JPH03243020A - サブバンド型エコーキャンセラ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［概要］ テレビ／音声会議通信システム、音声会議通信システム
、あるいは長距離通信システムなどに利用されるサブバ
ンド型エコーキャンセラに関し。

エコー抑圧特性を改善することを目的とし。

回線からの受信信号をＮチャネル（Ｎは２以上の整数）
の帯域信号に分割して各帯域信号を間引き処理し複素信
号の形で出力する第１．第２の分割間引き処理部、第１
の分割間引き処理部の各帯域信号に基づき第２の分割間
引き処理部の各帯域信号を参照して各帯域の擬似エコー
を生成し、この各帯域の擬似エコーを第２の分割間引き
処理部からの帯域信号から減じて各帯域の残差信号をそ
れぞれ出力するエコーキャンセラ群、および、エコーキ
ャンセラ群の各帯域の残差信号を補間し合成して残差信
号を出力する補間合成処理部とを具備し、各帯域毎のエ
コー消去動作は複素信号領域で行われるように構成され
る。

［産業上の利用分野］ 本発明はテレビ／音声会議通信システム、音声会議通信
システム、あるいは長距離通信システムなどに使用され
るサブバンド型エコーキャンセラに関する。

衛星通信や海底ケーブル通信などの長距離通信システム
では９回線の２線４線変換部におけるハイブリッドトラ
ンスのミスマツチングにより送信信号が受信側に回り込
んで生じるエコーが通話品質を劣化させる。またテレビ
／音声会議通信システムや拡声電話機などではスピーカ
からの出力音が部屋の壁などで反射し、マイクロホンに
回り込むことによって生じるエコー音が快適な通話を妨
げる。

エコーキャンセラはこれらのエコーを消去する装置であ
るが、テレビ／音声会議システムなどでは、スピーカか
らマイクロホンに至る推定系のインパルス応答が非常に
長（なるため、直接構成による通常のＦＩＲ型エコーキ
ャンセラを用いたのでは、必要なタップ数が膨大となり
、実現するにあたってハードウェア規模が非常に大きく
なる。

この問題を解決するために、サブバンド型エコーキャン
セラがハードウェア規模を小さ（できる装置として提案
されているが、このサブバンド型エコーキャンセラは一
般のエコーキャンセラよりもエコー消去後の通話品質が
劣るので、サブバンド型エコーキャンセラの性能の一層
の改善が必要とされている。

［従来の技術］ 従来のサブバンド型エコーキャンセラの構成例が第１４
図に示される。この従来例装置はテレビ／音声会議シス
テムなどに用いられる装置であり９回線から受信された
音声信号がスピーカ８から出力され、一方、マイクロホ
ン９から入力された音声信号が回線側へ送出されるよう
になっている。

第１４図において、１０は分割間引き処理部であり、フ
ィルタバンク１０１と間引き部１０２で構成される。フ
ィルタバンク１０１はＱＭＦ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　
Ｍｉｌｌｅｒ　　Ｆｉｌｔｅｒ　）からなるフィルタで
あり、受信信号をＮ個のチャネルＣＨＩ〜ＣＨＮの帯域
信号に分割する。この分割された各帯域信号は間引き部
１０２で１７Ｎに間引き処理（Ｎサンプル点から１サン
プル点の割合で信号を逐次に抽出していく処理）され、
その後にエコキャンセラ群４０に入力される。

２０も分割間引き処理部であり９分割間引き処理部１０
と同じ構成となっており、フィルタバンク２０１と間引
き部２０１からなり９間引き部２０１で間引き処理され
たＮ個の帯域信号はエコーキャンセラ群４０にそれぞれ
入力される。

エコーキャンセラ群４０は各帯域毎にエコー消去動作を
行うためのエコーキャンセラの群からなる。例えばチャ
ネルＣＨＩのエコーキャンセラは１分割間引き処理部１
０からの帯域信号ＣＨＩに基づいて擬似エコーを発生す
る適応ディジタルフィルタ４０１■と９分割間引き処理
部２０からの帯域信号ＣＨＩからこの擬似エコーを減じ
て残差信号（あるいは残留エコー）を生成する減算器４
０２■とからなり、この残差信号は適応ディジタルフィ
ルタ４０１■のタップ係数更新制御を行うために用いら
れると共に、補間合成回路３０に出力される。他のチャ
ネルＣＨ２〜ＣＨＮのエコーキャンセラも全く同じ構成
となっている。

補間合成処理部３０は補間部３０１と合成フィルタ３０
２からなり、補間部３０１は間引き部１０２．２０２で
ｌ／Ｎに間引き処理された各チャネル信号を元に戻す補
間処理（間引き処理された信号に対して零のサンプル信
号を１：Ｎ−１の割合で挿入していく処理）を行い９合
成フィルタ３０２は補間後の各帯域信号を加算合成して
元の送信信号を生成するものであり、この送信信号は回
線側へ送出される。

この従来例装置における分割間引き処理部１０．２０の
フィルタ特性の例が第１５図を参照して以下に説明され
る。第１５図の［Ａ］に示される如く、入力信号は複素
フィルタからなるフィルタバンクによってチャネルＣＨ
ＩからＣＨＮのＮ個の帯域信号に分割される。ここでｆ
ｓはサンプリング周波数である。

この分割された各帯域信号は間引き部に入力されて間引
き処理される。この場合、奇数チャネルＣＨＩ、ＣＨ３
，ＣＨ５・・・の間引き後のフイルタ特性は第１５図の
［Ｂ］に示されるようなものとなり、一方、偶数チャネ
ルＣＨ２，ＣＨ４゜ＣＨ６・・・の間引き後のフィルタ
特性は第１５図の［Ｃ］に示されるようなものとなる。

第１５図の［Ｄ］は奇数チャネルの帯域信号の間引きフ
ィルタ通過後のリアルパートを取った信号、また第１５
図の［Ｅ］は偶数チャネルの帯域信号の間引きフィルタ
通過後のリアルパートを取った信号であり、これらは折
返し成分を含む信号となる。図中、右矢は信号の上側帯
波を、友人は信号の下側帯波それぞれ表しており、下側
帯波が折返し成分として現れることになる。間引き部１
０２．２０２からの出力信号としてはこの第１５図の［
Ｄ］、［Ｅ］のリアルパート部分の信号が用いられてお
り、エコーキャンセラ群４０はこのリアルパート部分の
信号に対して動作するものである。

奇数チャネルまたは偶数チャネルの何れにしても、１／
Ｎに間引きされることによって取り扱う情報量は各チャ
ネルでそれぞれｌ／Ｎに削減されることになるので、後
段のエコーキャンセラはその分、タップ数を削減するこ
とができるようになる。

この従来装置の動作が以下に説明される。回線からの受
信信号は分割間引き処理部１０に入力されて、Ｎ個のチ
ャネルの帯域信号ＣＨＩ−ＣＨＮに分割されて間引き処
理され、これらの信号はエコーキャンセラ群４０に入力
されて、各適応ディジタルフィルタ４０１■〜４０１＠
で送信信号に回り込みエコー（スピーカ８からマイクロ
ホン９に回り込む音）の擬似エコーが生成される。この
擬似エコーは各チャネル毎に９分割間引き処理部２０で
分割間引き処理された送信信号の各帯域信号から減算器
４０１■〜４０１＠で減じられ、それにより各チャネル
の残差信号が求められる。

この各チャネルＣＨＩ−ＣＨＮ毎の残差信号は補間合成
処理部３０の補間部３０１で１／Ｎ間引きされた分が元
通りに補間され、さらに合成フィルタ３０２で各チャネ
ルの残差信号が加算合成されて９元の全周波数帯域を持
つ残差信号が復元され、これが回線側に送出される。

このように、従来装置は、直接構成のＦＩＲ型エコーキ
ャンセラ装置と比較した場合、取り扱う信号のサンプリ
ング速度が９間引き後の信号ではＦＩＲ側エコーキャン
セラの１／Ｎになるため、信号処理量が全体として約１
／Ｎになり。

ハードウェア規模を削減することができるものである。

［課題が解決しようとする課題］ 従来装置では、エコーキャンセラ群でのエコー消去動作
は９分割間引き処理部からの信号のリアルパート成分に
対して処理を行っている。このリアルパート成分信号は
、第１５図の［０］［Ｅ］からも分かるように、折返し
成分の存在によって各帯域信号間で重なり合う部分が生
じている。このような重なり部分が生じると、補間合成
処理部で合成後の残差信号において分割帯域間のエラー
が十分に抑圧できず、このため全体としてエコー抑圧量
も小さ（なってしまうという問題が生じる。

第１６図はかかる分割帯域間のエラーの影響を説明する
ための従来装置における残差信号のスペクトルの例を示
す図であり、横軸が周波数、縦軸が信号レベルを表す。

この例は８帯域分割の場合のものであり９図中、実線（
イ）は残差信号のスペクトル特性であり１点線（ロ）は
エコー消去を行わない場合の送信信号のスペクトル特性
である。この第１６図からも分かるように、帯域信号間
の重なり部分の影響で各帯域の境目でエラー抑圧特性が
劣化している。

かかる問題は１例えば下記の文献。

Ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔｓ　　ｗｉｔｈ　　５ｕｂ−ｂａ
ｎｄ　　ＡｃｏｕｓｔｉｃＥｃｈｏ　　Ｃａｎｃｅｌｌ
ｅｒｓ　　ｆｏｒ　　Ｔｅｌｅｃｏｎｆｅｒｅｎｃｉｎ
ｇＡｎｄｒｅ　　Ｇ１１ｌｏｒｉｅ著、ＩＣ：ＡＳＳＰ
’　８７゜４９．１２．１．ＰＰ、２１４１−２１４４
でも論じられている。

また従来装置では、補間合成処理部は、エコーキャンセ
ラ群から出力された各帯域の残留エコーに対して補間１
合成の処理を行っているが、この残留エコーは装置が正
常に動作していれば十分に小さくなるものであるから、
補間合成処理部が固定小数点演算を行うように構成され
ている場合には、かかる残留エコーに対してはダイナミ
ックレンジが十分にとれなくなり、このため演算精度の
影響でエコー抑圧特性が劣化するという問題が生じる。

さらに、従来装置では、マイクロホンから入力された送
信信号は１分割間引き処理部２０．エコーキャンセラ群
４０．補間合成処理部３ｏを経て回線に送出されるよう
になっているが、このような構成とした場合４次のよう
な問題が生じる。

すなわち１分割間引き処理部２ｏで分割間引き処理した
信号をそのまま補間合成処理部３ｏで補間合成して再び
元の信号とすると、理論的には元の信号がそのまま復元
されるはずであるが、この画処理の間にエコーキャンセ
ラ群４ｏが入ると。

エコーキャンセラ群４０の減算器４０２■〜４゜２＠の
影響で残差信号に雑音が重畳され、エコー抑圧特性が劣
化する。

またエコーキャンセラ群４０による影響を考えない場合
でも９分割間引き処理および補間合成処理で使用する各
フィルタバンクの次数は有限の値であり、そのことに起
因してフィルタバンクで信号にリップルが生じ９合成後
の送信信号のスペクトルが歪むという現象が現れ、この
こともエコー抑圧特性を劣化させる原因となっている。

本発明は上述したような技術的諸問題に鑑みてなされた
ものであり、その目的とするところは。

サブバンド型エコーキャンセラのエコー抑圧特性を改善
することにある。

［課題を解決するための手段］ 第１図〜第３図は本発明に係る原理説明図である。

本発明に係るサブバンド型エコーキャンセラは、一つの
形態として、第１図に示されるように１回線からの受信
信号をＮチャネル（Ｎは２以上の整数）の帯域信号に分
割して各帯域信号を間引き処理し複素信号の形で出力す
る第１の分割間引き処理部９１．送信信号をＮチャネル
の帯域信号に分割して各帯域信号を間引き処理し複素信
号の形で出力する第２の分割間引き処理部９２、第１の
分割間引き処理部９１の各帯域信号に基づき第２の分割
間引き処理部９２の各帯域信号を参照して各帯域の擬似
エコーを生成し、この各帯域の擬似エコーを第２の分割
間引き処理部９２からの各帯域信号から減じて各帯域の
残差信号をそれぞれ出力するエコーキャンセラ群９３．
および、エコーキャンセラ群９３の各帯域の残差信号を
補間し合成して残差信号を出力する補間合成処理部９４
とを具備し、各帯域毎のエコー消去動作は複素信号領域
で行われるように構成される。

本発明に係るサブバンド型エコーキャンセラは、他の形
態として、第２図に示されるように。

回線からの受信信号をＮチャネル（Ｎは２以上の整数）
の帯域信号に分割して各帯域信号を間引き処理する第１
の分割間引き処理部９５．送信信号をＮチャネルの帯域
信号に分割して各帯域信号を間引き処理する第２の分割
間引き処理部９６．第１の分割間引き処理部９５の各帯
域信号に基づき第２の分割間引き処理部９６の各帯域信
号を参照して各帯域の擬似エコーを生成するエコーキャ
ンセラ群９７．エコーキャンセラ群９７の各帯域の擬似
エコーを補間し合成して擬似エコーを出力する補間合成
処理部９８．および、送信信号から補間合成処理部９８
の擬似エコーを減じて残差信号を出力する減算部９９を
具備してなる。

本発明に係るサブバンド型エコーキャンセラは、また他
の形態として、第３図に示されるように９回線からの受
信信号をＮチャネル（Ｎは２以上の整数）の帯域信号に
分割して各帯域信号を間引き処理する第１の分割間引き
処理部９５．送信信号をＮチャネルの帯域信号に分割し
て各帯域信号を間引き処理する第２の分割間引き処理部
９６、第２の分割間引き処理部９６からの各帯域信号を
補間し合成して合成送信信号を出力する第１の補間合成
処理部９０．第１の分割間引き処理部９５の各帯域信号
に基づき第２の分割間引き処理部９６の各帯域信号を＠
叩して各帯域の擬似エコーを生成するエコーキャンセラ
群９７．エコキャンセラ群９７の各帯域の擬似エコーを
補間し合成して擬似エコーを出力する第２の補間合成処
理部９８．および、第１の補間合成処理部９ｏがらの合
成送信信号から第２の補間合成処理部９８の擬似エコー
を減じて残差信号を出力する減算部９９を具備してなる
。

また本発明に係るサブバンド型エコーキャンセラは、他
の形態として、上述の第２図、第３図の形態において、
各帯域毎のエコー消去動作が複素信号領域で行われるよ
うにしたことを特徴とする。

さらに本発明に係るサブバンド型エコーキャンセラは、
他の形態として、上述の各形態において、２／Ｎ間引き
処理が行われ１分割間引き処理部９１，９２，９５．９
６がＮ個のポリフェーズフィルタ群とＮ点離散フーリエ
逆変換回路で構成され、補間合成処理部９０，９４．９
８がＮ点離散フーリエ逆変換回路とＮ個のポリフェーズ
フィルタ群で構成されたことを特徴とする。

さらに本発明に係るサブバンド型エコーキャンセラは、
他の形態として、上述の各形態において、１／Ｎ間引き
処理が行われ９分割間引き処理部９１．９２，９５．９
６が２Ｎ個ポリフェーズフィルタ群と２Ｎ点離散フーリ
エ逆変換回路で構成され、補間合成処理部９０．９４．
９８が２Ｎ点離散フーリエ逆変換回路と２Ｎ個のボリフ
ェズフィルタ群で構成されたことを特徴とする。

またさらに本発明に係るサブバンド型エコーキャンセラ
は、他の形態として、上述の各形態において９間引き処
理後の一つのチャネルを利用してダブルトーク検出制御
が行われるように構成されたことを特徴とする。

（以下余白２ ［作用］ 第１図の形態のサブバンド型エコーキャンセラでは９分
割間引き処理部９１．９２から出力される各帯域信号は
複素信号とされており、エコキャンセラ群９３で行われ
る各帯域毎のエコー消去動作は複素信号領域で行われる
。

これにより、エコーキャンセラ群９３での処理にあたっ
て、各帯域信号が従来のリアルパート成分信号のように
各帯域の境目で重なり合うことがなくなり、よってこの
各帯域信号の重なり合いに起因して生じていた各帯域の
境界でのエラー抑圧特性の劣化が防止できるようになる
。

第２図の形態のサブバンド型エコーキャンセラでは、送
信信号が回線側に送出される経路にはエコーキャンセラ
群９７が置かれておらず、このエコーキャンセラ群９７
を通らない送信信号から擬似エコーを減算部９９で減じ
ることでエコーが消去されて回線に送出されるようにな
っている。つまり第２の分割間引き処理部９６．エコー
キャンセラ群９７．および補間合成処理部９８は擬似エ
コーを生成するだけの経路とされている。これによりエ
コーキャンセラ群９７で送信信号に雑音が重畳されるこ
とがなくなり、エコー抑圧特性も改善される。

また補間合成処理部９８で補間合成する信号は残差信号
ではな（擬似エコーとなり、この擬似エコーはその信号
レベルが通常大きいものであるから、補間合成処理部９
８を固定小数点演算回路で構成した場合にもダイナミッ
クレンジが大きくとれるので、演算精度の影響でエコー
抑圧特性が劣化することを少な（することができる。

第３図の形態のサブバンド型エコーキャンセラでは９回
線に送出される送信信号は第２の分割間引き処理部９６
からの各帯域信号を第２の補間合成処理部９０で補間合
成して得ており、この場合もエコーキャンセラ群９７を
経由していないので、エコーキャンセラ群９７で送信信
号に雑音が重量されることを防止できる。

また第１の補間合成処理部９０に入力される信号は各帯
域の送信信号であり、第２の補間合成処理部９８に入力
される信号は擬似エコーであるので、これらの信号レベ
ルは大きいため、第１．第２の補間合成処理部９０．９
８が固定小数点演算構成であっても演算精度に起因する
特性劣化を小さくすることができる。

さらに、第１．第２の分割間引き処理部９５゜９６、第
１．第２の補間合成処理部９０．９８のフィルタの次数
が有限であることにより合成後の信号にリップル成分が
のる場合でも、減算部９９において第１の補間合成処理
部９０の出力信号から第２の補間合成処理部９８の出力
信号が減じられる構成となっているため、最終的な送信
信号においてこのリップル成分は相殺され１通話品質の
改善が図られる。

第２図または第３図の形態のサブバンド型エコーキャン
セラにおいてエコーキャンセラ群での各帯域毎の擬似エ
コーの生成を複素信号領域で行うようにした場合には、
前述したように、各帯域信号間での信号成分の重なり合
いがな（なるため、各帯域の境目でのエコー抑圧特性の
劣化を防止することができる。

上述の各形態において１分割間引き処理部９１．９２，
９５．’９６をＮ個のポリフェーズフィルタ群とＮ点離
散フーリエ逆変換回路で構成し。

補間合成処理部９０，９４．９８をＮ点離散フーリエ逆
変換回路とＮ個のポリフェーズフィルタ群で構成して２
７Ｎ間引き処理を行うようにする。

あるいは分割間引き処理部９１．９２．９５．９６を２
Ｎ個のポリフェーズフィルタ群と２Ｎ点離散フーリエ逆
変換回路で構成し、補間合成処理部９０．９４．９８を
２Ｎ点離散フーリエ逆変換回路と２Ｎ個のポリフェーズ
フィルタ群で構成して１／Ｎ間引き処理を行うようにす
ることができ。

これらにより演算処理量を少なくすることができる。

さらに上述の各形態のサブバンド型エコーキャンセラに
おいて９間引き処理後の一つのチャネルを利用してダブ
ルトーク検出制御を行うようにすることで、ダブルトー
ク検出制御のための回路を簡素化してハードウェア規模
の削減を図ることができる。

［実施例］ 以下１図面を参照して本発明の詳細な説明する。

本発明の一実施例としてのサブバンド型エコーキャンセ
ラが第４図に示される。第４図において９回線側からの
受信信号はスピーカ８に入力されると共に１分割間引き
処理部ｌに入力される。

またマイクロホン９からの送信信号は分割間引き処理部
２．エコーキャンセラ群４．補間合成処理部７を介して
回線側へ送出される。

ここで分割間引き処理部ｌは、Ｎチャネル分割フィルタ
バンク１１と間引き部１２から構成されるものであって
、受信信号をフィルタバンク１１でＮチャネルの帯域信
号に分割した後に９間引き部１２で各帯域信号のサンプ
ル点を２／Ｎに間引き処理するものであるが９間引き部
１２からの出力信号は、従来技術のようなリアルパート
成分だけのものではなく、複素信号の形で出力されるよ
うになっている。

同様に分割間引き処理部２も、Ｎチャネル分割フィルタ
２１と間引き部２２から構成され９間引き部２２からの
出力信号は複素信号の形となっている。これらの分割間
引き処理部１．２は２倍のオーバサンプル型となってい
る。

エコーキャンセラ群４も、従来技術で説明したと同様に
９分割間引き処理部１により受信信号を分割した各帯域
信号に基づいて各チャネル毎の擬似エコーを適応ディジ
タルフィルタ４１■〜４１＠で作成し、減算器４２■〜
４２＠でこの擬似エコーを９分割間引き処理部２により
送信信号を分割した各帯域信号から減じて各チャネル毎
の残差信号を得る機能を持つものであるが、従来技術と
の相違点として、このエコーキャンセラ群４は複素信号
領域で動作するものが使用されている。このエコーキャ
ンセラ群４の適応制御アルゴリズムとしては、直接構成
型のエコーキャンセラに適応できる複素領域でのアルゴ
リズムであるのならば、全て適応することができるもの
とし１例えば正規化複素ＬＭＳアルゴリズムを適用する
ことができる。

補間合成処理部７はエコーキャンセラ群４から出力され
る各チャネル毎の残差信号をそれぞれ補間した後に合成
する回路であり、補間部７１と合成フィルタ７２とで構
成されている。この補間合成処理部７としても、複素信
号を処理する回路が用いられている。

これら分割間引き処理部１．２と補間合成処理部７の構
成方法が以下に説明される。

第５図には、２／Ｎの間引き処理を行う場合について９
分割間引き処理部１または２のフィルタバンクおよび間
引き部のスペクトルの例が示される。第５図において、
［Ａ〕には帯域分割複素フィルタ群のチャネル分割特性
が示され、［Ｂ］には奇数チャネルＣＨＩ、ＣＨ３，Ｃ
Ｈ５・・・の間引き後のフィルタ特性が示され、〔Ｃ１
には偶数チャネルＣＨ２，ＣＨ４，ＣＨ６・・・の間引
き後のフィルタ特性が示される。

この第５図において、チャネルＣＨＩに対応するフィル
タの特性をＨ（ｚ）とし、ＺをＺ＝ｅｘｐｆｊ　　２　
　ｘ　　ｆ　／ｆ　ｓ　　）とおき、これを次式のよう
に・旧等分解する。

Ｈ（ｚｌ　　＝Σ−Ｚ−’Ｈ，（ＺＮ）　　・・・　（
１）ここでチャネルＬ　（Ｌ＝２〜Ｎ）に対応するフィ
ルタの特性ＨＬ（Ｚ）は１式（１）におけるｆを。

ｆ−（Ｌ−１）ｆｓ／Ｎ で置き換えることにより得られ。

ＨＬ　（Ｚ）　＝　”；、、　ｅｘｐ［ｊ２π（Ｌ−１
）ｉ／ＮＪＺ−’Ｈ，ｆＺＮ）・　・　・　（２） となる。フィルタバンクへの入力信号をＸ（ｚ）とし。

・　・　・　（３） とおくと、チャネルＣＨＬに対応するフィルタの出力Ｙ
　Ｌｆｚ）は。

ＹＬ（Ｚ）・ ＋２−”２　Σ２−”Ｚ−’Ｘ、／２．．（Ｚ””ＩＨ
，ｆＺＮ）］・　・　・　（４） となる。

この出力ＹＬ（Ｚ）に対して間引き処理を行う場合には
、ｍ＋ｉが一定になるようにすればよく。

式（４）に基づいてこれを実現する構成は、第６図に示
されるものとなる。

すなわち第６図に示される如（９分割間引き処理部１．
２のフィルタバンクおよび間引き部は。

伝達特性がそれぞれＨ，（ＺＮ）　〜Ｈ，，（ＺＮｌの
Ｎ個のポリフェーズフィルタ群１１１と、これらポリフ
ェーズフィルタ群１１１からの出力が入力されるＮ点Ｉ
　Ｄ　Ｆ　Ｔ　（Ｉｎｖｅｒｓｅ　ＤｉｓｃｒｅｔｅＦ
ｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ　：離散フーリエ逆
変換）回路１２１とにより構成することができる。

同様にして、補間合成処理部７の補間部および合成フィ
ルタは、第７図に示される如＜、Ｎ点ＩＤＦＴ回路７１
１と、伝達特性がそれぞれＧｏ（ＺＮ）〜Ｇ、、（ＺＮ
）（７）Ｎ個のボ’）　７　ニー　Ｘフィル２群７２１
とで構成することができる。

以上は２／Ｎ間引き処理をするときの分割間引き処理部
１，２および補間合成処理部７の構成を示したが９分割
間引き処理部１．２および補間合成処理部７の構成はこ
れに限られるものではなく５例えばｌ／Ｎ間引き処理を
するときには以下のように構成することができる。

すなわち、第８図には、１／Ｎの間引き処理を行う場合
について１分割間引き処理部１または２のフィルタバン
クおよび間引き部のスペクトルの例が示される。第８図
において、［Ａ１には帯域分割複素フィルタ群のチャネ
ル分割特性が示され、〔Ｂ１には奇数チャネルＣＨＩ、
ＣＨ３，ＣＨ５・・・の間引き後のフィルタ特性が示さ
れ。

［Ｃ］には偶数チャネルＣＨ２，ＣＨ４，ＣＨ６・・・
の間引き後のフィルタ特性が示される。

この第８図において、チャネルＣＨＩに対応するフィル
タの特性をＨ（Ｚ）とし、Ｚを。

Ｚ＝ｅｘｐ　　（ｊ２ｉｆ／ｆｓ） とおき、これを次式のように恒等分解する。

ＨｆＺ）　　＝Ｘ　　　Ｚ−’Ｈ，（２２Ｎ）　　　−
−−（５）ここでチャネルＬ　（Ｌ＝２〜Ｎ）に対応す
るフィルタの特性ＨＬｆＺ）は９式（５）におけるｆを
。

ｆ−（Ｌ−１）　　ｆｓ／２Ｎ で置き換えることにより得られ。

Ｈ、（Ｚ）　＝Σ　ｅｓｐ［ｊ２ｕ　（Ｌ−１１１７２
Ｎ］Ｚ−’Ｈ＋　（Ｚ”１・　・　・　（６） となる。フィルタバンクへの入力信号をＸ　（ｚ）とし
。

・　・　・　（７） とおくと、チャネルＣＨＬに対応するフィルタの出力Ｙ
Ｌ（ｚ）は。

Ｙ　Ｌ（Ｚ）　＝ ＋ｚ−’　ｘ−ｚ−”ｚ−’ＸＮ　＋ｆｆｉ　＋ｚ２Ｎ
）　Ｈｉ　（２２Ｎ）　］・　・　・　（８） となる。

この出力Ｙ　Ｌｆｚｌに対して間引き処理を行う場合に
は、ｍ＋ｉが一定になるようにすればよく９式（８）に
基づいてこれを実現する構成は、第９図に示されるもの
となる。

すなわち第９図に示される如く９分割間引き処理部１，
２のフィルタバンクおよび間引き部は。

伝達特性がそれぞれＨ，ｆＺ２Ｎｌ　〜Ｈ２，−，（２
２Ｎ）の２Ｎ個のポリフェーズフィルタ群１１２と、こ
れらポリフェーズフィルタ群１１２からの出力が入力さ
れる２Ｎ点ＩＤＦＴ回路１２２とにより構成することが
できる。

同様にして、補間合成処理部７の補間部および合成フィ
ルタは、第１０図に示される如（，２Ｎ点Ｉ　ＤＦＴ回
路７１２と、伝達特性がそれぞれＧ　ｏ（２２Ｎ）　〜
Ｇ　ｚＮ−＋　（２２Ｎ）の２Ｎ個のポリフェーズフィ
ルタ群７２２とで構成することができる。

この実施例装置の動作は、基本的には第１４図の従来装
置で説明したものと同じであるが、相違点として１分割
間引き処理部１，２．エコーキャンセラ群４．補間合成
処理部７での信号処理がそれぞれ複素信号領域で行われ
ている。これにより、第５図あるいは第８図に示された
間引き後のフィルタ特性［Ｂ］、［Ｃ］からも分かるよ
うに、各帯域信号の間のスペクトルの重なりはなくなり
、この結果、従来装置で帯域の境目で生じていたエコー
抑圧特性の劣化を実施例装置ではなくすことができる。

第１１図には本発明の他の実施例が示される。

この実施例装置は、各帯域信号の境界で生じるエコー抑
圧特性の劣化を防止するばかりでなく、エコーキャンセ
ラ群で送信信号に重量する雑音も無くすことができるよ
うに改善したものである。

第１１図において、第４図と同じ参照番号が付された回
路は同一機能の回路を表すものとする。

この実施例装置では９回線側からの受信信号はスピーカ
８と分割間引き処理部１に入力される。

方、マイクロホン９からの送信信号は分割間引き処理部
２に入力されると共に、遅延回路５を経由して減算器６
に入力される。この遅延回路５は分割間引き処理部２お
よび補間合成処理部３で生じる信号伝搬遅延を補償する
ためのものであり、これら分割間引き処理部２および補
間合成処理部３で生じる信号遅延時間部だけマイクロホ
ン９からの送信信号を遅延させ、減算器６において両信
号系統の信号の位相が合うようにするものである。

分割間引き処理部２から出力される各帯域信号はエコー
キャンセラ群４に入力され、このエコーキャンセラ群４
からは、各チャネルのエコーキャンセラで生成された擬
似エコーが補間合成処理回路３に出力される。補間合成
処理回路３はこれら各チャネルの擬似エコーを補間した
後に加算合成し、それにより合成擬似エコーを生成して
、減算器６に送出する。減算器６では、遅延回路５を経
由した送信信号から補間合成処理部３の合成擬似エコー
を減じて残差信号を生成し、これを回線側に送出する。

ここで分割間引き処理部１．２の詳細な構成としては、
前述した第６図または第９図の構成を用いることができ
る。また補間合成処理部３は前述した第７図または第１
０図の構成を用いることができる。

この実施例装置の動作が以下に説明される。回線側から
の受信信号は分割間引き処理部ｌで帯域分割および間引
き処理され、各帯域信号はエコキャンセラ群４に入力さ
れる。このエコーキャンセラ群４にはマイクロホン９か
らの送信信号が分割間引き処理部２で帯域分割および間
引き処理されて入力されており、エコーキャンセラ群４
においては、適応ディジタルフィルタ４１■〜４１＠で
各帯域の擬似エコーを生成し、これら各帯域の擬似エコ
ーと分割間引き処理部２からの各帯域信号とを減算器４
２■〜４２＠でそれぞれ減じて各帯域の残差信号を作る
。各適応ディジタルフィルタ４１■〜４１■はこれらの
残差信号を参照してタップ係数制御を行う。

このエコーキャンセラ群４で作られた各帯域の擬似エコ
ーは補間合成処理部３に入力され、この補間合成処理部
３の補間部３１でそれぞれ補間処理された後に９合成フ
ィルタ３２で合成され、それにより全帯域を持つ合成擬
似エコーが生成され、この合成擬似エコーは減算器６に
送出される。

この合成擬似エコーは、減算器６において、遅延回路５
を経由した送信信号から減じられ、それによりスピーカ
８からマイクロホン９に回り込んで送信信号に重畳され
たエコーが消去される。エコー消去後の送信信号は回線
側へ送出される。

この実施例装置のような構成とすると、マイクロホン９
からの送信信号は遅延回路５と減算器６を経由する信号
ラインで回線側へ送出されることとなり、エコーキャン
セラ群４を経由しないようになる。これによりエコーキ
ャンセラ群４の減算器４２■〜４２＠で送信信号に雑音
が重畳されるといった不都合がな（なり９通話品質が改
善される。

また各帯域の境界でのエコー抑圧特性が改善される点は
前述の実施例と同様である。

さらにこの実施例では、補間合成処理部３に入力される
信号は擬似エコー信号となり、この擬似エコー信号は通
常の信号レベルで動作するものであるため、補間合成処
理部３が固定小数点演算方式で演算を行うものであって
も、入力信号に対するダイナミックレンジが大きくなり
、演算精度に起因した特性劣化が生じることをある程度
抑制することができる。

第１２図には本発明の更に他の実施例が示される。この
実施例装置は前述の各帯域間で生じるエコー抑圧特性の
劣化防止とエコーキャンセラ群による雑音重畳の防止の
他に１間引き処理フィルタで送信信号にのるリップル成
分も抑圧できるようにしたものである。第１２図中、第
１１図と同じ参照番号の回路は同じ機能の回路を表すも
のとする。

この実施例装置が第１１図の実施例装置と相違する点は
９分割間引き処理部２からの各帯域信号がエコーキャン
セラ群４と共に補間合成処理部７にも導かれており、こ
の補間合成処理部７で各帯域信号が補間合成されて元の
送信信号が復元され、この送信信号が減算器６に入力さ
れるようになっていることであり、前述の実施例におけ
るマイクロホン９から遅延回路を経由して減算器６に入
力される信号ラインは削除されている。

この実施例装置の動作は基本的には前述の第１１図の実
施例装置と同じであるが、減算器６で合成擬似エコーを
減算される送信信号が補間合成処理部７からの合成送信
信号である点が相違している。

この実施例装置のように回路を構成した場合。

分割間引き処理部と補間合成処理部のフィルタの次数が
有限であるために合成出力にリップル成分がのる場合に
も、補間合成処理部３側と補間合成処理部７例のリップ
ル成分が減Ｗ器３で相殺され、最終的な送信信号にのる
リップル成分の影響でエコー抑圧特性が劣化するのを抑
えることができる。

また補間合成処理部３で生じる信号遅延は補間合成処理
部７で生じる信号遅延により調整されるので、減算器６
では二つの経路の信号の位相は一致するようになる。

第１３図には本発明の更に他の実施例が示される。この
実施例装置は第１１図の実施例装置にダブルトーク検出
制御部８０を付加した構成のものであり、第１１図と同
じ参照番号の回路は同一機能の回路を表す。

第１３図に示されるように、ダブルトーク検出制御部８
０は、適応ディジタルフィルタと減算器からなるダブル
トーク検出専用のエコーキャンセラ８２とダブルトーク
検出回路８１とからなり。

このエコーキャンセラ８２は通常のエコーキャンセラと
は別にダブルトーク専用に設けられている。

この実施例装置では９分割間引き処理部２から出力され
る帯域信号のうちの一つが、ダブルトーク専用のエコー
キャンセラ８２に導かれて、このエコーキャンセラ８２
を動作させるようになっている。このエコーキャンセラ
８２は常時、適応動作を行っており、ダブルトーク検出
回路８１がそのエコー抑圧量を監視してダブルトーク状
態か否かを判断するようになっている。例えば、エコー
抑圧量が１５ｄＢ以下となったときにダブルトーク状態
と判断し、このダブルトーク検出時にはダブルトーク検
出回路８Ｉが通常動作を行っている全てのエコーキャン
セラ群４のタップ係数更新制御を止める。

なお９以上の各実施例では１間引き処理をｌ／Ｎあるい
は２／Ｎで行うものとして説明を行ったが１本発明はこ
れに限られるものではなく、ｒ／Ｎ（但しｒ＜Ｎ）で間
引き処理を行うものであってもよい。

［発明の効果］ 本発明によれば、サブバンド型エコーキャンセラにおい
て、各分割帯域の境界でのエコー抑圧特性の劣化、エコ
ーキャンセラ群での送信信号への雑音重畳、有限次数の
フィルタ群でのリップル成分の発生、あるいは固定小数
点演算に起因する特性劣化などが防止され、それにより
サブバンド型エコーキャンセラのエコー抑圧特性が改善
される。

【図面の簡単な説明】

第１図、第２図、第３図はそれぞれ本発明に係る原理説
明図。 第４図は本発明の一実施例としてのサブバンド型エコー
キャンセラを示すブロック図。 第５図は実施例において２７Ｎ間引き処理をする場合の
分割間引き処理部のスペクトルの例を示す図。 第６図は第５図の特性を持つ分割間引き処理部の構成例
を示すブロック図。 第７図は実施例において２／Ｎ間引き処理をする場合の
補間合成処理部の構成例を示すプロ・ツク図。 第８図は実施例においてｌ／Ｎ間引き処理をする場合の
分割間引き処理部のスペクトルの例を示す図。 第９図は第８図の特性を持つ分割間引き処理部の構成例
を示すブロック図。 第１０図は実施例において１７Ｎ間引き処理をする場合
の補間合成処理部の構成例を示すブロック図。 第１１図は本発明の他の実施例を示すブロック図。 第１２図は本発明の更に他の実施例を示すブロック図。 第１３図はダブルトーク検出部を含んだ場合の本発明の
更に他の実施例を示すブロック図。 第１４図は従来のサブバンド型エコーキャンセラの構成
例を示すブロック図。 第１５図は従来例装置の分割間引き処理部のスベクトル
の例を示す図、および。 第１６図は従来装置における残留エコーのスペクトルを
示す図である。 図において。 １．２．２０・・・分割間引き処理部 ３．７−・・補間合成処理部 ４・・・エコーキャンセラ群 ５・・・遅延回路 ６−・・減算器 ８・・・スピーカ ９・・・マイクロホン １１．１２，２０１・・・フィルタバンク１２．２２，
２０２・・−間引き部 ３１．７１．３０１・・・補間部 ３２．７２，３０２・・・合成フィルタ４１■〜４１■
・・・適応ディジタルフィルタ４２■〜４２＠・・・減
算器 １１１．１１２，７２１，７２２ −・−ポリフェーズフィルタ群

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、回線からの受信信号をＮチャネル（Ｎは２以上の整
   数）の帯域信号に分割して各帯域信号を間引き処理し複
   素信号の形で出力する第１の分割間引き処理部（９１）
   、 送信信号をＮチャネルの帯域信号に分割して各帯域信号
   を間引き処理し複素信号の形で出力する第２の分割間引
   き処理部（９２）、 該第１の分割間引き処理部（９１）の各帯域信号に基づ
   き該第２の分割間引き処理部（９２）の各帯域信号を参
   照して各帯域の擬似エコーを生成し、この各帯域の擬似
   エコーを該第２の分割間引き処理部（９２）からの各帯
   域信号から減じて各帯域の残差信号をそれぞれ出力する
   エコーキャンセラ群（９３）３および、 該エコーキャンセラ群（９３）の各帯域の残差信号を補
   間し合成して残差信号を出力する補間合成処理部（９４
   ）とを具備し、 該各帯域毎のエコー消去動作は複素信号領域で行われる
   ように構成されたサブバンド型エコーキャンセラ。 ２、回線からの受信信号をＮチャネル（Ｎは２以上の整
   数）の帯域信号に分割して各帯域信号を間引き処理する
   第１の分割間引き処理部（９５）、 送信信号をＮチャネルの帯域信号に分割して各帯域信号
   を間引き処理する第２の分割間引き処理部（９６）、 該第１の分割間引き処理部（９５）の各帯域信号に基づ
   き該第２の分割間引き処理部（９６）の各帯域信号を参
   照して各帯域の擬似エコーを生成するエコーキャンセラ
   群（９７）、 該エコーキャンセラ群（９７）の各帯域の擬似エコーを
   補間し合成して擬似エコーを出力する補間合成処理部（
   ９８）、および、 該送信信号から該補間合成処理部（９８）の擬似エコー
   を減じて残差信号を出力する減算部（９９）を具備して
   なるサブバンド型エコーキャンセラ。 ３、回線からの受信信号をＮチャネル（Ｎは２以上の整
   数）の帯域信号に分割して各帯域信号を間引き処理する
   第１の分割間引き処理部（９５）、 送信信号をＮチャネルの帯域信号に分割して各帯域信号
   を間引き処理する第２の分割間引き処理部（９６）、 該第２の分割間引き処理部（９６）からの各帯域信号を
   補間し合成して合成送信信号を出力する第１の補間合成
   処理部（９０）、 該第１の分割間引き処理部（９５）の各帯域信号に基づ
   き該第２の分割間引き処理部（９６）の各帯域信号を参
   照して各帯域の擬似エコーを生成するエコーキャンセラ
   群（９７）、 該エコーキャンセラ群の（９７）の各帯域の擬似エコー
   を補間し合成して擬似エコーを出力する第２の補間合成
   処理部（９８）、および、 該第１の補間合成処理部（９０）からの合成送信信号か
   ら該第２の補間合成処理部（９８）の擬似エコーを減じ
   て残差信号を出力する減算部（９９）を具備してなるサ
   ブバンド型エコーキャンセラ。 ４、請求項２または３に記載のサブバンド型エコーキャ
   ンセラにおいて、各帯域毎のエコー消去動作は複素信号
   領域で行われることを特徴とするもの。 ５、請求項１〜４の何れかに記載のサブバンド型エコー
   キャンセラにおいて、 ２／Ｎ間引き処理が行われ、 分割間引き処理部（９１、９２、９５、９６）がＮ個の
   ポリフェーズフィルタ群とＮ点離散フーリエ逆変換回路
   で構成され、 補間合成処理部（９０、９４、９８）がＮ点離散フーリ
   エ逆変換回路とＮ個のポリフェーズフィルタ群で構成さ
   れたことを特徴とするもの。 ６、請求項１〜４の何れかに記載のサブバンド型エコー
   キャンセラにおいて、 １／Ｎ間引き処理が行われ、 分割間引き処理部（９１、９２、９５、９６）が２Ｎ個
   のポリフェーズフィルタ群と２Ｎ点離散フーリエ逆変換
   回路で構成され、 補間合成処理部（９０、９４、９８）が２Ｎ点離散フー
   リエ逆変換回路と２Ｎ個のポリフェーズフィルタ群で構
   成されたことを特徴とするもの。 ７、請求項１〜６の何れかに記載のサブバンド型エコー
   キャンセラにおいて、 間引き処理後の一つのチャネルを利用してダブルトーク
   検出制御が行われるように構成されたもの。