JP3356369B2 - サブバンドエコーキャンセラ - Google Patents

サブバンドエコーキャンセラ

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JP3356369B2
JP3356369B2 JP00006196A JP6196A JP3356369B2 JP 3356369 B2 JP3356369 B2 JP 3356369B2 JP 00006196 A JP00006196 A JP 00006196A JP 6196 A JP6196 A JP 6196A JP 3356369 B2 JP3356369 B2 JP 3356369B2
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    • H04B3/20—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
    • H04B3/21—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a set of bandfilters
    • H—ELECTRICITY
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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
  • Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、エコーキャンセラ
に関するものであり、より特定するに、サブバンドエコ
ーキャンセラに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】エコーキャンセラ、あるいはより一般的
にあらゆるアダプテイブフィルタ（適応フィルタ）のサ
ブバンドでの実施では、処理される信号、すなわち、受
信信号及び伝送信号、は、最初に一連の周波数域の列に
分割され、それから、各周波数域毎に処理がなされる。
このような目的のために、受信信号ｘ（ｋ）を所定の数
の周波数域に分割するために、Ｘ解析フィルタバンクが
用いられ、また、伝送信号ｙ（ｋ）を同じ数の周波数域
へ分割するためにＹ解析フィルタバンクが用いられてい
る。そこで、これらのＸとＹのサブバンド信号は、各サ
ブバンドにおけるエコーをキャンセルするために、各々
のサブバンドにおけるエコーキャンセラへと送られる。
そのようなサブバンドエコーキャンセラのひとつは、19
93年12月21日に付与された米国特許番号5,272,695号に
開示されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】先行技術のサブバンド
エコーキャンセラでは、Ｘ及びＹ解析フィルタバンクの
各Ｘフィルタ及びＹフィルタは同一のものであった。す
なわち、それらは同一の周波数特性を有するものであっ
て、その結果として、周波数特性のロールオフ領域に重
なりが存在していた。Ｘ及びＹ解析フィルタバンクにお
いて、各サブバンドについて同一の周波数特性を有する
ようなフィルタを用いた、先行技術のサブバンドエコー
キャンセラは、収束の点で問題があることが認められて
きた。事実、周波数域（バンド）の端部、すなわち、２
つの隣接するサブバンドによって大体同じ範囲をカバー
された周波数であるが、収束が劣るということが認めら
れている。周波数域（バンド）端部での収束が劣ること
の説明としては、サブサンプリングされた周波数域（バ
ンド）毎の基準信号（すなわち、各サブバンドにおける
エコーキャンセラのタップ付遅延線を出てきた、Ｘのサ
ブバンド信号のこと）についての相関マトリックスが、
小さな固有値についてうまく条件付けされていないこと
がある。これらの小さな値の固有値に伴う固有モードが
励起されるとすれば、長時間の定数が、各サブバンドで
のエコーキャンセラーの収束に関して必然的に導入され
ることになろう。その結果、サブバンド間の遷移領域に
おいて、サブバンドエコーキャンセラーの収束が、実際
には存在しないことになる。このことは、極めて望まし
くないことである。
【０００４】
【課題を解決するための手段】先行技術のサブバンドエ
コーキャンセラに伴う問題点は、Ｘ解析フィルタバンク
において、サブバンドフィルタの通過域が、Ｙ解析フィ
ルタバンクでの、対応するサブバンドフィルタの通過域
よりも広いものを用いることによって解決される。これ
によって、エコーが合成される、すべての周波数におい
て、各サブバンドエコーキャンセラ内のアダプテイブフ
ィルタ（適応フィルタ）のタップ付遅延線に十分なエネ
ルギーが存在することが保証される。さらに特筆すべき
点としては、各サブバンドエコーキャンセラ内のアダプ
テイブフィルタ（適応フィルタ）のタップ付遅延線での
十分なエネルギーを維持することは、相関マトリックス
について小さな固有値を伴った固有モードを励起する事
を避けることにもなるということがある。
【０００５】
【発明の実施の形態】
[サブバンドエコーキャンセラ]単純化されたブロック線
図の形式であるが、図１は、本発明が実施されうるサブ
バンドエコーキャンセラ１００の詳細である。ここで
は、信号処理はデジタル形式でなされており、アナログ
からデジタル、あるいはデジタルからアナログへの変換
器はいずれも示されていないということは留意された
い。ここでは特に、受信信号ｘ（ｋ）は、受信経路１０
１を経由してエコー経路１０２及びＸ解析フィルタバン
ク１０３へと送られている。出力音声信号ｖ（ｋ）はエ
コー経路１０２からのエコー信号と加算器１０４を経由
して結び付けられ、端部付近の出力信号ｙ（ｋ）を形成
している。エコー経路１０２は、電気的あるいは音響的
性質であり得るということは留意されたい。エコー経路
が音響的なものであるとすれば、電気的な経路に比べ
て、その加算がマイクロホンあるいはその種のものを用
いてなされることは明らかである。加算器１０４は、音
声信号とエコー経路の信号の結合が存在することを単に
例示するに過ぎないものであり、それ自体物理的な加算
器ではない。端部付近の出力信号は、Ｙ解析フィルタバ
ンク１０５へと送られる。Ｘ解析フィルタバンク１０３
及びＹ解析フィルタバンク１０５は、受信信号ｘ（ｋ）
及び端部付近の出力信号ｙ（ｋ）をそれぞれ、複数のサ
ブバンドへ分割するために用いられる。本例では、Ｘ解
析フィルタバンク１０３とＹ解析フィルタバンク１０５
におけるサブバンドの数は、同じである。Ｘ解析フィル
タバンク１０３からのサブバンド信号ｘm（ｋ）、ここ
でｍ＝０，．．．．，Ｍ−１，で、特定例ではＭ＝３
２、は、１０６−０から１０６−Ｍ−１までのダウンサ
ンプリングユニットに送られる。これらの信号は、以下
に記述されているようにして、ダウンサンプリングがな
される。一方、ｘ0（ｓ）からｘM-1（ｓ）までの、結果
としてのダウンサンプリングがなされた信号は、１０７
−０から１０７−Ｍ−１までのエコーキャンセラーへ送
られ、そこでさらに、トランスバーサルフィルタ１０８
−０から１０８−Ｍ−１へとそれぞれ送られる。また、
１０７−０から１０７−Ｍ−１までのエコーキャンセラ
ーは、それぞれ、１０９−０から１０９−Ｍ−１までの
代数的結合ユニットを含んでおり、それらには、それぞ
れｙハット0（ｓ）からｙハットM-1（ｓ）までのエコー
推定信号が送られている。Ｙ解析フィルタバンク１０５
からのサブバンド信号ｙm（ｋ）、ここでｍ＝
０，．．．．，Ｍ−１，で、特定例ではＭ＝３２、は、
１１０−０から１１０−Ｍ−１までのダウンサンプリン
グユニットに送られる。これらの信号は、以下に記述さ
れているようにして、ダウンサンプリングがなされる。
一方、ｙ0（ｓ）からｙM-1 （ｓ）までの、結果としての
ダウンサンプリングがなされた信号は、１０７−０から
１０７−Ｍ−１までのエコーキャンセラーへ送られ、そ
こでさらに、それぞれ１０９−０から１０９−Ｍ−１ま
での代数的結合ユニットへ送られ、各サブバンドにおけ
るエコーをキャンセルするために、それらからｙハット
0（ｓ）からｙハットM-1（ｓ）までのエコー推定信号が
差し引かれる。そのようなエコーキャンセラは、当技術
分野においてはよく知られているところであり、アダプ
テイブフィルタ１０８は、典型的には、米国特許番号3,5
00,000号（U.S.Patent 3,500,000）、または、IEEE Tra
nsactions on Communications, Vol.Com-26,No.5,May
1978,pages 647-653に掲載されたD.L.Duttweilerによる
記事"A Twelve-Channel Digital Echo Canceler"に幅広
く記述された形式のアダプテイブトランスバーサルフィ
ルタである。１０７−０から１０７−Ｍ−１までのエコ
ーキャンセラから結果として生じる、ｅ0（ｓ）からｅ
M-1（ｓ）までのサブサンプルがなされたエラー信号
は、それぞれ、１１１−０から１１１−Ｍ−１までのア
ップサンプリングユニットへ送られる。ｅ0（ｓ）から
ｅM-1（ｓ）までのアップサンプリングがなされたエラ
ー信号は、Ｅ合成フィルタバンク１１２へ送られ、そこ
でこれらの信号はエラー信号ｅ（ｋ）を形成するために
再結合がなされる。このようなサブバンドエコーキャン
セラは、当技術分野においては知られているところであ
り、そのひとつとしては、1993年12月21日に付与された
米国特許番号5,272,695号（U.S.Patent 5,272,695）に
開示されている。
【０００６】以下でより詳細に示されているように、１
０８−０から１０８−Ｍ−１までのアダプティブフィル
タ（適応フィルタ）のタップ付遅延線での信号は、信号
ｙｍ（ｋ）が弱いスペクトルエネルギーしか有していな
い、あらゆる周波数においても、強いスペクトルエネル
ギーを有しているという点は重要である。このような目
的を達成するために、Ｘ解析フィルタバンク１０３及び
Ｙ解析フィルタバンク１０５で用いられるバンドパスフ
ィルタ（帯域通過フィルタ）の設計には注意を要する。
図２に関して、容易にバンドパスフィルタ（帯域通過フ
ィルタ）へと拡張が可能な低域通過形のプロトタイプフ
ィルタについての周波数特性が示されている。Ｘ解析フ
ィルタバンク１０３で用いられるＸフィルタの理想的な
周波数特性、Ｙ解析フィルタバンク１０５で用いられる
Ｙフィルタの理想的な周波数特性、先のＸフィルタ及び
Ｙフィルタの周波数特性への関係が示されている。先の
Ｘフィルタ及びＹフィルタは同一の周波数特性を有して
おり、この点が、Ｘ及びＹのバンドパスフィルタ（帯域
通過フィルタ）のロールオフ領域内での重なりにおける
周波数でのエコーをキャンセルすることができないとい
う問題に結びついている。理想的な解決方法は、図２に
示されているように、Ｘフィルタの通過域をＹフィルタ
の通過域よりも広くするということである。これによっ
て、アダプティブフィルタ（適応フィルタ）１０８のタ
ップ付遅延線において、バンドパスフィルタ（帯域通過
フィルタ）のロールオフ領域内の重なりにおける周波数
での、各サブバンドにおける適切なエコー推定を合成す
ることを可能とするために利用可能なエネルギーが常に
存在することになる。このような目的のために、Ｘ解析
フィルタバンク１０３で用いられるＸフィルタの周波数
特性は、周波数の値がおよそｆｍｉｄでロールオフ（周
波数特性が落ちること）を始め、周波数の値がおよそｆ
ｓでカットオフがなされる一方で、Ｙ解析フィルタバン
ク１０５で用いられるＹフィルタの周波数特性は、周波
数の値がおよそｆｐでロールオフを始め、周波数の値が
およそｆｍｉｄでカットオフがなされる。本例において
は、ｆｐが0.5／Ｍであり、ｆｓは0.5／Ｓである。ここ
で、Ｓはサブサンプリングレートであり、ｆｍｉｄはｆ
ｐとｆｓの間の中程の値である。Ｘ及びＹフィルタ両者
の周波数特性については、周波数ｆｓまでにはカットオ
フされなくてはならないという点に留意されたい。この
ように、Ｙフィルタの理想周波数特性のロールオフ領域
はｆ ｐ から始まってｆ ｍｉｄ に終わり、Ｘフィルタの理
想周波数特性のロールオフ領域はｆ ｍｉｄ から始まって
ｆ ｓ に終わる。その結果、図２に示されるように、Ｘフ
ィルタとＹフィルタの理想周波数特性のロールオフ領域
の重なりはない。しかしながら、図２に示されているよ
うな、Ｘ及びＹフィルタの、そのような理想的な周波数
特性に対しては、必要とされるフィルタ長のために損失
が増加することになる。フィルタ長、すなわち必要とさ
れるタップ数、さらにそのコストを減らすために、図３
に示されているように、Ｘ及びＹフィルタに対して周波
数特性が折衷させて用いられている。示されているよう
に、Ｙフィルタの周波数特性は周波数ｆｐでロールオフ
を始め、周波数ｆｐとｆｓの間のおよそ３分の２程の周
波数でカットオフする。Ｘフィルタの周波数特性のロー
ルオフは、周波数ｆｐとｆｓの間のおよそ３分の１程の
周波数で始まり、周波数の値がおおよそｆｓでカットオ
フする。その結果、この例では、図３に示されるよう
に、ＸフィルタとＹフィルタの周波数特性のロールオフ
領域の部分的な重なりがある。実際のフィルタにおいて
は、ロールオフは、ロールオフ点からおおよそ３ｄＢ程
下がった位置になるであろうということについては、留
意されたい。
【０００７】図４は、単純化されたブロック線図とし
て、図１のＸ解析フィルタバンク１０３の詳細を示して
いる。Ｙ解析フィルタバンクは、フィルタ４０２の周波
数特性が異なるという差異だけで、本質的には同一の要
素を含むであろうということは留意されたい。ここで示
されているのは、４０１−ｍとして一般化される、４０
１−０から４０１−Ｍ−１までの乗算器に、受信信号ｘ
（ｋ）が送られているということである。乗算器４０１
のそれぞれには、ｍ番目のヘテロダイン（ダウン）化さ
れた信号を得るために、ｅｘｐ（−ｊ２πｋｍ／Ｍ）、
ここでｍ＝０，．．．．，Ｍ−１，によって表される信
号が送られている。４０１−０から４０１−Ｍ−１まで
の乗算器からのヘテロダイン（ダウン）化された出力信
号は、それぞれ、４０２−０から４０２−Ｍ−１までの
バンドパスフィルタ（帯域通過フィルタ）に送られ、そ
こで、それぞれｘ0（ｋ）からｘM-1（ｋ）までのサブバ
ンド信号を生成する。Ｘ解析フィルタバンク１０３及び
Ｙ解析フィルタバンク１０５、それぞれのＸフィルタ及
びＹフィルタで用いられるフィルタの詳細及び設計手順
については、以下で詳細に記述されている。
【０００８】図５は、単純化されたブロック線図とし
て、図１のＥ合成フィルタバンク１１２の詳細を示して
いる。Ｅ合成フィルタバンク１１２で用いられているＥ
フィルタ５０１は、Ｙ解析フィルタバンク１０５のＹフ
ィルタと典型的には同一であり、その設計は以下で記述
されている。特に、アップサンプリングがなされたエラ
ー信号ｅ0（ｋ）からｅM-1（ｋ）は、それぞれ、５０２
−ｍとして一般化される乗算器を伴った５０１−０から
５０１−Ｍ−１までのＥフィルタに送られる。ｅ
0（ｋ）からｅM-1（ｋ）までのエラー信号で、フィルタ
リングがなされたものは、５０２−０から５０２−Ｍ−
１までの乗算器から、それぞれ送られ、そこで、それら
の信号は、ｅｘｐ（＋ｊ２πｋｍ／Ｍ）、ここでｍ＝
０，．．．．，Ｍ−１，によって表され、各乗算器５０
２へ送られている信号により、ヘテロダインアップ化が
なされ、ｍ番目のヘテロダイン（アップ）化された信号
が得られる。５０２−０から５０２−Ｍ−１までの乗算
器からのヘテロダイン（アップ）化がなされた各出力信
号は、代数的加算器５０３へと送られて、ここで、伝送
路１１３上での望みの出力エラー信号ｅ（ｋ）を生成す
るために結合される。
【０００９】[フィルタ設計]有限長インパルス応答（Ｆ
ＩＲ）フィルタを設計するための多くの既存の技術で、
以下に記述されるような手法でフィルタを設計可能とす
るものはなかった。このような必要性に適合するため
に、新しいＦＩＲ設計の方法論が開発された。これは、
Ｚ平面交換と呼ばれている。この方法論は、一般的なも
のであり、強力なものであり、また効率的なものであ
る。直線位相フィルタ及び最小位相フィルタの両方が設
計可能である。さらに、以下のような、ほとんどのあら
ゆる生じうる制約を受け入れることが可能である。すな
わち、 ・時間域インパルス応答の形状 ・周波数域伝達関数の形状 ・Ｚ平面におけるゼロ点の位置及び対称性 である。Ｚ平面交換は、計算上効率的であり、適切な注
意を払うことによって、有限精度の演算を行うことによ
る、部分（ローカル）に対する全体の最小値及び丸めに
伴う問題点から一般的に逃れられるのである。
【００１０】ここでの記述は、基本的には、特性として
は低域通過型のフィルタの設計を前提とすることになろ
う。しかしながら、これは帯域通過型及び高域通過型フ
ィルタについても、明らかに一般化されるものである。
【００１１】Ｚ平面交換の根本にある重要なアイデア
は、阻止域ゼロ点のＺ平面上の位置及び通過域ゼロ点の
Ｚ平面上の位置について、交互に最適化を行うというこ
とにある。阻止域ゼロ点は、現在では古典的な手法であ
る、Ｒｅｍｅｚ−ｅｘｃｈａｎｇｅ法類似のアルゴリズ
ムを経て、配置されている。このアルゴリズムについて
は、Hofstetter らによって記された、"A New Techniqu
e For The Design of Non-recursive Digital Filter
s",The Fifth Annual PrincetonConference:Informatio
n Sciences and Systems,pp.64-72,March 1971という記
事に記述されている。このように、結果としてのフィル
タは、最悪値をとった場合の阻止域の阻止が、特定の数
の阻止域ゼロ点に対してもっとも起こりうるという意味
で、最適なものとなるのである。
【００１２】通過域ゼロ点は、コスト関数を最小化する
ことによって配置される。ここでの出願においては、我
々は、W.H.Press,S.A.Teukolsky,W.T.Vetterling,B.P.F
lannery,によって記された、"Numerical Recipes",seco
nd edition,Cambridge University Press,1992,という
本に記述されているＰｏｗｅｌｌのアルゴリズムが、簡
潔ではあるが、かなり満足のいくものであることを見い
だした。コスト関数は線形である必要がなく、Ｚ平面の
特徴付けも、時間域インパルス応答及び周波数域伝達関
数に変換されることが可能であることから、時間域及び
周波数域における要件は、Ｚ平面における要件と、ほと
んど同じ程度容易に受け入れられることが可能なのであ
る。非線形コスト関数の最小化は、多くの場合、部分的
な（ローカルな）最小値に留まるということはよく認識
されている。しかしながら、注意を払うことによって、
これまでの我々の出願においては、そのような問題点を
一般的に避けることが可能となった。サイズの点では小
さな、１０００例のサンプルであるインパルス応答のう
ち７５０番目のサンプルを維持しようとすると、Ｚ平面
上でパラメータ化された非常にでこぼこしたコスト関数
となるであろう。通過域リプルの最小化、フィルタバン
ク内でのバンド間の平滑なつながりの保証、遅延の最小
化といったような多くの場合共通の目的に対しては、注
意を払うことで、ゼロ点位置を有する、比較的平滑なコ
スト関数とすることが可能であろうが、しかし、一方
で、設計目的がより合理的な場合である、このような例
にまでも対応するということは非常に困難なことではあ
る。
【００１３】通過域ゼロ点は、一般的にいって、数値的
には全体のゼロ点よりも小さいという事実は、演算時間
を相当なものに保つという点で、また重要な事項であ
る。数値最適化アルゴリズムは、自由なパラメータの数
に伴って、急速に増加する複雑性及び命令カウントを有
するのである。我々の経験からは、実質的な限界は、こ
のような数値（パラメータ数）については、およそ２５
であるといえる。
【００１４】通過域ゼロ点は、複素平面上にあるので、
位置を一つに特定するために２つのパラメータを必要と
する。しかしながら、仮に、フィルタタップ係数が全
て、実数であるとすると、実軸外のあらゆるゼロ点は複
素共役対となっていなくてはならない。このことから、
自由なパラメータの数は、大体、通過域ゼロ点の数に下
げられることになる。位相において直線であることを制
限されている設計においては、２つの要因のうちの一つ
により、さらに、減少することになる。単位円上に位置
する通過域ゼロ点は存在しないであろうし、直線位相と
した設計においては、ｒｅｘｐ（ｊ２πθ）で表され
る、単位円外のあらゆるゼロ点は、（１／ｒ）ｅｘｐ
（ｊ２πθ）で表される、組みとなっているゼロ点を有
していなくてはならない。
【００１５】[Ｚ平面最適化] （阻止域ゼロ点と通過域ゼロ点間の交換）図６は、Ｚ平
面交換による設計手順に対する流れ図を示している。こ
のルーチンはステップ６０１を経由して開始される。そ
の後、ステップ６０２においては、最初の推定λ（ベク
トル）は、自由なパラメータのＮλ次元のベクトルから
成っている。（各ベクトルは、太字で示されている。）
このような特定のλ（ベクトル）によって特定される通
過域ゼロ点のＺp次元のベクトルｚp（λ（ベクトル））
は、代わりに、ステップ６０３において計算される阻止
域ゼロ点のＺs次元ベクトル、すなわち、
【数１】 を特定していることになる。関数Ｒは、最悪値をとった
場合の阻止域の阻止を最小化するものである。通過域ゼ
ロ点のあらゆる所与のベクトルｚpに対して、この関数
を計算するために、Ｒｅｍｅｚ−ｅｘｃｈａｎｇｅ法類
似のアルゴリズムのような処理が用いられる。最小化が
なされるべきコスト関数は、通過域及び阻止域ゼロ点の
位置についての関数Ｊ（ｚpλ（ベクトル），ｚs）であ
る。自由なパラメータの新たなベクトルλ（ベクトル）
は、ステップ６０４において、その最小値を求めること
によって計算される。すなわち、
【数２】 ここで、関数Ｊ（ｚpλ（ベクトル），ｚs）は最小であ
る。このようなサーチにおいて、新たな位置の候補であ
るλ´（ベクトル）がテストされる度に、ｚs＝Ｒ（ｚp
λ´（ベクトル））として再評価されるというよりもむ
しろ、ベクトルｚsは一定のものとして維持されてい
る。図６に示されたリターンループにより補償がなされ
る。いったん、新たな自由なパラメータのベクトルλ
（ベクトル）が、ステップ６０５において見つけだされ
ると、制御はステップ６０３に戻り、Ｒｅｍｅｚ−ｅｘ
ｃｈａｎｇｅ法を経由して、阻止域ゼロ点の新たなベク
トルを演算するために、ステップ６０３から６０５まで
が繰り返される。ステップ６０５が、λ´（ベクトル）
において感知できるほどの、相当程度の変化が存在して
いないことを示すまで、このようなプロセスが繰り返さ
れる。代わって、その値が、他のコスト関数の最適化に
おける定数となる。
【００１６】実験によって、このような場合、安定な点
に到達されるまでに、１０回あるいはそれよりも少ない
回数繰り返されることのみが必要であることが示され
た。選択的には、各最小値の候補となるλ´（ベクト
ル）に対して、以下のコスト関数、すなわち、
【数３】 を評価する以外には、当該ループのわずか一回の通過の
みがなされることの可能な場合がある。しかしながら、
計算時間は、示されているループ型アルゴリズムによる
方が実質的には、より短いようである。
【００１７】（阻止域最適化）通過域及び阻止域のゼロ
点についての、あらゆる所与のベクトルｚpとｚsは、伝
達関数Ｈ（ｆ；ｚp，ｚs）を定義付ける。ここで、ｆと
は規格化された周波数である。ｆsは低域通過型フィル
タに対する阻止域の下限を示すものとしよう。さらに、
以下の式を挙げることとする。すなわち、
【数４】 言い換えれば、δ（ｚp，ｚs）は、最悪値をとった場合
の阻止域の損失である。通過域ゼロ点の位置についての
所与のベクトルｚpに対しては、δ（ｚp，ｚs）を最小
化する固有のベクトルｚsが存在する。このように、我
々はＲ（ｚp）をｚpからｚsへとマッピングする関数と
して定義付けることにする。
【００１８】我々が、ｚsを見いだす手順は、上で提示
した、Hofstetter、Oppenheim、Seigelによって最初に
記述されたものに類似している。
【００１９】簡潔さのために、Ｈ（ｆ；ｚp，ｚs）の代
わりにＨ（ｆ）という表記を用いると、以下のように書
くことが可能である。すなわち、
【数５】 ここで、
【数６】 かつ
【数７】 である。これらの式において、ｚp,n及びｚs,nは、ベク
トルｚp及びｚsのｎ番目の構成要素を表示している。こ
こで、我々は、Ｎ次元ベクトルの要素を、より一般的な
習慣である１からＮとするよりも、Ｃプログラミング言
語の習慣である、０からＮ−１と番号付けしていること
に留意されたい。阻止域ゼロ点を位置付ける際に、通過
域ゼロ点は固定されており、従って、Ｈp（ｆ）は既知
の関数である。
【００２０】最適に配置された阻止域ゼロ点は常に、単
位円上に存在していると推定され、サーチは単位円上の
みに限定される。直観的には、ｒ0ｅｘｐ（ｊ２πｆ0）
で表されるゼロ点について、周波数ｆに関しては、周波
数ｆ0近傍が、非常に合理的であり、ｒ0が１に向けて動
くにつれて、阻止域の阻止は常に改善されている。
【００２１】望みのインパルス応答が実数の値をとって
いるということが前提となされていたので、ゼロでない
虚数部分を有する、あらゆる阻止域ゼロ点は、複素共役
対となっていなければならない。原理的には、−１で表
される阻止域ゼロ点には多様性があり得る。しかしなが
ら、また、幾何学的な直観から、一つ以上有することに
ついては、決してなんらの利点もないであろうことは明
らかである。
【００２２】偶数のＺsの設計と奇数のＺsの設計の間に
は、根本的な区別が存している。すなわち、
【数８】 となっている。ここで、Ｚsが偶数か奇数であるかにつ
れ、Ｒsは０または１となる。もしＺsが偶数であれば、
最適な設計では、図７で示されているように複素共役な
ゼロ点をＱs対有することになろう。もしＺsが奇数であ
れば、図８に示されているように、Ｑsの複素共役対に
加えて、ひとつの実数のゼロ点が存在するであろう。
【００２３】ここで、
【数９】 が、阻止域ゼロ点の周波数を示しているとしよう。Ｚs
が偶数である第一の例を考えると、
【数１０】 となり、ここで、肩文字のアスタリスクは複素共役を示
しており、すなわち、
【数１１】 数１１の右側の積の値は、ｃｏｓ（２πｆ）についてＱ
s次の多項式を定義している。それ故、数１１を以下の
ように書き換えることが可能である。すなわち、
【数１２】 ここで、重み付けｐ´n、ｎ＝０，１，・・・，Ｑs−
１、については、もし要求されるのであれば、ゼロ点の
周波数θi、ここでｉ＝０，１，・・・，Ｑs−１、から
計算されることが可能であろう。しかしながら、このよ
うなマッピングの必要はなく、その正確な関数形式には
関心を持つ必要はないのである。三角関数の同一性によ
って、以下のように書き換えることが可能である。すな
わち、
【数１３】 ここで、再び、重み付けａnは算出されることが可能で
あるが、どのようになるかについての結果は有していな
い。数１３の展開を用いて、重み付け関数Ｗ（ｆ）、任
意の関数Ｄ（ｆ）、多項式Ｐ（ｆ）に対する明確な定義
をもって、最終的に以下の式を得ることができる。すな
わち、
【数１４】
【数１５】
【００２４】Ｚsが奇数である場合もまた、一般的な関
数形式である数１５に到ることが可能である。唯一の違
いは、重み付けＷ（ｆ）が、ここでは
【数１６】 によって与えられているということである。
【００２５】数１５の形式でＥ（ｆ）を表現する理由と
しては、ここで、問題となっている点は、上で記述され
た手順及びＲｅｍｅｚ−ｅｘｃｈａｎｇｅ法に類似した
技術が利用可能な、Hofstetterらによるフレームワーク
の範囲内にあるということである。ここでは、δを定義
する式、すなわち数４において、最大値が取られる領域
は、実数の線上のひとつの連続的な間隔となるのに対し
て、Hofstetterらによる応用においては、２つあるいは
それ以上の分割された間隔から成っており、複雑さが導
入されているということから、ここでの応用は、彼らの
ものよりも、やや簡単ではある。
【００２６】約５００タップ以下のフィルタに対して
は、ラグランジュの内挿多項式の重心型あるいは標準型
をうまく用いることができた。しかしながら、それ以上
のフィルタについては、Hofstetterらによって勧められ
た重心型を用いる際に、困難な点にしばしば遭遇した。
【００２７】（通過域ゼロ点の位置）通過域ゼロ点は、
Ｊ（ｚpλ（ベクトル），ｚs）を最小化する自由なパラ
メータのベクトルλ（ベクトル）を見いだすことによっ
て配置される。ここで、ｚsは最適化のために固定され
ている。このような最小化を行うベクトルを見いだす最
良の方法は、必然的に、関連のある特定のコスト関数に
高く依存している。以下で与えられたサンプルとしての
コスト関数については、上で記述されたＰｏｗｅｌｌの
アルゴリズムが満足に機能することが明らかとなった。
このような特定のアルゴリズムは、なんらの傾斜のある
情報を必要とするものではない。
【００２８】（サブバンドエコーキャンセラーへの応
用）Ｚ平面交換についての我々の特定の応用は、サブバ
ンドエコーキャンセラーのための、Ｘ解析フィルタバン
ク１０３及びＹ解析フィルタバンク１０５内のＸフィル
タ及びＹフィルタ、Ｅ合成フィルタバンク１１２内のＥ
フィルタの設計に対してなされてきた。
【００２９】上に示されたように、図１はＭバンドのサ
ブバンドエコーキャンセラー１００のブロック線図であ
る。信号ｘ（ｋ）は、いくつかの未知のエコー経路ｈ
path（ｋ）１０２へ到る途中で、分け取られる（タップ
される）。この分け取られた信号が、Ｘ解析フィルタバ
ンク１０３内で、Ｍ個のサブバンド信号ｘm（ｋ），ｋ
＝０，１，・・・Ｍ−１に分割される。ｍ番目のそのよ
うな信号は、最初に、ｅｘｐ（ーｊ２πｍｋ）によって
ヘテロダイン（ダウン）化され、次に低域通過フィルタ
ｇx（ｋ）によりフィルタリングがなされることによっ
て、生成される。すなわち、
【数１７】 ここで、上付きの＊は畳み込みを示している。
【００３０】信号ｙ（ｋ）は、エコー経路１０２からの
エコー及び、ローカルエンド側からのあらゆる任意の音
声ｖ（ｋ）を合わせたものである。信号ｙ（ｋ）はま
た、Ｍ個のサブバンド信号に分割されているが、重要な
点は、Ｙ解析フィルタバンク１０５内で用いられる、低
域通過型のプロトタイプフィルタｇY（ｋ）は、Ｘ解析
フィルタバンク１０３内で用いられる、低域通過型のプ
ロトタイプフィルタと同一である必要はないということ
である。
【００３１】各バンドｍにおいて、信号ｘm（ｋ）及び
ｙm（ｋ）は、Ｓ＜Ｍという関係式に従って、サブサン
プリングがなされる。境界レートにおけるサンプリン
グ、すなわち、Ｓ＝Ｍは原理的には可能であるが、実際
上は的確な考えではないといえる。A.Gilloire及びM.Ve
tterliによって著された、"Adaptive filtering insubb
ands with critical sampling:Analysis,experiments,a
nd application toacoustic echo cancellation",IEEE
Transactions Signal Processing,Vol.40,pp.1862-187
5,August 1992を参照のこと。また、エコーｙm（ｓ）か
らエコー推定信号ｙハットm（ｓ）を差し引くことか
ら、一つのバンドにおけるエイリアジング（重複歪）が
別のバンドからのエイリアジングをキャンセルする直交
鏡像フィルタリングは起こり得ない。このように、フィ
ルタｇX（ｋ）及びｇY（ｋ）は、少なくとも周波数０．
５／Ｓでカットオフを行わなくてはならない。
【００３２】Ｍ個のバンドのそれぞれにおいては、サブ
サンプリングされた信号ｘm（ｓ）及びｙm（ｓ）が、適
応フィルタ（エコーキャンセラー）を駆動し、サブサン
プリングがなされたエラー信号ｅ´m（ｓ）を生成す
る。このような信号が、ｅm（ｋ）を形成するためにゼ
ロ点と補間（インターポレーション）がなされ、さら
に、ｅm（ｋ）は低域通過フィルタｇE（ｋ）によってフ
ィルタリングがなされ、ｅｘｐ（ｊ２πｍｋ）によりヘ
テロダイン（アップ）化がなされる。Ｍ個のそのような
信号のすべては、さらに、フルバンドの信号ｅ（ｋ）を
形成するために加算される。すなわち、
【数１８】 ここで、ＧX（ｆ）が、ｇX（ｋ）のフーリエ変換を示
す、すなわち、
【数１９】 として、同様に、ＧY（ｆ）及びＧE（ｆ）も定義する。
エコー推定信号ｙハットm（ｓ）がすべてゼロであると
すれば、図１のエコーキャンセラー構造の下半分は単な
る解析合成サブバンドフィルタバンクとなる。フィルタ
ｇY（ｋ）（示されていない）及びフィルタｇE（ｋ）５
０１（図５）が、エイリアジングについては無視できる
程度、適切な阻止域における減衰を有するものとする
と、ｙ（ｋ）からｅ（ｋ）への伝達関数Ｔ（ｆ）は、以
下のような式によって表現可能である。すなわち、
【数２０】 我々は、Ｅ合成フィルタバンク１１２内のＥフィルタに
ついては、Ｙ解析フィルタバンク１０５と同一なものと
なるように選択している。このような場合には、式２０
は以下のようになる。
【数２１】
【００３３】エコーキャンセリングにおいては、ｙ
（ｋ）からｅ（ｋ）に到る経路での遅延はできる限り小
さいものとなることが望ましい。およそＭ＝３２程度の
大きさのフィルタバンクに対しては、最良のフィルタは
最小位相フィルタであるように考えられる。というの
は、それらのフィルタでは、考えられ得る最小の遅延し
か有さず、人間の耳も、それらのフィルタが導入する、
位相の歪みに対しては鈍感であるからである。（Ｏｈｍ
の法則による）しかしながら、Ｍが３２以上となると、
実験的には、最小位相フィルタの位相の歪みが顕著にな
り始めることが見いだされた。それゆえに、Ｍの値が非
常に大きな数字であるとすれば、いくつかの応用例にお
いては直線位相フィルタの方がより望ましいものであ
る。ここでの記述は、ｍの値が３２以下であり、最小位
相フィルタが望ましいとされているという前提の下で進
めるものとなろう。直線位相フィルタの設計も類似して
いるが、実際のところ、最小位相フィルタの設計よりも
いくらか簡単であるという点は留意する事項である。
【００３４】関数Ｔ（ｆ）は１／Ｍヘルツ毎の周期的な
ものである。以下のコスト関数、
【数２２】 は、利用するには、おそらくもっとも自然なものであ
る。この関数が割り当てるコストとは、考えられ得る最
良のスケーリングでの、最悪値としての周波数における
エラーである。残念なことに、このような特定のコスト
関数は、Ｚ平面内でパラメータ化がなされたときには、
でこぼこしている。（非常に小さなスケール上で）最適
化の手順は、すぐに部分的な（ローカルな）最小値に留
まるようになる。数２２の代わりに、我々は、以下の式
を用いた。すなわち、
【数２３】 ここで、
【数２４】 及び
【数２５】 である。このようなコスト関数をもってして、我々はこ
れまで、部分的な（ローカルな）最小値によって問題が
生じたことはない。
【００３５】ＮYは、ＦＩＲフィルタｇY（ｋ）における
タップ数の数を示すものとし、ＺY, P及びＺY,Sが通過域
及び阻止域におけるゼロ点の数を示すとする。必然的
に、
【数２６】 が成り立つ。通過域ゼロ点の最適位置のためのＺ平面を
求める際、ＺY,Pが奇数である場合には、実軸上に一つ
のゼロ点が存在し、そうでない場合には存在しないもの
とみなしている。インパルス応答は実数でなくてはなら
ないので、実軸からはずれたゼロ点は複素共役対となっ
ていなくてはならない。我々は、サーチを行っている間
に、いかなるゼロ点も単位円外へ移動させないようにす
ることで、最小遅延（最小位相）フィルタの実現を達成
している。
【００３６】このような独自の手順をもって設計され
た、そのようなフィルタの一つは、Ｍ＝５４、Ｓ＝４
０、ＺY,P＝１０、ＺY,S＝６６９、ｆY,P＝０．００９
２５９、ｆY,S＝０．０１１６９である、６８０のタッ
プ数のフィルタであり、ここで、ｆY ,P及びｆY,Sは、こ
のようなＹフィルタに対する通過域の上限及び阻止域の
下限である。隣接する阻止域ゼロ点の幾つかと同様、通
過域ゼロ点のプロットは、図９に示されている。図に示
されていない阻止域ゼロ点は、引き続いて単位円を取り
まいており、−１に近つ″くにつれて、通常の間隔が次
第に増えていく。最悪値をとった場合の阻止は、５９．
８９ｄＢであり、伝達関数Ｔ（ｆ）でのピーク間のリプ
ルは、０．２０ｄＢである。Ｙフィルタの遅延は、１０
９．３０サンプルである。これは、６８０タップの直線
位相フィルタについての３４０サンプルという遅延の、
およそわずか３分の１であることに留意されたい。
【００３７】Ｙフィルタの設計においては、通過域ゼロ
点が［−ｆY,P，ｆY,P］にわたっての周波数において等
間隔となり、角度による間隔に対して、単位円から等し
い距離にあるように、我々は配置した。Ｒｅｍｅｚ−ｅ
ｘｃｈａｎｇｅ法の極値点に対する最初の推定では、
［ｆY,S，０．５］にわたって、均一にそれらの間隔を
設けた。
【００３８】予期されることかもしれないが、Ｙ解析フ
ィルタバンク１０５内のＹフィルタの上での設計におけ
る、カットオフ周波数ｆY,S＝０．０１１６９は、０．
５／Ｓに等しくない。むしろ、０．５／Ｍから０．５／
Ｓへ向けての途中の値として、このような値が選ばれ
た。このようにカットオフ周波数を動かす理由は、フィ
ルタＧY（ｆ）の通過域を、上で示されたようなＧ
X（ｆ）よりもいくらか狭いものとすることの重要性の
ためであるといえる。このようなことを可能とするため
に、エイリアジングのみを単に考慮する場合に要求され
るよりも、ＧY（ｆ）は、よりはやくロールオフしなく
てはならない。また、ｇX（ｋ）の通過域ゼロ点が、ｇY
（ｋ）の通過域ゼロ点とできるだけ多く重複するように
させるということは、極めて重要なことであることは留
意する点である。我々は、複素共役なゼロ点の余分な一
対を加えることのみで、ｇX（ｋ）の通過域ゼロ点の構
造が、ｇY （ｋ）の通過域ゼロ点の構造と異なるように
することによって、このように仕向けている。
【００３９】Ｘ解析フィルタバンク１０３内のＸフィル
タは、上のＹ解析フィルタバンク１０５内のＹフィルタ
と組み合わさるように設計されており、図１０に示され
たゼロ点位置を有している。最悪値をとった場合の阻止
は、５９．０６ｄＢで、フィルタの遅延は、１０２．１
６サンプルである。
【００４０】このようなＸフィルタを設計する際には、
わずか２つの自由度しかなかった。すなわち、ゼロ点の
付加的な複素共役対の半径及び角度である。数２１にお
けるような、平滑に畳込みがなされた応答に対する要求
が存在しないことから、コスト関数は、以下のように変
換された。すなわち、
【数２７】 ここで、
【数２８】 であり、さらにスケーリングαは、以下の
【数２９】 によって設定される。通過域上の上限であるｆX,Pは、
０．５／Ｍから０．５／Ｓへ向けての途中の値において
設定されたもので、阻止域上の下限であるｆX,Sは、
０．５／Ｓとすることを要求するエイリアイジングに対
して合わせられたものであった。通過域は、以前よりも
さらに２つのゼロ点を有していることから、ＧX（ｆ）
の阻止域での損失を、ＧY（ｆ）におけるその値におよ
そ等しく維持するために、さらに幾つかの阻止域ゼロ点
を加えることが必要である。ｇX（ｋ）を設計する際用
いられた実際の数は、Ｍ＝５４、Ｓ＝４０、ＮX＝７２
０、ＺX,P＝１２、ＺX,S＝７０７、ｆX,P＝０．０１０
０７、及びｆX,S＝０．０１２５０であった。
【００４１】このようなＸフィルタを設計する際には、
Ｒｅｍｅｚ−ｅｘｃｈａｎｇｅ法の極値点に対する最初
の推定は、Ｙフィルタの設計と同じであった。通過域ゼ
ロ点の付加的な複素対の一つは、Ｙフィルタにおけるも
っとも高い周波数を有する対と単位円から同じ距離にあ
り、そのもっとも高い周波数を有する対の周波数とｆ
X,P−ｆY,Pの合計に等しい周波数を有するように配置さ
れた。図１０においてみられるように、最適化によっ
て、このような付加的な複素対は、配置された位置から
相当な距離を移動したのである。異なったカットオフ、
そして阻止域ゼロ点及び通過域ゼロ点の数を持つ、この
種のその他のＸフィルタもまた、一般的には、配置され
た位置から長い距離を移動した付加的な複素対を有して
いる。しかしながら正確には、どこへ及びどの方向へ移
動するかということは、奇妙なことに、特定の数に依存
しているのである。
【発明の効果】先行技術のサブバンドエコーキャンセラ
における問題点として、Ｘ及びＹ解析フィルタバンク内
の各Ｘフィルタ及びＹフィルタの周波数特性に関して、
ロールオフ領域上の重なりが存在していることにより、
収束の点で問題があることが認められてきた。本発明で
は、Ｘ解析フィルタバンクにおいて、サブバンドフィル
タの通過域が、Ｙ解析フィルタバンクでの、対応するサ
ブバンドフィルタの通過域よりも広いものを用いること
によって、この点を解決した。
【図面の簡単な説明】
【図１】単純化されたブロック線図の形式で、本発明が
実施されることのできるサブバンドエコーキャンセラの
詳細を示している。
【図２】図１のＸ及びＹ解析フィルタバンク内で用いら
れたＸ及びＹフィルタの理想的な周波数特性及び先行技
術における周波数特性に対する関係のグラフによる表示
である。
【図３】Ｘ及びＹ解析フィルタバンク内で用いられたＸ
及びＹフィルタの、より実際的な周波数特性のグラフに
よる表示である。
【図４】単純化されたブロック線図の形式で、図１のＸ
解析フィルタバンクの詳細を示している。
【図５】単純化されたブロック線図の形式で、図１のＥ
合成フィルタバンクの詳細を示している。
【図６】Ｚ平面交換による設計手順のステップを例示し
ている流れ図である。
【図７】Ｚsが偶数でのフィルタ設計に対する典型的な
阻止域ゼロ点のパターンを図によって示している
【図８】Ｚsが奇数でのフィルタ設計に対する典型的な
阻止域ゼロ点のパターンを図によって示している
【図９】図１のＹ解析フィルタバンク内のＹフィルタに
対するゼロ点を例示する、Ｚ複素平面上の単位円のわず
かな一部分を示している。
【図１０】図１のＸ解析フィルタバンク内のＸフィルタ
に対するゼロ点を例示する、Ｚ複素平面上の単位円のわ
ずかな一部分を示している。
【符号の説明】
１００ サブバンドエコーキャンセラ １０１ 受信経路 １０２ エコー経路 １０３ Ｘ解析フィルタバンク １０４ 加算器 １０５ Ｙ解析フィルタバンク １０６−０〜１０６−Ｍ−１ ダウンサンプリングユニ
ット １０７−０〜１０７−Ｍ−１ エコーキャンセラ １０８−０〜１０８−Ｍ−１ トランスバーサルフィル
タ １０９−０〜１０９−Ｍ−１ 代数的結合ユニット １１０−０〜１１０−Ｍ−１ ダウンサンプリングユニ
ット １１１−０〜１１１−Ｍ−１ アップサンプリングユニ
ット １１２ Ｅ合成フィルタバンク １１３ 伝送経路 ４０１−０〜４０１−Ｍ−１ 乗算器（マルチプライヤ
ー） ４０２−０〜４０２−Ｍ−１ 帯域通過フィルタ（バン
ドパスフィルタ） ５０１−０〜５０１−Ｍ−１ Ｅフィルタ ５０２−０〜５０２−Ｍ−１ 乗算器（マルチプライヤ
ー） ５０３ 加算器 ６０１ 開始（スタート） ６０２ 元となるλ ６０３ ｚs＝Ｒ（ｚp（λ）） ６０４ Ｊ（ｚp（λ），ｚs）を最小にするλを見つけ
る。 ６０５ λが、このような手順を相当程度変化させたか
？ ６０６ 停止（ストップ）
フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ // Ｇ１０Ｌ 19/02 Ｇ１０Ｌ 7/04 Ｇ (56)参考文献 特開 平８−213940（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−318885（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−123606（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04B 3/23 H03H 17/02 H03H 21/00 H04B 3/21 G10L 19/02

Claims (16)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 所定の数のサブバンドを設定し、受信信
    号（ｘ（ｋ））を対応する数の受信サブバンド信号（ｘ
    ０（ｋ）〜ｘＭ−１（ｋ））に分解するための、所定の
    数の第一のフィルタ（４０２−０〜４０２−Ｍ−１）を
    含み、前記第一のフィルタのそれぞれについては所定の
    第一の周波数の通過域を有している、第一の解析フィル
    タ（１０３）と、 対応する数のサブバンドを設定し、エコー成分を含む送
    信信号を対応する数の送信サブバンド信号（ｙ０（ｋ）
    〜ｙＭ−１（ｋ））に分解するための、所定の数の前記
    第一のフィルタの個数に等しい、所定の数の第二のフィ
    ルタ（４０２−０〜４０２−Ｍ−１）を含み、前記第二
    のフィルタのそれぞれについては、前記第一の周波数の
    通過域よりも狭い、所定の第二の周波数の通過域を有し
    ている、第二の解析フィルタ（１０５）と、 前記第一の解析フィルタ（１０３）からの受信サブバン
    ド信号（ｘ０（ｋ）〜ｘＭ−１（ｋ））と前記第二の解
    析フィルタ（１０５）からの送信サブバンド信号（ｙ０
    （ｋ）〜ｙＭ−１（ｋ））を受け取り、対応する送信サ
    ブバンド信号におけるエコーをキャンセルし、前記所定
    の数のサブバンドの個数に等しい、所定の数のエラー信
    号（ｅ０（ｋ）〜ｅＭ−１（ｋ））を生成するための、
    複数のエコーキャンセラ（１０７−０〜１０７−Ｍ−
    １）と、 前記所定の数のエラー信号を受け取り、出力信号（ｅ
    （ｋ））を合成するための、合成フィルタ（１１２）
    と、 を含むことを特徴とする、サブバンドエコーキャンセ
    ラ。
  2. 【請求項２】 前記各第一のフィルタが、第一の解析プ
    ロトタイプフィルタ（４０２）及び受信信号の周波数を
    ヘテロダイン（ダウン）化する第一のヘテロダイン装置
    （４０１）とを含み、 前記各第二のフィルタが、第二の解析プロトタイプフィ
    ルタ（４０２）及び送信信号の周波数をヘテロダイン
    （ダウン）化する第二のヘテロダイン装置（４０１）と
    を含むことを特徴とする請求項１のサブバンドエコーキ
    ャンセラ。
  3. 【請求項３】 前記第一及び第二の解析プロトタイプフ
    ィルタ（４０２）が、有限長インパルス応答（ＦＩＲ）
    フィルタであることを特徴とする請求項２のサブバンド
    エコーキャンセラ。
  4. 【請求項４】 対応する数のサブバンドを設定し、所定
    の数のサブバンドからのエラー信号（ｅ０（ｋ）〜ｅ
    Ｍ−１（ｋ））を出力信号（ｅ（ｋ））に再構成するた
    めの、所定の数の前記第一のフィルタ（４０２−０〜４
    ０２−Ｍ−１）の個数に等しい、所定の数の第三のフィ
    ルタ（５０１−０〜５０１−Ｍ−１）を、前記合成フィ
    ルタ（１１２）が含み、前記第三のフィルタ（５０１）
    のそれぞれについては所定の第三の周波数の通過域を有
    していることを特徴とする請求項２のサブバンドエコー
    キャンセラ。
  5. 【請求項５】 前記各第三のフィルタ（５０１）が、 対応するエラー信号にフィルタをかけた信号を生成する
    合成プロトタイプフィルタ（５０１）と、 前記対応するエラー信号にフィルタをかけた信号の周波
    数をヘテロダイン（アップ）化する第三のヘテロダイン
    装置（５０２）と、 出力信号（ｅ（ｋ））を生成するために、前記エラー信
    号にフィルタをかけ、ヘテロダイン（アップ）化した信
    号を結合する結合装置（５０３）と を含むことを特徴とする請求項４のサブバンドエコーキ
    ャンセラ。
  6. 【請求項６】 前記合成プロトタイプフィルタ（５０
    １）のそれぞれが、有限長インパルス応答（ＦＩＲ）フ
    ィルタであることを特徴とする請求項５のサブバンドエ
    コーキャンセラ。
  7. 【請求項７】 前記第一のフィルタ（４０２）のそれぞ
    れが、第一の周波数応答域を有し、前記第二のフィルタ
    （４０２）のそれぞれが、第二の周波数応答域を有し、 前記第一及び第二の周波数応答域が、ロールオフ領域に
    おいて重なり合わないことを特徴とする請求項１のサブ
    バンドエコーキャンセラ。
  8. 【請求項８】 前記第一の解析プロトタイプフィルタの
    それぞれが、第一の周波数応答域を有し、前記第二の解
    析プロトタイプフィルタのそれぞれが、第二の周波数応
    答域を有し、 前記第一及び第二の周波数応答域がロールオフ領域にお
    いて部分的に重なり合うことを特徴とする請求項１のサ
    ブバンドエコーキャンセラ。
  9. 【請求項９】 前記第一の周波数応答域及び前記第二の
    周波数応答域の重なり合いが、実質的には、ロールオフ
    周波数ｆｐとおよそのカットオフ周波数ｆｓの間で生じ
    ることを特徴とする請求項８のサブバンドエコーキャン
    セラ。
  10. 【請求項１０】 前記第二の解析プロトタイプフィルタ
    のそれぞれの周波数応答が、およそ周波数ｆｐでロール
    オフを開始し、ロールオフ周波数ｆｐとカットオフ周波
    数ｆｓの間のおよそ３分の２の周波数でほぼカットオフ
    し、前記第一の解析プロトタイプフィルタのそれぞれの
    周波数応答が、ロールオフ周波数ｆｐとカットオフ周波
    数ｆｓの間のおよそ３分の１の周波数で、ロールオフを
    開始し、およそのカットオフ周波数ｆｓでカットオフす
    ることを特徴とする請求項９のサブバンドエコーキャン
    セラ。
  11. 【請求項１１】 前記第一の解析プロトタイプフィルタ
    のそれぞれ、及び前記第二の解析プロトタイプフィルタ
    のそれぞれが、複素共役対の形をとる、複素数による複
    数の通過域ゼロ点及び０個以上の実数によるゼロ点を有
    することを特徴とする請求項１のサブバンドエコーキャ
    ンセラ。
  12. 【請求項１２】 前記第一の解析プロトタイプフィルタ
    のそれぞれが、所定の数の帯域通過ゼロ点を有し、前記
    第二の解析プロトタイプフィルタのそれぞれが、複素共
    役対の形をとる、複素数による所定の数の通過域ゼロ点
    及び実数による幾つかのゼロ点を有することを特徴とす
    る請求項１１のサブバンドエコーキャンセラ。
  13. 【請求項１３】 通過域ゼロ点の複素共役対の所定の数
    が、前記第一の解析プロトタイプフィルタ及び前記第二
    の解析プロトタイプフィルタに対して同じであることを
    特徴とする請求項１２のサブバンドエコーキャンセラ。
  14. 【請求項１４】 通過域ゼロ点の複素共役対の所定の数
    が、前記第一の解析プロトタイプフィルタ及び前記第二
    の解析プロトタイプフィルタに対して同じであり、 前記第一の解析プロトタイプフィルタにおける通過域ゼ
    ロ点の、もっとも外側の複素共役対が、前記第二の解析
    プロトタイプフィルタにおける通過域ゼロ点の、もっと
    も外側の複素共役対と異なっていることを特徴とする請
    求項１２のサブバンドエコーキャンセラ。
  15. 【請求項１５】 前記第一のプロトタイプフィルタにお
    ける、通過域ゼロ点の複素共役対の所定の数が、前記第
    二の解析プロトタイプフィルタにおけるゼロ点の複素共
    役対の所定の数よりも多いことを特徴とする請求項１２
    のサブバンドエコーキャンセラ。
  16. 【請求項１６】 前記第一のプロトタイプフィルタにお
    ける、通過域ゼロ点の複素共役対の所定の数が、前記第
    二の解析プロトタイプフィルタにおけるゼロ点の複素共
    役対の所定の数よりも、ゼロ点の複素共役対が一対だ
    け、多いことを特徴とする請求項１２のサブバンドエコ
    ーキャンセラ。
JP00006196A 1995-01-04 1996-01-04 サブバンドエコーキャンセラ Expired - Lifetime JP3356369B2 (ja)

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