JPH04229728A - ディジタルエコーキャンセラ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、受信入力と受信出力と
の間の受信路と、送信入力と送信出力との間の送信路と
を有し、送信入力へ印加された信号と、受信入力に印加
された受信入力信号に応じて展開された送信入力で付加
エコー信号を打消すのに用いられるレプリカ信号との間
の差として送信出力信号を形成する結合手段とを有し、
少なくとも、−受信入力信号のＮ’時間−領域点の各ブ
ロックｍのＮ’−点ディスクリート直交変換（ＤＯＴ）
を実行する第１の変換手段と；−送信出力信号のＮ’型
−領域点の各ブロックｍのＮ’−点ＤＯＴを実行する第
２の変換手段と；−レプリカ信号のＮ’周波数−領域点
の各ブロックｍのＮ’−点逆ディスクリート直交変換（
ＩＤＯＴ）を実行する第３の変換手段と；−Ｎ’成分の
ブロック長を有し、ここで各信号ブロックｍに対して、
多くのＮ’周波数−領域フィルタ係数Ｗ（ｐ；ｍ）は、
受信入力信号及び送信出力信号に応じてエコー信号の推
定としてレプリカ信号を発生するＰ＝０，１，２，…，
Ｎ’−１で利用されるディジタル周波数−領域ブロック
−適応フィルタと；−受信入力信号及び送信出力信号に
応じて夫々のフィルタ係数用適応成分を各ブロックｍに
対して決定する適応手段と；−適応成分を適応ディジタ
ルフィルタに選択的に通す制御可能ゲート手段と；−送
信出力信号と第２の信号の各レベルを決定し、かく決定
されたレベルに応じて関連したレベル間の差に所定の方
法で従うゲート手段用制御信号を発生する制御手段とか
らなるディジタルエコーキャンセラに係る。

【０００２】

【従来の技術】かかる構成のエコーキャンセラは欧州特
許出願明細書第３０１６２７号で公知である。その特許
出願に記載されたエコーキャンセラはエコーキャンセラ
調整の二重通話の妨害影響を防ぐよう特に配置される。 二重通話は、送信さるべき所望の信号及びエコー信号が
送信入力に同時に印加される時に発生する。次に、これ
らの信号の重畳は、エコー信号を打消すエコーキャンセ
ラの調整が存在する送信さるべき所望の信号により相当
妨害されうることを伴う。これは、エコーキャンセラに
より作られたレプリカがもはや十分に現在のエコー信号
を打消さないことを意味する。上記特許出願では、二重
通話で生じたエコーキャンセラの起こりうる妨害の問題
に対してたしかな解決が与えられる。この為に、適当な
エコー打消信号を形成するプログラマブルフィルタ係数
メモリとディジタル周波数−領域ブロック−適応フィル
タ（ＦＤＡＦ）とからなる時間−領域ディジタルフィル
タからなる組合せが用いられる。これらの２つのフィル
タは夫々レプリカ信号を発生し、周波数−領域ブロック
−適応フィルタにより発生されたレプリカ信号がプログ
ラマブルフィルタにより発生されたレプリカよりも良い
エコー信号の改善推定である限りは、周波数−領域ブロ
ック適応フィルタのフィルタ係数はプログラマブルフィ
ルタに変換される。二重通話中、周波数ブロック−適応
フィルタの調整は妨害され、フィルタ係数の送信はゲー
ト手段により中断される。これにより、周波数−領域ブ
ロック−適応フィルタ調整が二重通話中適当なエコー打
消しに対してプログラマブルフィルタの動作を妨害しな
いことが達成される。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】ある場合には、従来技
術のエコーキャンセラの構造がより複雑であることは不
利であり、この為本発明の目的は、これらの場合に対し
て、エコー打消特性が従来技術のエコーキャンセラのそ
れより良いが、更に本質的に単純な構成を有するエコー
キャンセラを提供することである。

【０００４】従って、本発明によるディジタルエコーキ
ャンセラは、第２の信号は受信入力信号であり、制御及
びゲート手段は周波数−領域で動作し、別な制御信号は
、関連した周波数−領域点に対する受信入力信号と送信
出力信号の各レベルに従うＮ’周波数−領域点の夫々に
対して決定されることを特徴とする。

【０００５】本発明による手段は、周波数−領域ブロッ
ク−適応フィルタの調整が妨害が二重通話により生じる
周波数帯を表わすエコーキャンセラの部分でのみ阻止さ
れ、一方、最小誤差信号を得るための調整が更に残る部
分で進行することになる。これは、二重通話が終了した
時、幾つかのフィルタ係数だけがその瞬間に最適誤差補
正に対して望む値から明らかなずれを示し、一方調整が
阻止されなかった部分の残るフィルタ係数が既に所望の
値を有する点で有利である。従来技術のエコーキャンセ
ラの場合と違って、この場合、二重通話が終わった後、
新しいフィルタ係数としてそれらを用いるため二重通話
の発生の直前に有効なフィルタ係数を蓄える手段を設け
ることは必要ではない。これは、時間−領域プログラマ
ブルフィルタを用いないので、エコーキャンセラを本質
的に単純化する。

【０００６】ダブリュケラーマンによる、フリクエンツ
，３９巻（１９８５年），７／８号，２０９−２１５頁
の「周波数部分帯における補償音響エコー」という題の
論文が、電話装置でのエコー打消しに対するトランスバ
ーサルフィルタを開示しており、そこでのフィルタで、
処理さるべき信号は夫々それ自体のトランスバーサル適
応フィルタを有する多くのフィルタ帯に細分されること
が分かる。この論文は二重通話で生じる全ての問題を述
べてはいない。本発明の基とする考えを形成する原理は
上記論文に記載されたタイプのエコーキャンセラで有利
に用いられる。

【０００７】

【課題を解決するための手段】従って、本発明は受信入
力と受信出力との間の受信路と、送信入力と送信出力と
の間の送信路とを有し、送信入力へ印加された信号と、
受信入力に印加された受信入力信号に応じて展開された
送信入力で付加エコー信号を打消すのに用いられるレプ
リカ信号との間の差として送信出力信号を形成する結合
手段とを有し、少なくとも、−受信入力信号の周波数帯
をＱ連続周波数帯に変換する第１のフィルタ手段と；−
送信出力信号の周波数帯をＱ連続周波数帯に変換する第
２のフィルタ手段と；−レプリカ信号のＱ連続周波数帯
から単周波数帯を組立てる第３のフィルタ手段と；−各
周波数帯用の多くのフィルタ係数を有するＱフィルタ部
からなり、受信入力信号と送信出力信号に応じて関連し
た周波数帯用エコー信号の推定であるレプリカ信号を各
周波数帯に対して発生するディジタルトランスバーサル
適応フィルタと；−受信入力信号及び送信出力信号に応
じて各部のフィルタ係数用適応成分を決定する適応手段
と；−適応成分を適応ディジタルフィルタに選択的に通
す制御可能ゲート手段と；−送信出力信号及び第２の信
号の各レベルを決定し、関連したレベル間の差に所定の
方法で従うゲート手段用制御信号を所定のレベルに応じ
て発生する制御手段とからなり、第２の信号は受信入力
信号であり、制御手段及びゲート手段は、関連した周波
数帯に対して受信入力信号と送信出力信号の各レベルに
従いＱ周波数帯の夫々に対して別な制御信号を決定する
ことを特徴とする。

【０００８】同様にして、Ｑ周波数帯の夫々に対して、
時間−領域比較は受信入力信号と送信出力信号の正規化
電力間でなされてもよく、特定の周波数帯に属する適応
フィルタ部のフィルタ係数の適応は、送信出力信号の電
力が、上述の如く、指示である受信入力信号に対して増
加し、二重通話が関連した周波数帯で生じることがある
と中断される。

【０００９】

【実施例】本発明を以下図面を参照して更に説明する。

【００１０】図１は受信した音声信号のスピーカ再生を
有する電話機に用いられるエコーキャンセラの簡単なブ
ロック図である。かかるエコーキャンセラ１は、受信入
力Ｒ１と受信出力ＲＯを有する受信路２と、送信入力Ｓ
Ｉと送信出力ＳＯを有する送信路３とを有する。下記に
遠端信号という受信入力信号ｘ（ｔ）は受信入力ＲＩに
印加され、受信路２を介して、受信増幅器４によりスピ
ーカ５に接続される受信出力ＲＯに送信される。遠端信
号がない場合、マイクロホン６は、下記に近端信号とい
う送信入力信号ｓ（ｔ）として送信増幅器７を介して送
信入力ＳＩに印加される送信さるべき所望の信号を発生
する。この近端信号ｓ（ｔ）は送信路３を介して送信出
力ＳＯに送信される。スピーカ５とマイクロホン６との
間に、図１に矢印８で示される音響エコー路がある。こ
の音響エコー路８に亘ってもしあるなら、受信出力ＲＯ
の遠端信号ｘ（ｔ）はマイクロホン６を介して送信入力
ＳＩで望ましくない付加エコー信号ｅ（ｔ）を導入し、
これにより和信号ｚ（ｔ）＝ｓ（ｔ）＋ｅ（ｔ）は送信
入力ＳＩに印加される。エコーキャンセラ１はそのタス
クの為、最も可能な方法でこの望ましくないエコー信号
ｅ（ｔ）を打消さなければならない。この為、エコーキ
ャンセラ１は、受信路２の遠端信号ｘ（ｔ）に応じて望
ましくないエコー信号ｅ（ｔ）の推定である信号

【００
１１】

【数１】

【００１２】を発生するフィルタ９からなる。結合回路
１０によりこの信号

【００１３】

【数２】

【００１４】は、下式で示されうる送信出力信号ｒ（ｔ
）を形成する送信入力ＳＩで和信号ｚ（ｔ）＝ｓ（ｔ）
＋ｅ（ｔ）から減算される。

【００１５】

【数３】

【００１６】この式から、この場合、この式の右辺の第
２項が実際的にゼロになるので、レプリカ信号

【００１
７】

【数４】

【００１８】がエコー信号ｅ（ｔ）の信頼できる推定で
ある時、送信出力ＳＯでの信号ｒ（ｔ）は、送信さるべ
き望ましい信号Ｓ（ｔ）を表わすことが分る。一般に、
受信出力ＲＯと送信入力ＳＩとの間のエコー路の伝送特
性は時間と共に変化し、特に音響エコー路８は大きな変
化を示しうる。エコー信号ｅ（ｔ）が受信出力ＲＯと送
信入力ＳＩとの間のエコー路のインパルス応答ｈ（ｔ）
で遠端信号ｘ（ｔ）の線形コンボリューションであると
考えてもよいので、時間変化インパルス応答ｈ（ｔ）の
形は送信入力ＳＩでエコー信号ｅ（ｔ）の対応する変化
を生ずる。従って、エコーキャンセラ１のフィルタ９は
そのタスクの為、そのインパルス応答ｗ（ｔ）をエコー
路ＲＯ−ＳＩのインパルス応答ｈ（ｔ）に実質的に等し
くしなければならない適応フィルタとして構成される。 このフィルタ９の適応調整は結合回路１０の出力で信号
ｒ（ｔ）により制御される。この適応調整は、制御信号
ｒ（ｔ）と遠端信号ｘ（ｔ）との間に相関がある限りは
続けられる。遠端信号ｘ（ｔ）だけが存在する時（従っ
て、近端信号ｓ（ｔ）＝０）、適応フィルタ９はエコー
信号ｅ（ｔ）の信頼できる推定であるレプリカ信号

【０
０１９】

【数５】

【００２０】を発生する。しかし、遠端信号ｘ（ｔ）と
近端信号ｓ（ｔ）の両方がある時、一般に二重通話と言
われる状態が発生する。適切でない手段がとられる場合
、適応フィルタ９の調整は制御信号ｒ（ｔ）の妨害項と
して近端信号ｓ（ｔ）の存在により二重通話中に相当妨
害される。適応フィルタ９のこの誤調整はエコー信号ｅ
（ｔ）の信頼できる推定ではもはやないレプリカ信号

【
００２１】

【数６】

【００２２】を生じ、これにより送信出力ＳＯに、不十
分に又は即ち不正確に打消されたエコー信号により迷惑
な程度まで妨害される信号ｒ（ｔ）が生ずる。

【００２３】本発明はディジタルエコーキャンセラに係
るので、ディスクリート時間モデルを以下の説明で用い
る。かかるモデルが得られる最も単純な方法は、図１の
系統図で信号ｘ（ｔ）及びｚ（ｔ）がアナログ／ディジ
タル変換器（図示せず）を介して受信入力ＲＩと送信入
力ＳＩに印加され、信号ｘ（ｔ）及びｒ（ｔ）はディジ
タル／アナログ変換器（図示せず）により受信出力ＲＯ
と送信出力ＳＯに得られ、エコーキャンセラ１の全ての
更なる関連信号はディジタル信号であるとする。これら
のディジタル信号は、例えばｘ（Ｋ）が時点ｔ＝ＫＴで
連続時間信号ｘ（ｔ）の量子化サンプルであり、ここで
１／Ｔがサンプル周波数である従来の方法で示される。

【００２４】エコーキャンセラが音声のような強く自己
相関のある信号を打消すのに用いられる場合、適応周波
数−領域フィルタは収束特性が大きく改善される点で有
利である。周波数−領域に変換することにより、夫々の
実質的に直交周波数−領域成分用利得係数は関連した周
波数−領域成分のパワーに応じて最も単純な方法で正規
化されうる。周波数−領域では、効果的フーリェ変換を
行うことにより長いフィルタの複雑性を大きく減少させ
ることが可能である。従って適応周波数−領域フィルタ
は、これらのキャンセラでは、大きな長さのレスポンス
応答をコピーする必要があるので、音響エコーキャンセ
ラに使用するに非常に有効である。従って、本発明によ
る二重通話検出を有するディジタルエコーキャンセラは
下記で適応周波数−領域フィルタからなるディジタルエ
コーキャンセラと見なされる。

【００２５】図２は周波数−領域ブロック−適応フィル
タ９の一般構成を系統的に示す。図２及び３で、二重線
の信号路は、周波数−領域点の路ブロックが送信される
周波数−領域の路を示し、単線信号路は時間−領域の路
を示す。時間−領域から周波数−領域への変換又はその
逆はディスクリート直交変換（ＤＯＴ）又はその逆（Ｉ
ＤＯＴ）により起こる。かかる変換の例はディスクリー
トフーリェ変換（ＤＦＴ）及びその逆（ＩＤＦＴ）であ
り、広く用いられ、例えば音響、音声及び信号処理につ
いてのＩＥＥＥトランザクションで出版された１９８３
年１０月，５号，ＡＳＳＰ−３１巻，１０７３−１０８
３頁のジーエイクラーク他による「ＦＩＲ適応ディジタ
ルフィルタの時間及び周波数−領域の実現への統一アプ
ローチ」という題の論文及び音響、音声、信号処理につ
いてのＩＥＥＥトランザクションで出版された、１９８
２年１０月，５号，ＡＳＳＰ−３０巻，７２６−７３４
頁のディーマンサー他による「自由周波数−領域適応フ
ィルタ」という題の論文で相当論じられた。計算複雑性
及び許容信号遅延の実際の考察から、これらのＤＯＴは
有限ブロック長Ｎ’を有し、文献では、かかる変換は「
点」がディスクリート時間−領域成分及びディスクリー
ト周波数−領域成分を示すＮ’−点ＤＯＴとして知られ
ている。 ブロック長Ｎ’に関して、下記の考察がなされる。ＦＤ
ＡＦ９はエコー信号ｅ（Ｋ）の良い推定であるレプリカ
信号

【００２６】

【数７】

【００２７】を発生しなければならない。エコー信号ｅ
（Ｋ）は、エコー路８のインパルス応答ｈ（ｉ）を有す
る遠端信号ｘ（Ｋ）の線形コンボリューションであると
考えられる。ここで、ｉ＝０，１，２，…，Ｎ−１であ
る。次に、ＦＤＡＦ９は、ＦＤＡＦ９のインパルス応答
で遠端信号ｘ（Ｋ）の線形コンボリューションとしてレ
プリカ信号

【００２８】

【数８】

【００２９】を発生する長さＮのインパルス応答も表わ
さなければならないことを更に明らかにする必要はない
。この目的に必要な動作は周波数−領域のＮ’点のブロ
ックのＦＤＡＦ９で実施され、これらの動作が、期間が
ブロック長Ｎ’に等しい時間−領域の円形コンボリュー
ションに対応することは良く知られている。次に、所望
の線形コンボリューションはＮ’点ＤＯＴに含まれた時
間−領域信号の適切な区分により得られ、一方最も現在
の区分処理はオーバラップ省略方法及びオーバラップ加
算方法である。上記は、一般的にＤＯＴのブロック長Ｎ
’がＦＤＡＦ９のインパルス応答の所望の長さＮより大
きいことを意味する。クラーク他による上記の論文では
、長さＮのインパルス応答でＦＤＡＦ９の最も効果的実
行に対して、Ｎ’＝２Ｎのブロック長を有するＤＦＴが
用いられ、時間−領域信号がＮ’＝２Ｎ点のブロックに
区分され、ここで各ブロックがＮ点により前のブロック
をオーバラップすることが述べられている。Ｎの大きい
値、例えば、Ｎ＝１０００からＮ＝２０００に対して音
響エコー路８の本事例では計算複雑性は「高速フーリェ
変換」（ＦＦＴ）として知られるＤＦＴの効果的実行を
用いることによりかなり大きく減少され、それによりレ
プリカ信号

【００３０】

【数９】

【００３１】のＮ点当たりの計算動作の数はＮｌｏｇ　
Ｎのオーダである。そのような計算での効果的実行はＤ
ＦＴより他のタイプのＤＯＴに対しても知られているが
、簡略化の為、以下でＮ’−点ＤＯＴはここでＮ’＝２
ＮでＮ’−点ＤＦＴであるとする。更に、周波数−領域
信号は周波数−領域及び時間−領域信号を単純な方法で
区別するため大文字により示され、時間−領域信号は前
記の如く小文字により示される。最後に、時間−領域信
号を区分する手続きとしてのオーバラップ省略方法を用
いることを更に説明する。

【００３２】図２に示されたＦＤＡＦ９はフィルタ部１
１と適応プロセッサ１２とからなる。フィルタ部１１と
適応プロセッサ１２は周波数領域で動作し、これにより
３つの領域変換が下記により実行される、即ち、−変換
手段１３及び関連した区分手段による：遠端信号ｘ（Ｋ
）の２Ｎ時間−領域点の各ブロックを２Ｎ周波数−領域
点のブロックに変換する２Ｎ−点ＤＯＴ，ここで、ブロ
ック数ｍを有するブロックに対してＰ＝０，１，２，…
，２Ｎ−１でＸ（ｐ：ｍ）と示される−変換手段１４と
関連した区分手段による：２Ｎ周波数−領域点

【００３
３】

【数１０】

【００３４】の各ブロックをレプリカ信号

【００３５】

【数１１】

【００３６】のＮ時間−領域点のブロックに変換する２
Ｎ−点ＩＤＯＴ；変換手段１５と関連した区分手段によ
る：２Ｎ時間−領域点のブロックに増大した後、誤り信
号ｒ（Ｋ）のＮ時間−領域点の各ブロック２Ｎ周波数−
領域点Ｒ（ｐ；ｍ）のブロックに変換する２Ｎ−点ＤＯ
Ｔ，区分処理用に用いられるオーバラップ省略方法の詳
細を更に図３を参照して説明する。ＦＤＡＦ９のフィル
タ部１１は、ブロックｍの２Ｎ周波数−領域フィルタ係
数Ｗ（ｐ；ｍ）を蓄積するメモリ１１（１）と、メモリ
１１（１）の出力信号と適応プロセッサ１２の出力信号
を加算する結合回路１１（２）と、２Ｎ周波数−領域点

【００３７】

【数１２】

【００３８】を表わす積Ｘ（ｐ；ｍ）Ｗ（ｐ；ｍ）を形
成するため関連した周波数−領域フィルタ係数Ｗ（ｐ；
ｍ）により各周波数−領域点Ｘ（ｐ；ｍ）を乗算する回
路１１（３）とからなる。適応プロセッサ１２は、２Ｎ
周波数−領域点Ｘ（ｐ；ｍ）及びＲ（ｐ；ｍ）に応じて
周波数−領域フィルタ係数Ｗ（ｐ；ｍ）に対してブロッ
クごとの適応信号を発生するよう配置され、適応フィル
タ係数Ｗ（ｐ；ｍ）はメモリ１１（１）に蓄えられる。

【００３９】前述の如く、フィルタ係数メモリ１１（１
）のフィルタ係数の調整は二重通話の場合に大きく妨害
され、従って適応プロセッサ１２からフィルタ部１１へ
の適応信号の供給は、周波数−領域成分用二重通話の状
態が比較器１６により検出されると、ゲート手段１７に
よりいつでも中断される。本発明により、ゲート手段１
７と比較器１６とからなる二重通話検出器は、各周波数
−領域成分がそれ自体の二重通話検出器を有するよう、
周波数−領域で実行される。従って、二重通話中、フィ
ルタ係数の適応は二重通話が生じる周波数−領域点に属
するフィルタ係数に対してのみ中断されるようにされる
。

【００４０】音声は最も大きな音に対してディスクリー
トラインスペクトルを有するので、限られた数の周波数
−領域点だけが二重通話の結果として妨害される。従っ
て、本発明による周波数−領域点当たりの二重通話検出
は、二重通話の状態が時間中に終了した時、フィルタ係
数メモリ１１（１）の限られた数のフィルタ係数だけが
二重通話の期間中適応して調整されず、これによりこの
限られた数のフィルタ係数に対して、比較的大きい適応
調整が必要になる点で有利である。残るフィルタ係数は
、二重通話の全期間又は少なくとも期間の一部に対して
、通常の方法で適応して調整され、これにより二重通話
によるレプリカ信号の妨害は最小化される。後述する如
く、別な利点は、二重通話が本発明により検出される時
、ＦＤＡＦに既に存在する電力制御が効率的に用いられ
てもよいことである。

【００４１】ゲート手段１７が更なる妨害を阻止する前
に、種々のフィルタ係数が二重通話により既に妨害され
るのを避けるため、比較器１６は、二重通話の発生の確
かなしるしである送信出力信号に急な大きい変化に素速
く反応しうることが望ましい。

【００４２】図３は適応プロセッサ１２及び比較器１６
用入力信号を発生する回路の構成をより詳細に示す。図
３は、Ｎ’−点ＤＯＴが２Ｎ−点ＦＦＴとして知られて
いる、Ｎ’＝２ＮとしたＮ’−点ＤＦＴの効果的実行で
あり、ここでその機能を正確に示すため変換手段から区
分手段を分離して示す。

【００４３】適応プロセッサの構成は、本質的に、前記
欧州特許出願第３０１６２７号に記載されたものに等し
い。

【００４４】図３では、遠端信号ｘ（Ｋ）は直・並列変
換により２Ｎ点のブロックに細区分さるべき区分手段１
３（１）に印加され、各ブロックは図に記号で示される
ように、Ｎ点でその前のものとオーバラップする。ブロ
ック数ｍを有するブロックの点はＸ（ｉ；ｍ）で示され
る。ここでｉ＝１，２，…，２Ｎ−１である。２Ｎ−点
ＦＦＴを実行する変換手段１３により、２Ｎ時間−領域
点Ｘ（ｉ；ｍ）は周波数−領域の２Ｎ点Ｘ（ｐ；ｍ）に
変換される。ここでＰ＝１，２，…，２Ｎ−１である。 乗算器１１（３）では、各点Ｘ（ｐ；ｍ）は、２Ｎ点

【
００４５】

【数１３】

【００４６】を現わす積Ｘ（ｐ；ｍ）Ｗ（ｐ；ｍ）を形
成するようメモリ１１（１）からの関連したフィルタ係
数Ｗ（ｐ；ｍ）で乗算される。２Ｎ−点ＩＦＦＴを実行
する変換手段１４により、これらの２Ｎ点

【００４７】

【数１４】

【００４８】は時間領域の２Ｎ点

【００４９】

【数１５】

【００５０】に変換される。フィルタ係数Ｗ（ｐ；ｍ）
がブロックｍ中インパルス応答Ｗ（ｉ）の値を示す時間
−領域フィルタ係数Ｗ（ｉ；ｍ）で実行された２Ｎ−点
ＤＦＴの点と考えられるので、回路１１（２）の乗算は
ブロックｍ中インパルス応答ｗ（ｉ）を有するブロック
ｍ中遠端信号ベクトルｘ（ｍ）の時間−領域円形コンボ
リューションに相当する。しかし、所望のレプリカ信号
ベクトル

【００５１】

【数１６】

【００５２】はインパルス応答ｗ（ｉ）での遠端信号ｘ
（Ｋ）の線形コンボリューションである。オーバラップ
省略方法により、この所望のレプリカ信号

【００５３】

【数１７】

【００５４】は、各ブロックｍ用のこの円形コンボリュ
ーションの２Ｎ点

【００５５】

【数１８】

【００５６】を区分手段１４（１）に印加することによ
り得られ、並−直列変換により、第１のＮ点

【００５７
】

【数１９】

【００５８】（ここでｉ＝０，１，２，…，Ｎ−１）は
棄てられ、最後のＮ点

【００５９】

【数２０】

【００６０】（ここでｉ＝Ｎ，Ｎ＋１，Ｎ＋２，…，２
Ｎ−１）は、図３に記号で示される如く、レプリカ信号

【００６１】

【数２１】

【００６２】として送られる。

【００６３】周波数−領域フィルタ係数Ｗ（ｐ；ｍ）の
ブロック毎の適応に対して、公知の適応アルゴリズム、
例えば複素最小平均二乗（複素ＬＭＳ）アルゴリズムが
用いられる。後者のアルゴリズムにより、フィルタ係数
Ｗ（ｐ；ｍ）は、相関が遠端信号ｘ（Ｋ）と誤差信号ｒ
（Ｋ）の間で生じる限り、適応される。適応プロセッサ
１２が周波数−領域で動作するので、オーバラップ省略
手段により、この誤差信号ｒ（Ｋ）は直並手段により２
Ｎ点のブロックに細区分さるべき区分手段１５（１）に
印加され、各ブロックはＮ点によりその前のものとオー
バラップし、ゼロの値は、図３に記号で示される如く、
第１のＮ点ｒ（ｉ；ｍ）（ここでｉ＝０，１，２，…，
Ｎ−１）にされる。２Ｎ点ＦＦＴを実行する変換手段１
５により、これらの２Ｎ点ｒ（ｉ；ｍ）は２Ｎ点Ｒ（ｐ
；ｍ）の周波数−領域に変換される。

【００６４】２Ｎ点Ｒ（ｐ；ｍ）の夫々は、積２μ（ｐ
；ｍ）Ｒ（ｐ；ｍ）が形成されるよう、適応アルゴリズ
ムの利得係数を決定する２μ（ｐ；ｍ）の係数により乗
算器２０で乗算される。各ブロックｍの２Ｎ点Ｘ（ｐ；
ｍ）は、各点Ｘ（ｐ；ｍ）の複素共役値Ｘ＊　（ｐ；ｍ
）を形成する共役手段１８に印加される。乗算器１９で
は、各共役点Ｘ＊　（ｐ；ｍ）は、ブロックｍ中遠端信
号ｘ（Ｋ）と誤り信号ｒ（Ｋ）間の時間−領域円形相関
に対応する積：Ａ（ｐ；ｍ）＝２μ（ｐ；ｍ）Ｘ＊　（
ｐ；ｍ）Ｒ（ｐ；ｍ）；を形成するため関連した点Ｒ（
ｐ；ｍ）に対して乗算器２０の出力信号により乗算され
る。積Ａ（ｐ；ｍ）はフィルタ係数Ｗ（ｐ；ｍ）の変更
を決定する。二重通話が関連した周波数−領域成分に対
し生じない限り、後述の如く、ゲート手段１７が活性化
されない場合には、これらの変更Ａ（ｐ；ｍ）は、ブロ
ックｍのフィルタ係数Ｗ（ｐ；ｍ）を蓄積するメモリ１
１（１）により形成された（アキュムレータ）回路と、
各係数Ｗ（ｐ；ｍ）の和を形成する加算器１１（２）と
、和が次のブロック（ｎ＋１）に対するフィルタ係数Ｗ
（ｐ；ｍ＋１）を提供するようメモリ１１（１）に蓄積
されるその関連した変更Ａ（ｐ；ｍ）に印加する。従っ
て、適応アルゴリズムは下式として示されうる。

【００６５】Ｗ（ｐ；ｍ＋１）＝Ｗ（ｐ；ｍ）＋２μ（
ｐ；ｍ）Ｘ＊　（ｐ；ｍ）Ｒ（ｐ；ｍ）従って、メモリ
１１（１）の２Ｎフィルタ係数Ｗ（ｐ；ｍ）は回路１１
（２）の乗算に利用される。

【００６６】遠端信号Ｘ（Ｋ）が相関がなく、ほんの少
しだけ相関がある場合、利得係数μ（ｐ；ｍ）は各フィ
ルタ係数Ｗ（ｐ；ｍ）に対して同じ一定値αを有しても
よい。ここでその値αはブロック数ｍとは独立である（
この定数αはアルゴリズムの適応係数として知られてい
る）。音声のように強く（自動）相関した遠端信号ｘ（
Ｋ）に対して、ＦＤＡＦの収束速度は、それ自体公知で
ある如く、その（パワースペクトルを正規化することに
より作用される遠端信号ｘ（Ｋ）を非相関とすることに
よる）単純な方法でかなり増加される；例えばＩＥＥＥ
　　ＡＳＳＰマガジンの、１９８４年４月，３０−３８
頁のシーダブリュケーグリットン及びディーダブリュソ
ンによる「エコー打消アルゴリズム」という題の論文の
３６頁、参照、周波数−領域成分Ｘ（ｐ；ｍ）がＦＤＡ
Ｆで既に利用されるので、そのような正規化は正規化手
段２３により単純に実現されえ、適応係数αは点Ｘ（ｐ
；ｍ）のパワー〔Ｘ（ｐ；ｍ）〕２　で分割され、その
パワーは二乗回路２１で形成され、全装置の収束行動が
本質的に適応フィルタの時定数により決定されるようそ
の帯域幅が選択される単純低域フィルタ２２によりブロ
ック的に平滑化される。次に、正規化手段２３の出力信
号は回路２０の２μ（ｐ；ｍ）による乗算に対して利得
係数μ（ｐ；ｍ）として用いられてもよい。

【００６７】夫々の２Ｎ周波数成分Ｐに対する二重通話
を検出するため、周波数成分Ｒ（ｐ；ｍ）のパワーに応
じて正規化される、利得係数Ｖ（ｐ；ｍ）は同一方法で
決定される。これは、適応係数αが二乗回路２５で形成
され、簡単な低域フィルタ２６によりブロック状に平滑
化された点Ｒ（ｐ；ｍ）のパワー〔Ｒ（ｐ；ｍ）〕２　
により分割され、正規化手段２７によりなされる。次に
正規化手段２７の出力信号は乗算器２８の回路２５の出
力信号〔Ｒ（ｐ；ｍ）〕２　による乗算に対する利得係
数Ｖ（ｐ；ｍ）として用いられうる。

【００６８】乗算器２８の出力信号Ｖ（ｐ；ｍ），〔Ｒ
（ｐ；ｍ）〕２　は比較器回路１６で乗算器２４の出力
信号μ（ｐ；ｍ），〔Ｒ（ｐ；ｍ）〕２　と比較される
。周波数成分Ｒ（ｐ；ｍ）が二重通話の場合に妨害され
る場合、Ｒ（ｐ；ｍ）のパワーが増加し、下式がなり立
つ。

【００６９】Ｖ（ｐ；ｍ）・〔Ｒ（ｐ；ｍ）〕２　＞μ
（ｐ；ｍ）・〔Ｘ（ｐ；ｍ）〕２　．この条件が満足さ
れる場合、回路１６はゲート手段１７を活性化する出力
信号を発生し、これにより、これらの手段は乗算器１９
から加算回路１１（２）に適応成分Ａ（ｐ；ｍ）の転送
を中断する。

【００７０】上記の方法では、適応係数の調整は、２Ｎ
適応係数制御回路の限られた数でのみ、即ち、二重通話
が検出される周波数成分に属する制御回路でのみ中断さ
れる。

【００７１】前記及びダブリュ・ケラーマンによる論文
を読むことにより、本発明の原理が該論文に記載された
タイプのエコーキャンセラで実行される方法を当業者は
容易に認識しうる。

【００７２】周波数−領域への変換に対する上記実施例
は欧州特許出願第３０１６２７号から公知であるエコー
キャンセラと有利に組合わされ、ＦＤＡＦ及びＴＤＡＦ
の組合せが用いられることが更に分かる。そのような組
合せにより形成されたエコーキャンセラは二重通話の場
合に完全なエコー打消が提供され、ＦＤＡＦの存在に固
有な遅延が避けられる利点がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】エコーキャンセラが送信及び受信音声信号に用
いられる装置で一般的に用いられる方法を例示する系統
図である。

【図２】本発明によるエコーキャンセラの一実施例のデ
ィスクリート−時間モデルの一般系統図である。

【図３】本発明によるエコーキャンセラの一実施例のデ
ィスクリート−時間モデルの詳細系統図である。

【符号の説明】

１　　エコーキャンセラ ２　　受信路 ３　　送信路 ４，７　　増幅器 ５　　スピーカ ６　　マイクロホン ８　　エコー路 ９　　フィルタ １０，１１（２）　　結合回路 １１　　フィルタ部 １１（１）　　メモリ １２　　適応プロセッサ １３，１４，１５　　変換手段 １３（１），１５（１）　　区分手段 １６　　比較器 １７　　ゲート手段 １８　　共役手段 １９，２０，２８　　乗算器 ２１，２５　　二乗回路 ２２，２６　　低域フィルタ ２３，２７　　正規化手段

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】　　受信入力及び受信出力間の受信路と、
   送信入力及び送信出力間の送信路とを有し、送信入力へ
   印加された信号と、受信入力に印加された受信入力信号
   に応じて展開された送信入力で付加エコー信号を打消す
   のに用いられるレプリカ信号との間の差として送信出力
   信号を形成する結合手段とを有し、少なくとも、−受信
   入力信号のＮ’時間−領域点の各ブロックｍのＮ’−点
   ディスクリート直交変換（ＤＯＴ）を実行する第１の変
   換手段と；−送信出力信号のＮ’型−領域点の各ブロッ
   クｍのＮ’−点ＤＯＴを実行する第２の変換手段と；−
   レプリカ信号のＮ’周波数−領域点の各ブロックｍのＮ
   ’−点逆ディスクリート直交変換（ＩＤＯＴ）を実行す
   る第３の変換手段と；−Ｎ’成分のブロック長を有し、
   ここで各信号ブロックｍに対して、多くのＮ’周波数−
   領域フィルタ係数Ｗ（ｐ；ｍ）は、受信入力信号及び送
   信出力信号に応じてエコー信号の推定としてレプリカ信
   号を発生するＰ＝０，１，２，…，Ｎ’−１で利用され
   るディジタル周波数−領域ブロック−適応フィルタと；
   −受信入力信号及び送信出力信号に応じて夫々のフィル
   タ係数用適応成分を各ブロックｍに対して決定する適応
   手段と；−適応成分を適応ディジタルフィルタに選択的
   に通す制御可能ゲート手段と；−送信出力信号と第２の
   信号の各レベルを決定し、かく決定されたレベルに応じ
   て関連したレベル間の差に所定の方法で従うゲート手段
   用制御信号を発生する制御手段とからなり、第２の信号
   は受信入力信号であり、制御及びゲート手段は周波数−
   領域で動作し、別な制御信号は、関連した周波数−領域
   点に対する受信入力信号と送信出力信号の各レベルに従
   うＮ’周波数−領域点の夫々に対して決定されることを
   特徴とするディジタルエコーキャンセラ。
2. 【請求項２】受信入力と受信出力との間の受信路と、送
   信入力と送信出力との間の送信路とを有し、送信入力へ
   印加された信号と、受信入力に印加された受信入力信号
   に応じて展開された送信入力で付加エコー信号を打消す
   のに用いられるレプリカ信号との間の差として送信出力
   信号を形成する結合手段とを有し、少なくとも、−受信
   入力信号の周波数帯をＱ連続周波数帯に変換する第１の
   フィルタ手段と；−送信出力信号の周波数帯をＱ連続周
   波数帯に変換する第２のフィルタ手段と；−レプリカ信
   号のＱ連続周波数帯から単周波数帯を組立てる第３のフ
   ィルタ手段と；−各周波数帯用の多くのフィルタ係数を
   有するＱフィルタ部からなり、受信入力信号と送信出力
   信号に応じて関連した周波数帯用エコー信号の推定でき
   るレプリカ信号を各周波数帯に対して発生するディジタ
   ルトランスバーサル適応フィルタと；−受信入力信号及
   び送信出力信号に応じて各部のフィルタ係数用適応成分
   を決定する適応手段と；−適応成分を適応ディジタルフ
   ィルタに選択的に通す制御可能ゲート手段と；−送信出
   力信号及び第２の信号の各レベルを決定し、関連したレ
   ベル間の差に所定の方法で従うゲート手段用制御信号を
   所定のレベルに応じて発生する制御手段とからなり、第
   ２の信号は受信入力信号であり、制御手段及びゲート手
   段は、関連した周波数帯に対して受信入力信号と送信出
   力信号の各レベルに従いＱ周波数帯の夫々に対して別な
   制御信号を決定することを特徴とするディジタルエコー
   キャンセラ。
3. 【請求項３】　　適応手段は、変換された受信入力信号
   の電力を決定する手段と、受信入力信号の平均電力に応
   じて正規化された適応係数を決定する手段とからなり、
   変換された受信入力信号の電力を適応係数で乗算する乗
   算器が設けられ、変換された送信出力信号の電力を決定
   する手段と、送信出力信号の平均電力に応じて正規化さ
   れた利得係数を決定する手段とが設けられ、また変換さ
   れた送信出力信号の電力を利得係数で乗算する乗算器が
   設けられ、上記２つの乗算器の出力信号がこれらの２つ
   の入力信号を比較する比較器からなる制御手段の入力へ
   入力信号として供給されることを特徴とするディジタル
   エコーキャンセラ。
4. 【請求項４】　　拡声式電話機の構成部分を形成する請
   求項３のディジタルエコーキャンセラ。