JPH0440010A - エコーキャンセラー - Google Patents
エコーキャンセラーInfo
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- JPH0440010A JPH0440010A JP14777690A JP14777690A JPH0440010A JP H0440010 A JPH0440010 A JP H0440010A JP 14777690 A JP14777690 A JP 14777690A JP 14777690 A JP14777690 A JP 14777690A JP H0440010 A JPH0440010 A JP H0440010A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- echo
- signal
- input signal
- adaptive filter
- average value
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 claims abstract description 20
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 claims description 14
- 239000000284 extract Substances 0.000 claims description 4
- 230000001629 suppression Effects 0.000 abstract 1
- 238000002592 echocardiography Methods 0.000 description 2
- 238000012935 Averaging Methods 0.000 description 1
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔概 要〕
ダブルトークを検出して音響エコーを消去するエコーキ
ャンセラーに関し、 ダブルトーク状態でも適切なエコー消去を行うことがで
きるエコーキャンセラーを実現することを目的とし、 スピーカ入力信号の自己相関平均値を算出する手段と、
該スピーカ入力信号とマイク出力信号との相関平均値を
算出する手段と、両平均値の誤差が最小になるようにタ
ップ係数を制御する適応フィルタ部と、該適応フィルタ
部のタップ係数に従って該スピーカ入力信号からエコー
レプリカを生成し該マイク出力信号中からダブルトーク
信号のみを取り出すフィルタ部とで構成する。
ャンセラーに関し、 ダブルトーク状態でも適切なエコー消去を行うことがで
きるエコーキャンセラーを実現することを目的とし、 スピーカ入力信号の自己相関平均値を算出する手段と、
該スピーカ入力信号とマイク出力信号との相関平均値を
算出する手段と、両平均値の誤差が最小になるようにタ
ップ係数を制御する適応フィルタ部と、該適応フィルタ
部のタップ係数に従って該スピーカ入力信号からエコー
レプリカを生成し該マイク出力信号中からダブルトーク
信号のみを取り出すフィルタ部とで構成する。
本発明はエコーキャンセラーに関し、特にダブルトーク
を検出して音響エコーを消去するエコーキャンセラーに
関するものである。
を検出して音響エコーを消去するエコーキャンセラーに
関するものである。
テレビ会議、拡声電話機、長距離電話機等においては、
スピーカからマイクへの回り込みによるエコーを消去す
るエコーキャンセラーは既に種々提案されているが、マ
イクの入力信号にはエコーだけでなく、本来必要な音響
信号も当然含まれ得るので、このような所謂ダブルトー
ク状態でのマイク入力信号に対しては通常のエコー消去
動作とは異なる処理を行うダブルトーク対応型のエコー
キャンセラーが必要である。
スピーカからマイクへの回り込みによるエコーを消去す
るエコーキャンセラーは既に種々提案されているが、マ
イクの入力信号にはエコーだけでなく、本来必要な音響
信号も当然含まれ得るので、このような所謂ダブルトー
ク状態でのマイク入力信号に対しては通常のエコー消去
動作とは異なる処理を行うダブルトーク対応型のエコー
キャンセラーが必要である。
第3図は従来から用いられているダブルトーク対応型の
エコーキャンセラーを示しており、このエコーキャンセ
ラーでは、スピーカ入力信号d’ (n)がエコー経路
r (n)を経由して本来のマイク入力信号、即ち近端
話者信号s (n)と共にマイク入力信号d (n)と
なってダブルトーク状態となる。
エコーキャンセラーを示しており、このエコーキャンセ
ラーでは、スピーカ入力信号d’ (n)がエコー経路
r (n)を経由して本来のマイク入力信号、即ち近端
話者信号s (n)と共にマイク入力信号d (n)と
なってダブルトーク状態となる。
このときのマイク出力信号であるダブルトーク信号x(
n)は、滅夏器60で適応フィルタ部40からのエコー
消去信号が減算され、その誤差信号e(n)が出力され
ると共にこの誤差信号e (n)に基づいて適応フィル
タ部40が、次のサンプリングにおけるスピーカ入力信
号d’(n)に基づいて適応予測を行って誤差信号5(
n)を最小なものに制御する。
n)は、滅夏器60で適応フィルタ部40からのエコー
消去信号が減算され、その誤差信号e(n)が出力され
ると共にこの誤差信号e (n)に基づいて適応フィル
タ部40が、次のサンプリングにおけるスピーカ入力信
号d’(n)に基づいて適応予測を行って誤差信号5(
n)を最小なものに制御する。
そして、ダブルトーク検出部70では、誤差信号e (
n)のレベル等により、現在ダブルトーク状態であるか
否かを判定し、ダブルトーク状態であると判定したとき
のみ、タップ係数を誤って更新することがないようにす
るため、適応フィルタ部40でのタップ更新を停止させ
ている。
n)のレベル等により、現在ダブルトーク状態であるか
否かを判定し、ダブルトーク状態であると判定したとき
のみ、タップ係数を誤って更新することがないようにす
るため、適応フィルタ部40でのタップ更新を停止させ
ている。
このように、従来のダブルトーク対応型エコーキャンセ
ラーでは、ダブルトーク状態を検出したときには、タッ
プ係数の更新を停止させるので、タップ係数の収束動作
に時間が掛かってしまうことになる。
ラーでは、ダブルトーク状態を検出したときには、タッ
プ係数の更新を停止させるので、タップ係数の収束動作
に時間が掛かってしまうことになる。
即ち、このようなダブルトーク状態が長引いたとき、エ
コーキャンセラーはタップ係数の更新をその間中停止す
るので、収束されない状態のタップ係数で待機しなけれ
ばならない。
コーキャンセラーはタップ係数の更新をその間中停止す
るので、収束されない状態のタップ係数で待機しなけれ
ばならない。
また、タップ係数が収束した状態でダブル) −り状態
になった場合でも、その後にエコー経路が変化したとき
には、これに対応することが出来ないこととなる。
になった場合でも、その後にエコー経路が変化したとき
には、これに対応することが出来ないこととなる。
このように不適切なタップ係数を有することにより、エ
コーが消去できなくなってしまうという問題点があった
。
コーが消去できなくなってしまうという問題点があった
。
そこで、本発明は、ダブルトーク状態でも適切なエコー
消去を行うことができるエコーキャンセラーを実現する
ことを目的とする。
消去を行うことができるエコーキャンセラーを実現する
ことを目的とする。
(課題を解決するための手段〕
上記の課題を解決するため、本発明に係るエコーキャン
セラーは、第1図に原理的に示すように、スピーカ入力
信号の自己相関平均値を算出する手段1と、該スピーカ
入力信号とマイク出力信号との相関平均値を算出する手
段2と、両平均値の誤差が最小になるようにタップ係数
を制御する適応フィルタ部3と、該適応フィルタ部3の
タップ係数に従って該スピーカ入力信号からエコーレプ
リカを生成し該マイク出力信号中からダブルトーク信号
のみを取り出すフィルタ部4と、で構成されている。
セラーは、第1図に原理的に示すように、スピーカ入力
信号の自己相関平均値を算出する手段1と、該スピーカ
入力信号とマイク出力信号との相関平均値を算出する手
段2と、両平均値の誤差が最小になるようにタップ係数
を制御する適応フィルタ部3と、該適応フィルタ部3の
タップ係数に従って該スピーカ入力信号からエコーレプ
リカを生成し該マイク出力信号中からダブルトーク信号
のみを取り出すフィルタ部4と、で構成されている。
また、各手段1.2及びフィルタ部3.4の演算を、周
波数領域で行うようにすることができる。
波数領域で行うようにすることができる。
第1図に示す本発明において、マイク出力信号x(n)
を、図示のように、 x(n)=s(n)+d(n)
(1)とする。
を、図示のように、 x(n)=s(n)+d(n)
(1)とする。
但し、s (n)は近端話者信号、d (n)はエコー
信号を示すものとすると、 d (n) =Σ r(i)d’ (n−i)
(2)で表される。但し、r(i)
はエコー経路r(n)のエコー係数であり、d’ (n
)はスピーカ入力信号を示している。
信号を示すものとすると、 d (n) =Σ r(i)d’ (n−i)
(2)で表される。但し、r(i)
はエコー経路r(n)のエコー係数であり、d’ (n
)はスピーカ入力信号を示している。
この場合のr(i)は未知の値であり、これを同定する
ことが必要である。
ことが必要である。
このため、まず、スピーカ入力信号d’(n)とマイク
出力信号X (n)との相関平均値φ4・。を下記の通
り算出部2で算出する。
出力信号X (n)との相関平均値φ4・。を下記の通
り算出部2で算出する。
φa’x (II)=Σ d’ (n)x(n+m)
(3)この式(3)に式(1)及
び(2)を代入すると、φd・買 (m) となる。この式(5)の内、φ4・−(si)=Oであ
るがら、式(5)は、 φ−・、l (m)=Σ r(i) φa−a−(+
−m) (6)となり、相関平均値
φ4・うにはダブルトーク信号としてのマイク入力信号
s (n)の成分は含まれないこととなる。
(3)この式(3)に式(1)及
び(2)を代入すると、φd・買 (m) となる。この式(5)の内、φ4・−(si)=Oであ
るがら、式(5)は、 φ−・、l (m)=Σ r(i) φa−a−(+
−m) (6)となり、相関平均値
φ4・うにはダブルトーク信号としてのマイク入力信号
s (n)の成分は含まれないこととなる。
また、式(6)の右辺のφ41.・は、スピーカ入力信
号d’ (n)の自己相関平均値を算出部1で算出する
ことにより得られる。
号d’ (n)の自己相関平均値を算出部1で算出する
ことにより得られる。
従って、適応フィルタ部3では、この自己相関平均値φ
4・Cと相関平均値φ4・8との誤差e (n)が最小
になるようにタップ係数を適応的に制御すれば、このと
きのタップ係数はマイク入力信号としての近端話者信号
s (n)を除いた、即ちエコー係数r(i)によるエ
コー信号d (n)のみを消去するための値となる。
4・Cと相関平均値φ4・8との誤差e (n)が最小
になるようにタップ係数を適応的に制御すれば、このと
きのタップ係数はマイク入力信号としての近端話者信号
s (n)を除いた、即ちエコー係数r(i)によるエ
コー信号d (n)のみを消去するための値となる。
そこで、フィルタ部4では適応フィルタ部3のタップ係
数を貰い受けてスピーカ入力信号d’ (n)からエコ
ーレプリカ(エコー消去成分)を生成し、マイク出力信
号×(n)中から近端話者信号5(n)のみを取り出す
ことにより、ダブルトーク状態でのエコー信号のみを除
去するようにしている。
数を貰い受けてスピーカ入力信号d’ (n)からエコ
ーレプリカ(エコー消去成分)を生成し、マイク出力信
号×(n)中から近端話者信号5(n)のみを取り出す
ことにより、ダブルトーク状態でのエコー信号のみを除
去するようにしている。
従って、ダブルトーク状態でも、タップ係数は最新な値
に更新されることとなり、常に最適なエコー消去動作を
実現することが出来る。
に更新されることとなり、常に最適なエコー消去動作を
実現することが出来る。
尚、各演算を周波数領域で行えば、演算量を削減するこ
とができる。
とができる。
第2図は、本発明に係るエコーキャンセラーの一実施例
を示しており、この実施例では、計算を簡略化するため
に周波数領域でのエコー消去動作を扱っており、このた
め、スピーカ入力信号d’ (n)及びマイク出力信号
x (n)をそれぞれ周波数領域の成分に変換する高速
フーリエ変換部(FFT)51.52を設け、また、最
後に時間領域の信号に戻すため、逆フーリエ変換部(I
FFT)53を用いている。尚、各信号は、周波数領域
を示すため、大文字で表されている。
を示しており、この実施例では、計算を簡略化するため
に周波数領域でのエコー消去動作を扱っており、このた
め、スピーカ入力信号d’ (n)及びマイク出力信号
x (n)をそれぞれ周波数領域の成分に変換する高速
フーリエ変換部(FFT)51.52を設け、また、最
後に時間領域の信号に戻すため、逆フーリエ変換部(I
FFT)53を用いている。尚、各信号は、周波数領域
を示すため、大文字で表されている。
図中、自己相関平均値算出部1は、乗算部11と、係数
部12と、加算部13と、1サンプル遅延部14と、係
数部15とで構成されており、FFT51の例えば25
6サンプル出力の内の一つD’ (K)の自己相関値を
乗算部11で演算し、係数部12でαを乗算し、前サン
プルに1−αを乗算部15で乗算した値と加算部13で
加算して自己相関値の平均値Φ、・、・(に)を得る。
部12と、加算部13と、1サンプル遅延部14と、係
数部15とで構成されており、FFT51の例えば25
6サンプル出力の内の一つD’ (K)の自己相関値を
乗算部11で演算し、係数部12でαを乗算し、前サン
プルに1−αを乗算部15で乗算した値と加算部13で
加算して自己相関値の平均値Φ、・、・(に)を得る。
また、相関平均値算出部2は、乗算部21と、係数部2
2と、加算部23と、1サンプル遅延部24と、係数部
25とで構成され、FFT51及び52の各出力D’
(K)とX (K)とを乗算部21で乗算し、係数αを
掛けた後、前サンプルに1−αを掛けたものを部23で
加算することにより相互相関値の平均値Φ。・+1 (
++)を得る。
2と、加算部23と、1サンプル遅延部24と、係数部
25とで構成され、FFT51及び52の各出力D’
(K)とX (K)とを乗算部21で乗算し、係数αを
掛けた後、前サンプルに1−αを掛けたものを部23で
加算することにより相互相関値の平均値Φ。・+1 (
++)を得る。
更に、適応フィルタ部3は、乗算部31.32と、加算
部33と、1サンプル遅延部34とテ構成され、上記の
相関平均値Φ、・、・(K)にタップ係数A (K)を
乗算部31で乗算して得た疑憤エコーレプリカと相関平
均値Φ。・w (++)との誤差E(K)を乗算部32
で自己相関平均値Φ9・ゎ・(K) と乗算し、これを
前サンプル値と加算部33で加算することにより次のサ
ンプルのタップ係数部(K)を得る。
部33と、1サンプル遅延部34とテ構成され、上記の
相関平均値Φ、・、・(K)にタップ係数A (K)を
乗算部31で乗算して得た疑憤エコーレプリカと相関平
均値Φ。・w (++)との誤差E(K)を乗算部32
で自己相関平均値Φ9・ゎ・(K) と乗算し、これを
前サンプル値と加算部33で加算することにより次のサ
ンプルのタップ係数部(K)を得る。
そして、このタップ係数A (K)は、フィルタ部4を
構成する乗算部41に与えられ、FFT51の出力D’
(K) と乗算されて実際のエコーレプリカY(K
)として減算部60へ送られ、FFT52の出力X (
K)と減算されてIFFT53へ信号5(K)として与
えられ、時間領域の信号S (n)として出力されるこ
ととなる。
構成する乗算部41に与えられ、FFT51の出力D’
(K) と乗算されて実際のエコーレプリカY(K
)として減算部60へ送られ、FFT52の出力X (
K)と減算されてIFFT53へ信号5(K)として与
えられ、時間領域の信号S (n)として出力されるこ
ととなる。
以上の構成を有する実施例の動作を周波数領域で説明す
ると、まず、時間領域で説明した上記の式(6)は、次
のようになる。
ると、まず、時間領域で説明した上記の式(6)は、次
のようになる。
「■Y]1酊・Φ、・8(k)
J(K) ]]ロUト1ηT訂 (
7)従って、スピーカ入力信号の自己相関平均値に重み
付けを加えれば、上記の式(7)のエコー係数R(K)
を同定することが可能となる。
7)従って、スピーカ入力信号の自己相関平均値に重み
付けを加えれば、上記の式(7)のエコー係数R(K)
を同定することが可能となる。
即ち、K番目の周波数成分の誤差E (K)は、タップ
係数^(K)を用いることにより、 E (K)・「]]YヱαT−ALK) :cπ訂丁1
酊 (8)と表され、この内のタップ係数A (K)は
、A、。I(K)・At(K)+2μE(K) −D’
σ「]正賀罰“ (9)なる周知のLMSアルゴリズム
により更新される。
係数^(K)を用いることにより、 E (K)・「]]YヱαT−ALK) :cπ訂丁1
酊 (8)と表され、この内のタップ係数A (K)は
、A、。I(K)・At(K)+2μE(K) −D’
σ「]正賀罰“ (9)なる周知のLMSアルゴリズム
により更新される。
そして、フィルタ部41から得られるエコーレプリカY
(K)は、 Y(K)=A(K)・[1’ (K)
(10)となる。従って、エコーの無い信号
として、9 (K)−X(K)4’(K)
(11)が減算部60から出力さ
れ、IPFT53により時間軸上の近端話者信号のみを
含む出力信号Q (n)が得られる。
(K)は、 Y(K)=A(K)・[1’ (K)
(10)となる。従って、エコーの無い信号
として、9 (K)−X(K)4’(K)
(11)が減算部60から出力さ
れ、IPFT53により時間軸上の近端話者信号のみを
含む出力信号Q (n)が得られる。
尚、第2図の実施例では、Nサンプルの出力について必
要な演算量(実数及び虚数演算を含む)は、 ■3N/21ogJ (3つのFF’l”演算につい
て)十■4本2N/2 (相関演算について)+■2N
/2+4*2N/2 (平均化演算について)+■4
d/2 (タップ係数乗算41について)+■N/2
(タップ係数乗算31について)+■N/2(タップ係
数更新乗算32について)=3N/21ogzN+12
)! となる。これは、通常の時間領域型エコーキャンセラー
が2N”の演算量(タップ係数更新演算量N2+畳み込
み演算量N8)を必要としているのと比べると温かに少
ない(但し、N・4以上)事が分かる。
要な演算量(実数及び虚数演算を含む)は、 ■3N/21ogJ (3つのFF’l”演算につい
て)十■4本2N/2 (相関演算について)+■2N
/2+4*2N/2 (平均化演算について)+■4
d/2 (タップ係数乗算41について)+■N/2
(タップ係数乗算31について)+■N/2(タップ係
数更新乗算32について)=3N/21ogzN+12
)! となる。これは、通常の時間領域型エコーキャンセラー
が2N”の演算量(タップ係数更新演算量N2+畳み込
み演算量N8)を必要としているのと比べると温かに少
ない(但し、N・4以上)事が分かる。
また、平均値演算に用いる係数αは例えばIIR−次フ
ィルタの場合で0.01である。
ィルタの場合で0.01である。
以上のように、本発明に係るエコーキャンセラーによれ
ば、スピーカ入力信号の自己相関平均値と、スピーカ入
力信号とマイク出力信号との相関平均値との誤差が最小
になるように適応フィルタ部のタップ係数を制御すると
共に、その適応フィルタ部のタップ係数に従って別のフ
ィルタ部で該スピーカ入力信号からエコーレプリカを生
成し該マイク出力信号中からダブルトーク信号のみを取
り出すように構成したので、ダブルトークの如何に関わ
らすタップ係数の更新を遅らせることなく常に最適に更
新することができ、近端話者信号はそのまま通しエコー
の抑制のみを最適に行うことができる。
ば、スピーカ入力信号の自己相関平均値と、スピーカ入
力信号とマイク出力信号との相関平均値との誤差が最小
になるように適応フィルタ部のタップ係数を制御すると
共に、その適応フィルタ部のタップ係数に従って別のフ
ィルタ部で該スピーカ入力信号からエコーレプリカを生
成し該マイク出力信号中からダブルトーク信号のみを取
り出すように構成したので、ダブルトークの如何に関わ
らすタップ係数の更新を遅らせることなく常に最適に更
新することができ、近端話者信号はそのまま通しエコー
の抑制のみを最適に行うことができる。
第3図は、従来例を示すブロック図、である。
第1図において、
】・・・自己相関平均値算出部、
2・・・相関平均値算出部、
3・・・適応フィルタ部、
4・・・フィルタ部。
図中、同一符号は同−又は相当部分を示す。
Claims (2)
- (1)スピーカ入力信号の自己相関平均値を算出する手
段(1)と、 該スピーカ入力信号とマイク出力信号との相関平均値を
算出する手段(2)と、 両平均値の誤差が最小になるようにタップ係数を制御す
る適応フィルタ部(3)と、 該適応フィルタ部(3)のタップ係数に従って該スピー
カ入力信号からエコーレプリカを生成し該マイク出力信
号中からダブルトーク信号のみを取り出すフィルタ部(
4)と、 を備えたことを特徴とするエコーキャンセラー。 - (2)各手段及びフィルタ部が、周波数領域で演算を行
うことを特徴とした請求項1に記載のエコーキャンセラ
ー。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP14777690A JPH0440010A (ja) | 1990-06-05 | 1990-06-05 | エコーキャンセラー |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP14777690A JPH0440010A (ja) | 1990-06-05 | 1990-06-05 | エコーキャンセラー |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0440010A true JPH0440010A (ja) | 1992-02-10 |
Family
ID=15437927
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP14777690A Pending JPH0440010A (ja) | 1990-06-05 | 1990-06-05 | エコーキャンセラー |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0440010A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
GB2439989A (en) * | 2005-06-01 | 2008-01-16 | Tecteon Plc | Correlator for signal or noise classification |
-
1990
- 1990-06-05 JP JP14777690A patent/JPH0440010A/ja active Pending
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
GB2439989A (en) * | 2005-06-01 | 2008-01-16 | Tecteon Plc | Correlator for signal or noise classification |
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