JPH08307323A - 帯域分割型エコーキャンセラー - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 帯域分割技術によって演算処理量を低減す
る。これにより、ＤＳＰを用いた効率的なエコーキャン
セラーの実現をはかる。 【構成】 受信入力は受信用アナライザ１００−１で帯
域分割され、送信入力は送信用アナライザ１００−２で
帯域分割される。この帯域分割はポリフェースディジタ
ルフィルタ等を用い分割，間引処理を行ない、偶数チャ
ネルのみ、奇数チャネル対応スロットへ複素変調シフト
し、実数部のみとって帯域分割実数信号とする。分割し
た信号は各々適応ディジタルフィルタ群ＡＤＦｉ３００
に入力され、エコーキャンセルされる。適応ディジタル
フィルタ群の出力はシンセサイザ２００により上記帯域
分割と逆の演算処理により帯域合成される。この実数処
理の帯域分割合成により積和処理が得意なＤＳＰによる
実現が容易となり、少ないＤＳＰを用いて音響エコーキ
ャンセラーが経済的に実現できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、テレビ会議システム、
音声会議システムなどに使用されるサブバンド型エコー
キャンセラーに関し、特に演算量の少ない回路構成のサ
ブバンド型エコーキャンセラーに係るものである。

【０００２】

【従来の技術】テレビ会議、音声会議等のシステムにお
いてはスピーカから拡声された音声が部屋の壁などで反
射してマイクロフォンに回り込むことにより、遠端から
エコー音がもどる現象が知られている。このエコーを消
去するためエコーキャンセラーがシステムの両端に設置
される。エコーキャンセラーは、スピーカ入力からマイ
クロフォン出力までの音響系インパルス応答を学習し、
エコーレプリカを作成してこれをマイク入力信号から差
し引くように動作するが、音響系インパルス応答が長大
であるため通常のＦＩＲ型エコーキャンセラーにおいて
は必要となるタップ数が膨大となりハードウェア実現が
困難となる。

【０００３】この問題を解決するためサブバンド型エコ
ーキャンセラーが提案されてきた。サブバンド型エコー
キャンセラーは信号の帯域を複数個に分割して狭帯域信
号とし、標本化速度を低下させることによりハードウェ
ア実現を容易とする方式である。

【０００４】今、音響系のエコーパス長をＴｅｃｈｏ，
信号帯域から決まる標本化速度をｆｏ＝１／Ｔｏとすれ
ば原理的に必要となるトランスバーサルフィルタの長さ
Ｌは数４となる。

【０００５】

【数４】

【０００６】このトランスバーサルフィルタを信号処理
プロセッサＤＳＰで実現するものとすると、ＤＳＰのデ
ータメモリ容量はＬワード必要である（実際は係数メモ
リを含めてこの２倍を要す）。

【０００７】ＤＳＰが必要とする演算速度性能Ａは次の
ようになる。即ち、トランスバーサルフィルタの１タッ
プあたりαサイクルのインストラクションが必要である
とすれば、標本化周期Ｔｏ間にＬタップ分をこなす必要
から数５となる。

【０００８】

【数５】

【０００９】以上のように、所要メモリ量は標本化速度
とエコーパス長に比例し、演算速度性能は標本化速度の
自乗とエコーパス長に比例する。

【００１０】今、信号帯域をＮ_Bチャネルに分割したと
する。一般論として標本化速度をｆｓ＝１／Ｍ・ｆｏに
低下させるものとしよう。この場合、所要メモリ量はＮ
_Bチャネル全体を考えて数６となる。

【００１１】

【数６】

【００１２】速度に関してはＭ倍に拡大された時間内に
このＬタップ数を処理するのだから数７となる。

【００１３】

【数７】

【００１４】これらの数６、数７の式から、まずＭ＝Ｎ
_Bとすればメモリ量に利得無く、処理性能に関して１／
Ｍの利得が発生することがわかる。

【００１５】このサブバンド型エコーキャンセラーの従
来例として特開平４−１２３６０６号公報が知られてい
る。この公報中には、以前の公知例として上式の数６、
数７におけるＭ＝Ｎ_Bの場合の技術が説明されている。
Ｎ帯域分割してＭ＝Ｎ_B間引きした場合、エコーキャン
セラーは本質的に大きな欠点を持つ。それは帯域分割の
フィルタを理想フィルタに設計できないので、帯域端ス
カート部隣接チャネル間で相互に発生する折り返しひず
みがさけられず、この折り返しひずみ成分が適応ディジ
タルフィルタ（ＡＤＦ）の収束を乱し、残留エコーレベ
ル性能を低下させるというものである。

【００１６】かかる問題を解決するため上記公報に記載
された発明においては、オーバーサンプリング複素信号
処理方式が提案された。即ちＭ＝Ｎ_B／２としてオーバ
ーサンプリングすることにより上記折り返しひずみをさ
ける。そして帯域分割した信号を複素信号のまま、複素
ＡＤＦを介してエコーキャンセルするというものであ
る。

【００１７】

【発明が解決しようとする課題】前記従来技術によれ
ば、長大なタップ数のトランスバーサルフィルタを複素
帯域分割信号処理および複素ＡＤＦによって実現する道
が開かれた。ところがこの様な信号処理を実現するのは
一般にディジタル信号処理プロセッサ（ＤＳＰ）にて行
なわれるが、集積化技術の発展した現時点においてでさ
えＤＳＰにとって複素信号演算は不得手であると言わざ
るを得ない。例えば２個の複素数乗算は、ｊ＝√(-1)と
して（ａ＋ｊｂ）＊（ｃ＋ｊｄ）＝（ａ＊ｃ−ｂ＊ｄ）
＋ｊ（ａ＊ｄ＋ｂ＊ｃ）のように実数の乗算４回、実数
の加算２回を含む。ＤＳＰでは、この様な複素乗算を１
インストラクション（１サイクル）処理は出来ず上記実
数の演算をくり返さなくてはならない。当然メモリも実
数部、虚数部を有し、適当にアドレッシングしながら読
み／書きをしなければならないのでそのオーバーヘッド
は相当なものとなる。

【００１８】周知のごとく、複素ＡＤＦの適応アルゴリ
ズムは実変数をすべて複素変数に拡張した次の数８、数
９、数１０式であらわされる。

【００１９】

【数８】

【００２０】

【数９】

【００２１】

【数１０】

【００２２】例えば数８のたたみ込み演算について考察
する。これは複素数の積和をタップ数Ｌ回行なうもので
ある。変数が実数であれば、ふたつのメモリ領域を同時
アクセスして乗算し、その結果をアキュームレータに加
えるという操作を現在のＤＳＰはパイプライン処理によ
り１サイクルでこなすことができる。しかるに変数が複
素数である場合、上記したように積だけでも４回の乗算
２回の加算に展開されることから１回の積和あたり効率
は１／６以下となる。実際は効率的なパイプライン処理
が不可能となることから、これにより一層効率低下す
る。数１０の係数アップデートにおいても事情は全く同
様である。

【００２３】このように、複素ＡＤＦ演算をＤＳＰで実
行させることは、きわめて負荷が大きくつらい事がわか
った。実数ＡＤＦ演算に比較して、おそらく１桁近く負
荷が重いと考えられる（ＤＳＰアーキラクチャに依
る）。

【００２４】本発明の目的は、複素ＡＤＦ演算をさけ、
実数ＡＤＦにてエコーキャンセラー群を実現し、ひいて
はＤＳＰを用いて効率的・経済的なエコーキャンセラー
を実現しようとするものである。

【００２５】

【課題を解決するための手段】上記の目的は、次のよう
に構成した実数演算処理の適応ディジタルフィルタ（Ａ
ＤＦ）群を用いたサブバンド型エコーキャンセラーによ
って達成される。

【００２６】すなわち、スピーカーへの受信出力信号と
する回線からの受信入力信号をＮ個（Ｎ＝４ｍ，ｍ＝
１，２，３……）の帯域信号に分割する第一のアナライ
ザと、マイクからの送信入力信号をやはりＮ個の帯域信
号に分割する第二のアナライザと、該第一，第二のアナ
ライザの出力をそれぞれ帯域分割受信入力信号，帯域分
割送信入力信号として各帯域毎にエコー消去動作を行う
Ｎ個の適応ディジタルフィルタ群と、該適応ディジタル
フィルタ群の出力をうけてＮ個の帯域信号を帯域合成し
て回線への送信出力信号とするシンセサイザとより成
り、上記第一，第二のアナライザは、帯域［０，２π］
をＮ分割する複素帯域通過フィルタ群数１１であって、
該フィルタ群はＭ：１（Ｍ＝Ｎ／４）の比率で間引演算
を行ない、かつ、該フィルタ群の出力に対して複素周波
数シフト演算子数１２を乗じた後実数部だけを取り出し
てアナライザ出力とするものであり、上記シンセサイザ
は、合成すべきＮ個の信号として実信号が与えられ、上
記複素周波数シフト演算子に対して逆の演算子数１３を
乗じた後上記と同様な複素帯域通過フィルタ群数１１に
よって１：Ｍ（Ｍ＝Ｎ／４）の比率の補間演算を行な
い、かつ、全帯域加算合成したものをシンセサイザ出力
とするものであり、上記適応ディジタルフィルタ群は、
実数の受信入力信号、実数の送信入力信号をうけて実変
数の適応アルゴリズムによってエコー消去動作を行うエ
コーキャンセラー群であることを特徴とする。

【００２７】

【数１１】

【００２８】

【数１２】

【００２９】

【数１３】

【００３０】

【作用】本発明の上記手段による構成原理を図３を用い
て説明する。

【００３１】まず、ＡＤＦの標本化速度を下げるため帯
域を複数に分割し、かつオーバーサンプルを基本とする
のは従来と同様である。信号帯域［０，２π］をＮ分割
するものとし、数１４とおく。

【００３２】

【数１４】

【００３３】Ｎ帯域に分割するフィルタ群として数１１
を得る。

【００３４】ただしＨ（Ｚ）は［−π／Ｎ，π／Ｎ］を
通過域として設計したプロトタイプのフィルタである。
このフィルタ群によって分波されたＮ個のサブバンド信
号数１５を図３で黒く塗りつぶした台形で示した。

【００３５】

【数１５】

【００３６】各信号はν＝０，Ｎ／２を除いて複素信号
となっている。また、ディジタルフィルタを理想的に設
計できないので各帯域端スカート部では帯域内に振幅
歪、帯域外にスペクトルのもれこみが発生している。こ
の状態で、標本化レートを下げるためＭ：１の比率で間
引を行う。間引の数学的原理は数１６によって与えられ
る。

【００３７】

【数１６】

【００３８】即ち、振幅が１／Ｍに減衰し、かつ数１７
シフトしたコピースペクトルがすべて重なり合う。

【００３９】

【数１７】

【００４０】Ｍ＝Ｎとすると各帯域端部でオーバーラッ
プが発生し、いわゆる折り返し歪みが発生することがた
だちにわかる。Ｍ＝Ｎ／２とすれば周波数スロット２個
毎のくり返しとなることから折り返し歪みはさけられ
る。しかし信号はまだ複素数のままである。

【００４１】そこで本発明の上記手段では、実数信号出
力を得たいため反転折り返しに備えて更にオーバーサン
プルしてＭ＝Ｎ／４とする。複素信号の虚数部を捨て、
実数部のみをとるとスペクトラムは直流原点を対称に折
り返し重なり数１８となるものと考えられる。

【００４２】

【数１８】

【００４３】ｙ_ν（Ｗ）は得られた実信号のスペクトラ
ムであり当然ｙ_ν（−Ｗ）＝ｙ_ν（Ｗ）である。図３を
見るとＭ＝Ｎ／４で間引かれた複素スペクトル数１６は
周波数スロット４個毎にコピースペクトルが発生する。
従って直流原点からみて奇数のスロット位置にあるスペ
クトル（ν＝１，３…チャネル）は原点対称におりかえ
されても“重なり”が発生せず偶数のスロット位置にあ
るスペクトル（ν＝０，２，…チャネル）は原点対称折
り返しにより“重なり”が発生する。“重なり”が発生
するとＡＤＦは収束動作しない。そこで少なくともνが
偶数であるチャネルに関しては複素変調によりどこか奇
数スロット位置に周波数シフトして後、実数部だけを取
り出すこととする。隣のスロット位置に移動するのが簡
便であり、数１９を複素乗算する。ｎはＭ間引に対応し
た時間指標である。

【００４４】

【数１９】

【００４５】以上のプロセスによって得られた実信号ス
ペクトルを図３の奇数チャネル位置に示す。偶数チャネ
ル対応も同様になる。周波数スペクトラムは全体として
原点対称であって、折り返し歪みのないスペクトルであ
る。この様にして得られた実信号群を受信入力、送信入
力として適応ディジタルフィルタＡＤＦ群を動作させ
る。動作レートは原信号標本化化レートｆｏに対し数２
０である。

【００４６】

【数２０】

【００４７】収束アルゴリズムはもちろん良く知られた
学習同定法を用いる。ＡＤＦ群の出力を帯域合成する原
理は、次の様になる。まずν＝０，２，…対応チャネル
のスペクトルをもともとあった位置に戻す。数２１を乗
算する。

【００４８】

【数２１】

【００４９】しかる後、例えばアナライザ側で用いたの
と同じ複素ＢＰＦ群数１１を通してアップサンプル補間
演算ならびに帯域加算数２２を行えばよい。

【００５０】

【数２２】

【００５１】なお、Ｍ：１のダウンサンプルおよび実数
部取出しによって信号振幅が１／Ｍ，１／２に減衰して
いるのでこれらの利得補正をしてやることは言うまでも
ない。

【００５２】

【実施例】以下、本発明を実施例によって説明する。図
１は本発明の一実施例帯域分割エコーキャンセラーの全
体構成を示すものである。対向者からの音声信号は受信
伝送路経由受信入力端子１０に与えられる。受信音声信
号は受信出力端子２０からスピーカ出力されるとともに
受信用アナライザ１００−１にて複数個の帯域に帯域分
割され帯域分割受信入力信号となる。

【００５３】一方、スピーカ出力音声は室の壁等で反射
されエコー成分としてマイクロフォン経由送信入力端子
３０に現われる。この送信入力信号は送信用アナライザ
１００−２によって、先の受信用アナライザと全く同様
に帯域分割され、複数個の帯域分割送信入力信号とな
る。

【００５４】帯域分割された受信入力信号および送信入
力信号はそれぞれ対応する複数個の適応ディジタルフィ
ルタ群ＡＤＦｉに入力される。ＡＤＦｉはそれぞれ独立
にエコーキャンセル動作を果たし、帯域分割送信出力信
号を出力する。これら複数個の帯域分割送信信号をシン
セサイザ２００が帯域合成し送信出力信号として送信出
力端子４０に送出する。上記のような動作でエコー信号
はキャンセルされる。

【００５５】もちろん、近端話者の音声信号は送信入力
端子３０から、帯域分割・合成過程を１度だけ経由して
送信出力端子４０に送出されるものである。

【００５６】次に帯域分割の様子を再度図３で説明す
る。まず（イ）は帯域分割の基本となるプロトタイプＬ
ＰＦ Ｈ（Ｚ）の特性てあり、［−π／Ｎ，π／Ｎ］を
通過域としている。これを数２３にてシフトしたＢＰＦ
数１１の特性が黒塗りの台形で示されている。

【００５７】

【数２３】

【００５８】従ってこの特性は帯域分割された信号スペ
クトルそのものと思ってもよい。ところでこれらＮ個の
スペクトル群のうちν＝ｉとν＝Ｎ−ｉ（ｉ＝１，２，
…Ｎ／２−１）に対応するスペクトル同士は複素共役の
関係にある。複素共役信号は一方が知れれば他方は再生
出来るので、処理対象として一方を削除する。またν＝
０とν＝Ｎ／２に対応するスペクトル（これらは実数信
号）は伝送帯域端（直流付近および標本化周波数の半分
付近）に位置し実用上伝送する必要が無いのでやはり処
理対象から外す。従って図１の実施例ではν＝１〜Ｎ／
２−１チャネルにつきエコーキャンセル処理を行うよう
にしている。（もちろん必要とされる伝送帯域に応じて
更にチャネル削減を行ってもよい。）

【００５９】さて、

【作用】の項で説明したようにＭ＝Ｎ／４の間引演算を
行ない、処理レートを低下させる。そして出力信号の実
数化にそなえてνが偶数であるスロット位置を奇数の位
置まで複素変調し、実数化を行う。実数化されたスペク
トルが（ハ）等に示されている。この図によるとスペク
トル間のギャップは充分に広く、そのオーバーラップは
全く無い様に描かれている。このことは、実際に設計さ
れるプロトタイプＬＰＦの帯域外減衰量が有限であり、
かつ通過帯域から離れる程減衰量も増加するようになる
という現実の性質にマッチして好ましい事である。

【００６０】以上の処理を行なうアナライザ・シンセサ
イザの構成を図２に示す。アナライザは、データシフト
メモリ１１０、Ｍ：１ダウンサンプル回路１２０、ポリ
フェーズ分解サブフィルタ群１３０、Ｎ点ＤＦＴ１４
０、複素変調回路１５０より成り、シンセサイザは、デ
ータ加算メモリ２１０、１：Ｍアップサンプル回路２２
０、ポリフェーズ分解サブフィルタ群２３０、Ｎ点ＤＦ
Ｔ２４０、複素変調回路２５０より成り、この図２にお
ける帯域分割・合成の回路は良く知られたポリフェーズ
構成である。所望の規格を満足するプロトタイプＬＰＦ
Ｈ（Ｚ）（当然ＦＩＲ型とする）があるとする。Ｈ
（Ｚ）のタップ係数をＮタップ毎にグルーピングにして
サブフィルタ群１３０の数２４に分解出来る。即ち数２
５の

【００６１】

【数２４】

【００６２】

【数２５】

【００６３】ポリフェーズＢＰＦ群を作るには、上式数
２５のＺを数２６とおきかえればよい。

【００６４】

【数２６】

【００６５】Ｎ個のポリフェーズＢＰＦ群は数２７

【００６６】

【数２７】

【００６７】即ち、ν番目のＢＰＦ数２７は定数ベクト
ル数２８とサブフィルタベクトル数２９との内積で与え
られる。

【００６８】

【数２８】

【００６９】

【数２９】

【００７０】上式をν＝０，１，２，……，Ｎ−１に対
して書き下すとサブフィルタ伝達関数の離散的フーリエ
変換（ＤＦＴ）形式の数３０が得られる。

【００７１】

【数３０】

【００７２】上式数３０から、入力信号をサブフィルタ
に並列展開し、その出力をＤＦＴして一括ＢＰＦ出力を
得ることができる。図２のアナライザでは、ダウンサン
プル回路１２０でＭ＝Ｎ／４の間引処理を許される範囲
内で左端まで移動し、演算量の削減を行なっている。更
に前に説明したようにν＝０，Ｎ／２〜Ｎ−１等のチャ
ネル出力を捨て、複素変調回路１５０でν＝２，４，…
等の偶数チャネルに対しては奇数スロット位置に変調シ
フトした後、実数部のみを取り出しアナライザ出力とし
ている。Ｎ点ＤＦＴ１４０はＦＦＴを用いてもよいし、
必要となるチャネルのみ直接ＤＦＴしてもよい。

【００７３】帯域合成シンセサイザ側の動作は以下のと
おりである。まず複素変調回路２５０で偶数チャネル対
応は前と逆方向の変調シフトを行ない、元のスペクトル
位置にもどし補間雑音除去用のＢＰＦ群２３０に入力す
る。“０”挿入をしてアップサンプル回路２２０でＭ倍
にアップサンプルした信号群を数３１、その補間雑音除
去用ＢＰＦ群を数３２とする。（数３２はアナライザ側
のそれと同じ特性でよい）。

【００７４】

【数３１】

【００７５】

【数３２】

【００７６】そしてデータ加算シフトメモリ２１０によ
る合成出力Ｙ（Ｚ）は数３３が得られる。

【００７７】

【数３３】

【００７８】この式は、入力信号数１５をＤＦＴした信
号をサブフィルタ群数３４に通して遅延数３５させなが
ら加算すればよいことを示している。

【００７９】

【数３４】

【００８０】

【数３５】

【００８１】ところでアップサンプルのため挿入した
“０”入力信号はＤＦＴしても０出力であり、ＦＩＲ形
式のサブフィルタ数３６においても同様な事情によっ
て、実はＤＦＴおよびサブフィルタ演算は間引かれたレ
ートで行なえばよく、Ｍ倍のアップサンプルはシンセサ
イザ右端まで移動することができる。

【００８２】

【数３６】

【００８３】なお、複素共役信号であるという理由で削
除された信号チャネルには“０”信号を入力しておく。
これに対応した利得補正２倍が更に必要である。従って
アナライザ側では総合利得補正（２＊２＊Ｍ）倍が回路
中に含まれる。また合成される最終出力は、そのスペク
トラムが正負対称である実数信号であるから虚数部は演
算する必要がなく、サブフィルタ部数３７は実タップ係
数フィルタであるからＤＦＴ出力の実部のみ取り出し、
それ以降実数部のみ演算してやればよい。つまり複素演
算は複素変調部、ＤＦＴ部のみに限られる。

【００８４】

【数３７】

【００８５】以上説明されたように、分割された帯域信
号は実数であるから適応フィルタ群３００（図１）は実
数アルゴリズムのＡＤＦを用いることができる。例えば
式数８〜数１０を全て実変数とした学習同定法が適用で
きる。実変数の学習同定法は積和演算を１サイクルで実
行でるディジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）にて効
率良く処理できる。

【００８６】本発明の実証シミュレーション結果を示
す。ｆｏ＝１６ＫＨｚ，信号帯域７ＫＨｚ，Ｔｅｃｈｏ
＝２５０ｍｓのエコーキャンセラーをＮ＝３２分割して
構成したものである。まず帯域分割・合成の伝送周波数
特性を図４に示す。これはアナライザ〜シンセサイザの
伝送を正弦波信号で評価したものである。帯域内リップ
ルは±０．０３ｄｂ以下であり、申し分ない。

【００８７】次にエコーキャンセラー特性として、イニ
シャル・リセットの状態から残留信号がどの様に減衰し
てゆくかをシミュレーションしたものが図５である。試
験信号はガウス分布白色雑音、４秒の後、エコー抑圧量
は４１ｄｂに到達したことを示している。このＡＤＦの
収束状況によって、折り返し雑音の無い帯域分割間引法
が実証されたと言える。

【００８８】なお、設計したプロトタイプＬＰＦ Ｈ
（Ｚ）の帯域外減衰量を更に増加するように設計すれば
エコー抑圧量４１ｄｂの更なる向上が可能である。

【００８９】本発明による、実数演算型ＡＤＦと従来の
提案である複素演算型ＡＤＦを使用するメモリ量、演算
量との観点から比較してみると表１のとおりである。

【００９０】

【表１】

【００９１】評価を要約すれば以下の通りである。 １．アナライザ、シンセサイザのハード量はほぼ同等で
ある。 ２．ＡＤＦに要するメモリ量も同様である。 ３．演算量は、実タップあたりの所要サイクル数αの４
倍と、複素タップあたりの所要サイクル数βとの比較で
決まる。

【００９２】この３項につき、例えばたたみこみ演算で
評価すると、現在のＤＳＰではα＝１、従って４α＝４
である。一方複素たたみこみでは乗算と実数部／虚数部
の和を考えてβ＝４＋２＋２＝８，４α：β＝４：８と
なる。ＤＳＰのアーキラクチャに依存することである
が、実際にはメモリのアドレスコントロール等を考える
とこの差は更に大となる可能性があり、実数でＡＤＦ処
理できることのメリットは大きい。この結果やや定性的
に要約すると、実数型ＡＤＦでは複素数型ＡＤＦに比較
して間引率が１／２ゆるい。演算量は、標本化速度の２
乗で効くため、本質的に４倍の演算量を必要とする。と
ころが、複素演算型の方は複素演算１オペレーションが
実は実数オペレーションの４倍以上を要す、ということ
に由来するのであろう。

【００９３】一例として、Ｔｅｃｈｏ＝２５０ｍｓ，ｆ
ｏ＝１６ＫＨｚの音響エコーキャンセラーを直接構成す
る場合と本発明によって構成する場合を比較する。直接
構成では、α＝４として、数５によりＡ₀＝２５６ＭＩ
ＰＳ本発明では、Ｎ＝６４(Ｎ_B＝３２)とすれば、数３
８によりＡ₂＝３２ＭＩＰＳ

【００９４】

【数３８】

【００９５】となり、処理能力が３２ＭＩＰＳのＤＳＰ
を用いるとすると、直接構成では８個必要とするが、本
発明によれば、帯域分割・合成演算に１個、ＡＤＦ群に
１個必要として合計２個で実現できる。

【００９６】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
長大なタップを必要とするエコーキャンセラーの実現に
おいて実数演算処理を行なうＡＤＦを使えるように帯域
分割合成でき、これを用いて効率良く音響エコーキャン
セラーを実現することができる。また、少ないＤＳＰを
用いて音響エコーキャンセラーが効率的，経済的に実現
でき、実用価値が大きい。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例の帯域分割型エコーキャンセ
ラーの全体構成図である。

【図２】本発明の一実施例の帯域分割型エコーキャンセ
ラーの帯域分割アナライザ及び帯域合成シンセサイザの
詳細構成図である。

【図３】本発明の一実施例の帯域分割型エコーキャンセ
ラーのアナライザ・シンセサイザの動作原理を説明する
スペクトラム図である。

【図４】本発明の一実施例の帯域分割型エコーキャンセ
ラーのアナライザ・シンセサイザ部の伝送周波数特性図
である。

【図５】本発明の一実施例の帯域分割型エコーキャンセ
ラーのエコー消去特性を示す一例図である。

【符号の説明】

１００−１，１００−２…帯域分割アナライザ、２００
…帯域合成シンセサイザ、３００…適応ディジタルフィ
ルタ群、１１０…データシフトメモリ、２１０…データ
加算シフトメモリ、１２０…Ｍ：１ダウンサンプル回
路、２２０…１：Ｍアップサンプル回路、１３０，２３
０…ポリフェーズ分解サブフィルタ群、１４０，２４０
…Ｎ点ＤＦＴ回路、１５０，２５０…複素変調回路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 スピーカーへの受信出力信号とする回線
   からの受信入力信号をＮ個（Ｎ＝４ｍ，ｍ＝１，２，３
   ……）の帯域信号に分割する第一のアナライザと、マイ
   クからの送信入力信号を同一のＮ個の帯域信号に分割す
   る第二のアナライザと、該第一，第二のアナライザの出
   力をそれぞれ帯域分割受信入力信号，帯域分割送信入力
   信号として各帯域毎にエコー消去動作を行うＮ個の適応
   ディジタルフィルタ群と、該適応ディジタルフィルタ群
   の出力をうけてＮ個の帯域信号を帯域合成して回線への
   送信出力信号とするシンセサイザとより成り、上記第
   一，第二のアナライザは、帯域［０，２π］をＮ分割す
   る複素帯域通過フィルタ群数１であって、該フィルタ群
   はＭ：１（Ｍ＝Ｎ／４）の比率で間引演算を行ない、か
   つ、該フィルタ群の出力に対して複素周波数シフト演算
   子数２を乗じた後実数部だけを取り出してアナライザ出
   力とするものであり、上記シンセサイザは、合成すべき
   Ｎ個の信号として実信号が与えられ、上記複素周波数シ
   フト演算子に対して逆の演算子数３を乗じた後上記と同
   様な複素帯域通過フィルタ群数１によって１：Ｍ（Ｍ＝
   Ｎ／４）の比率の補間演算を行ない、かつ、全帯域加算
   合成したものをシンセサイザ出力とするものであり、上
   記適応ディジタルフィルタ群は、実数の受信入力信号、
   実数の送信入力信号をうけて実変数の適応アルゴリズム
   によってエコー消去動作を行うエコーキャンセラー群で
   あることを特徴とする帯域分割型エコーキャンセラー。 【数１】 【数２】 【数３】