JP2003142959A - 歪補償装置及び歪補償方法 - Google Patents
歪補償装置及び歪補償方法Info
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- H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
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- Amplifiers (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 歪補償のステップサイズパラメータを適応的
に制御して、収束の高速化と、収束後の安定化とを図
る。 【解決手段】 送信信号ｘ（ｔ）を増幅する電力増幅器
６の増幅出力信号の一部を方向性結合器７等を介して帰
還し、送信信号との差の誤差信号ｅ（ｔ）と歪補償テー
ブル１からの歪補償信号とステップサイズパラメータμ
とを基に算出した信号と、電力算出部１１等による送信
信号の電力とに対応した歪補償信号を歪補償テーブル１
から読出して、乗算器２により送信信号に乗算して、電
力増幅器６に入力する歪補償装置及び歪補償方法であっ
て、増幅出力信号のスペクトラムを求める高速フーリエ
変換部２２と、算出したスペクトラムを基にＡＣＬＲ
（隣接チャネル漏洩電力比）を算出するＡＣＬＲ等算出
部２３と、算出されたＡＣＬＲと閾値設定部２５からの
閾値とを比較して、ステップサイズパラメータμを切替
えるμ調整部２４とを含むμ制御部２１を備えて、歪補
償制御を行う。
に制御して、収束の高速化と、収束後の安定化とを図
る。 【解決手段】 送信信号ｘ（ｔ）を増幅する電力増幅器
６の増幅出力信号の一部を方向性結合器７等を介して帰
還し、送信信号との差の誤差信号ｅ（ｔ）と歪補償テー
ブル１からの歪補償信号とステップサイズパラメータμ
とを基に算出した信号と、電力算出部１１等による送信
信号の電力とに対応した歪補償信号を歪補償テーブル１
から読出して、乗算器２により送信信号に乗算して、電
力増幅器６に入力する歪補償装置及び歪補償方法であっ
て、増幅出力信号のスペクトラムを求める高速フーリエ
変換部２２と、算出したスペクトラムを基にＡＣＬＲ
（隣接チャネル漏洩電力比）を算出するＡＣＬＲ等算出
部２３と、算出されたＡＣＬＲと閾値設定部２５からの
閾値とを比較して、ステップサイズパラメータμを切替
えるμ調整部２４とを含むμ制御部２１を備えて、歪補
償制御を行う。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、無線基地局等に於
ける送信信号を増幅する電力増幅器の歪を、隣接チャネ
ル漏洩電力比が小さくなるように制御して補償する歪補
償装置及び歪補償方法に関する。
ける送信信号を増幅する電力増幅器の歪を、隣接チャネ
ル漏洩電力比が小さくなるように制御して補償する歪補
償装置及び歪補償方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】Ｗ−ＣＤＭＡ（Ｗｉｄｅｂａｎｄ Ｃｏ
ｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅ
ｓｓ）やＰＤＣ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｄｉｇｉｔａｌ
Ｃｅｌｌｕｌａｒ）等を適用した移動通信システムに於
いては、無線基地局の送信電力は例えば１０ｍＷ程度か
ら２０Ｗ程度の範囲に制御することが必要となる。この
ような制御手段としては、インナーループ方式、オープ
ンループ方式、クローズドループ方式等により、所望の
送信電力となるように電力増幅器を制御する送信電力制
御（ＴＰＣ）が行われている。
ｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅ
ｓｓ）やＰＤＣ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｄｉｇｉｔａｌ
Ｃｅｌｌｕｌａｒ）等を適用した移動通信システムに於
いては、無線基地局の送信電力は例えば１０ｍＷ程度か
ら２０Ｗ程度の範囲に制御することが必要となる。この
ような制御手段としては、インナーループ方式、オープ
ンループ方式、クローズドループ方式等により、所望の
送信電力となるように電力増幅器を制御する送信電力制
御（ＴＰＣ）が行われている。
【０００３】送信信号を増幅する電力増幅器は、増幅歪
を少なくする為に、線形領域で使用することが望ましい
が、電力負荷効率が数％程度の低いものとなり、送信電
力に対する消費電力が大きくなる。この電力負荷効率
は、入力電力に対して、その入力電力と出力電力との差
の割合を示すものである。例えば、図１９は、出力電力
〔ｄＢｍ〕と電力負荷効率〔％〕と入力電力〔ｄＢｍ〕
との関係の一例を示すもので、横軸を入力電力〔ｄＢ
ｍ〕、左側の縦軸を出力電力〔ｄＢｍ〕、右側の縦軸を
電力負荷効率〔％〕とした出力電力と電力負荷効率との
関係の傾向を示すものである。即ち、出力電力特性の線
形領域のみを用いると、電力負荷効率は非常に低い値と
なることが判る。そこで、非線形領域に於いても使用で
きるようにして、電力負荷効率の向上を図るように制御
する手段が採用されている。
を少なくする為に、線形領域で使用することが望ましい
が、電力負荷効率が数％程度の低いものとなり、送信電
力に対する消費電力が大きくなる。この電力負荷効率
は、入力電力に対して、その入力電力と出力電力との差
の割合を示すものである。例えば、図１９は、出力電力
〔ｄＢｍ〕と電力負荷効率〔％〕と入力電力〔ｄＢｍ〕
との関係の一例を示すもので、横軸を入力電力〔ｄＢ
ｍ〕、左側の縦軸を出力電力〔ｄＢｍ〕、右側の縦軸を
電力負荷効率〔％〕とした出力電力と電力負荷効率との
関係の傾向を示すものである。即ち、出力電力特性の線
形領域のみを用いると、電力負荷効率は非常に低い値と
なることが判る。そこで、非線形領域に於いても使用で
きるようにして、電力負荷効率の向上を図るように制御
する手段が採用されている。
【０００４】電力増幅器を単純に非線形領域で動作させ
ると増幅歪が大きくなり、隣接チャネルに対する漏洩電
力が大きくなる。それによって、隣接チャネルに対して
妨害を与える問題が生じる。そこで、線形領域の広い特
性の電力増幅器を用いることが考えられるが、必要な能
力以上の電力増幅器を用意する必要があり、経済的な問
題が生じる。その為に、電力増幅器の歪を補償するリニ
アライザ（歪補償装置）を用いた構成が実用化されてい
る。
ると増幅歪が大きくなり、隣接チャネルに対する漏洩電
力が大きくなる。それによって、隣接チャネルに対して
妨害を与える問題が生じる。そこで、線形領域の広い特
性の電力増幅器を用いることが考えられるが、必要な能
力以上の電力増幅器を用意する必要があり、経済的な問
題が生じる。その為に、電力増幅器の歪を補償するリニ
アライザ（歪補償装置）を用いた構成が実用化されてい
る。
【０００５】例えば、図２０に示すように、歪補償を行
わない場合は、実線曲線で示す送信電力特性となり、１
点鎖線と２点鎖線との間の隣接チャネルに対する漏洩電
力が大きくなる。しかし、歪補償を行うことにより、点
線曲線で示すように、隣接チャネルに対する漏洩電力を
低減することができる。
わない場合は、実線曲線で示す送信電力特性となり、１
点鎖線と２点鎖線との間の隣接チャネルに対する漏洩電
力が大きくなる。しかし、歪補償を行うことにより、点
線曲線で示すように、隣接チャネルに対する漏洩電力を
低減することができる。
【０００６】この場合、送信チャネルの送信電力と、隣
接チャネルに漏洩する電力との比ＡＣＬＲ（Ａｄｊａｃ
ｅｎｔ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｌｅａｋａｇｅ Ｐｏｗｅｒ
Ｒａｔｉｏ）は、図２０の１点鎖線間の送信チャネル
の電力を表すスペトラクムの面積と、１点鎖線と２点鎖
線との間の隣接チャネルの漏洩電力を表すスペクトラム
の面積との比となる。この漏洩電力は、隣接チャネルに
対する雑音成分となるものであるから、周波数帯域の有
効利用を図る為に厳しく規定されている。なお、ＡＣＬ
Ｒは、通常に使用されているＡＣＰＲ（Ａｄｊａｃｅｎ
ｔ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ）と同じ
意味のものである。
接チャネルに漏洩する電力との比ＡＣＬＲ（Ａｄｊａｃ
ｅｎｔ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｌｅａｋａｇｅ Ｐｏｗｅｒ
Ｒａｔｉｏ）は、図２０の１点鎖線間の送信チャネル
の電力を表すスペトラクムの面積と、１点鎖線と２点鎖
線との間の隣接チャネルの漏洩電力を表すスペクトラム
の面積との比となる。この漏洩電力は、隣接チャネルに
対する雑音成分となるものであるから、周波数帯域の有
効利用を図る為に厳しく規定されている。なお、ＡＣＬ
Ｒは、通常に使用されているＡＣＰＲ（Ａｄｊａｃｅｎ
ｔ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ）と同じ
意味のものである。
【０００７】又送信チャネルに隣接するチャネルと更に
その隣のチャネルに漏洩する電力についても厳しく規定
されている。例えば、図２１に示す送信帯域の送信電力
をＰ１とし、周波数の高い方の隣接チャネルの漏洩電力
をＰＨ１、その次の隣接チャネルの漏洩電力をＰＨ２と
し、周波数の低い方の隣接チャネルの漏洩電力をＰＬ
１、その次の隣接チャネルの漏洩電力をＰＬ２とする
と、隣接チャネル漏洩電力比ＡＣＬＲ１及び次隣接チャ
ネル漏洩電力比ＡＣＬＲ２は、 ＡＣＬＲ１＝ＰＨ１（又はＰＬ１）／Ｐ１ ＡＣＬＲ２＝ＰＨ２（又はＰＬ２）／Ｐ１ により求めることができる。この場合、ＡＣＬＲ１は、
ＰＨ１とＰＬ１との平均値をＰ１の分子とすることも可
能である。同様に、ＡＣＬＲ２については、ＰＨ２とＰ
Ｌ２との平均値をＰ１の分子とすることも可能である。
以下の説明に於いて特に必要とする以外は、ＡＣＬＲと
して説明する。
その隣のチャネルに漏洩する電力についても厳しく規定
されている。例えば、図２１に示す送信帯域の送信電力
をＰ１とし、周波数の高い方の隣接チャネルの漏洩電力
をＰＨ１、その次の隣接チャネルの漏洩電力をＰＨ２と
し、周波数の低い方の隣接チャネルの漏洩電力をＰＬ
１、その次の隣接チャネルの漏洩電力をＰＬ２とする
と、隣接チャネル漏洩電力比ＡＣＬＲ１及び次隣接チャ
ネル漏洩電力比ＡＣＬＲ２は、 ＡＣＬＲ１＝ＰＨ１（又はＰＬ１）／Ｐ１ ＡＣＬＲ２＝ＰＨ２（又はＰＬ２）／Ｐ１ により求めることができる。この場合、ＡＣＬＲ１は、
ＰＨ１とＰＬ１との平均値をＰ１の分子とすることも可
能である。同様に、ＡＣＬＲ２については、ＰＨ２とＰ
Ｌ２との平均値をＰ１の分子とすることも可能である。
以下の説明に於いて特に必要とする以外は、ＡＣＬＲと
して説明する。
【０００８】図２２は電力増幅器の歪補償を行う為のリ
ニアライザ（歪補償装置）の基本構成説明図であり、１
１０はプリディストーション部を構成する乗算器、１１
１は適応歪補償制御部、１１２は減算器、１１３は電力
増幅器を示す。又ｆ（ｐ）は電力増幅器１１３の歪関数
を示す。なお、電力増幅器１１３の増幅出力信号の一部
を分岐する為の方向性結合器や検波器等は図示を省略し
ている。
ニアライザ（歪補償装置）の基本構成説明図であり、１
１０はプリディストーション部を構成する乗算器、１１
１は適応歪補償制御部、１１２は減算器、１１３は電力
増幅器を示す。又ｆ（ｐ）は電力増幅器１１３の歪関数
を示す。なお、電力増幅器１１３の増幅出力信号の一部
を分岐する為の方向性結合器や検波器等は図示を省略し
ている。
【０００９】適応歪補償制御部１１１は、送信信号ｘ
（ｔ）と増幅出力信号との差分ｅ（ｔ）を入力して、こ
の差分ｅ（ｔ）が零となる方向で且つ送信信号ｘ（ｔ）
の振幅又は電力に対応した歪補償信号を乗算器１１０に
入力する。それによって、電力増幅器１１３の増幅出力
信号に歪成分が生じないように、送信信号ｘ（ｔ）に逆
方向の歪、即ち、プリディストーションを与えるもので
ある。
（ｔ）と増幅出力信号との差分ｅ（ｔ）を入力して、こ
の差分ｅ（ｔ）が零となる方向で且つ送信信号ｘ（ｔ）
の振幅又は電力に対応した歪補償信号を乗算器１１０に
入力する。それによって、電力増幅器１１３の増幅出力
信号に歪成分が生じないように、送信信号ｘ（ｔ）に逆
方向の歪、即ち、プリディストーションを与えるもので
ある。
【００１０】又図２３に示すリニアライザは、乗算器１
２０と、歪補償信号メモリ１２１と、歪補償信号生成部
１２２と、電力増幅器１２３と、減算器１２４とを含む
構成を有し、図２２に示す基本構成と同様に、乗算器１
２０により送信信号ｘ（ｔ）に、電力増幅器１２３の歪
関数ｆ（ｐ）に対応したプリディストーションを与える
ものである。又歪補償信号メモリ１２１は、送信信号ｘ
（ｔ）のレベル又はパワーに対応した歪補償係数を格納
し、送信信号ｘ（ｔ）と増幅出力信号との差分ｅ（ｔ）
を歪補償信号生成部１２２に入力して歪補償信号を生成
し、歪補償信号メモリ１２１の歪補償係数を更新する。
２０と、歪補償信号メモリ１２１と、歪補償信号生成部
１２２と、電力増幅器１２３と、減算器１２４とを含む
構成を有し、図２２に示す基本構成と同様に、乗算器１
２０により送信信号ｘ（ｔ）に、電力増幅器１２３の歪
関数ｆ（ｐ）に対応したプリディストーションを与える
ものである。又歪補償信号メモリ１２１は、送信信号ｘ
（ｔ）のレベル又はパワーに対応した歪補償係数を格納
し、送信信号ｘ（ｔ）と増幅出力信号との差分ｅ（ｔ）
を歪補償信号生成部１２２に入力して歪補償信号を生成
し、歪補償信号メモリ１２１の歪補償係数を更新する。
【００１１】又図２４に示すリニアライザ（歪補償装
置）の構成は、特開平９−６９７３３号公報に於いて提
案されている。同図に於いて、１３０は乗算器、１３１
は歪補償テーブル、１３２は電力算出部（｜ｘ（ｔ）｜
2 ）、１３３は電力増幅器、１３４は減算器、１３５は
複素数変換部（ｃｏｎｊｇ）、１３６〜１３８は乗算
器、１３９は加算器、１４０は方向性結合器を示す。又
ｆ（ｐ）は電力増幅器１３３の歪関数、ｘ（ｔ）は送信
信号、ｅ（ｔ）は送信信号と増幅出力信号を方向性結合
器１４０により一部分岐した信号との差分、μはステッ
プサイズパラメータ、ｙ（ｔ）は電力増幅器１３３の出
力信号を示す。
置）の構成は、特開平９−６９７３３号公報に於いて提
案されている。同図に於いて、１３０は乗算器、１３１
は歪補償テーブル、１３２は電力算出部（｜ｘ（ｔ）｜
2 ）、１３３は電力増幅器、１３４は減算器、１３５は
複素数変換部（ｃｏｎｊｇ）、１３６〜１３８は乗算
器、１３９は加算器、１４０は方向性結合器を示す。又
ｆ（ｐ）は電力増幅器１３３の歪関数、ｘ（ｔ）は送信
信号、ｅ（ｔ）は送信信号と増幅出力信号を方向性結合
器１４０により一部分岐した信号との差分、μはステッ
プサイズパラメータ、ｙ（ｔ）は電力増幅器１３３の出
力信号を示す。
【００１２】ｈ（ｐ）を歪補償テーブル１３１の歪補償
係数、ｘ，ｙ，ｆ，ｈ，ｕ，ｅを複素数、＊を共役複素
数とすると、乗算器１３７は、ｈn-1 （ｐ）と、電力増
幅器１３３の出力信号ｙ（ｔ）を方向性結合器１４０に
より分岐して複素数変換部１３５により共役複素数に変
換したｙ* （ｔ）とを乗算して、ｕ* （ｔ）を出力す
る。又乗算器１３６は、減算器１３４からのｅ（ｔ）と
乗算器１３７からのｕ*（ｔ）とを乗算し、乗算器１３
８は、μと乗算器１３６からのｅ（ｔ）・ｕ* （ｔ）と
を乗算し、加算器１３９は、ｈn-1 （ｐ）とμ・ｅ
（ｔ）・ｕ* （ｔ）とを加算する。歪補償係数ｈ
n-1 （ｐ）は、以下の数式により算出されて、歪補償テ
ーブル１３１の更新が行われる。
係数、ｘ，ｙ，ｆ，ｈ，ｕ，ｅを複素数、＊を共役複素
数とすると、乗算器１３７は、ｈn-1 （ｐ）と、電力増
幅器１３３の出力信号ｙ（ｔ）を方向性結合器１４０に
より分岐して複素数変換部１３５により共役複素数に変
換したｙ* （ｔ）とを乗算して、ｕ* （ｔ）を出力す
る。又乗算器１３６は、減算器１３４からのｅ（ｔ）と
乗算器１３７からのｕ*（ｔ）とを乗算し、乗算器１３
８は、μと乗算器１３６からのｅ（ｔ）・ｕ* （ｔ）と
を乗算し、加算器１３９は、ｈn-1 （ｐ）とμ・ｅ
（ｔ）・ｕ* （ｔ）とを加算する。歪補償係数ｈ
n-1 （ｐ）は、以下の数式により算出されて、歪補償テ
ーブル１３１の更新が行われる。
【００１３】
ｈn （ｐ）＝ｈn-1 （ｐ）＋μ・ｅ（ｔ）・ｕ* （ｔ） …（１）
ｅ（ｔ）＝ｘ（ｔ）−ｙ（ｔ） …（２）
ｕ（ｔ）＝ｘ（ｔ）・ｆ（ｐ）＝ｈ* n-1 （ｐ）・ｙ（ｔ） …（３）
ｈn-1 （ｐ）・ｈ* n-1 （ｐ）＝１ …（４）
ｙ（ｔ）＝ｈn-1 （ｐ）・ｘ（ｔ）・ｆ（ｐ） …（５）
ｐ＝｜ｘ（ｔ）｜2 …（６）
従って、歪補償テーブル１３１を更新する歪補償係数ｈ
n （ｐ）は、 ｈn （ｐ）＝μ・ｙ* （ｔ）・ｈ* n-1 （ｐ）・ｅ
（ｔ）＋ｈ* n-1 （ｐ） となる。
n （ｐ）は、 ｈn （ｐ）＝μ・ｙ* （ｔ）・ｈ* n-1 （ｐ）・ｅ
（ｔ）＋ｈ* n-1 （ｐ） となる。
【００１４】この場合、ｙ* （ｔ）・ｈ* n-1 （ｐ）＝
ｕ* （ｔ）とすると、（１）式となる。又電力算出部１
３２により算出された（６）式の値が、歪補償テーブル
１３１のアドレスとなって、（１）式の結果で更新され
る。なお、（４）式の右辺は、電力増幅器１３３の振幅
歪が大きくないと仮定して約１としたものである。又こ
のような歪補償制御によって、電力増幅器１３３を非線
形領域で動作させても、隣接帯域に対する漏洩電力を低
減することができる。
ｕ* （ｔ）とすると、（１）式となる。又電力算出部１
３２により算出された（６）式の値が、歪補償テーブル
１３１のアドレスとなって、（１）式の結果で更新され
る。なお、（４）式の右辺は、電力増幅器１３３の振幅
歪が大きくないと仮定して約１としたものである。又こ
のような歪補償制御によって、電力増幅器１３３を非線
形領域で動作させても、隣接帯域に対する漏洩電力を低
減することができる。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】前述の図２４に示す構
成に於いて、ステップサイズパラメータμは、予め固定
的に設定されているものである。このステップサイズパ
ラメータμを大きくすると、歪補償制御の収束は早くな
る傾向を有するが、制御の安定度は劣化する問題があ
る。反対に、ステップサイズパラメータμを小さくする
と、歪補償制御の収束は遅くなる問題がある。このよう
に、ステップサイズパラメータμについて、収束速度と
安定度とのトレードオフにより定めることになる。即
ち、ステップサイズパラメータμの設定を誤ると、歪補
償制御の収束時間が長くなるか、又は不安定動作が生じ
る問題がある。本発明は、歪補償のステップサイズパラ
メータを適応的に制御し、高速収束化と安定化とを図る
ことを目的とする。
成に於いて、ステップサイズパラメータμは、予め固定
的に設定されているものである。このステップサイズパ
ラメータμを大きくすると、歪補償制御の収束は早くな
る傾向を有するが、制御の安定度は劣化する問題があ
る。反対に、ステップサイズパラメータμを小さくする
と、歪補償制御の収束は遅くなる問題がある。このよう
に、ステップサイズパラメータμについて、収束速度と
安定度とのトレードオフにより定めることになる。即
ち、ステップサイズパラメータμの設定を誤ると、歪補
償制御の収束時間が長くなるか、又は不安定動作が生じ
る問題がある。本発明は、歪補償のステップサイズパラ
メータを適応的に制御し、高速収束化と安定化とを図る
ことを目的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】本発明の歪補償装置は、
図１を参照して説明すると、送信信号ｘ（ｔ）を増幅す
る電力増幅器６の増幅出力信号の一部を方向性結合器７
等を介して帰還し、送信信号ｘ（ｔ）との差の誤差信号
ｅ（ｔ）と歪補償テーブル１からの歪補償信号とステッ
プサイズパラメータとを基に算出した信号と、電力算出
部１１等による送信信号の電力とに対応した歪補償信号
を前記歪補償テーブル１から読出して、乗算器２により
送信信号に乗算して、電力増幅器６に入力する歪補償装
置であって、増幅出力信号のスペクトラムを求める高速
フーリエ変換部２２と、算出したスペクトラムを基に隣
接チャネル漏洩電力比を算出する漏洩電力比算出部（Ａ
ＣＬＲ等算出部２３）と、算出された隣接チャネル漏洩
電力比と閾値とを比較して、ステップサイズパラメータ
を切替える調整部（μ調整部２４）とを含むステップサ
イズパラメータ制御部（μ制御部２１）を備えている。
図１を参照して説明すると、送信信号ｘ（ｔ）を増幅す
る電力増幅器６の増幅出力信号の一部を方向性結合器７
等を介して帰還し、送信信号ｘ（ｔ）との差の誤差信号
ｅ（ｔ）と歪補償テーブル１からの歪補償信号とステッ
プサイズパラメータとを基に算出した信号と、電力算出
部１１等による送信信号の電力とに対応した歪補償信号
を前記歪補償テーブル１から読出して、乗算器２により
送信信号に乗算して、電力増幅器６に入力する歪補償装
置であって、増幅出力信号のスペクトラムを求める高速
フーリエ変換部２２と、算出したスペクトラムを基に隣
接チャネル漏洩電力比を算出する漏洩電力比算出部（Ａ
ＣＬＲ等算出部２３）と、算出された隣接チャネル漏洩
電力比と閾値とを比較して、ステップサイズパラメータ
を切替える調整部（μ調整部２４）とを含むステップサ
イズパラメータ制御部（μ制御部２１）を備えている。
【００１７】又ステップサイズパラメータ制御部（μ制
御部２１）は、隣接チャネル漏洩電力比に対応した閾値
を出力する閾値生成部を有し、調整部（μ調整部２４）
は、閾値生成部からの閾値と隣接チャネル漏洩電力比と
を比較して、閾値に対応したステップサイズμを選択出
力する構成とすることができる。又ステップサイズパラ
メータ制御部（μ制御部２１）は、高速フーリエ変換部
２２に於けるデータ数を、隣接チャネル漏洩電力比の値
が大きい時に小さくするように制御するデータ数制御部
を備えることができる。
御部２１）は、隣接チャネル漏洩電力比に対応した閾値
を出力する閾値生成部を有し、調整部（μ調整部２４）
は、閾値生成部からの閾値と隣接チャネル漏洩電力比と
を比較して、閾値に対応したステップサイズμを選択出
力する構成とすることができる。又ステップサイズパラ
メータ制御部（μ制御部２１）は、高速フーリエ変換部
２２に於けるデータ数を、隣接チャネル漏洩電力比の値
が大きい時に小さくするように制御するデータ数制御部
を備えることができる。
【００１８】又本発明の歪補償方法は、送信信号ｘ
（ｔ）を増幅する電力増幅器６の増幅出力信号の一部を
方向性結合器７等を介して帰還し、送信信号ｘ（ｔ）と
の差の誤差信号ｅ（ｔ）と歪補償テーブル１からの歪補
償信号とステップサイズパラメータとを基に算出した信
号と前記送信信号の電力とに対応した歪補償信号を前記
歪補償テーブル１から読出して、送信信号ｘ（ｔ）に乗
算して、電力増幅器６に入力する歪補償方法であって、
増幅出力信号のスペクトラムを求め、このスペクトラム
を基に隣接チャネル漏洩電力比を算出し、この隣接チャ
ネル漏洩電力比と閾値とを比較し、隣接チャネル漏洩電
力比が閾値より小さくなった時に、ステップサイズパラ
メータを小さい値に切替える過程を含むものである。
（ｔ）を増幅する電力増幅器６の増幅出力信号の一部を
方向性結合器７等を介して帰還し、送信信号ｘ（ｔ）と
の差の誤差信号ｅ（ｔ）と歪補償テーブル１からの歪補
償信号とステップサイズパラメータとを基に算出した信
号と前記送信信号の電力とに対応した歪補償信号を前記
歪補償テーブル１から読出して、送信信号ｘ（ｔ）に乗
算して、電力増幅器６に入力する歪補償方法であって、
増幅出力信号のスペクトラムを求め、このスペクトラム
を基に隣接チャネル漏洩電力比を算出し、この隣接チャ
ネル漏洩電力比と閾値とを比較し、隣接チャネル漏洩電
力比が閾値より小さくなった時に、ステップサイズパラ
メータを小さい値に切替える過程を含むものである。
【００１９】又閾値を隣接チャネル漏洩電力比の値に対
応して連続的又はステップ状に変更して、隣接チャネル
漏洩電力比と比較し、ステップサイズパラメータの切替
えを行う過程を含むことができる。
応して連続的又はステップ状に変更して、隣接チャネル
漏洩電力比と比較し、ステップサイズパラメータの切替
えを行う過程を含むことができる。
【００２０】
【発明の実施の形態】図１は本発明の第１の実施の形態
の説明図であり、１は歪補償テーブル、２は乗算器、３
はＤＡ変換器（ＤＡＣ）、４は周波数変換部、５は局部
発振器、６は電力増幅器、７は方向性結合器、８は周波
数変換部、９は局部発振器、１０はＡＤ変換器（ＡＤ
Ｃ）、１１は電力算出部（｜ｘ（ｔ）2 ｜）、１２は加
算器、１３〜１５は乗算器、１６は減算器、１７は複素
数変換部（ｃｏｎｊｇ）、１８〜２０は遅延回路
（Ｄ）、２１はステップサイズパラメータ制御部で、以
下μ制御部と称する。又２２は高速フーリエ変換部（Ｆ
ＦＴ）、２３は漏洩電力比算出部で、以下ＡＣＬＲ等算
出部と称する。又２４はステップサイズパラメータの調
整を行う調整部で、以下μ調整部と称する。又２５は閾
値設定部を示す。以下ステップサイズパラメータとして
μを用いて説明する。なお、他の係数を用いることも可
能である。
の説明図であり、１は歪補償テーブル、２は乗算器、３
はＤＡ変換器（ＤＡＣ）、４は周波数変換部、５は局部
発振器、６は電力増幅器、７は方向性結合器、８は周波
数変換部、９は局部発振器、１０はＡＤ変換器（ＡＤ
Ｃ）、１１は電力算出部（｜ｘ（ｔ）2 ｜）、１２は加
算器、１３〜１５は乗算器、１６は減算器、１７は複素
数変換部（ｃｏｎｊｇ）、１８〜２０は遅延回路
（Ｄ）、２１はステップサイズパラメータ制御部で、以
下μ制御部と称する。又２２は高速フーリエ変換部（Ｆ
ＦＴ）、２３は漏洩電力比算出部で、以下ＡＣＬＲ等算
出部と称する。又２４はステップサイズパラメータの調
整を行う調整部で、以下μ調整部と称する。又２５は閾
値設定部を示す。以下ステップサイズパラメータとして
μを用いて説明する。なお、他の係数を用いることも可
能である。
【００２１】ディジタルの送信信号ｘ（ｔ）を乗算器２
に入力し、又遅延回路１８を介して電力算出部１１と、
遅延回路２０を介して減算器１６とに入力する。そし
て、歪補償テーブル１からの歪補償係数ｈ（ｐ）（歪補
償信号）を乗算器２に入力して、送信信号ｘ（ｔ）に乗
算することによりプリディストーションを与え、ＤＡ変
換器３によりアナログ信号に変換し、周波数変換部４に
より局部発振器５からの信号と混合して送信周波数の信
号として、電力増幅器５により増幅し、図示を省略した
アンテナから送信する。
に入力し、又遅延回路１８を介して電力算出部１１と、
遅延回路２０を介して減算器１６とに入力する。そし
て、歪補償テーブル１からの歪補償係数ｈ（ｐ）（歪補
償信号）を乗算器２に入力して、送信信号ｘ（ｔ）に乗
算することによりプリディストーションを与え、ＤＡ変
換器３によりアナログ信号に変換し、周波数変換部４に
より局部発振器５からの信号と混合して送信周波数の信
号として、電力増幅器５により増幅し、図示を省略した
アンテナから送信する。
【００２２】又方向性結合器７により電力増幅器６の増
幅出力信号の一部を帰還するもので、この帰還した増幅
出力信号の一部を周波数変換部８により局部発振器９か
らの信号と混合して周波数変換し、ＡＤ変換器１０によ
りディジタルの信号に変換し、信号ｒ（ｔ）として減算
器１６と、複素数変換部１７と、μ制御部２１とに入力
する。
幅出力信号の一部を帰還するもので、この帰還した増幅
出力信号の一部を周波数変換部８により局部発振器９か
らの信号と混合して周波数変換し、ＡＤ変換器１０によ
りディジタルの信号に変換し、信号ｒ（ｔ）として減算
器１６と、複素数変換部１７と、μ制御部２１とに入力
する。
【００２３】減算器１６は、送信信号ｘ（ｔ）と、電力
増幅器６による増幅出力信号を帰還した信号ｒ（ｔ）と
の差の誤差信号ｅ（ｔ）を求めるもので、遅延回路２０
は、ＡＤ変換器１０等を含む帰還経路の遅延時間を補償
する為のものである。又複素数変換部１７による信号ｔ
（ｔ）の共役複素信号ｔ（ｔ）* と、歪補償テーブル１
から時刻ｔ−１（時刻ｔに対して遅延回路１９により遅
延）に於いて読出した歪補償係数ｈt-1 （ｐ）（歪補償
信号）とを乗算器１５により乗算し、この乗算出力信号
と誤差信号ｅ（ｔ）とを乗算器１４により乗算し、この
乗算出力信号と、μ制御部２１からのステップサイズパ
ラメータμとを乗算器１３により乗算する。そして、こ
の乗算器１３の乗算出力信号と、歪補償テーブル１から
読出した前述の歪補償係数ｈt-1 （ｐ）とを加算器１２
により加算し、この加算出力信号と、電力算出部１１か
らの送信電力とを基に、歪補償テーブル１をアクセスし
て、時刻ｔに於ける歪補償係数ｈt （ｐ）を乗算器２に
入力し、送信信号ｘ（ｔ）と乗算してプリディストーシ
ョンを与え、電力増幅器６により増幅する。
増幅器６による増幅出力信号を帰還した信号ｒ（ｔ）と
の差の誤差信号ｅ（ｔ）を求めるもので、遅延回路２０
は、ＡＤ変換器１０等を含む帰還経路の遅延時間を補償
する為のものである。又複素数変換部１７による信号ｔ
（ｔ）の共役複素信号ｔ（ｔ）* と、歪補償テーブル１
から時刻ｔ−１（時刻ｔに対して遅延回路１９により遅
延）に於いて読出した歪補償係数ｈt-1 （ｐ）（歪補償
信号）とを乗算器１５により乗算し、この乗算出力信号
と誤差信号ｅ（ｔ）とを乗算器１４により乗算し、この
乗算出力信号と、μ制御部２１からのステップサイズパ
ラメータμとを乗算器１３により乗算する。そして、こ
の乗算器１３の乗算出力信号と、歪補償テーブル１から
読出した前述の歪補償係数ｈt-1 （ｐ）とを加算器１２
により加算し、この加算出力信号と、電力算出部１１か
らの送信電力とを基に、歪補償テーブル１をアクセスし
て、時刻ｔに於ける歪補償係数ｈt （ｐ）を乗算器２に
入力し、送信信号ｘ（ｔ）と乗算してプリディストーシ
ョンを与え、電力増幅器６により増幅する。
【００２４】前述の歪補償テーブル１と乗算器２，１３
〜１５と、電力算出部１１と、加算器１２と、複素数変
換部１７とを含む構成は、図２４に示すリニアライザと
同様な機能を有するものであり、又遅延回路１８，１９
は、遅延回路２０と同様に、それぞれの時間を合わせる
為のものである。又μ制御部２１は、高速フーリエ変換
部２２と、ＡＣＬＲ等算出部２３と、μ調整部２４と、
閾値設定部２５とを含む構成を有し、高速フーリエ変換
部２２により、ＡＤ変換器１０によるディジタル信号の
複数サンプリング・ポイント、例えば、１０２４のサン
プリング・ポイントを蓄積して周波数軸上に変換する。
それにより、例えば、図２１に示すようなスペクトラム
が得られる。この場合、所定の時間ｔａ毎に、１０２４
ポイントの各ポイント毎の平均値を求めてフーリエ変換
処理、或いは、フーリエ変換処理により求めたスペクト
ラムの平均化処理を行うことも可能である。
〜１５と、電力算出部１１と、加算器１２と、複素数変
換部１７とを含む構成は、図２４に示すリニアライザと
同様な機能を有するものであり、又遅延回路１８，１９
は、遅延回路２０と同様に、それぞれの時間を合わせる
為のものである。又μ制御部２１は、高速フーリエ変換
部２２と、ＡＣＬＲ等算出部２３と、μ調整部２４と、
閾値設定部２５とを含む構成を有し、高速フーリエ変換
部２２により、ＡＤ変換器１０によるディジタル信号の
複数サンプリング・ポイント、例えば、１０２４のサン
プリング・ポイントを蓄積して周波数軸上に変換する。
それにより、例えば、図２１に示すようなスペクトラム
が得られる。この場合、所定の時間ｔａ毎に、１０２４
ポイントの各ポイント毎の平均値を求めてフーリエ変換
処理、或いは、フーリエ変換処理により求めたスペクト
ラムの平均化処理を行うことも可能である。
【００２５】ＡＣＬＲ等算出部２３は、例えば、送信帯
域が５ＭＨｚであるとすると、スペクトラムを基に中心
周波数の±２．５ＭＨｚの範囲の電力Ｐ１を求める。又
この送信帯域より周波数が高い方の５ＭＨｚの範囲の電
力ＰＨ１と、更にそれより５ＭＨｚ高い範囲の電力ＰＨ
２を算出する。又送信帯域より周波数が低い方の５ＭＨ
ｚの範囲の電力ＰＬ１と、更にそれより５ＭＨｚ低い範
囲の電力ＰＬ２を算出する。このようにスペクトラムを
基に隣接チャネル漏洩電力を算出して、正確なＡＣＬＲ
を求める。この場合のＡＣＬＲも、前述のように、ＰＨ
１又はＰＬ１のみを用いることも可能であり、又ＰＨ１
とＰＬ１との平均値を基にＡＣＬＲを求めることも可能
である。又ＰＨ２，ＰＬ２を含めてＡＣＬＲを求めるこ
とも可能である。
域が５ＭＨｚであるとすると、スペクトラムを基に中心
周波数の±２．５ＭＨｚの範囲の電力Ｐ１を求める。又
この送信帯域より周波数が高い方の５ＭＨｚの範囲の電
力ＰＨ１と、更にそれより５ＭＨｚ高い範囲の電力ＰＨ
２を算出する。又送信帯域より周波数が低い方の５ＭＨ
ｚの範囲の電力ＰＬ１と、更にそれより５ＭＨｚ低い範
囲の電力ＰＬ２を算出する。このようにスペクトラムを
基に隣接チャネル漏洩電力を算出して、正確なＡＣＬＲ
を求める。この場合のＡＣＬＲも、前述のように、ＰＨ
１又はＰＬ１のみを用いることも可能であり、又ＰＨ１
とＰＬ１との平均値を基にＡＣＬＲを求めることも可能
である。又ＰＨ２，ＰＬ２を含めてＡＣＬＲを求めるこ
とも可能である。
【００２６】又μ調整部２４は、ＡＣＬＲ等算出部２３
に於いて算出されたＡＣＬＲと、閾値設定部２５に設定
されている閾値とを比較して、ステップサイズパラメー
タμの切替えを行うものである。即ち、ＡＣＬＲが閾値
より大きい時は、歪補償制御が収束してない時であるか
ら、ステップサイズパラメータμを大きくし、ＡＣＬＲ
が閾値より小さくなると、歪補償制御が収束したと判定
して、ステップサイズパラメータμを小さくする。この
ステップサイズパラメータμは、例えば、μ＝１／２n
（ｎは０を含む整数）とし、乗算器１３はシフタとして
構成して、ステップサイズパラメータμに従ったビット
シフトを行う構成とすることができる。それにより、歪
補償制御の収束の高速化と安定化とを図ることができ
る。
に於いて算出されたＡＣＬＲと、閾値設定部２５に設定
されている閾値とを比較して、ステップサイズパラメー
タμの切替えを行うものである。即ち、ＡＣＬＲが閾値
より大きい時は、歪補償制御が収束してない時であるか
ら、ステップサイズパラメータμを大きくし、ＡＣＬＲ
が閾値より小さくなると、歪補償制御が収束したと判定
して、ステップサイズパラメータμを小さくする。この
ステップサイズパラメータμは、例えば、μ＝１／２n
（ｎは０を含む整数）とし、乗算器１３はシフタとして
構成して、ステップサイズパラメータμに従ったビット
シフトを行う構成とすることができる。それにより、歪
補償制御の収束の高速化と安定化とを図ることができ
る。
【００２７】図２は本発明の第１の実施の形態の概要フ
ローチャートを示すもので、高速フーリエ変換部（ＦＦ
Ｔ）２２に於いて、ＡＤ変換器１０の出力を例えば１０
２４ポイント蓄積し（Ａ１）、ＦＦＴ演算を行う（Ａ
２）。その結果のスペクトラムを基に或る時刻ｔの隣接
チャネル漏洩電力比ＡＣＬＲｔを算出する（Ａ３）。こ
のＡＣＬＲｔを基にμ調整部２４は、閾値設定部２５に
設定された閾値と比較してステップサイズパラメータμ
を制御する（Ａ４）。
ローチャートを示すもので、高速フーリエ変換部（ＦＦ
Ｔ）２２に於いて、ＡＤ変換器１０の出力を例えば１０
２４ポイント蓄積し（Ａ１）、ＦＦＴ演算を行う（Ａ
２）。その結果のスペクトラムを基に或る時刻ｔの隣接
チャネル漏洩電力比ＡＣＬＲｔを算出する（Ａ３）。こ
のＡＣＬＲｔを基にμ調整部２４は、閾値設定部２５に
設定された閾値と比較してステップサイズパラメータμ
を制御する（Ａ４）。
【００２８】図３は本発明の第１の実施の形態のフロー
チャートであり、ステップサイズパラメータμをμ１と
μ２（μ１＞μ２の関係とする）とに切替える場合を示
す。先ず、歪補償制御の開始時に、μ調整部２４に於い
てステップサイズパラメータμをμ１とし（Ｂ１）、高
速フーリエ変換部２２は、ＡＤ変換器１０の出力を１０
２４ポイント蓄積し（Ｂ２）、ＦＦＴ演算を行う（Ｂ
３）。このＦＦＴ演算結果のスペクトラムを基にＡＣＬ
Ｒ等算出部２３に於いてＡＣＬＲｔを算出し（Ｂ４）、
μ調整部２４に於いて、このＡＣＬＲｔと、閾値設定部
２５からの閾値ＡＣＬＲｔｈとを比較する（Ｂ５）。
チャートであり、ステップサイズパラメータμをμ１と
μ２（μ１＞μ２の関係とする）とに切替える場合を示
す。先ず、歪補償制御の開始時に、μ調整部２４に於い
てステップサイズパラメータμをμ１とし（Ｂ１）、高
速フーリエ変換部２２は、ＡＤ変換器１０の出力を１０
２４ポイント蓄積し（Ｂ２）、ＦＦＴ演算を行う（Ｂ
３）。このＦＦＴ演算結果のスペクトラムを基にＡＣＬ
Ｒ等算出部２３に於いてＡＣＬＲｔを算出し（Ｂ４）、
μ調整部２４に於いて、このＡＣＬＲｔと、閾値設定部
２５からの閾値ＡＣＬＲｔｈとを比較する（Ｂ５）。
【００２９】算出したＡＣＬＲｔが閾値ＡＣＬＲｔｈよ
り大きいと、ステップサイズパラメータμは、μ１のま
まで、ステップ（Ｂ２）〜（Ｂ５）を繰り返す。そし
て、算出したＡＣＬＲｔが閾値ＡＣＬＲｔｈより小さく
なると、歪補償制御は収束に向かったと判定して、ステ
ップサイズパラメータμをμ２に切替える（Ｂ６）。そ
して、ステップ（Ｂ２）〜（Ｂ４）と同様なステップ
（Ｂ７）〜（Ｂ９）を繰り返して、歪補償制御を継続す
る。従って、ステップサイズパラメータμ１により歪補
償制御の収束を高速化し、ステップサイズパラメータμ
２により安定な歪補償制御が可能となる。
り大きいと、ステップサイズパラメータμは、μ１のま
まで、ステップ（Ｂ２）〜（Ｂ５）を繰り返す。そし
て、算出したＡＣＬＲｔが閾値ＡＣＬＲｔｈより小さく
なると、歪補償制御は収束に向かったと判定して、ステ
ップサイズパラメータμをμ２に切替える（Ｂ６）。そ
して、ステップ（Ｂ２）〜（Ｂ４）と同様なステップ
（Ｂ７）〜（Ｂ９）を繰り返して、歪補償制御を継続す
る。従って、ステップサイズパラメータμ１により歪補
償制御の収束を高速化し、ステップサイズパラメータμ
２により安定な歪補償制御が可能となる。
【００３０】図４は本発明の第２の実施の形態の説明図
であり、図１と同一符号は同一部分を示す。従って、同
一機能部分についての重複した説明は省略する。又２６
は閾値生成部であり、この閾値生成部２６は、閾値をＡ
ＣＬＲの関数として生成する機能を有する関数発生器又
は算出したＡＣＬＲをアドレスとして閾値を読出すテー
ブルとすることができる。それによりμ調整部２４は、
算出されたＡＣＬＲの値に対応した複数種類のステップ
サイズパラメータμの一つを選択して、乗算器１３に加
えることができる。
であり、図１と同一符号は同一部分を示す。従って、同
一機能部分についての重複した説明は省略する。又２６
は閾値生成部であり、この閾値生成部２６は、閾値をＡ
ＣＬＲの関数として生成する機能を有する関数発生器又
は算出したＡＣＬＲをアドレスとして閾値を読出すテー
ブルとすることができる。それによりμ調整部２４は、
算出されたＡＣＬＲの値に対応した複数種類のステップ
サイズパラメータμの一つを選択して、乗算器１３に加
えることができる。
【００３１】図５は本発明の第２の実施の形態のフロー
チャートであり、ステップサイズパラメータμを初期値
とする（μ＝μｉｎｉ）（Ｃ１）。この初期値は、ステ
ップサイズパラメータμの最大値とすることができる。
そして、ＡＤ変換器１０からのディジタル信号につい
て、高速フーリエ変換部２２に於いて１０２４ポイント
分を蓄積し（Ｃ２）、ＦＦＴ演算を行う（Ｃ３）。ＡＣ
ＬＲ等算出部２３は、ＦＦＴ演算により求めたスペクト
ラムを基にＡＣＬＲｔを算出し（Ｃ４）、μ調整部２４
は、算出したＡＣＬＲｔに対応した閾値ＡＣＬＲｔｈと
比較し、算出したＡＣＬＲｔが閾値ＡＣＬＲｔｈより小
さくなると、ステップサイズパラメータμを関数Ｆ（Ａ
ＣＬＲ）に従った値として、乗算器１３に入力する。
チャートであり、ステップサイズパラメータμを初期値
とする（μ＝μｉｎｉ）（Ｃ１）。この初期値は、ステ
ップサイズパラメータμの最大値とすることができる。
そして、ＡＤ変換器１０からのディジタル信号につい
て、高速フーリエ変換部２２に於いて１０２４ポイント
分を蓄積し（Ｃ２）、ＦＦＴ演算を行う（Ｃ３）。ＡＣ
ＬＲ等算出部２３は、ＦＦＴ演算により求めたスペクト
ラムを基にＡＣＬＲｔを算出し（Ｃ４）、μ調整部２４
は、算出したＡＣＬＲｔに対応した閾値ＡＣＬＲｔｈと
比較し、算出したＡＣＬＲｔが閾値ＡＣＬＲｔｈより小
さくなると、ステップサイズパラメータμを関数Ｆ（Ａ
ＣＬＲ）に従った値として、乗算器１３に入力する。
【００３２】このステップサイズパラメータμを関数Ｆ
（ＡＣＬＲ）に従って切替える為の一例の関数を図６に
示す。例えば、閾値をｔｈ１＞ｔｈ２＞ｔｈ３とし、ス
テップサイズパラメータμを、μ１＞μ２＞μ３＞μ４
として、初期状態では、μｉｎｉ＝μ１とする。即ち、
閾値生成部２６は、ＡＣＬＲｔに対応した閾値ｔｈ１，
ｔｈ２，ｔｈ３をμ調整部２４に加えることになる。又
初期状態の時点では、ＡＣＬＲｔ＞ｔｈ１となるから、
μ調整部２４は、初期値μｉｎｉとした最も大きいステ
ップサイズパラメータμ１を選択して乗算器１３に入力
する。
（ＡＣＬＲ）に従って切替える為の一例の関数を図６に
示す。例えば、閾値をｔｈ１＞ｔｈ２＞ｔｈ３とし、ス
テップサイズパラメータμを、μ１＞μ２＞μ３＞μ４
として、初期状態では、μｉｎｉ＝μ１とする。即ち、
閾値生成部２６は、ＡＣＬＲｔに対応した閾値ｔｈ１，
ｔｈ２，ｔｈ３をμ調整部２４に加えることになる。又
初期状態の時点では、ＡＣＬＲｔ＞ｔｈ１となるから、
μ調整部２４は、初期値μｉｎｉとした最も大きいステ
ップサイズパラメータμ１を選択して乗算器１３に入力
する。
【００３３】歪補償制御が進行して、ＡＣＬＲｔが閾値
ｔｈ１より小さくなり、ｔｈ１＞ＡＣＬＲｔ＞ｔｈ２の
関係の場合、μ調整部２４は、μ１からμ２に切替え
る。更にＡＣＬＲｔが小さくなって、ｔｈ２＞ＡＣＬＲ
ｔ＞ｔｈ３の関係となると、μ調整部２４は、μ２から
μ３に切替える。更にＡＣＬＲｔが小さくなって、ｔｈ
３＞ＡＣＬＲｔとなると、μ調整部２４は、μ３からμ
４に切替える。このような状態を歪補償制御が収束した
状態と判定することもできる。
ｔｈ１より小さくなり、ｔｈ１＞ＡＣＬＲｔ＞ｔｈ２の
関係の場合、μ調整部２４は、μ１からμ２に切替え
る。更にＡＣＬＲｔが小さくなって、ｔｈ２＞ＡＣＬＲ
ｔ＞ｔｈ３の関係となると、μ調整部２４は、μ２から
μ３に切替える。更にＡＣＬＲｔが小さくなって、ｔｈ
３＞ＡＣＬＲｔとなると、μ調整部２４は、μ３からμ
４に切替える。このような状態を歪補償制御が収束した
状態と判定することもできる。
【００３４】又ステップサイズパラメータμを、μ１，
μ２，μ３，μ４のように、４種類とした場合を示す
が、更に多種類として切替える構成とすることも可能で
ある。又ステップサイズパラメータμをステップ状に切
替える場合のみでなく、ＡＣＬＲｔの大きさに対応し
て、直線状又は曲線状にステップサイズパラメータμを
選択する構成とすることも可能である。このように、ス
テップサイズパラメータμを歪補償制御の収束過程に従
って順次切替えることにより、収束の高速化と共に安定
化を図ることができる。
μ２，μ３，μ４のように、４種類とした場合を示す
が、更に多種類として切替える構成とすることも可能で
ある。又ステップサイズパラメータμをステップ状に切
替える場合のみでなく、ＡＣＬＲｔの大きさに対応し
て、直線状又は曲線状にステップサイズパラメータμを
選択する構成とすることも可能である。このように、ス
テップサイズパラメータμを歪補償制御の収束過程に従
って順次切替えることにより、収束の高速化と共に安定
化を図ることができる。
【００３５】図７は本発明の第３の実施の形態の説明図
であり、図１及び図４と同一符号は同一部分を示し、同
一機能部分の重複する説明は省略する。この実施の形態
は、μ制御部２１に、閾値設定部３２と共に初期値設定
部３１を設ける。この初期値設定部３１は、所望の送信
電力値が変更になると、ステップサイズパラメータμを
初期値とする為のものである。即ち、送信電力制御に於
いて、チャネル数等に対応した送信電力値を上位レイヤ
ーから指示されることになるから、初期値設定部３１
は、その送信電力値の変更があれば、ステップサイズパ
ラメータμを初期値に戻して、歪補償制御を再開させる
ものである。又閾値設定部３２は、前述の各実施の形態
に於ける閾値設定部や閾値生成部等の機能と同一とする
ことができる。
であり、図１及び図４と同一符号は同一部分を示し、同
一機能部分の重複する説明は省略する。この実施の形態
は、μ制御部２１に、閾値設定部３２と共に初期値設定
部３１を設ける。この初期値設定部３１は、所望の送信
電力値が変更になると、ステップサイズパラメータμを
初期値とする為のものである。即ち、送信電力制御に於
いて、チャネル数等に対応した送信電力値を上位レイヤ
ーから指示されることになるから、初期値設定部３１
は、その送信電力値の変更があれば、ステップサイズパ
ラメータμを初期値に戻して、歪補償制御を再開させる
ものである。又閾値設定部３２は、前述の各実施の形態
に於ける閾値設定部や閾値生成部等の機能と同一とする
ことができる。
【００３６】図８は本発明の第３の実施の形態のフロー
チャートを示し、所望送信電力値、即ち、送信電力確定
ｐとすると（Ｄ１）、初期値設定部３１に於いてステッ
プサイズパラメータμの初期値μ＝μｉｎｉ（ｐ）を設
定し（Ｄ２）、μ調整部２４に於けるステップサイズパ
ラメータμの制御を行わせる。又高速フーリエ変換部２
２に於いてＡＤ変換器１０の出力を１０２４ポイント蓄
積し（Ｄ３）、高速フーリエ変換演算を行い（Ｄ４）、
ＡＣＬＲ等算出部２３に於いてＡＣＬＲｔを算出し（Ｄ
５）、μ調整部２４は、閾値設定部３２からの閾値ＡＣ
ＬＲｔｈと算出したＡＣＬＲｔとを比較し（Ｄ６）、Ａ
ＣＬＲｔが閾値より小さくなると、ステップサイズパラ
メータμを、例えば、関数Ｆ（ＡＣＬＲ）に従って変更
し（Ｄ７）、初期値μ＝μｉｎｉ（ｐ）から変更したμ
＝Ｆ（ＡＣＬＲ）を乗算器１３に加えることになる。
チャートを示し、所望送信電力値、即ち、送信電力確定
ｐとすると（Ｄ１）、初期値設定部３１に於いてステッ
プサイズパラメータμの初期値μ＝μｉｎｉ（ｐ）を設
定し（Ｄ２）、μ調整部２４に於けるステップサイズパ
ラメータμの制御を行わせる。又高速フーリエ変換部２
２に於いてＡＤ変換器１０の出力を１０２４ポイント蓄
積し（Ｄ３）、高速フーリエ変換演算を行い（Ｄ４）、
ＡＣＬＲ等算出部２３に於いてＡＣＬＲｔを算出し（Ｄ
５）、μ調整部２４は、閾値設定部３２からの閾値ＡＣ
ＬＲｔｈと算出したＡＣＬＲｔとを比較し（Ｄ６）、Ａ
ＣＬＲｔが閾値より小さくなると、ステップサイズパラ
メータμを、例えば、関数Ｆ（ＡＣＬＲ）に従って変更
し（Ｄ７）、初期値μ＝μｉｎｉ（ｐ）から変更したμ
＝Ｆ（ＡＣＬＲ）を乗算器１３に加えることになる。
【００３７】図９は本発明の第４の実施の形態の説明図
であり、図１，図４及び図７と同一符号は同一部分を示
し、同一機能部分の重複した説明は省略する。この実施
の形態は、所望の送信電力値をμ調整部２４に入力し、
又関数生成部３３から、送信電力値と、ＡＣＬＲ等算出
部２３からのＡＣＬＲｔとに対応した閾値を生成してμ
調整部２４に入力する。
であり、図１，図４及び図７と同一符号は同一部分を示
し、同一機能部分の重複した説明は省略する。この実施
の形態は、所望の送信電力値をμ調整部２４に入力し、
又関数生成部３３から、送信電力値と、ＡＣＬＲ等算出
部２３からのＡＣＬＲｔとに対応した閾値を生成してμ
調整部２４に入力する。
【００３８】図１０は本発明の第４の実施の形態のフロ
ーチャートであり、ステップサイズパラメータμの初期
値μ＝μｉｎｉを設定し（Ｅ１）、高速フーリエ変換部
２２は、ＡＤ変換器１０の出力を１０２４ポイント蓄積
し（Ｅ２）、高速フーリエ変換演算を行い（Ｅ３）、Ａ
ＣＬＲ等算出部２４はＡＣＬＲｔを算出する（Ｅ４）。
μ調整部２４は、算出したＡＣＬＲｔと閾値ＡＣＬＲｔ
ｈとを比較し（Ｅ５）、ＡＣＬＲｔが小さくなると、ス
テップサイズパラメータμの変更をμＦ（ＡＣＬＲ，
Ｐ）として示すように、ＡＣＬＲｔと所望送信電力値Ｐ
とに対応したステップサイズパラメータμとする（Ｅ
６）。即ち、閾値ＡＣＬＲｔｈを、算出したＡＣＬＲｔ
と、指示された所望送信電力値Ｐとに対応して関数生成
部３３からμ調整部２４に入力するから、ステップサイ
ズパラメータμを、ＡＣＬＲｔと所望送信電力値Ｐとの
関数として制御することができる。
ーチャートであり、ステップサイズパラメータμの初期
値μ＝μｉｎｉを設定し（Ｅ１）、高速フーリエ変換部
２２は、ＡＤ変換器１０の出力を１０２４ポイント蓄積
し（Ｅ２）、高速フーリエ変換演算を行い（Ｅ３）、Ａ
ＣＬＲ等算出部２４はＡＣＬＲｔを算出する（Ｅ４）。
μ調整部２４は、算出したＡＣＬＲｔと閾値ＡＣＬＲｔ
ｈとを比較し（Ｅ５）、ＡＣＬＲｔが小さくなると、ス
テップサイズパラメータμの変更をμＦ（ＡＣＬＲ，
Ｐ）として示すように、ＡＣＬＲｔと所望送信電力値Ｐ
とに対応したステップサイズパラメータμとする（Ｅ
６）。即ち、閾値ＡＣＬＲｔｈを、算出したＡＣＬＲｔ
と、指示された所望送信電力値Ｐとに対応して関数生成
部３３からμ調整部２４に入力するから、ステップサイ
ズパラメータμを、ＡＣＬＲｔと所望送信電力値Ｐとの
関数として制御することができる。
【００３９】図１１はμとＡＣＬＲとの関係の説明図で
あり、送信電力Ｐ＝Ｐａ〔ｄＢｍ〕と、それより低い送
信電力Ｐ＝Ｐｂ〔ｄＢｍ〕とについて、実線と点線とに
より、ＡＣＬＲとμとの関係の一例を示すもので、歪補
償制御の開始時点では、ＡＣＬＲは大きい値となる。し
かし、所望の送信電力が小さい場合は、送信電力が大き
い場合に比較して電力増幅器６は歪の少ない領域で動作
することになる。従って、点線で示すように、ステップ
サイズパラメータμの初期値を小さくして歪補償制御を
開始させる。それにより、収束を高速化することができ
る。この場合のステップサイズパラメータμは、４種類
を選択する場合を示すが、更に多種類とすることも可能
であり、又直線状又は曲線状に変化させる制御も可能で
ある。
あり、送信電力Ｐ＝Ｐａ〔ｄＢｍ〕と、それより低い送
信電力Ｐ＝Ｐｂ〔ｄＢｍ〕とについて、実線と点線とに
より、ＡＣＬＲとμとの関係の一例を示すもので、歪補
償制御の開始時点では、ＡＣＬＲは大きい値となる。し
かし、所望の送信電力が小さい場合は、送信電力が大き
い場合に比較して電力増幅器６は歪の少ない領域で動作
することになる。従って、点線で示すように、ステップ
サイズパラメータμの初期値を小さくして歪補償制御を
開始させる。それにより、収束を高速化することができ
る。この場合のステップサイズパラメータμは、４種類
を選択する場合を示すが、更に多種類とすることも可能
であり、又直線状又は曲線状に変化させる制御も可能で
ある。
【００４０】図１２は本発明の第５の実施の形態の説明
図であり、前述の各実施の形態に於ける符号と同一符号
は同一部分を示し、同一の機能部分の重複した説明は省
略する。この実施の形態は、高速フーリエ変換するデー
タ数Ｎを、歪補償制御の開始時点は少なくし、収束方向
に向かって多くする制御を、データ数制御部３４によっ
て行うものである。
図であり、前述の各実施の形態に於ける符号と同一符号
は同一部分を示し、同一の機能部分の重複した説明は省
略する。この実施の形態は、高速フーリエ変換するデー
タ数Ｎを、歪補償制御の開始時点は少なくし、収束方向
に向かって多くする制御を、データ数制御部３４によっ
て行うものである。
【００４１】図１３は本発明の第５の実施の形態のフロ
ーチャートであり、データ数制御部３４は、高速フーリ
エ変換部２２に於いて演算する為のデータ数Ｎを例えば
３２等の最小値を初期値とする（Ｎ＝Ｎｉｎｉ）（Ｆ
１）。高速フーリエ変換部２２は、ＡＤ変換器１０の出
力のＮポイント分を蓄積し（Ｆ２）、ＦＦＴ演算を行う
（Ｆ３）。データ数Ｎが小さい値であるから、ＦＦＴ演
算を高速で実行することができる。
ーチャートであり、データ数制御部３４は、高速フーリ
エ変換部２２に於いて演算する為のデータ数Ｎを例えば
３２等の最小値を初期値とする（Ｎ＝Ｎｉｎｉ）（Ｆ
１）。高速フーリエ変換部２２は、ＡＤ変換器１０の出
力のＮポイント分を蓄積し（Ｆ２）、ＦＦＴ演算を行う
（Ｆ３）。データ数Ｎが小さい値であるから、ＦＦＴ演
算を高速で実行することができる。
【００４２】ＡＣＬＲ等算出部２３は、ＦＦＴ演算結果
を基にＡＣＬＲｔを算出し（Ｆ４）、データ数制御部３
４は、算出したＡＣＬＲｔと閾値ｔｈとを比較し（Ｆ
５）、ＡＣＬＲｔが小さくなると、データ数Ｎを大きい
値に変更する（Ｆ６）。この場合、関数Ｆ（ＡＣＬＲ）
としてデータ数Ｎを変更する場合を示す。
を基にＡＣＬＲｔを算出し（Ｆ４）、データ数制御部３
４は、算出したＡＣＬＲｔと閾値ｔｈとを比較し（Ｆ
５）、ＡＣＬＲｔが小さくなると、データ数Ｎを大きい
値に変更する（Ｆ６）。この場合、関数Ｆ（ＡＣＬＲ）
としてデータ数Ｎを変更する場合を示す。
【００４３】このデータ数ＮとＡＣＬＲとの関係は、例
えば、図１４に示すように制御することができる。即
ち、ＡＣＬＲが−１０〔ｄＢ〕程度の悪い値の場合に、
ＦＦＴ演算の為のデータ数ＮをＮｉｎｉ＝３２とし、Ａ
ＣＬＲが−２０〔ｄＢ〕程度となると、データ数Ｎ＝６
４とし、ＡＣＬＲが−３０〔ｄＢ〕程度となると、デー
タ数Ｎ＝５１２とし、ＡＣＬＲが−４０〔ｄＢ〕程度と
なると、データ数Ｎ＝１０２４とすることができる。な
お、更に多数のデータ数を用いることも可能である。な
お、ＡＣＬＲの値は前述の実施の形態に限定されるもの
ではない。
えば、図１４に示すように制御することができる。即
ち、ＡＣＬＲが−１０〔ｄＢ〕程度の悪い値の場合に、
ＦＦＴ演算の為のデータ数ＮをＮｉｎｉ＝３２とし、Ａ
ＣＬＲが−２０〔ｄＢ〕程度となると、データ数Ｎ＝６
４とし、ＡＣＬＲが−３０〔ｄＢ〕程度となると、デー
タ数Ｎ＝５１２とし、ＡＣＬＲが−４０〔ｄＢ〕程度と
なると、データ数Ｎ＝１０２４とすることができる。な
お、更に多数のデータ数を用いることも可能である。な
お、ＡＣＬＲの値は前述の実施の形態に限定されるもの
ではない。
【００４４】図１５は本発明の第６の実施の形態の説明
図であり、図９と同一符号は同一部分を示し、前述の各
実施の形態と同一の機能部分の重複した説明は省略す
る。この実施の形態は、間欠動作制御部４０を設けて、
μ制御部２１を間欠動作させる場合を示すもので、μ制
御部２１は、前述の各実施の形態の構成を適用すること
ができる。
図であり、図９と同一符号は同一部分を示し、前述の各
実施の形態と同一の機能部分の重複した説明は省略す
る。この実施の形態は、間欠動作制御部４０を設けて、
μ制御部２１を間欠動作させる場合を示すもので、μ制
御部２１は、前述の各実施の形態の構成を適用すること
ができる。
【００４５】図１６は本発明の第６の実施の形態のフロ
ーチャートであり、ステップ（Ｇ１）〜（Ｇ６）は、図
１０に示す実施の形態のステップ（Ｅ１）〜（Ｅ６）と
同一である。又ステップ（Ｇ２）〜（Ｇ６）は、μ制御
部２１の動作を示し、これを間欠動作制御部４０によっ
て間欠動作させる。即ち、ステップサイズパラメータμ
を変更するか否かの制御のみを間欠動作させ、消費電力
の低減を図るものである。なお、この間欠動作は、歪補
償制御の開始時点では連続動作とし、収束した後に行う
ように制御することも可能である。
ーチャートであり、ステップ（Ｇ１）〜（Ｇ６）は、図
１０に示す実施の形態のステップ（Ｅ１）〜（Ｅ６）と
同一である。又ステップ（Ｇ２）〜（Ｇ６）は、μ制御
部２１の動作を示し、これを間欠動作制御部４０によっ
て間欠動作させる。即ち、ステップサイズパラメータμ
を変更するか否かの制御のみを間欠動作させ、消費電力
の低減を図るものである。なお、この間欠動作は、歪補
償制御の開始時点では連続動作とし、収束した後に行う
ように制御することも可能である。
【００４６】図１７は本発明の第７の実施の形態の説明
図であり、前述の各実施の形態の符号と同一符号は同一
部分を示し、同一の機能部分の重複した説明は省略す
る。この実施の形態は、複数チャネルの送信信号ｘ１
（ｔ），ｘ２（ｔ），ｘ３（ｔ），ｘ４（ｔ）を電力増
幅器６により増幅して送信する場合を示す。なお、送信
周波数に変調する手段、及び方向性結合器７を介して増
幅出力信号の一部を帰還し、中間周波数に変換する手段
の図示を省略している。
図であり、前述の各実施の形態の符号と同一符号は同一
部分を示し、同一の機能部分の重複した説明は省略す
る。この実施の形態は、複数チャネルの送信信号ｘ１
（ｔ），ｘ２（ｔ），ｘ３（ｔ），ｘ４（ｔ）を電力増
幅器６により増幅して送信する場合を示す。なお、送信
周波数に変調する手段、及び方向性結合器７を介して増
幅出力信号の一部を帰還し、中間周波数に変換する手段
の図示を省略している。
【００４７】又図１７に於いて、５１，５２は第１，第
２の合成部、５３はＤＡ変換器（ＤＡＣ）、５４はロー
パスフィルタ（ＬＰＦ）、５５は加算器、５６はＤＡ変
換器（ＤＡＣ）、５７はローパスフィルタ（ＬＰＦ）、
５８はアッテネータ（ＡＴＴ）、５９は加算器を示し、
又所望送信電力値をμ調整部２４に入力し、又周波数チ
ャネル情報をμ調整部２４とＡＣＬＲ等算出部２３とに
入力する。
２の合成部、５３はＤＡ変換器（ＤＡＣ）、５４はロー
パスフィルタ（ＬＰＦ）、５５は加算器、５６はＤＡ変
換器（ＤＡＣ）、５７はローパスフィルタ（ＬＰＦ）、
５８はアッテネータ（ＡＴＴ）、５９は加算器を示し、
又所望送信電力値をμ調整部２４に入力し、又周波数チ
ャネル情報をμ調整部２４とＡＣＬＲ等算出部２３とに
入力する。
【００４８】送信信号ｘ１（ｔ），ｘ２（ｔ），ｘ３
（ｔ），ｘ４（ｔ）を４キャリアとして送信する場合
に、第１の合成部５１により合成した送信信号をＤＡ変
換器５３によりアナログ信号に変換し、ローパスフィル
タ５４により不要帯域成分を削除し、加算器５９に於い
てレベルを調整したプリディストーション用の信号と加
算して電力増幅器６に入力する。電力増幅器６は、４キ
ャリア分の送信信号を増幅して図示を省略したアンテナ
から送信する。又方向性結合器７により一部を分岐し、
ＡＤ変換器１０に入力してディジタル信号に変換する。
（ｔ），ｘ４（ｔ）を４キャリアとして送信する場合
に、第１の合成部５１により合成した送信信号をＤＡ変
換器５３によりアナログ信号に変換し、ローパスフィル
タ５４により不要帯域成分を削除し、加算器５９に於い
てレベルを調整したプリディストーション用の信号と加
算して電力増幅器６に入力する。電力増幅器６は、４キ
ャリア分の送信信号を増幅して図示を省略したアンテナ
から送信する。又方向性結合器７により一部を分岐し、
ＡＤ変換器１０に入力してディジタル信号に変換する。
【００４９】又第２の合成部５２により合成した送信信
号を用いて歪補償信号を生成するもので、前述のリニア
ライザとして説明したように、乗算器２からプリディス
トーションを与えた送信信号が出力される。この送信信
号と、合成部５２により合成された送信信号との差分を
加算器５５により求めると、歪補償成分の信号のみが出
力される。この歪補償信号をＤＡ変換器５６によりアナ
ログ信号に変換し、ローパスフィルタ５７により不要帯
域成分を除去し、アッテネータ５８により所望のレベル
に減衰させて加算器５９に入力する。それにより、ロー
パスフィルタ５４を介した送信信号に対してプリディス
トーションを与えて、電力増幅器６に入力することがで
きる。
号を用いて歪補償信号を生成するもので、前述のリニア
ライザとして説明したように、乗算器２からプリディス
トーションを与えた送信信号が出力される。この送信信
号と、合成部５２により合成された送信信号との差分を
加算器５５により求めると、歪補償成分の信号のみが出
力される。この歪補償信号をＤＡ変換器５６によりアナ
ログ信号に変換し、ローパスフィルタ５７により不要帯
域成分を除去し、アッテネータ５８により所望のレベル
に減衰させて加算器５９に入力する。それにより、ロー
パスフィルタ５４を介した送信信号に対してプリディス
トーションを与えて、電力増幅器６に入力することがで
きる。
【００５０】又ＡＤ変換器１０によりディジタル信号に
変換して、歪補償信号を形成する為に、減算器１６と複
素数変換部１７とに入力する。又μ制御部２１の高速フ
ーリエ変換部２２は、例えば、１０２４ポイントのディ
ジタル信号を基にフーリエ変換して、送信信号のスペク
トラムを求め、ＡＣＬＲ等算出部２３に於いて正確な隣
接チャネル漏洩電力比を求め、これを基にステップサイ
ズパラメータμを制御する。このようなステップサイズ
パラメータμの制御は、前述の各実施の形態と同様であ
る。なお、第１の合成部５１により合成した送信信号
と、第２の合成部５２により合成した送信信号とを分け
て、加算器５５により歪補償信号を出力し、加算器５９
に於いて、第１の合成部５１により合成した送信信号に
歪補償信号を加算する構成としたことにより、複数キャ
リアの歪補償による電力増幅を効率良く実行することが
できる。
変換して、歪補償信号を形成する為に、減算器１６と複
素数変換部１７とに入力する。又μ制御部２１の高速フ
ーリエ変換部２２は、例えば、１０２４ポイントのディ
ジタル信号を基にフーリエ変換して、送信信号のスペク
トラムを求め、ＡＣＬＲ等算出部２３に於いて正確な隣
接チャネル漏洩電力比を求め、これを基にステップサイ
ズパラメータμを制御する。このようなステップサイズ
パラメータμの制御は、前述の各実施の形態と同様であ
る。なお、第１の合成部５１により合成した送信信号
と、第２の合成部５２により合成した送信信号とを分け
て、加算器５５により歪補償信号を出力し、加算器５９
に於いて、第１の合成部５１により合成した送信信号に
歪補償信号を加算する構成としたことにより、複数キャ
リアの歪補償による電力増幅を効率良く実行することが
できる。
【００５１】前述の４キャリアによる送信信号ｘ１
（ｔ）〜ｘ４（ｔ）を電力増幅器６により増幅して送信
する場合、増幅出力信号の一部を帰還してＤＡ変換し、
高速フーリエ変換部２２に於いてフーリエ変換処理する
ことにより、例えば、図１８に示すようなスペクトラム
が得られる。各キャリア毎の電力をＰ１，Ｐ２，Ｐ３，
Ｐ４、送信帯域より周波数の低い方の隣接チャネルの漏
洩電力をＰ１１、更に低い方のチャネルの漏洩電力をＰ
１２として示し、同様に、送信帯域より周波数の高い方
の隣接チャネルの漏洩電力をＰ４１、更に高い方のチャ
ネルの漏洩電力を４２として示す。
（ｔ）〜ｘ４（ｔ）を電力増幅器６により増幅して送信
する場合、増幅出力信号の一部を帰還してＤＡ変換し、
高速フーリエ変換部２２に於いてフーリエ変換処理する
ことにより、例えば、図１８に示すようなスペクトラム
が得られる。各キャリア毎の電力をＰ１，Ｐ２，Ｐ３，
Ｐ４、送信帯域より周波数の低い方の隣接チャネルの漏
洩電力をＰ１１、更に低い方のチャネルの漏洩電力をＰ
１２として示し、同様に、送信帯域より周波数の高い方
の隣接チャネルの漏洩電力をＰ４１、更に高い方のチャ
ネルの漏洩電力を４２として示す。
【００５２】ＡＣＬＲ等算出部２３は、周波数チャネル
情報等を基に、スペクトラムから送信チャネルを判断
し、例えば、時刻ｔに於ける隣接チャネル漏洩電力比Ａ
ＣＬＲ１１ｔ，ＡＣＬＲ１２ｔとを、ＡＣＬＲ１１ｔ＝
Ｐ１１／Ｐ１、ＡＣＬＲ１２ｔ＝Ｐ１２／Ｐ１として算
出する。同様にして、ＡＣＬＲ４１ｔ＝Ｐ４１／Ｐ４、
ＡＣＬＲ４２ｔ＝Ｐ４２／Ｐ４として算出する。そし
て、μ調整部２４は、ステップサイズパラメータμを制
御する為に、送信帯域より周波数が低い方の隣接チャネ
ル漏洩電力比のみ、或いは高い方の隣接チャネル漏洩電
力比のみを用いることも可能であり、又ＡＣＬＲ１１ｔ
とＡＣＬＲ４１ｔとの平均値と、ＡＣＬＲ１２ｔとＡＣ
ＬＲ４２ｔとの平均値を用いることも可能である。又例
えば、ＡＣＬＲ１１ｔとＡＣＬＲ１２ｔとに対してそれ
ぞれの重み付けを行って制御することも可能である。
情報等を基に、スペクトラムから送信チャネルを判断
し、例えば、時刻ｔに於ける隣接チャネル漏洩電力比Ａ
ＣＬＲ１１ｔ，ＡＣＬＲ１２ｔとを、ＡＣＬＲ１１ｔ＝
Ｐ１１／Ｐ１、ＡＣＬＲ１２ｔ＝Ｐ１２／Ｐ１として算
出する。同様にして、ＡＣＬＲ４１ｔ＝Ｐ４１／Ｐ４、
ＡＣＬＲ４２ｔ＝Ｐ４２／Ｐ４として算出する。そし
て、μ調整部２４は、ステップサイズパラメータμを制
御する為に、送信帯域より周波数が低い方の隣接チャネ
ル漏洩電力比のみ、或いは高い方の隣接チャネル漏洩電
力比のみを用いることも可能であり、又ＡＣＬＲ１１ｔ
とＡＣＬＲ４１ｔとの平均値と、ＡＣＬＲ１２ｔとＡＣ
ＬＲ４２ｔとの平均値を用いることも可能である。又例
えば、ＡＣＬＲ１１ｔとＡＣＬＲ１２ｔとに対してそれ
ぞれの重み付けを行って制御することも可能である。
【００５３】又μ調整部２４は、所望の送信電力値を基
にステップサイズパラメータμの初期値を出力して乗算
器１３に入力し、歪補償制御の進行状況に応じてステッ
プサイズパラメータμの切替えを行い、又送信電力値の
変更毎に、ステップサイズパラメータμを初期値に戻し
て、歪補償制御を再開させることができる。又閾値生成
部３３は、前述のように、テーブル又は関数発生器等に
より構成し、現在時刻ｔに於いて算出したＡＣＬＲｔを
基に、閾値を変更し、μ調整部２４は、この閾値とＡＣ
ＬＲｔとを比較して、ステップサイズパラメータμを切
替える。
にステップサイズパラメータμの初期値を出力して乗算
器１３に入力し、歪補償制御の進行状況に応じてステッ
プサイズパラメータμの切替えを行い、又送信電力値の
変更毎に、ステップサイズパラメータμを初期値に戻し
て、歪補償制御を再開させることができる。又閾値生成
部３３は、前述のように、テーブル又は関数発生器等に
より構成し、現在時刻ｔに於いて算出したＡＣＬＲｔを
基に、閾値を変更し、μ調整部２４は、この閾値とＡＣ
ＬＲｔとを比較して、ステップサイズパラメータμを切
替える。
【００５４】本発明は、前述の各実施の形態のみに限定
されるものではなく、種々付加変更することが可能であ
る。例えば、各実施の形態の遅延回路１８〜２０の遅延
時間を制御可能とすることもできる。又ステップサイズ
パラメータは、通常μとして使用されているパラメータ
以外の他のパラメータを用いることも可能である。
されるものではなく、種々付加変更することが可能であ
る。例えば、各実施の形態の遅延回路１８〜２０の遅延
時間を制御可能とすることもできる。又ステップサイズ
パラメータは、通常μとして使用されているパラメータ
以外の他のパラメータを用いることも可能である。
【００５５】（付記１）送信信号を増幅する電力増幅器
の増幅出力信号の一部を帰還して、前記送信信号との差
の誤差信号と歪補償テーブルからの歪補償信号とステッ
プサイズパラメータとを基に算出した信号と、前記送信
信号の電力とに対応した歪補償信号を前記歪補償テーブ
ルから読出して、前記送信信号に乗算して、前記電力増
幅器に入力する歪補償装置に於いて、前記増幅出力信号
のスペクトラムを求める高速フーリエ変換部と、前記ス
ペクトラムを基に隣接チャネル漏洩電力比を算出するＡ
ＣＬＲ等算出部と、算出された前記隣接チャネル漏洩電
力比と閾値とを比較して前記ステップサイズパラメータ
を切替えるμ調整部とを含むμ制御部を備えたことを特
徴とする歪補償装置。
の増幅出力信号の一部を帰還して、前記送信信号との差
の誤差信号と歪補償テーブルからの歪補償信号とステッ
プサイズパラメータとを基に算出した信号と、前記送信
信号の電力とに対応した歪補償信号を前記歪補償テーブ
ルから読出して、前記送信信号に乗算して、前記電力増
幅器に入力する歪補償装置に於いて、前記増幅出力信号
のスペクトラムを求める高速フーリエ変換部と、前記ス
ペクトラムを基に隣接チャネル漏洩電力比を算出するＡ
ＣＬＲ等算出部と、算出された前記隣接チャネル漏洩電
力比と閾値とを比較して前記ステップサイズパラメータ
を切替えるμ調整部とを含むμ制御部を備えたことを特
徴とする歪補償装置。
【００５６】（付記２）前記μ制御部は、前記隣接チャ
ネル漏洩電力比に対応した閾値を出力する閾値生成部を
有し、前記μ調整部は、前記閾値生成部からの前記閾値
と前記隣接チャネル漏洩電力比とを比較して、前記閾値
に対応した前記ステップサイズを選択出力する構成を有
することを特徴とする付記１記載の歪補償装置。 （付記３）前記μ制御部の前記μ調整部は、所望送信電
力値に対応したステップサイズパラメータの初期値を選
択出力する構成を有することを特徴とする付記１記載の
歪補償装置。 （付記４）前記閾値生成部は、所望送信電力値と隣接チ
ャネル漏洩電力比とを変数として前記ステップサイズパ
ラメータを出力する構成を有することを特徴とする付記
１又は２又は３記載の歪補償装置。 （付記５）前記μ制御部は、前記高速フーリエ変換部に
於いて蓄積してフーリエ変換するデータ数を、隣接チャ
ネル漏洩電力比が大きい時に小さい値とし、隣接チャネ
ル漏洩電力比が小さい時に大きい値に変更するデータ数
制御部を備えたことを特徴とする付記１乃至４の何れか
に記載の歪補償装置。 （付記６）前記μ制御部を間欠動作させる間欠動作制御
部を設けたことを特徴とする付記１乃至４の何れかに記
載の歪補償装置。
ネル漏洩電力比に対応した閾値を出力する閾値生成部を
有し、前記μ調整部は、前記閾値生成部からの前記閾値
と前記隣接チャネル漏洩電力比とを比較して、前記閾値
に対応した前記ステップサイズを選択出力する構成を有
することを特徴とする付記１記載の歪補償装置。 （付記３）前記μ制御部の前記μ調整部は、所望送信電
力値に対応したステップサイズパラメータの初期値を選
択出力する構成を有することを特徴とする付記１記載の
歪補償装置。 （付記４）前記閾値生成部は、所望送信電力値と隣接チ
ャネル漏洩電力比とを変数として前記ステップサイズパ
ラメータを出力する構成を有することを特徴とする付記
１又は２又は３記載の歪補償装置。 （付記５）前記μ制御部は、前記高速フーリエ変換部に
於いて蓄積してフーリエ変換するデータ数を、隣接チャ
ネル漏洩電力比が大きい時に小さい値とし、隣接チャネ
ル漏洩電力比が小さい時に大きい値に変更するデータ数
制御部を備えたことを特徴とする付記１乃至４の何れか
に記載の歪補償装置。 （付記６）前記μ制御部を間欠動作させる間欠動作制御
部を設けたことを特徴とする付記１乃至４の何れかに記
載の歪補償装置。
【００５７】（付記７）複数キャリアの送信信号を第１
の合成部により合成して増幅する電力増幅器の増幅出力
信号の一部を帰還して、前記複数キャリアの送信信号を
第２の合成部により合成した送信信号との差の誤差信号
と歪補償テーブルからの歪補償信号とステップサイズパ
ラメータとを基に算出した信号と、前記第２の合成部に
より合成した送信信号の電力とに対応した歪補償信号を
前記歪補償テーブルから読出して前記送信信号に乗算
し、該乗算出力信号と前記第２の合成部により合成した
送信信号との差を補償信号として、前記第１の合成部に
より合成した送信信号に加算して前記電力増幅器に入力
する歪補償装置に於いて、前記増幅出力信号のスペクト
ラムを求める高速フーリエ変換部と、前記スペクトラム
を基に隣接チャネル漏洩電力比を算出するＡＣＬＲ等算
出部と、算出された前記隣接チャネル漏洩電力比と閾値
とを比較して前記ステップサイズパラメータを切替える
μ調整部とを含むμ制御部を備えたことを特徴とする歪
補償装置。
の合成部により合成して増幅する電力増幅器の増幅出力
信号の一部を帰還して、前記複数キャリアの送信信号を
第２の合成部により合成した送信信号との差の誤差信号
と歪補償テーブルからの歪補償信号とステップサイズパ
ラメータとを基に算出した信号と、前記第２の合成部に
より合成した送信信号の電力とに対応した歪補償信号を
前記歪補償テーブルから読出して前記送信信号に乗算
し、該乗算出力信号と前記第２の合成部により合成した
送信信号との差を補償信号として、前記第１の合成部に
より合成した送信信号に加算して前記電力増幅器に入力
する歪補償装置に於いて、前記増幅出力信号のスペクト
ラムを求める高速フーリエ変換部と、前記スペクトラム
を基に隣接チャネル漏洩電力比を算出するＡＣＬＲ等算
出部と、算出された前記隣接チャネル漏洩電力比と閾値
とを比較して前記ステップサイズパラメータを切替える
μ調整部とを含むμ制御部を備えたことを特徴とする歪
補償装置。
【００５８】（付記８）送信信号を増幅する電力増幅器
の増幅出力信号の一部を帰還して、前記送信信号との差
の誤差信号と歪補償テーブルからの歪補償信号とステッ
プサイズパラメータとを基に算出した信号と前記送信信
号の電力とに対応した歪補償信号を前記歪補償テーブル
から読出して、前記送信信号に乗算して、前記電力増幅
器に入力する歪補償方法に於いて、前記増幅出力信号の
スペクトラムを求め、該スペクトラムを基に隣接チャネ
ル漏洩電力比を算出し、該隣接チャネル漏洩電力比と閾
値とを比較し、該隣接チャネル漏洩電力比が閾値により
小さくなった時に前記ステップサイズパラメータを小さ
い値に切替える過程を含むことを特徴とする歪補償方
法。 （付記９）前記閾値を前記隣接チャネル漏洩電力比の値
に対応して連続的又はステップ状に変更して、前記隣接
チャネル漏洩電力比と比較して、前記ステップサイズパ
ラメータの切替えを行う過程を含むことを特徴とする付
記８記載の歪補償方法。
の増幅出力信号の一部を帰還して、前記送信信号との差
の誤差信号と歪補償テーブルからの歪補償信号とステッ
プサイズパラメータとを基に算出した信号と前記送信信
号の電力とに対応した歪補償信号を前記歪補償テーブル
から読出して、前記送信信号に乗算して、前記電力増幅
器に入力する歪補償方法に於いて、前記増幅出力信号の
スペクトラムを求め、該スペクトラムを基に隣接チャネ
ル漏洩電力比を算出し、該隣接チャネル漏洩電力比と閾
値とを比較し、該隣接チャネル漏洩電力比が閾値により
小さくなった時に前記ステップサイズパラメータを小さ
い値に切替える過程を含むことを特徴とする歪補償方
法。 （付記９）前記閾値を前記隣接チャネル漏洩電力比の値
に対応して連続的又はステップ状に変更して、前記隣接
チャネル漏洩電力比と比較して、前記ステップサイズパ
ラメータの切替えを行う過程を含むことを特徴とする付
記８記載の歪補償方法。
【００５９】（付記１０）所望の送信電力値に対応した
値を前記ステップサイズパラメータの初期値として歪補
償制御を開始させる過程を含むことを特徴とする付記８
又は９記載の歪補償方法。 （付記１１）前記隣接チャネル漏洩電力比と比較する閾
値を、前記隣接チャネル漏洩電力比と所望電力値とを変
数として生成する過程を含むことを特徴とする付記８又
は９又は１０記載の歪補償方法。 （付記１２）前記増幅出力信号のスペクトラムを求める
為のフーリエ変換に用いるデータ数を、隣接チャネル漏
洩電力比が大きい時に小さい値とし、隣接チャネル漏洩
電力比が小さい時に大きい値に変更して、隣接チャネル
漏洩電力比を算出する為のフーリエ変換処理を行う過程
を含むことを特徴とする付記８乃至１１の何れかに記載
の歪補償方法。 （付記１３）前記ステップサイズパラメータを求める処
理を、所定の時間間隔で間欠的に実行する過程を含むこ
とを特徴とする付記８乃至１２の何れかに記載の歪補償
方法。
値を前記ステップサイズパラメータの初期値として歪補
償制御を開始させる過程を含むことを特徴とする付記８
又は９記載の歪補償方法。 （付記１１）前記隣接チャネル漏洩電力比と比較する閾
値を、前記隣接チャネル漏洩電力比と所望電力値とを変
数として生成する過程を含むことを特徴とする付記８又
は９又は１０記載の歪補償方法。 （付記１２）前記増幅出力信号のスペクトラムを求める
為のフーリエ変換に用いるデータ数を、隣接チャネル漏
洩電力比が大きい時に小さい値とし、隣接チャネル漏洩
電力比が小さい時に大きい値に変更して、隣接チャネル
漏洩電力比を算出する為のフーリエ変換処理を行う過程
を含むことを特徴とする付記８乃至１１の何れかに記載
の歪補償方法。 （付記１３）前記ステップサイズパラメータを求める処
理を、所定の時間間隔で間欠的に実行する過程を含むこ
とを特徴とする付記８乃至１２の何れかに記載の歪補償
方法。
【００６０】（付記１４）複数キャリアの送信信号を第
１の合成部により合成して増幅する電力増幅器の増幅出
力信号の一部を帰還して、前記複数キャリアの送信信号
を第２の合成部により合成した送信信号との差の誤差信
号と歪補償テーブルからの歪補償信号とステップサイズ
パラメータとを基に算出した信号と、前記第２の合成部
により合成した送信信号の電力とに対応した歪補償信号
を前記歪補償テーブルから読出して前記送信信号に乗算
し、該乗算出力信号と前記第２の合成部により合成した
送信信号との差を補償信号として、前記第１の合成部に
より合成した送信信号に加算して前記電力増幅器に入力
し、該電力増幅器の歪を補償する歪補償方法に於いて、
前記増幅出力信号のスペクトラムを求め、該スペクトラ
ムを基に隣接チャネル漏洩電力比を算出し、算出された
前記隣接チャネル漏洩電力比と閾値とを比較して、前記
ステップサイズパラメータを切替える過程を含むことを
特徴とする歪補償方法。
１の合成部により合成して増幅する電力増幅器の増幅出
力信号の一部を帰還して、前記複数キャリアの送信信号
を第２の合成部により合成した送信信号との差の誤差信
号と歪補償テーブルからの歪補償信号とステップサイズ
パラメータとを基に算出した信号と、前記第２の合成部
により合成した送信信号の電力とに対応した歪補償信号
を前記歪補償テーブルから読出して前記送信信号に乗算
し、該乗算出力信号と前記第２の合成部により合成した
送信信号との差を補償信号として、前記第１の合成部に
より合成した送信信号に加算して前記電力増幅器に入力
し、該電力増幅器の歪を補償する歪補償方法に於いて、
前記増幅出力信号のスペクトラムを求め、該スペクトラ
ムを基に隣接チャネル漏洩電力比を算出し、算出された
前記隣接チャネル漏洩電力比と閾値とを比較して、前記
ステップサイズパラメータを切替える過程を含むことを
特徴とする歪補償方法。
【００６１】
【発明の効果】以上説明したように、本発明は、歪補償
制御に於けるステップサイズパラメータ（μ）を、時刻
ｔに於いて算出した漏洩電力比（ＡＣＬＲｔ）と閾値と
を比較して切替えるものであり、歪補償制御の開始初期
には、ステップサイズパラメータ（μ）の値を大きくし
て、収束の高速化を図り、収束後は、ステップサイズパ
ラメータ（μ）の値を小さくして、安定化を図ることが
できる。又所望の送信電力値に対応したステップサイズ
パラメータ（μ）の初期値を設定することにより、送信
電力値が小さい場合の歪補償制御の収束を高速化するこ
とができる。又漏洩電力比（ＡＣＬＲｔ）と比較する閾
値を、漏洩電力比（ＡＣＬＲｔ）に対応した値、更に
は、送信電力値に対応した値とすることより、ステップ
サイズパラメータ（μ）を、歪補償制御の進行状況に対
応して適応的に変更することができるから、高速に且つ
安定に収束状態に向かって制御することができる利点が
ある。
制御に於けるステップサイズパラメータ（μ）を、時刻
ｔに於いて算出した漏洩電力比（ＡＣＬＲｔ）と閾値と
を比較して切替えるものであり、歪補償制御の開始初期
には、ステップサイズパラメータ（μ）の値を大きくし
て、収束の高速化を図り、収束後は、ステップサイズパ
ラメータ（μ）の値を小さくして、安定化を図ることが
できる。又所望の送信電力値に対応したステップサイズ
パラメータ（μ）の初期値を設定することにより、送信
電力値が小さい場合の歪補償制御の収束を高速化するこ
とができる。又漏洩電力比（ＡＣＬＲｔ）と比較する閾
値を、漏洩電力比（ＡＣＬＲｔ）に対応した値、更に
は、送信電力値に対応した値とすることより、ステップ
サイズパラメータ（μ）を、歪補償制御の進行状況に対
応して適応的に変更することができるから、高速に且つ
安定に収束状態に向かって制御することができる利点が
ある。
【図１】本発明の第１の実施の形態の説明図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態の概要フローチャー
トである。
トである。
【図３】本発明の第１の実施の形態のフローチャートで
ある。
ある。
【図４】本発明の第２の実施の形態の説明図である。
【図５】本発明の第２の実施の形態のフローチャートで
ある。
ある。
【図６】μと関数との説明図である。
【図７】本発明の第３の実施の形態の説明図である。
【図８】本発明の第３の実施の形態のフローチャートで
ある。
ある。
【図９】本発明の第４の実施の形態の説明図である。
【図１０】本発明の第４の実施の形態のフローチャート
である。
である。
【図１１】μとＡＣＬＲとの関係の説明図である。
【図１２】本発明の第５の実施の形態の説明図である。
【図１３】本発明の第５の実施の形態のフローチャート
である。
である。
【図１４】ＦＦＴ演算のデータ数とＡＣＬＲとの関係の
説明図である。
説明図である。
【図１５】本発明の第６の実施の形態の説明図である。
【図１６】本発明の第６の実施の形態のフローチャート
である。
である。
【図１７】本発明の第７の実施の形態の説明図である。
【図１８】４キャリアのスペクトラムの説明図である。
【図１９】電力増幅器の特性説明図である。
【図２０】隣接チャネル漏洩電力と歪補償との説明図で
ある。
ある。
【図２１】ＡＣＬＲの説明図である。
【図２２】リニアライザの基本構成説明図である。
【図２３】リニアライザの説明図である。
【図２４】リニアライザの説明図である。
１ 歪補償テーブル
２ 乗算器
３ ＤＡ変換器（ＤＡＣ）
６ 電力増幅器
７ 方向性結合器
１０ ＡＤ変換器（ＡＤＣ）
１１ 電力算出部
１２ 加算器
１３〜１５ 乗算器
１６ 減算器
１７ 複素数変換部（ｃｏｎｊｇ）
１８〜２０ 遅延回路（Ｄ）
２１ μ制御部
２２ 高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）
２３ ＡＣＬＲ等算出部
２４ μ調整部
２５ 閾値設定部
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 久保 徳郎
神奈川県川崎市中原区上小田中４丁目１番
１号 富士通株式会社内
(72)発明者 長谷 和男
神奈川県川崎市中原区上小田中４丁目１番
１号 富士通株式会社内
(72)発明者 石川 広吉
神奈川県川崎市中原区上小田中４丁目１番
１号 富士通株式会社内
Ｆターム(参考） 5J090 AA01 AA41 CA21 CA65 FA18
GN02 GN04 KA00 KA15 KA23
KA26 KA32 KA33 KA34 KA42
KA68 MA11 SA14 TA01 TA02
TA03 TA07
5J091 AA01 AA41 CA21 CA65 FA18
KA00 KA15 KA23 KA26 KA32
KA33 KA34 KA42 KA68 MA11
SA14 TA01 TA02 TA03 TA07
5J500 AA01 AA41 AC21 AC65 AF18
AK00 AK15 AK23 AK26 AK32
AK33 AK34 AK42 AK68 AM11
AS14 AT01 AT02 AT03 AT07
5K060 BB07 CC04 DD04 HH06 LL01
Claims (5)
- 【請求項１】 送信信号を増幅する電力増幅器の増幅出
力信号の一部を帰還して、前記送信信号との差の誤差信
号と歪補償テーブルからの歪補償信号とステップサイズ
パラメータとを基に算出した信号と、前記送信信号の電
力とに対応した歪補償信号を前記歪補償テーブルから読
出して、前記送信信号に乗算して、前記電力増幅器に入
力する歪補償装置に於いて、 前記増幅出力信号のスペクトラムを求める高速フーリエ
変換部と、前記スペクトラムを基に隣接チャネル漏洩電
力比を算出する漏洩電力比算出部と、算出された前記隣
接チャネル漏洩電力比と閾値とを比較して前記ステップ
サイズパラメータを切替える調整部とを含むステップサ
イズパラメータ制御部を備えたことを特徴とする歪補償
装置。 - 【請求項２】 前記ステップパラメータ制御部は、前記
隣接チャネル漏洩電力比に対応した閾値を出力する閾値
生成部を有し、前記調整部は、前記閾値生成部からの前
記閾値と前記隣接チャネル漏洩電力比とを比較して、前
記閾値に対応した前記ステップサイズを選択出力する構
成を有することを特徴とする請求項１記載の歪補償装
置。 - 【請求項３】 前記ステップサイズパラメータ制御部
は、前記高速フーリエ変換部に於けるデータ数を、前記
隣接チャネル漏洩電力比の値が大きい時に小さくするよ
うに制御するデータ数制御部を備えたことを特徴とする
請求項１又は２記載の歪補償装置。 - 【請求項４】 送信信号を増幅する電力増幅器の増幅出
力信号の一部を帰還して、前記送信信号との差の誤差信
号と歪補償テーブルからの歪補償信号とステップサイズ
パラメータとを基に算出した信号と、前記送信信号の電
力とに対応した歪補償信号を前記歪補償テーブルから読
出して、前記送信信号に乗算して、前記電力増幅器に入
力する歪補償方法に於いて、 前記増幅出力信号のスペクトラムを求め、該スペクトラ
ムを基に隣接チャネル漏洩電力比を算出し、該隣接チャ
ネル漏洩電力比と閾値とを比較し、該隣接チャネル漏洩
電力比が閾値より小さくなった時に前記ステップサイズ
パラメータを小さい値に切替える過程を含むことを特徴
とする歪補償方法。 - 【請求項５】 前記閾値を前記隣接チャネル漏洩電力比
の値に対応して連続的又はステップ状に変更して、前記
隣接チャネル漏洩電力比と比較して、前記ステップサイ
ズパラメータの切替えを行う過程を含むことを特徴とす
る請求項４記載の歪補償方法。
Priority Applications (2)
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
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