JP2003134845A - 電力変換装置の制御回路 - Google Patents
電力変換装置の制御回路Info
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Abstract
可能な電力変換装置の制御回路を得る。 【解決手段】 電力変換装置1の出力電流を制御する電
流ループに対して電流指令値IAU*〜IAW*を与え
る電流指令発生手段801と、電流指令値とフィードバ
ック値との電流偏差ベクトルΔiU〜ΔiWを求める電
流偏差ベクトル検出手段と、三相電圧源5U〜5Wの電
圧ベクトルを求める電圧検出手段812と、電力変換装
置1に対するPWMパターンを選択するPWMパターン
選択手段811とを備え、電流偏差ベクトルΔiU〜Δ
iWが許容偏差領域を逸脱した際に、電流偏差ベクトル
および電圧ベクトルの値により限定されたスイッチング
モードから、電力変換装置1に対するモードを選択して
PWMパターンを出力する。
Description
複数回のスイッチングを行うスイッチング素子により構
成されて、出力電流の瞬時値を制御する(瞬時電流波形
制御タイプの)電力変換装置の制御回路に関し、特に、
モータ駆動用インバータ、高力率コンバータ、アクティ
ブフィルタおよびLCフィルタを有する正弦波電圧出力
型インバータなどの電力変換装置の制御回路に関するも
のである。
を示すブロック図であり、たとえば「電気学会論文誌、
Vol.12B、No.2(昭61)」内の「高調波抑
制と高速電流応答を可能にした電流制御形PWMインバ
ータ(第9頁〜第16頁)」に記載されたインバータの
制御回路を、この発明に関連した回路形式に書き改めて
示したものである。
行う電流制御ループとして構成されている。図12にお
いて、1は電力変換装置すなわち三相インバータの主回
路であり、たとえば図13に示すように、3対のスイッ
チング素子Tr1〜Tr6のフルブリッジ構成からな
る。
タ1の各出力端子に挿入された電流センサであり、三相
インバータ1から出力されるインバータ電流IAU、I
AV、IAWを検出する。
ック制御回路(後述する)とともに、三相インバータ1
の出力電流IAU〜IAWの瞬時値を制御するための電
流ループを構成する。
た負荷(たとえば、三相モータ)であり、U相、V相、
W相の交流電圧VBU、VBV、VBWが印加される内
部インダクタンス21U、21V、21Wと、各内部イ
ンダクタンス21U〜21Wに接続された内部誘起電圧
源22U、22V、22Wとを備えている。
ンダクタンス21U〜21Wに対し、三相の誘起電圧と
して逆起電力VBOU、VBOV、VBOWを生成す
る。4は三相インバータ1に接続された直流電源であ
り、直流電源電圧VDを三相インバータ1に供給する。
り、三相インバータ1の出力側に形成される電流ループ
に対する(三相インバータ1が流すべき)三相正弦波の
電流指令値IAU*、IAV*、IAW*を生成する。
関連した電圧偏差ベクトルを求める電流偏差ベクトル検
出回路、803は負荷2内に発生する逆起電力VBOU
〜VBOWを推定する逆起電力推定回路である。
り、電流偏差ベクトル検出回路802および逆起電力推
定回路803の出力信号に応じて三相インバータ1に対
するPWMパルスのパターンを決定する。
波電流指令発生回路801の出力側に挿入された加減算
器である。三相正弦波電流指令発生回路801および加
減算器851U〜851Wは、電流指令発生手段を構成
しており、電流指令値IAU*〜IAW*とインバータ
電流(電流フィードバック値)IAU〜IAWとの電流
偏差(電流偏差ベクトル)ΔiU、ΔiV、ΔiWを求
める。
12および図13に示した従来の電力変換装置の制御回
路による動作について説明する。図14および図15は
従来の電力変換装置の制御回路による動作を説明するた
めのベクトル図である。
スイッチング素子Tr1〜Tr6の状態に応じて出力さ
れる8種類の電圧ベクトルV0〜V7と、各電圧ベクト
ルV0〜V7によって区切られた6つの領域[P1]〜
[P6]とが示されている。
(ΔIa、ΔIb)が許容範囲内であることを示す領域
[Q7]と、許容範囲外であることを示す外周領域[Q
1]〜[Q6]が示されている。
対応したスイッチングモードk0〜k7を示す説明図で
あり、各スイッチングモードにおける三相インバータ1
内のスイッチング素子Tr1〜Tr6のスイッチング
(ON/OFF)状態を示している。
選択するためのマトリクス条件を示す説明図であり、マ
トリクスの横方向は電流偏差ベクトルΔI、縦方向は逆
起電力ベクトルVBにそれぞれ対応している。
を構成する加減算器851U〜851Wは、三相正弦波
電流指令発生回路801から生成された電流指令値IA
U*〜IAW*と、電流センサ10U〜10Wで検出さ
れたインバータ電流IAU〜IAWとの電流偏差ΔiU
〜ΔiWを求める。
は、電流偏差ΔiU〜ΔiWから、負荷2の入力端に発
生する逆起電力VBU〜VBWを推定し、逆起電力ベク
トルVBを求めるとともに、逆起電力ベクトルVBが領
域[P1]〜[P6](図14参照)のうちのどの領域
にあるかを検出する。
は、電流偏差ΔiU〜ΔiWから電流偏差ベクトルΔI
を求め、電流偏差ベクトルΔIが領域[Q1]〜[Q
7](図15参照)のどの領域にあるかを検出する。
クトルΔIに対して電流制御の精度に応じて定まる所定
の許容範囲を設定した場合に、電流偏差ベクトルΔIが
許容範囲内であることを示している。また、領域[Q
7]の外周の領域[Q1]〜[Q6]は、電流偏差ベク
トルΔI(ΔIa、ΔIb)が許容範囲外であることを
示している。
起電力ベクトルVBの領域[P1]〜[P6]と、電流
偏差ベクトルΔIの領域[Q1]〜[Q7]とから、図
17にしたがう2次元マップにより、スイッチングモー
ドk0〜k7を選択する。
は、スイッチングモードk0〜k7から、三相インバー
タ1内のスイッチング素子Tr1〜Tr6のスイッチン
グ状態(図16参照)を決定する。
ルVBが領域[P1]にある場合、電流偏差ベクトルΔ
Iが領域[Q1]または[Q5]にあれば、スイッチン
グモードk1が選択され、領域[Q2]または[Q3]
にあれば、スイッチングモードk3が選択される。
1]にある場合に、電流偏差ベクトルΔIが領域[Q
4]または[Q6]にあれば、スイッチングモードk0
またはk7が選択され、領域[Q7]にあれば、そのと
きのスイッチングモードがそのまま保持される。
Tr1〜Tr6は、PWMパターンテーブル回路804
からのスイッチング指令に基づいてオン/オフ制御され
る。この結果、インバータ電流IAU〜IAWは、電流
指令値IAU*〜IAW*と一致するように制御され
る。
Iがどのように推移するかについて説明する。たとえ
ば、図14において、逆起電力ベクトルVBが領域[P
1]内にあり、また、図15において、電流偏差ベクト
ルΔIがΔIaで示されて、領域[Q1]内にある場合
を考える。
たがってスイッチングモードk1が選択され、電流偏差
ベクトルΔIは、逆起電力ベクトルVBと電圧ベクトル
V1との差ベクトルVL1(図14参照)の方向へ移動
する。
許容範囲外の領域[Q1]にあった電流偏差ベクトルΔ
Iaから、許容範囲内の領域[Q7]に入る。
のΔIbである場合には、上記と同様にスイッチングモ
ードk1が選択されても領域[Q7]に入らず、一旦、
領域[Q3]に移動した後、領域[P1]と領域[Q
3]との条件からスイッチングモードk3が選択される
ことによって、電流偏差ベクトルΔIがVL3(図14
参照)の方向に移動し、許容範囲内の領域[Q7]に入
る。
にある時点で、直ちにスイッチングモードk3が選択さ
れていれば、電流偏差ベクトルΔIbから図15内の点
線に沿って移動するので、1回のスイッチングモード変
更によって電流偏差ベクトルΔIを許容範囲内の領域
[Q7]に入れることができるが、このことは上記従来
制御回路では全く考慮されていない。
制御回路は以上のように、電流偏差ベクトルΔIが許容
範囲内に入るための最適なスイッチングモードが1回で
選択できない場合があるので、余分なスイッチングが生
じてしまい、その結果、スイッチング素子Tr1〜Tr
6の損失が増加し、三相インバータ1(電力変換装置)
の効率が低下するという問題点があった。
ためになされたもので、スイッチング回数が少なくなる
最適なスイッチングモードを選択することのできる電力
変換装置の制御回路を得ることを目的とする。
装置の制御回路は、1サイクル内に複数回スイッチング
を行うスイッチング素子により構成され、リアクトルを
介して三相電圧源に接続された電力変換装置の制御回路
において、電力変換装置の出力端子に挿入された電流セ
ンサを含み、電力変換装置の出力電流の瞬時値を制御す
るための電流ループと、電流ループに対して電流指令値
を与える電流指令発生手段と、電流指令値と電流センサ
からの電流フィードバック値との電流偏差ベクトルを求
める電流偏差ベクトル検出手段と、三相電圧源の電圧ベ
クトルを求める電圧検出手段と、電流偏差ベクトルおよ
び電圧ベクトルに応じて、電力変換装置に対するPWM
パターンを選択するPWMパターン選択手段とを備え、
PWMパターン選択手段は、電流偏差ベクトルに対して
許容偏差領域を設定するとともに、電流偏差ベクトルが
許容偏差領域を逸脱した際に、電流偏差ベクトルおよび
電圧ベクトルの値により限定されたスイッチングモード
の中から、電力変換装置に対するスイッチングモードを
選択してPWMパターンを出力するものである。
回路によるPWMパターン選択手段は、電流偏差ベクト
ルが許容偏差領域内を推移する推移時間を求め、推移時
間に応じて、スイッチングモードを選択するものであ
る。
回路によるPWMパターン選択手段は、推移時間に応じ
て、電圧ベクトルの値によって決まる特定スイッチング
モードに重み付けを行い、特定スイッチングモードを電
力変換装置に対して優先的に出力するものである。
回路による電圧検出手段は、電流指令値の時間変化量が
所定量よりも大きい場合には、電流指令値の時間微分値
とリアクトルのインダクタンス値とを乗じた値により、
電圧ベクトルを補正するものである。
回路は、1サイクル内に複数回スイッチングを行うスイ
ッチング素子により構成され、リアクトルおよびコンデ
ンサにより構成されたフィルター回路を介して三相負荷
に一定の三相交流電圧を供給する電力変換装置の制御回
路において、電力変換装置の出力端子に挿入された電流
センサを含み、電力変換装置の出力電流の瞬時値を制御
するための電流ループと、電力変換装置の出力電圧の瞬
時値を制御するための電圧ループと、電圧ループに対し
て電圧指令値を与える電圧指令発生手段と、電圧指令値
と電圧フィードバック値との電圧偏差を求める電圧偏差
検出手段と、電圧偏差に応じて電流ループに対する電流
指令値を出力する電圧制御手段と、電流指令値と電流セ
ンサからの電流フィードバック値との電流偏差ベクトル
を求める電流偏差ベクトル検出手段と、電流偏差ベクト
ルおよび電圧指令値に応じて、電力変換装置に対するP
WMパターンを選択するPWMパターン選択手段とを備
え、PWMパターン選択手段は、電流偏差ベクトルに対
して許容偏差領域を設定するとともに、電流偏差ベクト
ルが許容偏差領域を逸脱した際に、電流偏差ベクトルお
よび電圧指令値により限定されたスイッチングモードの
中から、電力変換装置に対するスイッチングモードを選
択してPWMパターンを出力し、電圧制御手段は、電圧
偏差ベクトルが減少するように電流指令値を出力するも
のである。
回路による電圧指令発生手段は、電流指令値の時間変化
量が大きい場合には、電流指令値の時間微分値とリアク
トルのインダクタンス値とを乗じた値により、電圧指令
値を補正するものである。
しながら、この発明の実施の形態1について詳細に説明
する。図1はこの発明の実施の形態1を示すブロック図
である。図1において、前述(図12参照)と同様のも
のについては、同一符号を付して詳述を省略する。
力側に挿入されたリアクトルであり、電流センサ10U
〜10Wを介して三相インバータ1の出力端子に接続さ
れている。
用電源であり、前述の内部誘起電圧源22U〜22Wに
対応しており、リアクトル3U〜3Wを介して三相イン
バータ1の出力端子に接続されている。
(高力率コンバータなど)として動作し、たとえば、リ
アクトル3U〜3Wに流れる電流を、商用電源5U〜5
Wに対して力率「1」の正弦波状の電流に制御する。
路804に対応したPWMパターンセレクタ回路であ
り、スイッチングモード選択手段として機能する。
U、VRV、VRWを電圧ベクトルVRとして検出する
電圧検出回路である。電圧検出回路812、従来回路
(図12内の回路802、803)のように、電流偏差
ΔiU〜ΔiWなどから実際の電圧値を推定してもよ
い。
減算器851U〜851Wにより算出された電流偏差Δ
iU〜ΔiWと、電圧検出回路812により検出された
商用電源5U〜5Wの各電圧VRU〜VRWとから、ス
イッチングモードを選択する。
は、選択されたスイッチングモードに相当するオンオフ
信号(PWMパターン)を、三相インバータ1内の各ス
イッチング素子Tr1〜Tr6(図13参照)に出力す
る。
1は、後述するように、電流偏差ベクトルΔI(ΔiU
〜ΔiW)に対して許容偏差領域を設定するとともに、
電流偏差ベクトルΔIが許容偏差領域を逸脱した際に、
電流偏差ベクトルΔIおよび商用電源の電圧ベクトルV
R(VRU〜VRW)の値により限定されたスイッチン
グモードの中から、三相インバータ1に対するスイッチ
ングモードを選択してPWMパターンを出力する。
ッチング素子Tr1〜Tr6において、3対の上下アー
ムの一方をオン、他方をオフとする条件で取り得る電圧
ベクトルは8通りあり、各電圧ベクトルは、図14に示
すように、UVW座標で示すことができる。
V7に対して、スイッチングモードk0〜k7を定義す
ると、各スイッチング素子Tr1〜Tr6のON/OF
F状態は、図16のように示される。
は、それぞれ、図13内のスイッチング素子Tr1、T
r3、Tr5、Tr2、Tr4、Tr6に対応してい
る。また、スイッチングモードk1〜k6は、一定の大
きさを有する有電圧ベクトルに対応する。
ムの3相分U、V、Wがすべてオフ、且つ下アームの3
相分X、Y、Zがすべてオンのスイッチング状態であ
り、スイッチングモードk7は、上アームの3相分U、
V、Wがすべてオン、且つ下アームの3相分X、Y、Z
がすべてオフのスイッチング状態である。したがって、
スイッチングモードk0およびk7は、ともに大きさが
「0」の零電圧ベクトルに対応する。
流偏差ΔiU〜ΔiWおよび商用電源電圧VRU〜VR
Wを入力情報とし、電流偏差ΔiU〜ΔiWを許容値以
内に制御するスイッチングモードを選択して出力するた
めに、たとえば、図2に示すようなディジタル制御回路
により構成されている。
の構成例を示すブロック図である。図2において、81
1aはゲートアレイ、811bはゲートアレイ811a
の動作タイミングとなる基準信号を発生する水晶発振器
である。
aの入力側に並列に挿入されたAD変換器であり、アナ
ログ信号からなる電流偏差ΔiU〜ΔiWおよび商用電
源電圧VRU〜VRUを、それぞれディジタル信号に変
換してゲートアレイ811aに入力する。
1c〜811hを介して、1μ秒〜100μ秒程度の間
隔で、電流偏差ΔiU〜ΔiWおよび商用電源電圧VR
U〜VRWを取り込み、電流偏差ΔiU〜ΔiWを許容
値以内に制御するスイッチングモードを求める。
3のフローチャートおよび図4の説明図を参照しなが
ら、この発明の実施の形態1によるゲートアレイ811
aの処理動作について説明する。
[P1]〜[P6]に応じて選択される三相インバータ
1の出力電圧ベクトルを示しており、この場合、8つの
電圧ベクトルV0〜V7のうちから選択される4つの電
圧ベクトルの各組み合わせを示している。
ングモードk0〜k7により選択される値であり、それ
ぞれ、スイッチングモードk0〜k7に対応している。
iWから電流偏差ベクトルΔIを求め(ステップS1
0)、電流偏差ベクトルΔIが領域[Q7](図15参
照)にあるか否かを判定する(ステップS20)。
ルΔIが領域[Q7]にある(すなわち、YES)と判
定されれば、現在出力中のスイッチングモードを変化さ
せないように、同一のスイッチングモードを選択して
(ステップS30)、ステップS70に進む。
ベクトルΔIが領域[Q7]にない(すなわち、NO)
と判定されれば、商用電源電圧VRU〜VRWから求め
られる商用電源電圧ベクトルVRが領域[P1]〜[P
6](図14参照)のうちのどの領域に位置しているか
を検出する(ステップS40)。
する領域に基づき、図4にしたがって選択される4つの
電圧ベクトルを三相インバータ1が出力した各場合につ
いて、電流偏差ベクトルΔIがどの方向へ移動するかを
求める(ステップS50)。
は、後述するように、商用電源電圧VRU〜VRUと三
相インバータ1の出力電圧VIとの差ベクトルの方向で
ある。
タ1の出力電圧ベクトルのうち、電流偏差ベクトルΔI
の移動方向が領域[Q7]に向いている電圧ベクトルを
出力するスイッチングモードを選択し(ステップS6
0)、ステップS70に進む。
れたスイッチングモードに対応したPWMパターン(す
なわち、各スイッチング素子Tr1〜Tr6のオン/オ
フ指令)を作成して出力する。
差ベクトルΔIの許容範囲に対応しており、電流指令値
IAU*〜IAW*とインバータ電流IAU〜IAWと
の偏差ΔiU〜ΔiWは、領域[Q7]の六角形一辺の
大きさに対して比例関係にある。
電流偏差ΔiU〜ΔiWを対象とするように、六角形に
設定されているが、許容偏差さえ満足できれば、円、四
角形などいずれの形状でもよい。
が、商用電源電圧VRU〜VRUとインバータ出力電圧
との差ベクトルの方向となることについて説明する。一
般に、インバータ出力電圧(ベクトル)VAと、商用電
源電圧(ベクトル)VRと、リアクトル3U〜3Wに印
加される電圧ベクトルVLとの関係は、以下の(1)式
のように表される。
ル3U〜3Wのインダクタンス値である。
U〜3Wに印加され、時刻T1における電流をIA(T
1)、時刻T1から所定時間ΔTが経過した後の電流を
IA(T1+ΔT)とし、時刻T1から時刻T1+ΔT
までの期間にわたって商用電源電圧(ベクトル)VRが
一定と考えた場合、所定時間ΔTでの電流変化量は、以
下の(2)式のように表される。
(T1+ΔT)とインバータ電流指令値IA*(T1+
ΔT)との電流偏差Δi(T1+ΔT)は、以下の
(3)で表される。
ΔTまでの期間にわたって、インバータ電流指令値IA
*が一定と考えると、上記(2)式および(3)式よ
り、以下の(4)式が成り立つ。
VRおよびインバータ電流指令値IA*が所定時間ΔT
の期間にわたって一定と見なせば、商用電源電圧(ベク
トル)VRとインバータ出力電圧(ベクトル)VAとの
差により、電流偏差Δiの所定時間ΔT当たりの変化が
決まることが分かる。
カラー量で示しているが、これらをUVW座標上のベク
トルに拡張して考えると、電流偏差ベクトルΔIは、商
用電源電圧ベクトルVRとインバータ出力電圧ベクトル
VAとの差ベクトルの方向に移動することになる。
照して説明する。図5に示すように、商用電源電圧ベク
トルVRが領域[P1]にある場合、図3内のステップ
S40において、図4に示す表から、三相インバータ1
の出力電圧ベクトルV0、V1、V3、V7が選択され
る。
択された電圧ベクトルV0、V1、V3、V7との差ベ
クトルは、図5内のVL0、VL1、VL3となる。こ
こで、VL0は、零ベクトルV0およびV7に対応した
差ベクトルである。
ベクトルの方向へ移動するので、たとえば図6に示すよ
うに、電流偏差ベクトルΔIが領域[Q6]内の位置ア
にある場合、差ベクトルがVL0またはVL3であれ
ば、電流偏差ベクトルΔIは、領域[Q7]の方向へ動
く。
0(VL7)またはVL3に対応したスイッチングモー
ドk0、k3、k7のいずれかを選択すればよいことが
分かる。
許容範囲(領域[Q7])内に入るための適切なスイッ
チングモードを速やかに選択することができるので、不
要なスイッチングを無くすことができる。
は、電流偏差ベクトルΔIが領域[Q7]の方向へ動く
スイッチングモードを求めているのみであったが、電流
偏差ベクトルΔIが領域[Q7]の方向へ動くスイッチ
ングモードが複数存在する場合に、スイッチングモード
の変更間隔が長くなるようなスイッチングモードを選択
してもよい。
トアレイでの処理動作を示すフローチャートであり、変
更間隔が長くなるようにスイッチングモードを選択する
場合の処理を示している。
処理動作(図3参照)と異なる点は、ステップS60の
処理内容を一部変更して、ステップS61としたことの
みであり、他の処理ステップS10〜S50およびS7
0は前述と同様である。
クトルVRが領域[Q7]にない場合に、ステップS5
0において電流偏差ベクトルΔIを求める。続いて、領
域[Q7]の方向へ動くスイッチングモードのうち、ス
イッチングモードの変更間隔(電流偏差ベクトルΔIが
領域[Q7]を通過(推移)するのに要する時間)が最
も長いスイッチングモードを選択する(ステップS6
1)。
ベクトルΔIの通過時間が最も長い差ベクトルに対応し
たスイッチングモードを選択すれば、電流偏差ベクトル
ΔIが領域[Q7]内にとどまっている時間が最も長く
なるので、次に、領域[Q7]の範囲外となって新たに
スイッチングモードを変更するまでの間隔が最も長くと
れることになるからである。
クトルΔIが領域[Q7]の方向へ動くスイッチングモ
ードが複数存在する場合に、どのスイッチングモードを
選択すれば、スイッチングモードの変更間隔が長くなる
かについて考える。
6内の位置アにある場合、差ベクトルがVL0またはV
L3であれば、電流偏差ベクトルΔIは領域[Q7]の
方向へ動くが、これらの差ベクトルVL0、VL3につ
いて、領域[Q7]の通過時間に着目して比較する。
偏差Δiの単位時間当たりの変化は、商用電源電圧(ベ
クトル)VRとインバータ出力電圧(ベクトル)VAと
の差に比例するので、電流偏差ベクトルΔIの移動速度
は、差ベクトルVL0、VL3の大きさに比例する。
て、領域[Q7]の通過時間TVL0、TVL3を以下
の(5)式、(6)式のように求める。
図6の場合は、差ベクトルVL3の通過時間TVL3よ
りも差ベクトルVL0の通過時間TVL0の方が長くな
るので、差ベクトルVL0に対応したスイッチングモー
ドk0またはk7を選択すればよいことが分かる。
いては、電流偏差ベクトルΔIが領域[Q7]の方向へ
移動し、且つ電流偏差ベクトルΔIが領域[Q7]を通
過するのに要する時間が最も長いスイッチングモードが
選択される。
範囲(領域[Q7])内に入るための最適なスイッチン
グモードを選択することにより、不要なスイッチングを
無くすことに加えて、スイッチングモードを変更する間
隔が長くなるので、さらにスイッチング回数を減少させ
ることができる。
は、商用電源電圧ベクトルVRの領域に基づいて三相イ
ンバータ1の出力電圧ベクトルVAを限定したが、電流
偏差ベクトルΔIが大きいときには、三相インバータ1
の出力電圧ベクトルVAを限定された電圧ベクトルの中
から選択できない場合もあり得る。
トルVAを商用電源電圧ベクトルVRの領域に基づいて
のみ限定するのではなく、商用電源電圧ベクトルVRの
領域に基づいて優先的に選択するとともに、選択されな
い電圧ベクトルをも選択可能に構成してもよい。
て大きい場合であっても最適な電圧ベクトルを出力する
ことができる。以下、図面を参照しながら、インバータ
出力電圧ベクトルVAを商用電源電圧ベクトルVRの領
域に基づいて優先的に選択したこの発明の実施の形態3
について説明する。
照)のステップS61を用いてもスイッチングモードを
選択できない場合について説明する。図8は電流偏差ベ
クトルΔIが領域[Q7]から大きく離れた位置ア′に
ある状態を示すベクトル図である。
5に示す領域[P1]内にあり、且つ電流偏差ベクトル
ΔIが図8内の位置ア′にある場合、図4により限定さ
れた電圧ベクトルV0、V1、V3、V7のいずれを出
力しても、電流偏差ベクトルΔIが領域[Q7]の方向
に移動しないので、図7内のステップS61においてス
イッチングモードを選択することはできない。
ルΔIが位置ア′にある場合には、位置ウ′方向の電圧
ベクトルV4または位置イ′方向の電圧ベクトルV5を
選択する必要がある。
[P1]から電圧ベクトルを限定するのではなく、以下
の処理により、優先的に図4の電圧ベクトルを出力する
ようにする。
トアレイでの処理動作を示すフローチャートである。図
9において、前述(図7参照)と異なる点は、ステップ
S50、S61の処理内容を一部変更して、ステップS
52、S62としたことのみであり、他の処理ステップ
S10〜S40およびS70は前述と同様である。
電源電圧ベクトルVRの領域を検出した後、電圧ベクト
ルV0〜V7のすべてを三相インバータ1が出力した各
場合について、電流偏差ベクトルΔIがどの方向へ移動
するかを求める(ステップS52)。
[Q7]の方向へ移動する電圧ベクトルについて、前述
(ステップS61)と同様に領域[Q7]に対する通過
時間を求めるが、このとき、重み付け処理を行う。すな
わち、商用電源電圧ベクトルVRの領域に基づき、図4
で選択された電圧ベクトルを出力した場合の通過時間
を、たとえば10倍にして重み付けをする。
合には、そのまま1倍の重み付けをする。以下、重み付
け処理を施した後の通過時間が最も長くなる電圧ベクト
ルを選択して出力する。
ルが10倍の重み付けにより優先的に出力されるが、選
択された電圧ベクトルのみでは電流偏差ベクトルΔIが
領域[Q7]に入らない場合には、選択された以外の1
倍の重み付けされた電圧ベクトルが出力される。
ΔIが領域[Q7]から大きく逸脱している場合には、
領域[Q7]の方向へ移動する電圧ベクトルVL4、V
L5が選択され、さらに、通過時間が最も長くなる電圧
ベクトルVL5が選択されることになる。
とができるとともに、電流偏差ΔIが大きい場合であっ
ても、電流偏差ベクトルΔIが許容範囲(領域[Q
7])内に入るための適切なスイッチングモードを選択
することができる
3では、三相正弦波電流指令発生回路801(図1参
照)を用いたが、三相正弦波電圧指令発生回路を用い
て、PWMパターンセレクタ回路811との間に電圧制
御回路を介在させてもよい。
たこの発明の実施の形態4について説明する。図10は
この発明の実施の形態4の回路構成を示すブロック図で
ある。図10において、前述(図1参照)と同様のもの
については、同一符号を付して詳述を省略する。
れた三相フィルターコンデンサであり、三相インバータ
1から出力される矩形波電圧から高調波成分を除去す
る。30は三相フィルターコンデンサ20の出力側に接
続された任意の負荷であり、三相インバータ1から出力
される三相交流電力を消費する。
り、電圧指令値VIU*、VIV*、VIW*を生成す
る。821は電圧制御回路であり、三相正弦波電圧指令
発生回路831とPWMパターンセレクタ回路811と
の間に挿入され、電流指令値IAU*〜IAW*を生成
する。
であり、三相正弦波電圧指令発生回路831と電圧制御
回路821との間に挿入されている。電圧制御回路82
1は、加減算器861U〜861Wと関連して、三相イ
ンバータ1の出力電圧の瞬時値を制御するための電圧ル
ープを構成している。
相正弦波電圧指令発生回路831と関連して、電圧ルー
プに対する電圧指令値VIU*〜VIW*と電圧フィー
ドバック値VIU〜VIWとの電圧偏差(電圧偏差ベク
トル)を求める電圧偏差検出手段を構成している。
差ベクトルが減少するように電流指令値IAU*〜IA
W*を出力する。また、電圧制御回路821は、電圧偏
差ベクトルに応じて電流ループに対する電流指令値IA
U*〜IAW*を出力する電圧制御手段として機能す
る。
電圧制御回路821と関連して、電流指令値IAU*〜
IAW*と電流センサ10U〜10Wからの電流フィー
ドバック値IAU〜IAWとの電流偏差ベクトルΔiU
〜ΔiWを求める電流偏差ベクトル検出手段として機能
する。
差ベクトルΔiU〜ΔiWおよび電圧指令値VIU*〜
VIW*に応じて、三相インバータ1に対するPWMパ
ターンを選択する。
は、前述のように、電流偏差ベクトルΔIに対する許容
偏差領域を設定し、電流偏差ベクトルΔIおよび電圧指
令値VIU*〜VIW*に基づいてスイッチングモード
を選択してPWMパターンを出力する。
態4による制御動作について説明する。まず、電圧ルー
プ内の加減算器861U〜861Wは、三相正弦波電圧
指令発生回路831から生成された電圧指令値VIU*
〜VIW*と、三相インバータ1の出力電圧VIU〜V
IWとの電圧偏差ベクトルを求める。
差ベクトルが小さくなるように、電流指令値IAU*〜
IAW*をPWMパターンセレクタ回路811に出力す
る。一方、PWMパターンセレクタ回路811の商用電
源電圧入力部に対しては、三相正弦波電圧指令発生回路
831からの電圧指令値VIU*〜VIW*が入力され
る。
および三相インバータ1の基本的な動作については、前
述と同様なので、ここでは省略する。
831を用いるとともに、電圧制御回路821および加
減算器861U〜861Wを用いて電圧ループを構成す
ることにより、一定の三相正弦波電圧を負荷30に対し
て供給することができる。
4では、三相インバータ1に対する電流指令値IAU*
〜IAW*が一定の場合を前提として説明したが、実際
には、電流指令値IAU*〜IAW*は、時間とともに
変化しており一定ではない。
変化を考慮して、電流指令値IAU*〜IAW*の時間
変化量が大きい場合には、電流指令値IAU*〜IAW
*の時間微分値とリアクトル3U〜3Wのインダクタン
ス値Lとを乗じた値により、図1内の商用電源電圧(電
圧フィードバック値)VRU〜VRWまたは図10内の
電圧指令値VIU*〜VIW*を補正してもよい。
1のベクトル図を参照しながら、電流指令値IAU*〜
IAW*の変化を考慮したこの発明の実施の形態5によ
る処理動作について説明する。
間変化量について説明する。たとえば、リアクトル3U
〜3Wのインダクタンス値Lが大きくなると、実際のイ
ンバータ電流IAの時間変化量が小さくなり、相対的
に、インバータ電流指令値IAU*〜IAW*の時間変
化量が大きくなるので、電流指令値IAU*〜IAW*
の時間変化量を無視することができなくなる。
30(図10参照)の消費電流変化が大きい場合にも、
電流指令値IAU*〜IAW*の時間変化量は大きくな
る。
場合、(2)式、(3)式から、電流指令値IA*の時
間変化を無視しないときには、以下の(7)式が成り立
つ。
以下の(8)式のように表すことができる。
時間dt「limΔT→0」として、極限(導関数の定
義)を求めると、(8)式は以下の(9)式のように表
される。
値Lを乗算すると、以下の(10)式のように表され
る。
ば、以下の(11)式が成り立つ。
と、以下の(12)式が成り立つ。
ように、(12)式内の商用電源電圧ベクトルVRを、
(11)式内の「VR+L×dIA*/dt」に置き換
えることが、電流指令値IA*の変化量を考慮すること
に相当する。すなわち、商用電源電圧ベクトルVRを、
「VR+L×dIA*/dt」に置き換えることによ
り、電流指令値IA*の変化量を考慮することができ
る。
トルVRを「L×dIA*/dt」だけ移動させること
と等価である。したがって、図4に示す表から電圧ベク
トルV0〜V7のいずれかを選択するときには、この移
動した商用電源電圧ベクトルVRを基準とする。
置アにあるときには、差ベクトルVL0′、VL3′に
関して、電流偏差ベクトルΔIの領域[Q7]に対する
通過時間TVL0′、TVL3′を、前述の(5)式、
(6)式と同様に、以下の(13)式、(14)式によ
り求める。
求めた後の処理動作は、前述の実施の形態1と同様であ
る。
量が大きいときに、電流指令値IA*の時間微分値にリ
アクトル3U〜3Wのインダクタンス値Lを乗じた値
で、三相電圧源(商用電源)の電圧ベクトルVRを補正
することにより、電流指令値IA*の時間変化の影響を
軽減することができる。
量に比べてインバータ電流指令値IA*の時間変化量が
大きい場合であっても、電流偏差ベクトルΔIが許容範
囲(領域[Q7])内に入るための適切なスイッチング
モードを選択することができ、不要なスイッチングを無
くすことができる。
照)に適用した場合も、電流指令値IAU*〜IAW*
の時間微分値にリアクトル3U〜3Wのインダクタンス
値Lを乗じた値で、電圧指令値VIU*〜VIW*を補
正することにより、電流指令値IAU*〜IAW*の時
間変化の影響を軽減することができる。
イクル内に複数回スイッチングを行うスイッチング素子
により構成され、リアクトルを介して三相電圧源に接続
された電力変換装置の制御回路において、電力変換装置
の出力端子に挿入された電流センサを含み、電力変換装
置の出力電流の瞬時値を制御するための電流ループと、
電流ループに対して電流指令値を与える電流指令発生手
段と、電流指令値と電流センサからの電流フィードバッ
ク値との電流偏差ベクトルを求める電流偏差ベクトル検
出手段と、三相電圧源の電圧ベクトルを求める電圧検出
手段と、電流偏差ベクトルおよび電圧ベクトルに応じ
て、電力変換装置に対するPWMパターンを選択するP
WMパターン選択手段とを備え、PWMパターン選択手
段は、電流偏差ベクトルに対して許容偏差領域を設定す
るとともに、電流偏差ベクトルが許容偏差領域を逸脱し
た際に、電流偏差ベクトルおよび電圧ベクトルの値によ
り限定されたスイッチングモードの中から、電力変換装
置に対するスイッチングモードを選択してPWMパター
ンを出力するようにしたので、スイッチング回数が少な
くなる最適なスイッチングモードを選択することのでき
る電力変換装置の制御回路が得られる効果がある。
選択手段は、電流偏差ベクトルが許容偏差領域内を推移
する推移時間を求め、推移時間に応じて、スイッチング
モードを選択するようにしたので、さらにスイッチング
回数が少なくなる最適なスイッチングモードを選択する
ことのできる電力変換装置の制御回路が得られる効果が
ある。
選択手段は、推移時間に応じて、電圧ベクトルの値によ
って決まる特定スイッチングモードに重み付けを行い、
特定スイッチングモードを電力変換装置に対して優先的
に出力するようにしたので、商用電源電圧ベクトルに基
づいて電圧ベクトルが選択されない場合でも、スイッチ
ング回数が少なくなる最適なスイッチングモードを選択
することのできる電力変換装置の制御回路が得られる効
果がある。
は、電流指令値の時間変化量が所定量よりも大きい場合
には、電流指令値の時間微分値とリアクトルのインダク
タンス値とを乗じた値により、電圧ベクトルを補正する
ようにしたので、電流指令値が変動した場合でも、スイ
ッチング回数が少なくなる最適なスイッチングモードを
選択することのできる電力変換装置の制御回路が得られ
る効果がある。
複数回スイッチングを行うスイッチング素子により構成
され、リアクトルおよびコンデンサにより構成されたフ
ィルター回路を介して三相負荷に一定の三相交流電圧を
供給する電力変換装置の制御回路において、電力変換装
置の出力端子に挿入された電流センサを含み、電力変換
装置の出力電流の瞬時値を制御するための電流ループ
と、電力変換装置の出力電圧の瞬時値を制御するための
電圧ループと、電圧ループに対して電圧指令値を与える
電圧指令発生手段と、電圧指令値と電圧フィードバック
値との電圧偏差を求める電圧偏差検出手段と、電圧偏差
に応じて電流ループに対する電流指令値を出力する電圧
制御手段と、電流指令値と電流センサからの電流フィー
ドバック値との電流偏差ベクトルを求める電流偏差ベク
トル検出手段と、電流偏差ベクトルおよび電圧指令値に
応じて、電力変換装置に対するPWMパターンを選択す
るPWMパターン選択手段とを備え、PWMパターン選
択手段は、電流偏差ベクトルに対して許容偏差領域を設
定するとともに、電流偏差ベクトルが許容偏差領域を逸
脱した際に、電流偏差ベクトルおよび電圧指令値により
限定されたスイッチングモードの中から、電力変換装置
に対するスイッチングモードを選択してPWMパターン
を出力し、電圧制御手段は、電圧偏差ベクトルが減少す
るように電流指令値を出力するようにしたので、スイッ
チング回数が少なくなる最適なスイッチングモードを選
択することのできる電力変換装置の制御回路が得られる
効果がある。
段は、電流指令値の時間変化量が大きい場合には、電流
指令値の時間微分値とリアクトルのインダクタンス値と
を乗じた値により、電圧指令値を補正するようにしたの
で、電流指令値が変動した場合でも、スイッチング回数
が少なくなる最適なスイッチングモードを選択すること
のできる電力変換装置の制御回路が得られる効果があ
る。
ある。
を詳細に示すブロック図である。
すフローチャートである。
圧ベクトルを示す説明図である。
イッチングモードを説明するためのベクトル図である。
イッチングモードを説明するためのベクトル図である。
すフローチャートである。
イッチングモードを説明するためのベクトル図である。
すフローチャートである。
である。
スイッチングモードを説明するためのベクトル図であ
る。
ック図である。
例を示す回路図である。
されるスイッチングモードを説明するためのベクトル図
である。
されるスイッチングモードを説明するためのベクトル図
である。
されるスイッチングモードを示す説明図である。
されるスイッチングモードを示す説明図である。
アクトル、5U〜5W商用電源(三相電圧源)、10U
〜10W 電流センサ、801 三相正弦波電流指令発
生回路、811 PWMパターンセレクタ回路(PWM
パターン選択手段)、812 電圧検出回路、821
電圧制御回路、831 三相正弦波電圧指令発生回路、
851U〜851W、861U〜861W 加減算器、
IAU〜IAW 出力電流、IAU*〜IAW* 電流
指令値、ΔiU〜ΔiW 電流偏差、ΔI 電流偏差ベ
クトル、Tr1〜Tr6 スイッチング素子、VRU〜
VRW 商用電源電圧、VIU*〜VIW* 電圧指令
値、[Q7] 許容領域。
Claims (6)
- 【請求項1】 1サイクル内に複数回スイッチングを行
うスイッチング素子により構成され、リアクトルを介し
て三相電圧源に接続された電力変換装置の制御回路にお
いて、 前記電力変換装置の出力端子に挿入された電流センサを
含み、前記電力変換装置の出力電流の瞬時値を制御する
ための電流ループと、 前記電流ループに対して電流指令値を与える電流指令発
生手段と、 前記電流指令値と前記電流センサからの電流フィードバ
ック値との電流偏差ベクトルを求める電流偏差ベクトル
検出手段と、 前記三相電圧源の電圧ベクトルを求める電圧検出手段
と、 前記電流偏差ベクトルおよび前記電圧ベクトルに応じ
て、前記電力変換装置に対するPWMパターンを選択す
るPWMパターン選択手段とを備え、 前記PWMパターン選択手段は、 前記電流偏差ベクトルに対して許容偏差領域を設定する
とともに、 前記電流偏差ベクトルが前記許容偏差領域を逸脱した際
に、前記電流偏差ベクトルおよび前記電圧ベクトルの値
により限定されたスイッチングモードの中から、前記電
力変換装置に対するスイッチングモードを選択して前記
PWMパターンを出力することを特徴とする電力変換装
置の制御回路。 - 【請求項2】 前記PWMパターン選択手段は、前記電
流偏差ベクトルが許容偏差領域内を推移する推移時間を
求め、前記推移時間に応じて、前記スイッチングモード
を選択することを特徴とする請求項1に記載の電力変換
装置の制御回路。 - 【請求項3】 前記PWMパターン選択手段は、前記推
移時間に応じて、前記電圧ベクトルの値によって決まる
特定スイッチングモードに重み付けを行い、前記特定ス
イッチングモードを前記電力変換装置に対して優先的に
出力することを特徴とする請求項2に記載の電力変換装
置の制御回路。 - 【請求項4】 前記電圧検出手段は、前記電流指令値の
時間変化量が所定量よりも大きい場合には、前記電流指
令値の時間微分値と前記リアクトルのインダクタンス値
とを乗じた値により、前記電圧ベクトルを補正すること
を特徴とする請求項1から請求項3までのいずれかに記
載の電力変換装置の制御回路。 - 【請求項5】 1サイクル内に複数回スイッチングを行
うスイッチング素子により構成され、リアクトルおよび
コンデンサにより構成されたフィルター回路を介して三
相負荷に一定の三相交流電圧を供給する電力変換装置の
制御回路において、 前記電力変換装置の出力端子に挿入された電流センサを
含み、前記電力変換装置の出力電流の瞬時値を制御する
ための電流ループと、 前記電力変換装置の出力電圧の瞬時値を制御するための
電圧ループと、 前記電圧ループに対して電圧指令値を与える電圧指令発
生手段と、 前記電圧指令値と電圧フィードバック値との電圧偏差を
求める電圧偏差検出手段と、 前記電圧偏差に応じて前記電流ループに対する電流指令
値を出力する電圧制御手段と、 前記電流指令値と前記電流センサからの電流フィードバ
ック値との電流偏差ベクトルを求める電流偏差ベクトル
検出手段と、 前記電流偏差ベクトルおよび前記電圧指令値に応じて、
前記電力変換装置に対するPWMパターンを選択するP
WMパターン選択手段とを備え、 前記PWMパターン選択手段は、 前記電流偏差ベクトルに対して許容偏差領域を設定する
とともに、 前記電流偏差ベクトルが前記許容偏差領域を逸脱した際
に、前記電流偏差ベクトルおよび前記電圧指令値により
限定されたスイッチングモードの中から、前記電力変換
装置に対するスイッチングモードを選択して前記PWM
パターンを出力し、 前記電圧制御手段は、前記電圧偏差ベクトルが減少する
ように前記電流指令値を出力することを特徴とする電力
変換装置の制御回路。 - 【請求項6】 前記電圧指令発生手段は、前記電流指令
値の時間変化量が大きい場合には、前記電流指令値の時
間微分値と前記リアクトルのインダクタンス値とを乗じ
た値により、前記電圧指令値を補正することを特徴とす
る請求項5に記載の電力変換装置の制御回路。
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