JP2007288492A - 歪補償装置及び歪補償方法 - Google Patents

Abstract

【課題】歪量に関する異なる複数の規格値（例えば、ＡＣＬＲ規格値）に応じた適切な歪データの測定ポイント（検出対象周波数成分）の設定（制御）を可能とする。
【解決手段】増幅器１８の出力信号の歪量を検出する歪量検出手段２９１と、被パラメータ設定手段１４，２３と、歪量検出手段２９１で検出された歪量が改善される方向に被パラメータ設定手段１４，２３のパラメータを補正するパラメータ補正手段２９２と、増幅器１８の出力信号の異なる複数の周波数成分毎の歪量と当該歪量に関する規格値とに基づいて、歪量検出手段２９１での検出対象周波数成分を制御する制御手段２９３とをそなえる。
【選択図】図１

Description

本発明は、歪補償装置及び歪補償方法に関し、例えば、増幅器への入力信号についての歪補償係数を当該増幅器の入出力信号の差分に基づいて適応的に更新して、増幅器の非線形性を補償する、プリディストーション型増幅器に用いて好適な技術に関する。

図７は従来のディジタルプリディストーション（ＤＰＤ）型増幅器の要部構成を示すブロック図で、この図７に示すＤＰＤ型増幅器は、例えば、ルックアップテーブル（ＬＵＴ：歪補償テーブル）１１０，アドレス生成部１１１，ＬＭＳ演算部（歪補償演算部）１１２，乗算器１１３，イコライザフィルタ（複素フィルタ）１１４，ディジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換器１１５，直交変調部（ＱＭＯＤ）１１６，ローカル発振器１１７，増幅器（アンプ）１１８，方向性結合器（Directional Coupler）１１９，ミキサ（乗算器）１２０，ローカル発振器１２１，アナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器１２２，１／Ｍクロック（ＣＬＫ）単位遅延回路１２３，クロック（ＣＬＫ）単位遅延回路１２４，減算器１２５，ＦＦＴ演算部１２６，積分器１２７，バス１２８及びＣＰＵ１２９をそなえて構成されている。

かかる構成を有するＤＰＤ型増幅器では、Ｉ信号及びＱ信号から成る複素信号Ｘ（Ｉ，Ｑ）が入力信号（ディジタル信号）として入力され、乗算器１１３にて歪補償テーブル１１０から与えられる歪補償係数と乗算されることにより、歪補償が行なわれた後、イコライザフィルタ１１４に入力される。なお、上記複素信号Ｘ（Ｉ，Ｑ）は、参照信号として、歪補償テーブル１１０の索引アドレスを生成するアドレス生成部１１１、及び、クロック単位遅延回路１２４にも入力される。

イコライザフィルタ１１４では、ＬＭＳ演算部１１２に入力される参照信号Ｘ（Ｉ，Ｑ）と増幅器１１８の出力についてのフィードバック信号Ｙ（Ｉ，Ｑ）の位相に周波数成分をもたせないようにするために、内部のパラメータ（フィルタ係数）を制御して、例えば図８に模式的に示すように、入力信号Ｘ（Ｉ，Ｑ）がもつ周波数特性とは逆特性のフィルタリングを行なうことにより、アナログ回路がもつ一次傾斜の周波数特性を補償する。なお、図８では、入力信号ＸがＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４の４キャリアを信号成分として含むマルチキャリア信号である場合の例を示しており、上記フィルタリングにより、キャリアＣ１〜Ｃ４毎の電力値の周波数偏差を補償可能な様子が示されている。

これにより、参照信号Ｘ（Ｉ，Ｑ）とフィードバック信号Ｙ（Ｉ，Ｑ）の周波数軸上での各キャリア信号成分（Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４）の位相関係が一定となり、ＤＰＤ動作性能が向上する。なお、図７においては図示を省略しているが、イコライザフィルタ１１４は、バス１２８を介してＣＰＵ１２９に接続されており、当該ＣＰＵ１２９からの制御により上記フィルタ係数が制御されるようになっている。

さて、上述のごとくイコライザフィルタ１１４にて周波数特性を補償された信号は、Ｄ／Ａ変換器１１５により、アナログ信号に変換され、直交変調部１１６により、ローカル発振器１１７の出力に基づき変調（直交変調）されて無線周波数（ＲＦ）帯の信号として増幅器１１８に入力され、増幅器１１８にて所要の電力値（送信電力値）にまで増幅されて出力される。

その出力信号の一部は、方向性結合器１１９にて分岐され、ミキサ１２０にフィードバックされ、当該ミキサ１２０にて、ローカル発振器１２１の出力と乗算されることにより、復調（直交検波）されてＩＦ帯の信号として出力され、Ａ／Ｄ変換器１２２にて、ディジタル信号（複素信号）Ｙ（Ｉ，Ｑ）に変換された上で、１／Ｍクロック単位遅延回路１２３，ＦＦＴ演算部１２６及び積分器１２７にそれぞれ入力される。

１／Ｍクロック単位遅延回路（ディジタルフィルタ）１２３は、上記フィードバック信号Ｙ（Ｉ，Ｑ）と参照信号Ｘ（Ｉ，Ｑ）の減算器１２５への入力タイミングが一致するよう、例えば図９に模式的に示すように、フィードバック信号Ｙ（Ｉ，Ｑ）を、内部パラメータ〔０〜（Ｍ−１）：Ｍは任意の数）までの遅延フィルタタップのフィルタ（タップ）係数〕が制御されることで、１／Ｍクロックの精度で遅延させることができるもので、当該フィードバック信号Ｙ（Ｉ，Ｑ）を１／Ｍクロック単位で所要時間Δｔだけ遅延させて減算器１２５に入力する。参照信号Ｘ（Ｉ，Ｑ）については、クロック単位遅延回路１２４により、クロック単位で遅延させて減算器１２５に入力する。

つまり、これらの遅延回路１２３，１２４は、減算器１２５にて同一時間の信号を比較対象とすべく、互いに時間関係のずれた参照信号Ｘ（Ｉ（ｔ−ｎ），Ｑ（ｔ−ｎ））及びフィードバック信号Ｙ（Ｉ（ｔ−Δｔ），Ｑ（ｔ−Δｔ））を個々に遅延させて、両信号を時間軸上で精度良く一致させる役割を担っている。その際、クロック周波数よりも小さい遅延分Δｔ（微調整）については、ディジタルフィルタ１２３により遅延させるようにしている。なお、当該ディジタルフィルタ１２３についても、バス１２８を介してＣＰＵ１２９に接続されており、当該ＣＰＵ１２９からの制御により内部パラメータ（フィルタ係数）が制御されて遅延量が制御されるようになっている。

そして、減算器１２５では、上記遅延調整により入力タイミングの一致した同一時間の各信号Ｘ（Ｉ，Ｑ）及びＹ（Ｉ，Ｑ）について減算処理を施すことにより誤差信号を検出し、当該誤差信号に基づき、歪補償演算部１１２により、例えば、ＬＭＳアルゴリズムを用いて、歪補償テーブル１１０における歪補償係数が更新される。
以上のようにして、ＤＰＤ型増幅器では、参照信号Ｘ（Ｉ，Ｑ）とフィードバック信号Ｙ（Ｉ，Ｑ）との差分（誤差）に基づいて、入力信号Ｘ（Ｉ，Ｑ）の歪補償（乗算器１１３）で用いる歪補償係数を適応的に更新して、増幅器１１８の非線形歪を補償することで、増幅効率の向上を図っている。

ところで、イコライザフィルタ１１４やディジタルフィルタ１２３における内部パラメータ（フィルタ係数）は、ＣＰＵ１２９により適応的に補正される。即ち、ＦＦＴ演算部１２６が、フィードバック信号Ｙ（Ｉ，Ｑ）についてＦＦＴ処理を施すことにより周波数解析を行ない、ＣＰＵ１２９は、その結果（ＦＦＴ結果データ）から、３ＧＰＰ規格でのＡＣＬＲ（Adjacent Channel Leakage Ratio）５ＭＨｚ離れ相当のデータを取得する。

例えば、ＦＦＴ結果データとして図１１に示すようなデータ（周波数対電力値データ）が得られた場合、ＣＰＵ１２９は、枠２００で示す電力値取得ポイントの中心周波数からそれぞれ中心方向へ５ＭＨｚ離れた周波数を中心周波数とする、枠１００で示す測定ポイント（監視範囲）のデータを取得する。なお、図１１において、電力値取得ポイント２００は、それぞれ、積分器１２７での積分により得られる電力値の取得範囲を表しており、Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４はそれぞれ既述のキャリア信号成分を示している。

そして、ＣＰＵ１２９は、例えば図１０に模式的に示すように、上記測定ポイント１００で取得したデータのうち周波数の高い方と低い方の両方のデータを比較して、悪い方のデータ（監視範囲内で歪劣化量の多い方のデータ）を歪データとし、前記パラメータを変化させながら当該歪データを取得して、歪データが改善される方向に前記パラメータを補正していく。ただし、図７に示す構成では、パラメータを変更しただけでは歪量は変化せず、歪補償テーブル１１０内の歪補償係数を更新することにより歪量の差分が明らかになる。

なお、積分器１２７は、前記フィードバック信号Ｙ（Ｉ，Ｑ）を積分してその電力値（図１１に示す電力値取得ポイント２００で取得される電力値）をバス１２８経由でＣＰＵ１２９へ通知しており、これにより、ＣＰＵ１２９は、送信電力異常を検知してアラーム出力したりすることができるようになっている。
以上のようなＤＰＤ技術の従来例としては、他に、後記特許文献１により提案されている技術がある。

この特許文献１の技術は、経年変化及び温度変化が少なく、かつ、高い歪補正量を達成可能な線形電力増幅器、線形電力増幅方法及びそのディジタルプリディストータの設定方法を提供することを目的としており、そのために、ＤＰＤにより、べき級数モデルによる奇数次歪を与えた前置歪付加信号を生成し、アンプ出力からは、パイロット信号成分から、べき級数モデルの奇数次歪成分を抽出し制御するようになっている。

即ち、電力増幅器の出力からパイロット信号成分を抽出し、そのパイロット信号成分から抽出した奇数次歪成分のレベルが小さくなるようにディジタルプリディストータのべき級数モデルの奇数次歪を直接的に帰還制御する。これにより、経年変化や温度変化の小さい線形電力増幅器を構成することができる。また、奇数次歪に対し、電力増幅器の周波数特性と逆特性の周波数特性で補償することにより、広い帯域にわたって電力増幅器の歪を除去することが可能である。
特開２００５−６５２１１号公報

しかしながら、歪補償前の増幅器歪が大きい場合、歪補償を十分にかけられない場合あるため、単に前記ＡＣＬＲ５ＭＨｚ離れ相当のデータを取得するだけでは、送信機としての無線特性を満足できない場合がある。例えば図１２に示すように、３ＧＰＰのＡＣＬＲ５ＭＨｚ離れ規格は満足するが、さらに離れた周波数でのより厳しい規格、例えば、ＡＣＬＲ１０ＭＨｚ離れ規格に対しては規格外となるおそれがある。

即ち、これまでと同様にＡＣＬＲ５ＭＨｚ離れ相当のデータを取得するだけではパラメータ補正動作としては不十分であり、ＡＣＬＲ規格に応じた適切なポイント（周波数）での歪データの測定が必要である。なお、特許文献１の技術では、このようなＡＣＬＲ規格に応じて適切な歪データの測定ポイントの設定が必要な点については、開示も示唆もされていない。

本発明は、上記のような課題を解決するために創案されたもので、歪量に関する異なる複数の規格値（例えば、ＡＣＬＲ規格値）に応じた適切な歪データの測定ポイント（検出対象周波数成分）の設定（制御）を可能とし、増幅器歪が大きく十分に歪補償がかからない条件であっても、所望の無線特性を満足できるようにすることを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明では、下記の歪補償装置及び歪補償方法を用いることを特徴としている。即ち、
（１）本発明の歪補償装置は、増幅器への入力信号についての歪補償係数を該増幅器の入出力信号の差分に基づいて適応的に更新して、該増幅器の非線形性を補償する歪補償装置であって、該増幅器の出力信号の歪量を検出する歪量検出手段と、設定されるパラメータに応じて前記差分に変動を与えうる被パラメータ設定手段と、該歪量検出手段で検出された前記歪量が改善される方向に該被パラメータ設定手段の前記パラメータを補正するパラメータ補正手段と、該増幅器の出力信号の異なる複数の周波数成分毎の前記歪量と当該歪量に関する規格値とに基づいて、該歪量検出手段での前記歪量の検出対象周波数成分を制御する制御手段とをそなえたことを特徴としている。

（２）ここで、該制御手段は、該増幅器の出力信号の前記複数の周波数成分についての歪量を検出する検出部と、該検出部で検出された複数の歪量に対して、当該周波数成分毎の前記歪量に関する規格値に応じた重み付け係数を乗算する重み付け係数乗算部と、該重み付け係数乗算部による乗算結果の中で、最大の歪量の周波数成分を該歪量検出手段での前記検出対象周波数成分として設定する検出周波数成分設定部とをそなえて構成されていてもよい。

（３）また、該制御手段は、該増幅器の出力信号の特定周波数帯域内の複数の周波数成分についての歪量の差分を検出する差分検出部と、該差分検出部で検出された差分と前記規格値とに応じて、該歪量検出手段での前記検出対象周波数成分を変更する検出周波数成分変更部とをそなえて構成されていてもよい。
（４）さらに、該検出周波数成分変更部は、周波数軸上において、該増幅器の出力信号中のキャリア信号成分から離れるほど、前記規格値が小さく設定されている場合に、前記差分が小さいほど周波数軸上において前記キャリア信号成分から離れる方向へ前記検出対象周波数成分を変更するようにしてもよい。

（５）また、本発明の歪補償方法は、増幅器への入力信号についての歪補償係数を該増幅器の入出力信号の差分に基づいて適応的に更新して、該増幅器の非線形性を補償する歪補償方法であって、該増幅器の出力信号の歪量を検出する歪量検出過程と、設定されるパラメータに応じて前記差分に変動を与えうる被パラメータ設定手段の前記パラメータを該歪量検出過程で検出された前記歪量が改善される方向に補正するパラメータ補正過程と、該増幅器の出力信号の異なる複数の周波数成分毎の前記歪量と当該歪量に関する規格値とに基づいて、該歪量検出手段で検出対象周波数成分を制御する制御過程とを有することを特徴としている。

上記本発明によれば、増幅器の出力信号の異なる複数の周波数成分毎の歪量に関する規格値に応じて、適切な検出対象周波数成分（歪測定ポイント）を設定、制御することができるので、広帯域での適切な歪監視を実現でき、結果として、歪測定ポイント外での歪劣化が抑制された、前記パラメータの最適化が可能になる。したがって、前記規格値に対して十分な規格マージンをもてないような増幅器においても、所望の無線特性を満足することが可能となる。

〔Ａ〕一実施形態の説明
図１は本発明の一実施形態に係るディジタルプリディストーション（ＤＰＤ）型増幅器（歪補償装置）の要部構成を示すブロック図で、この図１に示すＤＰＤ型増幅器も、例えば、ルックアップテーブル（ＬＵＴ：歪補償テーブル）１０，アドレス生成部１１，ＬＭＳ演算部（歪補償演算部）１２，乗算器１３，イコライザフィルタ（複素フィルタ）１４，ディジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換器１５，直交変調部（ＱＭＯＤ）１６，ローカル発振器１７，増幅器（アンプ）１８，方向性結合器（Directional Coupler）１９，ミキサ（乗算器）２０，ローカル発振器２１，アナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器２２，１／Ｍクロック（ＣＬＫ）単位遅延回路２３，クロック（ＣＬＫ）単位遅延回路２４，減算器２５，ＦＦＴ演算部２６，積分器２７，バス２８及びＣＰＵ２９をそなえて構成されている。なお、当該ＤＰＤ型増幅器は、例えば、基地局装置の送信系（無線送信機）に適用することができる。また、入力信号（つまり、送信信号）としては、シングルキャリア信号、マルチキャリア信号のいずれでもよいが、ここでは、マルチキャリア信号が入力されると仮定する。

ここで、歪補償テーブル１０は、ディジタル信号である入力信号（複素信号）Ｘ（Ｉ，Ｑ）（以下、単にＸと略記することもある）が増幅器１８で増幅される際に生じうる歪を予め補償するための歪補償係数を例えば当該入力信号Ｘの電力値別に格納しておくもので、入力信号Ｘの電力値を基にアドレス生成部１１にて生成、指定されるアドレスの歪補償係数が乗算器１３へ供給されるようになっている。また、ここでの歪補償係数は、歪補償演算部１２による演算結果によって適応的に更新される。

アドレス生成部１１は、入力信号Ｘを参照信号として受けて、その電力値に応じて歪補償テーブル１０のための索引アドレスを生成するものであり、歪補償演算部１２は、減算器２５により得られる参照信号Ｘと後述するフィードバック信号（複素信号）Ｙ（Ｉ，Ｑ）（以下、単にＹと略記することもある）との差分（誤差信号）に基づいて歪補償テーブル１０における歪補償係数を適応的に更新するものである。

乗算器（歪補償部）１３は、入力信号Ｘに歪補償テーブル１０からの歪補償係数を乗じることにより、入力信号Ｘが増幅器１８で増幅される際に生じうる歪を予め補償するものであり、イコライザフィルタ（複素フィルタ）１４は、設定されるパラメータ〔フィルタ（タップ）係数〕に応じて減算器２５で検出される差分に変動を与えうる被パラメータ設定手段であり、例えば、ディジタルフィルタにより構成され、前記内部パラメータが制御されることにより、図８により前述したごとく、入力信号Ｘがもつ周波数特性とは逆特性のフィルタリングを行なうことにより、アナログ回路がもつ一次傾斜の周波数特性（各キャリア信号成分の周波数偏差）を補償して、各キャリア信号成分の位相関係を一定にするためのものである。

なお、当該イコライザフィルタ１４は、例えば数十程度のタップ係数を有し、増幅対象の信号帯域（例えば、数十ＭＨｚ幅）において数ｄＢ程度生じる一次傾斜特性を補償可能な能力を有している。また、図１においても図示を省略しているが、当該イコライザフィルタ１４は、バス２８を介してＣＰＵ２９に接続されており、当該ＣＰＵ２９からの制御により上記パラメータが制御されるようになっている。

Ｄ／Ａ変換器１５は、イコライザフィルタ１４の出力信号をアナログ信号に変換するものであり、直交変調部１６は、ローカル発振器１７からの周波数信号を用いて当該アナログ信号を変調（直交変調）するものであり、増幅器１８は、当該変調により得られた変調信号を所要の送信電力値にまで増幅するものである。
方向性結合器１９は、上記増幅器１８の出力を一部分岐してミキサ２０にフィードバックするものであり、ミキサ２０は、この方向性結合器１９からのフィードバック信号にローカル発振器２１からの周波数信号を乗じることにより、当該フィードバック信号を復調（直交検波）してＩＦ帯の復調信号を生成するものであり、Ａ／Ｄ変換器２２は、当該復調信号をディジタル信号に変換するもので、これにより複素ディジタル信号であるフィードバック信号Ｙ（Ｉ，Ｑ）が得られるようになっている。

１／Ｍクロック単位遅延回路２３は、上記フィードバック信号Ｙと参照信号Ｘの減算器２５への入力タイミングが一致するよう、フィードバック信号Ｙを１／Ｍクロックの精度で遅延させることができるディジタルフィルタ回路（Ｍは任意の数であり、０〜（Ｍ−１）までの遅延フィルタタップを準備する）であって、１／Ｍクロック単位の精度で所要時間Δｔだけ遅延させて減算器２５に入力するものであり、クロック単位遅延回路２４は、例えば、フリップフロップ（ＦＦ）回路を用いて構成され、参照信号Ｘをクロック単位で遅延させて減算器２５に入力するものである。

つまり、これらの遅延回路２３，２４は、減算器２５にて同一時間の信号を比較対象とすべく、図９により前述した遅延回路１２３，１２４と同様に、互いに時間関係のずれた参照信号Ｘ（Ｉ（ｔ−ｎ），Ｑ（ｔ−ｎ））及びフィードバック信号Ｙ（Ｉ（ｔ−Δｔ），Ｑ（ｔ−Δｔ））を個々に遅延させて、両信号を時間軸上で精度良く一致させる遅延調整部（減算器２５での比較タイミングを調整するタイミング調整部）としての役割を担っている。その際、クロック周波数よりも小さい遅延分Δｔ（微調整）については、１／Ｍクロック単位遅延回路２３の内部パラメータ〔フィルタ（タップ）係数〕を制御することで遅延させるようにしている。

つまり、１／Ｍクロック単位遅延回路２３も、設定されるパラメータに応じて減算器２５で検出される差分に変動を与えうる被パラメータ設定手段である。なお、当該ディジタルフィルタ２３についても、バス２８を介してＣＰＵ２９に接続されており、当該ＣＰＵ２９からの制御により内部パラメータ（フィルタ係数）が制御されて遅延量が制御されるようになっている。

減算器（差分検出部）２５は、上記遅延調整により入力タイミングの一致した同一時間の参照信号Ｘ及びフィードバック信号Ｙについて減算処理を施すことにより、その差分（誤差信号）を検出するもので、当該差分に基づき、歪補償演算部１２により、例えば、ＬＭＳアルゴリズムを用いて、歪補償テーブル１０における歪補償係数が更新されることになる。

ＦＦＴ演算部２６は、ＣＰＵ２９からのＦＦＴ実行命令をバス２８経由で受けることにより、上記フィードバック信号ＹをＦＦＴ処理して周波数解析するもので、その解析結果（ＦＦＴ結果データ：例えば図１１参照）はバス２８経由でＣＰＵ２９により取得可能になっている。積分器（電力監視手段）２７は、フィードバック信号Ｙを一定期間積分することにより、その電力値（例えば、図１１に示した電力値取得ポイント２００での電力値）を検出（監視）するもので、その検出結果についてもバス２８経由でＣＰＵ２９により取得可能となっている。

そして、ＣＰＵ２９は、前記パラメータを変化させながら、ＦＦＴ演算部２６により得られたＦＦＴ結果データから歪データを取得して、歪データが改善される方向に前記パラメータを補正するもので、本例では、異なる複数のＡＣＬＲ（Adjacent Channel Leakage Ratio）規格値に対応した監視（測定）ポイントでのデータを取得し、各監視ポイントでのデータに対して前記各ＡＣＬＲ規格値に応じた重み付け係数ｗ（ｆ）を乗じた上で、歪劣化量の多いデータを歪データとして決定するようになっている。

例えば図４（Ａ）に示すように、ＡＣＬＲ５ＭＨｚ離れ相当での規格値（符号３１参照）とＡＣＬＲ１０ＭＨｚ離れ相当での規格値（符号３２参照）とが異なる（後者の方がより厳しい規格値である）場合、ＣＰＵ２９は、キャリア信号成分の周波数を中心として、これら異なるＡＣＬＲ規格値に対応した４つの監視ポイント＃１，＃２，＃３，＃４（監視ポイント＃２，＃３がＡＣＬＲ５ＭＨｚ離れ相当の周波数成分、監視ポイント＃１，＃４がＡＣＬＲ１０ＭＨｚ離れ相当の周波数成分である）でのデータをそれぞれ取得し、当該データに対して、それぞれ、ＡＣＬＲ規格値に対応した重み付け係数ｗ（ｆ）（実線３３参照）、具体的には、周波数によって規格が異なるＡＣＬＲ規格値を各周波数において同等に見えるようにするような（ＡＣＬＲ規格が厳しい監視ポイントほど大きな）係数を乗算し、図４（Ｂ）に示すごとく、その結果を比較して最も歪量の大きいデータ（ここでは、監視ポイント＃４のデータ）を歪データとして決定する。

つまり、本実施形態におけるＣＰＵ２９は、次のような機能を実現している（図１参照）。
（１）増幅器１８の出力信号の歪量を検出する歪量検出手段２９１としての機能
（２）当該機能により検出された歪量が改善される方向に被パラメータ設定手段であるイコライザフィルタ１４、１／Ｍクロック単位遅延回路２３のパラメータを補正するパラメータ補正手段２９２としての機能
（３）増幅器の出力信号の異なる複数の周波数成分毎の前記歪量と当該歪量に関する規格値とに基づいて、歪量検出手段２９１での歪量の監視ポイント（つまり、検出対象周波数成分）を制御する制御手段２９３としての機能
そして、当該制御手段２９３は、さらに、次のような機能を具備していることになる。

（３ａ）増幅器１８の出力信号の前記複数の周波数成分についての歪量を検出する検出部２９４としての機能
（３ｂ）この検出部２９４で検出された複数の歪量に対して、当該周波数成分毎の前記歪量に関するＡＣＬＲ規格値に応じた重み付け係数ｗ（ｆ）を乗算する重み付け係数乗算部２９５としての機能
（３ｃ）この重み付け係数乗算部２９３による乗算結果の中で、最大の歪量の周波数成分を歪量検出手段２９１での前記監視ポイントとして設定する監視ポイント（検出周波数成分）設定部２９６としての機能
以下、上述のごとく構成された本実施形態の歪補償装置の動作について詳述する。

・全体基本動作
まず、入力信号Ｘは、乗算器１３にて、歪補償テーブル１１から与えられる歪補償係数と乗算されることにより、歪補償が行なわれた後、イコライザフィルタ１４に入力される。イコライザフィルタ１４では、前述したごとく内部のパラメータ（フィルタ係数）がＣＰＵ２９により制御されて、入力信号Ｘがもつ周波数特性とは逆特性のフィルタリングを行なうことにより、アナログ回路がもつ一次傾斜の周波数特性を補償する。

当該補償後の信号は、Ｄ／Ａ変換器１５により、アナログ信号に変換され、直交変調部１６により、ローカル発振器１７の出力に基づき変調（直交変調）されて無線周波数（ＲＦ）帯の信号として増幅器１８に入力され、増幅器１８にて所要の電力値（送信電力値）にまで増幅されて出力される。
その出力信号の一部は、方向性結合器１９にて分岐され、ミキサ２０にフィードバックされ、当該ミキサ２０にて、ローカル発振器２１の出力と乗算されることにより、復調（直交検波）されてＩＦ帯の信号として出力され、Ａ／Ｄ変換器２２にて、ディジタル信号（複素信号）Ｙに変換された上で、１／Ｍクロック単位遅延回路２３，ＦＦＴ演算部２６及び積分器２７にそれぞれ入力される。

１／Ｍクロック単位遅延回路（ディジタルフィルタ）２３は、上記フィードバック信号Ｙと参照信号Ｘの減算器２５への入力タイミングが一致するよう、フィードバック信号Ｙを１／Ｍクロック単位で所要時間Δｔだけ遅延させて減算器２５に入力する。参照信号Ｘについては、クロック単位遅延回路２４により、クロック単位で遅延させて減算器２５に入力される。

減算器２５では、上記遅延調整により入力タイミングの一致した同一時間の各信号Ｘ及びＹについて減算処理を施すことにより誤差信号を検出し、当該誤差信号に基づき、歪補償演算部１２により、例えば、ＬＭＳアルゴリズムを用いて、歪補償テーブル１０における歪補償係数が更新される。
以上のようにして、本実施形態のＤＰＤ型増幅器においても、参照信号Ｘとフィードバック信号Ｙとの差分（誤差）に基づいて、入力信号Ｘの歪補償（乗算器１３）で用いる歪補償係数を適応的に更新して、増幅器１８の非線形歪を補償することで、増幅効率の向上が図られる。

・ＣＰＵ２９の動作
イコライザフィルタ１４やディジタルフィルタ２３における内部パラメータ（フィルタ係数）は、ＣＰＵ２９により適応的に補正されるが、本例のＣＰＵ２９は、例えば図２及び図３に示すフローチャートに従って動作する。
即ち、図２に示すように、ＣＰＵ２９（歪量検出手段２９１、検出部２９４）は、定期的に、あるいは、不定期で、ＦＦＴ実行命令をバス２８経由でＦＦＴ演算部２６に与えることによりＦＦＴ演算部２６を起動させて、フィードバック信号ＹについてのＦＦＴ処理を実行させ（ステップＳ１１）、その結果（ＦＦＴ結果データ）を取得し、当該ＦＦＴ結果データから前述したごとく異なる複数ＡＣＬＲ規格値に対応した複数監視ポイントの歪データを取得する〔ステップＳ１２；（歪量）検出過程〕。

そして、ＣＰＵ２９（重み付け係数乗算部２９５、監視ポイント設定部２９６）は、取得した各監視ポイントの歪データに対して前記重み付け係数ｗ（ｆ）を乗算し（ステップＳ１３）、その結果を比較して最も大きい歪量の監視ポイントを歪データの測定ポイントとして決定（設定）する〔ステップＳ１４；制御過程（重み付け係数乗算過程、検出周波数成分設定過程）〕。

一方、ＣＰＵ２９（歪量検出手段２９１、パラメータ補正手段２９２）は、図３に示す処理（ＡＣＬＲ型歪補正処理）を周期的（あるいは、不定期）に、起動、実行しており、ＦＦＴ実行命令をバス２８経由でＦＦＴ演算部２６に与えることによりＦＦＴ演算部２６を起動させて、フィードバック信号ＹについてのＦＦＴ処理を実行させ（ステップＳ３１）、その結果（ＦＦＴ結果データ）のうち、上述したごとく決定した測定ポイントでの歪データを取得し（ステップＳ３２；歪量検出過程）、当該歪データを基に前記パラメータを所定の更新ステップ幅等で更新（変更）する（ステップＳ３３；パラメータ補正過程）。

これにより、歪補償テーブル１０の歪補償係数が更新され（ステップＳ３４）、ＣＰＵ２９は、歪補償係数更新後の状態で、同じ測定ポイントでの歪データ（歪更新データ）を再取得する（ステップＳ３５）。
次いで、ＣＰＵ２９は、上記歪更新データが歪補償係数（パラメータ）更新前に取得した更新前の歪データ以下か否かを判定し（ステップＳ３６）、更新前の歪データを超えていれば、上記更新により歪量がかえって大きくなった（劣化）したことになるので、前記パラメータを更新前の値に戻す（ステップＳ３６のｎｏルートからステップＳ３７）。これに対し、上記歪更新データが更新前の歪データ以下であれば、歪量が改善又は維持されたことになるので、ＣＰＵ２９は、前記更新後のパラメータ値設定を維持したまま、処理を終了する（ステップＳ３６のｙｅｓルート）。

以上のように、本実施形態によれば、異なる複数のＡＣＬＲ規格に応じて複数の監視ポイントでの歪データに重み付けを施して比較することにより、ＡＣＬＲ規格に応じた適切な歪測定ポイントを設定することができるので、広帯域での適切な歪監視を実現でき、結果として、測定ポイントの歪劣化が抑制された、イコライザフィルタ１４や１／Ｍクロック単位遅延回路２３の内部パラメータの最適化が可能になる。したがって、ＡＣＬＲ規格値に対して十分な規格マージンをもてないような歪補償アンプにおいても、無線送信機として十分な無線特性を満足することが可能となる。

なお、上述した例では、監視ポイントの決定のための歪データの取得と、パラメータ更新のための歪データの取得のそれぞれについてＦＦＴ演算を独立して実行するようにしているが、これらは共通化してもよい（つまり、図２のステップＳ１２で取得した歪データを基に図３のステップＳ３３でのパラメータ更新を行なってもよい）。
（Ａ１）変形例の説明
上述した例では、異なる複数のＡＣＬＲ規格値に対応した複数の監視ポイントの中から最適な監視ポイントを選択しているが、例えば図６（Ｃ）に示すごとく、ＡＣＬＲ５ＭＨｚ離れ相当の一定周波数幅（例えば、５ＭＨｚ幅）の監視ポイント（監視帯域）のＦＦＴ結果データを周波数軸上で複数のポイント（帯域）に分割（ここでは、分割ポイント＃１，＃２，＃３，＃４の４分割）し、両端の分割ポイント＃１，＃４でのＦＦＴ結果データ（歪データ）の差分（つまり、監視ポイント全体での歪データの傾き）を検出し、その差分（傾き）の大小に応じて監視ポイントを周波数軸上でずらすようにしてもよい。

即ち、ＣＰＵ２９は、上記差分（傾き）が、第１の閾値α１〔図６（Ｃ）参照〕以上の場合は図６（Ａ）に示すごとくキャリア信号成分に近い方の歪量が大きいと判断して、監視ポイントを周波数軸上でキャリア信号成分側へ移動（設定）し、第２の閾値α２（＞α１）〔図６（Ｃ）参照〕以上であれば、周波数軸上でキャリア信号成分に最も近いポイントに移動（設定）する。これに対して、上記差分が第３の閾値α０（＜α１）〔図６（Ｃ）参照〕以下であれば、ＣＰＵ２９は、ＡＣＬＲ規格値がより厳しいポイントを監視するために、図６（Ｂ）に示すごとく周波数軸上でキャリア信号成分から離れる方向に監視ポイントを移動（設定）する。これにより、広い帯域で効率的に歪監視を行なうことが可能となる。

このような機能は、例えば、ＣＰＵ２９の前記制御手段２９３として、既述の手段２９４〜２９６に代えて、下記の機能（図１参照）を具備することにより実現される。
（１）増幅器１８の出力信号の特定周波数帯域内の複数の周波数成分についての歪量の差分を検出する差分検出部２９７としての機能
（２）この差分検出部２９７で検出された差分とＡＣＬＲ規格値とに応じて、歪量検出手段２９１での監視ポイント（検出対象周波数成分）を変更する（具体的には、周波数軸上において増幅器１８の出力信号中のキャリア信号成分から離れるほど、ＡＣＬＲ規格値が小さく設定されている場合に、前記差分が小さいほど周波数軸上において前記キャリア信号成分から離れる方向へ変更する）監視ポイント（検出周波数成分）変更部２９８としての機能
したがって、本例のＣＰＵ２９は、例えば図２に示す処理（フローチャート）に代えて図５に示す処理（フローチャート）を実行する。

即ち、ＣＰＵ２９〔制御手段２９３（差分検出部２９７）〕は、定期的に、あるいは、不定期に、ＦＦＴ実行命令をバス２８経由でＦＦＴ演算部２６に与えることによりＦＦＴ演算部２６を起動させて、フィードバック信号ＹについてのＦＦＴ処理を実行させ（ステップＳ２１）、その結果（ＦＦＴ結果データ）を取得し（ステップＳ２２；歪量検出過程）、初期監視ポイント（例えば、ＡＣＬＲ５ＭＨｚ離れ相当の歪データが得られるポイント）でのＦＦＴ結果データを周波数軸上で複数の分割ポイントに分割し、その両端の分割ポイントの差分を求めることにより監視ポイント全体での歪データの傾きを検出（計算）する〔ステップＳ２３；制御過程（差分検出過程）〕。

そして、ＣＰＵ２９（監視ポイント変更部２９８）は、検出した差分（傾き）と閾値（α０，α１，α２）との比較により、図６（Ａ）〜図６（Ｃ）により上述したごとく、歪データ測定対象のポイント（監視ポイント）を決定し、決定したポイントに監視ポイントを変更（設定）する〔ステップＳ２４；制御過程（検出周波数成分変更過程）〕。
一方、本例においても、ＣＰＵ２９は、図３に示す処理（ＡＣＬＲ型歪補正処理）を周期的に起動、実行しており、ＦＦＴ実行命令をバス２８経由でＦＦＴ演算部２６に与えることによりＦＦＴ演算部２６を起動させて、フィードバック信号ＹについてのＦＦＴ処理を実行させ（ステップＳ３１）、その結果（ＦＦＴ結果データ）から、上述したごとく決定した測定ポイントでの歪データを取得し（ステップＳ３２；歪量検出過程）、当該歪データを基に前記パラメータを所定の更新ステップ幅等で更新（変更）する（ステップＳ３３；パラメータ補正過程）。

これにより、歪補償テーブル１０の歪補償係数が更新され（ステップＳ３４）、ＣＰＵ２９は、歪補償係数更新後の状態で、同じ測定ポイントでの歪データ（歪更新データ）を再取得し（ステップＳ３５）、当該歪更新データが歪補償係数（パラメータ）更新前に取得した更新前の歪データ以下か否かを判定する（ステップＳ３６）。
その結果、更新前の歪データを超えていれば、ＣＰＵ２９は、上記更新により歪量がかえって大きくなった（劣化）したことになるので、前記パラメータを更新前の値に戻す（ステップＳ３６のｎｏルートからステップＳ３７）。これに対し、上記歪更新データが更新前の歪データ以下であれば、歪量が改善又は維持されたことになるので、ＣＰＵ２９は、前記更新後のパラメータ値設定を維持したまま、処理を終了する（ステップＳ３６のｙｅｓルート）。

以上のように、本変形例によれば、ある周波数幅の監視ポイントでの歪データの傾き（差分）とＡＣＬＲ規格値とに応じて、歪測定ポイントを適切なポイントに設定（制御）することができるので、より広帯域での適切な歪監視を実現でき、結果として、測定ポイント外での歪劣化が抑制された、イコライザフィルタ１４や１／Ｍクロック単位遅延回路２３の内部パラメータの最適化が可能になる。したがって、ＡＣＬＲ規格値に対して十分な規格マージンをもてないような歪補償アンプにおいても、無線送信機として十分な無線特性を満足することが可能となる。

なお、本例においても、監視ポイントの決定のための歪データの取得と、パラメータ更新のための歪データの取得のそれぞれについてＦＦＴ演算を共通化してもよい（つまり、図５のステップＳ２２で取得した歪データを基に図３のステップＳ３３でのパラメータ更新を行なってもよい）。
また、本発明は、上述した実施形態及び変形例に限定されず、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々変形して実施できる。

〔Ｂ〕付記
（付記１）
増幅器への入力信号についての歪補償係数を該増幅器の入出力信号の差分に基づいて適応的に更新して、該増幅器の非線形性を補償する歪補償装置であって、
該増幅器の出力信号の歪量を検出する歪量検出手段と、
設定されるパラメータに応じて前記差分に変動を与えうる被パラメータ設定手段と、
該歪量検出手段で検出された前記歪量が改善される方向に該被パラメータ設定手段の前記パラメータを補正するパラメータ補正手段と、
該増幅器の出力信号の異なる複数の周波数成分毎の前記歪量と当該歪量に関する規格値とに基づいて、該歪量検出手段での前記歪量の検出対象周波数成分を制御する制御手段とをそなえたことを特徴とする、歪補償装置。

（付記２）
該制御手段が、
該増幅器の出力信号の前記複数の周波数成分についての歪量を検出する検出部と、
該検出部で検出された複数の歪量に対して、当該周波数成分毎の前記歪量に関する規格値に応じた重み付け係数を乗算する重み付け係数乗算部と、
該重み付け係数乗算部による乗算結果の中で、最大の歪量の周波数成分を該歪量検出手段での前記検出対象周波数成分として設定する検出周波数成分設定部とをそなえて構成されたことを特徴とする、付記１記載の歪補償装置。

（付記３）
該制御手段が、
該増幅器の出力信号の特定周波数帯域内の複数の周波数成分についての歪量の差分を検出する差分検出部と、
該差分検出部で検出された差分と前記規格値とに応じて、該歪量検出手段での前記検出対象周波数成分を変更する検出周波数成分変更部とをそなえて構成されたことを特徴とする、付記１記載の歪補償装置。

（付記４）
該検出周波数成分変更部が、
周波数軸上において該増幅器の出力信号中のキャリア信号成分から離れるほど、前記規格値が小さく設定されている場合に、前記差分が小さいほど周波数軸上において前記キャリア信号成分から離れる方向へ前記検出対象周波数成分を変更することを特徴とする、付記３記載の歪補償装置。

（付記５）
前記規格値がＡＣＬＲ（Adjacent Channel Leakage Ratio）に関する規格値であることを特徴とする、付記１〜４のいずれか１項に記載の歪補償装置。
（付記６）
増幅器への入力信号についての歪補償係数を該増幅器の入出力信号の差分に基づいて適応的に更新して、該増幅器の非線形性を補償する歪補償方法であって、
該増幅器の出力信号の歪量を検出する歪量検出過程と、
設定されるパラメータに応じて前記差分に変動を与えうる被パラメータ設定手段の前記パラメータを該歪量検出過程で検出された前記歪量が改善される方向に補正するパラメータ補正過程と、
該増幅器の出力信号の異なる複数の周波数成分毎の前記歪量と当該歪量に関する規格値とに基づいて、該歪量検出過程での前記歪量の検出対象周波数成分を制御する制御過程とを有することを特徴とする、歪補償方法。

（付記７）
該制御過程が、
該増幅器の出力信号の前記複数の周波数成分についての歪量を検出する検出過程と、
該検出過程で検出された複数の歪量に対して、当該周波数成分毎の前記歪量に関する規格値に応じた重み付け係数を乗算する重み付け係数乗算過程と、
該重み付け係数乗算過程による乗算結果の中で、最大の歪量の周波数成分を該歪量検出過程での前記検出対象周波数成分として設定する検出周波数成分設定過程とを含むことを特徴とする、付記６記載の歪補償方法。

（付記８）
該制御過程が、
該増幅器の出力信号の特定周波数帯域内の複数の周波数成分についての歪量の差分を検出する差分検出過程と、
該差分検出過程で検出された差分と前記規格値とに応じて、該歪量検出過程での前記検出対象周波数成分を変更する検出周波数成分変更過程とを含むことを特徴とする、付記６記載の歪補償方法。

（付記９）
該検出周波数成分変更過程が、
周波数軸上において、該増幅器の出力信号中のキャリア信号成分から離れるほど、前記規格値が小さく設定されている場合に、前記差分が小さいほど周波数軸上において前記キャリア信号成分から離れる方向へ前記検出対象周波数成分を変更することを特徴とする、付記８記載の歪補償方法。

（付記１０）
前記規格値がＡＣＬＲ（Adjacent Channel Leakage Ratio）に関する規格値であることを特徴とする、付記６〜９のいずれか１項に記載の歪補償方法。

以上詳述したように、本発明によれば、増幅器の出力信号の異なる複数の周波数成分毎の歪量に関する規格値に応じて、適切な歪測定ポイントを設定、制御することができるので、広帯域での適切な歪監視を実現でき、結果として、従来よりも広帯域で前記規格値を満足する、前記パラメータの最適化が可能になる。したがって、増幅器歪が大きく十分に歪補償がかからない条件であっても、所望の無線特性を満足することが可能となり、無線通信技術分野において極めて有用と考えられる。

本発明の一実施形態に係るディジタルプリディストーション（ＤＰＤ）型増幅器（歪補償装置）の要部構成を示すブロック図である。 図１に示すＣＰＵの動作（歪測定ポイント設定処理）を説明するためのフローチャートである。 図１に示すＣＰＵの動作（ＡＣＬＲ型歪補正処理）を説明するためのフローチャートである。 （Ａ）及び（Ｂ）は図１に示すＣＰＵの動作（重み付けによる歪測定ポイント決定処理）を説明するための模式図である。 図２に示す歪測定ポイント設定処理の変形例を示すフローチャートである。 （Ａ）〜（Ｃ）はいずれも変形例に係る歪測定ポイント設定処理を説明するための模式図である。 従来のディジタルプリディストーション（ＤＰＤ）型増幅器の要部構成を示すブロック図である。 図７に示すイコライザフィルタの機能を説明するための模式図である。 図７に示す遅延回路の機能を説明するための図である。 図７に示すＣＰＵによる歪データの取得を説明するための模式図である。 図７に示すＦＦＴ演算部の演算結果（ＦＦＴ結果データ）の一例を示す図である。 従来のＤＰＤ型増幅器の課題を説明するための模式図である。

符号の説明

１０ 歪補償テーブル（ルックアップテーブル：ＬＵＴ）
１１ アドレス生成部
１２ ＬＭＳ演算部（歪補償演算部）
１３ 乗算器（歪補償部）
１４ イコライザフィルタ（複素フィルタ；被パラメータ設定手段）
１５ ディジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換器
１６ 直交変調部（ＱＭＯＤ）
１７ ローカル発振器
１８ 増幅器（アンプ）
１９ 方向性結合器（Directional Coupler）
２０ ミキサ（乗算器）
２１ ローカル発振器
２２ アナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器
２３ １／Ｍクロック（ＣＬＫ）単位遅延回路（ディジタルフィルタ）
２４ クロック（ＣＬＫ）単位遅延回路
２５ 減算器（差分検出部）
２６ ＦＦＴ演算部
２７ 積分器（電力監視部）
２８ バス
２９ ＣＰＵ
２９１ 歪量検出手段
２９２ パラメータ補正手段
２９３ 制御手段
２９４ 検出部
２９５ 重み付け係数乗算部
２９６ 監視ポイント（検出周波数成分）設定部
２９７ 差分検出部
２９８ 監視ポイント（検出周波数成分）変更部
１００ 測定ポイント（監視範囲）
２００ 電力値取得ポイント

Claims (5)

1. 増幅器への入力信号についての歪補償係数を該増幅器の入出力信号の差分に基づいて適応的に更新して、該増幅器の非線形性を補償する歪補償装置であって、
   該増幅器の出力信号の歪量を検出する歪量検出手段と、
   設定されるパラメータに応じて前記差分に変動を与えうる被パラメータ設定手段と、
   該歪量検出手段で検出された前記歪量が改善される方向に該被パラメータ設定手段の前記パラメータを補正するパラメータ補正手段と、
   該増幅器の出力信号の異なる複数の周波数成分毎の前記歪量と当該歪量に関する規格値とに基づいて、該歪量検出手段での前記歪量の検出対象周波数成分を制御する制御手段とをそなえたことを特徴とする、歪補償装置。
2. 該制御手段が、
   該増幅器の出力信号の前記複数の周波数成分についての歪量を検出する検出部と、
   該検出部で検出された複数の歪量に対して、当該周波数成分毎の前記歪量に関する規格値に応じた重み付け係数を乗算する重み付け係数乗算部と、
   該重み付け係数乗算部による乗算結果の中で、最大の歪量の周波数成分を該歪量検出手段での前記検出対象周波数成分として設定する検出周波数成分設定部とをそなえて構成されたことを特徴とする、請求項１記載の歪補償装置。
3. 該制御手段が、
   該増幅器の出力信号の特定周波数帯域内の複数の周波数成分についての歪量の差分を検出する差分検出部と、
   該差分検出部で検出された差分と前記規格値とに応じて、該歪量検出手段での前記検出対象周波数成分を変更する検出周波数成分変更部とをそなえて構成されたことを特徴とする、請求項１記載の歪補償装置。
4. 該検出周波数成分変更部が、
   周波数軸上において該増幅器の出力信号中のキャリア信号成分から離れるほど、前記規格値が小さく設定されている場合に、前記差分が小さいほど周波数軸上において前記キャリア信号成分から離れる方向へ前記検出対象周波数成分を変更することを特徴とする、請求項３記載の歪補償装置。
5. 増幅器への入力信号についての歪補償係数を該増幅器の入出力信号の差分に基づいて適応的に更新して、該増幅器の非線形性を補償する歪補償方法であって、
   該増幅器の出力信号の歪量を検出する歪量検出過程と、
   設定されるパラメータに応じて前記差分に変動を与えうる被パラメータ設定手段の前記パラメータを該歪量検出過程で検出された前記歪量が改善される方向に補正するパラメータ補正過程と、
   該増幅器の出力信号の異なる複数の周波数成分毎の前記歪量と当該歪量に関する規格値とに基づいて、該歪量検出過程での前記歪量の検出対象周波数成分を制御する制御過程とを有することを特徴とする、歪補償方法。

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