JP2003319654A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 一次側に電流共振形コンバータを備える複合
共振形コンバータについて電力変換効率の向上を図る。 【解決手段】 複合共振形コンバータとして、一次側に
おいては、電流共振形コンバータに部分電圧共振回路を
組み合わせるようにしている。そして、二次側に対し
て、二次側並列共振回路、二次側直列共振回路、さらに
は二次側部分電圧共振回路を組み合わせた構成を採って
いる。そして、絶縁コンバータトランスについては、磁
脚にギャップを形成しないことで、一次側と二次側の結
合係数をこれまでよりも高いものとする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、各種電子機器に電
源として備えられるスイッチング電源回路に関するもの
である。

【０００２】

【従来の技術】スイッチング電源回路として、例えばフ
ライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形
式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知ら
れている。これらのスイッチングコンバータはスイッチ
ング動作波形が矩形波状であることから、スイッチング
ノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、
電力変換効率の向上にも限界があることがわかってい
る。そこで、先に本出願人により、各種共振形コンバー
タによるスイッチング電源回路が各種提案されている。
共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると
共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低
ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数によ
り構成することができるというメリットも有している。

【０００３】図３１の回路図は、先に本出願人が提案し
た発明に基づいて構成することのできる、先行技術とし
てのスイッチング電源回路の一例を示している。この図
に示す電源回路の基本構成としては、一次側スイッチン
グコンバータとして自励式の電流共振形コンバータを備
えている。

【０００４】この図に示す電源回路において、商用交流
電源から直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を生成する
ための整流回路系としては、図示するようにして、２本
の低速リカバリ型の整流ダイオードＤ1,Ｄ2と、２本の
平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2を接続することで、倍電圧
整流回路を形成している。これにより、直列接続された
２本の平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の両端には、交流入
力電圧ＶACの２倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉ
が得られる。この整流平滑電圧Ｅｉが、後段のスイッチ
ングコンバータに対して直流入力電圧として供給され
る。

【０００５】この図に示す電源回路のスイッチングコン
バータは電流共振形とされ、図のように２つのスイッチ
ング素子Ｑ1，Ｑ2をハーフブリッジ結合により接続して
いる。この場合、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2について
は、バイポーラトランジスタが選定されている。スイッ
チング素子Ｑ1のベースに対しては、ベース電流制限抵
抗ＲB1−共振用コンデンサＣB1−駆動巻線ＮB1を直列接
続して成る自励発振駆動回路が接続される。スイッチン
グ素子Ｑ1のベース−エミッタ間には、ダンパーダイオ
ードＤD1が図示する方向によって接続される。また、ス
イッチング素子Ｑ1のコレクタ−ベース間には、起動時
の電流をベースに流すための起動抵抗Ｒｓ1が接続され
る。同様にして、スイッチング素子Ｑ2のベースに対し
ては、ベース電流制限抵抗ＲB2−共振用コンデンサＣB2
−駆動巻線ＮB2を直列接続して成る自励発振駆動回路が
接続される。また、ベース−エミッタ間には、ダンパー
ダイオードＤD2が接続され、コレクタ−ベース間には起
動抵抗Ｒｓ2が接続される。

【０００６】ここで、スイッチング素子Ｑ1側の自励発
振駆動回路を形成する共振用コンデンサＣB1のキャパシ
タンスと駆動巻線ＮB1のインダクタンスによっては直列
共振回路が形成される。同様にして、スイッチング素子
Ｑ2側の自励発振駆動回路を形成する共振用コンデンサ
ＣB2のキャパシタンスと駆動巻線ＮB2のインダクタンス
によっても直列共振回路が形成される。そして、これら
直列共振回路の共振周波数によって決定されるスイッチ
ング周波数によって、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が自励
式でスイッチング駆動されることになる。また、後述す
るように、ドライブトランスＰＲＴにおいては、駆動巻
線ＮB1，ＮB2が互いに逆極性となる交番電圧が励起され
るようになっていることから、スイッチング素子Ｑ1，
Ｑ2は、交互にオン／オフするようにして、スイッチン
グ動作を行う。

【０００７】また、スイッチング素子Ｑ2 のコレクタ−
エミッタ間に対しては、並列に部分共振コンデンサＣｐ
が接続されている。この部分共振コンデンサＣｐのキャ
パシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンス
成分Ｌ１によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）
を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のター
ンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得ら
れるようになっている。

【０００８】ドライブトランスＰＲＴ (Power Regulati
ng Transformer）はスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッ
チング駆動すると共に、定電圧制御のためにスイッチン
グ周波数を可変制御するために備えられる。そして、こ
のドライブトランスＰＲＴは、駆動巻線ＮB1，ＮB2及び
共振電流検出巻線ＮAを巻回するとともに、更にこれら
の各巻線に対して制御巻線Ｎｃが直交する方向に巻回さ
れた可飽和リアクトルとされている。なお、駆動巻線Ｎ
B1と、駆動巻線ＮB2は、互いに逆極性の電圧が励起され
るようになっている。

【０００９】絶縁コンバータトランスＰＩＴ (Power Is
olation Transformer)はスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2の
スイッチング出力を二次側に伝送する。この絶縁トラン
スＰＩＴの一次巻線Ｎ１の一端は、共振電流検出巻線Ｎ
Aを介してスイッチング素子Ｑ1のエミッタとスイッチン
グ素子Ｑ2のコレクタの接点（スイッチング出力点）に
接続されることで、スイッチング出力が得られるように
される。

【００１０】また、この場合には、一次巻線Ｎ1の他端
は直列共振コンデンサＣ1を介して一次側アースに接続
されている。そして、上記直列共振コンデンサＣ1のキ
ャパシタンスと、一次巻線Ｎ1を含む絶縁コンバータト
ランスＰＩＴのインダクタンス成分により、一次側スイ
ッチングコンバータの動作を電流共振形とするための一
次側直列共振回路を形成している。このようにして、こ
の図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、電
流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振動作と
が複合的に得られていることになる。本明細書では、こ
のようにして、複合的な共振動作が得られるスイッチン
グコンバータについて、「複合共振形コンバータ」とも
いうことにする。

【００１１】また、この場合の絶縁コンバータトランス
ＰＩＴの二次側には、二次巻線Ｎ2と、この二次巻線Ｎ2
よりも巻き数（ターン数）の少ない二次巻線Ｎ3が巻装
されている。二次巻線Ｎ2に対しては、図示するように
してブリッジ整流回路ＤBR及び平滑コンデンサＣO1が接
続されることで、全波整流動作によって、平滑コンデン
サＣO1の両端に二次側直流出力電圧ＥO1が得られるよう
になっている。また、二次巻線Ｎ3は、センタータップ
を施した上で、図示するようにして整流ダイオードＤO
3，ＤO4、及び平滑コンデンサＣO2を接続することによ
って全波整流回路が形成され、平滑コンデンサＣO2の両
端に二次側直流出力電圧ＥO2を生成するようにされる。
これら二次側直流出力電圧ＥO1，ＥO2は、それぞれ図示
しない負荷に対して供給される。また、二次側直流出力
電圧ＥO1は、制御回路１のための検出電圧としても分岐
して入力される。

【００１２】絶縁コンバータトランスＰＩＴは、例えば
図３３に示す構造を有している。絶縁コンバータトラン
スＰＩＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ
２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コ
アが備えられる。そして、一次側と二次側の巻装領域が
互いに独立するようにして分割された上で一体化された
ボビンＢに対して、一次巻線Ｎ1と、二次巻線Ｎ2をそれ
ぞれの巻装領域に対スして巻装している。なお、一次巻
線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2は、それぞれ６０μmmφのリッツ
線をガラ巻きにより巻装している。また、図３１におい
ては、二次側に二次巻線Ｎ3も巻装されているが、ここ
での図示は省略している。そして、中央磁脚に対しては
図のようにギャップＧを形成するようにしている。これ
によって、結合係数ｋとしては、例えばｋ≒０．８程度
による疎結合の状態を得るようにしている。なお、ギャ
ップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の中央磁脚を、２本
の外磁脚よりも短くすることで形成することが出来る。

【００１３】制御回路１では、二次側直流出力電圧ＥO1
のレベル変化に応じて、制御巻線ＮCに流す制御電流
（直流電流）レベルを可変することで、直交形制御トラ
ンスＰＲＴに巻装された駆動巻線ＮBのインダクタンス
ＬBを可変制御する。これにより、駆動巻線ＮBのインダ
クタンスＬBを含んで形成されるメインスイッチング素
子Ｑ1のための自励発振駆動回路内の直列共振回路の共
振条件が変化する。これは、メインスイッチング素子Ｑ
1のスイッチング周波数を可変する動作となり、この動
作によって二次側の直流出力電圧を安定化する。

【００１４】また、先に本出願人が提案した発明に基づ
いて構成することのできるスイッチング電源回路の他の
例を、図３２の回路図に示す。この図に示す電源回路
は、他励式による電流共振形コンバータに対して部分電
圧共振回路が組み合わされた複合共振形コンバータとし
ての構成を採っている。なお、この図において図３１と
同一部分については同一符号を付し、共通となる構成部
分については説明を省略する。

【００１５】この図に示す電源回路においては、先ず、
商用交流電源ＡＣに対して、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び
１本の平滑コンデンサＣｉから成る全波整流回路が備え
られる。従ってこの場合には、全波整流動作によって、
平滑コンデンサＣｉの両端に整流平滑電圧Ｅｉ（直流入
力電圧）が得られることになる。この整流平滑電圧Ｅｉ
は、交流入力電圧ＶACの等倍に対応したレベルとなる。

【００１６】この場合、上記直流入力電圧を入力してス
イッチングする電流共振形コンバータとしては、図示す
るようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチン
グ素子Ｑ1，Ｑ2をハーフブリッジ結合により接続してい
る。スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ソース−ドレイン間
に対しては、図示する方向により、それぞれクランプダ
イオードＤD1，ＤD2を並列に接続している。また、スイ
ッチング素子Ｑ2のソース−ドレイン間に対しては、部
分共振コンデンサＣｐを並列に接続することで、絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1と共に並列共振
回路（部分電圧共振回路）を形成している。これによ
り、図３２に示す電源回路としても部分電圧共振動作が
得られることになり、複合共振形コンバータとしての動
作が得られることになる。

【００１７】この他励式である電源回路においては、ス
イッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッチング駆動するため
に、例えば汎用のＩＣによる発振ドライブ回路２が設け
られる。この発振ドライブ回路２は、スイッチング素子
Ｑ1，Ｑ2の各ゲートに対してドライブ信号としてのゲー
ト電圧を印加する。これにより、スイッチング素子Ｑ
1，Ｑ2は、所要のスイッチング周波数により交互にオン
／オフするようにしてスイッチング動作を行うようにさ
れる。

【００１８】なお、発振ドライブ回路２は、絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴの一次側に追加的に巻装された低圧
巻線Ｎ4と、コンデンサＣ4から成る整流回路によって得
られた低圧直流電圧を入力して動作電源としている。ま
た、起動時においては、起動抵抗Ｒｓを介して整流平滑
電圧Ｅｉを入力することで起動するようになっている。

【００１９】この図に示す電源回路の絶縁コンバータト
ランスＰＩＴは、図３３による説明と同様の構造を有す
る。つまり、例えばＥＥ型コアの中央磁脚に対してギャ
ップを形成することで、一次側と二次側の結合係数ｋと
しては、ｋ＝０．８程度の疎結合の状態が得られるよう
にしているものである。

【００２０】この場合の制御回路１は、二次側直流出力
電圧ＥO1のレベル変化に応じて可変の直流電流を生成
し、フォトカプラＰＣを介して発振ドライブ回路２に供
給する。発振ドライブ回路２では、フォトカプラＰＣを
介して入力された制御回路１の出力に応じて、スイッチ
ング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数が可変されるよ
うにしてスイッチング駆動する。このようにしてスイッ
チング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数が可変される
ことで、二次側直流出力電圧のレベルが安定化されるこ
とになる。

【００２１】図３４は、図３１に示した電源回路におけ
る要部の動作をスイッチング周期により示す波形図であ
る。スイッチング素子Ｑ2のスイッチング動作は、スイ
ッチング素子Ｑ2のコレクタ−エミッタ間電圧ＶQ2及び
コレクタ電流ＩQ2により示される。つまり、スイッチン
グ素子Ｑ2がオフとなる期間ＴOFFにおいては、コレクタ
電流ＩQ2は０レベルになると共に、コレクタ−エミッタ
間電圧ＶQ2としては、整流平滑電圧Ｅｉによりクランプ
されたレベルが得られることになる。これに対して、ス
イッチング素子Ｑ2がオンとなる期間ＴONにおいては、
図示する波形によりコレクタ電流ＩQ2が流れると共に、
コレクタ−エミッタ間電圧ＶQ2は０レベルとなる。この
コレクタ電流ＩQ2は、期間ＴONにおいて一次巻線Ｎ1に
流れる一次巻線電流Ｉ1が流れるものとなる。なお、こ
こでは図示していないが、スイッチング素子Ｑ1は、ス
イッチング素子Ｑ2と交互となるタイミングでオン／オ
フ動作していることから、スイッチング素子Ｑ1のコレ
クタ−エミッタ間電圧、及びコレクタ電流は、スイッチ
ング素子Ｑ2のコレクタ−エミッタ間電圧ＶQ2及びコレ
クタ電流ＩQ2をほぼ１８０°移相した波形となるもので
ある。したがって、スイッチング素子Ｑ1側がオンとな
る期間ＴOFFにおける一次巻線電流Ｉ1の波形部分が、ス
イッチング素子Ｑ1のコレクタ電流として流れるものと
なる。そして、この場合には、スイッチング素子Ｑ1，
Ｑ2にそれぞれ流れるコレクタ電流は３Ａｐであり、一
次巻線電流Ｉ1は６Ａｐ−ｐとなる。

【００２２】また、スイッチング素子Ｑ2のコレクタ−
エミッタ間に対して並列に接続される部分共振コンデン
サＣｐには、図示するようにして、スイッチング素子Ｑ
2のターンオフ時に正極性の部分共振電流ＩC2が流れ、
スイッチング素子Ｑ1のターンオフ時（スイッチング素
子Ｑ2のターンオン時）に負極性の部分共振電流ＩC2が
流れるようになっており、部分電圧共振動作が得られて
いることが分かる。そして、このような動作波形からも
分かるように、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、ＺＶＳ(Z
ero Voltage Switching：零電圧スイッチング)及びＺＣ
Ｓ(Zero Current Switching：零電流スイッチング）動
作が得られることになって、スイッチング損失の低減が
図られている。

【００２３】また、二次巻線Ｎ2に対して接続されたブ
リッジ整流回路ＤBRの正極入力端子と負極入力端子との
間の整流電圧Ｖ2は、図示するように、ブリッジ整流回
路ＤBRの正／負の各整流電流経路のダイオードが導通す
るのに応じて、絶対値レベルが二次側直流出力電圧ＥO1
のレベルでクランプされた波形が得られる。なお、ここ
での詳しい説明は省略するが、図３２に示した電源回路
についても、ほぼ同様の動作波形が得られる。

【００２４】また、図３１に示した構成による電源回路
の特性として、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力
Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの変動に対する、ＡＣ→ＤＣ電力
変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）、スイッチング周波数ｆｓ、
及びスイッチング素子Ｑ2（又はＱ1）のオン期間ＴONを
図３５に示す。この図３５に示すように、負荷電力Ｐｏ
が重くなって二次側直流出力電圧が低下するのに応じ
て、スイッチング周波数ｆｓは低下するように制御さ
れ、これに応じて期間ＴONが長くなっていることが分か
る。また、ＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）
は、例えば負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時には９１．８％、
負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗでは９２．４％となり、負荷電
力Ｐｏ＝１５０Ｗ時において最も高効率な状態が得られ
ている。

【００２５】なお、図３１に示す電源回路として、上記
図３４に示す動作及び図３５に示す特性を得るのにあた
っては、次のように各部を選定している。 一次巻線Ｎ1＝二次巻線Ｎ2＝４５Ｔ 一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．０５６μＦ 部分共振コンデンサＣｐ＝３３０ｐＦ

【００２６】

【発明が解決しようとする課題】ところで、電源回路と
しては、電力変換効率はできるだけ高いことが好まし
い。しかしながら、図３１及び図３２に示す電源回路で
は、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１は５０ＫＨ
ｚ程度である。そして、交流入力電圧ＶAC＝９０Ｖの最
小入力電圧、及び最大負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗの条件に
おいても、スイッチング周波数ｆｓについて共振周波数
ｆｏ１よりも高いｆｓ＝５３ＫＨｚが維持されるように
して、二次側直流出力電圧ＥO1＝１３５Ｖで安定化され
るようにしなければならない。この条件を満たさない
と、安定したＺＶＳ及びＺＣＳの動作によって起動する
ことができないからである。このために、一次側直列共
振コンデンサＣ1については、０．０５６μＦを選定
し、かつ、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、
１ｍｍ〜２ｍｍ程度のギャップを形成して結合係数ｋ＝
０．８程度の疎結合の状態を得るようにしなければなら
ない。

【００２７】上記のようにして、一次側巻線と二次側巻
線とを疎結合の状態にしていることから、自ずとＡＣ→
ＤＣ電力変換効率（ηAC→DC）の向上には限界がある。
具体的には、負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ、交流入力電圧Ｖ
AC＝１００Ｖ時のＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηAC→DC）
は、図３１に示した回路では、図３５によっても説明し
たように９２％程度が限界となる。また、図３２に示し
た回路では、負荷電力Ｐｏが約１２０Ｗ時で９０％程度
が限界であり、特に、負荷電力Ｐｏが１２０Ｗよりも高
い場合には、９０％程度に低下する。

【００２８】また、絶縁コンバータトランスＰＩＴが疎
結合の状態とされていることで、絶縁コンバータトラン
スＰＩＴからの漏洩磁束の発生レベルは高くなってしま
う。このため、回路の実際としては、絶縁コンバータト
ランスＰＩＴに銅板のショートリングを設けるなどして
対策することが必要になり、それだけ、絶縁コンバータ
トランスＰＩＴのコストアップ及び大型化を招くことに
なる。さらに、絶縁コンバータトランスＰＩＴが疎結合
の状態にある場合、ギャップＧ近傍の一次側巻線と二次
側巻線とは、いわゆるフリンジ磁束による渦電流損失に
よって温度上昇しているために、信頼性の点で不利とな
る。

【００２９】さらに、絶縁コンバータトランスＰＩＴの
中央磁脚にギャップＧを形成するのにあたっては、例え
ばフェライト材のＥ型コアの中央磁脚を研磨するように
される。この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴを製
造するのに、研磨工程が追加されることとなってしまう
ので、その分コストアップになってしまうという問題も
生じる。

【００３０】

【課題を解決するための手段】そこで本発明は上記した
課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のよう
に構成することとした。先ず、第１及び第４の実施の形
態に対応する請求項１に記載のスイッチング電源回路と
しては、次のように構成する。つまり、入力された直流
入力電圧を断続するようにしてスイッチング動作を行う
電流共振形のスイッチング手段と、スイッチング手段の
スイッチング出力を一次側から二次側に伝送するために
設けられ、コアの磁脚にギャップを形成しないことで所
要以上の結合係数が得られるようにされた絶縁コンバー
タトランスと、少なくとも、絶縁コンバータトランスの
一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、一次巻線に直列
接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンス
とによって形成され、スイッチング手段の動作を電流共
振形とする一次側直列共振回路とを備える。また、スイ
ッチング手段を形成する複数のスイッチング素子のう
ち、所定のスイッチング素子に対して並列に接続される
部分共振コンデンサのキャパシタンスと、上記絶縁コン
バータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分に
よって形成され、上記スイッチング手段を形成する複数
のスイッチング素子のターンオフ期間に電圧共振動作を
行う一次側部分電圧共振回路を備える。また、絶縁コン
バータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分
と、この二次巻線に対して並列に接続される二次側並列
共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成される
二次側並列共振回路を備える。そして、絶縁コンバータ
トランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して整流
動作を行って、二次側直流出力電圧を生成するように構
成された直流出力電圧生成手段と、二次側直流出力電圧
のレベルに応じて、スイッチング手段のスイッチング周
波数を可変することで、二次側直流出力電圧に対する定
電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段とを備
えることとした。

【００３１】また、第２及び第５の実施の形態に対応す
る請求項２に記載のスイッチング電源回路としては次の
ように構成することとした。つまり、入力された直流入
力電圧を断続するようにしてスイッチング動作を行う電
流共振形のスイッチング手段と、スイッチング手段のス
イッチング出力を一次側から二次側に伝送するために設
けられ、コアの磁脚にギャップを形成しないことで所要
以上の結合係数が得られるようにされた絶縁コンバータ
トランスと、少なくとも、絶縁コンバータトランスの一
次巻線の漏洩インダクタンス成分と、一次巻線に直列接
続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスと
によって形成され、スイッチング手段の動作を電流共振
形とする一次側直列共振回路とを備えることとした。ま
た、スイッチング手段を形成する複数のスイッチング素
子のうち、所定のスイッチング素子に対して並列に接続
される部分共振コンデンサのキャパシタンスと、絶縁コ
ンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分
によって形成され、スイッチング手段を形成する複数の
スイッチング素子のターンオフ期間に電圧共振動作を行
う一次側部分電圧共振回路を備える。絶縁コンバータト
ランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、この二
次巻線に対して直列に接続される二次側直列共振コンデ
ンサのキャパシタンスとによって形成される二次側直列
共振回路を備える。また、絶縁コンバータトランスの二
次巻線に得られる交番電圧を入力して整流動作を行っ
て、二次側直流出力電圧を生成するように構成された直
流出力電圧生成手段と、二次側直流出力電圧のレベルに
応じて、スイッチング手段のスイッチング周波数を可変
することで、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を
行うように構成された定電圧制御手段とを備えることと
した。

【００３２】また、第３及び６の実施の形態に対応する
請求項３に記載のスイッチング電源回路としては次のよ
うに構成することとした。入力された直流入力電圧を断
続するようにしてスイッチング動作を行う電流共振形の
スイッチング手段と、スイッチング手段のスイッチング
出力を一次側から二次側に伝送するために設けられ、コ
アの磁脚にギャップを形成しないことで所要以上の結合
係数が得られるようにされた絶縁コンバータトランス
と、少なくとも、絶縁コンバータトランスの一次巻線の
漏洩インダクタンス成分と、一次巻線に直列接続された
一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって
形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形と
する一次側直列共振回路とを備える。また、スイッチン
グ手段を形成する複数のスイッチング素子のうち、所定
のスイッチング素子に対して並列に接続される部分共振
コンデンサのキャパシタンスと、絶縁コンバータトラン
スの一次巻線の漏洩インダクタンス成分によって形成さ
れ、上記スイッチング手段を形成する複数のスイッチン
グ素子のターンオフ期間に電圧共振動作を行う一次側部
分電圧共振回路を備える。また、絶縁コンバータトラン
スの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、この二次巻
線に対して並列に接続される二次側並列共振コンデンサ
のキャパシタンスとによって形成される二次側並列共振
回路を備える。また、絶縁コンバータトランスの二次巻
線の漏洩インダクタンス成分と、この二次巻線に対して
直列に接続される二次側直列共振コンデンサのキャパシ
タンスとによって形成される二次側直列共振回路を備え
る。また、絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られ
る交番電圧を入力して整流動作を行って、二次側直流出
力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手
段と、二次側直流出力電圧のレベルに応じて、スイッチ
ング手段のスイッチング周波数を可変することで、二次
側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成さ
れた定電圧制御手段とを備えることとした。

【００３３】また、第７の実施の形態に対応する請求項
４に記載のスイッチング電源回路としては、次のように
構成することとした。つまり、入力された直流入力電圧
を断続するようにしてスイッチング動作を行う電流共振
形のスイッチング手段と、スイッチング手段のスイッチ
ング出力を一次側から二次側に伝送するために設けら
れ、コアの磁脚にギャップを形成しないことで所要以上
の結合係数が得られるようにされた絶縁コンバータトラ
ンスと、少なくとも、絶縁コンバータトランスの一次巻
線の漏洩インダクタンス成分と、一次巻線に直列接続さ
れた一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによ
って形成され、スイッチング手段の動作を電流共振形と
する一次側直列共振回路とを備える。また、スイッチン
グ手段を形成する複数のスイッチング素子のうち、所定
のスイッチング素子に対して並列に接続される部分共振
コンデンサのキャパシタンスと、上記絶縁コンバータト
ランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分によって形
成され、上記スイッチング手段を形成する複数のスイッ
チング素子のターンオフ期間に電圧共振動作を行う一次
側部分電圧共振回路を備える。また、絶縁コンバータト
ランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して整流動
作を行って、二次側直流出力電圧を生成するように構成
された直流出力電圧生成手段を備える。さらに、絶縁コ
ンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分
と、この二次巻線に対して並列に接続される二次側並列
共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、
上記直流出力電圧生成手段を形成するダイオード素子の
ターンオン期間、及びターンオフ期間においてのみ電圧
共振する二次側部分電圧共振回路を備える。また、二次
側直流出力電圧のレベルに応じて、スイッチング手段の
スイッチング周波数を可変することで、二次側直流出力
電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧
制御手段を備えることとした。

【００３４】また、第８の実施の形態に対応する請求項
５に記載のスイッチング電源回路については次のように
構成することとした。つまり、入力された直流入力電圧
を断続するようにしてスイッチング動作を行う電流共振
形のスイッチング手段と、スイッチング手段のスイッチ
ング出力を一次側から二次側に伝送するために設けら
れ、コアの磁脚にギャップを形成しないことで所要以上
の結合係数が得られるようにされた絶縁コンバータトラ
ンスと、少なくとも、絶縁コンバータトランスの一次巻
線の漏洩インダクタンス成分と、一次巻線に直列接続さ
れた一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによ
って形成され、スイッチング手段の動作を電流共振形と
する一次側直列共振回路とを備える。また、スイッチン
グ手段を形成する複数のスイッチング素子のうち、所定
のスイッチング素子に対して並列に接続される部分共振
コンデンサのキャパシタンスと、上記絶縁コンバータト
ランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分によって形
成され、上記スイッチング手段を形成する複数のスイッ
チング素子のターンオフ期間に電圧共振動作を行う一次
側部分電圧共振回路を備える。また、絶縁コンバータト
ランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して整流動
作を行って、二次側直流出力電圧を生成するように構成
された直流出力電圧生成手段を備える。また、絶縁コン
バータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分
と、この二次巻線に対して並列に接続される二次側並列
共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、
上記直流出力電圧生成手段を形成するダイオード素子の
ターンオン期間、及びターンオフ期間においてのみ電圧
共振する二次側部分電圧共振回路と絶縁コンバータトラ
ンスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、この二次
巻線に対して直列に接続される二次側直列共振コンデン
サのキャパシタンスとによって形成される二次側直列共
振回路とを備える。そして、二次側直流出力電圧のレベ
ルに応じて、スイッチング手段のスイッチング周波数を
可変することで、二次側直流出力電圧に対する定電圧制
御を行うように構成された定電圧制御手段とを備えるこ
ととした。

【００３５】また、第９の実施の形態に対応する請求項
６に記載のスイッチング電源回路については次のように
構成することとした。つまり、入力された直流入力電圧
を断続するようにしてスイッチング動作を行う電流共振
形のスイッチング手段と、スイッチング手段のスイッチ
ング出力を一次側から二次側に伝送するために設けら
れ、コアの磁脚にギャップを形成しないことで所要以上
の結合係数が得られるようにされた絶縁コンバータトラ
ンスと、少なくとも、絶縁コンバータトランスの一次巻
線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接
続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスと
によって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流
共振形とする一次側直列共振回路とを備える。また、ス
イッチング手段を形成する複数のスイッチング素子のう
ち、所定のスイッチング素子に対して並列に接続される
部分共振コンデンサのキャパシタンスと、絶縁コンバー
タトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分によっ
て形成され、スイッチング手段を形成する複数のスイッ
チング素子のターンオフ期間に電圧共振動作を行う一次
側部分電圧共振回路とを備える。また、コンデンサと、
スイッチング手段のスイッチング周波数に応じたスイッ
チング動作を行う補助スイッチング素子とを直列接続し
て形成され、上記一次側直列共振コンデンサに対して並
列に接続されるスイッチング回路を備える。また、絶縁
コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入
力して整流動作を行って、二次側直流出力電圧を生成す
るように構成された直流出力電圧生成手段と、絶縁コン
バータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分
と、この二次巻線に対して並列に接続される二次側並列
共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、
上記直流出力電圧生成手段を形成するダイオード素子の
ターンオン期間、及びターンオフ期間においてのみ電圧
共振する二次側部分電圧共振回路と、上記二次側直流出
力電圧のレベルに応じて、上記スイッチング手段のスイ
ッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧
に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御
手段とを備えることとした。

【００３６】上記各構成によれば、複合共振形コンバー
タとして、一次側は電流共振形スイッチングコンバータ
（スイッチング手段）と一次側部分電圧共振回路が組み
合わされた基本構成を採ることになる。そのうえで、二
次側に対しては、二次側並列共振回路、二次側直列共振
回路、及び部分電圧共振回路の何れか１つ、または、二
次側並列共振回路と二次側直列共振回路、二次側直列共
振回路と部分電圧共振回路を組み合わせた共振回路が設
けられる。電流共振形コンバータとして上記した構成が
採られることで、二次側の共振回路により電力をまかな
うことが可能となって、絶縁コンバータトランスとして
は、ギャップを形成しないでより高い結合度を与えるよ
うにしている。そして、このような複合共振形コンバー
タとしての組み合わせを得ると共に、より高い結合度が
与えられた絶縁コンバータトランスの構造とを併せるこ
とで、これまでよりも電力変換効率を高めることが可能
になる。

【００３７】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態として
のスイッチング電源回路について説明を行っていく。本
発明の実施の形態としては、第１の実施の形態から第９
の実施の形態までを挙げることとする。

【００３８】＜第１の実施の形態＞図１は、本発明の第
１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例
を示している。この図に示す電源回路は、一次側スイッ
チングコンバータとして、自励式による電流共振形コン
バータが備えられる。この図に示す電源回路において
は、商用交流電源ＡＣに対して２本の低速リカバリ型の
整流ダイオードＤ1，Ｄ2と、２本の平滑コンデンサＣｉ
1，Ｃｉ2が備えられる。整流ダイオードＤ1のアノード
は、商用交流電源ＡＣの正極ラインに接続され、カソー
ドは平滑コンデンサＣｉ1の正極端子に接続される。平
滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2は直列に接続されている。つ
まり、平滑コンデンサＣｉ1の負極端子は平滑コンデン
サＣｉ2の正極端子と接続され、平滑コンデンサＣｉ2の
負極端子は一次側アースに接続される。また、整流ダイ
オードＤ2のアノードは、一次側アースに接続され、カ
ソードは商用交流電源ＡＣの正極端子に対して接続され
る。

【００３９】このようにして整流ダイオードＤ1，Ｄ2及
び平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2が接続されることで、商
用交流電源ＡＣから整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）
を生成する整流回路系としては、倍電圧整流回路が形成
される。これにより、直列接続された平滑コンデンサＣ
ｉ1−Ｃｉ2の両端には、交流入力電圧ＶACの２倍のレベ
ルに対応する整流平滑電圧Ｅｉが得られることになる。

【００４０】この図に示す一次側の自励式による電流共
振形コンバータとしては、図のように２つのスイッチン
グ素子Ｑ1，Ｑ2を備えて成る。この場合、スイッチング
素子Ｑ1，Ｑ2については、バイポーラトランジスタが選
定されている。これらスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、ハ
ーフブリッジ結合方式によって接続されている。つま
り、スイッチング素子Ｑ1のコレクタは、整流平滑電圧
Ｅｉのライン（平滑コンデンサＣｉ1の正極端子）と接
続される。スイッチング素子Ｑ1のエミッタは、スイッ
チング素子Ｑ2のコレクタと接続され、スイッチング素
子Ｑ2のエミッタは一次側アースに対して接続される。

【００４１】また、スイッチング素子Ｑ1のベースに対
しては、ベース電流制限抵抗ＲB1−共振用コンデンサＣ
B1−駆動巻線ＮB1を直列接続して成る自励発振駆動回路
が接続される。ここで、共振用コンデンサＣB1−駆動巻
線ＮB1の直列接続は、共振用コンデンサＣB1のキャパシ
タンスと、駆動巻線ＮB1のインダクタンスによって直列
共振回路を形成しており、この直列共振回路の共振周波
数によってスイッチング周波数が決定される。また、ベ
ース電流制限抵抗ＲB1は、自励発振駆動回路からスイッ
チング素子Ｑ1のベースに流すべき駆動信号としてのベ
ース電流レベルを調整する。

【００４２】また、スイッチング素子Ｑ1のベース−エ
ミッタ間には、ダンパーダイオードＤD1が図示する方向
によって接続されることで、オン期間における逆方向電
流経路を形成する。また、スイッチング素子Ｑ1のコレ
クタ−ベース間には、起動時の電流をベースに流すため
の起動抵抗Ｒｓ1が接続される。

【００４３】同様にして、スイッチング素子Ｑ2のベー
スに対しては、ベース電流制限抵抗ＲB2−共振用コンデ
ンサＣB2−駆動巻線ＮB2を直列接続して成る自励発振駆
動回路が接続される。そして、共振用コンデンサＣB2−
駆動巻線ＮB2によって、直列共振回路が形成される。ま
た、ベース−エミッタ間には、ダンパーダイオードＤD2
が接続され、コレクタ−ベース間には起動抵抗Ｒｓ2が
接続される。

【００４４】また、スイッチング素子Ｑ2 のコレクタ−
エミッタ間に対しては、並列に部分共振コンデンサＣｐ
が接続されている。この部分共振コンデンサＣｐのキャ
パシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンス
成分Ｌ１によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）
を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のター
ンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得ら
れるようになっている。

【００４５】ドライブトランスＰＲＴ (Power Regulati
ng Transformer）はスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッ
チング駆動すると共に、定電圧制御のためにスイッチン
グ周波数を可変制御するために設けられる。このドライ
ブトランスＰＲＴは、駆動巻線ＮB1，ＮB2及び共振電流
検出巻線ＮAを巻回するとともに、更にこれらの各巻線
に対して制御巻線Ｎｃが直交する方向に巻回された可飽
和リアクトルとされている。なお、駆動巻線ＮB1と、駆
動巻線ＮB2は、互いに逆極性の電圧が励起される巻方向
によって巻装されている。

【００４６】絶縁コンバータトランスＰＩＴ (Power Is
olation Transformer)はスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2の
スイッチング出力を二次側に伝送する。この絶縁トラン
スＰＩＴの一次巻線Ｎ１の一端は、共振電流検出巻線Ｎ
Aを介してスイッチング素子Ｑ1のエミッタとスイッチン
グ素子Ｑ2のコレクタの接点（スイッチング出力点）に
接続されることで、スイッチング出力が得られるように
される。

【００４７】また、この場合には、一次巻線Ｎ1の他端
は直列共振コンデンサＣ1を介して一次側アースに接続
されている。そして、上記直列共振コンデンサＣ1のキ
ャパシタンスと、一次巻線Ｎ1を含む絶縁コンバータト
ランスＰＩＴのインダクタンス成分により、一次側スイ
ッチングコンバータの動作を電流共振形とするための一
次側直列共振回路を形成している。また、特に本実施の
形態においては、上記一次側直列共振回路の共振周波数
ｆｏ１としては、１０ＫＨｚ以下となるようにしてい
る。このために、一次側直列共振コンデンサＣ1につい
ては、１μＦとしている。このようにして、この図に示
す一次側スイッチングコンバータとしては、電流共振形
としての動作と、前述した部分電圧共振動作とが複合的
に得られていることになる。本明細書では、このように
して、複合的な共振動作が得られるスイッチングコンバ
ータについて、「複合共振形コンバータ」ともいうこと
にする。

【００４８】この電源回路のスイッチング動作として
は、例えば次のようになる。先ず商用交流電源ＡＣが投
入されると、例えば起動抵抗Ｒｓ1，Ｒｓ2を介してスイ
ッチング素子Ｑ1、Ｑ2のベースに起動のためのベース電
流が供給されることになる。ここで、例えばドライブト
ランスＰＲＴの駆動巻線ＮB1，ＮB2には、互いに逆極性
の電圧が励起されることになるので、スイッチング素子
Ｑ1が先にオンとなったとすれば、スイッチング素子Ｑ2
はオフとなるように制御される。そして、これら駆動巻
線ＮB1，ＮB2に励起された交番電圧を源として、スイッ
チング素子Ｑ1，Ｑ2の各自励発振駆動回路が、共振動作
による自励発振動作を行う。これにより、スイッチング
素子Ｑ1，Ｑ2が交互にオン／オフするように制御され
る。つまりスイッチング動作を行うことになる。そして
例えばスイッチング素子Ｑ1がオンとなったときには、
そのスイッチング出力として、共振電流検出巻線ＮAを
介して一次巻線Ｎ1及び直列共振コンデンサＣ1に共振電
流が流れるが、この共振電流が０となる近傍で、スイッ
チング素子Ｑ1がオフとなるとともに、スイッチング素
子Ｑ2がオンとなる。これにより、スイッチング素子Ｑ2
を介して先とは逆方向の共振電流が流れる。以降、ＺＶ
Ｓ及びＺＣＳにより、スイッチング素子Ｑ1、Ｑ2が交互
にオンとなる自励式のスイッチング動作が継続される。
また、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2がオン／オフ動作に伴
い、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時の短期間
においては、部分共振コンデンサＣｐに電流が流れる。
つまり、部分共振電圧動作が得られる。

【００４９】また、この場合の絶縁コンバータトランス
ＰＩＴの二次側には、二次巻線Ｎ2と、この二次巻線Ｎ2
よりも巻き数（ターン数）の少ない二次巻線Ｎ3が巻装
されている。そして、この場合の二次巻線Ｎ2に対して
は、二次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続され
る。この二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタン
スと、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2とに
よって、二次側並列共振回路が形成される。このため、
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2に交番電
圧が励起されることによっては、二次側にて並列共振
（電圧共振）動作が得られることになる。つまり、図１
に示す電源回路は、複合共振形コンバータとして、一次
側では、電流共振動作及び部分電圧共振動作が得られる
と共に、二次側においては電圧共振動作が得られるよう
に構成されていることになる。

【００５０】この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、図示
するようにしてブリッジ整流回路ＤBR及び平滑コンデン
サＣO1が接続されることで、全波整流回路が形成され
る。この全波整流回路の全波整流動作によって、平滑コ
ンデンサＣO1の両端に二次側直流出力電圧ＥO1が得られ
るようになっている。また、二次巻線Ｎ3は、センター
タップを施した上で、図示するようにして整流ダイオー
ドＤO3，ＤO4、及び平滑コンデンサＣO2を接続すること
によって全波整流回路が形成され、平滑コンデンサＣO2
の両端に二次側直流出力電圧ＥO2を生成するようにされ
る。これら二次側直流出力電圧ＥO1，ＥO2は、それぞれ
図示しない負荷に対して供給される。また、二次側直流
出力電圧ＥO1は、制御回路１のための検出電圧としても
分岐して入力される。

【００５１】この図１に示す絶縁コンバータトランスＰ
ＩＴは、例えば図４に示す構造を有している。絶縁コン
バータトランスＰＩＴは、フェライト材によるＥ型コア
ＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わ
せたＥＥ型コアが備えられる。そして、一次側と二次側
の巻装領域が互いに独立するようにして分割された上で
一体化されたボビンＢに対して、一次巻線Ｎ1と、二次
巻線Ｎ2をそれぞれの巻装領域に対スして巻装してい
る。なお、図１に示す回路では、二次側に二次巻線Ｎ3
も巻装されているが、ここでの図示は省略している。そ
して、この図に示すように、本実施の形態としての絶縁
コンバータトランスＰＩＴの中央磁脚に対してはギャッ
プは形成しないものとしている。これによって、結合係
数ｋ＝０．９程度となり、例えば図３３に示した絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴよりも高い結合度を得るように
している。例えば先行技術の電源回路では、絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴについて疎結合の状態とすること
で、中間負荷時における異常発振を抑止していた。これ
に対して、本実施の形態の電源回路では、二次側に備え
られる共振回路の共振動作によって、中間負荷時に異常
発振が生じないようにしている。このため、絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴとしては、これまでよりも高い結合
度を得るように構成しても、電源回路の動作上での問題
は生じないことになる。

【００５２】また、ギャップを形成しないことで、本実
施の形態の絶縁コンバータトランスＰＩＴを形成するた
めのコアとしては、Ｅ型コア以外のコアを選定する自由
度も与えられる。そして、例えば図５に示すようにし
て、Ｕ型コアを用いた絶縁コンバータトランスＰＩＴの
構造とすることもできる。この図５に示す絶縁コンバー
タトランスＰＩＴは、２つのＵ型コアＣｒ１１，Ｃｒ１
２を組み合わせてＵ−Ｕ型コアを形成する。この際、Ｕ
型コアＣｒ１１，Ｃｒ１２の各磁脚が対向する面に対し
ては、ギャップを形成せずに、そのまま磁脚の対向面ど
うしを接触させている。そして、ボビンＢに対して、図
示するようにして一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2とを互いに
分割された巻装領域に巻装した上で、上記のようにして
形成されるＵ−Ｕ型コアの一方の磁脚に対して、取り付
けるようにされる。

【００５３】図１に示す制御回路１は、二次側直流出力
電圧ＥO1のレベル変化に応じて、制御巻線ＮCに流す制
御電流（直流電流）レベルを可変することで、直交形制
御トランスＰＲＴに巻装された駆動巻線ＮBのインダク
タンスＬBを可変制御する。これにより、駆動巻線ＮBの
インダクタンスＬBを含んで形成されるメインスイッチ
ング素子Ｑ1のための自励発振駆動回路内の直列共振回
路の共振条件が変化する。これは、メインスイッチング
素子Ｑ1のスイッチング周波数を可変する動作となり、
この動作によって二次側の直流出力電圧を安定化する。

【００５４】また、上記構成における要部の部品素子に
ついては、下記のように選定することとした。 一次巻線Ｎ1＝４５Ｔ 二次巻線Ｎ2＝３８Ｔ 一次側直列共振コンデンサＣ1＝１μＦ 部分共振コンデンサＣｐ＝６８０ｐＦ 二次側並列共振コンデンサＣ2＝０．０２２μＦ そして、このようにして各素子を選定していることで、
一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１は、１０ＫＨｚ
以下となるように設定されている。また、二次側並列共
振回路の共振周波数ｆｏ２は、８３ＫＨｚ程度となるよ
うにされている。

【００５５】図６の波形図は、上記図１に示した構成に
よる電源回路についての要部の動作を示している。な
お、この図に示す動作は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ
系で、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗの条件のもとでの測定結
果を示している。スイッチング素子Ｑ2は、期間ＴONに
おいてオンとなり、期間ＴOFFにおいてオフとなるよう
にスイッチング動作を行う。そして、スイッチング素子
Ｑ2に流れるスイッチング電流ＩQ2は、図示するように
して、期間ＴOFFにおいては０レベルで、期間ＴONにお
いては、先ず、開始時においてダンパーダイオードＤD2
からスイッチング素子Ｑ2のベース→コレクタを介して
負極正方向にダンパー電流が流れ、この後、コレクタ−
エミッタを介して流れる波形となる。

【００５６】また、スイッチング素子Ｑ2のコレクタ−
エミッタ間電圧ＶQ2は、期間ＴOFFにおいては整流平滑
電圧Ｅｉ（直流入力電圧）のレベルでクランプされたパ
ルスとなり、期間ＴONにおいては、０レベルとなる波形
が得られる。なお、スイッチング素子Ｑ1は、スイッチ
ング素子Ｑ2に対して交互にオン／オフするタイミング
でスイッチングしている。従って、スイッチング素子Ｑ
1のスイッチング電流及びコレクタ−エミッタ間電圧と
しては、上記スイッチング電流ＩQ2及びコレクタ−エミ
ッタ間電圧ＶQ2と同じ波形形状とされたうえで、ほぼ１
８０°移相されたものとなる。

【００５７】そして、この図においては一次巻線Ｎ1に
スイッチング出力として流れる一次巻線電流Ｉ1が示さ
れている。この一次巻線電流Ｉ1は、スイッチング素子
Ｑ1，Ｑ2のスイッチング動作に応じて、一次側直列共振
回路（Ｃ1−Ｎ1）の直列共振回路の共振動作によって得
られる共振電流である。そして、この一次巻線電流Ｉ1
は、スイッチング素子Ｑ1がオフでスイッチング素子Ｑ2
がオンとなる期間ＴONにおいては、スイッチング素子Ｑ
2のスイッチング電流ＩQ2としてスイッチング素子Ｑ2に
流れることになる。また、スイッチング素子Ｑ2がオフ
でスイッチング素子Ｑ12がオンとなる期間ＴOFFにおい
ては、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング電流として
スイッチング素子Ｑ1に流れることになる。

【００５８】また、スイッチング素子Ｑ2のコレクタ−
エミッタ間に対して並列に接続される部分共振コンデン
サＣｐには、図示するようにして、スイッチング素子Ｑ
2のターンオフ時の短期間において正極性の部分共振電
流ＩC2が流れ、スイッチング素子Ｑ1のターンオフ時
（スイッチング素子Ｑ2のターンオン時）の短期間にお
いて負極性の部分共振電流ＩC2が流れるようになってい
る。このようにしてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターン
オフ時において、部分電圧共振動作が得られていること
が分かる。そして、このような動作波形からも分かるよ
うに、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、ＺＶＳ(Zero Volt
age Switching：零電圧スイッチング)及びＺＣＳ(Zero
Current Switching：零電流スイッチング）動作が得ら
れる。また、この場合の一次側直列共振コンデンサＣ1
の両端電圧Ｖ1は、図示するようにして、ほぼ整流平滑
電圧Ｅｉの１／２のレベルが維持された状態となる。

【００５９】また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二
次側の動作は、二次巻線Ｎ2に流れる二次巻線電流Ｉ2と
二次巻線Ｎ2の両端電圧Ｖ2によって示される。この場
合、二次巻線Ｎ2には、図示するようにして一次巻線電
流Ｉ1と同じ極性によって交番電流が流れる。また、二
次巻線Ｎ2の両端電圧Ｖ2は、ブリッジ整流回路ＤBRの正
／負の各整流電流経路のダイオードが導通するのに応じ
て、絶対値レベルが二次側直流出力電圧ＥO1のレベルで
クランプされた波形となる。

【００６０】ここで、上記のようにして構成される図１
に示す第１の実施の形態としての電源回路と、図３１に
示した先行技術としての電源回路とを比較してみる。先
ず、回路構成として、図３２に示す回路では、一次側直
列共振回路の共振周波数ｆｏ１は、約５０ＫＨｚに設定
されている。本実施の形態の電源回路の安定化は、一次
側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１よりも高い周波数領
域でスイッチング周波数を可変制御することで行うよう
にされる。この場合、例えばスイッチング周波数ｆｓの
可変範囲の下限は、交流入力電圧ＶAC＝９０Ｖの最小入
力電圧で、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗの条件のと
きとなる。そして、この条件下でも、二次側直流出力電
圧ＥO1について、例えば規定の１３５Ｖで安定化される
ようにするためには、下限となるスイッチング周波数ｆ
ｓについては、例えば５０ＫＨｚよりも高い５３ＫＨｚ
となるようにする必要がある。このため、一次側直列共
振コンデンサＣ1のキャパシタンスについては０．０５
６μＦを選定している。そのうえで、ＺＶＳ及びＺＣＳ
による安定した起動動作が得られるようにする必要があ
るが、このために、絶縁コンバータトランスＰＩＴにギ
ャップＧを形成して、結合係数ｋ＝０．８程度の疎結合
の状態としていたものである。

【００６１】これに対して、図１に示した第１の実施の
形態の電源回路では、一次側直列共振コンデンサＣ1の
キャパシタンスについて、例えば０．０５６μＦとする
ことで、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１が１０
ＫＨｚ以下となるようにしている。そのうえで、二次巻
線Ｎ2に対して二次側並列コンデンサＣ2を並列に接続し
て、二次側において並列共振（電圧共振）動作が得られ
るようにしている。つまり、一次側における電流共振コ
ンバータの電流共振動作及び部分共振電圧動作に加え、
二次側の電圧共振動作を組み合わせた複合共振形コンバ
ータとしての構成としている。そして、このような構成
とすることで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係
数を高く設定しても、安定したＺＶＳ及びＺＣＳによる
起動が可能となる。そこで、本実施の形態の絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴとしては、結合係数ｋ＝０．９程度
に結合度を高めることとした。これにより、本実施の形
態では、図４及び図５にも示したように、絶縁コンバー
タトランスＰＩＴの磁脚にギャップを形成しなくともよ
いことになる。

【００６２】このようにして、絶縁コンバータトランス
ＰＩＴにギャップを形成しないようにしたことで、一次
側と二次側との結合係数が高められることになるので、
それだけ一次側から二次側への伝送効率が向上し、結果
的には電力変換効率が高められることになる。また、絶
縁コンバータトランスＰＩＴにおいてギャップを形成し
ないのであれば、製造にあたりギャップを形成するため
の工程は不要となるので、それだけ製造工程が簡略化さ
れ、コストダウンを図ることが可能になる。また、結合
係数が高くなることで、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
からの漏洩磁束も低減されるので、例えば銅板によるシ
ョートリングを絶縁コンバータトランスＰＩＴに巻回し
て施す必要もなくなる。この点でも、絶縁コンバータト
ランスＰＩＴの製造工程が簡略化され、また、コストダ
ウンが促進されることになる。さらに、ギャップが無く
なったことで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの巻線の
局部的な温度上昇の問題も解消され、それだけ信頼性が
向上することにもなる。

【００６３】また、図７に、図１に示した第１の実施の
形態の電源回路についての特性として、負荷電力Ｐｏ＝
０Ｗ〜２００Ｗの変動範囲における、ＡＣ→ＤＣ電力変
換特性（ηＡＣ→ＤＣ）、スイッチング周波数ｆｓ、及
びスイッチング素子Ｑ2（又はＱ1）のオン期間ＴONの変
化を示す。先ず、ＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→Ｄ
Ｃ）であるが、例えば最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ
時においては、図３１に示した先行技術の電源回路がη
ＡＣ→ＤＣ＝９１．８％であるのに対して、図１の電源
回路は、ηＡＣ→ＤＣ＝９２．２％であり、０．４％の
向上が図られている。これは、例えば先行技術として図
３２に示した電源回路のスイッチング素子Ｑ2のコレク
タ電流ＩQ1及び一次巻線電流Ｉ1が、それぞれＩQ1＝
３．０Ａｐ、Ｉ1＝６Ａｐ−ｐ（図３４参照）であるの
に対して、図１に示した本実施の形態の電源回路では、
ＩQ1＝２．７Ａｐ、Ｉ1＝５．４Ａｐ−ｐにまで低減さ
れていることからも分かる。また、図１に示した電源回
路の交流入力電力は、図３１に示した電源回路に対し
て、０．９Ｗ低減しているという実験結果も得られてい
る。このようにして、電力変換効率が向上しているの
は、絶縁コンバータトランスＰＩＴにギャップが形成さ
れなくなったことで一次側と二次側の結合度が高められ
たことと、二次側並列共振コンデンサＣ2を設けて二次
側にも電圧共振動作を得るようにしたことによる。

【００６４】また、図７によるとスイッチング周波数ｆ
ｓは、負荷が重くなっていくのに応じて、低くなるよう
に制御されていることが分かる。なお、スイッチング素
子Ｑ2のオン期間である期間ＴONは、スイッチング周波
数が低く制御されるのに応じて、長くなるように制御さ
れていることが分かる。そして、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜
２００Ｗの範囲での、スイッチング周波数ｆｓの可変範
囲は、ｆｓ＝６９〜１３９ＫＨｚとなっていることが示
され、実際における周波数制御範囲Δｆｓ＝７０ＫＨｚ
である。これに対して、図３１及び図３２に示した電源
回路では、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの範囲でのス
イッチング周波数ｆｓの可変範囲がｆｓ＝５８〜１９２
ＫＨｚ、周波数制御範囲Δｆｓ＝１３４ＫＨｚであり、
周波数制御範囲Δｆｓとしては、図１に示した電源回路
のほうが、約１／２程度にまで小さくなっている。つま
り、図１に示す回路のほうが制御感度が向上しているこ
とになる。

【００６５】ここで、図１に示した電源回路の回路構成
についての変形例として、二次側の構成を図２及び図３
に示しておく。図２に示す構成においては、二次巻線Ｎ
2に対してセンタータップを設けて、このセンタータッ
プを二次側アースに接続している。なお、この場合に
も、二次巻線Ｎ2に対して並列に二次側並列共振コンデ
ンサＣ2が接続されている。そのうえで、二次巻線Ｎ2の
両端に対しては、図示するようにして２本の整流ダイオ
ードＤO1，ＤO2、及び平滑コンデンサＣO1から成る全波
整流回路を形成するようにされる。この全波整流回路の
整流動作によって、二次側直流出力電圧ＥO1を得るよう
にされる。なお、この回路構成の場合には、二次巻線Ｎ
2のターン数は３８Ｔ＋３８Ｔ、二次側並列共振コンデ
ンサＣ2のキャパシタンスは２２００ｐＦを選定する。

【００６６】図３においては、二次側並列共振コンデン
サＣ2が並列接続された二次巻線Ｎ2に対して、図示する
接続形態によって、２本の整流ダイオードＤO11，ＤO12
と、２本の平滑コンデンサＣO1，ＣO2を接続すること
で、全波整流方式による倍電圧整流回路を形成してい
る。そして、この倍電圧整流回路による倍電圧整流動作
によって、直列接続された整流ダイオードＤO11−ＤO12
の両端に、二次巻線Ｎ2に励起された交番電圧の２倍に
対応するレベルの二次側直流出力電圧ＥO1を得るように
される。この場合には、二次巻線Ｎ2については２０Ｔ
にまで少なくすることができる。また、この場合の二次
側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとしては、
０．０４７μＦとする。

【００６７】＜第２の実施の形態＞続いて、本発明の第
２の実施の形態について説明する。図８は、第２の実施
の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示して
いる。なお、この図において図１と同一部分には同一符
号を付して説明を省略する。

【００６８】この図８に示す電源回路においては、二次
巻線Ｎ2に対して、二次側並列共振コンデンサＣ2に代え
て、二次側直列共振コンデンサＣ3が接続される。この
場合、二次側直列共振コンデンサＣ3は、一次巻線Ｎ1の
巻始め端部と、後段の整流回路であるブリッジ整流回路
ＤBRの負極入力端子との間に直列に挿入される。そし
て、この二次側直列共振コンデンサＣ3のキャパシタン
スと、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2とに
よって、二次側直列共振回路を形成する。この二次側直
列共振回路によっては、二次巻線Ｎ2に励起される交番
電圧をもととして、二次側において電圧共振動作が得ら
れることになる。つまり、図８に示す第２の実施の形態
の電源回路としては、一次側に、一次側直列共振回路と
部分共振回路を備えると共に、二次側に並列共振回路が
備えられた複合共振形コンバータとしての構成が採られ
ていることになる。

【００６９】また、この図に示す電源回路に備えられる
絶縁コンバータトランスＰＩＴとしても、図４又は図５
に示したのと同様の構造が採られる。つまり、結合係数
ｋ＝０．９程度にまで結合度を高めるために、ギャップ
を形成しないようにしているものである。

【００７０】また、この図に示す電源回路を実際に構成
するのにあたっては、各部品素子について、例えば次の
ように選定している。 一次巻線Ｎ1＝３８Ｔ 二次巻線Ｎ2＝４５Ｔ 一次側直列共振コンデンサＣ1＝１μＦ 部分共振コンデンサＣｐ＝６８０ｐＦ 二次側並列共振コンデンサＣ2＝０．０２２μＦ そして、このようにして各素子を選定していることで、
一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１は、図１の回路
と同様に、１０ＫＨｚ以下となるように設定される。ま
た、二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２は、５４Ｋ
Ｈｚ程度となるようにされている。

【００７１】図１１は、上記図８に示した構成による電
源回路の動作波形図を示している。なお、この図に示す
動作は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ系で、負荷電力Ｐ
ｏ＝２００Ｗの条件のもとでの測定結果を示している。
また、この図においては、図１に示す電源回路について
の波形図である図６と同一部分の波形が示されているこ
とから、ほぼ同様の波形及びタイミングとなっている部
位についての説明は省略する。

【００７２】この図１１の波形図に示されるように、ス
イッチング素子Ｑ2のコレクタ電流ＩQ2は、２．６Ａｐ
となっており、これにより、一次巻線Ｎ1に流れる一次
巻線電流Ｉ1は、５．２Ａｐ−ｐとなっている。これ
は、図１に示した第１の実施の形態の電源回路と同様
に、先行技術として示した図３１の電源回路よりもＡＣ
→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）が向上しているこ
とを示している。また、この場合の二次巻線Ｎ2の両端
電圧Ｖ2は、二次側直列共振コンデンサＣ3が接続されて
いることに対応して、図示するように、期間ＴOFFで
は、０レベルから正極性方向に二次側直流出力電圧ＥO1
のレベルにまで上昇する鋸歯状波となり、期間ＴONで
は、０レベルから負極性方向に増加して、二次側直流出
力電圧ＥO1に対応する絶対値レベルにまで至る鋸歯状波
となる。

【００７３】また、図１２には、図８に示した電源回路
についての、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの変動範囲
に対応する、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの変動範囲
における、ＡＣ→ＤＣ電力変換特性（ηＡＣ→ＤＣ）、
スイッチング周波数ｆｓ、及びスイッチング素子Ｑ2
（又はＱ1）のオン期間ＴONの変化特性を示している。

【００７４】先ず、ＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→
ＤＣ）であるが、例えば最大負荷電力Ｐｏmax＝２００
Ｗ時においては、図３１に示した先行技術の電源回路が
ηＡＣ→ＤＣ＝９１．８％であるのに対して、図８の電
源回路は、ηＡＣ→ＤＣ＝９２．６％となり、０．８％
もの向上が図られている。また、図１に示した電源回路
の交流入力電力は、図３１に示した電源回路に対して、
１．８Ｗ低減された。特に、本実施の形態の場合には、
負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時においてηＡＣ→ＤＣ＝９
３．０％で最も高い効率が得られており、負荷電力Ｐｏ
＝５０Ｗという軽負荷の条件であっても、９０％程度の
高い効率が得られている。このような電力変換効率の向
上は、絶縁コンバータトランスＰＩＴにギャップが形成
されなくなったことで一次側と二次側の結合度が高めら
れたことと、二次側直列共振コンデンサＣ3を設けて二
次側に電流共振（直列共振）動作を得るようにしたこと
によって得られたものである。

【００７５】また、図１２によると、スイッチング周波
数ｆｓは、最大負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時におけるスイ
ッチング周波数ｆｓ≒７５ＫＨｚを下限として、軽負荷
の状態となるのに従って高くなっていくように制御され
ていることが分かる。また、スイッチング素子Ｑ2のオ
ン期間である期間ＴONは、スイッチング周波数が高く制
御されるのに応じて短くなっている。

【００７６】また、図９及び図１０は、図８に示す第２
の実施の形態の電源回路についての変形例としての二次
側の構成例を示している。図９では、二次巻線Ｎ2の一
端に対して整流ダイオードＤO1のアノードと整流ダイオ
ードＤO2のカソードを接続している。また、整流ダイオ
ードＤO2のアノードは、二次側アースに接続されると共
に、二次側直列共振コンデンサＣ3の直列接続を介し
て、二次巻線Ｎ2の他端と接続されている。平滑コンデ
ンサＣO1は、正極端子が整流ダイオードＤO1のアノード
と接続され、負極端子は、二次側アースと接続される。

【００７７】このような回路構成では、いわゆる半波整
流動作による倍電圧整流回路が形成される。つまり、二
次巻線Ｎ2に負極の交番電圧が発生する期間において
は、二次巻線Ｎ2→二次側直列共振コンデンサＣ3→整流
ダイオードＤO2→二次巻線Ｎ2の経路で電流が流れるこ
とで、二次側直列共振コンデンサＣ3の両端に二次巻線
Ｎ2に得られる交番電圧レベルと同等レベルの電位が発
生する。そして、二次巻線Ｎ2の交番電圧が反転して正
極となる期間では、二次巻線Ｎ2→整流ダイオードＤO1
→平滑コンデンサＣO1→二次側直列共振コンデンサＣ3
の経路で整流電流が流れることになり、この整流電流に
よって平滑コンデンサＣO1に対する充電が行われる。そ
して、このときには、先の負の期間において二次側直列
共振コンデンサＣ3に得られている電位が加わる状態
で、平滑コンデンサＣO1に対する充電が行われるので、
平滑コンデンサＣO1の両端には、二次巻線Ｎ2の交番電
圧の２倍に対応するレベルの二次側直流出力電圧ＥO1が
得られることになる。

【００７８】例えば、図８に示す回路においては、二次
側の整流回路として、ブリッジ整流回路ＤBRが備えられ
ているので、４本の高速リカバリ型ダイオードが必要と
なる。これに対して、図９に示した回路構成であれば、
二次側の高速リカバリ型の整流ダイオードは２本で済む
ことになって、それだけ部品点数は削減されることにな
る。また、二次巻線Ｎ2としてもターン数を低減するこ
とができる。具体的には、二次巻線Ｎ2のターン数は、
２５Ｔとすることができる。また、この場合の二次側直
列共振コンデンサＣ3のキャパシタンスは、０．１２μ
Ｆとなる。

【００７９】また、図１０に示す二次側の回路構成は、
先に図３に示したのと同様に、全波整流方式による倍電
圧整流回路となる。つまり、図３に示した回路では、二
次側並列共振回路（Ｎ2//Ｃ2）に対して全波整流方式の
倍電圧整流回路を備えているのに対して、この図１０で
は、二次側直列共振回路（Ｎ2−Ｃ3）に対して同様の形
式の倍電圧整流回路を設けているものである。

【００８０】＜第３の実施の形態＞続いては、本発明の
第３の実施の形態について説明する。図１３は、第３の
実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示
している。なお、この図において図１及び図８と同一部
分には同一符号を付して説明を省略する。

【００８１】この図８に示す電源回路においては、二次
巻線Ｎ2に対して、二次側並列共振コンデンサＣ2が並列
に接続される。さらに、二次巻線Ｎ2に対して直列に二
次側直列共振コンデンサＣ3が接続される。この場合、
二次側直列共振コンデンサＣ3は、二次巻線Ｎ2の巻始め
端部側に対して直列に接続される。

【００８２】つまり、この第３の実施の形態としての電
源回路の二次側においては、二次側並列共振コンデンサ
Ｃ2のキャパシタンスと、二次巻線Ｎ2のリーケージイン
ダクタンスＬ2とによって二次側並列共振回路が形成さ
れる。さらに、二次側直列共振コンデンサＣ3のキャパ
シタンスと、二次巻線Ｎ2リーケージインダクタンスと
によって二次側直列共振回路が形成される。そして、二
次側並列共振回路及び二次側直列共振回路によって、二
次巻線Ｎ2に励起される交番電圧を基に、二次側におい
て電圧共振動作及び電流共振動作が複合的に得られるこ
とになる。このようにして、図１３に示す第３の実施の
形態の電源回路としては、一次側に、一次側直列共振回
路と部分共振回路を備えると共に、二次側に並列共振回
路及び直列共振回路が備えられた複合共振形コンバータ
としての構成を採ることになる。

【００８３】また、この図に示す電源回路に備えられる
絶縁コンバータトランスＰＩＴとしても、図４又は図５
に示したのと同様の構造が採られる。つまり、結合係数
ｋ＝０．９程度にまで結合度を高めるために、ギャップ
を形成しないようにしているものである。

【００８４】また、この図に示す電源回路を実際に構成
するのにあたっては、各部品素子について、例えば次の
ように選定している。 一次巻線Ｎ1＝５０Ｔ 二次巻線Ｎ2＝４５Ｔ 一次側直列共振コンデンサＣ1＝１μＦ 部分共振コンデンサＣｐ＝６８０ｐＦ 二次側直列共振コンデンサＣ3＝４７００ｐＦ 二次側並列共振コンデンサＣ2＝０．０３３μＦ そして、このようにして各素子を選定していることで、
一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１としては、１０
ＫＨｚ以下となるように設定される。

【００８５】図１６は、上記図１３に示した構成による
電源回路の動作波形図を示している。なお、この図に示
す動作は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ系で、負荷電力
Ｐｏ＝２００Ｗの条件のもとでの測定結果を示してい
る。また、この図においては、第１及び第２の実施の形
態の電源回路についての波形図である図６及び図１１
と、同一部分の波形が示されていることから、ほぼ同様
の波形及びタイミングとなっている部位についての説明
は省略する。

【００８６】この図１６の波形図に示されるように、ス
イッチング素子Ｑ2のコレクタ電流ＩQ2は、２．４Ａｐ
となっており、これにより、一次巻線Ｎ1に流れる一次
巻線電流Ｉ1は、４．８Ａｐ−ｐとなっている。これ
は、図１に示した第１の実施の形態の電源回路と同様
に、先行技術として示した図３１の電源回路よりもＡＣ
→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）が向上しているこ
とを示している。

【００８７】また、図１７には、図１３に示した電源回
路についての、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの変動範
囲に対応する、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの変動範
囲における、ＡＣ→ＤＣ電力変換特性（ηＡＣ→Ｄ
Ｃ）、スイッチング周波数ｆｓ、及びスイッチング素子
Ｑ2（又はＱ1）のオン期間ＴONの変化特性を示してい
る。

【００８８】この図によると、ＡＣ→ＤＣ電力変換効率
（ηＡＣ→ＤＣ）については、例えば最大負荷電力Ｐｏ
max＝２００Ｗ時においては、図３１に示した先行技術
の電源回路がηＡＣ→ＤＣ＝９１．８％であるのに対し
て、図１３の電源回路は、ηＡＣ→ＤＣ＝９３．０％と
なり、１．２％もの向上が図られている。また、図１に
示した電源回路の交流入力電力は、図３１に示した電源
回路に対して、２．８Ｗ低減された。特に、本実施の形
態の場合には、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時においてηＡ
Ｃ→ＤＣ＝９３．３％で最も高い効率が得られており、
負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗという軽負荷の条件であっても、
９０％程度の高い効率が得られている。このような電力
変換効率の向上は、絶縁コンバータトランスＰＩＴにギ
ャップが形成されなくなったことで一次側と二次側の結
合度が高められたことと、二次側並列共振コンデンサＣ
2及び二次側直列共振コンデンサＣ3を設けて二次側に電
圧共振動作及び電流共振動作を得るようにしたことによ
って得られたものである。

【００８９】また、スイッチング周波数ｆｓは、最大負
荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時におけるスイッチング周波数ｆ
ｓ≒７５ＫＨｚを下限として、軽負荷の状態となるのに
従って高くなっていくように制御されていることが分か
る。また、スイッチング素子Ｑ2のオン期間である期間
ＴONは、スイッチング周波数が高く制御されるのに応じ
て短くなっている。

【００９０】また、図１４及び図１５は、図１３に示す
第３の実施の形態の電源回路についての変形例としての
二次側の構成例を示している。図１４に示す二次側の構
成として、整流ダイオードＤO1，ＤO2及び平滑コンデン
サＣO1の接続態様は図９と同様となる。つまり、半波整
流動作による倍電圧整流回路が形成される。この場合に
は、二次巻線Ｎ2については２５Ｔとし、また、二次側
並列共振コンデンサＣ2及び二次側直列共振コンデンサ
Ｃ3の各キャパシタンスについては、Ｃ2＝０．０２２μ
Ｆ、Ｃ3＝０．１μＦとすることができる。また、図１
５に示す二次側の構成としては、先の図３又は図１０と
同様にして、全波整流方式の倍電圧整流回路を備えてい
る。

【００９１】＜第４の実施の形態＞続いて、本発明の第
４の実施の形態のスイッチング電源回路について説明す
る。この第４の実施の形態のスイッチング電源回路の回
路構成としては、図１に示した第１の実施の形態と同様
とされる。また、絶縁コンバータトランスＰＩＴとして
も、図４及び図５に示した構成が採られることで、例え
ば結合係数ｋ＝０．９程度に一次側と二次側の結合度が
高められている。

【００９２】但し、第４の実施の形態の電源回路として
は、例えば次のようにして電源回路を形成する各素子が
選定される。 一次巻線Ｎ1＝４８Ｔ 二次巻線Ｎ2＝４０Ｔ 一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．１μＦ 部分共振コンデンサＣｐ＝６８０ｐＦ 二次側並列共振コンデンサＣ2＝０．０１５μＦ そして、このようにして各素子を選定していることで、
一次側直列共振回路（Ｎ1−Ｃ1）の共振周波数ｆｏ１
は、４０ＫＨｚ以下となるように設定されている。ま
た、二次側並列共振回路（Ｎ2//Ｃ2）の共振周波数ｆｏ
２は、１００ＫＨｚ程度となるようにされている。この
一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１＝４０ＫＨｚ、
二次側並列共振回路の共振周波数ｆｏ２＝１００ＫＨｚ
という周波数の関係とすることで、後述するようにし
て、電力変換効率が向上する結果を得ることができる。

【００９３】図１８の波形図は、第４の実施の形態とし
ての電源回路についての要部の動作を示している。な
お、この図においては、例えば第１の実施の形態の電源
回路についての波形図である図６と、同一部分の波形が
示されていることから、ほぼ同様の波形及びタイミング
となっている部位についての説明は省略する。この波形
図に示されるように、スイッチング素子Ｑ2のコレクタ
電流ＩQ2は、２．４Ａｐとなっており、これにより、一
次巻線Ｎ1に流れる一次巻線電流Ｉ1は、４．８Ａｐ−ｐ
となっている。つまり、この第４の実施の形態の電源回
路についても、先行技術として示した図３１の電源回路
よりもＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）が向上
している。

【００９４】また、図１９には、第４の実施の形態とし
ての電源回路についての、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００
Ｗの変動範囲に対応する、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００
Ｗの変動範囲における、ＡＣ→ＤＣ電力変換特性（ηＡ
Ｃ→ＤＣ）、スイッチング周波数ｆｓ、及びスイッチン
グ素子Ｑ2（又はＱ1）のオン期間ＴONの変化特性を示し
ている。

【００９５】この図によると、ＡＣ→ＤＣ電力変換効率
（ηＡＣ→ＤＣ）については、例えば最大負荷電力Ｐｏ
max＝２００Ｗ時においては、図３１に示した先行技術
の電源回路がηＡＣ→ＤＣ＝９１．８％であるのに対し
て、第４の実施の形態の電源回路は、ηＡＣ→ＤＣ＝９
２．７％にまで向上している。また、第４の実施の形態
の電源回路の交流入力電力は、図３１に示した電源回路
に対して、２．７Ｗ低減されるという実験結果が得られ
た。

【００９６】また、スイッチング周波数ｆｓは、負荷が
重くなっていくのに応じて、低くなるように制御されて
いることが分かる。これと共に、スイッチング素子Ｑ2
のオン期間である期間ＴONは、スイッチング周波数が低
く制御されるのに応じて、長くなるように制御されてい
ることが分かる。そして、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００
Ｗの範囲での、スイッチング周波数ｆｓの可変範囲は、
ｆｓ＝６９〜１３９ＫＨｚであり、実際における周波数
制御範囲Δｆｓ＝９１ＫＨｚである。これに対して、図
３１及び図３２に示した電源回路では、負荷電力Ｐｏ＝
０Ｗ〜２００Ｗの範囲でのスイッチング周波数ｆｓの可
変範囲がｆｓ＝５８ＫＨｚ〜１９２ＫＨｚ、周波数制御
範囲Δｆｓ＝１６７ＫＨｚであり、周波数制御範囲Δｆ
ｓとしては、第４の実施の形態の電源回路のほうが、著
しく制御感度が向上しているということがいえる。

【００９７】なお、第４の実施の形態の電源回路として
は、第１の実施の形態の場合と同様に、二次側の構成と
して、図２及び図３に示した回路構成を採ることができ
る。図２に示した全波整流回路の構成を採る場合には、
二次巻線Ｎ2のターン数は、４０Ｔ＋４０Ｔとしてセン
タータップを施し、二次側並列共振コンデンサＣ2＝１
５００ｐＦを選定するようにされる。また、図３に示し
た倍電圧整流回路の構成を採る場合には、二次巻線Ｎ2
＝２０Ｔ、二次側並列共振コンデンサＣ2＝０．０３３
μＦを選定するようにされる。

【００９８】＜第５の実施の形態＞続いては、本発明の
第５の実施の形態のスイッチング電源回路について説明
する。この第５の実施の形態のスイッチング電源回路の
回路構成としては、図８に示した第２の実施の形態と同
様とされる。また、絶縁コンバータトランスＰＩＴとし
ても、図４及び図５に示した構成が採られることで、例
えば結合係数ｋ＝０．９程度に一次側と二次側の結合度
が高められている。

【００９９】そのうえで、第５の実施の形態の電源回路
としては、例えば次のようにして電源回路を形成する各
素子が選定される。 一次巻線Ｎ1＝４０Ｔ 二次巻線Ｎ2＝４５Ｔ 一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．１μＦ 部分共振コンデンサＣｐ＝６８０ｐＦ 二次側直列共振コンデンサＣ3＝０．０３３μＦ そして、このようにして各素子を選定していることで、
一次側直列共振回路（Ｎ1−Ｃ1）の共振周波数ｆｏ１
は、４０ＫＨｚ以下となるように設定されている。ま
た、二次側直列共振回路（Ｎ2−Ｃ3）の共振周波数ｆｏ
２は、６０ＫＨｚ程度となるようにされている。この一
次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と、二次側並列共
振回路の共振周波数ｆｏ２＝との周波数の関係とするこ
とにより、後述するようにして、電力変換効率が向上す
る結果を得ることができる。

【０１００】図２０の波形図は、第５の実施の形態とし
ての電源回路についての要部の動作を示している。な
お、この図においては、例えば第２の実施の形態の電源
回路についての波形図である図１１と、同一部分の波形
が示されていることから、ほぼ同様の波形及びタイミン
グとなっている部位についての説明は省略する。この波
形図に示されるように、スイッチング素子Ｑ2のコレク
タ電流ＩQ2は、２．４Ａｐとなっており、これにより、
一次巻線Ｎ1に流れる一次巻線電流Ｉ1は、４．８Ａｐ−
ｐとなっている。つまり、この第４の実施の形態の電源
回路についても、先行技術として示した図３１の電源回
路よりもＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）が向
上している。

【０１０１】また、図２１には、第５の実施の形態とし
ての電源回路についての、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００
Ｗの変動範囲に対応する、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００
Ｗの変動範囲における、ＡＣ→ＤＣ電力変換特性（ηＡ
Ｃ→ＤＣ）、スイッチング周波数ｆｓ、及びスイッチン
グ素子Ｑ2（又はＱ1）のオン期間ＴONの変化特性を示し
ている。

【０１０２】この図によると、ＡＣ→ＤＣ電力変換効率
（ηＡＣ→ＤＣ）については、例えば最大負荷電力Ｐｏ
max＝２００Ｗ時においては、図３１に示した先行技術
の電源回路がηＡＣ→ＤＣ＝９１．８％であるのに対し
て、第５の実施の形態の電源回路は、ηＡＣ→ＤＣ＝９
３．２％にまで向上している。また、第５の実施の形態
電源回路の交流入力電力は、図３１に示した電源回路に
対して、３．３Ｗ低減されるという実験結果が得られ
た。特に、本実施の形態の場合には、負荷電力Ｐｏ＝１
５０Ｗ時においてηＡＣ→ＤＣ＝９３．５％で最も高い
効率が得られており、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗという軽負
荷の条件であっても、９０％程度の高い効率が得られて
いる。

【０１０３】また、スイッチング周波数ｆｓは、最大負
荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時におけるスイッチング周波数ｆ
ｓ≒７５ＫＨｚを下限として、軽負荷の状態となるのに
従って高くなっていくように制御されている。また、ス
イッチング素子Ｑ2のオン期間である期間ＴONは、スイ
ッチング周波数が高く制御されるのに応じて短くなって
いる。

【０１０４】また、第５の実施の形態の電源回路として
は、第２の実施の形態の場合と同様に、二次側の構成と
して、図９及び図１０に示した回路構成を採ることがで
きる。図９に示した倍電圧整流回路の構成を採る場合に
は、二次巻線Ｎ2のターン数は２２Ｔとし、二次側直列
共振コンデンサＣ3＝０．１０μＦを選定するようにさ
れる。

【０１０５】＜第６の実施の形態＞続いては、第６の実
施の形態としてのスイッチング電源回路について説明す
る。この第６の実施の形態のスイッチング電源回路の回
路構成としては、図１３に示した第３の実施の形態と同
様とされる。また、絶縁コンバータトランスＰＩＴとし
ても、図４及び図５に示した構成が採られることで、例
えば結合係数ｋ＝０．９程度に一次側と二次側の結合度
が高められている。

【０１０６】そのうえで、第６の実施の形態の電源回路
としては、例えば次のようにして電源回路を形成する各
素子が選定される。 一次巻線Ｎ1＝５０Ｔ 二次巻線Ｎ2＝４５Ｔ 一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．１μＦ 部分共振コンデンサＣｐ＝６８０ｐＦ 二次側並列共振コンデンサＣ2＝５６００ｐＦ 二次側直列共振コンデンサＣ3＝０．０５６μＦ そして、このようにして各素子を選定していることで、
一次側直列共振回路（Ｎ1−Ｃ1）の共振周波数ｆｏ１
は、４０ＫＨｚ以下となるように設定されている。この
ようにして、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１＝
４０ＫＨｚ以下となるようにしたうえで、二次側に並列
共振回路（電圧共振回路）と直列共振回路（電流共振回
路）とを設けるようにしていることで、次に説明するよ
うにして電力変換効率が向上されるという結果が得られ
る。

【０１０７】図２２の波形図は、第６の実施の形態とし
ての電源回路についての要部の動作を示している。な
お、この図においては、例えば第３の実施の形態の電源
回路についての波形図である図１６と、同一部分の波形
が示されていることから、ほぼ同様の波形及びタイミン
グとなっている部位についての説明は省略する。この波
形図に示されるように、スイッチング素子Ｑ2のコレク
タ電流ＩQ2は、２．４Ａｐとなっており、これにより、
一次巻線Ｎ1に流れる一次巻線電流Ｉ1は、４．８Ａｐ−
ｐとなっている。つまり、この第４の実施の形態の電源
回路についても、先行技術として示した図３１の電源回
路よりもＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）が向
上している。

【０１０８】また、図２３には、第６の実施の形態とし
ての電源回路についての、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００
Ｗの変動範囲に対応する、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００
Ｗの変動範囲における、ＡＣ→ＤＣ電力変換特性（ηＡ
Ｃ→ＤＣ）、スイッチング周波数ｆｓ、及びスイッチン
グ素子Ｑ2（又はＱ1）のオン期間ＴONの変化特性を示し
ている。

【０１０９】この図によると、ＡＣ→ＤＣ電力変換効率
（ηＡＣ→ＤＣ）については、例えば最大負荷電力Ｐｏ
max＝２００Ｗ時においては、図３１に示した先行技術
の電源回路がηＡＣ→ＤＣ＝９１．８％であるのに対し
て、第６の実施の形態の電源回路は、ηＡＣ→ＤＣ＝９
３．２％にまで向上している。また、第６の実施の形態
電源回路の交流入力電力は、図３１に示した電源回路に
対して、３．３Ｗ低減されるという実験結果が得られ
た。特に、本実施の形態の場合には、負荷電力Ｐｏ＝１
５０Ｗ時においてηＡＣ→ＤＣ＝９３．５％で最も高い
効率が得られており、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗという軽負
荷の条件であっても、９０％程度の高い効率が得られて
いる。

【０１１０】また、スイッチング周波数ｆｓは、最大負
荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時におけるスイッチング周波数ｆ
ｓ≒７５ＫＨｚを下限として、軽負荷の状態となるのに
従って高くなっていくように制御されている。また、ス
イッチング素子Ｑ2のオン期間である期間ＴONは、スイ
ッチング周波数が高く制御されるのに応じて短くなって
いる。

【０１１１】また、第６の実施の形態の電源回路として
は、第３の実施の形態の場合と同様に、二次側の構成と
して、図１４及び図１５に示した回路構成を採ることが
できる。図１４に示した半波整流方式による倍電圧整流
回路の構成を採る場合には、二次巻線Ｎ2のターン数は
２２Ｔとし、二次側並列共振コンデンサＣ2＝０．０２
２μＦ、二次側直列共振コンデンサＣ3＝０．１０μＦ
を選定するようにされる。

【０１１２】＜第７の実施の形態＞続いて、本発明の第
７の実施の形態のスイッチング電源回路について説明す
る。この第７の実施の形態のスイッチング電源回路の回
路構成としては、図１に示した第１の実施の形態と同様
とされる。また、絶縁コンバータトランスＰＩＴとして
も、図４及び図５に示した構成が採られることで、例え
ば結合係数ｋ＝０．９程度に一次側と二次側の結合度が
高められている。

【０１１３】そして、第７の実施の形態の電源回路とし
ては、例えば次のようにして電源回路を形成する各素子
が選定される。一次巻線Ｎ1＝４５Ｔ 二次巻線Ｎ2＝５０Ｔ 一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．０５６μＦ 部分共振コンデンサＣｐ＝４７０ｐＦ 二次側並列共振コンデンサＣ2＝２２００ｐＦ

【０１１４】そして、上記のようにして各素子を選定し
ていることで、一次側直列共振回路（Ｎ1−Ｃ1）の共振
周波数ｆｏ１は、約７０ＫＨｚとなるように設定されて
いる。

【０１１５】また、この場合において、二次巻線Ｎ2に
対して並列に接続される二次側並列共振コンデンサＣ2
のキャパシタンスは、２２００ｐＦという、これまでの
第１及び第４の実施の形態におけるものよりも小容量が
選定されている。この小容量の二次側並列共振コンデン
サＣ2と二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2と
によっては、並列共振回路が形成される。この並列共振
回路（Ｃ2//Ｎ2）によっては、例えば二次巻線Ｎ2に対
して接続されたブリッジ整流回路ＤBRを形成する高速リ
カバリ型ダイオードのターンオン時とターンオフ時の短
時間においてのみ電圧共振動作が行われる。つまり、部
分電圧共振動作が得られることになる。この部分電圧共
振動作のタイミングでは、二次側並列共振コンデンサＣ
2に共振電流が流れる。これにより、ブリッジ整流回路
ＤBRを形成する高速リカバリ型ダイオードの各印加電圧
（Ｖ2）について、ｄＶ／ｄｔに傾斜ができることにな
る。これにより、ブリッジ整流回路ＤBRを形成する高速
リカバリ型ダイオードがスイッチングする際のスイッチ
ング損失が低減される。また、このような動作が得られ
ることで、この第７の実施の形態としては、絶縁コンバ
ータトランスＰＩＴについてギャップを形成しないで結
合度を高めたとしても、安定したＺＶＳ，ＺＣＳ動作が
得られるようになっているものである。そして、絶縁コ
ンバータトランスＰＩＴの結合度が高くなったことによ
っても、電力変換効率の向上が図られることになるわけ
である。

【０１１６】図２４の波形図は、第７の実施の形態とし
ての電源回路についての要部の動作を示している。な
お、この図においては、例えば第１の実施の形態の電源
回路についての波形図である図６と、同一部分の波形が
示されていることから、ほぼ同様の波形及びタイミング
となっている部位についての説明は省略する。この波形
図に示されるように、スイッチング素子Ｑ2のコレクタ
電流ＩQ2は、２．４Ａｐとなっており、これにより、一
次巻線Ｎ1に流れる一次巻線電流Ｉ1は、４．８Ａｐ−ｐ
となっている。つまり、この第７の実施の形態の電源回
路についても、先行技術として示した図３１の電源回路
よりもＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）が向上
している。

【０１１７】また、この図においては、小容量の二次側
並列共振コンデンサＣ2に流れる共振電流ＩC3も示され
ている。前述もしたように、共振電流ＩC3は、ブリッジ
整流回路ＤBRを形成する高速リカバリ型ダイオードがタ
ーンオン、ターンオフするタイミングで流れており、こ
れにより二次側で部分電圧共振動作を得ているものであ
る。そして、この共振電流ＩC3が流れる期間に対応して
は、ブリッジ整流回路ＤBRを形成する高速リカバリ型ダ
イオードの印加電圧（Ｖ2）が反転することになるが、
この反転時において、波形形状に傾斜が与えられている
ことが示される。

【０１１８】また、図２５には、第７の実施の形態とし
ての電源回路についての、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００
Ｗの変動範囲に対応する、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００
Ｗの変動範囲における、ＡＣ→ＤＣ電力変換特性（ηＡ
Ｃ→ＤＣ）、スイッチング周波数ｆｓ、及びスイッチン
グ素子Ｑ2（又はＱ1）のオン期間ＴONの変化特性を示し
ている。

【０１１９】この図によると、ＡＣ→ＤＣ電力変換効率
（ηＡＣ→ＤＣ）については、例えば最大負荷電力Ｐｏ
max＝２００Ｗ時においては、図３１に示した先行技術
の電源回路がηＡＣ→ＤＣ＝９１．８％であるのに対し
て、第７の実施の形態の電源回路は、ηＡＣ→ＤＣ＝９
３．２％にまで向上している。また、第７の実施の形態
の電源回路の交流入力電力は、図３１に示した電源回路
に対して、２．７Ｗ低減されるという実験結果が得られ
た。

【０１２０】また、スイッチング周波数ｆｓは、最大負
荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時におけるスイッチング周波数ｆ
ｓ≒７０ＫＨｚを下限として、軽負荷の状態となるのに
従って高くなっていくように制御されていることが分か
る。また、スイッチング素子Ｑ2のオン期間である期間
ＴONは、スイッチング周波数が高く制御されるのに応じ
て短くなっている。

【０１２１】なお、第７の実施の形態の電源回路として
は、第１の実施の形態の場合と同様に、二次側の構成と
して、図２及び図３に示した回路構成を採ることができ
る。図２に示した全波整流回路の構成を採る場合には、
二次巻線Ｎ2のターン数は、５０Ｔ＋５０Ｔとしてセン
タータップを施し、二次側並列共振コンデンサＣ2＝４
７０ｐＦを選定するようにされる。また、図３に示した
倍電圧整流回路の構成を採る場合には、二次巻線Ｎ2＝
２５Ｔ、二次側並列共振コンデンサＣ2＝８２００ｐＦ
を選定するようにされる。

【０１２２】＜第８の実施の形態＞続いて、第８の実施
の形態としての電源回路について説明する。この第８の
実施の形態としてのスイッチング電源回路の回路構成と
しては、図１３に示した第３の実施の形態と同様とされ
る。また、絶縁コンバータトランスＰＩＴとしても、図
４及び図５に示した構成が採られることで、例えば結合
係数ｋ＝０．９程度に一次側と二次側の結合度が高めら
れている。

【０１２３】そして、第８の実施の形態の電源回路とし
ては、例えば次のようにして電源回路を形成する各素子
が選定される。 一次巻線Ｎ1＝４８Ｔ 二次巻線Ｎ2＝５０Ｔ 一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．０４７μＦ 部分共振コンデンサＣｐ＝４７０ｐＦ 二次側並列共振コンデンサＣ2＝１５００ｐＦ 二次側直列共振コンデンサＣ3＝０．０５６μＦ

【０１２４】そして、上記のようにして各素子を選定し
ていることで、一次側直列共振回路（Ｎ1−Ｃ1）の共振
周波数ｆｏ１は、約７０ＫＨｚとなるように設定されて
いる。

【０１２５】また、この場合において、二次巻線Ｎ2に
対して並列に接続される二次側並列共振コンデンサＣ2
のキャパシタンスは１５００ｐＦであり、これまでの第
２及び第５の実施の形態におけるものよりも小容量が選
定されている。これに対して二次側直列共振コンデンサ
Ｃ3＝０．０５６μＦであるから、そのキャパシタンス
の関係としては、Ｃ2＞＞Ｃ3となる。

【０１２６】この場合にも、二次側並列共振コンデンサ
Ｃ2と二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2とに
よっては、先の第７の実施の形態と同様に並列共振回路
が形成される。そして、前述したように、二次側におい
て部分電圧共振動作が得られることになる。また、二次
側直列共振コンデンサＣ3と二次巻線Ｎ2のリーケージイ
ンダクタンスＬ2とによっては、二次側直列共振回路が
形成される。そして、この第８の実施の形態において
は、このようにして二次側に電流共振回路と部分電圧共
振回路を備えると共に、絶縁コンバータトランスＰＩＴ
についてギャップを形成しないで結合度を高めたことに
よって、電力変換効率が向上される結果を得るようにし
ている。

【０１２７】図２６の波形図は、第８の実施の形態とし
ての電源回路についての要部の動作を示している。な
お、この図においては、例えば第１の実施の形態の電源
回路についての波形図である図６と、同一部分の波形が
示されていることから、ほぼ同様の波形及びタイミング
となっている部位についての説明は省略する。この波形
図に示されるように、スイッチング素子Ｑ2のコレクタ
電流ＩQ2は、２．３Ａｐとなっており、これにより、一
次巻線Ｎ1に流れる一次巻線電流Ｉ1は、４．６Ａｐ−ｐ
となっている。つまり、この第８の実施の形態の電源回
路についても、先行技術として示した図３１の電源回路
よりもＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）が向上
している。

【０１２８】また、この図においても、小容量の二次側
並列共振コンデンサＣ2に流れる共振電流ＩC3は、二次
側の高速リカバリ型の整流ダイオードがターンオン、タ
ーンオフするタイミングで流れており、二次側で部分電
圧共振動作が得られていることが分かる。そして、この
共振電流ＩC3が流れる期間に対応して、ブリッジ整流回
路ＤBRを形成する高速リカバリ型ダイオードの印加電圧
（Ｖ2）が反転する際の波形形状に傾斜が与えられてい
る。

【０１２９】また、図２７には、第８の実施の形態とし
ての電源回路についての、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００
Ｗの変動範囲における、ＡＣ→ＤＣ電力変換特性（ηＡ
Ｃ→ＤＣ）、スイッチング周波数ｆｓ、及びスイッチン
グ素子Ｑ2（又はＱ1）のオン期間ＴONの変化特性を示し
ている。

【０１３０】この図によると、ＡＣ→ＤＣ電力変換効率
（ηＡＣ→ＤＣ）については、例えば最大負荷電力Ｐｏ
max＝２００Ｗ時においては、図３１に示した先行技術
の電源回路がηＡＣ→ＤＣ＝９１．８％であるのに対し
て、第８の実施の形態の電源回路は、ηＡＣ→ＤＣ＝９
３．４％にまで向上している。また、第８の実施の形態
の電源回路の交流入力電力は、図３１に示した電源回路
に対して、３．７Ｗ低減されるという実験結果が得られ
た。

【０１３１】また、スイッチング周波数ｆｓは、負荷が
重くなっていくのに応じて、低くなるように制御されて
いることが分かる。これと共に、スイッチング素子Ｑ2
のオン期間である期間ＴONは、スイッチング周波数が低
く制御されるのに応じて、長くなるように制御されてい
ることが分かる。

【０１３２】なお、第８の実施の形態の電源回路として
は、第３の実施の形態の場合と同様に、二次側の構成と
して、図１４及び図１５に示した回路構成を採ることが
できる。図１４に示した半波整流方式による倍電圧整流
回路の構成を採る場合には、二次巻線Ｎ2のターン数は
２５Ｔとし、二次側並列共振コンデンサＣ2＝６８００
Ｆ、二次側直列共振コンデンサＣ3＝０．１８μＦを選
定するようにされる。

【０１３３】＜第９の実施の形態＞続いて本発明の第９
の実施の形態としてのスイッチング電源回路について説
明する。図２８は、第９の実施の形態としてのスイッチ
ング電源回路の構成例を示している。なお、この図にお
いて図１と同一部分には同一符号を付して説明を省略す
る。この図２８に示す第９の実施の形態としての電源回
路においては、ＭＯＳ−ＦＥＴとしてのトランジスタ
（補助スイッチング素子）Ｑ3、クランプダイオードＤD
3、コンデンサＣ4、駆動巻線Ｎｇ、コンデンサＣｇ、及
び抵抗Ｒ1を備えたスイッチング回路が備えられる。ト
ランジスタＱ3のドレインはコンデンサＣ4を介して、一
次巻線Ｎ1と一次側並列共振コンデンサＣ1の接続点に対
して接続される。トランジスタＱ3のソースは一次側ア
ースに対して接続される。また、トランジスタＱ3のド
レイン−ソース間に対しては、図示する方向によりクラ
ンプダイオードＤD3が接続される。トランジスタＱ3の
ゲートに対しては、コンデンサＣｇ、駆動巻線Ｎｇを直
列接続して成る自励発振駆動回路が接続される。また、
トランジスタＱ3のゲートと一次側アース間に接続され
る抵抗Ｒ1は、ゲート電圧設定用に設けられる。

【０１３４】このようなスイッチング回路の接続態様に
よると、一次側直列共振コンデンサＣ1に対して、コン
デンサＣ4−トランジスタＱ3から成る直列接続回路が並
列に接続されていることになる。そして、トランジスタ
Ｑ3のゲートに接続された自励発振駆動回路（Ｃｇ−Ｎ
ｇ，Ｒ1）では、先ず、駆動巻線Ｎｇにスイッチング周
期に応じた交番電圧が励起され、この交番電圧を基とし
て、コンデンサＣｇ−駆動巻線Ｎｇから成る共振回路の
共振動作が生じることになる。そして、この共振動作に
よって得られる交番電圧が、抵抗Ｒ1によってレベル設
定されたゲート電圧であるドライブ信号として、トラン
ジスタＱ3のゲートに印加される。これにより、トラン
ジスタＱ3は、一次側スイッチングコンバータのスイッ
チング周期に応じたスイッチング周波数によってスイッ
チング動作を行う。これは即ち、一次側直列共振コンデ
ンサＣ1に対して並列にコンデンサＣ4を接続する作用が
得られることになる。そして、このようにして一次側直
列共振コンデンサＣ1に対してコンデンサＣ4を並列接続
して得られるキャパシタンスとして、（Ｃ1＋Ｃ4）＜
０．１μＦとなるように選定することで、一次側直列共
振回路の共振周波数ｆｏ１について、先の第７及び第８
の実施の形態と同様に７０ＫＨｚ以下となるように設定
することができる。

【０１３５】また、この図２８に示す回路において、二
次巻線Ｎ2に対して並列に接続される二次側並列共振コ
ンデンサＣ2は、第７の実施の形態と同様に小容量であ
り、これにより、二次側において部分電圧共振動作が得
られるようになっており、例えば第７の実施の形態の場
合と同様に、電力変換効率が向上される。なお、この場
合には、二次側並列共振コンデンサＣ2については、例
えば１０００ｐＦ〜３３００ｐＦの範囲で適切とされる
定数を選定するようにされる。

【０１３６】図２９は、上記のようにして構成される第
９の実施の形態の電源回路における要部の動作を示す波
形図である。この図に示す波形は、これまでの各実施の
形態の波形図と同様に、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、
負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時の条件での実験結果を示して
いる。また、図３０には、この第９の実施の形態として
の電源回路についての、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗ
の変動範囲における、ＡＣ→ＤＣ電力変換特性（ηＡＣ
→ＤＣ）、スイッチング周波数ｆｓ、及びスイッチング
素子Ｑ2（又はＱ1）のオン期間ＴONの変化特性を示して
いる。なお、図２９及び図３０に示す実験結果を得るの
にあたっては、例えば次のようにして電源回路を形成す
る各素子を選定した。 一次巻線Ｎ1＝４５Ｔ 二次巻線Ｎ2＝５０Ｔ 一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．０３３μＦ 部分共振コンデンサＣｐ＝４７０ｐＦ 二次側並列共振コンデンサＣ2＝２２００ｐＦ コンデンサＣ4＝０．０３３μＦ

【０１３７】先ず、図２９の波形図に示されるように、
スイッチング素子Ｑ2のコレクタ電流ＩQ2は、２．２Ａ
ｐとなっており、これにより、一次巻線Ｎ1に流れる一
次巻線電流Ｉ1は、４．４Ａｐ−ｐとなっている。つま
り、この第９の実施の形態の電源回路についても、先行
技術として示した図３１の電源回路よりもＡＣ→ＤＣ電
力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）が向上している。

【０１３８】また、この図においても、小容量の二次側
並列共振コンデンサＣ2に流れる共振電流ＩC3は、二次
側の高速リカバリ型の整流ダイオードがターンオン、タ
ーンオフするタイミングで流れており、二次側で部分電
圧共振動作が得られていることが分かる。そして、この
共振電流ＩC3が流れる期間に対応して、ブリッジ整流回
路ＤBRを形成する高速リカバリ型ダイオードの印加電圧
（Ｖ2）が反転する際の波形形状に傾斜が与えられてい
る。

【０１３９】また、図３０に示す特性図によると、ＡＣ
→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）については、例え
ば最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時においては、図３
１に示した先行技術の電源回路がηＡＣ→ＤＣ＝９１．
８％であるのに対して、第９の実施の形態の電源回路
は、ηＡＣ→ＤＣ＝９３．６％にまで向上している。ま
た、第９の実施の形態の電源回路の交流入力電力は、図
３１に示した電源回路に対して、４．２Ｗ低減されると
いう実験結果が得られた。

【０１４０】また、スイッチング周波数ｆｓは、負荷が
重くなっていくのに応じて、低くなるように制御されて
いることが分かる。これと共に、スイッチング素子Ｑ2
のオン期間である期間ＴONは、スイッチング周波数が低
く制御されるのに応じて、長くなるように制御されてい
ることが分かる。

【０１４１】また、第９の実施の形態の電源回路として
は、第１の実施の形態の場合と同様に、二次側の構成と
して、図２及び図３に示した回路構成を採ることができ
る。図２に示した全波整流回路の構成を採る場合には、
二次巻線Ｎ2のターン数は、５０Ｔ＋５０Ｔとしてセン
タータップを施し、二次側並列共振コンデンサＣ2＝４
７０ｐＦを選定するようにされる。また、図３に示した
倍電圧整流回路の構成を採る場合には、二次巻線Ｎ2＝
２５Ｔ、二次側並列共振コンデンサＣ2＝８２００ｐＦ
を選定するようにされる。

【０１４２】なお、本発明としてのスイッチング電源回
路としては、これまで説明した各実施の形態としての構
成に限定されるものではなく、例えば、要部の部品素子
の定数などは適宜、各種条件に応じて適切な値に変更さ
れればよい。例えば、各実施の形態では、一次側直列共
振周波数ｆｏ１について、１０ＫＨｚ、４０ＫＨｚ、及
び７０ＫＨｚ近傍を設定した場合を例に挙げている。し
かし、これはあくまでも、スイッチング周波数に対して
アッパーサイド制御が可能とされる直列共振周波数ｆｏ
１について選択可能な範囲において、その下限値と上限
値と中間値を例示しているのに過ぎないものである。従
って、選択可能な範囲であれば、直列共振周波数ｆｏ１
について適宜変更設定することは可能である。また、例
えば一次側スイッチングコンバータに用いられるスイッ
チング素子としては、各回路図に示したバイポーラトラ
ンジスタのほか、ＭＯＳ−ＦＥＴやＩＧＢＴなどが採用
されて構わない。また、ＭＯＳ−ＦＥＴやＩＧＢＴなど
が採用される際には、他励式により駆動する構成とされ
てもよいものである。また、各実施の形態として示した
回路図では、直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を生成
する整流回路系は倍電圧整流回路とされていたが、商用
交流電源の等倍レベルの直流入力電圧を生成する全波整
流回路とされてもよい。そして、このような全波整流回
路を備えた構成であっても、電力変換効率の向上をはじ
めとする本発明としての効果は充分に得られるという実
験結果が得られているものである。

【０１４３】

【発明の効果】以上説明したように、本発明では、複合
共振形コンバータとして、一次側においては、電流共振
形コンバータに部分電圧共振回路を組み合わせるように
している。そして、二次側に対して、二次側並列共振回
路、二次側直列共振回路、或いは二次側部分電圧共振回
路を適宜組み合わせた構成を採っている。そして、絶縁
コンバータトランスについては、磁脚にギャップを形成
しないことで、一次側と二次側の結合係数をこれまでよ
りも高いものとしている。そして、このような構成であ
れば、先行技術の電源回路と比較して大幅に電力変換効
率が向上されることになる。

【０１４４】また、絶縁コンバータトランスに対してギ
ャップを形成しなくともよくなったことで、ギャップ形
成のためのコアの研磨工程は省略されることになる。こ
れにより、例えば製造工程が簡略化され、また、絶縁コ
ンバータトランスを製造するコストも低減することがで
きる。また、ギャップを形成しないことで、例えば絶縁
コンバータトランスに用いるコアとしては、ＥＥ型コア
以外にも、例えばＵ−Ｕ型コアなどを採用することが可
能となった。つまり、コアの型式の選択についての自由
度が拡がる。

【０１４５】さらには、絶縁コンバータトランスのコア
にギャップを形成しないということは、この絶縁コンバ
ータトランスに巻装された一次巻線と二次巻線の結合度
が高いものとなる。これによって、絶縁コンバータトラ
ンスからの漏洩磁束は低減されるので、例えば絶縁コン
バータトランスにショートリングを施す必要もないこと
となる。そして、この点でも、コストダウンが図られ、
また、回路の小型軽量化が促進されるものである。ま
た、絶縁コンバータトランスのギャップ近傍における局
部的温度上昇は発生しないことになるために、それだけ
電源回路としても信頼性が向上することになる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１（第４、第７）の実施の形態とし
てのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図であ
る。

【図２】第１の実施の形態としてのスイッチング電源回
路の二次側の構成についての変形例を示す回路図であ
る。

【図３】第１の実施の形態としてのスイッチング電源回
路の二次側の構成についての変形例を示す回路図であ
る。

【図４】本実施の形態の電源回路に備えられる絶縁コン
バータトランスの構造例を示す断面図である。

【図５】本実施の形態の電源回路に備えられる絶縁コン
バータトランスの構造例を示す断面図である。

【図６】第１の実施の形態の電源回路の動作を示す波形
図である。

【図７】第１の実施の形態の電源回路についての負荷変
動に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率、スイッチング周波
数及びスイッチング素子のオン期間の変化特性を示す図
である。

【図８】本発明の第２（第５）の実施の形態としてのス
イッチング電源回路の構成例を示す回路図である。

【図９】第２の実施の形態としてのスイッチング電源回
路の二次側の構成についての変形例を示す回路図であ
る。

【図１０】第２の実施の形態としてのスイッチング電源
回路の二次側の構成についての変形例を示す回路図であ
る。

【図１１】第２の実施の形態の電源回路の動作を示す波
形図である。

【図１２】第２の実施の形態の電源回路についての負荷
変動に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率、スイッチング周
波数及びスイッチング素子のオン期間の変化特性を示す
図である。

【図１３】本発明の第３（第６、第８）の実施の形態と
してのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図であ
る。

【図１４】第３の実施の形態としてのスイッチング電源
回路の二次側の構成についての変形例を示す回路図であ
る。

【図１５】第３の実施の形態としてのスイッチング電源
回路の二次側の構成についての変形例を示す回路図であ
る。

【図１６】第３の実施の形態の電源回路の動作を示す波
形図である。

【図１７】第３の実施の形態の電源回路についての負荷
変動に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率、スイッチング周
波数及びスイッチング素子のオン期間の変化特性を示す
図である。

【図１８】第４の実施の形態の電源回路の動作を示す波
形図である。

【図１９】第４の実施の形態の電源回路についての負荷
変動に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率、スイッチング周
波数及びスイッチング素子のオン期間の変化特性を示す
図である。

【図２０】第５の実施の形態の電源回路の動作を示す波
形図である。

【図２１】第５の実施の形態の電源回路についての負荷
変動に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率、スイッチング周
波数及びスイッチング素子のオン期間の変化特性を示す
図である。

【図２２】第６の実施の形態の電源回路の動作を示す波
形図である。

【図２３】第６の実施の形態の電源回路についての負荷
変動に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率、スイッチング周
波数及びスイッチング素子のオン期間の変化特性を示す
図である。

【図２４】第７の実施の形態の電源回路の動作を示す波
形図である。

【図２５】第７の実施の形態の電源回路についての負荷
変動に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率、スイッチング周
波数及びスイッチング素子のオン期間の変化特性を示す
図である。

【図２６】第８の実施の形態の電源回路の動作を示す波
形図である。

【図２７】第８の実施の形態の電源回路についての負荷
変動に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率、スイッチング周
波数及びスイッチング素子のオン期間の変化特性を示す
図である。

【図２８】第９の実施の形態としてのスイッチング電源
回路の構成例を示す回路図である。

【図２９】第９の実施の形態の電源回路の動作を示す波
形図である。

【図３０】第９の実施の形態の電源回路についての負荷
変動に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率、スイッチング周
波数及びスイッチング素子のオン期間の変化特性を示す
図である。

【図３１】先行技術としてのスイッチング電源回路の構
成例を示す回路図である。

【図３２】先行技術としてのスイッチング電源回路の他
の構成例を示す回路図である。

【図３３】図３１又は図３２に示す電源回路に採用され
る絶縁コンバータトランスの構造例を示す断面図であ
る。

【図３４】図３１又は図３２に示す電源回路の動作を示
す波形図である。

【図３５】図３１又は図３２に示す電源回路についての
負荷変動に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率、スイッチン
グ周波数及びスイッチング素子のオン期間の変化特性を
示す図である。

【符号の説明】

１ 制御回路、Ｄｉ，ＤBR ブリッジ整流回路、 Ｄ
1，Ｄ2 整流ダイオード、Ｃｉ1，Ｃｉ2 平滑コンデン
サ、Ｑ1，Ｑ2 スイッチング素子、ＰＩＴ 絶縁コンバ
ータトランス、Ｎ1 一次巻線、Ｎ2 二次巻線、Ｃ1
一次側直列共振コンデンサ、Ｃｐ 一次側部分共振コン
デンサ、Ｃ2 二次側並列共振コンデンサ、Ｃ3 二次側
直列共振コンデンサ、Ｃ4 コンデンサ、Ｑ3 トランジ
スタ

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 入力された直流入力電圧を断続するよう
   にしてスイッチング動作を行う電流共振形のスイッチン
   グ手段と、 上記スイッチング手段のスイッチング出力を一次側から
   二次側に伝送するために設けられ、コアの磁脚にギャッ
   プを形成しないことで所要以上の結合係数が得られるよ
   うにされた絶縁コンバータトランスと、 少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の
   漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続さ
   れた一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによ
   って形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振
   形とする一次側直列共振回路と、 上記スイッチング手段を形成する複数のスイッチング素
   子のうち、所定のスイッチング素子に対して並列に接続
   される部分共振コンデンサのキャパシタンスと、上記絶
   縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス
   成分によって形成され、上記スイッチング手段を形成す
   る複数のスイッチング素子のターンオフ期間に電圧共振
   動作を行う一次側部分電圧共振回路と、 上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダク
   タンス成分と、この二次巻線に対して並列に接続される
   二次側並列共振コンデンサのキャパシタンスとによって
   形成される二次側並列共振回路と、 上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番
   電圧を入力して整流動作を行って、二次側直流出力電圧
   を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、 上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記スイッ
   チング手段のスイッチング周波数を可変することで、二
   次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成
   された定電圧制御手段と、 を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。
2. 【請求項２】 入力された直流入力電圧を断続するよう
   にしてスイッチング動作を行う電流共振形のスイッチン
   グ手段と、 上記スイッチング手段のスイッチング出力を一次側から
   二次側に伝送するために設けられ、コアの磁脚にギャッ
   プを形成しないことで所要以上の結合係数が得られるよ
   うにされた絶縁コンバータトランスと、 少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の
   漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続さ
   れた一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによ
   って形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振
   形とする一次側直列共振回路と、 上記スイッチング手段を形成する複数のスイッチング素
   子のうち、所定のスイッチング素子に対して並列に接続
   される部分共振コンデンサのキャパシタンスと、上記絶
   縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス
   成分によって形成され、上記スイッチング手段を形成す
   る複数のスイッチング素子のターンオフ期間に電圧共振
   動作を行う一次側部分電圧共振回路と、 上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダク
   タンス成分と、この二次巻線に対して直列に接続される
   二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって
   形成される二次側直列共振回路と、 上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番
   電圧を入力して整流動作を行って、二次側直流出力電圧
   を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、 上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記スイッ
   チング手段のスイッチング周波数を可変することで、二
   次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成
   された定電圧制御手段と、 を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。
3. 【請求項３】 入力された直流入力電圧を断続するよう
   にしてスイッチング動作を行う電流共振形のスイッチン
   グ手段と、 上記スイッチング手段のスイッチング出力を一次側から
   二次側に伝送するために設けられ、コアの磁脚にギャッ
   プを形成しないことで所要以上の結合係数が得られるよ
   うにされた絶縁コンバータトランスと、 少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の
   漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続さ
   れた一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによ
   って形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振
   形とする一次側直列共振回路と、 上記スイッチング手段を形成する複数のスイッチング素
   子のうち、所定のスイッチング素子に対して並列に接続
   される部分共振コンデンサのキャパシタンスと、上記絶
   縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス
   成分によって形成され、上記スイッチング手段を形成す
   る複数のスイッチング素子のターンオフ期間に電圧共振
   動作を行う一次側部分電圧共振回路と、 上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダク
   タンス成分と、この二次巻線に対して並列に接続される
   二次側並列共振コンデンサのキャパシタンスとによって
   形成される二次側並列共振回路と、 上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダク
   タンス成分と、この二次巻線に対して直列に接続される
   二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって
   形成される二次側直列共振回路と、 上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番
   電圧を入力して整流動作を行って、二次側直流出力電圧
   を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、 上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記スイッ
   チング手段のスイッチング周波数を可変することで、二
   次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成
   された定電圧制御手段と、 を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。
4. 【請求項４】 入力された直流入力電圧を断続するよう
   にしてスイッチング動作を行う電流共振形のスイッチン
   グ手段と、 上記スイッチング手段のスイッチング出力を一次側から
   二次側に伝送するために設けられ、コアの磁脚にギャッ
   プを形成しないことで所要以上の結合係数が得られるよ
   うにされた絶縁コンバータトランスと、 少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の
   漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続さ
   れた一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによ
   って形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振
   形とする一次側直列共振回路と、 上記スイッチング手段を形成する複数のスイッチング素
   子のうち、所定のスイッチング素子に対して並列に接続
   される部分共振コンデンサのキャパシタンスと、上記絶
   縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス
   成分によって形成され、上記スイッチング手段を形成す
   る複数のスイッチング素子のターンオフ期間に電圧共振
   動作を行う一次側部分電圧共振回路と、 上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番
   電圧を入力して整流動作を行って、二次側直流出力電圧
   を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、 上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダク
   タンス成分と、この二次巻線に対して並列に接続される
   二次側並列共振コンデンサのキャパシタンスとによって
   形成され、上記直流出力電圧生成手段を形成するダイオ
   ード素子のターンオン期間、及びターンオフ期間におい
   てのみ電圧共振する二次側部分電圧共振回路と、 上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記スイッ
   チング手段のスイッチング周波数を可変することで、二
   次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成
   された定電圧制御手段と、 を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。
5. 【請求項５】 入力された直流入力電圧を断続するよう
   にしてスイッチング動作を行う電流共振形のスイッチン
   グ手段と、 上記スイッチング手段のスイッチング出力を一次側から
   二次側に伝送するために設けられ、コアの磁脚にギャッ
   プを形成しないことで所要以上の結合係数が得られるよ
   うにされた絶縁コンバータトランスと、 少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の
   漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続さ
   れた一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによ
   って形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振
   形とする一次側直列共振回路と、 上記スイッチング手段を形成する複数のスイッチング素
   子のうち、所定のスイッチング素子に対して並列に接続
   される部分共振コンデンサのキャパシタンスと、上記絶
   縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス
   成分によって形成され、上記スイッチング手段を形成す
   る複数のスイッチング素子のターンオフ期間に電圧共振
   動作を行う一次側部分電圧共振回路と、 上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番
   電圧を入力して整流動作を行って、二次側直流出力電圧
   を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、 上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダク
   タンス成分と、この二次巻線に対して並列に接続される
   二次側並列共振コンデンサのキャパシタンスとによって
   形成され、上記直流出力電圧生成手段を形成するダイオ
   ード素子のターンオン期間、及びターンオフ期間におい
   てのみ電圧共振する二次側部分電圧共振回路と、 上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダク
   タンス成分と、この二次巻線に対して直列に接続される
   二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって
   形成される二次側直列共振回路と、 上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記スイッ
   チング手段のスイッチング周波数を可変することで、二
   次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成
   された定電圧制御手段と、 を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。
6. 【請求項６】 入力された直流入力電圧を断続するよう
   にしてスイッチング動作を行う電流共振形のスイッチン
   グ手段と、 上記スイッチング手段のスイッチング出力を一次側から
   二次側に伝送するために設けられ、コアの磁脚にギャッ
   プを形成しないことで所要以上の結合係数が得られるよ
   うにされた絶縁コンバータトランスと、 少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の
   漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続さ
   れた一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによ
   って形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振
   形とする一次側直列共振回路と、 上記スイッチング手段を形成する複数のスイッチング素
   子のうち、所定のスイッチング素子に対して並列に接続
   される部分共振コンデンサのキャパシタンスと、上記絶
   縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス
   成分によって形成され、上記スイッチング手段を形成す
   る複数のスイッチング素子のターンオフ期間に電圧共振
   動作を行う一次側部分電圧共振回路と、 コンデンサと、上記スイッチング手段のスイッチング周
   波数に応じたスイッチング動作を行う補助スイッチング
   素子とを直列接続して形成され、上記一次側直列共振コ
   ンデンサに対して並列に接続されるスイッチング回路
   と、 上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番
   電圧を入力して整流動作を行って、二次側直流出力電圧
   を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、 上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダク
   タンス成分と、この二次巻線に対して並列に接続される
   二次側並列共振コンデンサのキャパシタンスとによって
   形成され、上記直流出力電圧生成手段を形成するダイオ
   ード素子のターンオン期間、及びターンオフ期間におい
   てのみ電圧共振する二次側部分電圧共振回路と、 上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記スイッ
   チング手段のスイッチング周波数を可変することで、二
   次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成
   された定電圧制御手段と、 を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。