JP2003500836A - 改良型高周波パワー・トランジスタ - Google Patents
改良型高周波パワー・トランジスタInfo
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Abstract
(57)【要約】
シリコン・バイポーラ高周波トランジスタ・デバイス及び製造方法。本トランジスタ・デバイスは、動作時にコレクタ−エミッタ間のブレークダウンを回避するために適正なBVCERを維持するための条件を保証する。シリコン・バイポーラ・トランジスタの基板を構成する半導体ダイ上で、シリコン・バイポーラ・トランジスタ(1)の少なくとも片側に沿って集積化抵抗体(20)が配置される。集積化抵抗体は、シリコン・バイポーラ・トランジスタ(1)のベースおよびエミッタの端子間に接続される。この集積化抵抗体(20)は、同半導体ダイ上の拡散p+抵抗体であるか、あるいは分離層上に配置されたポリシリコンまたはNiCr抵抗体である。集積化エミッタ・バラスト抵抗体を備えるインターディジタル形のトランジスタ構造では、付加される単数または複数の抵抗体(20)はバラスト抵抗体を作製するのと同じ工程で製造される。
Description
【0001】
(技術分野)
本発明はシリコン・バイポーラ高周波パワー・トランジスタに関するものであ
って、更に詳細にはセルラ基地局、テレビ送信機等で使用するための、高電圧電
源を用いるディスクリートなトランジスタに関する。
って、更に詳細にはセルラ基地局、テレビ送信機等で使用するための、高電圧電
源を用いるディスクリートなトランジスタに関する。
【0002】
(背景)
高周波電力増幅用のバイポーラ・トランジスタは通信システムの出力部で広く
用いられている。高周波トランジスタは、当初は1950年代にゲルマニウムで
作製されたが、すぐに1960年代の始めにシリコンのバイポーラ・トランジス
タによって置き換わられ、その後、高周波電力領域で主流となっている[1]。
セルラ無線用として、バイポーラ・トランジスタは基地局の出力増幅器で中心的
に採用されており、少なくとも2GHzおよび出力電力200ワットまでは優れ
た特性を発揮することができ、安定性、汎用性、および価格の点でも優れている
。この種の用途に関して別の選択肢となる技術はGaAsのMESFETおよび
横型拡散MOSトランジスタ(LD−MOS)である。電気通信市場が急速に拡
大したことから、新しいタイプのデバイスを開発しようとする動きとともに、既
存技術を更に改善しようとする強い駆動力がある。現時点で利用できるコンピュ
ータ・ツールには、実際の用途での特性や振る舞いを詳細に予測する能力がまだ
ないため、特性の最適化は主として実験的な方法を用いて行なわれている。
用いられている。高周波トランジスタは、当初は1950年代にゲルマニウムで
作製されたが、すぐに1960年代の始めにシリコンのバイポーラ・トランジス
タによって置き換わられ、その後、高周波電力領域で主流となっている[1]。
セルラ無線用として、バイポーラ・トランジスタは基地局の出力増幅器で中心的
に採用されており、少なくとも2GHzおよび出力電力200ワットまでは優れ
た特性を発揮することができ、安定性、汎用性、および価格の点でも優れている
。この種の用途に関して別の選択肢となる技術はGaAsのMESFETおよび
横型拡散MOSトランジスタ(LD−MOS)である。電気通信市場が急速に拡
大したことから、新しいタイプのデバイスを開発しようとする動きとともに、既
存技術を更に改善しようとする強い駆動力がある。現時点で利用できるコンピュ
ータ・ツールには、実際の用途での特性や振る舞いを詳細に予測する能力がまだ
ないため、特性の最適化は主として実験的な方法を用いて行なわれている。
【0003】
パワー・トランジスタは高出力電力および高利得を供給するように特別に設計
される。製造プロセス、デバイス・パラメータ、レイアウト、およびパッケージ
はこの目的に従って注意深く調整される。デバイスは、ブレークダウン電圧、直
流利得や相互コンダクタンス、容量、高周波利得、耐久性、雑音指数、入力/出
力インピーダンス、歪等に関する数多くの詳細な要求に合致しなければならない
。動作周波数は数百MHzからGHz領域に亘る。パワー・トランジスタは高い
信号レベルおよび高い電流密度で動作する。約1Wの出力電力は、特別な配慮を
施すべきスタート・レベルであり、“一般的な”ICタイプのトランジスタと区
別してパワー・デバイスの緩い定義領域に含むことができる。
される。製造プロセス、デバイス・パラメータ、レイアウト、およびパッケージ
はこの目的に従って注意深く調整される。デバイスは、ブレークダウン電圧、直
流利得や相互コンダクタンス、容量、高周波利得、耐久性、雑音指数、入力/出
力インピーダンス、歪等に関する数多くの詳細な要求に合致しなければならない
。動作周波数は数百MHzからGHz領域に亘る。パワー・トランジスタは高い
信号レベルおよび高い電流密度で動作する。約1Wの出力電力は、特別な配慮を
施すべきスタート・レベルであり、“一般的な”ICタイプのトランジスタと区
別してパワー・デバイスの緩い定義領域に含むことができる。
【0004】
バイポーラ・トランジスタは、通常は、単一のダイの上の1種類のn形デバイ
ス(すなわち、NPN)を用いて設計される。コレクタ層(n-エピ)はn+基板
上にエピタキシャルに堆積(デポジット)される。ベースおよびエミッタは拡散
またはイオン打ち込みによってエピタキシャル層上に形成される。ドーピング分
布を変化させることによって、周波数およびブレークダウン電圧特性を変化させ
ることができる。出力電力要求は数百ワットに達し、しばしばキロワットの領域
にも入る。高出力電力は単一ダイの表面に複数のトランジスタ・セルを並列に並
べ、また1つのパッケージの中に複数のダイを並列に並べることで実現される。
パッケージに金メッキした大型のヒート・シンクを設けて、チップで発生する熱
を取り除くことがしばしば行なわれる。
ス(すなわち、NPN)を用いて設計される。コレクタ層(n-エピ)はn+基板
上にエピタキシャルに堆積(デポジット)される。ベースおよびエミッタは拡散
またはイオン打ち込みによってエピタキシャル層上に形成される。ドーピング分
布を変化させることによって、周波数およびブレークダウン電圧特性を変化させ
ることができる。出力電力要求は数百ワットに達し、しばしばキロワットの領域
にも入る。高出力電力は単一ダイの表面に複数のトランジスタ・セルを並列に並
べ、また1つのパッケージの中に複数のダイを並列に並べることで実現される。
パッケージに金メッキした大型のヒート・シンクを設けて、チップで発生する熱
を取り除くことがしばしば行なわれる。
【0005】
直流的データに関しては、BVCEO(ベース開放でのコレクタ−エミッタ間ブ
レークダウン電圧)が最も制約的なパラメータであり、従来からVCC(このクラ
スのデバイスでは、24−28Vの供給電圧が普通である)よりも高く設計され
る。良く知られた経験則によれば、トランジスタのブレークダウン電圧と電流利
得βまたはhFEとの関係は次のようになっている(参考文献[2]も参照):
レークダウン電圧)が最も制約的なパラメータであり、従来からVCC(このクラ
スのデバイスでは、24−28Vの供給電圧が普通である)よりも高く設計され
る。良く知られた経験則によれば、トランジスタのブレークダウン電圧と電流利
得βまたはhFEとの関係は次のようになっている(参考文献[2]も参照):
【0006】
【数1】
【0007】
ここで、BVCEOは既に定義されたものであり、BVCBOはエミッタ開放状態での
コレクタ−ベース間ブレークダウン電圧で、nはBC接合のブレークダウン特性
に関連する経験的な定数で、通常は2.5と4.5の間の値を取る。与えられた
エピのドーピングおよびデバイス設計(定数n)に対して、BVCBOは一定であ
り、従ってBVCEOおよびβは直接的に関係する:すなわち、βが増加すればB
VCEOは減少する。nはドーピング分布を工夫することによって改善でき、そう
することで、BVCBOの性質が一次元接合のそれに、できる限り接近することが
保証される。
コレクタ−ベース間ブレークダウン電圧で、nはBC接合のブレークダウン特性
に関連する経験的な定数で、通常は2.5と4.5の間の値を取る。与えられた
エピのドーピングおよびデバイス設計(定数n)に対して、BVCBOは一定であ
り、従ってBVCEOおよびβは直接的に関係する:すなわち、βが増加すればB
VCEOは減少する。nはドーピング分布を工夫することによって改善でき、そう
することで、BVCBOの性質が一次元接合のそれに、できる限り接近することが
保証される。
【0008】
高出力電力を供給できるデバイスを実現するために、コレクタ層のドーピング
はできる限り高く選ぶべきであり、そうすることで、カーク(Kirk)効果等
の大電流現象を抑制する必要がある。高濃度にドープされたコレクタ層はまた、
より狭い空乏領域を有するという利点を持つので、厚さで決まるブレークダウン
によって制約を受けることなく、少ない寄生抵抗および優れた高周波特性を備え
るより薄いエピ層を選択することが可能となる。問題は、コレクタのドーピング
を高めることによって、式(1)に従ってBVCBOおよびBVCEOが必然的に小さ
くなるということである。
はできる限り高く選ぶべきであり、そうすることで、カーク(Kirk)効果等
の大電流現象を抑制する必要がある。高濃度にドープされたコレクタ層はまた、
より狭い空乏領域を有するという利点を持つので、厚さで決まるブレークダウン
によって制約を受けることなく、少ない寄生抵抗および優れた高周波特性を備え
るより薄いエピ層を選択することが可能となる。問題は、コレクタのドーピング
を高めることによって、式(1)に従ってBVCBOおよびBVCEOが必然的に小さ
くなるということである。
【0009】
高電力利得を供給できるデバイスを実現するために、βは低すぎてはいけない
。電力利得GPは次のような関係式によって表される(参考文献[3]も参照)
:
。電力利得GPは次のような関係式によって表される(参考文献[3]も参照)
:
【0010】
【数2】
【0011】
ここでβは周波数ゼロでの利得(hFE)で、fmaxは最大発振周波数あるいは
電力利得が1に等しくなる周波数である。f=1GHzのときに、fmaxをパラ
メータとして式(2)をhFE対Gpでプロットしたものが図1に示されている
。このプロットから、高いfmaxと低く過ぎないβとが良好な高周波電力利得を
得るために重要であると結論できる。
電力利得が1に等しくなる周波数である。f=1GHzのときに、fmaxをパラ
メータとして式(2)をhFE対Gpでプロットしたものが図1に示されている
。このプロットから、高いfmaxと低く過ぎないβとが良好な高周波電力利得を
得るために重要であると結論できる。
【0012】
βおよびBVCEOを介した、出力電力とコレクタ・ドーピング、電力利得との
間の関係のために、もしも低いBVCEOが受け入れられるのであれば、これは高
周波パワー・トランジスタに関する最重要パラメータの大幅な改善に結びつくで
あろう。
間の関係のために、もしも低いBVCEOが受け入れられるのであれば、これは高
周波パワー・トランジスタに関する最重要パラメータの大幅な改善に結びつくで
あろう。
【0013】
このため、データ・シートにはBVCEOの代わりにBVCERを記載することにな
ろう。増幅器を設計する場合、ベースとエミッタとの間に小さい抵抗を接続し、
ベースが完全に開放状態になることが決して起こらないようにする。もしもその
抵抗が十分小さければ、BVCERは、BVCBOに近い(それより少し小さい)BV CES に接近しよう。コレクタ・ブレークダウン電圧を変化させた場合の特性を図
2に示す。
ろう。増幅器を設計する場合、ベースとエミッタとの間に小さい抵抗を接続し、
ベースが完全に開放状態になることが決して起こらないようにする。もしもその
抵抗が十分小さければ、BVCERは、BVCBOに近い(それより少し小さい)BV CES に接近しよう。コレクタ・ブレークダウン電圧を変化させた場合の特性を図
2に示す。
【0014】
上記から明らかなように、もしもBVCEOがVCCよりも低ければ、回路基板の
付加的な場所を占有する外部抵抗を使用して、デバイスの安全動作を保証しなけ
ればならない。その値はデバイス寸法に依存するので最適値を見出すことは難し
く、経験を積まないとその値を見つけようとする間にデバイスを破壊してしまう
。もしも何らかの理由、例えば特性試験の間、不良はんだ等の理由で抵抗が回路
から切り離されれば、トランジスタは損傷を受けよう。
付加的な場所を占有する外部抵抗を使用して、デバイスの安全動作を保証しなけ
ればならない。その値はデバイス寸法に依存するので最適値を見出すことは難し
く、経験を積まないとその値を見つけようとする間にデバイスを破壊してしまう
。もしも何らかの理由、例えば特性試験の間、不良はんだ等の理由で抵抗が回路
から切り離されれば、トランジスタは損傷を受けよう。
【0015】
(要約)
バイポーラ高周波パワー・トランジスタの半導体ダイ上に、本発明に従ってベ
ース−エミッタ間に抵抗を集積することによって、BVCERを得る条件が常に満
たされることが保証されよう。
ース−エミッタ間に抵抗を集積することによって、BVCERを得る条件が常に満
たされることが保証されよう。
【0016】
従って、BVCERのために必要な抵抗を半導体ダイに集積することによって、
本質的に低いBVCEOを有するトランジスタの利用が簡単になる。
本質的に低いBVCEOを有するトランジスタの利用が簡単になる。
【0017】
本発明に従う方法が、独立項である請求項1および従属項である請求項2−5
に提示されている。更に、本発明に従うトランジスタ・デバイスが、独立項であ
る請求項6に提示されており、更に別の実施の形態が、従属項である請求項7−
10に提示されている。
に提示されている。更に、本発明に従うトランジスタ・デバイスが、独立項であ
る請求項6に提示されており、更に別の実施の形態が、従属項である請求項7−
10に提示されている。
【0018】
本発明は、それの更に別の目的および特徴とともに、以下の詳細な説明を添付
図面と一緒に参照することで最も良く理解されよう。
図面と一緒に参照することで最も良く理解されよう。
【0019】
(詳細な説明)
典型的なバイポーラ・トランジスタのレイアウトが図5に示されている。この
トランジスタは縦型で、コレクタ・コンタクトがシリコン基板の裏面に配置され
ている。この構造の上部の断面図が図6に示されている。
トランジスタは縦型で、コレクタ・コンタクトがシリコン基板の裏面に配置され
ている。この構造の上部の断面図が図6に示されている。
【0020】
今日では、最新の高周波バイポーラ・パワー・トランジスタのほとんどが、大
電力容量を得るために複数個の並列化したトランジスタ区分を含んでおり、それ
によって大量の電流を流し、寄生分を減らし、熱広がりを提供できるようになっ
ている。最も一般的なレイアウト方式であるインターディジタル形レイアウトは
、並列接続された複数のベースおよびエミッタ領域の交番フィンガから成り、シ
リコン頂部(トップ)上に設けた金属リボンで接続されている。能動領域4を備
える典型的なトランジスタ・セルのレイアウトが図5に示されている。参照符号
2はベース端子のボンディング・パッドを示し、3はエミッタ端子のボンディン
グ・パッドを示している。また既に述べたように、基板の裏面はコレクタ端子の
パッドを構成する。
電力容量を得るために複数個の並列化したトランジスタ区分を含んでおり、それ
によって大量の電流を流し、寄生分を減らし、熱広がりを提供できるようになっ
ている。最も一般的なレイアウト方式であるインターディジタル形レイアウトは
、並列接続された複数のベースおよびエミッタ領域の交番フィンガから成り、シ
リコン頂部(トップ)上に設けた金属リボンで接続されている。能動領域4を備
える典型的なトランジスタ・セルのレイアウトが図5に示されている。参照符号
2はベース端子のボンディング・パッドを示し、3はエミッタ端子のボンディン
グ・パッドを示している。また既に述べたように、基板の裏面はコレクタ端子の
パッドを構成する。
【0021】
もしもトランジスタのバイアス電源が一定に保たれ、温度が上昇すると、Vbe
が減少し、コレクタ電流が増大する。そのほかに影響するものがなければ、この
状態はトランジスタを“熱暴走”に突入させ、電流はトランジスタが壊れるまで
に達する。これを回避する1つの方法はエミッタと直列に抵抗を使用することで
ある。コレクタ電流が増大すると、Vbeが減少し、従ってベース電流が減少する
。このエミッタ抵抗を配置する最良の場所はシリコン・チップ上であり、アレイ
状の各能動トランジスタと一緒に配置されよう。こうすれば、エミッタ抵抗と直
列になったインダクタンスは最小に保たれる。このエミッタ抵抗は多くの場合、
バラスト抵抗と呼ばれる。図5のアレイでバラストは参照符号8で示される。
状態はトランジスタを“熱暴走”に突入させ、電流はトランジスタが壊れるまで
に達する。これを回避する1つの方法はエミッタと直列に抵抗を使用することで
ある。コレクタ電流が増大すると、Vbeが減少し、従ってベース電流が減少する
。このエミッタ抵抗を配置する最良の場所はシリコン・チップ上であり、アレイ
状の各能動トランジスタと一緒に配置されよう。こうすれば、エミッタ抵抗と直
列になったインダクタンスは最小に保たれる。このエミッタ抵抗は多くの場合、
バラスト抵抗と呼ばれる。図5のアレイでバラストは参照符号8で示される。
【0022】
図6は、図5の典型的なインターディジタル形セルの、より詳細な模式的断面
図を示す。参照符号11は、n-エピ基板材料12のトップ上のp形ベース層を
指す。ベース領域材料中にはn+にドープされたエミッタ領域13および2つの
p+にドープされたベース・コンタクト領域10が見える。ベース・コンタクト
領域10は更に金属21に接しており、またエミッタ・コンタクト領域13は更
に金属22に接している。複数のエミッタ金属の対が、図5に示されたフォーク
形の端子フィンガ7によって組み合わされる。金属(メタライズ)フィンガ7は
バラスト抵抗8を介してエミッタ端子のボンディング・パッド3へつながれる。
これに対応して、ベース金属(メタライゼーション)は、図5に従う構造の上部
において組み合わされて、ベース端子のボンディング・パッド2へつながれる。
図6の断面に従う構造には、窒化物のパッシベーション層17とともに、酸化物
層15および16と、窒化物層14とが見える。図5および6は一般的なシリコ
ン・プレーナ技術の利用を示している。典型的な1GHz技術では、エミッタと
ベースとの間の周期的間隔で定義されるピッチは4−5μmのオーダーであり、
エミッタおよびベースの開口部は典型的には1ないし1.5μm幅である。シリ
サイド、例えばPtSiをエミッタおよびベース開口部に用いて接触抵抗を下げ
、それに伴って寄生的なベース抵抗を下げることがしばしば行なわれる。金属と
半導体材料との間の更に良好な拡散障壁を確保するために、ここに参照[5]に
よって取り込む我々の米国特許第5,821,620号に開示されたマイクロ回
路相互接続用の配線方法に従って多重層TiW/TiW(N)/TiW障壁を使
用することができる。デバイス間の分離は行なわず、シリコン基板全体がコレク
タを構成する。
図を示す。参照符号11は、n-エピ基板材料12のトップ上のp形ベース層を
指す。ベース領域材料中にはn+にドープされたエミッタ領域13および2つの
p+にドープされたベース・コンタクト領域10が見える。ベース・コンタクト
領域10は更に金属21に接しており、またエミッタ・コンタクト領域13は更
に金属22に接している。複数のエミッタ金属の対が、図5に示されたフォーク
形の端子フィンガ7によって組み合わされる。金属(メタライズ)フィンガ7は
バラスト抵抗8を介してエミッタ端子のボンディング・パッド3へつながれる。
これに対応して、ベース金属(メタライゼーション)は、図5に従う構造の上部
において組み合わされて、ベース端子のボンディング・パッド2へつながれる。
図6の断面に従う構造には、窒化物のパッシベーション層17とともに、酸化物
層15および16と、窒化物層14とが見える。図5および6は一般的なシリコ
ン・プレーナ技術の利用を示している。典型的な1GHz技術では、エミッタと
ベースとの間の周期的間隔で定義されるピッチは4−5μmのオーダーであり、
エミッタおよびベースの開口部は典型的には1ないし1.5μm幅である。シリ
サイド、例えばPtSiをエミッタおよびベース開口部に用いて接触抵抗を下げ
、それに伴って寄生的なベース抵抗を下げることがしばしば行なわれる。金属と
半導体材料との間の更に良好な拡散障壁を確保するために、ここに参照[5]に
よって取り込む我々の米国特許第5,821,620号に開示されたマイクロ回
路相互接続用の配線方法に従って多重層TiW/TiW(N)/TiW障壁を使
用することができる。デバイス間の分離は行なわず、シリコン基板全体がコレク
タを構成する。
【0023】
バイポーラ高周波(RF)パワー・トランジスタの半導体ダイ上で、ベース−
エミッタ間に別の抵抗を集積することによって、適切なBVCERを得る条件が常
に満たされることが保証されよう。
エミッタ間に別の抵抗を集積することによって、適切なBVCERを得る条件が常
に満たされることが保証されよう。
【0024】
図3および4は、RBEを集積した半導体ダイの回路図を示し、2つの可能性を
示している。ここで図3の回路は今日の外部抵抗を備えた好適な解に対応しよう
。
示している。ここで図3の回路は今日の外部抵抗を備えた好適な解に対応しよう
。
【0025】
BE抵抗20を付加するやり方の例が図7に示されている。この抵抗はベース
およびエミッタの金属へ、少なくとも片側でつながれるが、アレイ構造の両側(
図5の左側と右側)でつながれることが好ましい。図7の実施の形態は図3の回
路を表している。
およびエミッタの金属へ、少なくとも片側でつながれるが、アレイ構造の両側(
図5の左側と右側)でつながれることが好ましい。図7の実施の形態は図3の回
路を表している。
【0026】
半導体ダイ上に集積される抵抗はいくつかの異なる方法で形成できる。最も一
般的な3つは、拡散抵抗、ポリシリコン抵抗、および例えばNiCrのような金
属抵抗である。能動エミッタ領域とエミッタ接続(エミッタ・パッド)との間に
分布(ディストリビュート)した抵抗を集積することは高電圧でのデバイス動作
、既に述べたエミッタのバラストのために必要である。その他の受動的要素、例
えばキャパシタの集積についても既知である(参考文献[4]も参照)。
般的な3つは、拡散抵抗、ポリシリコン抵抗、および例えばNiCrのような金
属抵抗である。能動エミッタ領域とエミッタ接続(エミッタ・パッド)との間に
分布(ディストリビュート)した抵抗を集積することは高電圧でのデバイス動作
、既に述べたエミッタのバラストのために必要である。その他の受動的要素、例
えばキャパシタの集積についても既知である(参考文献[4]も参照)。
【0027】
実際のBE抵抗は上述の方法(拡散、ポリ、NiCr)の任意のものによって
形成されるが、不可欠なエミッタ・バラスト抵抗と同じ方法を用いて形成される
ことが好ましい。都合のよいことに、抵抗値は抵抗領域の面積(端子間の矩形の
大きさ)およびドーピングによって選べる。バラスト抵抗と同じドーピング工程
を利用することが可能で、それは調節可能な注入量で、通常は抵抗領域の部分だ
けが開いたマスクを用いてイオン打ち込みされる。しかし、バラスト抵抗は新し
いトランジスタや新しい応用に対応するように開発(デベロープメント)段階で
調節が必要なため、工学的な観点からは、BE抵抗用のドーピング・レベル(レ
イアウトと組み合わせて)を独立して選択できるように付加的なマスクを使用す
ることが便利である。
形成されるが、不可欠なエミッタ・バラスト抵抗と同じ方法を用いて形成される
ことが好ましい。都合のよいことに、抵抗値は抵抗領域の面積(端子間の矩形の
大きさ)およびドーピングによって選べる。バラスト抵抗と同じドーピング工程
を利用することが可能で、それは調節可能な注入量で、通常は抵抗領域の部分だ
けが開いたマスクを用いてイオン打ち込みされる。しかし、バラスト抵抗は新し
いトランジスタや新しい応用に対応するように開発(デベロープメント)段階で
調節が必要なため、工学的な観点からは、BE抵抗用のドーピング・レベル(レ
イアウトと組み合わせて)を独立して選択できるように付加的なマスクを使用す
ることが便利である。
【0028】
少なくともエミッタおよびベースのコンタクト用にポリシリコンを使用するト
ランジスタに関しては、トランジスタ構造の中にBE抵抗を実現するためのより
厳密ではるかに進歩した方法も存在しよう。その場合、抵抗もポリシリコンにな
る。このケースでは、抵抗は図4に対応するようにつながれようが、REバラス
トの効果を劣化させないように注意する必要がある。
ランジスタに関しては、トランジスタ構造の中にBE抵抗を実現するためのより
厳密ではるかに進歩した方法も存在しよう。その場合、抵抗もポリシリコンにな
る。このケースでは、抵抗は図4に対応するようにつながれようが、REバラス
トの効果を劣化させないように注意する必要がある。
【0029】
付加されたBE抵抗がn-形コレクタのエピ上に拡散させたp+である場合には
、ベース/エミッタ電圧が常にコレクタ電圧よりも低くなるようにしなければな
らないが、これは通常そうなっている。ポリシリコンやNiCrの抵抗を使用す
る場合は、それらは分離層15,16(図6の左側)の上に配置され、コレクタ
基板に対して相対的な任意の電圧を使用できる。これらの抵抗はまた、重要なB
C容量が拡散抵抗の場合よりも小さい点で有利である。
、ベース/エミッタ電圧が常にコレクタ電圧よりも低くなるようにしなければな
らないが、これは通常そうなっている。ポリシリコンやNiCrの抵抗を使用す
る場合は、それらは分離層15,16(図6の左側)の上に配置され、コレクタ
基板に対して相対的な任意の電圧を使用できる。これらの抵抗はまた、重要なB
C容量が拡散抵抗の場合よりも小さい点で有利である。
【0030】
この例で使用されるレイアウトに関するBE抵抗の典型的な値は10Ωである
。
。
【0031】
この方法に関する1つの小さい欠点は、それがベース−エミッタのバイアス電
流を増大させることであり、その結果として効率、すなわち、η=PRF,out/P DC,in で定義されるコレクタ効率に影響が及ぶ。この増加は非常にわずかなもの
であり、典型的な応用分野で使用されるデバイスは、例えば低電圧を扱う用途で
のデバイスと比べて、特に効率を厳しく追及しない。
流を増大させることであり、その結果として効率、すなわち、η=PRF,out/P DC,in で定義されるコレクタ効率に影響が及ぶ。この増加は非常にわずかなもの
であり、典型的な応用分野で使用されるデバイスは、例えば低電圧を扱う用途で
のデバイスと比べて、特に効率を厳しく追及しない。
【0032】
しかし、重要な利点はBE抵抗の集積によって得られる一般的な保護であり、
この抵抗はコレクタ−エミッタのブレークダウンを回避するためのBVCERの適
切な値を維持するための条件を確保するように常に存在する。
この抵抗はコレクタ−エミッタのブレークダウンを回避するためのBVCERの適
切な値を維持するための条件を確保するように常に存在する。
【0033】
インターディジタル構造の集積化BE抵抗を用いた本発明の別の実施の形態で
は、個々のエミッタ・バラスト抵抗に対して更にバイパス・キャパシタがチップ
上に設けられて、高周波パワー・トランジスタの利得を増大させている。
は、個々のエミッタ・バラスト抵抗に対して更にバイパス・キャパシタがチップ
上に設けられて、高周波パワー・トランジスタの利得を増大させている。
【0034】
当業者は、特許請求の範囲に定義された本発明のスコープから外れることなく
、本発明に対して各種の修正および変更が可能であることを理解されよう。
、本発明に対して各種の修正および変更が可能であることを理解されよう。
【0035】
(参考文献)
[1]H.F.Cooke,“マイクロ波トランジスタ:理論と設計(Micr
owave Transistors:Theory and Design)
”,Proc.IEEE,1971年8月,第59巻,頁1163。 [2]例えば、S.M.Sze,“半導体デバイスの物理(Physics o
f Semiconductor Devices)”第2版,1981年、J
ohn Wiley & Sons,Inc.出版,頁151。 [3]R.Allison,“シリコン・バイポーラ・マイクロ波パワー・トラ
ンジスタ(Silicon Bipolar Microwave Power
Transistors)”、IEEE Trans. Microwave
Theory & Techniques,1979年,第MTT−27巻、
第5号,頁415。 [4]T.Johansson, L.Leighton,1997年11月4
日発行の米国特許第5,684,326号。 [5]S.−H.Hong,1998年10月13日発行の米国特許第5,82
1,620号。
owave Transistors:Theory and Design)
”,Proc.IEEE,1971年8月,第59巻,頁1163。 [2]例えば、S.M.Sze,“半導体デバイスの物理(Physics o
f Semiconductor Devices)”第2版,1981年、J
ohn Wiley & Sons,Inc.出版,頁151。 [3]R.Allison,“シリコン・バイポーラ・マイクロ波パワー・トラ
ンジスタ(Silicon Bipolar Microwave Power
Transistors)”、IEEE Trans. Microwave
Theory & Techniques,1979年,第MTT−27巻、
第5号,頁415。 [4]T.Johansson, L.Leighton,1997年11月4
日発行の米国特許第5,684,326号。 [5]S.−H.Hong,1998年10月13日発行の米国特許第5,82
1,620号。
【図1】
1GHzにおける電力(高周波)利得を直流利得hFEおよびfmaxの関数と
して示すグラフ。
して示すグラフ。
【図2】
コレクタ・ブレークダウン電圧をパラメータとして示す特性図。
【図3】
外部または集積化BE抵抗の第1の可能性を示す模式図。
【図4】
完全に集積されたBE抵抗の第2の可能性を示す模式図。
【図5】
典型的な高周波パワー・トランジスタのレイアウト図。
【図6】
図5に示す高周波パワー・トランジスタの断面図。
【図7】
本発明に従って、図5に従うレイアウトに追加されたBE抵抗を示す図。
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(81)指定国 EP(AT,BE,CH,CY,
DE,DK,ES,FI,FR,GB,GR,IE,I
T,LU,MC,NL,PT,SE),OA(BF,BJ
,CF,CG,CI,CM,GA,GN,GW,ML,
MR,NE,SN,TD,TG),AP(GH,GM,K
E,LS,MW,SD,SL,SZ,TZ,UG,ZW
),EA(AM,AZ,BY,KG,KZ,MD,RU,
TJ,TM),AE,AG,AL,AM,AT,AU,
AZ,BA,BB,BG,BR,BY,CA,CH,C
N,CR,CU,CZ,DE,DK,DM,DZ,EE
,ES,FI,GB,GD,GE,GH,GM,HR,
HU,ID,IL,IN,IS,JP,KE,KG,K
P,KR,KZ,LC,LK,LR,LS,LT,LU
,LV,MA,MD,MG,MK,MN,MW,MX,
NO,NZ,PL,PT,RO,RU,SD,SE,S
G,SI,SK,SL,TJ,TM,TR,TT,TZ
,UA,UG,UZ,VN,YU,ZA,ZW
Claims (10)
- 【請求項1】 シリコン・バイポーラ高周波パワー・トランジスタを製造す
るための方法であって、コレクタ−エミッタ間のブレークダウンを回避するため
に適正なBVCERを維持するための条件を保証し、 前記シリコン・バイポーラ・トランジスタの基板を構成する半導体ダイ上のシ
リコン・バイポーラ・トランジスタ(1)の少なくとも片側に沿って集積化抵抗
(20)を配置する工程;および 前記シリコン・バイポーラ・トランジスタ(1)のベース(2)およびエミッ
タ(3)端子間に前記集積化抵抗を接続する工程; を特徴とする方法。 - 【請求項2】 請求項1に記載の方法であって、更に、前記集積化抵抗を、
前記半導体ダイ上の拡散p+抵抗(20)として形成する工程を特徴とする方法
。 - 【請求項3】 請求項1に記載の方法であって、更に、前記集積化抵抗(2
0)を、分離層上に配置されたポリシリコンまたはNiCr抵抗として形成する
工程を特徴とする方法。 - 【請求項4】 請求項2または3に記載の方法であって、少なくとも1つの
エミッタ・バラスト抵抗(8)の形成と同時に、前記シリコン・バイポーラ・ト
ランジスタのベース(2)およびエミッタ(3)の端子間に前記集積化抵抗(2
0)を形成する工程を特徴とする方法。 - 【請求項5】 請求項4に記載の方法であって、前記シリコン・バイポーラ
・トランジスタ(1)を構成する前記半導体ダイ中に集積された少なくとも1個
のエミッタ・バラスト抵抗(8)毎に、1個のバイパス・キャパシタを導入する
工程を特徴とする方法。 - 【請求項6】 パワー・トランジスタ・デバイスであって、コレクタ−エミ
ッタ間のブレークダウンを回避するために適正なBVCERを維持する条件を保証
し、 前記シリコン・バイポーラ・トランジスタの基板を構成する半導体ダイ中でシ
リコン・バイポーラ・トランジスタ(1)の少なくとも片側に沿った集積化抵抗
(20)であって、前記シリコン・バイポーラ・トランジスタ(1)のベース(
2)およびエミッタ(3)の端子間に接続された前記集積化抵抗(20)、 を特徴とするパワー・トランジスタ・デバイス。 - 【請求項7】 請求項6に記載のパワー・トランジスタ・デバイスであって
、前記集積化抵抗(20)が前記半導体ダイ上の拡散p+抵抗であり、それによ
ってベース/エミッタ電圧がコレクタ電圧よりも常に低くなることが保証される
ことを特徴とするパワー・トランジスタ・デバイス。 - 【請求項8】 請求項6に記載のパワー・トランジスタ・デバイスであって
、前記集積化抵抗(20)が分離層の頂部上に配置されたポリシリコンまたはN
iCr抵抗であることを特徴とするパワー・トランジスタ・デバイス。 - 【請求項9】 請求項6に記載のパワー・トランジスタ・デバイスであって
、前記トランジスタ(1)が、熱暴走を阻止する集積化エミッタ・バラスト抵抗
(8)を備えるインターディジタル構造を構成する高周波パワー・トランジスタ
であることを特徴とするパワー・トランジスタ・デバイス。 - 【請求項10】 請求項9に記載のパワー・トランジスタ・デバイスであっ
て、前記高周波パワー・トランジスタが、該トランジスタの利得を増大させるた
めの集積化バイパス・キャパシタを、集積化エミッタ・バラスト抵抗(8)毎に
備えていることを特徴とするパワー・トランジスタ・デバイス。
Applications Claiming Priority (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
SE9901771-7 | 1999-05-17 | ||
SE9901771A SE515836C3 (sv) | 1999-05-17 | 1999-05-17 | Förfarande för tillverkning av en bipolär högfrekvent kiseltransistor samt effekttransistoranordning |
PCT/SE2000/000943 WO2000070681A1 (en) | 1999-05-17 | 2000-05-12 | Improved rf power transistor |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2003500836A true JP2003500836A (ja) | 2003-01-07 |
Family
ID=20415606
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2000619032A Withdrawn JP2003500836A (ja) | 1999-05-17 | 2000-05-12 | 改良型高周波パワー・トランジスタ |
Country Status (11)
Country | Link |
---|---|
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EP (1) | EP1186040A1 (ja) |
JP (1) | JP2003500836A (ja) |
KR (1) | KR20020000804A (ja) |
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HK (1) | HK1046060A1 (ja) |
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WO (1) | WO2000070681A1 (ja) |
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US6841795B2 (en) * | 2002-10-25 | 2005-01-11 | The University Of Connecticut | Semiconductor devices employing at least one modulation doped quantum well structure and one or more etch stop layers for accurate contact formation |
US6974969B2 (en) | 2003-01-13 | 2005-12-13 | The University Of Connecticut | P-type quantum-well-base bipolar transistor device employing interdigitated base and emitter formed with a capping layer |
US6946720B2 (en) * | 2003-02-13 | 2005-09-20 | Intersil Americas Inc. | Bipolar transistor for an integrated circuit having variable value emitter ballast resistors |
DE102004023193B4 (de) * | 2004-05-11 | 2009-11-19 | Infineon Technologies Ag | Transistoranordnung und Herstellungsverfahren derselben |
JP2007165492A (ja) * | 2005-12-13 | 2007-06-28 | Seiko Instruments Inc | 半導体集積回路装置 |
CN101986434A (zh) * | 2010-12-17 | 2011-03-16 | 中国电子科技集团公司第五十五研究所 | 一种横向双极晶体管及其制作方法 |
CN103730486A (zh) * | 2013-10-18 | 2014-04-16 | 苏州贝克微电子有限公司 | 一种横向pnp功率晶体管 |
CN113161351B (zh) * | 2021-03-23 | 2022-03-11 | 江苏新顺微电子股份有限公司 | 双极晶体管集成高压启动电阻的器件结构及制造方法 |
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US5414296A (en) * | 1992-12-22 | 1995-05-09 | Spectrian, Inc. | Venetian blind cell layout for RF power transistor |
US5329156A (en) * | 1992-12-22 | 1994-07-12 | Spectrian, Inc. | Feed bus for RF power transistors |
MY115336A (en) | 1994-02-18 | 2003-05-31 | Ericsson Telefon Ab L M | Electromigration resistant metallization structures and process for microcircuit interconnections with rf-reactively sputtered titanium tungsten and gold |
US5684326A (en) * | 1995-02-24 | 1997-11-04 | Telefonaktiebolaget L.M. Ericsson | Emitter ballast bypass for radio frequency power transistors |
DE69618178D1 (de) * | 1996-05-14 | 2002-01-31 | Cons Ric Microelettronica | Ein integrierter Schaltkreis mit einer Vorrichtung die eine festgelegte Sperrspannungsschwelle und eine Temperaturkompensationsvorrichtung mittels Vbe-Multiplizierer aufweist |
-
1999
- 1999-05-17 SE SE9901771A patent/SE515836C3/sv not_active IP Right Cessation
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-
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- 2000-05-12 JP JP2000619032A patent/JP2003500836A/ja not_active Withdrawn
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-
2002
- 2002-10-08 HK HK02107353.4A patent/HK1046060A1/zh unknown
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