JP2003134005A - 通信システムにおけるサブバンドのエコー位置決定とダブルトークの検出 - Google Patents
通信システムにおけるサブバンドのエコー位置決定とダブルトークの検出Info
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- JP2003134005A JP2003134005A JP2002291694A JP2002291694A JP2003134005A JP 2003134005 A JP2003134005 A JP 2003134005A JP 2002291694 A JP2002291694 A JP 2002291694A JP 2002291694 A JP2002291694 A JP 2002291694A JP 2003134005 A JP2003134005 A JP 2003134005A
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B3/00—Line transmission systems
- H04B3/02—Details
- H04B3/20—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
- H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Circuit For Audible Band Transducer (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 通信チャネルにおけるエコーキャンセラを、
非常に小さい計算量で制御する方法と装置を開示する。 【解決手段】 通信チャネルにおけるエコーキャンセラ
を制御する方法及び装置において、通信チャネルからの
入力信号がデシメータ１４、サブバンドフィルタ１６に
よりサブバンド化される。エコー位置決定器１２、ピー
ク検出器２０によりサブバンド内のエコー位置が識別さ
れてエコーキャンセラを制御するのに使用される。典型
的にはエコーキャンセラは適応形フィルタを持つフルバ
ンドエコーキャンセラであり、識別エコー位置はフィル
タ係数を制御するのに使用される。
非常に小さい計算量で制御する方法と装置を開示する。 【解決手段】 通信チャネルにおけるエコーキャンセラ
を制御する方法及び装置において、通信チャネルからの
入力信号がデシメータ１４、サブバンドフィルタ１６に
よりサブバンド化される。エコー位置決定器１２、ピー
ク検出器２０によりサブバンド内のエコー位置が識別さ
れてエコーキャンセラを制御するのに使用される。典型
的にはエコーキャンセラは適応形フィルタを持つフルバ
ンドエコーキャンセラであり、識別エコー位置はフィル
タ係数を制御するのに使用される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は通信の分野に関
し、特に通信システムにおけるエコー（反響）の位置を
決定するとともにダブルトーク（double-talk）を検出
する方法に関する。本発明の方法は、通信チャネル内の
最大３個までの個別のエコーを検出して追跡するために
使用され、計算量を追加せずにダブルトークを自動検出
する。これらの働きは、エコーキャンセラシステムに用
いる重要な機能である。
し、特に通信システムにおけるエコー（反響）の位置を
決定するとともにダブルトーク（double-talk）を検出
する方法に関する。本発明の方法は、通信チャネル内の
最大３個までの個別のエコーを検出して追跡するために
使用され、計算量を追加せずにダブルトークを自動検出
する。これらの働きは、エコーキャンセラシステムに用
いる重要な機能である。
【０００２】
【従来の技術】エコーは電話チャネルにおける深刻な問
題である。人が電話機に向かって話をすると、音声信号
が被呼者に届くが、この場合、信号の一部がエコーとし
て発呼者の電話機に戻ってくる。エコーの遅れがはっき
り判るようになると、この現象はその通話をしている人
達に非常に迷惑である。
題である。人が電話機に向かって話をすると、音声信号
が被呼者に届くが、この場合、信号の一部がエコーとし
て発呼者の電話機に戻ってくる。エコーの遅れがはっき
り判るようになると、この現象はその通話をしている人
達に非常に迷惑である。
【０００３】エコー消去は、たとえば、音声、データ伝
送およびビデオなど、電気通信に使用される各種信号を
再生するために広範囲に使用されてきた。エコー消去を
実行するための数学的アルゴリズムを探求することによ
って、計算量、費用および性能が様々ないくつかの異な
る方法が作られてきた。
送およびビデオなど、電気通信に使用される各種信号を
再生するために広範囲に使用されてきた。エコー消去を
実行するための数学的アルゴリズムを探求することによ
って、計算量、費用および性能が様々ないくつかの異な
る方法が作られてきた。
【０００４】エコー消去の従来の方法は、長さLの適応
形フィルタを使用することであり、ここでLは、エコー
の継続時間を若干延長するために必要なタップの数に等
しい。これについては、たとえば、S. Haykin、適応形
フィルタの理論（Adaptive Filter Theory）、Prentice
-Hall, Upper Saddle River, NJ (1996)を参照された
い。過去においては、64msまでのエコーを処理する能力
が標準であったが、128msが標準になりつつある。ビッ
トレートが１秒あたり8000サンプルの従来の電話では、
エコーのテール・キャパシティ（tail capacity）が64
msの場合、L = 512が必要であり、128 msの場合はL =10
24が必要である。
形フィルタを使用することであり、ここでLは、エコー
の継続時間を若干延長するために必要なタップの数に等
しい。これについては、たとえば、S. Haykin、適応形
フィルタの理論（Adaptive Filter Theory）、Prentice
-Hall, Upper Saddle River, NJ (1996)を参照された
い。過去においては、64msまでのエコーを処理する能力
が標準であったが、128msが標準になりつつある。ビッ
トレートが１秒あたり8000サンプルの従来の電話では、
エコーのテール・キャパシティ（tail capacity）が64
msの場合、L = 512が必要であり、128 msの場合はL =10
24が必要である。
【０００５】数百チャネル、あるいは数千チャネルのエ
コーでさえ消去することが可能な超高密度のエコー消去
部品を作りたいという要望は、設計者に大きな課題を提
供している。たとえば、T3回線の672チャネルにおける1
28 msのエコーを消去するために公知の最小自乗平均（L
east Mean Squares：LMS）アルゴリズムを使用すると、
少なくとも１秒あたり110億回の積和演算（multiply-ac
cumulates：MAC）計算が必要になる。
コーでさえ消去することが可能な超高密度のエコー消去
部品を作りたいという要望は、設計者に大きな課題を提
供している。たとえば、T3回線の672チャネルにおける1
28 msのエコーを消去するために公知の最小自乗平均（L
east Mean Squares：LMS）アルゴリズムを使用すると、
少なくとも１秒あたり110億回の積和演算（multiply-ac
cumulates：MAC）計算が必要になる。
【０００６】これは、１個のチップで実際かつ経済的に
実現できることを超越している。
実現できることを超越している。
【０００７】これを補うために、計算量が非常に小さい
エコー位置決定器（very low computation echo locato
rs：以下、小計算量エコー位置決定器と記す）を使用し
てLMSフィルタを支援することができる。エコー位置決
定器は、いつ走行（run）すべきかということと、更新
すべきタップをLMSフィルタに報知する。LMSフィルタ
は、チャネルのエコーパス（echo path）が変わるとき
に走行する必要があるだけである。たとえば、電話シス
テムの場合、普通これが発生するのは、呼の開始時点だ
けである。T3の例の場合、すべてのチャネルを同時に収
束（converge）する必要があることは到底ありそうにな
い。したがって、672個のLMSフィルタを用意することは
不要である。むしろ、各チャネルが小計算量エコー位置
決定器を備え、これらのエコー位置決定器が、必要に応
じてチャネルを収束するためにLMSフィルタの非常に小
さいプールを割り当てる。
エコー位置決定器（very low computation echo locato
rs：以下、小計算量エコー位置決定器と記す）を使用し
てLMSフィルタを支援することができる。エコー位置決
定器は、いつ走行（run）すべきかということと、更新
すべきタップをLMSフィルタに報知する。LMSフィルタ
は、チャネルのエコーパス（echo path）が変わるとき
に走行する必要があるだけである。たとえば、電話シス
テムの場合、普通これが発生するのは、呼の開始時点だ
けである。T3の例の場合、すべてのチャネルを同時に収
束（converge）する必要があることは到底ありそうにな
い。したがって、672個のLMSフィルタを用意することは
不要である。むしろ、各チャネルが小計算量エコー位置
決定器を備え、これらのエコー位置決定器が、必要に応
じてチャネルを収束するためにLMSフィルタの非常に小
さいプールを割り当てる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】小計算量エコー位置決
定器はサブバンド化（subbanding）を利用することが多
い。たとえば、M. VetterliおよびJ. Kovacevic、ウェ
ーブレットとサブバンド符号化（Wavelets and Subband
Coding）、Prentice-Hall, Upper Saddle River, NJ
(1995)を参照されたい。サブバンド化には、周波数範囲
を隔離する帯域通過フィルタを使用することが含まれ
る。この処理の後に、信号のサンプリングレートを小さ
くするダウンサンプリングが続いている。サブバンド化
された信号上でLMSを走行させ、非常に少ない計算量で
エコーを追跡することが可能である。
定器はサブバンド化（subbanding）を利用することが多
い。たとえば、M. VetterliおよびJ. Kovacevic、ウェ
ーブレットとサブバンド符号化（Wavelets and Subband
Coding）、Prentice-Hall, Upper Saddle River, NJ
(1995)を参照されたい。サブバンド化には、周波数範囲
を隔離する帯域通過フィルタを使用することが含まれ
る。この処理の後に、信号のサンプリングレートを小さ
くするダウンサンプリングが続いている。サブバンド化
された信号上でLMSを走行させ、非常に少ない計算量で
エコーを追跡することが可能である。
【０００９】ダブルトークは、すべてのエコーキャンセ
ラが直面するもう一つの課題である。ダブルトークの条
件は、エコーキャンセラの両側から信号が同時に伝送さ
れる場合に発生する。そのような状況では、エコーパス
の戻り（return echo path）信号、SIN（図１を参照）
は、エコー源から戻ってくるエコー信号と、ダブルトー
ク信号の双方を含む。ダブルトークは、LMSに基づくエ
コーキャンセラが正しいエコーパスに収束することを妨
害する。さらにダブルトークによって、あらかじめ収束
したエコーキャンセラが予測不能な状態に発散（diverg
e）してしまう。発散してしまうと、エコーキャンセラ
はもはやエコーを消去できなくなるので、正しい解（co
rrect solution）に再び収束（reconverge）しなければ
ならない。そのような挙動は容認できないことであり、
実際の装置では回避されるべきである。したがって、ダ
ブルトークを検出して発散（divergence）を防止するた
めに何らかの手段の必要性が存在する。
ラが直面するもう一つの課題である。ダブルトークの条
件は、エコーキャンセラの両側から信号が同時に伝送さ
れる場合に発生する。そのような状況では、エコーパス
の戻り（return echo path）信号、SIN（図１を参照）
は、エコー源から戻ってくるエコー信号と、ダブルトー
ク信号の双方を含む。ダブルトークは、LMSに基づくエ
コーキャンセラが正しいエコーパスに収束することを妨
害する。さらにダブルトークによって、あらかじめ収束
したエコーキャンセラが予測不能な状態に発散（diverg
e）してしまう。発散してしまうと、エコーキャンセラ
はもはやエコーを消去できなくなるので、正しい解（co
rrect solution）に再び収束（reconverge）しなければ
ならない。そのような挙動は容認できないことであり、
実際の装置では回避されるべきである。したがって、ダ
ブルトークを検出して発散（divergence）を防止するた
めに何らかの手段の必要性が存在する。
【００１０】フルバンド（fullband）方法およびサブバ
ンド方法を使用して、１つのエコー反射の長時間の遅延
（bulk delay）と継続時間（スパン）を推定するエコー
位置決定器は、PCT公報、第WO0105053号、件名「回線エ
コーの高速消去（Fast LineEcho Cancellation）」に既
に説明されている。この特許は、「エンハンス・モード
（enhanced mode）」で動作するフルバンド適応形フィ
ルタを使用してエコーを消去するために、その後にエコ
ー継続時間検出器（echo span detector）が続くバルク
遅延推定器（bulk delay estimator）を使用することを
提案している。エコー反射は、複数のサブバンド・フィ
ルタを使用して発見される。１つだけのエコー反射が発
見され消去できる。エコーパス内の複数の反射に対して
なにも準備されず、ダブルトークによる発散を防止する
方法は与えられていない。
ンド方法を使用して、１つのエコー反射の長時間の遅延
（bulk delay）と継続時間（スパン）を推定するエコー
位置決定器は、PCT公報、第WO0105053号、件名「回線エ
コーの高速消去（Fast LineEcho Cancellation）」に既
に説明されている。この特許は、「エンハンス・モード
（enhanced mode）」で動作するフルバンド適応形フィ
ルタを使用してエコーを消去するために、その後にエコ
ー継続時間検出器（echo span detector）が続くバルク
遅延推定器（bulk delay estimator）を使用することを
提案している。エコー反射は、複数のサブバンド・フィ
ルタを使用して発見される。１つだけのエコー反射が発
見され消去できる。エコーパス内の複数の反射に対して
なにも準備されず、ダブルトークによる発散を防止する
方法は与えられていない。
【００１１】
【課題を解決する手段】本発明による方法は、ダブルト
ークを検出するとともに、パスの変化を自動的に追跡す
ることができるが、これらの機能は強靱なエコーキャン
セラにきわめて重要である。
ークを検出するとともに、パスの変化を自動的に追跡す
ることができるが、これらの機能は強靱なエコーキャン
セラにきわめて重要である。
【００１２】本発明によれば、通信チャネルにおけるエ
コーキャンセラを制御する方法が提供される。この方法
には、通信チャネルからの入力信号をサブバンドにサブ
バンド化し、サブバンド化された信号上で操作してサブ
バンド内のエコーの位置を決定し、さらにサブバンド化
された信号のエコー位置を使用してエコーキャンセラを
制御する、ことが含まれる。
コーキャンセラを制御する方法が提供される。この方法
には、通信チャネルからの入力信号をサブバンドにサブ
バンド化し、サブバンド化された信号上で操作してサブ
バンド内のエコーの位置を決定し、さらにサブバンド化
された信号のエコー位置を使用してエコーキャンセラを
制御する、ことが含まれる。
【００１３】本発明は、いくつかの点で先行技術と違っ
ている。本発明の目的は、エコーの位置、ダブルトーク
およびパス変化に関する情報をエコーキャンセラに提供
することである。本発明が強調していることは、その技
術が既に公知になっているエコーを消去することではな
く、そのようなエコーキャンセラを制御することであ
る。エコー反射の位置が判ると、先行技術による反響消
去の方法を修正して、この情報を利用することができ
る。それらは、この情報が判らなかった場合に可能であ
ったよりも効率的にエコーを消去することができる。そ
れだけでなく、この情報は、１つのサブバンドを分析、
若しくは解析するだけで提供され、計算量を最小にする
とともに、チャネル密度を最大にする。
ている。本発明の目的は、エコーの位置、ダブルトーク
およびパス変化に関する情報をエコーキャンセラに提供
することである。本発明が強調していることは、その技
術が既に公知になっているエコーを消去することではな
く、そのようなエコーキャンセラを制御することであ
る。エコー反射の位置が判ると、先行技術による反響消
去の方法を修正して、この情報を利用することができ
る。それらは、この情報が判らなかった場合に可能であ
ったよりも効率的にエコーを消去することができる。そ
れだけでなく、この情報は、１つのサブバンドを分析、
若しくは解析するだけで提供され、計算量を最小にする
とともに、チャネル密度を最大にする。
【００１４】本発明の好適実施例では、入力信号は、サ
ブバンド・フィルタを経由してダウンサンプリングされ
る。次に正規化LMS（Normalized LMS：NLMS）アルゴリ
ズムがサブバンド化された信号上で走行し、サブバンド
内のエコーを消去する。次にピーク検出方法を使用して
エコーを追跡（トレース）するために、適応形フィルタ
のタップが解析される。３つまでの個別のエコー反射を
識別して追跡（トラック）することができる。このほ
か、タップの平均値は、エコーリターンロスの増加（ec
ho return loss enhancement：ERLE）と同じく、計算さ
れる。タップの平均値は、ダブルトークの存在を断言す
るために使用される。適応形フィルタがどれだけ多くの
エコーを消去しているか推定するERLEは、パス変化が発
生したか否かを示す。この情報のすべては、たとえば、
エコー位置決定器からフルバンドエコーキャンセラに送
られる。
ブバンド・フィルタを経由してダウンサンプリングされ
る。次に正規化LMS（Normalized LMS：NLMS）アルゴリ
ズムがサブバンド化された信号上で走行し、サブバンド
内のエコーを消去する。次にピーク検出方法を使用して
エコーを追跡（トレース）するために、適応形フィルタ
のタップが解析される。３つまでの個別のエコー反射を
識別して追跡（トラック）することができる。このほ
か、タップの平均値は、エコーリターンロスの増加（ec
ho return loss enhancement：ERLE）と同じく、計算さ
れる。タップの平均値は、ダブルトークの存在を断言す
るために使用される。適応形フィルタがどれだけ多くの
エコーを消去しているか推定するERLEは、パス変化が発
生したか否かを示す。この情報のすべては、たとえば、
エコー位置決定器からフルバンドエコーキャンセラに送
られる。
【００１５】本発明の方法は、最小計算量の負荷とし
て、サブバンドを１つ解析するだけで、同じエコーパス
内の多数のエコー反射位置を決定するとともに追跡する
ことができる。本発明の方法は、ダブルトークを自動的
に検出して、エコーキャンセラのような外部装置に上記
情報を報告することができる。
て、サブバンドを１つ解析するだけで、同じエコーパス
内の多数のエコー反射位置を決定するとともに追跡する
ことができる。本発明の方法は、ダブルトークを自動的
に検出して、エコーキャンセラのような外部装置に上記
情報を報告することができる。
【００１６】別の態様における本発明は、エコーキャン
セラコントローラを制御する装置を提供する。この装置
は、入力信号をサブバンドにサブバンド化するサブバン
ド化装置（subbander）、サブバンド内の信号を処理す
る適応形フィルタ、適応形フィルタのフィルタ係数から
エコーの位置を決定する検出器、前記サブバンド内の前
記エコーの位置を表す信号を出力する出力装置（outpu
t）を含む。
セラコントローラを制御する装置を提供する。この装置
は、入力信号をサブバンドにサブバンド化するサブバン
ド化装置（subbander）、サブバンド内の信号を処理す
る適応形フィルタ、適応形フィルタのフィルタ係数から
エコーの位置を決定する検出器、前記サブバンド内の前
記エコーの位置を表す信号を出力する出力装置（outpu
t）を含む。
【００１７】
【発明の実施の形態】以下、添付の図面を参照しつつ、
本発明を詳細に説明する。
本発明を詳細に説明する。
【００１８】エコー消去技術に共通して使用されるいく
つかの用語を定義することは、本発明を理解する場合に
役立つであろう。
つかの用語を定義することは、本発明を理解する場合に
役立つであろう。
【００１９】適応形フィルタとは、動作中にその係数を
変更することができるフィルタである。適応形フィルタ
は、たとえば、未知のエコーパスのような未知のパラメ
ータを推定するために使用される。
変更することができるフィルタである。適応形フィルタ
は、たとえば、未知のエコーパスのような未知のパラメ
ータを推定するために使用される。
【００２０】収束（convergence）とは、LMSフィルタが
エコーパスのモデルを正確に作り上げた場合に達成さ
れ、もはや有意な変化を実行していない条件である。収
束しているときは、LMSフィルタは最大量のエコーを消
去中である。
エコーパスのモデルを正確に作り上げた場合に達成さ
れ、もはや有意な変化を実行していない条件である。収
束しているときは、LMSフィルタは最大量のエコーを消
去中である。
【００２１】発散（Divergence）とは、LMSフィルタの
係数が実際のエコーパスから離れ、誤りを含むとともに
予測不能の解に移動するプロセスである。発散中は、消
去中のエコーの量が次第に小さくなる。
係数が実際のエコーパスから離れ、誤りを含むとともに
予測不能の解に移動するプロセスである。発散中は、消
去中のエコーの量が次第に小さくなる。
【００２２】ダブルトークとは、エコーキャンセラの両
側から信号が同時に伝送されている間に発生する条件の
ことである。
側から信号が同時に伝送されている間に発生する条件の
ことである。
【００２３】エコーパスとは、信号にエコーを与えるプ
ロセスの数学的記述である。
ロセスの数学的記述である。
【００２４】ERLつまりエコーリターンロスとは、信号
がエコーパスに沿ってROUTからSINに進むときに遭遇す
る損失である。
がエコーパスに沿ってROUTからSINに進むときに遭遇す
る損失である。
【００２５】ERLEつまりエコーリターンロスの増加（Ec
ho Return Loss Enhancement：ERLE）は、エコーキャン
セラの性能を測定するための一般的な方法である。この
測定は、エコー信号の量がSINからSOUTに小さくなった
ことを表す。
ho Return Loss Enhancement：ERLE）は、エコーキャン
セラの性能を測定するための一般的な方法である。この
測定は、エコー信号の量がSINからSOUTに小さくなった
ことを表す。
【００２６】ハイブリッドとは、電話回線で広く使用さ
れる２線回線と４線回線の間の多重化装置（2-to-4 wir
e multiplexing device）のことである。ハイブリッド
におけるインピーダンスの不整合は、エコーの一般的な
発生源である。
れる２線回線と４線回線の間の多重化装置（2-to-4 wir
e multiplexing device）のことである。ハイブリッド
におけるインピーダンスの不整合は、エコーの一般的な
発生源である。
【００２７】LMSアルゴリズムつまり最小自乗平均アル
ゴリズムは、一般的なフィルタリング手法である。
ゴリズムは、一般的なフィルタリング手法である。
【００２８】NLMSアルゴリズムつまり正規化最小自乗平
均アルゴリズムは、標準LMSの変形であり、このアルゴ
リズムでは、入力信号の電力の逆数によってタップの重
みの更新期間が増減する。
均アルゴリズムは、標準LMSの変形であり、このアルゴ
リズムでは、入力信号の電力の逆数によってタップの重
みの更新期間が増減する。
【００２９】サブバンド化とは、信号が帯域通過フィル
タを通過した後、ダウンサンプリングされるプロセスの
ことである。
タを通過した後、ダウンサンプリングされるプロセスの
ことである。
【００３０】本発明は、エコー消去用適応形フィルタを
制御する手段として、エコーの位置を決定し、ダブルト
ークおよびパス変化を検出することが統合されたユニッ
トに関する。このようなシステムは図１に示されてお
り、適応形フィルタ１０とエコー位置決定器１２を含
む。本技術に精通している当業者には、標準的であるが
エコー位置決定器ブロックが付属しているエコー消去回
路（echo cancellation topology）であることが判るで
あろう。
制御する手段として、エコーの位置を決定し、ダブルト
ークおよびパス変化を検出することが統合されたユニッ
トに関する。このようなシステムは図１に示されてお
り、適応形フィルタ１０とエコー位置決定器１２を含
む。本技術に精通している当業者には、標準的であるが
エコー位置決定器ブロックが付属しているエコー消去回
路（echo cancellation topology）であることが判るで
あろう。
【００３１】電話システムの場合、エコーパスはたいて
いゼロであるが、いろいろな位置（locations）におけ
る短いエコー反射が付随する。たいてい、これらの反射
は、信号パスに沿った各種地点で発生する２線・４線間
（2-to-4 wire）ハイブリッドのインピーダンス不整合
によって発生する。１個または２個の反射は珍しくない
が、３個の反射は非常にまれである。２個のハイブリッ
ドからの反射を含むエコーパスの例を図２に示す。
いゼロであるが、いろいろな位置（locations）におけ
る短いエコー反射が付随する。たいてい、これらの反射
は、信号パスに沿った各種地点で発生する２線・４線間
（2-to-4 wire）ハイブリッドのインピーダンス不整合
によって発生する。１個または２個の反射は珍しくない
が、３個の反射は非常にまれである。２個のハイブリッ
ドからの反射を含むエコーパスの例を図２に示す。
【００３２】エコーパスがまばらな（短時間の個別の反
射があるが、たいていはゼロである）ことは、エコーの
全長に亘って適応形フィルタを走行させることが非常に
無駄であることを意味している。タップの80 %から90 %
がゼロであるから、これらのタップを更新する必要が無
いことは珍しくない。エコー位置決定器１２は、どのタ
ップを更新すべきかということをフルバンド適応形フィ
ルタに指示することによって、不要な計算量を削減す
る。位置決定器１２は、フルバンド・フィルタよりもず
っと小さい計算量で走行する。
射があるが、たいていはゼロである）ことは、エコーの
全長に亘って適応形フィルタを走行させることが非常に
無駄であることを意味している。タップの80 %から90 %
がゼロであるから、これらのタップを更新する必要が無
いことは珍しくない。エコー位置決定器１２は、どのタ
ップを更新すべきかということをフルバンド適応形フィ
ルタに指示することによって、不要な計算量を削減す
る。位置決定器１２は、フルバンド・フィルタよりもず
っと小さい計算量で走行する。
【００３３】本発明の好適実施例が図３に示されてい
る。信号RINおよびSINはエコー位置決定器１２に入り、
デシメーター（decimators）１４でダウンサンプリング
され、サブバンド・フィルタ１６によって濾波される。
好適実施例の場合、サブバンド・フィルタは、96タップ
・シングルサイドFIRフィルタである。これらのサブバ
ンド・フィルタは、多相DFT法を使用して実現される。
これについては、たとえば、Qu Jin, Zhi-Quan (Tom) L
uo, Kon Max Wongによる、「信号分解用最適フィルタバ
ンクと適応形反響消去におけるその応用（Optimum Filt
er Banks for Signal Decomposition and Its Applicat
ion in Adaptive Echo Cancellation）」,IEEE季報、信
号処理、第44巻、1669-1679頁、July, 1996を参照され
たい。ここでこの論文に言及することにより、この論文
の開示内容を本願に組み入れることにする。この論文に
よれば、フィルタリングの前にダウンサンプリングを実
行することができるので、計算量を最小にすることがで
きる。サブバンド・フィルタは、ほぼ−25 dBでエイリ
アシング（aliasing）が発生する525 Hzと725 Hzの間の
正の周波数だけを通過させるように設計されている。K
= 32のダウンサンプリング・レートが使用される。
る。信号RINおよびSINはエコー位置決定器１２に入り、
デシメーター（decimators）１４でダウンサンプリング
され、サブバンド・フィルタ１６によって濾波される。
好適実施例の場合、サブバンド・フィルタは、96タップ
・シングルサイドFIRフィルタである。これらのサブバ
ンド・フィルタは、多相DFT法を使用して実現される。
これについては、たとえば、Qu Jin, Zhi-Quan (Tom) L
uo, Kon Max Wongによる、「信号分解用最適フィルタバ
ンクと適応形反響消去におけるその応用（Optimum Filt
er Banks for Signal Decomposition and Its Applicat
ion in Adaptive Echo Cancellation）」,IEEE季報、信
号処理、第44巻、1669-1679頁、July, 1996を参照され
たい。ここでこの論文に言及することにより、この論文
の開示内容を本願に組み入れることにする。この論文に
よれば、フィルタリングの前にダウンサンプリングを実
行することができるので、計算量を最小にすることがで
きる。サブバンド・フィルタは、ほぼ−25 dBでエイリ
アシング（aliasing）が発生する525 Hzと725 Hzの間の
正の周波数だけを通過させるように設計されている。K
= 32のダウンサンプリング・レートが使用される。
【００３４】RINからサブバンド化された信号は、サブ
バンド化されたNLMS適応形フィルタ１８に入る。最長12
8 msの遅延のあるエコーの位置を決定するためには、フ
ルバンド適応形フィルタに1024個のタップが必要であ
り、1024/K = 32であるから、サブバンド適応形フィル
タには32個のタップがある。サブバンド化すると、サブ
バンド化された領域におけるエコーの実効長が因子Kだ
け減少する。このエコーの長さの減小は、ダウンサンプ
リングによるビットレートの減少と対になって、計算量
を非常に小さくする。好適実施例におけるサブバンドNL
MSフィルタは、比較されるフルバンド・フィルタより32
2 = 1024倍小さい計算量を使用する。
バンド化されたNLMS適応形フィルタ１８に入る。最長12
8 msの遅延のあるエコーの位置を決定するためには、フ
ルバンド適応形フィルタに1024個のタップが必要であ
り、1024/K = 32であるから、サブバンド適応形フィル
タには32個のタップがある。サブバンド化すると、サブ
バンド化された領域におけるエコーの実効長が因子Kだ
け減少する。このエコーの長さの減小は、ダウンサンプ
リングによるビットレートの減少と対になって、計算量
を非常に小さくする。好適実施例におけるサブバンドNL
MSフィルタは、比較されるフルバンド・フィルタより32
2 = 1024倍小さい計算量を使用する。
【００３５】サブバンドNLMSフィルタ１８がエコーのレ
プリカを生成すると、このレプリカは、SINからくるサ
ブバンド化された信号から減算される。得られたエラー
信号はNLMSフィルタ１８のタップを更新するために使用
される。
プリカを生成すると、このレプリカは、SINからくるサ
ブバンド化された信号から減算される。得られたエラー
信号はNLMSフィルタ１８のタップを更新するために使用
される。
【００３６】NLMSフィルタからの３２個のタップは、ピ
ーク検出器ブロック２０に入る。このブロックは、フィ
ルタ係数の絶対値を解析して、エコー反射がどこに位置
するかを決定する。これを実行するためにはいくつかの
方法があるが、このプロセスの本質は、フィルタのプロ
フィールにおけるピークの位置を決定することである。
ピークは、反射が位置されるコーパスの領域（region
s）を指す。好適実施例におけるピーク検出器ブロック
は、３個までの反射の位置を見つけて追跡（トラック）
することができるが、ピークをいくつでも見つけるよう
に、このピーク検出器ブロックを改造することができ
る。プロセスの中で支援するために、係数の平均値が計
算される。この値より小さい係数は、すべてゼロに設定
される。この設定により、タップのノイズとエイリアシ
ングがピーク検出プロセスに影響することが防止され
る。
ーク検出器ブロック２０に入る。このブロックは、フィ
ルタ係数の絶対値を解析して、エコー反射がどこに位置
するかを決定する。これを実行するためにはいくつかの
方法があるが、このプロセスの本質は、フィルタのプロ
フィールにおけるピークの位置を決定することである。
ピークは、反射が位置されるコーパスの領域（region
s）を指す。好適実施例におけるピーク検出器ブロック
は、３個までの反射の位置を見つけて追跡（トラック）
することができるが、ピークをいくつでも見つけるよう
に、このピーク検出器ブロックを改造することができ
る。プロセスの中で支援するために、係数の平均値が計
算される。この値より小さい係数は、すべてゼロに設定
される。この設定により、タップのノイズとエイリアシ
ングがピーク検出プロセスに影響することが防止され
る。
【００３７】図４は、ピーク検出プロセスを示す。最上
部のグラフは、ハイブリッドが２個ある図２からのエコ
ーパスを示しており、１つは15 msのところにあり、も
う１つは90 msのところにある。中間のグラフは、この
エコーパスのサブバンド領域に収束した後のNLMSフィル
タの係数の絶対値を示している。実線はタップの平均値
を示す。最下部のグラフは、ピーク検出の結果を示す。
ゼロではない係数の２つの塊（clumps）は、サブバンド
化されたNLMSフィルタ係数を用いて位置発見に成功した
ハイブリッドを示している。各ピークの位置は、最上部
のグラフの反射と一致して一列に並んでいる。
部のグラフは、ハイブリッドが２個ある図２からのエコ
ーパスを示しており、１つは15 msのところにあり、も
う１つは90 msのところにある。中間のグラフは、この
エコーパスのサブバンド領域に収束した後のNLMSフィル
タの係数の絶対値を示している。実線はタップの平均値
を示す。最下部のグラフは、ピーク検出の結果を示す。
ゼロではない係数の２つの塊（clumps）は、サブバンド
化されたNLMSフィルタ係数を用いて位置発見に成功した
ハイブリッドを示している。各ピークの位置は、最上部
のグラフの反射と一致して一列に並んでいる。
【００３８】ダブルトークの検出のために、平均NLMSフ
ィルタ係数の平均値が使用される。この平均値は既にピ
ーク検出器によって計算されているので、平均値を得る
ための計算は不要である。エコーパスがまばらであるた
め、タップの平均値はゼロに近い。フィルタのタップの
大きな値はエコーに対応するので、２個から３個の大き
な係数があるのが普通である。残りの値はすべて小さい
はずである。図５に示すように、この状態が発生しない
唯一の時間はダブルトークの場合である。最上部のグラ
フはシングルトーク中のNLMS係数を示しており、それら
の係数を通る線として平均値が描かれている。最下部の
グラフは、ダブルトーク中の係数を示す。ダブルトーク
中は、ほとんどの係数が大きく、タップの平均値は非常
に大きい。
ィルタ係数の平均値が使用される。この平均値は既にピ
ーク検出器によって計算されているので、平均値を得る
ための計算は不要である。エコーパスがまばらであるた
め、タップの平均値はゼロに近い。フィルタのタップの
大きな値はエコーに対応するので、２個から３個の大き
な係数があるのが普通である。残りの値はすべて小さい
はずである。図５に示すように、この状態が発生しない
唯一の時間はダブルトークの場合である。最上部のグラ
フはシングルトーク中のNLMS係数を示しており、それら
の係数を通る線として平均値が描かれている。最下部の
グラフは、ダブルトーク中の係数を示す。ダブルトーク
中は、ほとんどの係数が大きく、タップの平均値は非常
に大きい。
【００３９】好適実施例においては、最大ピークとタッ
プの平均値との比率がとられている。この比率が小さけ
れば小さいほど、ダブルトークがより多く存在する。ダ
ブルトークのフラグ（図３のDT線）は、この比率がある
閾値より小さい場合に設定される。図５における最大ピ
ークとタップの平均値との比率は、シングルトークの場
合は約6:1であるが、ダブルトークの場合は2:1にすぎな
い。約3:1または4:1より小さい比率は、ダブルトークの
良好な指標である。
プの平均値との比率がとられている。この比率が小さけ
れば小さいほど、ダブルトークがより多く存在する。ダ
ブルトークのフラグ（図３のDT線）は、この比率がある
閾値より小さい場合に設定される。図５における最大ピ
ークとタップの平均値との比率は、シングルトークの場
合は約6:1であるが、ダブルトークの場合は2:1にすぎな
い。約3:1または4:1より小さい比率は、ダブルトークの
良好な指標である。
【００４０】パスの変化は２つの方法で追跡される。反
射の位置が変わると、NLMS係数のピークが移動する。こ
れは、実行が容易な１つのパス変化のチェックである。
パス変化（ΔPath）フラグは、ピークの位置が変わると
いつでも設定される。
射の位置が変わると、NLMS係数のピークが移動する。こ
れは、実行が容易な１つのパス変化のチェックである。
パス変化（ΔPath）フラグは、ピークの位置が変わると
いつでも設定される。
【００４１】処理がより困難な状況は、反射の位置が変
わらないが特性が変わる場合、すなわち、回線が異なる
ハイブリッドに切り替わる場合である。ピークは移動し
ないが、ERLEは劇的に低下する。実際、パスが変わると
きはいつでもERLEが低下する。ERLEは、SINとSOUTの比
率を計算することによって監視される。ERLEが急激に低
下する場合は、パス変化またはダブルトークのいずれか
を示す。ERLEが低下した場合にDTフラグが設定されない
場合は、パス変化フラグが設定される。
わらないが特性が変わる場合、すなわち、回線が異なる
ハイブリッドに切り替わる場合である。ピークは移動し
ないが、ERLEは劇的に低下する。実際、パスが変わると
きはいつでもERLEが低下する。ERLEは、SINとSOUTの比
率を計算することによって監視される。ERLEが急激に低
下する場合は、パス変化またはダブルトークのいずれか
を示す。ERLEが低下した場合にDTフラグが設定されない
場合は、パス変化フラグが設定される。
【００４２】本発明の説明中に、それぞれの好適実施例
が示されているが、いろいろな設計が存在することは勿
論である。
が示されているが、いろいろな設計が存在することは勿
論である。
【００４３】M. VetterliおよびJ. Kovacevic、ウェー
ブレットとサブバンド符号化（Wavelets and Subband C
oding）、Prentice-Hall, Upper Saddle River, NJ (19
95)、G. Strang およびT. Nguyen、ウェーブレットとフ
ィルタバンク（Wavelets andFilter Banks）、Addison
Wesley, Cambridge, MA (1996)およびP. P. Vaidyanath
an、マルチレート・システムとフィルタバンク（Multir
ate Systems and Filter Banks）、Prentice-Hall, Upp
er Saddle River, NJ (1993)は、多数の異なるサブバン
ド・フィルタの設計方法を例示しているが、それらの方
法のどれを使用しても良い。代替実施例は、IIRフィル
タ、ダブルサイド・フィルタ、縦続接続（cascaded）設
計または多段（multi-stage）設計インプリメンテーシ
ョン、ウェーブレットの分解、あるいは他のいくつかの
方法のいずれかを使用しても良い。
ブレットとサブバンド符号化（Wavelets and Subband C
oding）、Prentice-Hall, Upper Saddle River, NJ (19
95)、G. Strang およびT. Nguyen、ウェーブレットとフ
ィルタバンク（Wavelets andFilter Banks）、Addison
Wesley, Cambridge, MA (1996)およびP. P. Vaidyanath
an、マルチレート・システムとフィルタバンク（Multir
ate Systems and Filter Banks）、Prentice-Hall, Upp
er Saddle River, NJ (1993)は、多数の異なるサブバン
ド・フィルタの設計方法を例示しているが、それらの方
法のどれを使用しても良い。代替実施例は、IIRフィル
タ、ダブルサイド・フィルタ、縦続接続（cascaded）設
計または多段（multi-stage）設計インプリメンテーシ
ョン、ウェーブレットの分解、あるいは他のいくつかの
方法のいずれかを使用しても良い。
【００４４】S. Haykin、適応形フィルタの理論（Adapt
ive Filter Theory）、Prentice-Hall, Upper Saddle R
iver, NJ (1996)は、ここで使用できるいくつかの適応
形フィルタ・アルゴリズムを説明している。NLMSのほか
に、アフィン投影法（AffinProjection）、RLS法および
最小自乗法、さらにはそれらから派生した方法が存在す
る。
ive Filter Theory）、Prentice-Hall, Upper Saddle R
iver, NJ (1996)は、ここで使用できるいくつかの適応
形フィルタ・アルゴリズムを説明している。NLMSのほか
に、アフィン投影法（AffinProjection）、RLS法および
最小自乗法、さらにはそれらから派生した方法が存在す
る。
【００４５】エコーの位置、ダブルトークおよびパス変
化を検出するために使用される方法は、NLMSフィルタを
使用して得られた結果の特性を利用する。他の手法も確
かに可能である。たとえば、平均を上回るNLMSのタップ
の数を計数することによってダブルトークを検出するこ
とができる。図５に示すように、シングルトークの場合
は６個だけが平均値以上であるが、ダブルトーク中は１
５個が平均値以上である。
化を検出するために使用される方法は、NLMSフィルタを
使用して得られた結果の特性を利用する。他の手法も確
かに可能である。たとえば、平均を上回るNLMSのタップ
の数を計数することによってダブルトークを検出するこ
とができる。図５に示すように、シングルトークの場合
は６個だけが平均値以上であるが、ダブルトーク中は１
５個が平均値以上である。
【００４６】この説明の中で示された方法は、すべてを
網羅したリストではなく、検討済みまたはテスト済みの
方法だけである。特許請求の範囲に定義した本発明の趣
旨を逸脱することなく他の方法をつくり出すことができ
ることは、当業者には明らかである。
網羅したリストではなく、検討済みまたはテスト済みの
方法だけである。特許請求の範囲に定義した本発明の趣
旨を逸脱することなく他の方法をつくり出すことができ
ることは、当業者には明らかである。
【図１】LMS適応形フィルタを使用するエコーキャンセ
ラのブロック図である。
ラのブロック図である。
【図２】２個のハイブリッドがあるエコーパスを示す図
である。
である。
【図３】本発明の好適実施例によるエコー位置決定器ブ
ロックのブロック図である。
ロックのブロック図である。
【図４】サブバンドNLMSフィルタの一連の係数のグラフ
を示す図である。
を示す図である。
【図５】NLMSフィルタの係数でダブルトークの効果を示
す図である。
す図である。
１０ 適応形フィルタ
１２ エコー位置決定器
１４ デシメーター
１６ サブバンド・フィルタ
１８ サブバンドNLMSフィルタ
２０ ピーク検出器ブロック
２２ ダブルトーク検出器
Claims (25)
- 【請求項１】 通信チャネルにおけるエコーキャンセラ
を制御する方法であって、 通信チャネルからの入力信号をサブバンドにサブバンド
化し、 前記サブバンド化された信号上で操作して前記サブバン
ド内のエコーの位置を決定し、 前記サブバンド化された信号の前記エコーの位置を用い
て、前記エコーキャンセラを制御する、ことを含む方
法。 - 【請求項２】 請求項１に記載の方法において、前記サ
ブバンド化された信号内のエコーは、適応形フィルタに
よって処理され、前記エコーの位置は、前記適応形フィ
ルタの係数を分析することによって決定される前記方
法。 - 【請求項３】 請求項２に記載の方法において、前記適
応形フィルタは、前記入力信号から減算されるエコーの
レプリカを生成して、前記適応形フィルタの前記フィル
タ係数を更新する前記方法。 - 【請求項４】 請求項２に記載の方法において、前記係
数の絶対値が分析される前記方法。 - 【請求項５】 請求項４に記載の方法において、前記エ
コーの位置は、前記絶対値のピークから決定される前記
方法。 - 【請求項６】 請求項２から請求項５のいずれか１項に
記載の方法において、前記適応形フィルタは、NLMSフィ
ルタである前記方法。 - 【請求項７】 請求項２から請求項６のいずれか１項に
記載の方法において、前記エコーの位置は、適応形フィ
ルタを備えたフルバンドエコーキャンセラに送られて、
前記フルバンドエコーキャンセラの前記適応形フィルタ
の前記フィルタ係数の値を制御するために使用される前
記方法。 - 【請求項８】 請求項１から請求項７のいずれか１項に
記載の方法において、前記入力信号は、シングルサイド
・サブバンド・フィルタによりサブバンド化される前記
方法。 - 【請求項９】 請求項８に記載の方法において、前記シ
ングルサイド・サブバンド・フィルタは、FIRフィルタ
である前記方法。 - 【請求項１０】 請求項１に記載の方法において、前記
適応形フィルタの前記係数は、ダブルトークを検出する
ために分析される前記方法。 - 【請求項１１】 請求項１０に記載の方法において、前
記係数の平均値は、ダブルトークを検出するために分析
される前記方法。 - 【請求項１２】 請求項１１に記載の方法において、ダ
ブルトークは、フィルタ係数の最高ピーク値と平均値と
の比率を調べるとともに、前記比率が所定の閾値を超え
るときを決定することによって検出される前記方法。 - 【請求項１３】 請求項１０に記載の方法であって、前
記サブバンド内のエコーの位置の変化を検出することに
よって、パス変化を表示することをさらに含む前記方
法。 - 【請求項１４】 請求項１０に記載の方法であって、前
記サブバンド内のERLEの変化を検出することによって、
パス変化を表示することをさらに含む前記方法。 - 【請求項１５】 請求項１０から請求項１２のいずれか
１項に記載の方法において、前記サブバンド内の前記ダ
ブルトークの検出は、前記エコーキャンセラを制御する
ためにも使用される前記方法。 - 【請求項１６】 請求項１３または請求項１４に記載の
方法において、前記サブバンド内の前記パス変化の検出
は、前記エコーキャンセラを制御するためにも使用され
る前記方法。 - 【請求項１７】 エコーキャンセラ・コントローラを制
御する装置であって、 入力信号をサブバンドにサブバンド化するサブバンド化
装置と、 前記サブバンド内の信号を処理する適応形フィルタと、 前記適応形フィルタのフィルタ係数からエコーの位置を
決定する検出器と、 前記サブバンド内の前記エコーの位置を表す信号を出力
する出力装置と、を含む前記装置。 - 【請求項１８】 請求項１７に記載の装置において、前
記適応形フィルタはエコーのレプリカを生成し、減算器
が前記サブバンドから前記エコーのレプリカを減算して
前記適応形フィルタの前記フィルタ係数を更新する信号
を発生する前記装置。 - 【請求項１９】 請求項１７に記載の装置において、前
記適応形フィルタはNLMSフィルタである前記装置。 - 【請求項２０】 請求項１７に記載の装置であって、前
記適応形フィルタの前記フィルタ係数のピークから前記
エコーの前記位置を決定するピーク検出器をさらに含む
前記装置。 - 【請求項２１】 請求項１７に記載の装置であって、前
記適応形フィルタの前記フィルタ係数からダブルトーク
を検出するダブルトーク検出器をさらに含む前記装置。 - 【請求項２２】 請求項２１に記載の装置において、前
記ダブルトーク検出器は前記フィルタ係数のピーク値と
前記平均値を比較することによってダブルトークを検出
する前記装置。 - 【請求項２３】 請求項２２に記載の装置において、前
記ダブルトーク検出器はパス変化をさらに検出する前記
装置。 - 【請求項２４】 請求項２３に記載の装置において、前
記ダブルトーク検出器は、エコーの位置の変化を検出す
ることによってパス変化を検出する前記装置。 - 【請求項２５】 請求項２４に記載の装置において、前
記ダブルトーク検出器は、ERLEの変化を検出することに
よってパス変化を検出する前記装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| GB0120868A GB2379369B (en) | 2001-08-29 | 2001-08-29 | Subband echo location and double-talk detection in communication systems |
| GB0120868.5 | 2001-08-29 |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2007230414A Division JP4700663B2 (ja) | 2001-08-29 | 2007-09-05 | 通信システムにおけるサブバンドのエコー位置決定とダブルトークの検出 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003134005A true JP2003134005A (ja) | 2003-05-09 |
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ID=9921121
Family Applications (2)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002291694A Withdrawn JP2003134005A (ja) | 2001-08-29 | 2002-08-28 | 通信システムにおけるサブバンドのエコー位置決定とダブルトークの検出 |
| JP2007230414A Expired - Fee Related JP4700663B2 (ja) | 2001-08-29 | 2007-09-05 | 通信システムにおけるサブバンドのエコー位置決定とダブルトークの検出 |
Family Applications After (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2007230414A Expired - Fee Related JP4700663B2 (ja) | 2001-08-29 | 2007-09-05 | 通信システムにおけるサブバンドのエコー位置決定とダブルトークの検出 |
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|---|---|
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| CN (1) | CN1177455C (ja) |
| DE (1) | DE10240007B4 (ja) |
| FR (1) | FR2829323B1 (ja) |
| GB (1) | GB2379369B (ja) |
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| WO2006134730A1 (ja) * | 2005-06-15 | 2006-12-21 | Oki Electric Industry Co., Ltd. | エコーキャンセラ |
| JP2007189543A (ja) * | 2006-01-13 | 2007-07-26 | Oki Electric Ind Co Ltd | エコーキャンセラ |
| WO2007083349A1 (ja) * | 2006-01-17 | 2007-07-26 | Mitsubishi Electric Corporation | エコー消去装置 |
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| US7627111B2 (en) * | 2002-11-25 | 2009-12-01 | Intel Corporation | Noise matching for echo cancellers |
| US7471788B2 (en) * | 2002-11-25 | 2008-12-30 | Intel Corporation | Echo cancellers for sparse channels |
| US20040234067A1 (en) * | 2003-05-19 | 2004-11-25 | Acoustic Technologies, Inc. | Distributed VAD control system for telephone |
| JP4591685B2 (ja) * | 2004-03-31 | 2010-12-01 | ヤマハ株式会社 | ダブルトーク状態判定方法、エコーキャンセル方法、ダブルトーク状態判定装置、エコーキャンセル装置およびプログラム |
| CN1716798B (zh) * | 2004-07-02 | 2011-03-02 | 朗迅科技公司 | 通信网络中消除回波的方法 |
| GB2439988A (en) * | 2005-06-01 | 2008-01-16 | Tecteon Plc | Subband coefficient adaptor for adaptive filter |
| US8032098B2 (en) * | 2006-05-05 | 2011-10-04 | Samsung Electronics Co., Ltd. | MIMO receiver with pooled adaptive digital filtering |
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| ATE524807T1 (de) * | 2007-01-23 | 2011-09-15 | Siemens Ag Oesterreich | Verfahren zur identifikation von signalen gleichen ursprungs |
| GB2448201A (en) * | 2007-04-04 | 2008-10-08 | Zarlink Semiconductor Inc | Cancelling non-linear echo during full duplex communication in a hands free communication system. |
| GB2449720A (en) | 2007-05-31 | 2008-12-03 | Zarlink Semiconductor Inc | Detecting double talk conditions in a hands free communication system |
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| US8625776B2 (en) * | 2009-09-23 | 2014-01-07 | Polycom, Inc. | Detection and suppression of returned audio at near-end |
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| KR20170032603A (ko) * | 2015-09-15 | 2017-03-23 | 삼성전자주식회사 | 전자 장치, 그의 반향 신호 제거 방법 및 비일시적 컴퓨터 판독가능 기록매체 |
| US20230171346A1 (en) * | 2020-04-15 | 2023-06-01 | Hewlett-Packard Development Company, L.P. | Double talk detectors |
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