JPH04123606A - サブバンド型エコーキャンセラ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

［概要］ 通信システムで用いられるサブバンド型エコーキャンセ
ラに関し。 フィルタ次数を小さ（抑えつつ、送信信号の歪を低減し
、かつエコー抑圧量も実用上差し支えのないものとする
ことを目的とし。 受信信号を帯域信号に分割し間引き処理する第１の分割
間引き処理部と、送信信号を帯域信号に分割し間引き処
理する第２の分割間引き処理部と、第１．第２の分割間
引き処理部の各帯域信号から各帯域の擬似エコーを生成
するエコーキャンセラ群と、これら各帯域の擬似エコー
から合成擬似エコーを生成する第１の補間合成処理部と
、第２の分割間引き処理部の各帯域信号から合成送信信
号を生成する補間合成処理部と、送信信号を遅延させる
遅延部と９合成送信信号または遅延部の出力信号を選択
する選択部と１選択部の出力信号と合成擬似エコーから
残差信号を生成する減算部と、ダブルトーク状態を検出
する検出部を具備し、各帯域毎のエコーキャンセル動作
は複素信号領域で行い９選択部は検出部の検出時に該遅
延部の出力信号を、無検出時に第２の補間合成処理部の
出力信号を選択するように構成される。 ［産業上の利用分野Ｊ 本発明はテレビ／音声会議通信システム、音声会議通信
システム、あるいは長距離通信システムなどに使用され
るサブバンド型エコーキャンセラに関する。 衛星通信や海底ケーブル通信などの長距離通信システム
では９回線の２線４線変換部におけるハイブリッドトラ
ンスのミスマツチングにより送信信号が受信側に回り込
んで生じるエコーが通話品質を劣化させる。またテレビ
／音声会議通信システムや拡声電話機などではスピーカ
からの出力音が部屋の壁などで反射し、マイクロホンに
回り込むことによって生じるエコー音が快適な通話の支
障となる。 エコーキャンセラはこれらのエコーを消去する装置であ
るが、テレビ／音声会議システムなどでは、スピーカか
らマイクロホンに至る推定系のインパルス応答が非常に
長くなるため、直接構成による通常のＦＩＲ型エコーキ
ャンセラを用いたのでは、必要なタップ数が膨大となり
、実現するにあたって八−ドウエア規模が非常に大きく
なる。 この問題を解決するために、サブバンド型エコーキャン
セラがハードウェア規模を小さくできる装置として提案
されているが、このサブバンド型エコーキャンセラは一
般のエコーキャンセラよりもエコー消去後の通話品質が
劣るので、サブバンド型エコーキャンセラの性能の一層
の改善が必要とされている。 ［従来の技術］ 従来のサブバンド型エコーキャンセラの構成例が第１６
図に示される。この従来装置はテレビ／音声会議システ
ムなどに用いられる装置であり。 回線から受信された音声信号がスピーカ８から出力され
、一方、マイクロホン９から入力された音声信号が回線
側へ送出されるようになっている。 第１６図において、１０は分割間引き処理部であり、フ
ィルタバンク１０１と間引き部１０２で構成される。フ
ィルタバンク１０１はＱＭＦ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　
Ｍｉｌｌｅｒ　　Ｆｉｌｔｅｒ　）からなる帯域分割フ
ィルタであり、受信信号をＮ個のチャネルｃｈｌ〜ｃｈ
Ｎの帯域信号に分割する。この分割された各帯域信号は
間引き部１０２でｌ／Ｎに間引き処理（Ｎサンプル点か
ら１サンプル点の割合で信号を逐次に抽出していく処理
）され、その後にエコーキャンセラ群４０に入力される
。 ２０も分割間引き処理部であり９分割間引き処理部ＩＯ
と同じ構成となっており、フィルタバンク２０１と間引
き部２０１からなり９間引き部２０１で間引き処理され
たＮ個の帯域信号はエコーキャンセラ群４０にそれぞれ
入力される。 エコーキャンセラ群４０は各帯域毎にエコー消去動作を
行うためのエコーキャンセラの群からなる。例えばチャ
ネルｃｈｌのエコーキャンセラは９分割間引き処理部１
０からの帯域信号ｃｈｌに基づいて擬似エコーを発生す
る適応ディジタルフィルタ４０１■と１分割間引き処理
部２０がらの帯域信号ｃｈｌからこの擬似エコーを減じ
て残差信号（あるいは残留エコー）を生成する減算器４
０２■とからなり、この残差信号は適応ゲイジタルフィ
ルタ４０１■のタップ係数更新制御を行うために用いら
れると共に、補間合成回路３０に出力される。他のチャ
ネルｃｈ２〜ｃｈＮのエコーキャンセラも全く同じ構成
となっている。 補間合成処理部３０は補間部３０１と合成フィルタ３０
２からなり、補間部３０１は間引き部１０２．２０２で
ｌ／Ｎに間引き処理された各チャネル信号を元に戻す補
間処理（間引き処理された信号に対して零のサンプル信
号を１：Ｎ−１の割合で挿入していく処理）を行い１合
成フィルタ３０２は補間後の各帯域信号を加算合成して
元の送信信号を生成するものであり、この送信信号は回
線側へ送出される。 この従来装置における分割間引き処理部１０゜２０のフ
ィルタ特性の例が第１８図を参照して以下に説明される
。第１８図の［Ａ］に示される如（、入力信号は複素フ
ィルタからなるフィルタバンクによってチャネルｃｈｌ
からｃｈＮのＮ個の帯域信号に分割される。ここでｆｓ
はサンプリング周波数である。 この分割された各帯域信号は間引き部に入力されて間引
き処理される。この場合、奇数チャネルｃｈ１．ｃｈ３
．ｃｈ５・・・の間引き後のフィルタ特性は第１８図の
［Ｂ］に示されるようなものとなり、一方、偶数チャネ
ルｃｈ２．ｃｈ４゜ｃｈ６・・・の間引き後のフィルタ
特性は第１８図の［ＣＩに示されるようなものとなる。 第１８図の［Ｄ］は奇数チャネルの帯域信号の間引きフ
ィルタ通過後のリアルバートなとった信号、また第１８
図の［Ｅ］は偶数チャネルの帯域信号の間引きフィルタ
通過後のリアルバートをとった信号であり、これらは折
返し成分を含む信号となる。図中、在天−は信号の上側
帯波を、左矢−は信号の下側帯波それぞれ表しており、
下側帯波が折返し成分として現れることになる。間引き
部１０２，２０２からの出力信号としてはこの第１５図
の［Ｄ］、［Ｅ］のリアルバート部分の信号が用いられ
ており、エコーキャンセラ群４０はこのリアルバート部
分の信号に対して動作するものである。 奇数チャネルまたは偶数チャネルの何れにしても、１／
Ｎに間引きされることによって取り扱う情報量は各チャ
ネルでそれぞれ１／Ｎに削減されることになるので、後
段のエコーキャンセラはその分、タップ数を削減するこ
とができるようになる。 この従来装置の動作が以下に説明される。回線からの受
信信号は分割間引き処理部】Ｏに入力されて、Ｎ個のチ
ャネルの帯域信号ｃｈｉ〜ｃｈＮに分割されて間引き処
理され、これらの信号はエコーキャンセラ群４０に入力
されて、各適応ディジタルフィルタ４０１■〜４０１＠
で送信信号に回り込むエコー（スピーカ８からマイクロ
ホン９に回り込む音）の擬似エコーが生成される。この
擬似エコーは各チャネル毎に９分割間引き処理部２０で
分割間引き処理された送信信号の各帯域信号から減算器
４０１■〜４０１＠で減じられ、それにより各チャネル
の残差信号が求められる。 この各チャネルｃｈｌ〜ｃｈＮ毎の残差信号は１／Ｎ間
引きされた分が補間合成処理部３０の補間部３０１で元
通りに補間され、さらに合成フィルタ３０２で各チャネ
ルの残差信号が加算合成されて１元の全周波数帯域を持
つ残差信号が復元され、これが回線側に送出される。 このように、従来装置は、直接構成のＦＩＲ型エコーキ
ャンセラ装置と比較した場合、取り扱う信号のサンプリ
ング速度が９間引き後の信号ではＦＩＲ側エコーキャン
セラのｌ／Ｎになるため、信号処理量が全体として約１
／Ｎになり。 ハードウェア規模を削減することができるものである。 ところで、従来装置では、エコーキャンセラ群でのエコ
ー消去動作は１分割間引き処理部からの信号のリアルバ
ート成分に対して処理を行っている。このリアルバート
成分信号は、第１８図の［Ｄ］、［Ｅ］からも分かるよ
うに、折返し成分の存在によって各帯域信号間で重なり
合う部分が生じている。このような重なり部分が生じる
と。 補間合成処理部で合成後の残差信号において分割帯域間
のエラーが十分に抑圧できない。また帯域の分割数と信
号の間引き率が同じであることによっても各帯域間のギ
ャップでエコー抑圧量が劣化する。 第１７図はかかる分割帯域間のエラーの影響を説明する
ための従来装置における残差信号のスペクトルの例を示
す図であり、横軸が周波数、縦軸が信号レベルを表す。 この例は８帯域分割の場合のものであり１図中、実線（
イ）は残差信号のスペクトル特性であり９点線（ロ）は
エコー消去を行わない場合の送信信号のスペクトル特性
である。この第１７図からも分かるように、帯域信号間
の重なり部分の影響で各帯域の境目でエラー抑圧特性が
劣化している。 かかる問題は９例えば下記の文献。 ”Ｅｘｐｅｒｉａ＋ｅｎｔｓ　　ｗｉｔｈ　　５ｕｂ−
ｂａｎｄ　　ＡｃｏｕｓｔｉｃＥｃｈｏ　　Ｃａｎｃｅ
ｌｌｅｒｓ　　ｆｏｒ　　Ｔｅｌｅｃｏｎｆｅｒｅｎｃ
ｉｎｇ＾ｎｄｒｅ　　Ｇ１１ｌｏｒｉｅ著、ＩＣＡＳＳ
Ｐ’　８７゜４９．１２．１．ＰＰ、２１４１−２１４
４でも論じられている。 また従来装置では、補間合成処理部は、エコーキャンセ
ラ群から出力された各帯域の残留エコーに対して補間１
合成の処理を行っているが、この残留エコーは装置が正
常に動作していれば十分に小さくなるものであるから、
補間合成処理部が固定小数点演算を行うように構成され
ている場合には、かかる残留エコーに対してはダイナミ
ックレンジが十分にとれなくなり、このため演算精度の
影響でエコー抑圧特性が劣化するという問題がある。 さらに、従来装置では、マイクロホンから入力された送
信信号は１分割間引き処理部２０．エコーキャンセラ群
４０．補間合成処理部３０を経て回線に送出されるよう
になっているが、このような構成とした場合９次のよう
な問題が生じる。 すなわち９分割間引き処理部２０で分割間引き処理した
信号をそのまま補間合成処理部３０で補間合成して再び
元の信号とすると、理論的には元の信号がそのまま復元
されるはずであるが、この画処理の間にエコーキャンセ
ラ群４０が入ると。 エコーキャンセラ群４０の減算器４０２■〜４０２＠の
影響で残差信号に雑音が重畳され、エコー抑圧特性が劣
化する。 またエコーキャンセラ群４０による影響を考えない場合
でも９分割間引き処理および補間合成処理で使用する各
フィルタバンクの次数は有限の値であり、この次数を大
きくとれない場合にはフィルタバンクで信号にリップル
が生じ１合成後の送信信号のスペクトルが歪むという現
象が現れ、このこともエコー抑圧特性を劣化させる原因
となっている。 かかる従来装置の問題点を解決するために９本発明者等
は先に出願した特願平２−４０８０５号：発明の名称［
サブバンド型エコーキャンセラ」において、幾つかの形
態のサブバンド型エコーキャンセラを提案した。以下、
この提案した装置について説明する。 第７図にはこの提案されたサブバンド型エコーキャンセ
ラの一つの形態が示される。第７図において９回線側か
らの受信信号はスピーカ８に人力されると共に９分割間
引き処理部ｌに人力される。またマイクロホン９からの
送信信号は分割間引き処理部２．エコーキャンセラ群４
．補間合成処理部７を介して回線側へ送出される。 ここで分割間引き処理部ｌは、Ｎチャネル分割フィルタ
バンク１１と間引き部１２から構成されるものであって
、受信信号をフィルタバンク１１でＮチャネルの帯域信
号に分割した後に９間引き部１２で各帯域信号のサンプ
ル点を２／Ｎの２倍のオーバサンプルで間引き処理する
ものであるが９間引き部１２からの出力信号は、従来技
術のようなリアルバート成分だけのものではな（、複素
信号の形で出力されるようになっている。 同様に分割間引き処理部２も、Ｎチャネル分割フィルタ
２１と２倍のオーバサンプル型の間引き部２２から構成
され９間引き部２２からの出力信号は複素信号の形とな
っている。このように分割間引き処理部１．２は帯域分
割数Ｎの２倍でサンプルするオーバサンプル型となって
いる。 エコーキャンセラ群４も、従来技術で説明したと同様に
９分割間引き処理部１により受信信号を分割した各帯域
信号に基づいて各チャネル毎の擬似エコーを適応ディジ
クルフィルタ４１■〜４１＠で作成し、減算器４２■〜
４２＠でこの擬似エコーを９分割間引き処理部２により
送信信号を分割した各帯域信号から減じて各チャネル毎
の残差信号を得る機能を持つものであるが、従来技術と
の相違点として、このエコーキャンセラ群４は複素信号
領域で動作するものが使用されている。このエコーキャ
ンセラ群４の適応制御アルゴリズムとしては、直接構成
型のエコーキャンセラに適応できる複素領域でのアルゴ
リズムであるのならば、全て適応することができるもの
とし１例えば正規化複素ＬＭＳアルゴリズムを適用する
ことができる。 補間合成処理部７はエコーキャンセラ群４から出力され
る各チャネル毎の残差信号をそれぞれ補間した後に合成
する回路であり、補間部７１と合成フィルタ７２とで構
成されている。この補間合成処理部７としても、複素信
号を処理する回路が用いられている。 これら分割間引き処理部１．２と補間合成処理部７の構
成方法が以下に説明される。 第８図には、２／Ｎの間引き処理を行う場合について９
分割間引き処理部１または２のフィルタバンクおよび間
引き部のスペクトルの例が示される。第８図において、
［Ａ］には帯域分割複素フィルタ群のチャネル分割特性
が示され、

【Ｂ】には奇数チャネルｃｈｉ、ｃｈ３．ｃ
ｈ５・・・の間引き後のフィルタ特性が示され、

【Ｃ１
には偶数チャネルｃｈ２．ｃｈ４．ｃｈ６・・・の間引
き後のフィルタ特性が示される。 この第８図において、チャネルｃｈｉに対応するフィル
タの特性をＨ（ｚ）とし、ＺをＺ＝ｅｘｐ（ｊ　２πｆ
／　ｆｓ　） とおき、これを次式のように恒等分解する。 Ｈ（ｚ）　＝デー’　Ｚ−’Ｈ，（Ｚ”　）・・・（１
）ここでチャネルｃｈＬ（Ｌ＝２〜Ｎ）に対応するフィ
ルタの特性ＨＬ　（ｚ）は９式（１）におけるｆを。 ｆ− （Ｌ−１ ｆｓ ＺＮ で置き換えることにより得られ。 Ｈ、（Ｚ）　＝χ１ ｅｘｐ［ｊ２ｕ　（Ｌ−１）　ｉ／Ｎ］２−’Ｈ，（Ｚ
’１となる。 フィルタバンクへの人力信号をＸ　（２１と し。 とおくと。 チャネルｃｈＬに対応するフィルタの 出力Ｙｔｌｚ）は。 ＹＬ（ｚ）： ＋ｌ−Ｎ／”　　Ｉ　Ｚ−”Ｚ−’ＸＮ／２Ｇｍｉ２”
勺Ｈ，（ＺＮ）１・　・　・　（４） となる。 この出力ｙ、ｌｚ）に対して間引き処理を行う場合には
、ｍ＋ｉが一定になるようにすればよく。 式（４）に基づいてこれを実現する構成は、第９図に示
されるものとなる。 すなわち第９図に示される如く９分割間引き処理部１．
２のフィルタバンクおよび間引き部は。 伝達特性がそれぞれＨ８（Ｚ”　）〜Ｈ□、　　（ＺＮ
ｌのＮ個のポリフェーズフィルタ群１１１と、これらポ
リフェーズフィルタ群１１１からの出力が人力されるＮ
点Ｉ　Ｄ　Ｆ　Ｔ　（Ｉｎｖｅｒｓｅ　Ｄｉｓｃｒｅｔ
ｅＦｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ　：離散フーリ
エ逆変換）回路１２１とにより構成することができる。 同様にして、補間合成処理部７の補間部および合成フィ
ルタは、第１０図に示される如＜、Ｎ点Ｉ　ＤＦＴ回路
７１１と、伝達特性がそれぞれＧ。 （Ｚ”　）　〜Ｇ、、（ＺＮ）（７）Ｎ個のボ’）　７
　ニー　スフィルタ群７２１とで構成することができる
。 以上は２／Ｎ間引き処理をするときの分割間引き処理部
】、２および補間合成処理部７の構成を示したが１分割
間引き処理部１，２および補間合成処理部７の構成はこ
れに限られるものではなく１例えばｌ／Ｎ間引き処理を
するときには以下のように構成することができる。 すなわち、第１１図には、ｌ／Ｎの間引き処理を行う場
合について１分割間引き処理部１または２のフィルタバ
ンクおよび間引き部のスペクトルの例が示される。第１
１図において、【Ａ］には帯域分割複素フィルタ群のチ
ャネル分割特性が示され、［Ｂ］には奇数チャネルｃｈ
ｌ、ｃｈ３゜ｃｈ５・　・の間引き後のフィルタ特性が
示され、（Ｃ１には偶数チャネルｃｈ２．ｃｈ４゜ｃｈ
６・・・の間引き後のフィルタ特性が示される。 この第１１図において、チャネルｃｈｌに対応するフィ
ルタの特性をＨ（Ｚ）とし、Ｚを。 Ｚ＝ｅｘｐ　　（ｊ２ｘｆ／ｆｓ） とおき。 これを次式のように恒等分解する。 ｏｔｚ）＝Σ二！″Ｚ−’Ｈ，（Ｚ”）　　−ここでチ
ャネルｃｈＬ　（Ｌ＝２〜Ｎ）に対応するフィルタの特
性ＨＬ（Ｚ）は１式（５）におけるｆを。 ｆ　−（、Ｌ　−１）　ｆｓ　／２Ｎ で置き換えることにより得られ。 ＨＬ（Ｚ］＝×二二’ｅｘｐ［ｊ２π（Ｌ−１）ｉ／２
Ｎ］２’Ｈ，（２”） ・　・　・　（６） となる。フィルタバンクへの人力信号をＸ　（ｚ）とし
。 ｘ　（ｚ）　＝　Σ−２−”Ｌ　（２”）　＋２−”　
ｌ−２−”ＸＮ＋ｓ＋　（Ｚ”）・　・　・　（７） とおくと、チャネルｃｈＬに対応するフィルタの出力ｙ
ｔ、（ｚ）は。 ｙ　Ｌ（ｚ）　＝ Σｅｘｐ　［ｊ２ｉ　（Ｌ−１１ｉ／２Ｎ］　・Ｈ−２
−”Ｚ−’Ｘ、　（２２Ｎ）　ＩＩ＋　（２”）・　・
　・　（８） となる。 この出力ＹＬｌｚ）に対して間引き処理を行う場合には
、ｍ＋ｉが一定になるようにすればよく１式（８）に基
づいてこれを実現する構成は、第１２図に示されるもの
となる。 すなわち第１２図に示される如く１分割間引き処理部１
．２のフィルタバンクおよび間引き部は、伝達特性がそ
れぞれトＩ。１２　”ｌ〜Ｈ２Ｎ−１（Ｚ　”）の２Ｎ
個のポリフェーズフィルタ群１１２と、これらポリフェ
ーズフィルタ群１１２からの出力が入力される２Ｎ点Ｉ
ＤＦＴ回路１２２とにより構成することができる。 同様にして、補間合成処理部７の補間部および合成フィ
ルタは、第１３図に示される如く、２Ｎ点Ｉ　ＤＦＴ回
路７１２と、伝達特性がそれぞれＧ、（ｚ　”）　〜Ｇ
２．．−．　（ｚ　２Ｎ）の２Ｎ個のポリフェーズフィ
ルタ群７２２とで構成することができる。 この第７図装置の動作は、基本的には第１７図の従来装
置で説明したものと同じであるが、相違点として９分割
間引き処理部ｌ、２．エコーキャンセラ群４．補間合成
処理部７での信号処理がそれぞれ複素信号領域で行われ
ている。これにより、第５図あるいは第８図に示された
間引き後のフィルタ特性［Ｂ］、［Ｃ］からも分かるよ
うに、各帯域信号の間のスペクトルの重なりはなくなり
、この結果、従来装置で帯域の境目で生じていたエコー
抑圧特性の劣化を提案装置ではなくすことができる。 第１４図には他の形態の提案された装置が示される。こ
の第１４図装置は、各帯域信号の境界で生じるエコー抑
圧特性の劣化を防止するばかりでな（、エコーキャンセ
ラ群で送信信号に重畳する雑音も無（すことができるよ
うに改善したものである。 第１４図において、第７図と同じ参照番号が付された回
路は同一機能の回路を表すものとする。 この提案装置では９回線側からの受信信号はスピーカ８
と分割間引き処理部ｌに入力される。 方、マイクロホン９からの送信信号は分割間引き処理部
２に入力されると共に、遅延回路５を経由して減算器６
に入力される。この遅延回路５は分割間引き処理部２お
よび補間合成処理部３で生じる信号伝搬遅延を補償する
ためのものであり、これら分割間引き処理部２および補
間合成処理部３で生じる信号遅延時間部だけマイクロホ
ン９からの送信信号を遅延させ、減算器６において両経
路の信号の位相が合うようにするものである。 分割間引き処理部２から出力される各帯域信号はエコー
キャンセラ群４に入力され、このエコーキャンセラ群４
からは、各チャネルのエコーキャンセラで生成された擬
似エコーが補間合成処理回路３に出力される。補間合成
処理回路３はこれら各チャネルの擬似エコーを補間した
後に加算合成し、それにより合成擬似エコーを生成して
、減算器６に送出する。減算器６では、遅延回路５を経
由した送信信号から補間合成処理部３の合成擬似エコー
を減じて残差信号を生成し、これを回線側に送出する。 ここで分割間引き処理部１．２の詳細な構成としては、
前述した第９図または第１２図の構成を用いることがで
きる。また補間合成処理部３は前述した第１０図または
第１３図の構成を用いることができる。 この装置の動作が以下に説明される。回線側からの受信
信号は分割間引き処理部ｌで帯域分割および間引き処理
され、各帯域信号はエコーキャンセラ群４に人力される
。このエコーキャンセラ群４にはマイクロホン９からの
送ｔ、信号が分割間引き処理部２で帯域分割および間引
き処理されて人力されており、エコーキャンセラ群４に
おいては、適応ディジタルフィルタ４１■〜４１＠で各
帯域の擬似エコーを生成し、これら各帯域の擬似エコー
と分割間引き処理部２がらの各帯域信号とを減算器４２
■〜４２＠でそれぞれ減じて各帯域の残差信号を作る。 各適応ディジタルフィルタ４１■〜４１＠はこれらの残
差信号を参照してタップ係数制御を行う。 このエコーキャンセラ群４で作られた各帯域の擬似エコ
ーは補間合成処理部３に人力され、この補間合成処理部
３の補間部３１でそれぞれ補間処理された後に９合成フ
ィルタ３２で合成され、それにより全帯域を持つ合成擬
似エコーが生成され、この合成擬似エコーは減算器６に
送出される。 この合成擬似エコーは、減算器６において、遅延回路５
を経由した送信信号から減じられ、それによりスピーカ
８からマイクロホン９に回り込んで送信信号に重畳され
たエコーが消去される。エコー消去後の送信信号は回線
側へ送出される。 この装置のような構成とすると、マイクロホン９からの
送信信号は遅延回路５と減算器６を経由する信号ライン
で回線側へ送出されることとなり、エコーキャンセラ群
４を経由しないようになる。これによりエコーキャンセ
ラ群４の減算器４２■〜４２０で送信信号に雑音が重畳
されるといった不都合がなくなり、またフィルタバンク
２１および合成フィルタ３２も経由しないのでこれらの
回路で生じるリップルで送信信号が歪むことがなく１通
話品質が改善される。 また各帯域の境界でのエコー抑圧特性が改善される点は
前述の場合と同様である。 さらにこの第１４図装置では、補間合成処理部３に人力
される信号は擬似エコー信号となり、この擬似エコー信
号は通常の信号レベルで動作するものであるため、補間
合成処理部３が固定小数点演算方式で演算を行うもので
あっても、入力信号に対するダイナミックレンジが大き
くなり、演算精度に起因した特性劣化が生じることをあ
る程度抑制することができる。 第１５図には更に他の形態の提案された装置が示される
。この装置は前述の各帯域間で生じるエコー抑圧特性の
劣化防止とエコーキャンセラ群による雑音重畳の防止の
他に９間引き処理フィルタで送信信号にのるリップル成
分も抑圧できるようにしたものである。第１５図中、第
１４図と同じ参照番号の回路は同じ機能の回路を表すも
のとする。 この装置が第１４図装置と相違する点は１分割間引き処
理部２からの各帯域信号がエコーキャンセラ群４と共に
補間合成処理部７にも導かれており、この補間合成処理
部７で各帯域信号が補間合成されて元の送信信号が復元
され、この送信信号が減算器６に入力されるようになっ
ていることであり、前述の第１４図装置におけるマイク
ロホン９から遅延回路を経由して減算器６に入力される
信号ラインは除かれている。 この装置の動作は基本的には前述の第１４図装置と同じ
であるが、減算器６で合成擬似エコーを減算される送信
信号が補間合成処理部７からの合成送信信号である点が
相違している。 この装置のように回路を構成した場合９分割間引き処理
部と補間合成処理部のフィルタの次数が有限であるため
に合成出力にリップル成分がのる場合にも、エコー成分
に関しては補間合成処理部３側と補間合成処理部７側の
リップル成分が減算器３で相殺され、最終的な送信信号
にのるリップル成分の影響によるエコー抑圧特性の劣化
を抑えることができる。 また補間合成処理部３で生じる信号遅延は補間合成処理
部７で生じる信号遅延により調整されるので、減算器６
では二つの経路の信号の位相は一致するようになる。 ［発明が解決しようとする課題］ 第７図および第１５図の提案されたサブバンド型エコー
キャンセラでは、送信信号が分割間引き処理部２と補間
合成処理部３（または７）を通過して回線へ送出される
構成となっているため、これらの回路のフィルタバンク
および合成フィルタで送信信号にリップル成分が重畳さ
れ、送信信号が歪んでしまう。このような送信信号の歪
を低減するためには、これらフィルタバンクおよび合成
フィルタの通過帯域リップル特性を小さく抑える必要が
あり、そのためにはフィルタの設計条件が厳しくなって
、フィルタに必要な次数が大きくなる。ところが、フィ
ルタの次数を大きくすると。 このフィルタ部での送信信号の遅延時間が大きくなって
しまう。 一方、第１４図の提案されたサブバンド型エコーキャン
セラは、送信信号がフィルタを通過せずに回線へ送出さ
れる構成となっているため、送信信号がフィルタのリッ
プルにより歪むことはないが、この構成は第１５図装置
のようにエコーに重畳するフィルタリップル成分が減算
器６で相殺される構成となっていないため、エコー抑圧
量は第１５図装置よりも劣る。この第１４図装置の場合
、エコー抑圧量を大きくするためには、フィルタバンク
１１．２１と合成フィルタ３２の通過帯域リップル特性
を小さ（抑える必要があり、したがって上述同様にフィ
ルタ次数を大きくとることが必要となり、その結果、信
号遅延が大きくなってしよう。 本発明は上述のような事情に鑑みてなされたものであり
、その目的とするところは、フィルタ次数を小さく抑え
つつ、送信信号の歪を低減し、かつエコー抑圧量も実用
上差し支えのないものとすることにある。 ［課題を解決するための手段］ 第１図は本発明に係る原理説明図である。 本発明に係るサブバンド型エコーキャンセラは、一つの
形態として９回線からの受信信号をＮチャネル（Ｎは２
以上の整数）の帯域信号に分割しオーバサンプルで間引
き処理する第１の分割間引き処理部８１と、送信信号を
Ｎチャネルの帯域信号に分割しオーバサンプルで間引き
処理する第２の分割間引き処理部８２と、第１．第２の
分割間引き処理部８１．８２の各帯域信号を受けて各帯
域の擬似エコーを生成するエコーキャンセラ群８４と、
エコーキャンセラ群８４の各帯域の擬似エコーを補間し
合成して合成擬似エコーを出力する第１の補間合成処理
部８３と、第２の分割間引き処理部８２からの各帯域信
号を補間し合成して合成送信信号を出力する第２の補間
合成処理部８７と、送信信号を遅延させる遅延部８５と
、第２の補間合成処理部８７および遅延部８５の一方の
出力信号を選択する選択部８８と９選択部８８の出力信
号と第１の補間合成処理部８１の合成擬似エコーから残
差信号を生成する減算部８６と、送信信号のみの状態及
び送信信号と受信信号が同時存在する状態を検出して検
出信号を出力する検出部８０を具備し、各帯域毎のエコ
ーキャンセル動作は複素信号領域で行われ９選択部８８
は検出部８０からの検出信号が有る時には遅延部８５の
出力信号を、無い時には第２の補間合成処理部８７の出
力信号を選択するように構成される。 上述の検出部８０は、第１．第２の分割間引き処理部か
らのある一つの帯域の帯域信号を用いて常時適応動作す
る検出用エコーキャンセラと、検出用エコーキャンセラ
のエコー抑圧量から送信信号のみの状態および送信信号
と受信信号が同時存在する状態を判定する判定部とによ
り構成することができる。 上述のサブバンド型エコーキャンセラにおいて、２／Ｎ
　（Ｎは２以上の整数）間引き処理を行い１分割間引き
処理部８１．８２はＮ個のポリフェーズフィルタ群とＮ
点離散フーリエ逆変換回路で構成し、補間合成処理部８
３．８７はＮ点離散フーリエ逆変換回路とＮ個のポリフ
ェーズフィルタ群で構成することができる。 または上述のサブバンド型エコーキャンセラにおいて、
ｌ／Ｎ　（Ｎは２以上の整数）間引き処理を行い１分割
間引き処理部８１．８２は２Ｎ個のポリフェーズフィル
タ群と２Ｎ点離散フーリエ逆変換回路で構成し、補間合
成処理部８３．８７は２Ｎ点離散フーリエ逆変換回路と
２Ｎ個のポリフェーズフィルタ群で構成することができ
る。 また本発明に係るサブバンド型エコーキャンセラのダブ
ルトーク検出部は１分割間引き処理後のある一つの帯域
の帯域信号を用いて常時適応動作するダブルトーク検出
用エコーキャンセラと、ダブルトーク検出用エコーキャ
ンセラのエコー抑圧量からダブルトーク状態を判定する
ダブルトーク判定部とで構成される。 ［作用］ 本発明は次のような考え方に基づいている。 すなわち、送信信号が存在しない場合には、送信信号の
歪は起こりえないから、フィルタの通過帯域リップルが
大きくても、最終的なエコー抑圧量が大きくとれればよ
い。これには第１５図のサブバンド型エコーキャンセラ
の構成が適している。 方、ダブルトーク状態（ここでは送信信号のみ、および
送信信号と受信信号が同時存在する状態をいう）では、
送信信号を歪ませないため、第１４図のサブバンド型エ
コーキャンセラの構成とすることが適当である。この場
合、エコー抑圧量はフィルタ次数を大きくしないと低下
することになるが、送信信号のみの場合はエコー抑圧は
必要ないので、エコー抑圧量が低くともよい。また。 送信信号と受信信号が同時存在する時間は全時間からみ
て相対的に少なく、また送信信号の存在により多少エコ
ーが残っても主観的には品質上それほど気にならないも
のである。 このような考え方に基づき、フィルタの通過帯域リップ
ル特性をある程度大きくすることを許容するものである
。すなわち検出部８８が送信信号の存在を検出した時に
は１選択部８５の人力として遅延部８５からの出力信号
を選択し、それにより送信信号は歪まないがあまり大き
なエコー抑圧量はとれない第１４図の構成とする。一方
１通常動作時には選択部８５の入力として第２の補間合
成処理部８７からの出力信号を選択して、大きなエコー
抑圧特性が得られる第１５図の構成とする。 このように９本発明装置は、フィルタの通過帯域リップ
ルが太き（とも良いため、フィルタの次数を小さく設計
でき、結果として遅延部８５等の信号遅延時間を小さ（
抑えることが可能となる。 検出部８０を上述の検出用エコーキャンセラと判定部で
構成して、検出用エコーキャンセラのエコー抑圧量でダ
ブルトーク状態を検出するようにすると、検出用エコー
キャンセラは常時適応動作しているものであるから、エ
コー経路の変化などによるエコー抑圧特性の劣化に対し
ては素早く追従してエコー抑圧量を回復させることがで
き、したがってエコー経路の変動があってもそれによる
大きな影響を受けることな（、ダブルトーク検出を的確
に行うことができるようになる。 また分割間引き処理部８１．８２と補間合成処理部８３
．８７を上述のようにポリフェーズフィルタ群と離散フ
ーリエ逆変換回路で構成すると。 演算処理量を少なくすることができる。 １実施例］ 以下１図面を参照しつつ本発明の詳細な説明する。 第２図には本発明の一実施例としてのサブバンド型エコ
ーキャンセラが示される。第２図中、前述の第１４図お
よび第１５図で用いられた参照番号と同じ参照番号が付
された回路は同一機能の回路である。 すなわち、ｌはＮチャネル分割フィルタバンクおよび間
引き部からなる分割間引き処理部であり９回線からの受
信信号をＮチャネルに帯域分割した後にサンプルの間引
き処理を行うためのものである。２は同じくＮチャネル
分割フィルタバンクおよび間引き部からなる分割間引き
処理部であり、マイク９からの出力信号なＮチャネルに
帯域分割した後にサンプルの間引き処理を行うものであ
る。３は補間部および合成フィルタからなる補間合成処
理部であり、エコーキャンセラ群４で生成された擬似エ
コー信号を入力として信号の合成を行うものである。４
はエコーキャンセラ群であり、各帯域毎にエコーキャン
セラ動作を行うものである。５は遅延回路であり９分割
間引き処理部２および補則合成処理部３で生じる遅延時
間の合計に、減算器６人力の位相を合わせるためのもの
である。７は補間部および合成フィルタからなる補間合
成処理部であり、帯域分割されたマイク出力信号を合成
するものである。 また１０はダブルトーク検出部、１１はスイッチ部であ
り、前述の第１４図および第１５図の装置にはないもの
である。すなわち、ダブルトーク検出部１０は、後に詳
しく説明するように、受信側、送信側それぞれの帯域分
割されたうちのある一つの帯域の信号を受けて常時適応
動作するエコーキャンセラを動作させ、そのエコー抑圧
量を監視することによりダブルトーク状態（ここでは送
信信号のみの状態、および送信信号と受信信号が同時に
存在する状態をいうものとする）を検出するものである
。またスイッチ部１１は遅延回路５と補間合成処理部７
の出力信号が入力端子■と■にそれぞれ入力されており
、ダブルトーク検出部１０のダブルトーク検出時には入
力端子■側の遅延回路５からの送信信号を選択し１通常
動作時（ダブルトーク検出時点外の時）には入力端子■
側の補間合成処理部７からの合成送信信号を選択し出力
するように構成されている。 第３図にはこのダブルトーク検出部の詳細な構成が示さ
れる。第３図において、１０１は受信側および送信側の
分割間引き処理部１．２でＮ個に帯域分割された信号の
うちの一つの帯域信号を受けて常時適応動作する適応デ
ィジタルフィルタと減算器からなるエコーキャンセラで
ある。１０２はエコーキャンセラ１０１の残差信号の絶
対値の自乗をとる自乗部、１０４は自乗部１０２の出力
信号を通す低域フィルタであり、この自乗部１０２と低
域通過フィルタ１０４で残差信号の平均電力Ｅを求めて
いる。また１０３は分割間引き処理部２で分割された一
つの帯域の送信信号の絶対値の自乗をとる自乗部、１０
５はこの自乗部１０３の出力信号を通す低域通過フィル
タであり、この自乗部１０３と低域通過フィルタ１０５
で一つの帯域の送信信号の平均電力Ｙを求めている。 １０６はダブルトーク判定部であり、低域通過フィルタ
１０４と１０５からそれぞれ入力される残差信号の平均
電力Ｅと一つの帯域の送信信号の平均電力Ｙの比を次式 ％式％（） により計算してエコー抑圧量Ｅ　ＲＬ　Ｅ　（Ｅｃｈ。 Ｒｅｔｕｒｎ　Ｌｏｓｓ　Ｅｎｃｈａｎｃｅｍｅｎｔ）
を求め、それを所定のスレッショルド値と比較すること
で、送信信号のみの状態および送信信号と受信信号が同
時に存在する状態のいわゆるダブルトーク状態を検出す
るものである。ダブルトーク検出部１０はこのダブルト
ーク検出時にはスイッチ部１１に対してダブルトーク検
出信号を送出してスイッチ部１１を切換え制御している
。 以下、この実施例装置の動作を説明する。 まずダブルトーク状態でない通常の動作時には、ダブル
トーク検出部１０はダブルトーク検出信号を出力してお
らず、従ってスイッチ部１１は入力端子■側の補間合成
処理部７からの出力信号を選択している。この通常動作
時には、マイク９からの送信信号は存在していないので
、補間合成処理部７からの送信信号は存在せず、出力信
号が存在するとしても受信信号が回り込んだエコーのみ
である。したがって送信信号が分割間引き処理部２と補
間合成処理部７のフィルタでリップルを重畳されて歪む
ということはない。一方、受信信号のみが存在した場合
、エコー成分にのるリップルは第１５図のサブバンド型
エコーキャンセラで説明したように、補間合成処理部３
側の経路と補間合成処理部７の経路でそれぞれエコーに
のるリップル成分が減算器６において相殺されるから１
両経路にあるフィルタの次数が低く通過帯域リップル特
性が太き（とも、最終的なエコー抑圧量は太き（とれる
。 次にダブルトーク検出部ｌＯによりダブルトークが検出
された時には、スイッチ部１１は入力端子■側の遅延回
路５の送信信号を選択する。この場合、送信信号は分割
フィルタバンクおよび合成フィルタを通過しないから歪
むことはない。 方、エコーのリップル成分に関しては第１４図のサブバ
ンド型エコーキャンセラのように相殺の効果がないので
、フィルタの次数を高（とってないとエコー抑圧量は劣
化する。しかしながら、ダブルトーク状態のうち送信信
号のみの状態では、エコー抑圧量はエコーが存在しない
のだから問題にならず、また送信信号と受信信号が同時
に存在する状態は時間的にも短いことが予測され、かつ
送信信号が存在する場合にはエコー抑圧量が多少小さく
とも主観品質上はそれほど気にならないものであるから
、フィルタの通過帯域リップルが太き（とも実用上は不
都合はない。 なお、ダブルトーク部１０がダブルトーク状態を検出し
ている間は、エコーキャンセラ群４のタップ係数更新は
止められる。 次にこの実施例装置におけるダブルトーク検出部１０の
詳細な動作が第４図を参照して説明される。ダブルトー
ク検出部１０のダブルトーク判定部１０６においては、
エコー抑圧量ＥＲＬＥに対するスレッショルド値として
ＴＨＩとＴＨ２の二つが設けられている。ダブルトーク
判定部１０６で計算されたエコー抑圧量ＥＲＬＥがスレ
ッショルド値ＴＨＩよりも小さくなるとダブルトーク状
態と判定される。このエコー抑圧量ＥＲＬＥが更にスレ
ッショルド値Ｔ　Ｈ２よりも小さ（つた場合には、エコ
ー抑圧量ＥＲＬＥが再び回復した時。 スレッショルド値ＴＨ２を上回った時点でダブルトーク
検出を解除し、エコーキャンセラ群４のタップ係数更新
制御を開始させて、エコーキャンセラ群４を迅速に復旧
できるようにしている。エコー抑圧量ＥＲＬＥがスレッ
ショルド値ＲＨ２までは下がらなかった場合には、スレ
ッショルド値ＴＨ１に復旧した時点でダブルトーク検出
を解除する。 このダブルトーク検出部ｌＯは次のような特長も持って
いる。すなわち、従来のダブルトーク検出は受信信号と
送信信号のレベルを検出してその比をあるスレッショル
ドと比較して検出を行っていたが、この方法による場合
、音響系のエコーキャンセラではエコー経路の減衰／利
得特性の変動があると、これもダブルトーク検出と判定
してしまっていたため、このエコー経路の変動による誤
検出の影響が大きく、ダブルトーク状態だけを正確に検
出できるものではなかった。 これに対して、上述のダブルトーク検出部１０は、検出
用のエコーキャンセラ１０１が常時適応動作してそのエ
コー抑圧量でダブルトークの検出を行う構成となってい
るため、エコー経路の減衰／利得特性の変動によりエコ
ー抑圧量の低下があった場合にも、エコーキャンセラ１
０１はこれに迅速に追随してエコー抑圧量を回復させる
ので、エコー経路特性が多少変動してもそれにより大き
な影響を受けることはな（、ダブルトーク検出を的確に
行うことができ、安定な検出動作が可能となる。またダ
ブルトーク検出部ＩＯにおける処理量も９分割されたあ
る一つの帯域の信号に対して処理を行うだけであるから
、少な（抑えることができる。 上述の実施例装置によるエコー抑圧量の改善効果が第５
図および第６図を参照して以下に説明される。ここで第
５図は実施例装置において分割フィルタおよび合成フィ
ルタの条件を、帯域内リップル０．８５ｄＢ、次数１６
１とした場合のエコー抑圧特性を示したものである。ダ
ブルトーク検出部１０のスレッショルド値ＴＨＩは２０
ｄＢ、スレッショルド値ＴＨ２は３０ｄＢとした。図中
。 （イ）は実施例装置の減算器６の出力側におけるエコー
抑圧特性、（ロ）はダブルトーク検出部１０内のエコー
キャンセラ１０１のエコー抑圧特性である。 第６図は実施例装置において分割フィルタおよび合成フ
ィルタの条件を、帯域内リップル０．０４　ｄＢ、次数
３８５とした場合のエコー抑圧特性で、（イ）、（ロ）
は第５図と同じものである。 第５図において、実施例装置のエコー抑圧特性（イ）は
、ダブルトーク検出時にはそれ以外の通常動作時よりも
劣化するが、第１４図装置のエコー抑圧特性よりも改善
されている。 また図から分かるように、エコー経路の特性が変化して
も、ダブルトーク検出部１０のエコーキャンセラ１０１
は素早（追従しそのエコー抑圧量はほとんど劣化しない
ため、サブバンド型エコーキャンセラ全体としてもエコ
ー経路の変化に対してエコー抑圧特性が劣化することは
ない。 第６図の場合には、ダブルトーク時でも３０ｄｂ以上の
エコー抑圧ＩＥＲＬＥが得られており、このフィルタの
条件ならば第１４図装置の構成であってもよい。しかし
ながら、１６ｋｌ＋、サンプリング動作の条件で考える
と、送信信号の遅延時間は約２３ｍ５ｅｃと大きくなる
。一方、第５図のフィルタ条件では遅延時間は約１０ｍ
５ｅｃと小さく抑えることができる。 ［発明の効果］ 以上に説明したように９本発明によれば、サブバンド型
エコーキャンセラで使用されるフィルタの次数を小さく
抑えつつ、送信信号の歪を低減し、かつエコー抑圧量も
実用上差し支えのないものとすることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る原理説明図。 第２図は本発明の一実施例としてのサブバンド型エコー
キャンセラを示すブロック図。 第３図は実施例装置におけるダブルトーク検出部の詳細
な構成を示すブロック図。 第４図はダブルトーク検出部の動作を説明するための図
。 第５図、第６図は実施例装置のエコー抑圧量の改善効果
を説明するための図。 第７図は提案されたサブバンド型エコーキャンセラを示
すブロック図。 第８図は提案された装置において２／Ｎ間引き処理をす
る場合の分割間引き処理部のスペクトルの例を示す図。 第９図は第８図の特性を分割間引き処理部の構成例を示
すブロック図。 第１Ｏ図は提案された装置において２／Ｎ間引き処理を
する場合の補間合成処理部の構成例を示すブロック図。 第１１図は提案された装置においてｌ／Ｎ間引き処理を
する場合の分割間引き処理部のスペクトルの例を示す図
。 第１２図は第１１図の特性を持つ分割間引き処理部の構
成例を示すブロック図。 第１３図は提案された装置においてｌ／Ｎ間引き処理を
する場合の補間合成処理部の構成例を示すブロック図。 第１４図は他の提案された装置を示すブロック図。 第１５図は更に他の提案された装置を示すブロック図。 第１６図は従来のサブバンド型エコーキャンセラの構成
例を示すブロック図。 第１７図は従来装置における残留エコーのスプクトルを
示す図、および 第１８図は従来例装置の分割間引き処理部のスペクトル
の例を示す図である。 図において。 １．２．２０・・・分割間引き処理部 ３．７・・・補間合成処理部 ４・・・エコーキャンセラ群 ５・・・遅延回路 ６・・・減算器 ８・・・スピーカ ９・・・マイクロホン １０・・・ダブルトーク検出部 １１・・・スイッチ部 ３１．１２．２０３　・・・フィルタバンク１２．２２
，２０２・・・間引き部 ３１．７１，３０１・・・補間部 ３２．７２．３０２・・・合成フィルタ４１■〜４１Ｏ
・・・適応ディジタルフィルタ４２■〜４２＠・・・減
算器 １０１・・・検出用エコーキャンセラ １０２．１０３・・・自乗部 １０４．１０５・・・低域通過フィルタ１０６・・・ダ
ブルトーク判定部 １１１．１１２，７２１，７２２ ・・・ポリフェーズフィルタ群 １２１．１２２，７１１，７１２ ・・・ＩＤＦＴ回路 ダブルトーク液水部の構成イタ１１ 第３ 図 Ｔｉｍｅ’ｓ） ＊がＬ孕１区Ｊ弓う　特・ピＬ４蒼り　　（フイｌレタ
メ（曖欠、第５図 Ｔｉｍｅ　（ｓ） ９（“方セ、４列ｌ桔る樗斃調５特ｌ畦１（フィルタフ
（数　３８５）第６図 （Ａｌ ＣＢ） 分割間引き処理部０又マクトル（Ｋ 間引さン 第８ 図 、・１１１；ポリフェーズフィルタ名羊分割間引き処理
部の構成イ列（Ｎ 第９図 間ｊ３＋　５　） 鯖゛間合成β哩部の構成材＋１Ｔｉ 第１０図 開引き （Ａ） 間’５１さ扱フィルター特・圧（ｃｈｉ、３．５（Ｂ） （Ｃ） 分宥１１聞う１きｇ！！：連部の又Ｘクト）しく頁間る
１さ第１１ 図 分割間引き処理部の構成４？Ｉｌ　（Ｔ間５１さ） 第１２図 桶ｔ■１合ｆｘ、処’Ｅ’Ｌ　却ｉ）＠Ｌノ５こイシ；
ＩＩ（Ｎ間引き 第１６図 今芝未軌ＩＩＣおｌ乃残留エコーのスＮクトル特性梗１
１第１７図 （Ａ） ルｈ弓１さ勿屹フ４；し夕牛与杉Ｌ （ｃｈ　２，４．６　　・） 第１８図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、回線からの受信信号をＮチャネル（Ｎは２以上の整
   数）の帯域信号に分割しオーバサンプルで間引き処理す
   る第１の分割間引き処理部（８１）と、 送信信号をＮチャネルの帯域信号に分割しオーバサンプ
   ルで間引き処理する第２の分割間引き処理部（８２）と
   、 該第１、第２の分割間引き処理部（８１、８２）の各帯
   域信号を受けて各帯域の擬似エコーを生成するエコーキ
   ャンセラ群（８４）と、 該エコーキャンセラ群（８４）の各帯域の擬似エコーを
   補間し合成して合成擬似エコーを出力する第１の補間合
   成処理部（８３）と、 該第２の分割間引き処理部（８２）からの各帯域信号を
   補間し合成して合成送信信号を出力する第２の補間合成
   処理部（８７）と、 送信信号を遅延させる遅延部（８５）と、 該第２の補間合成処理部（８７）および該遅延部（８５
   ）の一方の出力信号を選択する選択部（８８）と、 該選択部（８８）の出力信号と該第１の補間合成処理部
   （８３）の合成擬似エコーから残差信号を生成する減算
   部（８６）と、 送信信号のみの状態及び送信信号と受信信号が同時存在
   する状態を検出して検出信号を出力する検出部（８０）
   を具備し、 該各帯域毎のエコーキャンセル動作は複素信号領域で行
   われ、 該選択部（８８）は該検出部（８０）からの検出信号が
   有る時には該遅延部（８５）の出力信号を、無い時には
   該第２の補間合成処理部（８７）の出力信号を選択する
   ように構成されたサブバンド型エコーキャンセラ。 ２、該検出部（８０）は、 該第１、第２の分割間引き処理部からのある一つの帯域
   の帯域信号を用いて常時適応動作する検出用エコーキャ
   ンセラと、 該検出用エコーキャンセラのエコー抑圧量から送信信号
   のみの状態および送信信号と受信信号が同時存在する状
   態を判定する判定部とを含み構成される請求項２記載の
   サブバンド型エコーキャンセラ。 ３、２／Ｎ（Ｎは２以上の整数）間引き処理が行われ、 分割間引き処理部（８１、８２）がＮ個のポリフェーズ
   フィルタ群とＮ点離散フーリエ逆変換回路で構成され、 補間合成処理部（８３、８７）がＮ点離散フーリエ逆変
   換回路とＮ個のポリフェーズフィルタ群で構成された請
   求項１または２記載のサブバンド型エコーキャンセラ。 ４、１／Ｎ（Ｎは２以上の整数）間引き処理が行われ、 分割間引き処理部（８１、８２）が２Ｎ個のポリフェー
   ズフィルタ群と２Ｎ点離散フーリエ逆変換回路で構成さ
   れ、 補間合成処理部（８３、８７）が２Ｎ点離散フーリエ逆
   変換回路と２Ｎ個のポリフェーズフィルタ群で構成され
   た請求項１または２記載のサブバンド型エコーキャンセ
   ラ。 ５、分割間引き処理後のある一つの帯域の帯域信号を用
   いて常時適応動作するダブルトーク検出用エコーキャン
   セラと、 該ダブルトーク検出用エコーキャンセラのエコー抑圧量
   からダブルトーク状態を判定するダブルトーク判定部と
   からなるサブバンド型エコーキャンセラのダブルトーク
   検出器。