JP2003134845A - 電力変換装置の制御回路 - Google Patents

電力変換装置の制御回路

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JP2003134845A JP2001320305A JP2001320305A JP2003134845A JP 2003134845 A JP2003134845 A JP 2003134845A JP 2001320305 A JP2001320305 A JP 2001320305A JP 2001320305 A JP2001320305 A JP 2001320305A JP 2003134845 A JP2003134845 A JP 2003134845A
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 スイッチング回数の少ない最適モードを選択
可能な電力変換装置の制御回路を得る。 【解決手段】 電力変換装置１の出力電流を制御する電
流ループに対して電流指令値ＩＡＵ＊〜ＩＡＷ＊を与え
る電流指令発生手段８０１と、電流指令値とフィードバ
ック値との電流偏差ベクトルΔｉＵ〜ΔｉＷを求める電
流偏差ベクトル検出手段と、三相電圧源５Ｕ〜５Ｗの電
圧ベクトルを求める電圧検出手段８１２と、電力変換装
置１に対するＰＷＭパターンを選択するＰＷＭパターン
選択手段８１１とを備え、電流偏差ベクトルΔｉＵ〜Δ
ｉＷが許容偏差領域を逸脱した際に、電流偏差ベクトル
および電圧ベクトルの値により限定されたスイッチング
モードから、電力変換装置１に対するモードを選択して
ＰＷＭパターンを出力する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、１サイクル内に
複数回のスイッチングを行うスイッチング素子により構
成されて、出力電流の瞬時値を制御する（瞬時電流波形
制御タイプの）電力変換装置の制御回路に関し、特に、
モータ駆動用インバータ、高力率コンバータ、アクティ
ブフィルタおよびＬＣフィルタを有する正弦波電圧出力
型インバータなどの電力変換装置の制御回路に関するも
のである。
【０００２】
【従来の技術】図１２は従来の電力変換装置の制御回路
を示すブロック図であり、たとえば「電気学会論文誌、
Ｖｏｌ．１２Ｂ、Ｎｏ．２（昭６１）」内の「高調波抑
制と高速電流応答を可能にした電流制御形ＰＷＭインバ
ータ（第９頁〜第１６頁）」に記載されたインバータの
制御回路を、この発明に関連した回路形式に書き改めて
示したものである。
【０００３】図１２に示す制御回路は、瞬時電流制御を
行う電流制御ループとして構成されている。図１２にお
いて、１は電力変換装置すなわち三相インバータの主回
路であり、たとえば図１３に示すように、３対のスイッ
チング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６のフルブリッジ構成からな
る。
【０００４】１０Ｕ、１０Ｖ、１０Ｗは、三相インバー
タ１の各出力端子に挿入された電流センサであり、三相
インバータ１から出力されるインバータ電流ＩＡＵ、Ｉ
ＡＶ、ＩＡＷを検出する。
【０００５】電流センサ１０Ｕ〜１０Ｗは、フィードバ
ック制御回路（後述する）とともに、三相インバータ１
の出力電流ＩＡＵ〜ＩＡＷの瞬時値を制御するための電
流ループを構成する。
【０００６】２は三相インバータ１の出力側に接続され
た負荷（たとえば、三相モータ）であり、Ｕ相、Ｖ相、
Ｗ相の交流電圧ＶＢＵ、ＶＢＶ、ＶＢＷが印加される内
部インダクタンス２１Ｕ、２１Ｖ、２１Ｗと、各内部イ
ンダクタンス２１Ｕ〜２１Ｗに接続された内部誘起電圧
源２２Ｕ、２２Ｖ、２２Ｗとを備えている。
【０００７】内部誘起電圧源２２Ｕ〜２２Ｗは、内部イ
ンダクタンス２１Ｕ〜２１Ｗに対し、三相の誘起電圧と
して逆起電力ＶＢＯＵ、ＶＢＯＶ、ＶＢＯＷを生成す
る。４は三相インバータ１に接続された直流電源であ
り、直流電源電圧ＶＤを三相インバータ１に供給する。
【０００８】８０１は三相正弦波電流指令発生回路であ
り、三相インバータ１の出力側に形成される電流ループ
に対する（三相インバータ１が流すべき）三相正弦波の
電流指令値ＩＡＵ＊、ＩＡＶ＊、ＩＡＷ＊を生成する。
【０００９】８０２は内部誘起電圧源２２Ｕ〜２２Ｗに
関連した電圧偏差ベクトルを求める電流偏差ベクトル検
出回路、８０３は負荷２内に発生する逆起電力ＶＢＯＵ
〜ＶＢＯＷを推定する逆起電力推定回路である。
【００１０】８０４はＰＷＭパターンテーブル回路であ
り、電流偏差ベクトル検出回路８０２および逆起電力推
定回路８０３の出力信号に応じて三相インバータ１に対
するＰＷＭパルスのパターンを決定する。
【００１１】８５１Ｕ、８５１Ｖ、８５１Ｗは三相正弦
波電流指令発生回路８０１の出力側に挿入された加減算
器である。三相正弦波電流指令発生回路８０１および加
減算器８５１Ｕ〜８５１Ｗは、電流指令発生手段を構成
しており、電流指令値ＩＡＵ＊〜ＩＡＷ＊とインバータ
電流（電流フィードバック値）ＩＡＵ〜ＩＡＷとの電流
偏差（電流偏差ベクトル）ΔｉＵ、ΔｉＶ、ΔｉＷを求
める。
【００１２】次に、図１４〜図１７を参照しながら、図
１２および図１３に示した従来の電力変換装置の制御回
路による動作について説明する。図１４および図１５は
従来の電力変換装置の制御回路による動作を説明するた
めのベクトル図である。
【００１３】図１４においては、三相インバータ１内の
スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６の状態に応じて出力さ
れる８種類の電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７と、各電圧ベクト
ルＶ０〜Ｖ７によって区切られた６つの領域［Ｐ１］〜
［Ｐ６］とが示されている。
【００１４】図１５においては、電流偏差ベクトルΔＩ
（ΔＩａ、ΔＩｂ）が許容範囲内であることを示す領域
［Ｑ７］と、許容範囲外であることを示す外周領域［Ｑ
１］〜［Ｑ６］が示されている。
【００１５】図１６は８種類の電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７
対応したスイッチングモードｋ０〜ｋ７を示す説明図で
あり、各スイッチングモードにおける三相インバータ１
内のスイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６のスイッチング
（ＯＮ／ＯＦＦ）状態を示している。
【００１６】図１７はスイッチングモードｋ０〜ｋ７を
選択するためのマトリクス条件を示す説明図であり、マ
トリクスの横方向は電流偏差ベクトルΔＩ、縦方向は逆
起電力ベクトルＶＢにそれぞれ対応している。
【００１７】まず、図１２において、電流指令発生手段
を構成する加減算器８５１Ｕ〜８５１Ｗは、三相正弦波
電流指令発生回路８０１から生成された電流指令値ＩＡ
Ｕ＊〜ＩＡＷ＊と、電流センサ１０Ｕ〜１０Ｗで検出さ
れたインバータ電流ＩＡＵ〜ＩＡＷとの電流偏差ΔｉＵ
〜ΔｉＷを求める。
【００１８】続いて、逆起電力ベクトル推定回路８０３
は、電流偏差ΔｉＵ〜ΔｉＷから、負荷２の入力端に発
生する逆起電力ＶＢＵ〜ＶＢＷを推定し、逆起電力ベク
トルＶＢを求めるとともに、逆起電力ベクトルＶＢが領
域［Ｐ１］〜［Ｐ６］（図１４参照）のうちのどの領域
にあるかを検出する。
【００１９】また、電流偏差ベクトル検出回路８０２
は、電流偏差ΔｉＵ〜ΔｉＷから電流偏差ベクトルΔＩ
を求め、電流偏差ベクトルΔＩが領域［Ｑ１］〜［Ｑ
７］（図１５参照）のどの領域にあるかを検出する。
【００２０】図１５に内の領域［Ｑ７］は、電流偏差ベ
クトルΔＩに対して電流制御の精度に応じて定まる所定
の許容範囲を設定した場合に、電流偏差ベクトルΔＩが
許容範囲内であることを示している。また、領域［Ｑ
７］の外周の領域［Ｑ１］〜［Ｑ６］は、電流偏差ベク
トルΔＩ（ΔＩａ、ΔＩｂ）が許容範囲外であることを
示している。
【００２１】ＰＷＭパターンテーブル回路８０４は、逆
起電力ベクトルＶＢの領域［Ｐ１］〜［Ｐ６］と、電流
偏差ベクトルΔＩの領域［Ｑ１］〜［Ｑ７］とから、図
１７にしたがう２次元マップにより、スイッチングモー
ドｋ０〜ｋ７を選択する。
【００２２】また、ＰＷＭパターンテーブル回路８０４
は、スイッチングモードｋ０〜ｋ７から、三相インバー
タ１内のスイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６のスイッチン
グ状態（図１６参照）を決定する。
【００２３】図１７において、たとえば逆起電力ベクト
ルＶＢが領域［Ｐ１］にある場合、電流偏差ベクトルΔ
Ｉが領域［Ｑ１］または［Ｑ５］にあれば、スイッチン
グモードｋ１が選択され、領域［Ｑ２］または［Ｑ３］
にあれば、スイッチングモードｋ３が選択される。
【００２４】また、逆起電力ベクトルＶＢが領域［Ｐ
１］にある場合に、電流偏差ベクトルΔＩが領域［Ｑ
４］または［Ｑ６］にあれば、スイッチングモードｋ０
またはｋ７が選択され、領域［Ｑ７］にあれば、そのと
きのスイッチングモードがそのまま保持される。
【００２５】三相インバータ１内の各スイッチング素子
Ｔｒ１〜Ｔｒ６は、ＰＷＭパターンテーブル回路８０４
からのスイッチング指令に基づいてオン／オフ制御され
る。この結果、インバータ電流ＩＡＵ〜ＩＡＷは、電流
指令値ＩＡＵ＊〜ＩＡＷ＊と一致するように制御され
る。
【００２６】次に、上記制御により電流偏差ベクトルΔ
Ｉがどのように推移するかについて説明する。たとえ
ば、図１４において、逆起電力ベクトルＶＢが領域［Ｐ
１］内にあり、また、図１５において、電流偏差ベクト
ルΔＩがΔＩａで示されて、領域［Ｑ１］内にある場合
を考える。
【００２７】この状態においては、図１７のマップにし
たがってスイッチングモードｋ１が選択され、電流偏差
ベクトルΔＩは、逆起電力ベクトルＶＢと電圧ベクトル
Ｖ１との差ベクトルＶＬ１（図１４参照）の方向へ移動
する。
【００２８】このとき、図１５内の矢印に示すように、
許容範囲外の領域［Ｑ１］にあった電流偏差ベクトルΔ
Ｉａから、許容範囲内の領域［Ｑ７］に入る。
【００２９】しかし、電流偏差ベクトルΔＩが図１５内
のΔＩｂである場合には、上記と同様にスイッチングモ
ードｋ１が選択されても領域［Ｑ７］に入らず、一旦、
領域［Ｑ３］に移動した後、領域［Ｐ１］と領域［Ｑ
３］との条件からスイッチングモードｋ３が選択される
ことによって、電流偏差ベクトルΔＩがＶＬ３（図１４
参照）の方向に移動し、許容範囲内の領域［Ｑ７］に入
る。
【００３０】この場合、電流偏差ベクトルΔＩがΔＩｂ
にある時点で、直ちにスイッチングモードｋ３が選択さ
れていれば、電流偏差ベクトルΔＩｂから図１５内の点
線に沿って移動するので、１回のスイッチングモード変
更によって電流偏差ベクトルΔＩを許容範囲内の領域
［Ｑ７］に入れることができるが、このことは上記従来
制御回路では全く考慮されていない。
【００３１】
【発明が解決しようとする課題】従来の電力変換装置の
制御回路は以上のように、電流偏差ベクトルΔＩが許容
範囲内に入るための最適なスイッチングモードが１回で
選択できない場合があるので、余分なスイッチングが生
じてしまい、その結果、スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ
６の損失が増加し、三相インバータ１（電力変換装置）
の効率が低下するという問題点があった。
【００３２】この発明は上記のような問題点を解決する
ためになされたもので、スイッチング回数が少なくなる
最適なスイッチングモードを選択することのできる電力
変換装置の制御回路を得ることを目的とする。
【００３３】
【課題を解決するための手段】この発明に係る電力変換
装置の制御回路は、１サイクル内に複数回スイッチング
を行うスイッチング素子により構成され、リアクトルを
介して三相電圧源に接続された電力変換装置の制御回路
において、電力変換装置の出力端子に挿入された電流セ
ンサを含み、電力変換装置の出力電流の瞬時値を制御す
るための電流ループと、電流ループに対して電流指令値
を与える電流指令発生手段と、電流指令値と電流センサ
からの電流フィードバック値との電流偏差ベクトルを求
める電流偏差ベクトル検出手段と、三相電圧源の電圧ベ
クトルを求める電圧検出手段と、電流偏差ベクトルおよ
び電圧ベクトルに応じて、電力変換装置に対するＰＷＭ
パターンを選択するＰＷＭパターン選択手段とを備え、
ＰＷＭパターン選択手段は、電流偏差ベクトルに対して
許容偏差領域を設定するとともに、電流偏差ベクトルが
許容偏差領域を逸脱した際に、電流偏差ベクトルおよび
電圧ベクトルの値により限定されたスイッチングモード
の中から、電力変換装置に対するスイッチングモードを
選択してＰＷＭパターンを出力するものである。
【００３４】また、この発明に係る電力変換装置の制御
回路によるＰＷＭパターン選択手段は、電流偏差ベクト
ルが許容偏差領域内を推移する推移時間を求め、推移時
間に応じて、スイッチングモードを選択するものであ
る。
【００３５】また、この発明に係る電力変換装置の制御
回路によるＰＷＭパターン選択手段は、推移時間に応じ
て、電圧ベクトルの値によって決まる特定スイッチング
モードに重み付けを行い、特定スイッチングモードを電
力変換装置に対して優先的に出力するものである。
【００３６】また、この発明に係る電力変換装置の制御
回路による電圧検出手段は、電流指令値の時間変化量が
所定量よりも大きい場合には、電流指令値の時間微分値
とリアクトルのインダクタンス値とを乗じた値により、
電圧ベクトルを補正するものである。
【００３７】また、この発明に係る電力変換装置の制御
回路は、１サイクル内に複数回スイッチングを行うスイ
ッチング素子により構成され、リアクトルおよびコンデ
ンサにより構成されたフィルター回路を介して三相負荷
に一定の三相交流電圧を供給する電力変換装置の制御回
路において、電力変換装置の出力端子に挿入された電流
センサを含み、電力変換装置の出力電流の瞬時値を制御
するための電流ループと、電力変換装置の出力電圧の瞬
時値を制御するための電圧ループと、電圧ループに対し
て電圧指令値を与える電圧指令発生手段と、電圧指令値
と電圧フィードバック値との電圧偏差を求める電圧偏差
検出手段と、電圧偏差に応じて電流ループに対する電流
指令値を出力する電圧制御手段と、電流指令値と電流セ
ンサからの電流フィードバック値との電流偏差ベクトル
を求める電流偏差ベクトル検出手段と、電流偏差ベクト
ルおよび電圧指令値に応じて、電力変換装置に対するＰ
ＷＭパターンを選択するＰＷＭパターン選択手段とを備
え、ＰＷＭパターン選択手段は、電流偏差ベクトルに対
して許容偏差領域を設定するとともに、電流偏差ベクト
ルが許容偏差領域を逸脱した際に、電流偏差ベクトルお
よび電圧指令値により限定されたスイッチングモードの
中から、電力変換装置に対するスイッチングモードを選
択してＰＷＭパターンを出力し、電圧制御手段は、電圧
偏差ベクトルが減少するように電流指令値を出力するも
のである。
【００３８】また、この発明に係る電力変換装置の制御
回路による電圧指令発生手段は、電流指令値の時間変化
量が大きい場合には、電流指令値の時間微分値とリアク
トルのインダクタンス値とを乗じた値により、電圧指令
値を補正するものである。
【００３９】
【発明の実施の形態】実施の形態１．以下、図面を参照
しながら、この発明の実施の形態１について詳細に説明
する。図１はこの発明の実施の形態１を示すブロック図
である。図１において、前述（図１２参照）と同様のも
のについては、同一符号を付して詳述を省略する。
【００４０】３Ｕ、３Ｖ、３Ｗは三相インバータ１の出
力側に挿入されたリアクトルであり、電流センサ１０Ｕ
〜１０Ｗを介して三相インバータ１の出力端子に接続さ
れている。
【００４１】５Ｕ、５Ｖ、５Ｗは三相電圧源すなわち商
用電源であり、前述の内部誘起電圧源２２Ｕ〜２２Ｗに
対応しており、リアクトル３Ｕ〜３Ｗを介して三相イン
バータ１の出力端子に接続されている。
【００４２】三相インバータ１は、系統連系インバータ
（高力率コンバータなど）として動作し、たとえば、リ
アクトル３Ｕ〜３Ｗに流れる電流を、商用電源５Ｕ〜５
Ｗに対して力率「１」の正弦波状の電流に制御する。
【００４３】８１１は前述のＰＷＭパターンテーブル回
路８０４に対応したＰＷＭパターンセレクタ回路であ
り、スイッチングモード選択手段として機能する。
【００４４】８１２は商用電源５Ｕ〜５Ｗの電圧ＶＲ
Ｕ、ＶＲＶ、ＶＲＷを電圧ベクトルＶＲとして検出する
電圧検出回路である。電圧検出回路８１２、従来回路
（図１２内の回路８０２、８０３）のように、電流偏差
ΔｉＵ〜ΔｉＷなどから実際の電圧値を推定してもよ
い。
【００４５】ＰＷＭパターンセレクタ回路８１１は、加
減算器８５１Ｕ〜８５１Ｗにより算出された電流偏差Δ
ｉＵ〜ΔｉＷと、電圧検出回路８１２により検出された
商用電源５Ｕ〜５Ｗの各電圧ＶＲＵ〜ＶＲＷとから、ス
イッチングモードを選択する。
【００４６】また、ＰＷＭパターンセレクタ回路８１１
は、選択されたスイッチングモードに相当するオンオフ
信号（ＰＷＭパターン）を、三相インバータ１内の各ス
イッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６（図１３参照）に出力す
る。
【００４７】さらに、ＰＷＭパターンセレクタ回路８１
１は、後述するように、電流偏差ベクトルΔＩ（ΔｉＵ
〜ΔｉＷ）に対して許容偏差領域を設定するとともに、
電流偏差ベクトルΔＩが許容偏差領域を逸脱した際に、
電流偏差ベクトルΔＩおよび商用電源の電圧ベクトルＶ
Ｒ（ＶＲＵ〜ＶＲＷ）の値により限定されたスイッチン
グモードの中から、三相インバータ１に対するスイッチ
ングモードを選択してＰＷＭパターンを出力する。
【００４８】前述のように、三相インバータ１内のスイ
ッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６において、３対の上下アー
ムの一方をオン、他方をオフとする条件で取り得る電圧
ベクトルは８通りあり、各電圧ベクトルは、図１４に示
すように、ＵＶＷ座標で示すことができる。
【００４９】また、図１４内の出力電圧ベクトルＶ０〜
Ｖ７に対して、スイッチングモードｋ０〜ｋ７を定義す
ると、各スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６のＯＮ／ＯＦ
Ｆ状態は、図１６のように示される。
【００５０】図１６において、Ｕ、Ｖ、Ｗ、Ｘ、Ｙ、Ｚ
は、それぞれ、図１３内のスイッチング素子Ｔｒ１、Ｔ
ｒ３、Ｔｒ５、Ｔｒ２、Ｔｒ４、Ｔｒ６に対応してい
る。また、スイッチングモードｋ１〜ｋ６は、一定の大
きさを有する有電圧ベクトルに対応する。
【００５１】一方、スイッチングモードｋ０は、上アー
ムの３相分Ｕ、Ｖ、Ｗがすべてオフ、且つ下アームの３
相分Ｘ、Ｙ、Ｚがすべてオンのスイッチング状態であ
り、スイッチングモードｋ７は、上アームの３相分Ｕ、
Ｖ、Ｗがすべてオン、且つ下アームの３相分Ｘ、Ｙ、Ｚ
がすべてオフのスイッチング状態である。したがって、
スイッチングモードｋ０およびｋ７は、ともに大きさが
「０」の零電圧ベクトルに対応する。
【００５２】ＰＷＭパターンセレクタ回路８１１は、電
流偏差ΔｉＵ〜ΔｉＷおよび商用電源電圧ＶＲＵ〜ＶＲ
Ｗを入力情報とし、電流偏差ΔｉＵ〜ΔｉＷを許容値以
内に制御するスイッチングモードを選択して出力するた
めに、たとえば、図２に示すようなディジタル制御回路
により構成されている。
【００５３】図２はＰＷＭパターンセレクタ回路８１１
の構成例を示すブロック図である。図２において、８１
１ａはゲートアレイ、８１１ｂはゲートアレイ８１１ａ
の動作タイミングとなる基準信号を発生する水晶発振器
である。
【００５４】８１１ｃ〜８１１ｈはゲートアレイ８１１
ａの入力側に並列に挿入されたＡＤ変換器であり、アナ
ログ信号からなる電流偏差ΔｉＵ〜ΔｉＷおよび商用電
源電圧ＶＲＵ〜ＶＲＵを、それぞれディジタル信号に変
換してゲートアレイ８１１ａに入力する。
【００５５】ゲートアレイ８１１ａは、ＡＤ変換器８１
１ｃ〜８１１ｈを介して、１μ秒〜１００μ秒程度の間
隔で、電流偏差ΔｉＵ〜ΔｉＷおよび商用電源電圧ＶＲ
Ｕ〜ＶＲＷを取り込み、電流偏差ΔｉＵ〜ΔｉＷを許容
値以内に制御するスイッチングモードを求める。
【００５６】次に、前述の図１３〜図１６とともに、図
３のフローチャートおよび図４の説明図を参照しなが
ら、この発明の実施の形態１によるゲートアレイ８１１
ａの処理動作について説明する。
【００５７】図４は商用電源電圧ベクトルＶＲの領域
［Ｐ１］〜［Ｐ６］に応じて選択される三相インバータ
１の出力電圧ベクトルを示しており、この場合、８つの
電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７のうちから選択される４つの電
圧ベクトルの各組み合わせを示している。
【００５８】各電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７は、各スイッチ
ングモードｋ０〜ｋ７により選択される値であり、それ
ぞれ、スイッチングモードｋ０〜ｋ７に対応している。
【００５９】図３において、まず、電流偏差ΔｉＵ〜Δ
ｉＷから電流偏差ベクトルΔＩを求め（ステップＳ１
０）、電流偏差ベクトルΔＩが領域［Ｑ７］（図１５参
照）にあるか否かを判定する（ステップＳ２０）。
【００６０】ステップＳ２０において、電流偏差ベクト
ルΔＩが領域［Ｑ７］にある（すなわち、ＹＥＳ）と判
定されれば、現在出力中のスイッチングモードを変化さ
せないように、同一のスイッチングモードを選択して
（ステップＳ３０）、ステップＳ７０に進む。
【００６１】一方、ステップＳ２０において、電流偏差
ベクトルΔＩが領域［Ｑ７］にない（すなわち、ＮＯ）
と判定されれば、商用電源電圧ＶＲＵ〜ＶＲＷから求め
られる商用電源電圧ベクトルＶＲが領域［Ｐ１］〜［Ｐ
６］（図１４参照）のうちのどの領域に位置しているか
を検出する（ステップＳ４０）。
【００６２】続いて、商用電源電圧ベクトルＶＲが位置
する領域に基づき、図４にしたがって選択される４つの
電圧ベクトルを三相インバータ１が出力した各場合につ
いて、電流偏差ベクトルΔＩがどの方向へ移動するかを
求める（ステップＳ５０）。
【００６３】ここで、電流偏差ベクトルΔＩの移動方向
は、後述するように、商用電源電圧ＶＲＵ〜ＶＲＵと三
相インバータ１の出力電圧ＶＩとの差ベクトルの方向で
ある。
【００６４】次に、図４により選択された三相インバー
タ１の出力電圧ベクトルのうち、電流偏差ベクトルΔＩ
の移動方向が領域［Ｑ７］に向いている電圧ベクトルを
出力するスイッチングモードを選択し（ステップＳ６
０）、ステップＳ７０に進む。
【００６５】最後に、ステップＳ７０において、選択さ
れたスイッチングモードに対応したＰＷＭパターン（す
なわち、各スイッチング素子Ｔｒ１〜Ｔｒ６のオン／オ
フ指令）を作成して出力する。
【００６６】ここで、領域［Ｑ７］の大きさは、電流偏
差ベクトルΔＩの許容範囲に対応しており、電流指令値
ＩＡＵ＊〜ＩＡＷ＊とインバータ電流ＩＡＵ〜ＩＡＷと
の偏差ΔｉＵ〜ΔｉＷは、領域［Ｑ７］の六角形一辺の
大きさに対して比例関係にある。
【００６７】また、ここでは、領域［Ｑ７］は、各相の
電流偏差ΔｉＵ〜ΔｉＷを対象とするように、六角形に
設定されているが、許容偏差さえ満足できれば、円、四
角形などいずれの形状でもよい。
【００６８】次に、電流偏差ベクトルΔＩの移動方向
が、商用電源電圧ＶＲＵ〜ＶＲＵとインバータ出力電圧
との差ベクトルの方向となることについて説明する。一
般に、インバータ出力電圧（ベクトル）ＶＡと、商用電
源電圧（ベクトル）ＶＲと、リアクトル３Ｕ〜３Ｗに印
加される電圧ベクトルＶＬとの関係は、以下の（１）式
のように表される。
【００６９】 ＶＬ＝Ｌ×ｄｉ／ｄｔ＝ＶＡ−ＶＲ ・・・（１）
【００７０】ただし、（１）式において、Ｌはリアクト
ル３Ｕ〜３Ｗのインダクタンス値である。
【００７１】ここで、電圧ベクトルＶＬがリアクトル３
Ｕ〜３Ｗに印加され、時刻Ｔ１における電流をＩＡ（Ｔ
１）、時刻Ｔ１から所定時間ΔＴが経過した後の電流を
ＩＡ（Ｔ１＋ΔＴ）とし、時刻Ｔ１から時刻Ｔ１＋ΔＴ
までの期間にわたって商用電源電圧（ベクトル）ＶＲが
一定と考えた場合、所定時間ΔＴでの電流変化量は、以
下の（２）式のように表される。
【００７２】 ＩＡ（Ｔ１＋ΔＴ）−ＩＡ（Ｔ１）＝（ΔＴ／Ｌ）×ＶＬ ＝（ΔＴ／Ｌ）×（ＶＡ−ＶＲ） ・・・（２）
【００７３】また、時刻Ｔ１＋ΔＴにおける電流ＩＡ
（Ｔ１＋ΔＴ）とインバータ電流指令値ＩＡ＊（Ｔ１＋
ΔＴ）との電流偏差Δｉ（Ｔ１＋ΔＴ）は、以下の
（３）で表される。
【００７４】 Δｉ（Ｔ１＋ΔＴ）＝ＩＡ＊（Ｔ１＋ΔＴ）−ＩＡ（Ｔ１＋ΔＴ） ・・・（ ３）
【００７５】さらに、ここで、時刻Ｔ１から時刻Ｔ１＋
ΔＴまでの期間にわたって、インバータ電流指令値ＩＡ
＊が一定と考えると、上記（２）式および（３）式よ
り、以下の（４）式が成り立つ。
【００７６】 Δｉ（Ｔ１＋ΔＴ）−Δｉ（Ｔ１）＝（ΔＴ／Ｌ）×（ＶＲ−ＶＡ） ・・・ （４）
【００７７】（４）式から、商用電源電圧（ベクトル）
ＶＲおよびインバータ電流指令値ＩＡ＊が所定時間ΔＴ
の期間にわたって一定と見なせば、商用電源電圧（ベク
トル）ＶＲとインバータ出力電圧（ベクトル）ＶＡとの
差により、電流偏差Δｉの所定時間ΔＴ当たりの変化が
決まることが分かる。
【００７８】以上の各式においては、電流偏差Δｉをス
カラー量で示しているが、これらをＵＶＷ座標上のベク
トルに拡張して考えると、電流偏差ベクトルΔＩは、商
用電源電圧ベクトルＶＲとインバータ出力電圧ベクトル
ＶＡとの差ベクトルの方向に移動することになる。
【００７９】ここで、図５および図６のベクトル図を参
照して説明する。図５に示すように、商用電源電圧ベク
トルＶＲが領域［Ｐ１］にある場合、図３内のステップ
Ｓ４０において、図４に示す表から、三相インバータ１
の出力電圧ベクトルＶ０、Ｖ１、Ｖ３、Ｖ７が選択され
る。
【００８０】この場合、商用電源電圧ベクトルＶＲと選
択された電圧ベクトルＶ０、Ｖ１、Ｖ３、Ｖ７との差ベ
クトルは、図５内のＶＬ０、ＶＬ１、ＶＬ３となる。こ
こで、ＶＬ０は、零ベクトルＶ０およびＶ７に対応した
差ベクトルである。
【００８１】上述した通り、電流偏差ベクトルΔＩは差
ベクトルの方向へ移動するので、たとえば図６に示すよ
うに、電流偏差ベクトルΔＩが領域［Ｑ６］内の位置ア
にある場合、差ベクトルがＶＬ０またはＶＬ３であれ
ば、電流偏差ベクトルΔＩは、領域［Ｑ７］の方向へ動
く。
【００８２】したがって、この場合、電圧ベクトルＶＬ
０（ＶＬ７）またはＶＬ３に対応したスイッチングモー
ドｋ０、ｋ３、ｋ７のいずれかを選択すればよいことが
分かる。
【００８３】このようにして、電流偏差ベクトルΔＩが
許容範囲（領域［Ｑ７］）内に入るための適切なスイッ
チングモードを速やかに選択することができるので、不
要なスイッチングを無くすことができる。
【００８４】実施の形態２．なお、上記実施の形態１で
は、電流偏差ベクトルΔＩが領域［Ｑ７］の方向へ動く
スイッチングモードを求めているのみであったが、電流
偏差ベクトルΔＩが領域［Ｑ７］の方向へ動くスイッチ
ングモードが複数存在する場合に、スイッチングモード
の変更間隔が長くなるようなスイッチングモードを選択
してもよい。
【００８５】図７はこの発明の実施の形態２によるゲー
トアレイでの処理動作を示すフローチャートであり、変
更間隔が長くなるようにスイッチングモードを選択する
場合の処理を示している。
【００８６】図７において、前述の実施の形態１による
処理動作（図３参照）と異なる点は、ステップＳ６０の
処理内容を一部変更して、ステップＳ６１としたことの
みであり、他の処理ステップＳ１０〜Ｓ５０およびＳ７
０は前述と同様である。
【００８７】まず、前述と同様に、商用電源電流偏差ベ
クトルＶＲが領域［Ｑ７］にない場合に、ステップＳ５
０において電流偏差ベクトルΔＩを求める。続いて、領
域［Ｑ７］の方向へ動くスイッチングモードのうち、ス
イッチングモードの変更間隔（電流偏差ベクトルΔＩが
領域［Ｑ７］を通過（推移）するのに要する時間）が最
も長いスイッチングモードを選択する（ステップＳ６
１）。
【００８８】なぜなら、領域［Ｑ７］に対する電流偏差
ベクトルΔＩの通過時間が最も長い差ベクトルに対応し
たスイッチングモードを選択すれば、電流偏差ベクトル
ΔＩが領域［Ｑ７］内にとどまっている時間が最も長く
なるので、次に、領域［Ｑ７］の範囲外となって新たに
スイッチングモードを変更するまでの間隔が最も長くと
れることになるからである。
【００８９】ここで、図６を参照しながら、電流偏差ベ
クトルΔＩが領域［Ｑ７］の方向へ動くスイッチングモ
ードが複数存在する場合に、どのスイッチングモードを
選択すれば、スイッチングモードの変更間隔が長くなる
かについて考える。
【００９０】前述のように、電流偏差ベクトルΔＩが図
６内の位置アにある場合、差ベクトルがＶＬ０またはＶ
Ｌ３であれば、電流偏差ベクトルΔＩは領域［Ｑ７］の
方向へ動くが、これらの差ベクトルＶＬ０、ＶＬ３につ
いて、領域［Ｑ７］の通過時間に着目して比較する。
【００９１】上述の（４）式から明らかなように、電流
偏差Δｉの単位時間当たりの変化は、商用電源電圧（ベ
クトル）ＶＲとインバータ出力電圧（ベクトル）ＶＡと
の差に比例するので、電流偏差ベクトルΔＩの移動速度
は、差ベクトルＶＬ０、ＶＬ３の大きさに比例する。
【００９２】そこで、差ベクトルＶＬ０、ＶＬ３に関し
て、領域［Ｑ７］の通過時間ＴＶＬ０、ＴＶＬ３を以下
の（５）式、（６）式のように求める。
【００９３】 ＴＶＬ０＝１／Ｌ×（線分アイの長さ）／｜ＶＬ０｜ ・・・（５） ＴＶＬ３＝１／Ｌ×（線分アウの長さ）／｜ＶＬ３｜ ・・・（６）
【００９４】（５）式、（６）式から明らかなように、
図６の場合は、差ベクトルＶＬ３の通過時間ＴＶＬ３よ
りも差ベクトルＶＬ０の通過時間ＴＶＬ０の方が長くな
るので、差ベクトルＶＬ０に対応したスイッチングモー
ドｋ０またはｋ７を選択すればよいことが分かる。
【００９５】したがって、図７内のステップＳ６１にお
いては、電流偏差ベクトルΔＩが領域［Ｑ７］の方向へ
移動し、且つ電流偏差ベクトルΔＩが領域［Ｑ７］を通
過するのに要する時間が最も長いスイッチングモードが
選択される。
【００９６】このように、電流偏差ベクトルΔＩが許容
範囲（領域［Ｑ７］）内に入るための最適なスイッチン
グモードを選択することにより、不要なスイッチングを
無くすことに加えて、スイッチングモードを変更する間
隔が長くなるので、さらにスイッチング回数を減少させ
ることができる。
【００９７】実施の形態３．なお、上記実施の形態２で
は、商用電源電圧ベクトルＶＲの領域に基づいて三相イ
ンバータ１の出力電圧ベクトルＶＡを限定したが、電流
偏差ベクトルΔＩが大きいときには、三相インバータ１
の出力電圧ベクトルＶＡを限定された電圧ベクトルの中
から選択できない場合もあり得る。
【００９８】そこで、三相インバータ１の出力電圧ベク
トルＶＡを商用電源電圧ベクトルＶＲの領域に基づいて
のみ限定するのではなく、商用電源電圧ベクトルＶＲの
領域に基づいて優先的に選択するとともに、選択されな
い電圧ベクトルをも選択可能に構成してもよい。
【００９９】これにより、電流偏差ベクトルΔＩが極め
て大きい場合であっても最適な電圧ベクトルを出力する
ことができる。以下、図面を参照しながら、インバータ
出力電圧ベクトルＶＡを商用電源電圧ベクトルＶＲの領
域に基づいて優先的に選択したこの発明の実施の形態３
について説明する。
【０１００】まず、図８を参照しながら、前述（図７参
照）のステップＳ６１を用いてもスイッチングモードを
選択できない場合について説明する。図８は電流偏差ベ
クトルΔＩが領域［Ｑ７］から大きく離れた位置ア′に
ある状態を示すベクトル図である。
【０１０１】たとえば、商用電源電圧ベクトルＶＲが図
５に示す領域［Ｐ１］内にあり、且つ電流偏差ベクトル
ΔＩが図８内の位置ア′にある場合、図４により限定さ
れた電圧ベクトルＶ０、Ｖ１、Ｖ３、Ｖ７のいずれを出
力しても、電流偏差ベクトルΔＩが領域［Ｑ７］の方向
に移動しないので、図７内のステップＳ６１においてス
イッチングモードを選択することはできない。
【０１０２】図８から明らかなように、電流偏差ベクト
ルΔＩが位置ア′にある場合には、位置ウ′方向の電圧
ベクトルＶ４または位置イ′方向の電圧ベクトルＶ５を
選択する必要がある。
【０１０３】そこで、商用電源電圧ベクトルＶＲの領域
［Ｐ１］から電圧ベクトルを限定するのではなく、以下
の処理により、優先的に図４の電圧ベクトルを出力する
ようにする。
【０１０４】図９はこの発明の実施の形態３によるゲー
トアレイでの処理動作を示すフローチャートである。図
９において、前述（図７参照）と異なる点は、ステップ
Ｓ５０、Ｓ６１の処理内容を一部変更して、ステップＳ
５２、Ｓ６２としたことのみであり、他の処理ステップ
Ｓ１０〜Ｓ４０およびＳ７０は前述と同様である。
【０１０５】この場合、ステップＳ４０において、商用
電源電圧ベクトルＶＲの領域を検出した後、電圧ベクト
ルＶ０〜Ｖ７のすべてを三相インバータ１が出力した各
場合について、電流偏差ベクトルΔＩがどの方向へ移動
するかを求める（ステップＳ５２）。
【０１０６】続いて、ステップＳ６２において、領域
［Ｑ７］の方向へ移動する電圧ベクトルについて、前述
（ステップＳ６１）と同様に領域［Ｑ７］に対する通過
時間を求めるが、このとき、重み付け処理を行う。すな
わち、商用電源電圧ベクトルＶＲの領域に基づき、図４
で選択された電圧ベクトルを出力した場合の通過時間
を、たとえば１０倍にして重み付けをする。
【０１０７】また、選択されていない電圧ベクトルの場
合には、そのまま１倍の重み付けをする。以下、重み付
け処理を施した後の通過時間が最も長くなる電圧ベクト
ルを選択して出力する。
【０１０８】これにより、図４で選択された電圧ベクト
ルが１０倍の重み付けにより優先的に出力されるが、選
択された電圧ベクトルのみでは電流偏差ベクトルΔＩが
領域［Ｑ７］に入らない場合には、選択された以外の１
倍の重み付けされた電圧ベクトルが出力される。
【０１０９】たとえば、図８のように電流偏差ベクトル
ΔＩが領域［Ｑ７］から大きく逸脱している場合には、
領域［Ｑ７］の方向へ移動する電圧ベクトルＶＬ４、Ｖ
Ｌ５が選択され、さらに、通過時間が最も長くなる電圧
ベクトルＶＬ５が選択されることになる。
【０１１０】この結果、不要なスイッチングを無くすこ
とができるとともに、電流偏差ΔＩが大きい場合であっ
ても、電流偏差ベクトルΔＩが許容範囲（領域［Ｑ
７］）内に入るための適切なスイッチングモードを選択
することができる
【０１１１】実施の形態４．なお、上記実施の形態１〜
３では、三相正弦波電流指令発生回路８０１（図１参
照）を用いたが、三相正弦波電圧指令発生回路を用い
て、ＰＷＭパターンセレクタ回路８１１との間に電圧制
御回路を介在させてもよい。
【０１１２】以下、三相正弦波電圧指令発生回路を用い
たこの発明の実施の形態４について説明する。図１０は
この発明の実施の形態４の回路構成を示すブロック図で
ある。図１０において、前述（図１参照）と同様のもの
については、同一符号を付して詳述を省略する。
【０１１３】２０は三相インバータ１の出力側に接続さ
れた三相フィルターコンデンサであり、三相インバータ
１から出力される矩形波電圧から高調波成分を除去す
る。３０は三相フィルターコンデンサ２０の出力側に接
続された任意の負荷であり、三相インバータ１から出力
される三相交流電力を消費する。
【０１１４】８３１は三相正弦波電圧指令発生回路であ
り、電圧指令値ＶＩＵ＊、ＶＩＶ＊、ＶＩＷ＊を生成す
る。８２１は電圧制御回路であり、三相正弦波電圧指令
発生回路８３１とＰＷＭパターンセレクタ回路８１１と
の間に挿入され、電流指令値ＩＡＵ＊〜ＩＡＷ＊を生成
する。
【０１１５】８６１Ｕ、８６１Ｖ、８６１Ｗは加減算器
であり、三相正弦波電圧指令発生回路８３１と電圧制御
回路８２１との間に挿入されている。電圧制御回路８２
１は、加減算器８６１Ｕ〜８６１Ｗと関連して、三相イ
ンバータ１の出力電圧の瞬時値を制御するための電圧ル
ープを構成している。
【０１１６】また、加減算器８６１Ｕ〜８６１Ｗは、三
相正弦波電圧指令発生回路８３１と関連して、電圧ルー
プに対する電圧指令値ＶＩＵ＊〜ＶＩＷ＊と電圧フィー
ドバック値ＶＩＵ〜ＶＩＷとの電圧偏差（電圧偏差ベク
トル）を求める電圧偏差検出手段を構成している。
【０１１７】このとき、電圧制御手段８２１は、電圧偏
差ベクトルが減少するように電流指令値ＩＡＵ＊〜ＩＡ
Ｗ＊を出力する。また、電圧制御回路８２１は、電圧偏
差ベクトルに応じて電流ループに対する電流指令値ＩＡ
Ｕ＊〜ＩＡＷ＊を出力する電圧制御手段として機能す
る。
【０１１８】さらに、加減算器８５１Ｕ〜８５１Ｗは、
電圧制御回路８２１と関連して、電流指令値ＩＡＵ＊〜
ＩＡＷ＊と電流センサ１０Ｕ〜１０Ｗからの電流フィー
ドバック値ＩＡＵ〜ＩＡＷとの電流偏差ベクトルΔｉＵ
〜ΔｉＷを求める電流偏差ベクトル検出手段として機能
する。
【０１１９】ＰＷＭパターン選択手段８１１は、電流偏
差ベクトルΔｉＵ〜ΔｉＷおよび電圧指令値ＶＩＵ＊〜
ＶＩＷ＊に応じて、三相インバータ１に対するＰＷＭパ
ターンを選択する。
【０１２０】すなわち、ＰＷＭパターン選択手段８１１
は、前述のように、電流偏差ベクトルΔＩに対する許容
偏差領域を設定し、電流偏差ベクトルΔＩおよび電圧指
令値ＶＩＵ＊〜ＶＩＷ＊に基づいてスイッチングモード
を選択してＰＷＭパターンを出力する。
【０１２１】次に、図１０に示したこの発明の実施の形
態４による制御動作について説明する。まず、電圧ルー
プ内の加減算器８６１Ｕ〜８６１Ｗは、三相正弦波電圧
指令発生回路８３１から生成された電圧指令値ＶＩＵ＊
〜ＶＩＷ＊と、三相インバータ１の出力電圧ＶＩＵ〜Ｖ
ＩＷとの電圧偏差ベクトルを求める。
【０１２２】電圧制御回路８２１は、求められた電圧偏
差ベクトルが小さくなるように、電流指令値ＩＡＵ＊〜
ＩＡＷ＊をＰＷＭパターンセレクタ回路８１１に出力す
る。一方、ＰＷＭパターンセレクタ回路８１１の商用電
源電圧入力部に対しては、三相正弦波電圧指令発生回路
８３１からの電圧指令値ＶＩＵ＊〜ＶＩＷ＊が入力され
る。
【０１２３】なお、ＰＷＭパターンセレクタ回路８１１
および三相インバータ１の基本的な動作については、前
述と同様なので、ここでは省略する。
【０１２４】このように、三相正弦波電圧指令発生回路
８３１を用いるとともに、電圧制御回路８２１および加
減算器８６１Ｕ〜８６１Ｗを用いて電圧ループを構成す
ることにより、一定の三相正弦波電圧を負荷３０に対し
て供給することができる。
【０１２５】実施の形態５．なお、上記実施の形態１〜
４では、三相インバータ１に対する電流指令値ＩＡＵ＊
〜ＩＡＷ＊が一定の場合を前提として説明したが、実際
には、電流指令値ＩＡＵ＊〜ＩＡＷ＊は、時間とともに
変化しており一定ではない。
【０１２６】そこで、電流指令値ＩＡＵ＊〜ＩＡＷ＊の
変化を考慮して、電流指令値ＩＡＵ＊〜ＩＡＷ＊の時間
変化量が大きい場合には、電流指令値ＩＡＵ＊〜ＩＡＷ
＊の時間微分値とリアクトル３Ｕ〜３Ｗのインダクタン
ス値Ｌとを乗じた値により、図１内の商用電源電圧（電
圧フィードバック値）ＶＲＵ〜ＶＲＷまたは図１０内の
電圧指令値ＶＩＵ＊〜ＶＩＷ＊を補正してもよい。
【０１２７】以下、前述の図１〜図１０とともに、図１
１のベクトル図を参照しながら、電流指令値ＩＡＵ＊〜
ＩＡＷ＊の変化を考慮したこの発明の実施の形態５によ
る処理動作について説明する。
【０１２８】まず、電流指令値ＩＡＵ＊〜ＩＡＷ＊の時
間変化量について説明する。たとえば、リアクトル３Ｕ
〜３Ｗのインダクタンス値Ｌが大きくなると、実際のイ
ンバータ電流ＩＡの時間変化量が小さくなり、相対的
に、インバータ電流指令値ＩＡＵ＊〜ＩＡＷ＊の時間変
化量が大きくなるので、電流指令値ＩＡＵ＊〜ＩＡＷ＊
の時間変化量を無視することができなくなる。
【０１２９】また、前述の実施の形態４において、負荷
３０（図１０参照）の消費電流変化が大きい場合にも、
電流指令値ＩＡＵ＊〜ＩＡＷ＊の時間変化量は大きくな
る。
【０１３０】たとえば、前述の実施の形態１に注目した
場合、（２）式、（３）式から、電流指令値ＩＡ＊の時
間変化を無視しないときには、以下の（７）式が成り立
つ。
【０１３１】 ｛Δｉ（Ｔ１＋ΔＴ）−Δｉ（Ｔ１）｝−｛ＩＡ＊（Ｔ１＋ΔＴ）−ＩＡ＊（ Ｔ１）｝＝（ΔＴ／Ｌ）×（ＶＲ−ＶＡ） ・・・（７）
【０１３２】上記（７）式の両辺をΔＴで除算すると、
以下の（８）式のように表すことができる。
【０１３３】 ［｛Δｉ（Ｔ１＋ΔＴ）−Δｉ（Ｔ１）｝／ΔＴ］−［｛ＩＡ＊（Ｔ１＋ΔＴ ）−ＩＡ＊（Ｔ１）｝／ΔＴ］＝（ＶＲ−ＶＡ）／Ｌ ・・・（８）
【０１３４】上記（８）式の左辺の所定時間ΔＴを微小
時間ｄｔ「ｌｉｍΔＴ→０」として、極限（導関数の定
義）を求めると、（８）式は以下の（９）式のように表
される。
【０１３５】 ｄ（Δｉ）／ｄｔ−ｄ（ＩＡ＊）／ｄｔ＝（ＶＲ−ＶＡ）／Ｌ ・・・（９）
【０１３６】さらに、（９）式の両辺にインダクタンス
値Ｌを乗算すると、以下の（１０）式のように表され
る。
【０１３７】 Ｌ×ｄ（Δｉ）／ｄｔ−Ｌ×ｄ（ＩＡ＊）／ｄｔ＝ＶＲ−ＶＡ ・・・（１０ ）
【０１３８】したがって、上記（１０）式を変形すれ
ば、以下の（１１）式が成り立つ。
【０１３９】 Ｌ×ｄ（Δｉ）／ｄｔ＝｛ＶＲ＋Ｌ×ｄ（ＩＡ＊）／ｄｔ｝−ＶＡ ・・・（ １１）
【０１４０】また、前述の（４）式を微分の形で表す
と、以下の（１２）式が成り立つ。
【０１４１】 Ｌ×ｄ（Δｉ）／ｄｔ＝ＶＲ−ＶＡ ・・・（１２）
【０１４２】上記（１１）式、（１２）式から明らかな
ように、（１２）式内の商用電源電圧ベクトルＶＲを、
（１１）式内の「ＶＲ＋Ｌ×ｄＩＡ＊／ｄｔ」に置き換
えることが、電流指令値ＩＡ＊の変化量を考慮すること
に相当する。すなわち、商用電源電圧ベクトルＶＲを、
「ＶＲ＋Ｌ×ｄＩＡ＊／ｄｔ」に置き換えることによ
り、電流指令値ＩＡ＊の変化量を考慮することができ
る。
【０１４３】このことは、図１１内の商用電源電圧ベク
トルＶＲを「Ｌ×ｄＩＡ＊／ｄｔ」だけ移動させること
と等価である。したがって、図４に示す表から電圧ベク
トルＶ０〜Ｖ７のいずれかを選択するときには、この移
動した商用電源電圧ベクトルＶＲを基準とする。
【０１４４】また、電流偏差ベクトルΔＩが図６内の位
置アにあるときには、差ベクトルＶＬ０′、ＶＬ３′に
関して、電流偏差ベクトルΔＩの領域［Ｑ７］に対する
通過時間ＴＶＬ０′、ＴＶＬ３′を、前述の（５）式、
（６）式と同様に、以下の（１３）式、（１４）式によ
り求める。
【０１４５】 ＴＶＬ０′＝１／Ｌ×（線分アイの長さ）／｜ＶＬ０′｜ ・・・（１３） ＴＶＬ３′＝１／Ｌ×（線分アウの長さ）／｜ＶＬ３′｜ ・・・（１４）
【０１４６】これら通過時間ＴＶＬ０′、ＴＶＬ３′を
求めた後の処理動作は、前述の実施の形態１と同様であ
る。
【０１４７】このように、電流指令値ＩＡ＊の時間変化
量が大きいときに、電流指令値ＩＡ＊の時間微分値にリ
アクトル３Ｕ〜３Ｗのインダクタンス値Ｌを乗じた値
で、三相電圧源（商用電源）の電圧ベクトルＶＲを補正
することにより、電流指令値ＩＡ＊の時間変化の影響を
軽減することができる。
【０１４８】すなわち、インバータ電流ＩＡの時間変化
量に比べてインバータ電流指令値ＩＡ＊の時間変化量が
大きい場合であっても、電流偏差ベクトルΔＩが許容範
囲（領域［Ｑ７］）内に入るための適切なスイッチング
モードを選択することができ、不要なスイッチングを無
くすことができる。
【０１４９】同様に、前述の実施の形態４（図１０参
照）に適用した場合も、電流指令値ＩＡＵ＊〜ＩＡＷ＊
の時間微分値にリアクトル３Ｕ〜３Ｗのインダクタンス
値Ｌを乗じた値で、電圧指令値ＶＩＵ＊〜ＶＩＷ＊を補
正することにより、電流指令値ＩＡＵ＊〜ＩＡＷ＊の時
間変化の影響を軽減することができる。
【０１５０】
【発明の効果】以上のように、この発明によれば、１サ
イクル内に複数回スイッチングを行うスイッチング素子
により構成され、リアクトルを介して三相電圧源に接続
された電力変換装置の制御回路において、電力変換装置
の出力端子に挿入された電流センサを含み、電力変換装
置の出力電流の瞬時値を制御するための電流ループと、
電流ループに対して電流指令値を与える電流指令発生手
段と、電流指令値と電流センサからの電流フィードバッ
ク値との電流偏差ベクトルを求める電流偏差ベクトル検
出手段と、三相電圧源の電圧ベクトルを求める電圧検出
手段と、電流偏差ベクトルおよび電圧ベクトルに応じ
て、電力変換装置に対するＰＷＭパターンを選択するＰ
ＷＭパターン選択手段とを備え、ＰＷＭパターン選択手
段は、電流偏差ベクトルに対して許容偏差領域を設定す
るとともに、電流偏差ベクトルが許容偏差領域を逸脱し
た際に、電流偏差ベクトルおよび電圧ベクトルの値によ
り限定されたスイッチングモードの中から、電力変換装
置に対するスイッチングモードを選択してＰＷＭパター
ンを出力するようにしたので、スイッチング回数が少な
くなる最適なスイッチングモードを選択することのでき
る電力変換装置の制御回路が得られる効果がある。
【０１５１】また、この発明によれば、ＰＷＭパターン
選択手段は、電流偏差ベクトルが許容偏差領域内を推移
する推移時間を求め、推移時間に応じて、スイッチング
モードを選択するようにしたので、さらにスイッチング
回数が少なくなる最適なスイッチングモードを選択する
ことのできる電力変換装置の制御回路が得られる効果が
ある。
【０１５２】また、この発明によれば、ＰＷＭパターン
選択手段は、推移時間に応じて、電圧ベクトルの値によ
って決まる特定スイッチングモードに重み付けを行い、
特定スイッチングモードを電力変換装置に対して優先的
に出力するようにしたので、商用電源電圧ベクトルに基
づいて電圧ベクトルが選択されない場合でも、スイッチ
ング回数が少なくなる最適なスイッチングモードを選択
することのできる電力変換装置の制御回路が得られる効
果がある。
【０１５３】また、この発明によれば、電圧検出手段
は、電流指令値の時間変化量が所定量よりも大きい場合
には、電流指令値の時間微分値とリアクトルのインダク
タンス値とを乗じた値により、電圧ベクトルを補正する
ようにしたので、電流指令値が変動した場合でも、スイ
ッチング回数が少なくなる最適なスイッチングモードを
選択することのできる電力変換装置の制御回路が得られ
る効果がある。
【０１５４】また、この発明によれば、１サイクル内に
複数回スイッチングを行うスイッチング素子により構成
され、リアクトルおよびコンデンサにより構成されたフ
ィルター回路を介して三相負荷に一定の三相交流電圧を
供給する電力変換装置の制御回路において、電力変換装
置の出力端子に挿入された電流センサを含み、電力変換
装置の出力電流の瞬時値を制御するための電流ループ
と、電力変換装置の出力電圧の瞬時値を制御するための
電圧ループと、電圧ループに対して電圧指令値を与える
電圧指令発生手段と、電圧指令値と電圧フィードバック
値との電圧偏差を求める電圧偏差検出手段と、電圧偏差
に応じて電流ループに対する電流指令値を出力する電圧
制御手段と、電流指令値と電流センサからの電流フィー
ドバック値との電流偏差ベクトルを求める電流偏差ベク
トル検出手段と、電流偏差ベクトルおよび電圧指令値に
応じて、電力変換装置に対するＰＷＭパターンを選択す
るＰＷＭパターン選択手段とを備え、ＰＷＭパターン選
択手段は、電流偏差ベクトルに対して許容偏差領域を設
定するとともに、電流偏差ベクトルが許容偏差領域を逸
脱した際に、電流偏差ベクトルおよび電圧指令値により
限定されたスイッチングモードの中から、電力変換装置
に対するスイッチングモードを選択してＰＷＭパターン
を出力し、電圧制御手段は、電圧偏差ベクトルが減少す
るように電流指令値を出力するようにしたので、スイッ
チング回数が少なくなる最適なスイッチングモードを選
択することのできる電力変換装置の制御回路が得られる
効果がある。
【０１５５】また、この発明によれば、電圧指令発生手
段は、電流指令値の時間変化量が大きい場合には、電流
指令値の時間微分値とリアクトルのインダクタンス値と
を乗じた値により、電圧指令値を補正するようにしたの
で、電流指令値が変動した場合でも、スイッチング回数
が少なくなる最適なスイッチングモードを選択すること
のできる電力変換装置の制御回路が得られる効果があ
る。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明の実施の形態１を示すブロック図で
ある。
【図２】 図１内のＰＷＭパターンセレクタ回路の構成
を詳細に示すブロック図である。
【図３】 この発明の実施の形態１による処理動作を示
すフローチャートである。
【図４】 この発明の実施の形態１により選択される電
圧ベクトルを示す説明図である。
【図５】 この発明の実施の形態１により選択されるス
イッチングモードを説明するためのベクトル図である。
【図６】 この発明の実施の形態２により選択されるス
イッチングモードを説明するためのベクトル図である。
【図７】 この発明の実施の形態２による処理動作を示
すフローチャートである。
【図８】 この発明の実施の形態３により選択されるス
イッチングモードを説明するためのベクトル図である。
【図９】 この発明の実施の形態３による処理動作を示
すフローチャートである。
【図１０】 この発明の実施の形態４を示すブロック図
である。
【図１１】 この発明の実施の形態５により選択される
スイッチングモードを説明するためのベクトル図であ
る。
【図１２】 従来の電力変換装置の制御回路を示すブロ
ック図である。
【図１３】 図１２内の三相インバータの具体的な構成
例を示す回路図である。
【図１４】 従来の電力変換装置の制御回路により選択
されるスイッチングモードを説明するためのベクトル図
である。
【図１５】 従来の電力変換装置の制御回路により選択
されるスイッチングモードを説明するためのベクトル図
である。
【図１６】 従来の電力変換装置の制御回路により選択
されるスイッチングモードを示す説明図である。
【図１７】 従来の電力変換装置の制御回路により選択
されるスイッチングモードを示す説明図である。
【符号の説明】
１ 三相インバータ（電力変換装置）、３Ｕ〜３Ｗ リ
アクトル、５Ｕ〜５Ｗ商用電源（三相電圧源）、１０Ｕ
〜１０Ｗ 電流センサ、８０１ 三相正弦波電流指令発
生回路、８１１ ＰＷＭパターンセレクタ回路（ＰＷＭ
パターン選択手段）、８１２ 電圧検出回路、８２１
電圧制御回路、８３１ 三相正弦波電圧指令発生回路、
８５１Ｕ〜８５１Ｗ、８６１Ｕ〜８６１Ｗ 加減算器、
ＩＡＵ〜ＩＡＷ 出力電流、ＩＡＵ＊〜ＩＡＷ＊ 電流
指令値、ΔｉＵ〜ΔｉＷ 電流偏差、ΔＩ 電流偏差ベ
クトル、Ｔｒ１〜Ｔｒ６ スイッチング素子、ＶＲＵ〜
ＶＲＷ 商用電源電圧、ＶＩＵ＊〜ＶＩＷ＊ 電圧指令
値、［Ｑ７］ 許容領域。

Claims (6)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 １サイクル内に複数回スイッチングを行
    うスイッチング素子により構成され、リアクトルを介し
    て三相電圧源に接続された電力変換装置の制御回路にお
    いて、 前記電力変換装置の出力端子に挿入された電流センサを
    含み、前記電力変換装置の出力電流の瞬時値を制御する
    ための電流ループと、 前記電流ループに対して電流指令値を与える電流指令発
    生手段と、 前記電流指令値と前記電流センサからの電流フィードバ
    ック値との電流偏差ベクトルを求める電流偏差ベクトル
    検出手段と、 前記三相電圧源の電圧ベクトルを求める電圧検出手段
    と、 前記電流偏差ベクトルおよび前記電圧ベクトルに応じ
    て、前記電力変換装置に対するＰＷＭパターンを選択す
    るＰＷＭパターン選択手段とを備え、 前記ＰＷＭパターン選択手段は、 前記電流偏差ベクトルに対して許容偏差領域を設定する
    とともに、 前記電流偏差ベクトルが前記許容偏差領域を逸脱した際
    に、前記電流偏差ベクトルおよび前記電圧ベクトルの値
    により限定されたスイッチングモードの中から、前記電
    力変換装置に対するスイッチングモードを選択して前記
    ＰＷＭパターンを出力することを特徴とする電力変換装
    置の制御回路。
  2. 【請求項２】 前記ＰＷＭパターン選択手段は、前記電
    流偏差ベクトルが許容偏差領域内を推移する推移時間を
    求め、前記推移時間に応じて、前記スイッチングモード
    を選択することを特徴とする請求項１に記載の電力変換
    装置の制御回路。
  3. 【請求項３】 前記ＰＷＭパターン選択手段は、前記推
    移時間に応じて、前記電圧ベクトルの値によって決まる
    特定スイッチングモードに重み付けを行い、前記特定ス
    イッチングモードを前記電力変換装置に対して優先的に
    出力することを特徴とする請求項２に記載の電力変換装
    置の制御回路。
  4. 【請求項４】 前記電圧検出手段は、前記電流指令値の
    時間変化量が所定量よりも大きい場合には、前記電流指
    令値の時間微分値と前記リアクトルのインダクタンス値
    とを乗じた値により、前記電圧ベクトルを補正すること
    を特徴とする請求項１から請求項３までのいずれかに記
    載の電力変換装置の制御回路。
  5. 【請求項５】 １サイクル内に複数回スイッチングを行
    うスイッチング素子により構成され、リアクトルおよび
    コンデンサにより構成されたフィルター回路を介して三
    相負荷に一定の三相交流電圧を供給する電力変換装置の
    制御回路において、 前記電力変換装置の出力端子に挿入された電流センサを
    含み、前記電力変換装置の出力電流の瞬時値を制御する
    ための電流ループと、 前記電力変換装置の出力電圧の瞬時値を制御するための
    電圧ループと、 前記電圧ループに対して電圧指令値を与える電圧指令発
    生手段と、 前記電圧指令値と電圧フィードバック値との電圧偏差を
    求める電圧偏差検出手段と、 前記電圧偏差に応じて前記電流ループに対する電流指令
    値を出力する電圧制御手段と、 前記電流指令値と前記電流センサからの電流フィードバ
    ック値との電流偏差ベクトルを求める電流偏差ベクトル
    検出手段と、 前記電流偏差ベクトルおよび前記電圧指令値に応じて、
    前記電力変換装置に対するＰＷＭパターンを選択するＰ
    ＷＭパターン選択手段とを備え、 前記ＰＷＭパターン選択手段は、 前記電流偏差ベクトルに対して許容偏差領域を設定する
    とともに、 前記電流偏差ベクトルが前記許容偏差領域を逸脱した際
    に、前記電流偏差ベクトルおよび前記電圧指令値により
    限定されたスイッチングモードの中から、前記電力変換
    装置に対するスイッチングモードを選択して前記ＰＷＭ
    パターンを出力し、 前記電圧制御手段は、前記電圧偏差ベクトルが減少する
    ように前記電流指令値を出力することを特徴とする電力
    変換装置の制御回路。
  6. 【請求項６】 前記電圧指令発生手段は、前記電流指令
    値の時間変化量が大きい場合には、前記電流指令値の時
    間微分値と前記リアクトルのインダクタンス値とを乗じ
    た値により、前記電圧指令値を補正することを特徴とす
    る請求項５に記載の電力変換装置の制御回路。
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