JP3051844B2 - ３相電圧形インバータのためのｐｗｍ方法及び装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、３相電圧形インバータ
のためのＰＷＭ方法及び装置に関し、例えば３相交流モ
ータ等のように３相で負荷を運転する所謂３相負荷につ
いて使用される。

【０００２】

【従来の技術】従来より、ＡＣサーボモータとして使用
される誘導モータ、同期モータ等の３相交流モータの駆
動を正確かつ高速で制御するために、インバータを用い
たＰＷＭ（パルス幅変調）方法が広く採用されている。
図１５には、３相負荷の代表的な例として３相交流モー
タの駆動に使用される、３相電圧形インバータ及びその
主要な関連装置からなる典型的なＰＷＭ方法の構成が示
されている。電圧Ｅの直流電源１は、スイッチング素子
Ｓ１〜Ｓ６からなるインバータ２を介して、３相交流モ
ータ３に接続されている。ＰＷＭ装置４は、外部制御器
等（図示せず）から制御周期毎に入力するＵ、Ｖ、Ｗ各
相の指令相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに基づいて、インバー
タ２の各スイッチング素子にスイッチング信号ｕｐ、ｕ
ｎ、ｖｐ、ｖｎ、ｗｐ、ｗｎを出力する。

【０００３】前記指令相電圧は、一般に正弦波に限らな
い任意の波形をとることができ、これに鋸波、三角波等
の直線的に変化するキャリア信号を用いてＰＷＭ（パル
ス幅変調）することによって、パルス状のスイッチング
信号が得られる。例えば、図１６は、ＰＷＭ変調用のキ
ャリア信号として振幅−Ｅ／２〜Ｅ／２の三角波を用い
た場合に、入力する指令相電圧Ｖｕに対してある区間ｔ
＝ｋＴｓ〜（ｋ＋１）Ｔｓの前後に亘る変調出力ｕｐ、
ｕｎを示している。ここで、指令相電圧は制御周期Ｔｓ
毎に更新され、かつ制御周期内では一定とする。

【０００４】同図から容易に理解されるように、変調出
力即ちインバータ２のスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２への
スイッチング信号ｕｐ、ｕｎは、入力信号とキャリア信
号との大小関係を比較することにより直ちに決定され
る。また、下段のスイッチング素子Ｓ２用の信号ｕｎ
は、上段のスイッチング素子Ｓ１用の信号ｕｐの反転信
号である。実際には、各スイッチング素子のターンオ
ン、ターンオフ時間を考慮して、それらの同時短絡を防
止するために同時オフ期間をスイッチング信号に設定す
る。他の指令相電圧についても同様の処理が行われる。
このようにＰＷＭ方式は、指令相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ
からスイッチング信号を得る処理が極めて単純であると
いう特長を有することから、広く利用されている。

【０００５】また、図１６から分かるように、指令相電
圧Ｖｉ（ｉ＝ｕ，ｖ，ｗ）は、キャリア信号で線形的に
変調してスイッチング信号を出力するために、次の式
（４）に示すようにキャリア信号の振幅−Ｅ／２〜Ｅ／
２の範囲内になければらない。

【０００６】

【数４】

【０００７】しかしながら、実際には、指令相電圧が常
に上記式（４）を満足するとは限らない。かかる場合に
は、従来は、指令相電圧に対して次の式（５）で示す非
線形なリミッタ処理を行い、このリミッタ処理された指
令相電圧Ｖｉ^*（ｉ＝ｕ、ｖ、ｗ）に対して、上記ＰＷ
Ｍを実行することによってスイッチング信号を得てい
る。

【０００８】

【数５】

【０００９】また、このような従来のキャリア信号比較
形ＰＷＭ方式では、平均的な電圧利用効率が、線形性が
維持される範囲において理論的に約８６％であること
は、よく知られている。即ち、図１５において、従来の
ＰＷＭ方式で上記式（４）の関係を維持しつつ生成され
るスイッチング信号により得られる３相線間電圧の平均
最大値は、約０．８６Ｅである。この電圧利用効率を改
善するために、各指令相電圧が一定の振幅及び角周波数
ωでかつ位相を互いに２π／３（ｒａｄ）づつずらした
正弦波信号の場合には、これに３倍の角周波数３ω及び
１／６の振幅の正弦波を重畳する方法が一般に採用され
ている。即ち、次の式（６）で表されるような指令相電
圧が与えられた場合、これを式（７）で表される相電圧
に変換してＰＷＭ装置に入力する。

【００１０】

【数６】

【００１１】

【数７】

【００１２】しかしながら、この従来の方法では、各指
令相電圧が、角周波数を一定にしかつ位相を互いに２π
／３（ｒａｄ）づつずらした同一振幅の正弦波状の信号
に限られるため、加減速時のモータ等に要求される任意
の形状の指令相電圧に対しては適用できないという問題
があった。仮に、指令相電圧が都合よく上記正弦波条件
を満足する場合にも、従来方法では、上記式（６）、
（７）に示すように、指令相電圧に基づいて１／６倍の
振幅と３倍の角周波数をもつ信号を正確に発生すること
が求められるから、これに応じた複雑な装置を付加する
必要があり、実際上実現が困難であった。

【００１３】そこで、特公平６−８１５１４号公報によ
れば、各相の瞬時電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを比較し
て、その中の最大値と最小値の絶対値が常に等しくなる
ように、又はそれらの和が常に一定となるように、その
中間値の２分の１を元の各指令相電圧に加算し、これら
を変調信号として三角波のキャリア信号と比較すること
によって、電圧利用効率を改善するＰＷＭ方法が開示さ
れている。この方法では、例えば中間値をＶｖとする
と、次の式（８）で示される値が加算される。

【００１４】

【数８】

【００１５】この方法は、各相の電圧指令に上述した同
じ値を加えて、電圧指令の絶対値が最大となる相の電圧
指令を小さくすることによって、３相の線間電圧を変化
させずに電圧指令のピーク値を小さくできるので、出力
電圧の高調波成分を増加させることなく出力電圧の基本
波成分を大きくすることができ、電動機を駆動する場合
には発生トルクの脈動を低減できるというものである。

【００１６】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述し
た従来のＰＷＭ方式では、いずれの場合にも過大指令相
電圧への対応、電圧利用効率の改善等の実用上重要な問
題点がある。即ち、上記式（５）による従来のリミッタ
処理では、３相の指令相電圧の中にリミッタ処理される
ものとされないものが生じる。図１７に例示される場合
では、Ｕ相の指令相電圧Ｖｕが、Ｅ／２を超えるために
リミッタ処理されているのに対し、他のＶ、Ｗ相の指令
相電圧は、式（４）の条件を満足するのでリミッタ処理
を受けない。このリミッタ処理は非線形処理であるか
ら、非線形処理を受けた相電圧に対して、同様にキャリ
ア信号を用いて線形処理であるＰＷＭ処理を行っても、
３相負荷に最適なスイッチング信号を得ることができな
い。この結果、例えば３相負荷が３相交流モータの場合
には、脈動回転、異音の発生、モータの損傷等を引き起
こすという問題があった。従って、実際の使用上モータ
の出力を抑えなければならず、モータ本来の性能を十分
に発揮できないという問題があった。また、そのために
本来必要な出力よりも大きな出力のモータを使用しなけ
ればならず、モータ自体が大型化しかつコストが高くな
るという問題があった。

【００１７】特公平６−８１５１４号のＰＷＭ方法の場
合にも、各指令相電圧に加える値には、上記式（８）に
示すように、キャリア信号の振幅を決定する直流電圧値
Ｅまたはこれに関連する要素が含まれていないことか
ら、明らかに同様の問題点がある。即ち、線間電圧がキ
ャリア信号の振幅を超える指令相電圧に対しては、上述
した非線形のリミッタ処理が必要になる。例えば、急激
な加減速を伴う交流モータのサーボ駆動では、指令相電
圧が特公平６−８１５１４号の場合のように正弦波では
なく、しかも線間電圧が直流電源電圧を超えるような場
合は容易に予想される。

【００１８】また、このような従来のＰＷＭ方法は、ス
イッチングロスが大きいという問題がある。例えば、図
１８に示すように各指令相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが全て
０の場合でも、各相のスイッチング信号ｕｐ、ｕｎ、ｖ
ｐ、ｖｎ、ｗｐ、ｗｎは、キャリア信号の三角波の１周
期の間に２回変化するから、図１５に於けるインバータ
２のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６は、スイッチング動作
を必要としないにも拘らず、それぞれ２回動作すること
になる。この不必要なスイッチング動作は、モータ等を
負荷とする場合に、モータが停止指令に対してハンチン
グするという不都合な現象を誘発する原因の１つとなっ
ている。

【００１９】更に、本来インバータは、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の
中の１組のスイッチング素子の状態を変化させるだけ
で、負荷に印加すべき電圧の状態を達成できるが、上述
した従来方法では、指令相電圧が０以外であっても常
に、各スイッチング素子に対して三角波の１周期の間に
２回のスイッチング動作が要求される。即ち、本来必要
としない全組のスイッチング動作を要求するために常に
スイッチングロスが生じ、指令相電圧に対して最適なス
イッチング信号を発生することは困難であるという問題
がある。特に、最近多用されている１０ｋＨｚ超の高ス
イッチングレート用インバータでは、スイッチンググロ
スを低減させることが極めて重要である。

【００２０】そこで、本発明は、上述した従来の問題点
を解決するためになされたものであり、その目的は、従
来のキャリア信号を利用するＰＷＭ方法及び装置が有す
る簡単性という優れた特長を維持しつつ、指令相電圧に
比較的簡単な線形処理を実行することによって、指令相
電圧がキャリア信号のレベルを超える場合にも最適のス
イッチング信号を得ることができ、それによって３相交
流モータを駆動する場合には、脈動等の好ましくない挙
動や損傷を発生させる虞れがなく、しかも、例えばサー
ボ駆動時の交流モータ等の３相負荷に必要とされる任意
の波形の指令相電圧に対して同様に適用することができ
ると共に、電圧利用効率を向上させて、コストパーフォ
ーマンスの高い実用性に優れた３相電圧形インバータの
ためのＰＷＭ方法及び装置を提供することにある。

【００２１】

【課題を解決するための手段及び作用】本発明は、上述
した目的を達成するためになされたものであり、請求項
１記載の３相電圧形インバータのためのＰＷＭ方法は、
３相電力を生成するために、指令相電圧を変調用キャリ
ア信号との比較により、直流電源を有する３相電圧形イ
ンバータのスイッチング用パルス信号に変換するＰＷＭ
（パルス幅変調）方法であって、制御周期毎にＵ、Ｖ、
Ｗ各相の指令相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗより３相線間電圧
の最大絶対値を求め、この線間電圧最大絶対値と前記直
流電源の電圧値とを比較して、少なくとも各制御周期間
一定の縮退率α（０＜α≦１）を決定し、前記各指令相
電圧に対して、制御周期毎に前記縮退率αを乗じて縮退
相電圧α・Ｖｕ、α・Ｖｖ、α・Ｖｗを生成することに
より、前記変調用キャリア信号の振幅を超えないように
線形信号処理を行い、その結果得られた前記各縮退相電
圧をＵ、Ｖ、Ｗ各相の中間相電圧信号Ｖｕｔ、Ｖｖｔ、
Ｖｗｔとしてこれらに対してピーク間の振幅を前記直流
電源電圧値と等しくした前記変調用キャリア信号を用い
ることによって、前記スイッチング用パルス信号を得る
ようにしたことを特徴とする。 このように本発明によれ
ば、指令相電圧に縮退処理を行ない、それにより得られ
た縮退相電圧を新たな指令相電圧とすることにより、上
記式（４）のようなレベル条件を満足させることがで
き、しかも常に線形性が維持されるので、ＰＷＭにより
３相交流モータ３を駆動する際に最適のスイッチング信
号が得られる。

【００２２】また、本発明によれば、請求項２記載の３
相電圧形インバータのためのＰＷＭ方法は、３相電力を
生成するための指令相電圧を変調用キャリア信号との比
較によって、直流電源を有する３相電圧形インバータの
スイッチング用パルス信号に変換するＰＷＭ（パルス幅
変調）方法であって、制御周期毎にＵ、Ｖ、Ｗ各相の指
令相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに対して、少なくとも各制御
周期間それぞれ一定の縮退率α（０＜α≦１）及びバイ
アス値βで表される次式（１）を用いて、前記変調用キ
ャリア信号の振幅を超えないように線形信号処理を行
い、その結果得られたＵ、Ｖ、Ｗ各相の中間相電圧信号
Ｖｕｔ、Ｖｖｔ、Ｖｗｔに変調用キャリア信号を用いる
ことによって、スイッチング用パルス信号を得るように
したことを特徴とする。 更に、請求項３記載のＰＷＭ方
法は、上述した請求項２の特徴点に加え、制御周期毎に
各指今相雷圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗより３相線間電圧の最大
絶対値を求め、この線間電圧最大絶対値と前記直流電源
の電圧値とを比較して縮退率αを決定することを特徴と
する。

【００２３】

【数９】 Ｖｕｔ＝αＶｕ＋β （０＜α≦１） Ｖｖｔ＝αＶｖ＋β （１） Ｖｗｔ＝αＶｗ＋β

【００２４】このように本発明によれば、３相のいずれ
かの指令相電圧がキャリア信号のレベルを超える場合、
及び指令相電圧の最大線間電圧絶対値がキャリア信号の
振幅を超える場合にも、指令相電圧に対する上記式
（１）の信号処理により得られた各中間層電圧信号につ
いて、上記式（４）のようなレベル条件を満足させるこ
とができ、しかもこの信号処理が、ＰＷＭ制御と同様に
線形処理であることから、スイッチング信号の生成を最
適に行うことができ、かつ、所定の制御周期毎に処理を
行う離散時間形のデジタル制御であることから、指令相
電圧が正弦波以外の任意の波形を有する場合にも、何等
支障なく適用することができる。

【００２５】ここで、本発明の理解をより容易にするた
めに、空間ベクトルの概念を利用して説明すると、指令
相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに線形的に対応する空間ベクト
ルＸは、次式（９）のように計算される。ここに、Ｓは
次式（１０）に示す線形変換行列である。

【００２６】

【数１０】

【００２７】

【数１１】

【００２８】一方、制御周期毎に、３相指令相電圧の線
間最大絶対値と直流電源電圧値とを比較して決定した縮
退率αを各指令相電圧に乗じて得られた縮退相電圧α・
Ｖｕ、α・Ｖｖ、α・Ｖｗに対応した空間ベクトルＸａ
は、次式（１１）のように計算される。

【００２９】

【数１２】

【００３０】この式（１１）が示すように、縮退相電圧
に対応する空間ベクトルＸａは、縮退前の指令相電圧に
対応した空間ベクトルＸに縮退率αを乗じたものであ
る。即ち、各指令相電圧に縮退率αを乗じて得た縮退相
電圧の空間ベクトルは、縮退前の空間ベクトルと同一方
向を向き、かつ上記縮退処理によれば、両ベクトルの間
には比例的線形関係が保存されることになる。

【００３１】線形変換であるキャリア信号比較形のＰＷ
Ｍ処理によりインバータのスイッチング信号を得る場合
には、上記式（４）のような入力信号とキャリア信号の
レベル条件が満足される限り、入力信号と出力信号との
間にも同じく線形性が保存される。従って、縮退相電圧
α・Ｖｕ・α・Ｖｖ、α・Ｖｗをキャリア信号の振幅よ
り小さくなるように、即ち式（４）のようなＰＷＭ処理
におけるレベル条件を満足するように縮退率αを選定
し、かつそれにより得られる縮退相電圧に対してパルス
幅変調を行えば、縮退及び変調の各信号処理の終始にお
いて、線形性が保存されるという結果が得られる。この
処理を制御周期毎に繰り返し行うことによって、本発明
をモータの制御に応用した場合には、過大な任意の形状
の指令相電圧が与えられても、モータの駆動に不都合な
トルクを引き起こすスイッチング用パルス信号の発生が
なくなり、脈動回転、異音の発生、更にはモータの損傷
等を抑制することができる。更に、上述した縮退処理に
加えて、各指令相電圧に同一の値を加えるバイアス処理
を組み合わせることによって、電圧利用効率の向上を図
り、スイッチングロスを少なくすることができる。

【００３２】請求項４記載のＰＷＭ方法は、縮退率αを
各指令相電圧に乗じて縮退相電圧α・Ｖｕ、α・Ｖｖ、
α・Ｖｗを生成し、少なくとも各制御周期間一定のバイ
アス値Ｖｂ＝βを各縮退相電圧に加算して縮退バイアス
相電圧Ｖｕａｂ、Ｖｖａｂ、Ｖｗａｂを生成し、これら
を中間相電圧信号として、ピーク間の振幅を直流電源電
圧値とするキャリア信号を用いることによって、スイッ
チング用パルス信号を得るようにしたことを特徴とす
る。

【００３３】このように制御周期毎に線形な縮退処理に
線形なバイアス処理を組み合わせることについて、同様
に空間ベクトルの概念を利用して以下に簡明に説明す
る。上記式（１）の関係を満足する縮退バイアス相電圧
に線形対応する空間ベクトルＸabは、次式（１２）のよ
うに計算される。

【００３４】

【数１３】

【００３５】上式は、縮退バイアス相電圧の空間ベクト
ルＸabが、バイアス処理前の縮退相電圧の空間ベクトル
Ｘａ（または縮退処理前の相電圧の空間ベクトルＸ）と
同一であること、換言すれば、バイアス処理によっては
空間ベクトルが何ら影響を受けないことを示している。
空間ベクトルとスイッチング用パルス信号の線形対応性
を考えるならば、これは、バイアス処理前後における相
電圧が、同一のパルス幅をもつパルス信号に対応するこ
とを示している。

【００３６】従来のキャリア信号比較形ＰＷＭ方式にお
ける電圧利用効率が最大約８６％に止まる原因は、指令
相電圧に対する非線形なリミッタ処理を避けるべく、線
間電圧がＥ以下の指令相電圧に対して更に式（４）のレ
ベル条件を満足させる必要があったからである。これに
対して本発明によるＰＷＭ方法は、指令相電圧の如何に
関わり無く、上記線間条件を満足する縮退バイアス相電
圧に対してＰＷＭ処理を行うことによって、スイッチン
グ用パルス信号を得ようとするものである。従って、指
令相電圧が過大な場合にも、制御周期毎の線形な縮退処
理によって、縮退相電圧が形成する線間電圧の最大絶対
値が、直流電源電圧値のレベルに納まるようにし、かつ
縮退後は、制御周期毎に実施される線形なバイアス処理
により縮退バイアス相電圧が、レベル条件であるキャリ
ア信号の振幅−Ｅ／２〜Ｅ／２の範囲内に納まるように
して、ＰＷＭ処理を行うことにより、線形性を維持しな
がら直流電源電圧の利用効率を１００％に高めることが
できると同時に、スイッチングロスを少なくすることが
できる。

【００３７】請求項５記載のＰＷＭ方法は、上記請求項
４記載の特徴点に加え、バイアス値Ｖｂを縮退相電圧に
基づいて決定することを特徴とする。更に、請求項６記
載のＰＷＭ方法は、バイアス値Ｖｂを、縮退相電圧の最
大値Ｖａｍａｘまたは最小値Ｖａｍｉｎと直流電源電圧
値Ｅとにより表わされる次式（２）または（３）に基づ
いて決定することを特徴とする。

【００３８】

【数１４】

【００３９】Ｕ、Ｖ、Ｗ相の縮退相電圧の例えば相対的
関係等の状態を取り入れて、特に上記式（２）または
（３）に基づいてバイアス値Ｖｂを決定することによっ
て、縮退バイアス相電圧により電圧利用効率の向上とス
イッチングロスの最小化を同時に達成する最適のスイッ
チング信号が生成される。例えば、式（２）を用いてＶ
ｂを決定する場合、全ての指令相電圧を０（Ｖｕ＝Ｖｖ
＝Ｖｗ＝０）としたときの縮退バイアス相電圧は、上記
式（１）、（２）から次の式（１３）となる。

【００４０】

【数１５】

【００４１】これを変調信号として振幅−Ｅ／２〜Ｅ／
２のキャリア信号で変調した状態を図１に示す。同図よ
り明らかなように、スイッチング信号ｕｐ、ｖｐ、ｗｐ
はオフ（ｏｆｆ）状態を維持し、これらの反転信号であ
るスイッチング信号ｕｎ、ｖｎ、ｗｎはオン（ｏｎ）状
態を維持し続ける。即ち、上述した従来技術のＰＷＭの
場合と異なり、インバータのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ
６は一切動作されないので、指令相電圧の０指令に対し
て最適のスイッチング信号が得られることが分かる。

【００４２】請求項７記載のＰＷＭ方法は、制御周期毎
に、少なくとも各制御周期間一定のバイアス値Ｖｂ＝β
／αを各指令相電圧に加算してバイアス相電圧Ｖｕｂ、
Ｖｖｂ、Ｖｗｂを生成し、各指令相電圧または各バイア
ス相電圧より３相線間電圧の最大絶対値を求め、この線
間電圧最大絶対値と直流電源の電圧値とを比較して縮退
率αを決定し、各バイアス相電圧に縮退率αを乗じて縮
退バイアス相電圧Ｖｕａｂ、Ｖｖａｂ、Ｖｗａｂを生成
し、これらを中間相電圧信号として、ピーク間の振幅を
直流電源電圧値とするキャリア信号を用いることによっ
て、スイッチング用パルス信号を得るようにしたことを
特徴とする。

【００４３】請求項４記載のＰＷＭ方法とは逆に、制御
周期毎に先ず線形なバイアス処理を行い、生成されたバ
イアス相電圧に縮退処理を行うことにより、最終的に所
望の縮退バイアス相電圧を得ようとするものであるが、
それと同様に、指令相電圧が過大な場合にも最適な形で
線形性を維持し、電源電圧の利用効率１００％及び最小
のスイッチングロスを達成し得る最適のスイッチング用
パルス信号を生成することができる。これは、上記式
（１）が次の式（１４）、（１５）のように書き直しで
きることから明らかである。

【００４４】

【数１６】

【００４５】或る実施例において、前記ＰＷＭ方法は、
前記中間相電圧信号に応じて制御周期毎に前記キャリア
信号の形状を制御することができる。

【００４６】ＰＷＭ処理に最適なスイッチング信号とし
ては、次の３つの条件を満足することが望ましい。 （ａ）入力である指令相電圧と出力であるインバータ発
生電圧とは、その対応する空間ベクトルが制御周期の時
間平均において同一である。また、指令相電圧の線間電
圧値がインバータの直流電圧値を超える場合には、出力
側に対応した空間ベクトルは、発生限界を達成すると共
に、その方向は入力側の空間ベクトルと制御周期の時間
平均において同一である。 （ｂ）制御周期の始点及び終点のスイッチング状態は、
共にゼロ状態であり、かつこれらの状態の滞留時間は同
一である。 （ｃ）スイッチング状態の遷移は、最小のスイッチング
回数で実行する。 先の説明から分かるように、請求項１乃至請求項７に記
載されるＰＷＭ方法は、（ａ）、（ｂ）の条件を完全に
満足しており、同時にスイッチング回数の低減を図るも
のであるが、スイッチング回数は最小ではない。（ｃ）
の条件を満足するためには、更にキャリア信号の制御が
必要になる。

【００４７】Ｕ、Ｖ、Ｗ各相のスイッチング状態を三次
元空間ベクトルで説明した場合、各スイッチング信号の
オン状態を１、オフ状態を０とすると、端子間電圧を０
にするゼロ状態は、［ｕｐ，ｖｐ，ｗｐ］＝［０，０，
０］または［ｕｐ，ｖｐ，ｗｐ］＝［１，１，１］の２
つの形で表現される。残りのスイッチング信号ｕｎ、ｖ
ｎ，ｗｎは、ｕｐ，ｖｐ，ｗｐを反転したものである。
ゼロ状態からスイッチング動作によって［ｕｐ，ｖｐ，
ｗｐ］＝［１，０，０］の状態へ遷移する場合に、その
始点となるゼロ状態は、Ｕ相だけの１回のスイッチング
で済む［０，０，０］が最適である。また、ゼロ状態か
らスイッチング動作によって［ｕｐ，ｖｐ，ｗｐ］＝
［１，１，０］の状態へ遷移する場合には、その始点と
なるゼロ状態は、Ｗ相だけの１回のスイッチングで済む
［１，１，１］が最適である。

【００４８】この例から分かるように、最小回数のスイ
ッチング動作を得るためには、始点のゼロ状態を制御し
なければならず、これはキャリア信号の形状を制御する
ことにより達成される。図２は、中間相電圧信号Ｖitに
応じて、始点のゼロ状態を、キャリア信号の形状を制御
することにより変更している様子の１例を示したもので
ある。即ち、或周期ｋＴｓ〜（ｋ＋１）Ｔｓでは、最小
値を−Ｅ／２とした中間相電圧信号に対し、下向き凸の
三角波をキャリア信号に用い、ゼロ状態を［ｕｐ，ｖ
ｐ，ｗｐ］＝［０，０，０］で達成している。次の周期
（ｋ＋１）Ｔｓ〜（ｋ＋２）Ｔｓでは、最大絶対値を最
小とするような中間相電圧信号に対し、下降型の鋸波信
号をキャリア信号として用い、始点のゼロ状態は［ｕ
ｐ，ｖｐ，ｗｐ］＝［０，０，０］で、終点のゼロ状態
は［ｕｐ，ｖｐ，ｗｐ］＝［１，１，１］で達成してい
る。更に周期（ｋ＋２）Ｔｓ〜（ｋ＋３）Ｔｓでは、最
大値をＥ／２とした中間相電圧信号に対し、上向き凸の
三角波信号を用い、ゼロ状態を［ｕｐ，ｖｐ，ｗｐ］＝
［１，１，１］で達成している。即ち、時刻ｋＴｓを始
点とする制御周期と時刻（ｋ＋２）Ｔｓを始点とする制
御周期とでは、ゼロ状態の変更が効率的に達成されてい
る。このように形状を制御されるキャリア信号には、三
角波、鋸波等の直線状に変化する波形の信号を基本信号
とし、制御周期、中間相電圧信号等の条件に合わせて、
この周波数、位相を制御して使用される。

【００４９】このように、制御周期毎にキャリア信号の
形状を制御することによって、入力側と出力側との間で
所望の空間ベクトルを維持しながら、電圧利用効率の向
上等に加えてスイッチングロスの最小化に最適のスイッ
チング信号を生成させることができる。

【００５０】請求項８記載の３相電圧形インバータのた
めのＰＷＭ装置は、外部から入力する指令相電圧を変調
用キャリア信号と比較することにより、３相電力を生成
するためのスイッチング用パルス信号に変換して、直流
電源を有する３相電圧形インバータに出力するものであ
って、制御周期毎にＵ、Ｖ、Ｗ各相の指令相電圧Ｖｕ、
Ｖｖ、Ｖｗに対して、少なくとも各制御周期間それぞれ
一定の縮退率α（０＜α≦１）及びバイアス値βで表さ
れる次式（１）を用いて、変調用キャリア信号の振幅を
超えないように線形信号処理を行なう手段と、該手段か
ら得られたＵ、Ｖ、Ｗ各相の中間相電圧信号Ｖｕｔ、Ｖ
ｖｔ、Ｖｗｔに変調用キャリア信号を用いることによっ
て、スイッチング用パルス信号を生成するＰＷＭ処理手
段とからなることを特徴とする。

【００５１】

【数１７】

【００５２】これにより、過大な指令相電圧が与えられ
た場合にも、これをＰＷＭ処理する前に線形信号処理手
段により線形処理することによって、請求項１記載の本
発明による離散時間形のＰＷＭ方法を比較的簡単に実現
することができる。

【００５３】請求項９記載のＰＷＭ装置は、上述した請
求項８の特徴点に加え、線形信号処理手段が、制御周期
毎に各指令相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗより３相線間電圧の
最大絶対値を求める手段と、該手段により求められた線
間電圧最大絶対値と直流電源の電圧値とを比較して縮退
率αを決定する手段と、縮退率αを各指令相電圧に乗じ
てＵ、Ｖ、Ｗ各相の縮退相電圧を生成する手段とからな
り、各縮退相電圧を中間相電圧信号としてＰＷＭ処理手
段に出力することを特徴とする。

【００５４】これにより、過大な指令相電圧が与えられ
た場合にも、縮退と変調の信号処理の終始において線形
性が保存されることになる。この結果、モータ駆動に使
用される場合には、モータにとって好ましくないスイッ
チング用パルス信号の発生がなくなり、脈動回転、異音
の発生、更にはモータの損傷等が抑制することができ
る。

【００５５】請求項１０記載のＰＷＭ装置は、線形信号
処理手段が制御周期毎にバイアス値βを決定するための
手段を更に有することを特徴とする。更に、請求項１１
記載のＰＷＭ装置は、このバイアス値決定手段が、制御
周期毎に各縮退相電圧に対し加算すべき一定のバイアス
値Ｖｂ＝βを決定する手段からなり、線形信号処理手段
が、このバイアス値Ｖｂを各縮退相電圧に加算して縮退
バイアス相電圧を生成する手段を更に有し、その各縮退
バイアス相電圧を中間相電圧信号としてＰＷＭ処理手段
に出力することを特徴とする。

【００５６】また、請求項１２記載のＰＷＭ装置は、線
形信号処理手段が、制御周期毎に各指令相電圧に対し加
算すべき一定のバイアス値Ｖｂ＝β／αを決定する手段
と、これにより決定されたバイアス値Ｖｂを各指令相電
圧に加算してバイアス相電圧を生成する手段と、制御周
期毎に各指令相電圧または各バイアス相電圧より３相線
間電圧の最大絶対値を求める手段と、これにより求めら
れた線間電圧最大絶対値と直流電源の電圧値を比較して
縮退率αを決定する手段と、この縮退率αを各バイアス
相電圧に乗じてＵ、Ｖ、Ｗ各相の縮退バイアス相電圧を
生成する手段とからなり、各縮退バイアス相電圧を中間
相電圧信号としてＰＷＭ処理手段に出力することを特徴
とする。

【００５７】これら請求項１０乃至請求項１２のように
構成することによって、制御周期毎に線形な縮退処理と
線形なバイアス処理とを適当に組み合わせて実行するこ
とができ、これにより指令相電圧が過大な場合にも、線
形性を維持しつつ電源電圧利用効率１００％を達成し、
かつスイッチングロスの少ない最適のスイッチング用パ
ルス信号を生成することができる。

【００５８】或る実施例では、上述した各請求項のＰＷ
Ｍ装置において、前記中間相電圧信号に応じて制御周期
毎にキャリア信号の形状を制御する手段を有する。

【００５９】これにより、指令相電圧の状態に応じて適
当に周波数、位相を制御した三角波、鋸波等の直線状に
変化する波形の信号をキャリア信号に用いることがで
き、スイッチング状態の遷移に必要なスイッチング回数
を最小にすることができる。

【００６０】また、請求項１３記載のＰＷＭ装置は、上
述した各請求項のＰＷＭ装置において、少なくとも線形
信号処理手段をＩＣ化したことを特徴とする。

【００６１】これにより、ＰＷＭ装置をシステムにコン
パクト、かつ容易に、更には高い信頼性を付与した形で
組み込めるという作用が得られる。

【００６２】更に、請求項１４記載のＰＷＭ装置は、外
部から入力する情報に従って各指令相電圧を生成し、線
形信号処理手段に出力する制御部を一体的にＩＣ化した
ことを特徴とする。

【００６３】これにより、本発明によるＰＷＭ装置を用
いた離散時間形のＰＷＭ制御システムのソフトウェア化
を図ることができ、より一層コンパクトかつ安価でコス
トパフォーマンスに優れた信頼性の高いシステムを構築
することができる。

【００６４】

【実施例】以下に本発明の好適な実施例について添付図
面を参照しつつ詳細に説明する。尚、添付図面におい
て、同一または類似の構成要素については同じ参照符号
を付して表すものとする。

【００６５】図３は、３相負荷として誘導モータの駆動
を制御するための本発明によるＰＷＭ制御システムの構
成を概略的に示している。本実施例において、直流電源
１は商用交流電源をコンバータで整流したものを使用
し、インバータ２を介して誘導モータである３相交流モ
ータ３に接続されている。インバータ２には、図１５に
関連して説明した従来のＰＷＭ制御システムと同様に、
インバータ２へのスイッチング信号を生成するＰＷＭ装
置４が接続され、かつＰＷＭ装置４には、誘導モータの
駆動制御用の制御器５が接続されている。本実施例で
は、誘導モータをベクトル制御によりトルク制御するも
のとし、制御指令として励磁電流指令とトルク電流指令
とを制御器５に入力する。誘導モータのベクトル制御で
は、モータの回転速度情報及び電流情報が必要とされる
が、これらはモータ３に取り付けた速度センサ６、電流
計７等の各センサを介して制御器５に入力される。制御
器５は、これらの指令及び情報に基づいて３相の指令相
電圧をＰＷＭ装置４へ出力する。また、ＰＷＭ装置４に
は、直流電源１から電圧情報が入力される。

【００６６】図４は、本発明によるＰＷＭ装置４の好適
な実施例の構成を示しており、制御器５側の前段処理部
８とインバータ２側の後段処理部９とから構成される。
前段処理部８は、制御器５から受け取った指令相電圧に
対し、その制御周期毎に本発明による縮退、バイアスと
いう所要の線形信号処理を実行し、中間相電圧信号Ｖｕ
ｔ、Ｖｖｔ、Ｖｗｔとして後段処理部９に出力する。後
段処理部９は、前段処理部８から受け取った前記中間相
電圧信号に対して、ピーク間の振幅を直流電源電圧値と
する三角波等の直線的に変化するキャリア信号を用いて
ＰＷＭ処理を行い、パルス状のスイッチング信号を生成
してインバータ２へ出力する。

【００６７】図５は、前段処理部８において本発明によ
る縮退処理を実行する場合の過程をフロー図で示してい
る。先ず、ステップＦａ１では、制御器５から制御周期
毎に指令相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを受け取り、次の式
（１６）を満足する３相線間電圧の最大絶対値Ｅｍａｘ
を求める。

【００６８】

【数１８】

【００６９】次にステップＦａ２では、インバータ２の
直流電圧値Ｅと線間電圧最大絶対値Ｅｍａｘを比較し
て、縮退率αを決定する。縮退率αは、例えば次の式
（１７）の条件に従って決定することができる。

【００７０】

【数１９】

【００７１】ステップＦａ３では、各指令相電圧にステ
ップＦａ２で決定した縮退率αを乗じて、縮退相電圧α
Ｖｕ、αＶｖ、αＶｗを生成する。各縮退相電圧は、前
記中間相電圧信号として後段処理部９へ送られる。これ
らの処理は制御周期毎に繰り返し行われる。

【００７２】図６は、図５に示した縮退処理を実現する
ための前段処理部８の構成を具体的に示すブロック図で
ある。前段処理部８は、制御周期毎に制御器５から指令
相電圧を受け取り、３相線間電圧の最大絶対値Ｅｍａｘ
を決定する手段１０と、手段１０から入力するＥｍａｘ
に加えて直流電源１の電圧情報Ｅを受け取り、例えば式
（１７）に従って縮退率αを決定する手段１１と、制御
器５からの各指令相電圧に手段１１から入力する縮退率
を乗じて縮退相電圧を発生する乗算手段１２とを有す
る。

【００７３】このように前段処理部８に於いて各指令相
電圧に縮退処理を行ない、それにより得られた縮退相電
圧を新たな指令電圧とすることにより常に線形性が維持
されるので、ＰＷＭにより３相交流モータ３を駆動する
際に最適のスイッチング信号が得られる。従って、過大
な指令相電圧に対しても、モータ３の脈動回転や異音の
発生、損傷等を防止することができる。

【００７４】本発明によれば、上述した縮退処理に加え
て、各指令相電圧に同一の値を加えるバイアス処理を組
み合わせることによって、電圧利用効率の向上を図り、
スイッチングロスを少なくすることができる。図７は、
前段処理部８の別の実施例により、このような縮退及び
バイアス両処理を実行する場合の過程をフロー図で示し
ている。

【００７５】本実施例では、図５の実施例と同様に、最
初に式（１６）を満足するように３相線間電圧の最大絶
対値Ｅｍａｘを決定し（ステップＦｂ１）、次にこれと
インバータの直流電圧Ｅとを比較して縮退率αを決定す
る（ステップＦｂ２）。本実施例では、縮退率αは、バ
イアス処理が付加されることを考慮して、例えば次式の
条件に従って決定すればよい。

【００７６】

【数２０】

【００７７】次のステップＦｂ３では、各指令相電圧に
ステップＦｂ２で決定した縮退率αを乗じ、縮退相電圧
αＶｕ、αＶｖ、αＶｗを生成する。ステップＦｂ４で
は、前記縮退相電圧に基づいて、それに加えるべきバイ
アス値Ｖｂを決定する。バイアス値Ｖｂの決定には、例
えば前記縮退相電圧の最小値と直流電圧値Ｅとを利用し
た式（２）を、または前記縮退相電圧の最大値と直流電
圧値Ｅを利用した式（３）を用いることができる。ま
た、縮退相電圧の中間値Ｖａｍｉｄを利用した次式によ
りバイアス値Ｖｂを決定することもできる。

【００７８】

【数２１】

【００７９】最後にステップＦｂ５において、ステップ
Ｆｂ３で生成した前記各縮退相電圧にステップＦｂ４で
決定したバイアス値Ｖｂを加算して、縮退バイアス相電
圧Ｖｕａｂ、Ｖｖａｂ、Ｖｗａｂを生成し、後段処理部
９へ出力する。これらの処理は、上記各実施例と同様に
制御周期毎に繰り返し実行する。

【００８０】図８は、図７に示した縮退及びバイアス両
処理を実行する前段処理部８を実現するための構成を示
すブロック図である。本実施例の前段処理部８は、図６
の実施例と同様にＥｍａｘ決定手段１０と縮退率決定手
段１１とを有し、縮退率決定手段１１から出力された縮
退率αは、縮退バイアス相電圧生成手段１６へ送られ
る。縮退バイアス相電圧生成手段１６には、乗算手段１
２と加算手段１４とが接続されている。乗算手段１２
は、縮退率αを各指令相電圧に乗じて縮退相電圧を生成
し、これらを加算手段１４及びバイアス決定手段１７に
出力する。バイアス決定手段１７は、乗算手段１２から
受け取った各縮退相電圧に一様に加算すべき一定のバイ
アス値Ｖｂを、例えば上記式（２）または式（３）に従
って生成する。バイアス値Ｖｂは、加算手段１４に出力
され、そこで乗算手段１２からの各縮退相電圧に加算さ
れて、縮退バイアス相電圧Ｖｕab、Ｖｖab、Ｖｗabとし
て出力される。

【００８１】図９（ａ）（ｂ）は、それぞれ前段処理部
８の更に別の実施例であって、本発明による縮退及びバ
イアスの両処理を実行する場合の過程をそれぞれフロー
図で示している。図９（ａ）の実施例では、図５の実施
例と同様にステップＦｃ１において、制御周期毎に制御
器５から指令相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを受け取り、３相
線間電圧の最大絶対値Ｅｍａｘを求める。次にステップ
Ｆｃ２では、インバータ２の直流電圧Ｅと前記線間電圧
最大絶対値Ｅｍａｘとを比較して、縮退率αを決定す
る。

【００８２】ステップＦｃ３では、一定のバイアス値Ｖ
ｂを決定する。バイアス値Ｖｂの決定は、前記指令相電
圧に基づいて行なう。例えば、前記指令相電圧の最大値
または最小値と直流電圧値Ｅとを利用した次の式（２
０）、または（２１）を用いて行えばよい。また、前記
指令相電圧の中間値を利用することもできる。

【００８３】

【数２２】

【００８４】次のステップＦｃ４では、式（１５）に従
って、ステップＦｃ３で決定したバイアス値Ｖｂを各指
令相電圧に加算し、バイアス相電圧Ｖｕｂ，Ｖｖｂ，Ｖ
ｗｂを生成する。更にステップＦｃ５では、ステップＦ
ｃ４で生成したバイアス相電圧にステップＦｃ２で決定
した縮退率αを式（１４）に従って乗じることにより、
縮退バイアス相電圧Ｖｕａｂ，Ｖｖａｂ，Ｖｗａｂを生
成する。生成した縮退バイアス相電圧は、前記中間相電
圧信号として後段処理部９に送られて処理される。これ
ら一連の処理は繰り返し実行される。

【００８５】図９（ｂ）の実施例は、図９（ａ）の実施
例と同様に、前段処理部８において制御周期毎に縮退及
びバイアスの両処理を実行するが、処理手順が僅かに相
違する。この変形実施例では、図９（ｂ）のフロー図か
ら分かるように、ステップＦｄ１でバイアス値Ｖｂを決
定し、ステップＦｄ２でバイアス相電圧を生成した後
に、ステップＦｄ３で線間電圧最大絶対値Ｅｍａｘを決
定し、次に縮退率αを決定し（ステップＦｄ４）、これ
を前記バイアス相電圧に乗算することによって、縮退バ
イアス相電圧を生成する（ステップＦｄ５）。縮退率α
は、図９（ａ）の実施例と同様に、指令相電圧Ｖｕ，Ｖ
ｖ，Ｖｗから３相線間電圧の最大絶対値Ｅｍａｘを求
め、これとインバータ２の直流電圧Ｅとの比較により決
定することができ、また前記各バイアス相電圧から３相
線間電圧の最大絶対値Ｅｍａｘを求めてインバータ２の
直流電圧Ｅと比較しても、同じ値を得ることができる。

【００８６】図１０は、図９に示した縮退及びバイアス
両処理を実行する前段処理部８を実現するための構成を
示すブロック図である。本実施例の前段処理部８は、図
６及び図８の実施例と同様に制御周期毎に制御器５から
指令相電圧を受け取り、かつ３相線間電圧の最大絶対値
Ｅｍａｘを求める手段１０と、手段１０からの前記線間
電圧最大絶対値及び直流電源１の電圧情報を受け取り、
かつ縮退率αを決定する手段１１とを有する。縮退率α
は、例えば式（１８）に従って決定される。更に前段処
理部８には、図８の実施例と同様に、制御周期毎に制御
器５から指令相電圧を受け取りかつ縮退率決定手段１１
から縮退率αを入力し、加算すべき一定のバイアス値Ｖ
ｂを生成する手段１３が配設されている。

【００８７】バイアス値Ｖｂは、同様に例えば式（２
０）または（２１）に従って決定される。縮退率決定手
段１１及びバイアス生成手段１３は、図８と同様の加算
手段１４と乗算手段１２とで構成され、かつ縮退バイア
ス相電圧を生成する手段１５にそれぞれ接続されてい
る。加算手段１４は、元の指令相電圧にバイアス生成手
段１３で決定したバイアス値を加算してバイアス相電圧
を発生し、乗算手段１２は、縮退率決定手段１１で決定
した縮退率をバイアス相電圧に乗じ、生成された縮退バ
イアス相電圧を後段処理部９へ出力する。

【００８８】上記各実施例から分かるように、本発明の
ＰＷＭ装置４の前段処理部８における指令相電圧に対す
る線形信号処理は、次の式によって一般的な形で表すこ
とができる。そして本発明によれば、上述したように制
御周期毎に縮退処理とバイアス処理とを組み合わせて実
行することによって、指令相電圧が最大な場合には、線
形性を維持しつつ縮退相電圧の線間電圧の最大絶対値が
直流電源電圧Ｅの範囲内に納まるようにし、１００％の
電圧利用効率を達成しながら、同時に、スイッチングロ
スを解消することができる。

【００８９】

【数２３】

【００９０】図１１は、ＰＷＭ装置４における後段処理
部９の好適実施例の構成を示している。上述したように
様々な形で前段処理部８から入力する中間相電圧信号Ｖ
ｕｔ、Ｖｖｔ、Ｖｗｔは、信号正規化部１８において、
直流電源電圧値Ｅで除算され、かつ正規化されて、パル
ス信号生成部１９に送られる。このように正規化処理す
ることによって、パルス信号生成部１９における後の処
理が直流電源電圧の変動に対応し易くなる。キャリア信
号生成部２０は、外部からキャリア信号の周波数や信号
正規部１８から相信号等の情報を受け取り、ピーク間の
振幅が１に正規化された三角波、鋸波等の直線的に変化
するキャリア信号を生成し、パルス信号生成部１９へ出
力する。パルス信号生成部１９は、信号正規化部１８か
ら入力した３つの相信号とキャリア信号生成部からのキ
ャリア信号とを比較し、スイッチング用のパルス信号ｕ
ｐ、ｕｎ、ｖｐ、ｖｎ、ｗｐ、ｗｎを生成する。前記相
信号とキャリア信号とは、共に同一の直流電源電圧値Ｅ
で正規化されているので、正規化処理をしない場合と同
一のパルス信号を得ることができる。

【００９１】このように本実施例では、キャリア信号生
成部２０が、信号正規化部１８から入力する相電圧信号
に基づいてキャリア信号の基本形状を、例えば三角波ま
たは鋸波のように決定し、かつ後段処理部９外部からの
情報に基づいてキャリア信号の周波数を決定する。更に
キャリア信号の位相を、例えば三角波であれば制御周期
毎に上向き凸または下向き凸としたり、鋸波であれば下
降形または上昇形を選択することができる。このよう
に、制御周期毎に変調信号に応じてキャリア信号の形状
を制御することによって、最適のパルス信号が得られ、
１００％の電圧利用効率を達成しながらスイッチングロ
スを最小化した高度なＰＷＭ処理を実現することができ
る。

【００９２】また、別の実施例では、キャリア信号生成
部２０が、上述したキャリア信号の生成に必要な全ての
情報を外部から受け取るようにすることができ、その場
合にも同様の作用効果が得られる。更に、キャリア信号
として三角波信号のみを使用する場合には、最終的に得
られるパルス信号の最適性は多少損われるが、キャリア
信号生成部の構成を簡単にすることができ、コストを低
減できる利点がある。この場合にも、上述した本発明の
本質的な作用効果に何ら影響を与えないことは、言うま
でもない。

【００９３】一般に、前記パルス信号には、インバータ
２の各スイッチング素子のターンオン、ターンオフ特性
を考慮して短絡防止期間が設定される。これには公知の
様々な方法を用いることができ、例えば図９では、参考
までに破線で示すベクトル信号線２１によって、かかる
処理に必要な信号をパルス信号生成部１９に入力させて
いる。

【００９４】上記各実施例では、図１１に示すような信
号正規化部１８を後段処理部９側に配置したが、別の実
施例では、信号正規化部を前段処理部８側に配置するこ
とができる。即ち、前段処理部８は、縮退処理と正規化
処理を同時に実行することが可能であり、それによって
処理効率を向上させることができる。この場合、例えば
図５、図６の実施例に関しては、縮退率αを次の式のよ
うに選定すればよい。

【００９５】

【数２４】

【００９６】また、図７乃至図１０の実施例に関して
は、縮退率αを次の式のように選定することができる。

【００９７】

【数２５】

【００９８】上述したＰＷＭ装置４は、それ全体を１個
のＩＣで実現することができる。図１２には、このよう
なＩＣの好適な実施例の構成が概略的に示されている。
同図において、ＩＣ２２は、前記ＰＷＭ装置に対応する
ＰＷＭ部２３と、そのインタフェース部２４とから構成
される。インタフェース部２４は、ＰＷＭ装置のＩＣ化
に伴ってＰＷＭ部２３に必要な信号を送信するために付
加されたものであり、外部とのインタフェース２５と、
該インタフェースを介して入力する前記信号を一時的に
保存するためのレジスタ２６、２７とを有する。レジス
タ２６は、指令相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを、レジスタ２
７は、前記指令相電圧以外の直流電圧値等の情報を保存
する。これらの信号はＰＷＭ部２３に出力され、ＰＷＭ
部２３は６個のスイッチング用パルス信号としてインバ
ータ２に出力する。

【００９９】別の実施例では、例えば図３のＰＷＭ装置
４とインバータ２とを１個のＩＣで実現することができ
る。このようなＩＣの好適な実施例が、図１３に概略的
に示されている。本実施例のＩＣ２８は、図１２の実施
例と同様にＰＷＭ装置４に対応するＰＷＭ部２３と、そ
のインタフェース部２４と、インバータ２を部分的にＩ
Ｃ化したインバータ部２９とを有する。インバータ部２
９は、ＰＷＭ部２３とのインターフェース部３０と、ベ
ースアンプ部３１と、パワートランジスタ部３２とから
構成される。

【０１００】ＰＷＭ部２３から出力される６個のスイッ
チング信号は、高耐圧インターフェース部３０を経てベ
ースアンプ部３１に入力され、パワートランジスタ部３
２を構成するＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ等のパワートラン
ジスタを駆動するに足りるレベルに増幅された後、パワ
ートランジスタ部３２に出力される。パワートランジス
タ部３２は、前記ベースアンプ部から入力する信号に応
じてスイッチング動作を行い、直流電源１から供給され
る直流電力を交流電力に変換して、３相負荷３３に供給
する。

【０１０１】図１４は、本発明のＰＷＭ装置を１個のＩ
Ｃで実現した更に別の実施例を示している。本実施例の
ＩＣ３４には、例えば図３のＰＷＭ装置４に対応するＰ
ＷＭ部２３と、同じく制御器５に対応する制御部３５と
が搭載されている。更にＩＣ３４には、ＰＷＭ装置のＩ
Ｃ化に対応して、外部から必要な各種情報を入力して前
記ＰＷＭ部及び制御部に供給すると共に、制御部３５か
ら前記情報の一部を外部へ出力するために、インターフ
ェース部３６が設けられている。

【０１０２】以上、本発明のＰＷＭ制御方法及び装置に
ついて、好適な実施例を用いて詳細に説明したが、当業
者に明らかなように、本発明は上記実施例に限定される
ものでなく、その技術的範囲内において様々に変形・変
更を加えて実施することができる。

【０１０３】

【発明の効果】本発明は、以上のように構成されている
ので、以下に記載するような顕著な効果を奏する。

【０１０４】本発明の３相電圧形インバータのためのＰ
ＷＭ方法によれば、インバータへのスイッチング用パル
ス信号を生成するべく指令相電圧をＰＷＭ処理する前
に、制御周期毎に所定の離散時間形の線形信号処理を行
うことによって、直線的に変化する三角波、鋸波等のキ
ャリア信号を利用する従来のＰＷＭ方法の簡単性という
優れた特長を活かしながら、指令相電圧がキャリア信号
のレベルを超える場合にも、線形性を損なうことなく無
理のないＰＷＭ処理を行うことができる。特にモータ駆
動等に利用される場合には、モータに不都合な挙動をさ
せたり損傷を生じる虞がなく、しかも、サーボ駆動モー
タ等の３相負荷に必要とされる任意の形状の指令相電圧
にも支障なく適用できると共に、電圧利用効率が理論的
に１００％でかつスイッチングロスの少ない最適のスイ
ッチング信号を発生することができる。即ち、本発明に
よれば、上述した従来技術の様々な問題点を解消し、処
理が極めて簡単で実用性・信頼性の高い３相電圧形イン
バータのためのＰＷＭ方法を実現することができる。

【０１０５】また、本発明のＰＷＭ装置によれば、複雑
な機器や設備を必要とすることなく比較的簡単な構成に
より、従来のＰＷＭ装置に僅かな変更を加えるだけで、
上述した本発明の離散時間形のＰＷＭ方法を実現するこ
とができ、既存の様々なシステムにも容易に組み込んで
使用することができる。特に本発明のＰＷＭ装置は、Ｉ
Ｃ化に適しており、それによりより高い信頼性を確保す
ることができ、かつより一層コンパクト化、低コスト化
を図ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明によるＰＷＭ処理において、各指令相電
圧が０の場合に生成されるスイッチング信号の１例を示
す波形図である。

【図２】本発明によるＰＷＭ処理において、制御周期毎
にキャリア信号の形状を制御する様子の１例を示す波形
図である。

【図３】本発明による離散時間形のＰＷＭ装置を用い
て、３相負荷として誘導モータを駆動制御するサーボ系
の構成を示すブロック図である。

【図４】図３のＰＷＭ装置の構成を示すブロック図であ
る。

【図５】ＰＷＭ装置の第１実施例による前段処理部にお
ける信号処理過程を示すフロー図である。

【図６】図５の第１実施例によるＰＷＭ装置の前段処理
部の構成を示すブロック図である。

【図７】ＰＷＭ装置の第２実施例による前段処理部にお
ける信号処理過程を示すフロー図である。

【図８】図７の第２実施例によるＰＷＭ装置の前段処理
部の構成を示すブロック図である。

【図９】図（ａ）、（ｂ）は、ＰＷＭ装置の第３実施例
による前段処理部における信号処理過程をそれぞれ示す
フロー図である。

【図１０】図９の第３実施例によるＰＷＭ装置の前段処
理部の構成を示すブロック図である。

【図１１】ＰＷＭ装置の後段処理部の構成を示すブロッ
ク図である。

【図１２】ＰＷＭ装置を搭載したＩＣの構成を示すブロ
ック図である。

【図１３】ＰＷＭ装置及びインバータを搭載したＩＣの
構成を示すブロック図である。

【図１４】ＰＷＭ装置及び制御器を搭載したＩＣの構成
を示すブロック図である。

【図１５】３相交流モータを駆動制御するための従来技
術による３相電圧形インバータ及びＰＷＭ装置からなる
システムの構成を示す回路図である。

【図１６】従来技術を用いてキャリア信号として三角波
信号との比較により、指令相電圧からスイッチング信号
を生成する様子を示す図である。

【図１７】従来技術により３相の指令相電圧をリミッタ
処理する場合を示す波形図である。

【図１８】従来の三角波比較形ＰＷＭにおいて、各指令
相電圧が０の場合のスイッチング信号の生成を示す波形
図である。

【符号の説明】

１ 直流電源 ２ インバータ ３ ３相交流モータ ４ ＰＷＭ装置 ５ 制御器 ６ 速度センサ ７ 電流計 ８ 前段処理部 ９ 後段処理部 １０ Ｅｍａｘ決定手段 １１ 縮退率決定手段 １２ 乗算手段 １３ バイアス生成手段 １４ 加算手段 １５ 縮退バイアス相電圧生成手段 １６ 縮退バイアス相電圧生成手段 １７ バイアス決定手段 １８ 信号正規化部 １９ パルス信号生成部 ２０ キャリア信号生成部 ２１ ベクトル信号線 ２２ ＩＣ ２３ ＰＷＭ部 ２４ インタフェース部 ２５ インタフェース ２６、２７ レジスタ ２８ ＩＣ ２９ インバータ部 ３０ インターフェース部 ３１ ベースアンプ部 ３２ パワートランジスタ部 ３３ ３相負荷 ３４ ＩＣ ３５ 制御部 ３６ インターフェース部

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Claims (14)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ３相電力を生成するために、指令相電圧
   を変調用キャリア信号との比較により、直流電源を有す
   る３相電圧形インバータのスイッチング用パルス信号に
   変換するＰＷＭ（パルス幅変調）方法であって、 制御周期毎にＵ、Ｖ、Ｗ各相の指令相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、
   Ｖｗより３相線間電圧の最大絶対値を求め、この線間電
   圧最大絶対値と前記直流電源の電圧値とを比較して、少
   なくとも各制御周期間一定の縮退率α（０＜α≦１）を
   決定し、前記各指令相電圧に対して、制御周期毎に前記
   縮退率αを乗じて縮退相電圧α・Ｖｕ、α・Ｖｖ、α・
   Ｖｗを生成することにより、前記変調用キャリア信号の
   振幅を超えないように線形信号処理を行い、その結果得
   られた前記各縮退相電圧をＵ、Ｖ、Ｗ各相の中間相電圧
   信号Ｖｕｔ、Ｖｖｔ、Ｖｗｔとしてこれらに対してピー
   ク間の振幅を前記直流電源電圧値と等しくした前記変調
   用キャリア信号を用いることによって、前記スイッチン
   グ用パルス信号を得るようにしたことを特徴とする３相
   電圧形インバータのためのＰＷＭ方法。
2. 【請求項２】 ３相電力を生成するために、指令相電圧
   を変調用キャリア信号との比較により、直流電源を有す
   る３相電圧形インバータのスイッチング用パルス信号に
   変換するＰＷＭ（パルス幅変調）方法であって、 制御周期毎にＵ、Ｖ、Ｗ各相の指令相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、
   Ｖｗに対して、少なくとも各制御周期間それぞれ一定の
   縮退率α（０＜α≦１）及びバイアス値βで表される次
   式（１）を用いて、前記変調用キャリア信号の振幅を超
   えないように線形信号処理を行い、その結果得られた
   Ｕ、Ｖ、Ｗ各相の中間相電圧信号Ｖｕｔ、Ｖｖｔ、Ｖｗ
   ｔに前記変調用キャリア信号を用いることによって、前
   記スイッチング用パルス信号を得るようにしたことを特
   徴とする３相電圧形インバータのためのＰＷＭ方法。 【数１】 Ｖut ＝ αＶu＋β （０＜α≦１） Ｖvt ＝ αＶv＋β （１） Ｖwt ＝ αＶw＋β
3. 【請求項３】 制御周期毎に前記各指令相電圧Ｖｕ、Ｖ
   ｖ、Ｖｗより３相線間電圧の最大絶対値を求め、この線
   間電圧最大絶対値と前記直流電源の電圧値とを比較して
   前記縮退率αを決定することを特徴とする請求項２記載
   の３相電圧形インバータのためのＰＷＭ方法。
4. 【請求項４】 前記縮退率αを前記各指令相電圧に乗じ
   て縮退相電圧α・Ｖｕ、α・Ｖｖ、α・Ｖｗを生成し、
   少なくとも各制御周期間一定のバイアス値Ｖｂ＝βを前
   記各縮退相電圧に加算して縮退バイアス相電圧Ｖｕab、
   Ｖｖab、Ｖｗabを生成し、これらを前記中間相電圧信号
   として、ピーク間の振幅を前記直流電源電圧値とする前
   記キャリア信号を用いることによって、前記スイッチン
   グ用パルス信号を得るようにしたことを特徴とする請求
   項２または請求項３記載の３相電圧形インバータのため
   のＰＷＭ方法。
5. 【請求項５】 前記バイアス値Ｖｂを前記縮退相電圧に
   基づいて決定することを特徴とする請求項４記載の３相
   電圧形インバータのためのＰＷＭ方法。
6. 【請求項６】 前記バイアス値Ｖｂを、前記縮退相電圧
   の最大値Ｖａｍａｘまたは最小値Ｖａｍｉｎと前記直流
   電源電圧値Ｅとにより表わされる次式（２）または
   （３）に基づいて決定することを特徴とする請求項４ま
   たは請求項５記載の３相電圧形インバータのためのＰＷ
   Ｍ方法。 【数２】Ｖb＝−Ｅ／２−Ｖａｍｉｎ （２） Ｖb＝Ｅ／２−Ｖａｍａｘ （３）
7. 【請求項７】 制御周期毎に、少なくとも各制御周期間
   一定のバイアス値Ｖｂ＝β／αを前記各指令相電圧に加
   算してバイアス相電圧Ｖｕｂ、Ｖｖｂ、Ｖｗｂを生成
   し、前記各指令相電圧または前記各バイアス相電圧より
   ３相線間電圧の最大絶対値を求め、この線間電圧最大絶
   対値と前記直流電源の電圧値とを比較して前記縮退率α
   を決定し、前記各バイアス相電圧に前記縮退率αを乗じ
   て縮退バイアス相電圧Ｖｕab、Ｖｖab、Ｖｗabを生成
   し、これらを前記中間相電圧信号として、ピーク間の振
   幅を前記直流電源電圧値とする前記キャリア信号を用い
   ることによって、前記スイッチング用パルス信号を得る
   ようにしたことを特徴とする請求項２記載の３相電圧形
   インバータのためのＰＷＭ方法。
8. 【請求項８】 ３相電力を生成するために、外部から入
   力する指令相電圧を変調用キャリア信号との比較により
   スイッチング用パルス信号に変換して、直流電源を有す
   る３相電圧形インバータに出力するＰＷＭ（パルス幅変
   調）装置であって、 制御周期毎にＵ、Ｖ、Ｗ各相の指令相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、
   Ｖｗに対して、少なくとも各制御周期間それぞれ一定の
   縮退率α（０＜α≦１）及びバイアス値βで表される次
   式（１）を用いて、前記変調用キャリア信号の振幅を超
   えないように線形信号処理を行なう手段と、 前記手段から得られたＵ、Ｖ、Ｗ各相の中間相電圧信号
   Ｖｕｔ、Ｖｖｔ、Ｖｗｔに前記変調用キャリア信号を用
   いることによって、前記スイッチング用パルス信号を生
   成するＰＷＭ処理手段とからなることを特徴とする３相
   電圧形インバータのためのＰＷＭ装置。 【数３】 Ｖut ＝ αＶu＋β （０＜α≦１） Ｖvt ＝ αＶv＋β （１） Ｖwt ＝ αＶw＋β
9. 【請求項９】 前記線形信号処理手段が、制御周期毎に
   前記各指令相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗより３相線間電圧の
   最大絶対値を求める手段と、前記手段により求められた
   線間電圧最大絶対値と前記直流電源の電圧値とを比較し
   て前記縮退率αを決定する手段と、前記縮退率αを前記
   各指令相電圧に乗じてＵ、Ｖ、Ｗ各相の縮退相電圧を生
   成する手段とからなり、前記各縮退相電圧を前記中間相
   電圧信号として前記ＰＷＭ処理手段に出力することを特
   徴とする請求項８記載の３相電圧形インバータのための
   ＰＷＭ装置。
10. 【請求項１０】 前記線形信号処理手段が、制御周期毎
    に前記バイアス値βを決定するための手段を更に有する
    ことを特徴とする請求項９記載の３相電圧形インバータ
    のためのＰＷＭ装置。
11. 【請求項１１】 前記バイアス値決定手段が、制御周期
    毎に前記各縮退相電圧に対し加算すべき一定のバイアス
    値Ｖｂ＝βを決定する手段からなり、前記線形信号処理
    手段が更に、決定された前記バイアス値Ｖｂを前記各縮
    退相電圧に加算して縮退バイアス相電圧を生成する手段
    からなり、前記各縮退バイアス相電圧を前記中間相電圧
    信号として前記ＰＷＭ処理手段に出力することを特徴と
    する請求項１０記載の３相電圧形インバータのためのＰ
    ＷＭ装置。
12. 【請求項１２】 前記線形信号処理手段が、制御周期毎
    に前記各指令相電圧に対し加算すべき一定のバイアス値
    Ｖｂ＝β／αを決定する手段と、これにより決定された
    前記バイアス値Ｖｂを前記各指令相電圧に加算してバイ
    アス相電圧を生成する手段と、制御周期毎に前記各指令
    相電圧または前記各バイアス相電圧より３相線間電圧の
    最大絶対値を求める手段と、これにより求められた線間
    電圧最大絶対値と前記直流電源の電圧値を比較して前記
    縮退率αを決定する手段と、前記縮退率αを前記各バイ
    アス相電圧に乗じてＵ、Ｖ、Ｗ各相の縮退バイアス相電
    圧を生成する手段とからなり、前記各縮退バイアス相電
    圧を前記中間相電圧信号として前記ＰＷＭ処理手段に出
    力することを特徴とする請求項８記載の３相電圧形イン
    バータのためのＰＷＭ装置。
13. 【請求項１３】 少なくとも前記線形信号処理手段をＩ
    Ｃ化したことを特徴とする請求項８乃至請求項１２のい
    ずれか記載の３相電圧形インバータのためのＰＷＭ装
    置。
14. 【請求項１４】 外部から入力する情報に従って前記各
    指令相電圧を生成し、前記線形信号処理手段に出力する
    制御部を一体的にＩＣ化したことを特徴とする請求項１
    ３記載の３相電圧形インバータのためのＰＷＭ装置。