナミック
レンジで信号の振幅の歪みを抑えてその直線性を保証す
ると共に、電力増幅器内のトランジスタの消費電力を最
小限に抑えることが可能になる。
器によれば、第１に、出力段の電力増幅用トランジスタ
と同じ半導体プロセスにて形成されたトランジスタを用
い、入力信号の振幅に歪みを与えた信号を上記電力増幅
用トランジスタに入力して出力信号の振幅の歪みを打ち
消すようにしているので、比較的広範囲のダイナミック
レンジで信号の振幅の歪みを抑えてその直線性を保証す
ると共に、電力増幅器内のトランジスタの消費電力を最
小限に抑えることが可能になる。
【０１７４】さらに、本発明の電力増幅器によれば、第
２に、入力信号が入力されるトランスコンダクタにより
生成される電流振幅信号の電流振幅に基づいて、出力信
号の振幅の歪みを打ち消すような歪みを与えた電圧振幅
信号を出力するプリディストーション用トランスレジス
タを用いてプリディストーション回路を構成しているの
で、簡単な回路構成により、電力増幅器が発生する直線
性歪みを低減すると共に、比較的広範囲のダイナミック
レンジで出力段の電力増幅用トランジスタの消費電力を
節減することが可能になる。
２に、入力信号が入力されるトランスコンダクタにより
生成される電流振幅信号の電流振幅に基づいて、出力信
号の振幅の歪みを打ち消すような歪みを与えた電圧振幅
信号を出力するプリディストーション用トランスレジス
タを用いてプリディストーション回路を構成しているの
で、簡単な回路構成により、電力増幅器が発生する直線
性歪みを低減すると共に、比較的広範囲のダイナミック
レンジで出力段の電力増幅用トランジスタの消費電力を
節減することが可能になる。
【０１７５】さらに、本発明の電力増幅器によれば、第
３に、トランスコンダクタ内のフォロワ回路を構成する
トランジスタを、Ｂ級動作点の近傍のＡＢ級動作点で動
作させて入力信号を検波しているので、上記トランジス
タの消費電力の節減が図れると共に発振が抑止され、こ
れによって一般的に増加する信号の振幅の直線性歪み
を、プリディストーション用トランスレジスタが生成す
る逆の直線性歪みによって打ち消すようにしているの
で、比較的広範囲のダイナミックレンジで出力信号の振
幅の歪みが抑えられてその直線性が保証される。
３に、トランスコンダクタ内のフォロワ回路を構成する
トランジスタを、Ｂ級動作点の近傍のＡＢ級動作点で動
作させて入力信号を検波しているので、上記トランジス
タの消費電力の節減が図れると共に発振が抑止され、こ
れによって一般的に増加する信号の振幅の直線性歪み
を、プリディストーション用トランスレジスタが生成す
る逆の直線性歪みによって打ち消すようにしているの
で、比較的広範囲のダイナミックレンジで出力信号の振
幅の歪みが抑えられてその直線性が保証される。
【０１７６】さらに、本発明の電力増幅器によれば、第
４に、プリディストーション用トランスレジスタ内の反
転増幅器が、出力段の電力増幅用トランジスタと同種の
トランジスタによって電流帰還経路を形成し、この電流
帰還経路を利用して逆の直線性歪みを生成することによ
り出力信号の振幅の直線性歪みを打ち消すようにしてい
るので、余計な付加回路を必要とせずに比較的広範囲の
ダイナミックレンジで出力信号の歪みを抑えてその直線
性を保証することが可能になる。
４に、プリディストーション用トランスレジスタ内の反
転増幅器が、出力段の電力増幅用トランジスタと同種の
トランジスタによって電流帰還経路を形成し、この電流
帰還経路を利用して逆の直線性歪みを生成することによ
り出力信号の振幅の直線性歪みを打ち消すようにしてい
るので、余計な付加回路を必要とせずに比較的広範囲の
ダイナミックレンジで出力信号の歪みを抑えてその直線
性を保証することが可能になる。
【０１７７】さらに、本発明の電力増幅器によれば、第
５に、出力信号の振幅の歪みを打ち消すような歪みを与
えた信号によって出力段の電力増幅用トランジスタを駆
動しているので、入力信号の振幅が大きく変化した場合
でも出力信号の振幅の歪みを抑えてその直線性を維持す
ることが可能になる。さらに、本発明の電力増幅器によ
れば、第６に、出力段の電力増幅用トランジスタを駆動
するプッシュプル回路のプルアップ側およびプルダウン
側の少なくとも一方を、トランスコンダクタおよびプリ
ディストーション用トランスレジスタを通して得られる
電圧振幅信号により駆動しているので、電力増幅器内の
トランジスタの消費電力を最小限に抑えつつ要求特性に
応じた直線性を有する電力増幅器を実現することが可能
になる。
５に、出力信号の振幅の歪みを打ち消すような歪みを与
えた信号によって出力段の電力増幅用トランジスタを駆
動しているので、入力信号の振幅が大きく変化した場合
でも出力信号の振幅の歪みを抑えてその直線性を維持す
ることが可能になる。さらに、本発明の電力増幅器によ
れば、第６に、出力段の電力増幅用トランジスタを駆動
するプッシュプル回路のプルアップ側およびプルダウン
側の少なくとも一方を、トランスコンダクタおよびプリ
ディストーション用トランスレジスタを通して得られる
電圧振幅信号により駆動しているので、電力増幅器内の
トランジスタの消費電力を最小限に抑えつつ要求特性に
応じた直線性を有する電力増幅器を実現することが可能
になる。
【０１７８】さらに、本発明の電力増幅器によれば、第
７に、出力段の電力増幅用トランジスタを駆動するプッ
シュプル形のトランジスタの一方が、トランスコンダク
タおよびプリディストーション用トランスレジスタによ
り駆動されるので、高い電力効率でもって、比較的広範
囲のダイナミックレンジで出力信号の振幅の歪みを抑え
てその直線性を保証することが可能になる。
７に、出力段の電力増幅用トランジスタを駆動するプッ
シュプル形のトランジスタの一方が、トランスコンダク
タおよびプリディストーション用トランスレジスタによ
り駆動されるので、高い電力効率でもって、比較的広範
囲のダイナミックレンジで出力信号の振幅の歪みを抑え
てその直線性を保証することが可能になる。
【０１７９】さらに、本発明の電力増幅器によれば、第
８に、トランスコンダクタにより入力信号を包絡線検波
して得られる信号のエンベロープを、電力増幅用トラン
ジスタと同種のトランジスタを含むプリディストーショ
ン用トランスレジスタを通過させ、入力信号の振幅の増
減に応じて増加または減少するバイアス電圧を生成し、
このバイアス電圧に基づき出力段の電力増幅用トランジ
スタのバイアス電流を制御しているので、入力信号の振
幅が大きく変化した場合でも、電力増幅器が発生する直
線性歪みを低減すると共に、電力増幅用トランジスタの
入力端子に派生する信号のエンベロープを制御すること
が可能になる。
８に、トランスコンダクタにより入力信号を包絡線検波
して得られる信号のエンベロープを、電力増幅用トラン
ジスタと同種のトランジスタを含むプリディストーショ
ン用トランスレジスタを通過させ、入力信号の振幅の増
減に応じて増加または減少するバイアス電圧を生成し、
このバイアス電圧に基づき出力段の電力増幅用トランジ
スタのバイアス電流を制御しているので、入力信号の振
幅が大きく変化した場合でも、電力増幅器が発生する直
線性歪みを低減すると共に、電力増幅用トランジスタの
入力端子に派生する信号のエンベロープを制御すること
が可能になる。
【０１８０】さらに、本発明の電力増幅器によれば、第
９に、トランスコンダクタ内のフォロワ回路を構成する
トランジスタを、Ｂ級動作点の近傍のＡＢ級動作点で動
作させて信号のエンベロープを抽出しているので、上記
トランジスタの消費電力の節減が図れると共に発振が抑
止され、上記の信号のエンベロープを、プリディストー
ション用トランスレジスタを通過させて得られるバイア
ス電圧に基づき電力増幅用トランジスタのバイアス電流
を制御しているので、比較的広範囲のダイナミックレン
ジで出力信号の振幅の歪みが抑えられてその直線性が保
証される。
９に、トランスコンダクタ内のフォロワ回路を構成する
トランジスタを、Ｂ級動作点の近傍のＡＢ級動作点で動
作させて信号のエンベロープを抽出しているので、上記
トランジスタの消費電力の節減が図れると共に発振が抑
止され、上記の信号のエンベロープを、プリディストー
ション用トランスレジスタを通過させて得られるバイア
ス電圧に基づき電力増幅用トランジスタのバイアス電流
を制御しているので、比較的広範囲のダイナミックレン
ジで出力信号の振幅の歪みが抑えられてその直線性が保
証される。
【０１８１】さらに、本発明の電力増幅器によれば、第
１０に、トランスコンダクタ内のフォロワ回路を構成す
るトランジスタを、Ｂ級動作点の近傍のＡＢ級動作点で
動作させて信号のエンベロープを抽出しているので、上
記トランジスタの消費電力の節減が図れると共に発振が
抑止され、上記の信号のエンベロープを平滑化して得ら
れる信号のエンベロープの絶対値に基づき電力増幅用ト
ランジスタのバイアス電流を制御しているので、入力信
号の振幅の変化が速い場合でも、出力信号の振幅の歪み
を抑えてその直線性が保証することが可能になる。
１０に、トランスコンダクタ内のフォロワ回路を構成す
るトランジスタを、Ｂ級動作点の近傍のＡＢ級動作点で
動作させて信号のエンベロープを抽出しているので、上
記トランジスタの消費電力の節減が図れると共に発振が
抑止され、上記の信号のエンベロープを平滑化して得ら
れる信号のエンベロープの絶対値に基づき電力増幅用ト
ランジスタのバイアス電流を制御しているので、入力信
号の振幅の変化が速い場合でも、出力信号の振幅の歪み
を抑えてその直線性が保証することが可能になる。
【０１８２】さらに、本発明の電力増幅器によれば、第
１１に、位相分波器により駆動される２相以上の信号を
並列にプリディストーション回路に入力することによっ
て信号のエンベロープの絶対値を算出するようにしてい
るので、より忠実に信号のエンベロープを抽出して電力
増幅用トランジスタのバイアス電流を正確に制御するこ
とが可能になる。
１１に、位相分波器により駆動される２相以上の信号を
並列にプリディストーション回路に入力することによっ
て信号のエンベロープの絶対値を算出するようにしてい
るので、より忠実に信号のエンベロープを抽出して電力
増幅用トランジスタのバイアス電流を正確に制御するこ
とが可能になる。
【０１８３】さらに、本発明の電力増幅器によれば、第
１２に、複数のトランスコンダクタおよびプリディスト
ーション用トランスレジスタの組の各々から出力される
電圧振幅信号の電圧を合計して得られる和を、出力段の
電力増幅用トランジスタに供給しているので、トランジ
スタの動作条件の変動や製造上のばらつき等があって
も、出力信号の振幅の歪みを正確に打ち消すような電圧
振幅信号を生成することが可能になる。
１２に、複数のトランスコンダクタおよびプリディスト
ーション用トランスレジスタの組の各々から出力される
電圧振幅信号の電圧を合計して得られる和を、出力段の
電力増幅用トランジスタに供給しているので、トランジ
スタの動作条件の変動や製造上のばらつき等があって
も、出力信号の振幅の歪みを正確に打ち消すような電圧
振幅信号を生成することが可能になる。
【図１】本発明の第１の実施例の構成を示す回路図であ
る。
る。
【図２】本発明の第２の実施例の構成を示す回路図であ
る。
る。
【図３】本発明の第３の実施例の構成を示す回路図であ
る。
る。
【図４】本発明の第４の実施例の構成を示す回路図であ
る。
る。
【図５】本発明の第５の実施例の構成を示す回路図であ
る。
る。
【図６】本発明の第６の実施例の構成を示す回路図であ
る。
る。
【図７】本発明の第７の実施例の構成を示す回路図であ
る。
る。
【図８】本発明の第８の実施例の構成を示す回路図であ
る。
る。
【図９】本発明の第９の実施例の構成を示す回路図であ
る。
る。
【図１０】本発明の第１０の実施例の構成を示す回路図
である。
である。
【図１１】本発明の第１１の実施例の構成を示す回路図
である。
である。
【図１２】本発明の実施例に使用されるバイアス電圧供
給回路の具体例を示す回路図である。
給回路の具体例を示す回路図である。
【図１３】本発明の実施例に使用されるトランスコンダ
クタの第１の具体例を示す回路図である。
クタの第１の具体例を示す回路図である。
【図１４】本発明の実施例に使用されるトランスコンダ
クタの第２の具体例を示す回路図である。
クタの第２の具体例を示す回路図である。
【図１５】本発明の実施例に使用されるプリディストー
ション用トランスレジスタの具体例を示す回路図であ
る。
ション用トランスレジスタの具体例を示す回路図であ
る。
【図１６】本発明の実施例に使用される補正付回路の具
体例を示す回路図である。
体例を示す回路図である。
【図１７】本発明の実施例に使用されるローパスフィル
タの具体例を示す回路図である。
タの具体例を示す回路図である。
【図１８】図１５のプリディストーション用トランスレ
ジスタと図１７のローパスフィルタとを融合した回路構
成を示す回路図である。
ジスタと図１７のローパスフィルタとを融合した回路構
成を示す回路図である。
【図１９】本発明の実施例に使用される分相器の具体例
を示す回路図である。
を示す回路図である。
【図２０】本発明の構成をＷＣＤＭＡ用ＭＩＣに適用し
た第１の具体例を示す回路図である。
た第１の具体例を示す回路図である。
【図２１】図２０において２つの入力信号を供給した場
合の各部のシミュレーション電圧波形を示す図である。
合の各部のシミュレーション電圧波形を示す図である。
【図２２】図２０の出力段の電力増幅用トランジスタの
動作状態を示すグラフである。
動作状態を示すグラフである。
【図２３】図２０における入力電圧波形と出力電圧波形
を示すグラフである。
を示すグラフである。
【図２４】本発明の構成をＷＣＤＭＡ用ＭＩＣに適用し
た第２の具体例を示す回路図である。
た第２の具体例を示す回路図である。
【図２５】本発明の構成を適用した混合器の構成を示す
回路図である。
回路図である。
【図２６】本発明の構成を適用した利得可変の増幅器の
構成例を示す回路図である。
構成例を示す回路図である。
【図２７】本発明の構成を適用した３入力の掛け算機能
を有する増幅器の構成例を示す回路図である。
を有する増幅器の構成例を示す回路図である。
【図２８】本発明の第１２の実施例の構成を示す回路図
である。
である。
【図２９】従来のバイアス生成回路を含む電力増幅器の
構成例を示す回路図である。
構成例を示す回路図である。
１−１…分相器 １−２、１−３…トランスコンダクタ １−４、１−５…プリディストーション用トランスレジ
スタ １−６、１−７…トランジスタ １−８…電力増幅用トランジスタ ２−１…分相器 ２−２、２−５…トランスコンダクタ ２−３…プリディストーション用トランスレジスタ ２−４…トランジスタ ２−６…電力増幅用トランジスタ ３−１、３−４…トランスコンダクタ ３−２…プリディストーション用トランスレジスタ ３−３、３−７…電力増幅用トランジスタ ３−５…コンデンサ ３−６…インダクタ ４−１…トランスコンダクタ ４−２…プリディストーション用トランスレジスタ ４−３、４−６…電力増幅用トランジスタ ４−４…インダクタ ４−５…コンデンサ ５−１…トランスコンダクタ ５−２…プリディストーション用トランスレジスタ ５−３…トランジスタ ５−４…インダクタ ５−５…コンデンサ ５−６…電力増幅用トランジスタ ６−１…トランスコンダクタ ６−２…プリディストーション用トランスレジスタ ６−３…ローパスフィルタ ６−４…インダクタ ６−５…整合回路 ６−６…コンデンサ ６−７…電力増幅用トランジスタ ７−１…トランスコンダクタ ７−２…プリディストーション用トランスレジスタ ７−３…ローパスフィルタ ７−４…インダクタ ７−５…コンデンサ ７−６…整合回路 ７−７…抵抗 ７−８、７−９…電力増幅用トランジスタ ８−１…トランスコンダクタ ８−２…プリディストーション用トランスレジスタ ８−３…ローパスフィルタ ８−４…インダクタ ８−５…コンデンサ ８−６…整合回路 ８−７…抵抗 ８−８、８−９…電力増幅用トランジスタ ９−１…トランスコンダクタ ９−２…プリディストーション用トランスレジスタ ９−３…抵抗 ９−４、９−７…電力増幅用トランジスタ ９−５…コンデンサ ９−６…インダクタ １０−１、１０−４…トランスコンダクタ １０−２…プリディストーション用トランスレジスタ １０−３…ローパスフィルタ １０−５、１０−６…電力増幅用トランジスタ １１−１…分相器 １１−２、１１−３…トランスコンダクタ １１−４…プリディストーション用トランスレジスタ ２０…バイアス電圧供給回路 ２２、２４…トランジスタ ３０ａ、３０ｂ…トランスコンダクタ ３３、３６…トランジスタ ４０…プリディストーション用トランスレジスタ ４１、４４…トランジスタ ４８、４９…電力増幅用トランジスタ ５２−１、５３−１、５８−１および５９−１…トラン
ジスタ ５２−２、５３−２、５８−２および５９−２…トラン
ジスタ ５６−１、５６−２…カレントミラー ６０、６３…抵抗 ６２、６４…コンデンサ ６６…トランジスタ ７０…トランジスタ ７２、７５…抵抗 ７４、７７…コンデンサ ７６…トランジスタ ８０−１、８３−１、８４−１および８６−１…トラン
ジスタ ８０−２、８３−２、８４−２および８６−２…トラン
ジスタ ９０ａ、９０ｂ…タンク回路 １０１、１０４…トランスコンダクタ １０２、１０５…プリディストーション用トランスレジ
スタ １０７、１０８…トランジスタ １１１、１１２…電力増幅用トランジスタ １２１、１２４…トランスコンダクタ １２２、１２５…プリディストーション用トランスレジ
スタ １２７、１２８…トランジスタ １３１、１３２…電力増幅用トランジスタ １４１、１４４および１４７…トランスコンダクタ １４２、１４５および１４８…プリディストーション用
トランスレジスタ １５０、１５１…トランジスタ １５４、１５５…電力増幅用トランジスタ １６０…エンベロープ抽出回路 １８０…エンベロープオフセット補正回路 ２００…バイアス生成回路 ２０４…１段目のトランジスタ ２０６、２０８および２１０…トランジスタ ２１３…２段目のトランジスタ
スタ １−６、１−７…トランジスタ １−８…電力増幅用トランジスタ ２−１…分相器 ２−２、２−５…トランスコンダクタ ２−３…プリディストーション用トランスレジスタ ２−４…トランジスタ ２−６…電力増幅用トランジスタ ３−１、３−４…トランスコンダクタ ３−２…プリディストーション用トランスレジスタ ３−３、３−７…電力増幅用トランジスタ ３−５…コンデンサ ３−６…インダクタ ４−１…トランスコンダクタ ４−２…プリディストーション用トランスレジスタ ４−３、４−６…電力増幅用トランジスタ ４−４…インダクタ ４−５…コンデンサ ５−１…トランスコンダクタ ５−２…プリディストーション用トランスレジスタ ５−３…トランジスタ ５−４…インダクタ ５−５…コンデンサ ５−６…電力増幅用トランジスタ ６−１…トランスコンダクタ ６−２…プリディストーション用トランスレジスタ ６−３…ローパスフィルタ ６−４…インダクタ ６−５…整合回路 ６−６…コンデンサ ６−７…電力増幅用トランジスタ ７−１…トランスコンダクタ ７−２…プリディストーション用トランスレジスタ ７−３…ローパスフィルタ ７−４…インダクタ ７−５…コンデンサ ７−６…整合回路 ７−７…抵抗 ７−８、７−９…電力増幅用トランジスタ ８−１…トランスコンダクタ ８−２…プリディストーション用トランスレジスタ ８−３…ローパスフィルタ ８−４…インダクタ ８−５…コンデンサ ８−６…整合回路 ８−７…抵抗 ８−８、８−９…電力増幅用トランジスタ ９−１…トランスコンダクタ ９−２…プリディストーション用トランスレジスタ ９−３…抵抗 ９−４、９−７…電力増幅用トランジスタ ９−５…コンデンサ ９−６…インダクタ １０−１、１０−４…トランスコンダクタ １０−２…プリディストーション用トランスレジスタ １０−３…ローパスフィルタ １０−５、１０−６…電力増幅用トランジスタ １１−１…分相器 １１−２、１１−３…トランスコンダクタ １１−４…プリディストーション用トランスレジスタ ２０…バイアス電圧供給回路 ２２、２４…トランジスタ ３０ａ、３０ｂ…トランスコンダクタ ３３、３６…トランジスタ ４０…プリディストーション用トランスレジスタ ４１、４４…トランジスタ ４８、４９…電力増幅用トランジスタ ５２−１、５３−１、５８−１および５９−１…トラン
ジスタ ５２−２、５３−２、５８−２および５９−２…トラン
ジスタ ５６−１、５６−２…カレントミラー ６０、６３…抵抗 ６２、６４…コンデンサ ６６…トランジスタ ７０…トランジスタ ７２、７５…抵抗 ７４、７７…コンデンサ ７６…トランジスタ ８０−１、８３−１、８４−１および８６−１…トラン
ジスタ ８０−２、８３−２、８４−２および８６−２…トラン
ジスタ ９０ａ、９０ｂ…タンク回路 １０１、１０４…トランスコンダクタ １０２、１０５…プリディストーション用トランスレジ
スタ １０７、１０８…トランジスタ １１１、１１２…電力増幅用トランジスタ １２１、１２４…トランスコンダクタ １２２、１２５…プリディストーション用トランスレジ
スタ １２７、１２８…トランジスタ １３１、１３２…電力増幅用トランジスタ １４１、１４４および１４７…トランスコンダクタ １４２、１４５および１４８…プリディストーション用
トランスレジスタ １５０、１５１…トランジスタ １５４、１５５…電力増幅用トランジスタ １６０…エンベロープ抽出回路 １８０…エンベロープオフセット補正回路 ２００…バイアス生成回路 ２０４…１段目のトランジスタ ２０６、２０８および２１０…トランジスタ ２１３…２段目のトランジスタ
フロントページの続き Ｆターム(参考） 5J090 AA01 AA41 AA63 AA64 CA21 CA32 CA36 FA00 GN03 GN04 HA02 HA25 HA29 HA33 HN05 HN08 HN17 KA00 KA03 KA04 KA05 KA09 KA12 KA29 KA42 KA55 MA01 MA05 MA11 SA13 TA02 TA06 5J091 AA01 AA41 AA63 AA64 CA21 CA32 CA36 FA00 HA02 HA25 HA29 HA33 KA00 KA03 KA04 KA05 KA09 KA12 KA29 KA42 KA55 MA01 MA05 MA11 SA13 TA02 TA06
Claims (14)
- 【請求項１】 少なくとも一つの電力増幅用トランジス
タを有する電力増幅器であって、該電力増幅用トランジ
スタと同じ半導体プロセスにて形成されたトランジスタ
を用いて入力信号の振幅に歪みを与えた信号を、出力段
に位置する電力増幅用トランジスタに入力することを特
徴とする電力増幅器。 - 【請求項２】 前記入力信号の振幅に歪みを与えるプリ
ディストーション回路が、該入力信号に基づいて、所定
の電流振幅を有する電流振幅信号を出力するトランスコ
ンダクタと、該トランスコンダクタにより得られる電流
振幅信号の電流振幅に対し前記出力段の電力増幅用トラ
ンジスタの出力信号の歪みを打ち消すような歪みを与
え、対応する電圧振幅信号として出力するプリディスト
ーション用トランスレジスタとを有しており、該電圧振
幅信号を、前記出力段の電力増幅用トランジスタに入力
する請求項１記載の電力増幅器。 - 【請求項３】 前記トランスコンダクタが、少なくとも
１段のフォロワ回路を有し、少なくとも終段のフォロワ
回路を構成するトランジスタがＢ級動作点の近傍にバイ
アスされており、前記少なくとも終段のフォロワ回路に
より前記入力信号を検波することによって、瞬時の前記
電流振幅信号を得る請求項２記載の電力増幅器。 - 【請求項４】 前記プリディストーション用トランスレ
ジスタが反転増幅回路を含み、該反転増幅回路は、前記
出力段の電力増幅用トランジスタと同種のトランジスタ
によって電流帰還を行うように構成される請求項２記載
の電力増幅器。 - 【請求項５】 前記入力信号が、キャリヤにより変調さ
れた被変調信号である請求項１記載の電力増幅器。 - 【請求項６】 前記出力段の電力増幅用トランジスタ
が、前記入力信号の振幅に歪みを与えた信号により駆動
される請求項１記載の電力増幅器。 - 【請求項７】 前記出力段の電力増幅用トランジスタ
が、プッシュプル回路により駆動され、該プッシュプル
回路のプルアップ側およびプルダウン側の少なくとも一
方は、前記トランスコンダクタおよび前記プリディスト
ーション用トランスレジスタを通して得られる前記電圧
振幅信号により駆動される請求項２記載の電力増幅器。 - 【請求項８】 前記出力段の電力増幅用トランジスタが
プッシュプルで駆動される場合、前記出力段の電力増幅
用トランジスタを駆動するトランジスタの少なくとも一
方は、前記トランスコンダクタおよびプリディストーシ
ョン用トランスレジスタを用いて駆動される請求項２記
載の電力増幅器。 - 【請求項９】 前記入力信号の振幅に歪みを与えるプリ
ディストーション回路が、該入力信号に基づいて、所定
の電流振幅を有する電流振幅信号を出力するトランスコ
ンダクタと、該トランスコンダクタにより得られる電流
振幅信号の電流振幅に歪みを与え、対応する電圧振幅信
号として出力するプリディストーション用トランスレジ
スタとを有しており、前記入力信号のエンベロープを前
記プリディストーション回路に入力し、該プリディスト
ーション回路内の前記プリディストーション用トランス
レジスタから出力される電圧振幅信号により前記出力段
の電力増幅用トランジスタにバイアス電圧を付与し、ま
た一方で、前記入力信号は、整合回路を介して前記出力
段の電力増幅用トランジスタに入力される請求項１記載
の電力増幅器。 - 【請求項１０】 前記トランスコンダクタが、少なくと
も１段のフォロワ回路を有し、少なくとも終段のフォロ
ワ回路を構成するトランジスタがＢ級動作点の近傍にバ
イアスされており、前記少なくとも終段のフォロワ回路
により前記入力信号を包絡線検波することによって、前
記入力信号のエンベロープを得る請求項９記載の電力増
幅器。 - 【請求項１１】 前記トランスコンダクタが有する少な
くとも１段のフォロワ回路における終段のフォロワ回路
を構成するトランジスタがＢ級動作点の近傍にバイアス
されており、前記終段のフォロワ回路の出力側の位置
に、コンデンサを含む平滑回路を設け、該平滑回路を通
して前記入力信号を包絡線検波することにより前記エン
ベロープの絶対値を得る請求項９または１０記載の電力
増幅器。 - 【請求項１２】 前記プリディストーション用トランス
レジスタが反転増幅回路を含み、該反転増幅回路は、前
記出力段の電力増幅用トランジスタと同種のトランジス
タによって電流帰還を行うように構成される請求項１０
または１１記載の電力増幅器。 - 【請求項１３】 前記エンベロープの絶対値を算出する
ための前記平滑回路を含む回路が、位相分波器により駆
動される２相以上の信号を並列に前記プリディストーシ
ョン回路に入力する請求項１０または１１記載の電力増
幅器。 - 【請求項１４】 複数の前記トランスコンダクタおよび
前記プリディストーション用トランスレジスタの組を持
ち、該トランスコンダクタおよび該プリディストーショ
ン用トランスレジスタの組の各々から出力される電圧振
幅信号の電圧を合計して得られる和を、直接またはフォ
ロア回路を通して前記出力段の電力増幅用トランジスタ
に供給する請求項１０記載の電力増幅器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11029012A JP2000228613A (ja) | 1999-02-05 | 1999-02-05 | 電力増幅器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11029012A JP2000228613A (ja) | 1999-02-05 | 1999-02-05 | 電力増幅器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000228613A true JP2000228613A (ja) | 2000-08-15 |
Family
ID=12264509
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11029012A Withdrawn JP2000228613A (ja) | 1999-02-05 | 1999-02-05 | 電力増幅器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000228613A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6437649B2 (en) | 2000-05-19 | 2002-08-20 | Fujitsu Limited | Microwave amplifier |
-
1999
- 1999-02-05 JP JP11029012A patent/JP2000228613A/ja not_active Withdrawn
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6437649B2 (en) | 2000-05-19 | 2002-08-20 | Fujitsu Limited | Microwave amplifier |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20060509 |