JP2006352450A - エコーキャンセラ - Google Patents

Abstract

【課題】ＤＳＰ資源を有効に割り付けて用いて、エコーを有効に除去する。
【解決手段】適応フィルタで作成した擬似エコーを加算機でエコーに加算して当該エコーを相殺するエコーキャンセラである。音声信号をダウンサンプリングするサブバンドフィルタ８，１４及びサンプリング変換器９，１５と、上記ダウンサンプリング側とフルバンドエコーキャンセル側とに適宜切り替える切り替えスイッチ１０，１６と、ダウンサンプル信号を用いて適応フィルタ１１で更新した係数を用いてタップ配置を最適化すると共に当該最適化したタップ配置をフルバンドエコーキャンセル時に適応フィルタ１１に出力するタップ配置制御器１９とを備えた。
【選択図】図１

Description

この発明はエコーキャンセラに関するものである。

エコーキャンセラにおいて、通信チャネルにおけるエコーキャンセル時の計算量を小さくするように改良したものとしては、例えば特許文献１のエコーキャンセラがある。

このエコーキャンセラでは、デシメータ及びサブバンドフィルタで、通信チャネルからの入力信号をサブバンド化する。そして、サブバンド内のエコー位置を、エコー位置決定器、ピーク検出器により識別して、その信号をエコーキャンセラの制御に使用される。

これにより、エコーキャンセラを非常に小さい計算量で制御する。
特開２００３−１３４００５

しかしながら上述の従来の技術では下記のような問題点があった。

１．従来技術では、ダブルトークでの性能劣化を防止することが困難である。従来技術では、ダブルトークの判定を、サブバンド適応フィルタの係数が乱れることを用いて検出している。一般に、サブバンドの適応フィルタはフルバンドエコーキャンセラよりも遅いサンプリング周波数で動作している。つまり、検出までに要する時間が遅いということである。このため、サブバンド適応フィルタの係数が乱れてしまう。このようにサブバンド適応フィルタの係数が乱れた状態では、当然フルバンドエコーキャンセラの適応フィルタの係数はもはや完全に破壊された状態になる。この時点でサブバンド動作のダブルトーク検出器から［ダブルトーク検出信号］を受け取っても、ダブルトークにおける性能劣化は防止できない。

２．サブバント適応フィルタでピークが決まった後の具体的なタップ配置に関して何も述べられていないので、具体化が困難である。単純に割り付けた場合、真にエコーの重大な発生源となる部分を逃して割り付けてしまう場合がある。

３．従来技術は、いわばサンプリングレートの低いエコーキャンセラが、フルバンドエコーキャンセラのほかにもう一台装備されているのと同じであり、装置規模が大きくなってしまう。

４、従来技術は、大容量チャンネルを全部、一時に収束させることを考慮していない。この点が実際には不都合である。従来技術は、有限であるＤＳＰの処理量、メモリ量などの計算資源を、初期収束の段階、目下使用中チャンネルに限定して比較的潤沢にかつ動的に割り付け、当該チャンネルで用済みになった資源を他チャンネルのエコーキャンセラに開放する。しかし、実際のところ、これは、大容量通信の公共的性質を考えた場合、選択肢としては非現実的である。たとえば、近年、普及し始めたVoIP通信において、大イベントがある場合など、ネットワークの収容能力の設計しだいで、通話のために大容量VoIPのチャンネル容量が限界点に達する事例などがしばしば発生している。つまり、基幹通信を行う装置においては、収容チャネル設計限界内までであれば例え全チャンネルが一斉動作したときであっても問題なく動作する技術でなければ、現実には実用に耐えない。エコーキャンセラでいえば、この点からは、チャネル間にまたがる動的な資源の配分はむしろ望ましくない。つまり、１チャンネルあたりのエコーキャンセラに割くための資源は予め大枠でチャネルごとに固定しておき、かつ、その大枠中でチャネル内での動的なかつ効率的な割付として動作すべきである。言い換えれば、フルバンドエコーキャンセラのタップ数は、大枠はチャネルごとに固定の資源（タップ数など）を割り付け、フルバンドエコーキャンセラが収束動作を開始する前に、タップ配置（処理量、メモリ）など、有限のＤＳＰ資源を適切に割り当てて完了した上で動作する必要がある。

つまり、従来技術と異なり、すべてのチャンネルでエコーキャンセラを持ちつつ、一方でその装置規模、演算規模を最小化できる技術でなければならない。

本発明は上記課題を解決するためになされたものであり、限りあるＤＳＰの資源を有効に割り付けて用いるエコーキャンセラを実現すると共に、ダブルトークに遭遇してもエコーを有効に除去できるようにしたものである。このために、本発明のエコーキャンセラでは、適応フィルタ及び加算器を備えて、上記適応フィルタで作成した擬似エコーを上記加算機でエコーに加算して当該エコーを相殺するエコーキャンセラであって、音声信号をダウンサンプリングするサブバンドフィルタ及びサンプリング変換器と、上記ダウンサンプリング側とフルバンドエコーキャンセラとして用いるフルバンドエコーキャンセル側とに適宜切り替える切り替えスイッチと、上記サブバンドフィルタ及びサンプリング変換器でダウンサンプリングしたダウンサンプル信号を用いて上記適応フィルタで更新した係数を用いてタップ配置を最適化すると共に当該最適化したタップ配置を上記適応フィルタに出力するタップ配置制御器とを備え、当該タップ配置制御器で最適化したタップ配置の上記適応フィルタへの出力を受けて上記切り替えスイッチを上記フルバンドエコーキャンセル側に切り替えて上記最適化したタップ配置を基に上記適応フィルタをフルバンドエコーキャンセル処理に用いたものである。

１つの適応フィルタを、低レートで動作させてタップ配置を最適化する処理に用いると共に、その最適化されたタップ配置を用いて適応フィルタをそのままフルバンドエコーキャンセラとして用いることができ、装置規模、演算規模を小さく抑えることができる。

演算規模を小さく抑えることができて、少ないＤＳＰ資源で有効にエコーキャンセルを実行できるようになる。この結果、エコーが小さく音質の優れた通話装置を提供できる。

さらに、真にエコーの重大な発生源となる部分を逃して割り付けてしまうことがなくなり、エコーの除去を自動的にかつ確実に行うことができるようになる。

また、各チャネル間での動的割付がなく、ＤＳＰ資源の競合が発生しないので、たとえ全チャンネルで動作しても、エコーキャンセラを安定的に動作させることができるようになる。

本発明は、上記の点を鑑みてなされたものであって、エコーキャンセラのタップを適切に、かつ、自動的に配置することで、限りあるメモリや演算処理量等のＤＳＰの資源を有効に割り付けて用いるエコーキャンセラを実現すると共に、エコーキャンセラの動作を阻害することが知られているダブルトークなどの状態に遭遇しても、エコーを有効に除去できるエコーキャンセラを提供するためになされたものである。

以下、本発明の実施形態について説明する。

［第１実施形態］
以下に、本発明の第１実施形態について説明する。

図１は本発明の第１実施形態に係るエコーキャンセラ付き通信端末装置を示すブロック図、図２はタップ配置制御器を示すブロック図、図３（ａ）は８ｋＨｚサンプリングでのエコー経路を示すグラフ、図３（ｂ）は低レートで推定して成長した適応フィルタ係数を示すグラフ、図４は図３（ａ）のエコー経路がどのような場合に発生されるかを示した概念図、図５（ａ）は絶対値計算器１９-２に入力される係数H2(k)の様子を示すグラフ、図５（ｂ）は絶対値計算器１９-２に入力される係数H2(k)の絶対値を示すグラフ、図５（ｃ）は図５（ｂ）の係数H2(k)の絶対値を平滑化した波形を示すグラフ、図６は図５（ｃ）の波形の２個の頂点を四角の点で表したグラフである。

本実施形態に係るエコーキャンセラ付き通信端末装置を図１に示す。本実施形態に係るエコーキャンセラ付き通信端末装置は、１つの適応フィルタを用いて、ダウンサンプリング状態でエコー発生位置を検出すると共に、フルバンドでエコーキャンセルを実施するものである。このエコーキャンセラ付き通信端末装置の構成を以下に説明する。図１中の１は受信入力端子Ｒin（以後単に「Ｒin」という）、２は受信出力端子Ｒout（以後単に「Ｒout」という）である。以後順に３はディジタル−アナログ変換器（以後単に「Ｄ／Ａ」という）、４はエコーパス、５は受信側電話機、６はアナログ−ディジタル変換器（以後Ａ／Ｄ）、７は送信入力端子Ｓin（以後単に「Ｓin」という）、８，１４はサブバンドフィルタ、９，１５はサンプリング変換器、１０，１２，１６は切り替えスイッチ、１１は加算器、１３は送信出力端子Ｓout（以後単に「Ｓout」という）、１７は適応フィルタ、１８はエコーキャンセラ、１９はタップ配置制御器である。

サブバンドフィルタ８，１４及びサンプリング変換器９，１５は、音声信号をダウンサンプリングするための装置である。このサブバンドフィルタ８，１４及びサンプリング変換器９，１５は、Ｒin１及びＳin７からエコーキャンセラ１８の適応フィルタ１７及び加算器１１に入力される経路と並列に設けられて、２つ系統を構成している。即ち、Ｒin１から適応フィルタ１７に音声信号が直接に入力される経路と並列にサブバンドフィルタ１４及びサンプリング変換器１５が設けられ、これらが切り替えスイッチ１６で適宜切り替わるようになっている。また、Ｓin７から加算器１１にエコー信号が直接に入力される経路と並列にサブバンドフィルタ８及びサンプリング変換器９が設けられ、これらが切り替えスイッチ１０で適宜切り替わるようになっている。

このサブバンドフィルタ８，１４及びサンプリング変換器９，１５と、適応フィルタ１７及び加算器１１と、タップ配置制御器１９とで、音声信号をダウンサンプリングしてそのダウンサンプリングした音声信号を用いて係数更新してタップ配置を最適化するダウンサンプリング処理手段が構成されている。

エコーキャンセラ１８は、フルバンドでエコーキャンセルを行うための装置である。エコーキャンセラ１８は主に、適応フィルタ１７と加算器１１とから構成され、切り替えスイッチ１２でＳout１３に適宜切り替わるようになっている。

適応フィルタ１７は、エコーキャンセラ１８の構成部品としてフルバンドでエコーキャンセルを行う機能を備えていると共に、ダウンサンプリングされた音声信号及びエコー信号からエコー発生位置を検出する機能も備えている。この適応フィルタ１７の具体的な機能は後述する。

タップ配置制御器１９は、係数曲線の頂点を検出してフルバンドエコーキャンセル時の適応フィルタ１７のタップ係数を配分し、サンプリング周波数及び各切り替えスイッチ１０，１２，１６の切り替えを行うための装置である。タップ配置制御器１９は主に、カウンタ１９-１と、絶対値計算器１９-２と、遡行平滑器１９-３と、頂点タイミング検出器１９-４と、タップ配分器１９-５と、動作速度切り替え器１９-６とから構成されている。これら各部の機能は後述する。

次に、上記構成のエコーキャンセラ付き通信端末装置でのエコーキャンセルの動作について説明する。

初めに図１を用いてエコーが発生する様子を説明する。呼が確立された時点の初期状態では各切り替えスイッチは端子ａに接続されている。図１では左側が発呼側、右側が着呼側として説明する。

はじめに図示しない発呼側と着呼側（図１のエコーキャンセラ１８が組み込まれている側）の呼が確立される。発呼側音声信号は、図示しないアナログディジタル変換器で既にディジタル化された音声信号である。Ｒin１に入力された信号は、切り替えスイッチ１６、サブバンドフィルタ１４、Ｒout２に入力される。Ｒout２からＤ／Ａ３に出力された信号のうち、一部は着呼側電話機５に入力され、一部はエコーパス４（図示しない２線４線変換器）で反射されてアナログエコー信号ｙとなる。このアナログエコー信号ｙはＡ／Ｄ６でディジタル信号ｙ8(k)に変換され、Ｓout１３へ入力され、発呼側話者にエコー信号として出力される。

つぎに、図１を用いて本実施形態でエコーキャンセルを実施する動作を説明する。

Ｓin７からのエコー信号は切り替えスイッチ１０とサブバンドフィルタ８に入力される。Ｒin１からの音声信号は切り替えスイッチ１６とサブバンドフィルタ１４に入力される。本実施形態ではサンプリング周波数は８ｋＨｚである。ここでＲin１に入力された音声信号をｘ8(k)とする。ｋは順番を表している。サブバンドフィルタ１４、８では、サンプリング変換器１５、９との連携動作で後述するダウンサンプルが実行される。初期状態で、各切り替えスイッチ１０，１２，１６はａ側に閉じられており、Ｓout１３を経由して遠端話者に信号が出力される。

はじめにダウンサンプルの動作について説明する。

本実施形態ではサブバンドフィルタ１４は低域フィルタである。低域フィルタの高域成分遮断周波数は１ｋＨｚである。なお、標本化定理により、信号の周波数成分の２倍のサンプリング周波数で信号をサンプリングすれば、波形は完全に記述できることは公知の事実である。８ｋＨｚで設計された、１ｋＨｚ遮断フィルタ（低域フィルタ）の出力を４個おきにサンプリングしたとき、サンプリング周波数は丁度２ｋＨｚであるので、誤差が含まれずに波形を表現できる。このとき、サンプリング変換器１５の出力は２ｋＨｚサンプリングとなり、サンプリング速度を低下した変換がなされている。他方のサブバンドフィルタ８、サンプリング変換器９の働きも同じである。なお、本実施形態では各サブバンドフィルタを遮断周波数１ｋＨｚの低域フィルタで説明するが、遮断周波数はこれに限定されるものではなく、諸条件に応じて適宜設定される。また、各サブバンドフィルタ１４，８の周波数特性も低域周波数成分を取り出す帯域制限フィルタであってもよく、低域フィルタに限定しないのはもちろんのことである。

サンプリング変換器１５の出力は、適応フィルタ１７に入力され、サンプリング変換器９の出力は切り替えスイッチ１０を経由して加算器１１に入力される。さらに、加算器１１には適応フィルタ１７の出力が入力されている。ここで、サンプリング変換器１５の出力をｘ2(k)とする。つまり、ｘ2(k)は同じｋ番目であっても、ｘ8(k)と比較すると、４倍の時間間隔でなるサンプリング列である。適応フィルタ１７にはサンプリング変換器１５の出力ｘ2(k)が入力されている。一方、加算器１１には切り替えスイッチ１０を経由してサンプリング変換器９の出力ｙ2(k)が入力されている。ｙ2(k)とｙ8(k)との関係も上記ｘ2(k)とｘ8(k)の関係と同じである。加算器１１では適応フィルタ１７の出力ｙ’2(k)と加算されて下記式（１）の残差信号ｅ2(k)を計算する。

ｅ2(k)＝ｙ2(k)−ｙ’2(k) （１）
適応フィルタ１７は公知のＦＩＲ型ディジタルフィルタであり、式（１）によって擬似エコーを作成し、フィルタ係数h2(i,k)は公知の“ＮＬＭＳ”アルゴリズムによって適応的に（２）式を用いて更新される。ここでh2(i,k)は第ｋサンプリング時刻におけるｉ番目のフィルタ係数を意味している。

なお、Ｍは適応フィルタ１７のタップ数である。本実施形態では２５６タップとしたが、これに限定するものではなく、他の数値でもよい。

式（３）でαは適応フィルタ１７の収束速度を調整する定数であり、０＜α＜２なる定数を用いる。αが大きければ適応フィルタ１７の収束は早いが、背景ノイズなどの外乱に反応しやすくなる。一方、αが小さいと適応フィルタ１７の収束は遅いが、背景ノイズなどの影響を受けなくなる。本実施形態では、一例としてα＝０．７を用いる。なお、αはこの値に限定されるものではなく、諸条件に応じて適宜設定される。

上記式（１）〜式（３）までを用いてフィルタ係数の更新を実行すると、適応フィルタ１７の係数が更新とともに徐々に成長して次第に収束していく。そして、本実施形態では、収束状態の判定は、更新回数を用いて行う。即ち、タップ配置制御器１９は、適応フィルタ１７の係数の成長度合いを判定するために、後述するカウンタ１９-１を用いて適応フィルタ１７の係数が更新された回数をカウントし、カウンタ１９-１が所定の値に達したかどうかで、収束状態に達したかどうかを判定する。本実施形態では４００回だけ式（１）〜式（３）を実行したカウント数を適応フィルタ１７の収束終了とみなすようにした。その後、後述する方法で適応フィルタ１７の動作を切り替え、フルバンドエコーキャンセラ１８として用いるための動作を開始する。

なお、適応フィルタ１７の収束状態の監視に関しては、カウンタ１９-１に限らず、適応フィルタ１７の収束終了を監視、判断できれば方法は何であってもよく、適応フィルタ１７の係数値の変化そのものを手がかりにするものであってもよい。

以下図２〜図４を用いてタップ配置制御器１９の動作を説明する。

適応フィルタ１７はフィルタのＭ個の係数値をタップ配置制御器１９に出力する。

すなわち、式（４）をタップ配置制御器１９に出力する。

H2(k)＝h2(i,L) （４）
Ｌ＝４００（予め定めたカウント）
ｉ＝０、１、２、．．．Ｍ−１
適応フィルタ１７では、サブバンドフィルタ１４，８及びサンプル変換器１５，９によってダウンサンプリングされた信号でエコー経路を推定している。適応フィルタ１７の動作間隔を考慮にいれれば、時間軸の刻みは本来のフルバンドエコーキャンセラ１８のサンプリング周波数よりも遅くなっているが、その分、時間的には長い時間の応答に対応できていることになる。つまり、同じタップ数であれば、サンプリングが遅いほうが対応できるエコーパス４の応答長は長い。本実施形態のように２５６タップのフィルタであれば、フルバンドエコーキャンセラ１８のサンプリング周波数８ｋＨｚのとき、対応長は２５６／８０００＝３２ｍｓしかカバーできないが、サンプリング周波数２ｋＨｚのとき、４倍の１２８ｍｓまでの対応長をもつことになる。本実施形態では、後述するようにダウンサンプリングされた長い時間長でエコー発生の主要発生位置を検出し、その後、検出したエコー発生位置だけに更新可能な係数を配置し、サンプリング周波数を切り替えて、適応フィルタ１７をフルバンドエコーキャンセラ１８として用いる。つまり、低レートで動作する適応フィルタ１７の係数を後述するように分析し、その結果、発見したエコー発生の主要発生位置にタップ配分を行い、ＤＳＰの計算資源を割り当てることで、フルバンドエコーキャンセラ１８を必要最小限の処理量で実現することができる。式（４）で表されるタップ係数は、本来８ｋＨｚで推定するはずのエコー経路を低レートの２ｋＨｚサンプリングで推定した係数として成長している。

図３（ａ）にエコー経路（８ｋＨｚサンプリング）を示す。図３（ｂ）に低レートで推定して成長した適応フィルタ係数を示す。横軸は時間（ｍｓ）である。図４は図３（ａ）のエコー経路がどのような場合に発生されるかを示した概念図である。図４で説明すると、発呼側の信号が発呼側に近い第１のハイブリッド３０Ｈで反射され、一方で、第二のハイブリッド３１Ｈを経由して４線ネットワークを経由する。このとき、ネットワークの遅延の影響を受ける。そして、着呼側にある第三のハイブリッド３２Ｈで再び反射されてエコーを発生し、遅延をうけてエコーとして帰ってくる様子が書かれている。このとき、エコーパス４の応答は図３（ａ）（ｂ）、図４で示された例のように、Ｅ１点（図の例では１．６ｍｓ点）、Ｅ２点（同７．６ｍｓ点）近辺で成分を持つが、そのほかは単純な遅延と考えてよい場合がほとんどである。しかし、フルバンドエコーキャンセラ１８において、エコー成分を発生しないこのような遅延部分に対し、適応フィルタ１７の適応フィルタ係数を割り当てて係数更新を実行することは、本来余り意味がない。それどころか、ＤＳＰの消費電力や、係数に割り付けられるメモリ、係数を更新するための演算処理などの資源を無意味に浪費することになる。このため、本実施形態のようなエコー発生位置の推定と、エコーキャンセラ１８のタップ係数の効果的な割り当てが求められるのである。

再び図３を用いて説明すると、図３（ｂ）の適応フィルタ１７の係数は２ｋＨｚサンプリングなので、サンプルとしては８ｋＨｚサンプリング４回に１回の割合でしかデータが存在しない。図３（ｂ）においては、データのある点を四角で表し、その間を実線で結んであるだけである。また、前述したように低レートで計算する適応フィルタ１７は８ｋＨｚサンプリングよりも長い時間を監視できるが、図の見易さのために、図３（ａ）（ｂ）においては、両方を同じ時間で打ち切って描画してある。

ひきつづき図２、および図５，６を用いて説明する。カウンタ１９-１で所定カウントが終了し、適応フィルタ１７がいったん収束したことが検出されると、カウンタ１９-１は絶対値計算器１９-２にカウント終了信号を出力する。

絶対値計算器１９-２には適応フィルタ１７から低レートで推定した係数のセットH2(k)が入力されている。図５（ａ）に絶対値計算器１９-２に入力されるH2(k)の様子を示す。

ただし、図５では説明を簡単にするために、横軸に時間ではなく、低レート適応フィルタ１７のタップ順を、縦軸には係数値の振幅をとることにする。係数は以後の説明のため、見やすいよう、１００タップまでを描画した。時間とタップ順の関係は、１タップ右データに移る毎に１／２０００秒＝０．５ｍｓ時間が推移し、時間経過は左から右に推移する波形データとなる。波形の右側が時間的には一番新しいエコーパス４の応答である。絶対値計算器１９-２は、カウンタ１９-１からカウント終了信号が入力されると、係数の絶対値abs_h2(i,L)を式（５）の様に計算する。

abs_h2(i,L)＝abs（h2(i,L)） （５）
（ｉ，＝０，…Ｍ-１）
図５（ｂ）にabs_h2(i,L)の様子を示す。このabs_h2(i,L)は遡行平滑器１９-３に入力される。

遡行平滑器１９-３ではabs_h2(i,L)を過去方向に遡って式（６）のように平滑処理を施して、lpo_h2(i,L)を求める。ただしｉはＭ-２から０に向かって計算を進めていく。つまり、順次保存した過去サンプルに向かって、格納してあるabs_h2(i,L)を平滑化していく。

lpo_h2(i,L)＝δ×abs_h2(i,L)＋(1.0−δ）×lpo_h2(i+1,L) （６）
（ｉ＝Ｍ-２、Ｍ-３、．．．０）
ただし、最終点lpo_h2(M-1,L)は、
lpo_h2(M-1,L)＝δ2×abs_h2(i,L) （７）
なお、δは平滑の度合いを表す定数であり、０＜δ≦１なる定数である。δが小さいと、推定した係数に含まれる細かな振動であるノイズの影響が小さくなり、係数の大まかな変化を表すようになる。逆にδが大きいと、ノイズの影響も大きくなるが、係数の微細な変化を表せるようになる。

本発明では、δ＝０．２とした。また、δ２は式（６）における端点の処理に用いる定数であり、０＜δ２≦１なる定数である。本実施形態ではδ２＝１．０とした。なお、δ２の具体的な値は、これに限定されるものではなく、設計者が最後の順番にあたるタップの適応フィルタ１７の係数をどの程度重み付けするかで適宜設定すればよい。

遡行平滑器１９-３において、ｉをＭ-２から０に向かって計算を進めること、つまり、波形を順次過去サンプルに向かって、平滑化していくことには特段の意味がある。これは、ハイブリット１個あたりのエコーパス４の特性が、時間の経過に伴い、初めに大きく、徐々に減衰していくという物理特性を利用したものである。式（６）、（７）の平滑化はabs_h2(i,L)の実際の振幅変化に“遅れて追従”する特性を有し、式（６）、（７）を波形を順次過去サンプルに向かって平滑化していくと、波形のlpo_h2(i,L)の波形のピークは必ず進行方向に遅れて出現する。つまり、過去方向に計算を進めると、時間軸では実際のabs_h2(i,L)のピークよりも少し早い時点として検出する。後述する。タップ配分器１９-５ではこの特性を利用する。lpo_h2(i,L)の様子を図４-ｃに示す。遡行平滑器１９-３はlpo_h2(i,L)を頂点タイミング検出器１９-４に出力する。

頂点タイミング検出器１９-４では、今度はｉ＝１から開始してｉ＝Ｍ-２に向かって下記に説明するように係数曲線の頂点を検出する。

頂点の検出には、lpo_h2(i-1,L)、lpo_h2(i,L)、lpo_h2(i+1,L)を用いて、下記の条件１を満足したときの、hsf2_lp2_lpo[i]を頂点として検出するようにした。

dif_befor＝hsf2_lpo[i]−hsf2_lpo[i-1] （８）
dif_after＝hsf2_lpo[i+1]−hsf2_lpo[i] （９）
条件１（dif_befor≧０．０）且つ（dif_after＜０．０） （１０）
頂点タイミング検出器１９-４は頂点が検出されると、頂点振幅が大きい順にあらかじめ定めた個数の候補（実施形態では２個）として、頂点をタップ配分器１９-５に出力する。

なお、本実施形態では、まれにhsf2_lpo［０］端点が最大になる特別な事情に備えて、事前にhsf2_lpo[0]＝０．０としたが、もちろんこれに限定するものではない。また、通常、hsf2_lpo[M-1]が最大になることはないので、hsf2_lpoでの端点の処理は特段考慮しなくても良い。

本実施形態では、２個までの頂点を検出するようにしたが、個数はこれに限定しない。式（１０）で検出した２個の頂点の様子を図６の四角の点で表す。図６にはlpo_h2(i,L)の特性線も再掲してある。

図６では検出開始点（原点）から２点Ｐ１、Ｐ２を検出している。頂点タイミング検出器１９-４は検出した頂点タイミングをタップ配分器１９-５に出力する。タップ配分器１９-５では下記のように１チャンネルでの制限個数内（たとえば２５６タップ）でフルバンドエコーキャンセラ１８の適応フィルタ１７のタップ係数を配分する。本実施形態では検出した頂点タイミングに対して、下記のように割付可能な適応フィルタ係数を配分する。前述したように、適応フィルタ１７のタップ数、すなわち更新可能なタップ数はあらかじめ固定とする。本実施形態では１チャンネルあたり、適応フィルタ１７のタップ数は固定２５６タップであるが、これは２ｋＨｚサンプリングのとき、時間長としては１２８ｍｓの長さをカバーしている。１２８ｍｓは８ｋＨｚサンプリングであれば、１０２４タップもの長さに相当する。しかし、ここまで説明したように、その大部分は順遅延とみなしてよく、エコーの発生源となるのはその一部に過ぎない。タップ配分器１９-５は、たとえば１０２４サンプル分のフィルタ係数のうち、選択的に適応フィルタ１７のフィルタ係数を割り当て、残りはフィルタ係数の代わりに順遅延を割り当てる。タップ配分器１９-５は頂点タイミング検出器１９-４から入力された頂点タイミングＰ１、Ｐ２を適応フィルタ１７の係数タップの開始点とする。このように開始点を設定すると、前述した遡行平滑器１９-３の動作で述べたように、時間的にＰ１、Ｐ２よりあとに存在する真のエコーパス４の最大ピーク位置が必ず含まれることになるのである。

つまり、本実施形態では、２５６タップの半分であるＮ＝２５６／２＝１２８タップずつの係数の割付開始点をＰ１、Ｐ２とし、残りには順遅延を割り当てる。なおここでは、Ｐ１、Ｐ２そのものを割付の基点としたが、さらに時間の過去方向へ適宜マージンを設けてもよい。このようにすると、８ｋＨｚで適応フィルタ１７を動作させたとしても、係数更新が実行されるのは２５６タップのままである。図６ではＰ１＝３、Ｐ２＝１５である。これらは“２ｋＨｚサンプリングの時のサンプル位置”を示している。また実施形態ではサンプル位置は０から開始されている。つまり、８ｋＨｚサンプリングで時間軸を考えたときはその４倍のサンプル数でタイミングが一致する。したがって、Ｐ１には８ｋＨｚサンプリングで動作するフルバンドエコーキャンセラ１８の適応フィルタ１７の係数Ｐ１’タップ目（１２タップ目、時間では１．５ｍｓの時点）が、Ｐ２’としては６０タップ目（時間では７．５ｍｓの時点）が適応フィルタ１７の係数割り当て開始点として割り付けられ、タップ配分器１９-５によって下記のような割付がなされる。ただし、Ｐ１’、Ｐ２’ともにＰｎ’＝Ｐｎ×（フルバンドエコーキャンセラ１８のサンプリング周波数／低レートでのサンプリング周波数）
（ｎ＝１，２）である。

第１群：１２〜１３９サンプル位置に割付
第２群：６０〜１８７サンプル位置に割付
（サンプリングは８ｋＨｚに相当する。）
基本的には２５６タップの半分ずつを各頂点から算出した位置に割り付ければよいのだが、本実施形態のエコーパス４では、６０〜１３９サンプル位置の適応フィルタ１７は第１群と第２群で重複するので、このような場合にはさらにタップ係数は少なくて済み、１７４タップを割り付け、残りを順遅延とする。

タップ配分器１９-５は適応フィルタ１７のタップ係数割り付けが終了すると、動作速度切り替え器１９-６に、サンプリング速度切り替え信号sf_chgを出力し、適応フィルタ１７には割付したタップ係数tap_adfを出力する。本実施形態ではtap_adf（６０〜１３９が割りつけられている）が適応フィルタ１７に出力される。

動作速度切り替え器１９-６はサンプリング周波数を８ｋＨｚに切り替え、各切り替えスイッチ１０，１２，１６を端子ｂ側に切り替える。これにより、適応フィルタ１７はサンプリング周期８ｋＨｚでフルバンドエコーキャンセラ１８として下記のように動作する。

ｅ8(k)＝ｙ8(k)−ｙ’8(k) （１）’
適応フィルタ１７は公知のＦＩＲ型ディジタルフィルタである。

式（１）’によって擬似エコーを減算し、フィルタ係数は公知の“ＮＬＭＳ”アルゴリズムによって適応的に（２）’式を用いて更新される。ここでh8(i,k)は第ｋサンプリング時刻におけるｉ番目のフィルタ係数を意味している。

なお、ｉ＝１２〜１８７である。

もしもタップ割付がＰ１の部分とＰ２の部分に完全に分離できる場合は（２）’および（３）’は式（４）’、（５-ａ）’、（５-ｂ）’のようになる。

なお、ｉ=Ｐ１〜Ｐ１+１２７である。

なお、ｉ=Ｐ２〜Ｐ２+１２７である。

このようにすると、フルバンドエコーキャンセラ１８は適応フィルタ１７と加算器１１で構成されているので、８ｋＨｚサンプリングでエコー発生部分だけを適応フィルタ１７でカバーし、残りを順遅延係数でカバーすることになり、効果的に加算器１１でエコーを除去し、切り替えスイッチ１２を経由してＳout１３にエコーを除去した信号を出力することが可能になる。

以上の様に第１実施形態によれば、次のような効果がある。

音声信号をダウンサンプリングし、適応フィルタ１７でダウンサンプル信号を用いてタップ係数を更新し、タップ配置制御器１９でタップ配置を最適化して適応フィルタ１７にタップ係数を割り当てるようにしたので、１つの適応フィルタ１７を、低レートで動作させてタップ配置を最適化する処理に用いると共に、その最適化されたタップ配置を用いて適応フィルタ１７をそのままフルバンドエコーキャンセラ１８として用いることができ、装置規模、演算規模を小さく抑えることができる。

チャネル間での動的割付がなく、係数割り当て終了後は、動作速度切り替え器１９-６によってサンプリング周波数が本来のサンプリング周波数に切り替えられ、切り替えスイッチ１０，１６の切り替えによってダウンサンプリング処理が迂回されるようにして、タップ配分器１９-５で、必要な部分のみ適応フィルタ１７に（逐次更新される）係数を割り当てて、その他は計算不要な単純遅延を割り当てるようにしたので、演算規模を小さく抑えることができて、少ないＤＳＰ資源で有効にエコーキャンセルを実行できるようになる。この結果、エコーが小さく音質の優れた通話装置を提供できる。さらに、現在のＤＳＰ資源のままで、要求されるエコーキャンセル機能を確保した状態で、ＤＳＰ資源を他の機能に振り分けることができるようになる。

さらに、遡行平滑器１９-３では、適応フィルタ１７の係数の絶対値を時間の過去方向に向かって遡って平滑化するようにしたので、真のエコーパス４のピークを確実に特定できるようになる。即ち、頂点タイミング検出器１９-４で検出した頂点タイミングを基にタップ配分器１９-５で、真のエコーパス４のピークをフルバンドエコーキャンセラ１８の適応フィルタ１７のカバーする範囲内に確実に入れることができるようになる。この結果、真にエコーの重大な発生源となる部分を逃して割り付けてしまうことがなくなり、エコーの除去を自動的にかつ確実に行うことができるようになる。

また、各チャネル間での動的割付がなく、ＤＳＰ資源の競合が発生しないので、たとえ全チャンネルで動作しても、エコーキャンセラ１８を安定的に動作させることができるようになる。

なお、上記タップ配置制御器１９でのタップ位置推定中においては、エコー感を軽減するために、加算器１１及び適応フィルタ１７のＳout１３側である、加算器１１及び適応フィルタ１７と切り替えスイッチ１２との間に減衰器を設けてもよい。

また、タップ位置推定中のエコー感を完全に無くすため、タップ位置推定中は切り替えスイッチ１２を開放状態（切り替えスイッチ１２のａ端子及びｂ端子のいずれにも接触しない状態）にするようにしてもよい。

［第２実施形態］
以下に、本発明の第２実施形態について説明する。

図７は本発明の第２実施形態に係るエコーキャンセラ付き通信端末装置を示すブロック図、図８はタップ配置制御器を示すブロック図、図９（ａ）は８ｋＨｚサンプリングでのエコー経路を示すグラフ、図９（ｂ）は低レートで推定して成長した適応フィルタ係数を示すグラフ、図１０（ａ）は図９（ｂ）の適応フィルタの係数を横軸にサンプルを用いた表示にしたグラフ、図１０（ｂ）は絶対値計算器に入力される係数H2(k)の絶対値を示すグラフ、図１１（ａ）は最大頂点検出器２１で最大値部分を検出した状態を示すグラフ、図１１（ｂ）は２回目の割付が適応フィルタの係数として割り当てられた状態を示すグラフである。

第２実施形態に係るエコーキャンセラ付き通信端末装置を図７，８に示す。第２実施形態が第１実施形態と異なるのは、タップ配置制御器１９がタップ配置制御器２０に変わった点である。また、タップ配置制御器２０で、第２実施形態が第１実施形態と異なるのは、遡行平滑器１９-３がなくなった点と、頂点タイミング検出器１９-４が最大頂点検出器２１に変わり、これに伴ってタップ配分器１９-５の機能が多少変わる点である。そのほかの部分は第１実施形態と同じであるため、ここではその説明を省略し、タップ配置制御器２０の動作だけを説明する。

第１実施形態ではエコーパスの頂点がある時間的なタイミング位置でフルバンドエコーキャンセラ１８のタップ配置を決めたが、第２実施形態では通話品質に影響を与える大きなエコーを発生する部分に重点的にフルバンドエコーキャンセラ１８のタップを割り付けて、効果的にエコーを除去するものである。

以下、添付図面に基づいて第２実施形態を具体的に説明する。

エコー発生の様子は前述の図４を用いて既に説明したとおりである。一般には、図４で示されるエコー経路の遅延によって２つのハイブリッド３０Ｈ、３２Ｈは分離して見えることが多い。しかし実際には、伝送路上の信号は遅延を受けるだけでなく、伝送路の減衰を受けるのが普通である。したがって、典型的なネットワークでは、もっとも着呼側に近いハイブリッド３２Ｈで発生して発呼側に戻ってくるエコーは発呼側に近いハイブリッド３０Ｈで発生して発呼側に戻ってくるエコーに比較すると、遅延が大きく、振幅が小さくなる。その様子を図９（ａ）に示す。横軸は時間（ｍｓ）、縦軸は振幅である。第２の頂点が１３ｍｓ付近にあるのがわかる。このエコーパス波形の時、低レートで動作する適応フィルタ１７の係数は図９（ｂ）のようになる。さて、ここで改めて、第１実施形態にならって、適応フィルタ１７のタップ割付について説明する。説明のため図９（ｂ）の適応フィルタ１７の係数を横軸にサンプルを用いた表示にした図を図１０（ａ）とする。図１０（ａ）では横軸を５０サンプルまで示した。このとき、絶対値計算器１９-２の出力
abs_h2(i,L)＝abs（h2(i,L)） （５）
（ｉ，＝０，…Ｍ-１）
は、図１０（ｂ）のようになる。最大頂点検出器２１は下記のように、abs_h2(i,L)の最大点から、大きい順にBLIOK_LIMIT番目までのabs_h2(i,L)をもとめてタップ配分器２２に出力する。

Max(n,i) ｛ｎ＝１，．．．BLIOK_LIMIT｝
つまり、第ｎ番目に大きいabs_ｈ(i,L)は、位置がｉ番目のabs_ｈ(i,L)であるという情報をタップ配分器２２に出力することになる。

BLIOK_LIMITは間引き率で決まる定数であり、あらかじめ定めたフルバンドエコーキャンセラ１８の適応フィルタ１７のタップ数をＭ、サンプリング周波数をLargF、低レート時の適応フィルタ１７のサンプリング周波数をSmalFとしたとき、式（１１）で計算される。

本実施形態でいうなら、Ｍ＝２５６タップフルバンドエコーキャンセラ１８のサンプリング周波数は８ｋＨｚ、低レート時の適応フィルタ１７のサンプリング周波数は２ｋＨｚであるので、
BLIOK_LIMIT＝256／｛(8000／4000)｝＝64
となり、最大頂点検出器２１はabs_h2(i,L)の値の大小判定をして、最大点と、順に６４個のmax(n,i)すなわち、max(1,i)〜max(64,i)を求めて、タップ配分器２２に出力することになる。

タップ配分器２２はこの１個のmax（ｘ，ｉ）に対して、８ｋＨｚのサンプリング周波数時間軸で、
W2＝LargF／SmalF 個（実施形態では４個） （１２）
のフルバンドエコーキャンセラ１８の適応フィルタ１７タップ数を順次割り付ける。

以下にその様子を図１０，１１を用いて説明する。絶対値計算器１９-2の出力abs_h2(i,L)は図１０（ｂ）のようになるとき、最大頂点検出器２１はabs_h2(i,L)の最大値部分を検出器し、図１１(a)のようにmax(1,i)として出力する。タップ配分器２２はたとえばｉ番目が最大であることが判明しているので、max(1,i)ｉ番目に相当するフルバンドエコーキャンセラ１８のタップW2_LF(1,i)のように計算する。

W2_LF(1,i)＝h8（W2×1、k） （ｉ＝１．．．、BLIOK_LIMIT） （１３）
式（１３）では最大ピーク位置は低レート適応フィルタのｉ番目の係数で検出される。したがって、フルバンドエコーキャンセラ１８のW2×ｉ番目に適応フィルタh8（W2×i,k）が割り付けられることを表している。図１１(a)では最大はmax(1、3)となり、ｉは３であるので、（１３）式によって、フルバンドエコーキャンセラ１８の適応フィルタ１７は
W2_LF(1、3)＝４×３＝１２
つまり１２タップ目を開始点として、h8(12,k)〜h8(15,k)が適応フィルタ１７の係数として割り当てられる。その様子を図１１(a)に示す。

次に、タップ配分器２２は第２番目に大きいabs_h2(i,L)＝max(2、x)（実施形態ではｘ＝４）で検出されるので新たに、２回目の割付としてh8(16、k)〜h8(19、k)が適応フィルタ１７の係数として割り当てられる。この段階でh8(12、k)〜h8(19、k)までが適応フィルタ１７として割付される。この様子を図１１（ｂ）に示す。このように、順次max(i,x)（ｉ＝１、．．．BLIOK_LIMIT）に適応フィルタ１７のタップ係数を割り付ける。

本実施形態でいえば、６４個のmax（６４，ｘ）を割付終了した時点で、適応フィルタ１７として用いてよい２５６個のタップ係数をすべてフルバンドエコーキャンセラ１８のタップ係数として割付が終了する。そして、適応タップ係数が割り付けられなかったタップ係数はすべて順遅延とする。

また、割付にマージンを持たせるなどして６４個のmax(64,x)を割付を完全に終了するまえに２５６個の割り付け用タップを使いきってしまった場合は、それでタップ係数割付を終了し、残りのタップを順遅延とする。

タップ配分器２２は、適応フィルタ１７のタップ係数割り付けが終了すると、動作速度切り替え器１９-６にサンプリング速度切り替え信号sf_chgを出力し、適応フィルタ１７に割付タップ位置tap_adf_22を出力する。

フルバンドエコーキャンセラ１８は第１実施形態と同様、タップが割り当てられた部分だけを適応フィルタ１７として動作し、残りは遅延として動作する。

なお、本実施形態では、適応フィルタ１７のタップは大まかに二つのグループに分割されて割り当てられる例で説明したが、これに限定しないのはもちろんである。本実施形態では割り当ての許す限り、グループ数が細分されてもかまわない。

また、本実施形態では（１１）式から求めた数をタップ割付の個数単位としたが、これに限定するものでなく、（１１）式から求めた数に、係数割り当ての隙間ができないよう余分なマージンを加えてもよいことはもちろんのことである。

以上、説明したように、第２実施形態では第１実施形態より細かい精度でエコーを大きく発生する部分に対して選択的に適応フィルタ１７のタップを順次割り付けるようにしたので、第１実施形態よりも、通話に与えるエコー劣化の重要度が大きい部分に自動的にエコーキャンセラの適応フィルタ１７のタップを割り付けることができるようになる。この結果、第１実施形態よりも精度よく、エコーを除去し、エコー感のない優れた通話音質を実現することができる。

［第３実施形態］
以下に、本発明の第３実施形態について説明する。

図１２は本発明の第３実施形態に係るエコーキャンセラ付き通信端末装置を示すブロック図、図１３はタップ配置制御器を示すブロック図、図１４（ａ）は８ｋＨｚサンプリングでのエコー経路を示すグラフ、図１４（ｂ）は絶対値計算器に入力される係数H2(k)の絶対値を示すグラフ、図１５は低レートサンプリングでの適応フィルタのタップ位置のありかを四角で示したグラフ、図１６（ａ）は新たにTHTAP3(1)以上の範囲に含まれることになったタップ位置のありかを四角で示したグラフ、図１６（ｂ）は新たにTHTAP3(2)以上の範囲に含まれることになったタップ位置のありかを四角で示したグラフである。

第３実施形態が第２実施形態と異なるのは、図１２，１３に示すように、タップ配置制御器２０がタップ配置制御器３０に変わった点である。さらに、タップ配置制御器３０で、エコー低減量制御器３１とタップ配分器３２とが変わった点である。そのほかの部分は第２実施形態と同じであるため、ここではその説明を省略し、タップ配置制御器３０の動作だけを説明する。

第３実施形態は、エコーパスのうち、エコー発生源の遅延が大きい部分が、通話品質に与える劣化が大きいという事実を鑑みたものである。

特に最近では電話回線の伝送線路はディジタル化されている場合も多く、伝送線上の損失が小さい場合もしばしばである。一方で、伝送の遅延は純粋に距離に依存するので、エコー経路が図１４（ａ）のようになる場合がある。図１４（ａ）は図９（ａ）で示したエコーパス波形に比べて、遅延の大きい側の応答が大きくて、あまり減衰しておらず、初めの側の応答とあまりかわらない大きさであるのがわかる。一般にエコーは、遅延の大きいものが、通話品質に与えるダメージが大きいことが公知の事実として知られている。第３の発明はこれを鑑みてなされたものである。

図１４（ａ）のようなエコー経路の時、上述した動作によって絶対値計算器１９-２の出力は図１４（ｂ）のようになる。エコー低減量制御器３１は初めに、低レートで収束した適応フィルタの係数の最大を求める。この最大値の求め方は、第２実施形態と同様である。即ち、絶対値計算器１９-２は、
abs_h2(i,L)＝abs（h2(i,L)） （５）
（ｉ，＝０，…Ｍ-１）
を求め、エコー低減量制御器３１はabs_h2(i,L)の最大点から、順にあらかじめ定めたBLIOK_LIMIT番までのabs_h2(i,L)から
max(n,i) ｛Ｎ＝１，．．．BLIOK_LIMIT｝
を求める。

次に、エコー低減量制御器３１は最大のmax(n,i)、つまりmax(1,i)を計算し、タップ配分器３２に出力する。タップ配分器３２は、第２実施形態と同様にmax(1,i)に相当するフルバンドエコーキャンセラ１８の適応フィルタにW3個のタップを割り当てる。その方法は第２実施形態と同様に、フルバンドエコーキャンセラ１８のタップ割付を式（１４）のように計算する。

W3_LF(1,i)＝h8（W3×i,k）（ｉ＝１．．．，BLIOK_LIMIT） （１４）
ここでW3＝LargF／SmalF 個 （実施形態では４個） （１５）
LargF：フルバンドエコーキャンセラ１８のサンプリング周波数
SmalF：低レート適応フィルタのサンプリング周波数
である。

この様子を図１５を用いて説明する。図１５では低レートサンプリングでの適応フィルタのタップ位置のありかを四角でしめしてある。また図１５の下方には２ｋＨｚサンプリングのときと８ｋＨｚサンプリングの時のサンプル数を横軸に２種類かき、時間的なサンプルの相互関係を示した。

エコー低減量制御器３１は第１回目のタップ配分割り当て閾値THTAP3(1)を式（１６）のように計算する。

THTAP3(1)＝max(1,i)×down3 （１６）
down3は遅延が大きいタップを優先する係数であり、0.0≦down3≦1.0なる定数である。

down3を小さくすると、より遅延が大きい側のタップを優先することになり、down3を大きくすると、遅延よりも絶対値振幅を優先するようになる。

本発明ではdown3＝0.5としたが、これに限定するものではない。タップ配分器３２は、新たにTHTAP3(1)以上の範囲に含まれることになった、max(x、i)のうち、もっとも遅延の大きい順に８ｋＨｚ相当のタップ位置を第２実施形態と同様に、低レートのサンプリングレートとフルバンドエコーキャンセラのサンプリングレートの比から計算して、フルバンドエコーキャンセラ１８の適応フィルタタップを配分する。図１６（ａ）でその様子を説明すると、新たにTHTAP3(1)まで降下したタップ配分閾値にはmax(2,i)、max(3,i)が入るが、タップ配分器３２は先ず、遅延の大きいmax(3,i)に相当する位置にフルバンドエコーキャンセラ１８のタップを配分してから、max(2,i)の位置に相当するフルバンドエコーキャンセラ１８のタップを配分する。配分が終了したら、次のタップを配分するため、エコー低減量制御器３１はさらに、THTAP3(2)を
THTAP3(2)＝max(1,i)×down3×down3
のように下降させ、図１６（ｂ）に示されるように、順次タップを配分させていく。

タップ配分器３２は上述したように順次フルバンドエコーキャンセラ１８のタップを配分していく。以後同様に
THTAP3(n)＝max(1,i)×(down3)^ｎ （１７）
でエコー低減量制御器３１は基準下降閾値THTAP3を降下させていき、新たに含まれることになった、max(x,i)（ｘは不定）をタップ配分器３２に出力し、タップ配分器３２はもっとも遅延の大きい順にフルバンドエコーキャンセラ１８の適応フィルタのタップを配分していく。配分の途中で割付可能なフルバンドエコーキャンセラ１８のタップを使いきったときはそれで割付を終了し、のこりは純遅延を割り付ける。

タップ配分終了後、タップ配分器は前述の実施形態と同様にタップ係数tap_adf_33をフルバンドエコーキャンセラ１８に出力する。

以上のように、第３実施形態では、エコー低減量制御器３１を設け、絶対値計算器１９-２のから出力される最大の低レート適応フィルタの係数の絶対値から順次down3だけ基準下降閾値THTAP3を降下させ、タップ配分器３２はエコー低減量制御器３１の出力に応じて、遅延の大きい低レートフィルタの部分にフルバンドエコーキャンセラ１８のタップを優先して割り当てるようにしたので、第２実施形態の効果に加え、エコーの原因となるエコー経路の応答振幅の大小だけでなく、遅延の大きいエコー発生源に対してフルバンドエコーキャンセラ１８のタップが効果的に割り当てられて有効にエコーを除去することができるようになる。

遅延が大きかったり、遅延が大きいエコー発生源の側で発生したエコーが大きかったりする場合でも、第２実施形態よりも適切にエコーを除去して、エコーのない快適な通話品質を提供することができるようになる。

[第４実施形態]
以下に、本発明の第４実施形態について説明する。

図１７は本発明の第４実施形態に係るタップ配置制御器を示すブロック図、図１８はタップ係数の変化量diff_PN(t)と時間との関係を示すグラフである。

第４実施形態が第１実施形態と異なるのは、タップ配置制御器１９がタップ配置制御器４０になった点である。さらに、タップ配置制御器４０で異なるのは、新たにフルバンドエコーキャンセラ収束検出器４１が設けられた点であることである。そのほかの部分は第１実施形態と同じであるため、ここではその説明を省略し、タップ配置制御器４０の動作だけを説明する。

フルバンドエコーキャンセラ収束検出器４１は、フルバンドエコーキャンセラ１８のタップ配置が決定し、適応フィルタ１７がフルバンドエコーキャンセラ１８として動作し始めるまでは機能しない。

一旦、適応フィルタ１７がフルバンドエコーキャンセラ１８として動作し始めると、フルバンドエコーキャンセラ収束検出器４１は下記のように動作を始める。

フルバンドエコーキャンセラ収束検出器４１には、タップ配分器１９-５から、第１実施形態で求めたフルバンドエコーキャンセラ１８のタップ係数が入力されており、また、頂点タイミング検出器１９-５から、第１実施形態で求めた頂点位置Ｐ１、Ｐ２が入力されている。頂点位置の決定に関しては、第１実施形態で説明したものと同様であるため、ここでは説明を省略する。

フルバンドエコーキャンセラ収束検出器４１は、動作速度切り替え器１９-６からの、動作速度切り替え信号sf_chgを入力されると、図示しないフルバンドエコーキャンセラ１８のタップ係数のうち、頂点位置Ｐ１、Ｐ２から算出された、Ｐｎ’の位置のタップ係数（８ｋＨｚサンプリングで動作している）の変化量diff_PN(t)を予め定めた時間間隔で計算する。ここで、Ｐｎ’は
Ｐｎ’＝Ｐｎ×フルバンドエコーキャンセラサンプリング周波数／低レートでのサンプリング周波数（ｎ＝１、２）であり、

とする。なお、本実施形態では２乗和を計算したが、絶対値の和を計算するようにしてもよい。

diff_PN(t)はフルバンドエコーキャンセラ１８のタップ係数の変化を表す変数となる。なぜならＰｎ’はフルバンドエコーキャンセラ１８のタップ係数のうちでもっとも大きな擬似エコーを作成するタップの要素である。Ｐｎ’の初期値はフルバンドエコーキャンセラ１８のタップ係数の初期値が０の時は０である。

また、もちろん初期状態からフルバンドエコーキャンセラ１８が働作しない場合や、係数の更新を何らかの理由で停止したままの場合も０のままで推移する。

したがって、diff_PN(t)はフルバンドエコーキャンセラ１８の実質的な適応フィルタ１７のタップ係数の成長に伴い、最初に０からスタートし、やがて、係数の成長が開始すると値が大きくなり、係数が成長しきると再び０に戻ってくるような特性となる。この様子を図１８に示す。

そこで、あらかじめ係数制御閾値diff_PN_OVを定めておく。diff_PN_OVは後述するように図示しないフルバンドエコーキャンセラ１８のフィルタ係数更新の停止制御を行うための閾値である。さて、ｙ8(k)の短時間平均値をY8AW(k)とすると、
diff_PN_OV＝δ4×Y8AV(k) （１９）
とする。なお、本実施形態ではｙ8(k)の短時間平均値は５ｍｓの平均を計算し、δ4＝0.01としたが、これに限定されず、諸条件に応じて適宜設定される。

フルバンドエコーキャンセラ収束検出器４１は一旦
diff_PN(t)＞diff_PN_OV （２０）
が成り立つと、図示しない収束検出予備カウンタFEC_ADP_STOPを１にセットする。

次にフルバンドエコーキャンセラ１８の実質的な適応フィルタ１７のタップ係数の成長が進行し、エコーを除去するようになると、再びdiff_PN(t)が降下してくるので、下記式（２１）、（２２）の両方が成立する点Ａを検出する。仮に図１８の点Ａで、
diff_PN(t)＜diff_PN_OV （２１）
FEC_ADP_STOP＝１ （２２）
を検出すると、フルバンドエコーキャンセラ１８の適応フィルタ１７の係数更新を停止する信号FLG_FEC_ADP_STOPをフルバンドエコーキャンセラ１８に出力し、フルバンドエコーキャンセラ１８は係数の更新を停止する。

以上のように、本実施形態では、第１実施形態に加えて、フルバンドエコーキャンセラ収束検出器４１には、頂点タイミング検出器１９-５から、エコー経路の最も影響の大きいタップ位置を入力し、タップ配分器１９-５で配分したフルバンドエコーキャンセラ１８のタップのうち、影響の大きいタップ値の一定期間ごとの変化度合いを計算し、収束初期期間を除く期間で、変化の度合いが小さくなったとき、エコーキャンセラの収束が終了したものとみなして、フルバンドエコーキャンセラ１８の適応フィルタ１７のタップを停止するようにしたので、フルバンドエコーキャンセラ１８の係数の乱れを防止できる。さらに、エコーキャンセラ収束後は、ダブルトーク状態が発生してもフルバンドエコーキャンセラ１８の係数が一切乱れないため、双方向通話性に優れたエコーキャンセラを実現できる。

[第５実施形態]
以下に、本発明の第５実施形態について説明する。

図１９は本発明の第５実施形態に係るタップ配置制御器を示すブロック図である。

第５実施形態が第２実施形態と異なるのはタップ配置制御器２０がタップ配置制御器５０に変わった点である。さらに、タップ配置制御器５０で異なるには、新たにフルバンドエコーキャンセラ収束検出器５１が設けられた点である。そのほかの部分は第２実施形態と同じであるため、ここではその説明を省略し、タップ配置制御器５０のフルバンドエコーキャンセラ収束検出器５１の動作だけを説明する。

フルバンドエコーキャンセラ収束検出器５１には、最大頂点検出器２１から低レートでmax(1,i)のｉ番目に相当する、フルバンドエコーキャンセラ１８のタップW2_LF(1,i)を式（１３）で計算した値
W2_LF(1,i)＝h8（W2×i,k） （ｉ＝１．．．、BLIOK_LIMIT） （１３）
が入力されている。h8(t,k)は第１実施形態で説明したと同じように、８ｋＨｚで動作するフルバンドエコーキャンセラ１８のｋ番目のタップを表している。タップ配分器２２からはフルバンドエコーキャンセラ１８の配分決定済みの図示しないタップ係数が入力されている。

一方、動作速度切り替え器１９-６からは動作速度切り替え信号sf_chgが入力されている。フルバンドエコーキャンセラ収束検出器５１は動作速度切り替え器１９-６からは動作速度切り替え信号sf_chgが入力されないうちは機能しない。動作速度切り替え器１９-６から動作速度切り替え信号sf_chgが入力されると、フルバンドエコーキャンセラ収束検出器５１は適応フィルタ１７がフルバンドエコーキャンセラ１８として動作開始したとみなし、下記のように動作する。

はじめに、式（２３）でdiff_W2_LF(t)を計算する。

ｎ：最大から何番目までを収束検出に使うかの個数（実施形態では１〜１０）
ｉ：第２実施形態で第ｎ番目最大値が、低レートの何サンプル目にあるかの値
ｔ：時刻
Ｔ：あらかじめ定めた時間間隔（本実施形態では５ｍｓ）
式（２３）から分かるように、diff_W2_LF(t)の意味合いは、第４実施形態のdiff_PN(t)と同様であり、係数の成長の様子を表す。ただし、第４実施形態のdiff_PN(t)では、大きい値の２個のフィルタ係数を用いたが、第５実施形態では最大の係数から大きい順に１０番目までの係数を監視できることが異なっている。diff_W2_LF(t)もまたフルバンドエコーキャンセラ１８の収束の進行とともに第４実施形態で説明した図１８の特性と同じカーブを描く。第５実施形態の場合は図１８の縦軸をdiff_W2_LF(t)と読み替えればよい。従って、本実施形態においてもフルバンドエコーキャンセラ１８の収束の度合いを判定し、係数更新の制御を行うのに、第４実施形態と同じ手法を用いることができる。

予め係数制御閾値diff_W2_LF_OVを定めておき、diff_W2_LF_OVはｙ8(k)の短時間平均値をY8AV(k)とすると、
diff_W2_LF_OV＝δ５×Y8AV(k) （２４）
となる。なお、本実施形態ではｙ8(k)の短時間平均値は５ｍｓの平均を計算し、δ５＝0.01としたが、これに限定されるものではなく、諸条件に応じて適宜設定される。

フルバンドエコーキャンセラ収束検出器５１は一旦
diff_W2_LF(t)＞diff_W2_LF_OV （２５）
が成り立つと、図示しない収束検出予備カウンタFEC_ADP_STOPを１にセットする。

次に、フルバンドエコーキャンセラ１８の実質的な適応フィルタ１７のタップ係数の成長が進行し、エコーを除去するようになると、再びdiff_W2_LF(t)が降下してくるので、下記式（２６）、（２７）の両方が成立する点を検出する。そして
diff_W2_LF＜diff_W2_LF_OV （２６）
FEC_ADP_STOP=1 （２７）
を検出すると、フルバンドエコーキャンセラ１８の適応フィルタ１７の係数更新を停止する信号FLG_FEC_ADP_STOPをフルバンドエコーキャンセラ１８に出力する。これにより、フルバンドエコーキャンセラ１８は係数の更新を停止する。

以上説明したように、本実施形態では、第２実施形態に加えて、

フルバンドエコーキャンセラ収束検出器５１には、最大頂点検出器５１から、エコー経路の影響の大きい順にタップ位置を入力し、タップ配分器２２で配分したフルバンドエコーキャンセラ１８のタップのうち、影響の大きいタップ値の一定期間ごとの変化度合いを計算し、収束初期期間を除く期間で、変化の度合いが小さくなったとき、エコーキャンセラの収束力終了したものとみなして、フルバンドエコーキャンセラ１８の適応フィルタ１７のタップを停止するようにしたので、フルバンドエコーキャンセラ１８の係数の乱れを防止できる。さらに、エコーキャンセラ収束後は、ダブルトーク状態が発生してもフルバンドエコーキャンセラ１８の係数が一切乱れないため、双方向通話性に優れたエコーキャンセラを実現できる。

[第６実施形態]
以下に、本発明の第６実施形態について説明する。

図２０は本発明の第６実施形態に係るタップ配置制御器を示すブロック図である。

第６実施形態が第３実施形態と異なるのは、タップ配置制御器６０に新たにフルバンドエコーキャンセラ収束検出器６１が設けられたことである。そのほかの部分は第３実施形態と同じであるため、ここではその説明を省略し、フルバンドエコーキャンセラ収束検出器６１の動作だけを説明する。

フルバンドエコーキャンセラ収束検出器６１は動作速度切り替え器１９-６から切り替え信号sf_chgが入力されるまでは機能しない。いったん切り替え信号sf_chgが入力されると、フルバンドエコーキャンセラ収束検出器６１は適応フィルタ１７がフルバンドエコーキャンセラ１８のフィルタとして動作したとみなして、下記のように動作する。

フルバンドエコーキャンセラ収束検出器６１には、タップ配分器３２から第３実施形態におけるタップ配分器３２で計算した式（１７）の基準域に含まれるmax(x,i)（ｘは不定）がフルバンドエコーキャンセラ収束検出器６１に出力されている。

THTAP3(n)＝max(1,i)×(down3)^ｎ （１７）
そして、含まれるおのおののmax(x,i)に関して、それが相当するフルバンドエコーキャンセラ１８のタップW6_LF(x,i)を式（２８）のように計算する。

W6_LF(x,i)＝h8（W6×i,k） （２８）
つまり、8kHzで動作するフルバンドエコーキャンセラ１８ではmax(x、i)（Ｘ番目に振幅が大きい低レートタップ）に相当する順番としてはW6×ｉタップ目である係数h8（W6×i,k）に割り付けられているということである。

ここでW6はフルバンドエコーキャンセラ１８のサンプリング周波数と低レートで適応フィルタ１７を動作させるときのサンプリング周波数の比である。本実施形態では、第２実施形態のW2と同じにしたが、これに限定しない。W6に対して、適当なマージンを付与してもよい。

次にフルバンドエコーキャンセラ収束検出器６１は式（２９）でdiff_W6_LF(t)を計算する。

ｎ：最大から何回目の降下までに含まれたmax（ｘ，ｉ）を収束検出に使うか（本実施形態では１〜３）
ｔ：時刻
Ｔ：あらかじめ定めた時間間隔（実施形態では５ｍｓ）
式（２９）からわかるようにdiff_W6_LF(t)の意味合いは第４実施形態のdiff_PN(t)と同様である。ただし、第４実施形態のdiff_PN(t)では、２個のフィルタ係数を用いたが、第６実施形態では第ｎ回までの閾値降下を行ったとき、含まれるすべてのmax(x,i)を手がかりに、それに相当する８ｋＨｚサンプリングのフルバンドエコーキャンセラ１８の係数を監視できるかが異なっている。

第６実施形態において、diff_W6_LF(t)もまたフルバンドエコーキャンセラ１８の収束とともに第４実施形態で説明した図１８の特性と同じカーブを描く。図１８の縦軸をdiff_W6_LF(t)と読み替えればよい。従って、本実施形態においても第４実施形態で説明したと同じように、フルバンドエコーキャンセラ１８の適応フィルタ１７の収束の程度の判定と係数更新の制御の手法を用いることができる。

まず、あらかじめ係数制御閾値diff_W6_LF_OVを定めておく。diff_W6_LF_OVはｙ8(k)の短時間平均値をY8AV(k)とすると、
diff_W6_LF_OV＝δ6×Y8AV(k) （３０）
とする。なお、本実施形態ではｙ8(k)の短時間平均値は５ｍｓの平均を計算し、δ６＝0.01としたが、これに限定されるものではなく、諸条件に応じて適宜設定される。フルバンドエコーキャンセラ収束検出器６１は一旦
diff_W6_LF(t)＞diff_W6_LF_OV （３１）
が成り立つと、図示しない収束検出予備カウンタFEC_ADP_STOPを１にセットする。

次にフルバンドエコーキャンセラ１８の実質的な適応フィルタ１７のタップ係数の成長が進行し、エコーを除去するようになると、再びdiff_W6_LF(t)が降下してくるので、式（２６）、（２７）の両方が成立する点を検出する。そして
diff_W6_LF(t)＜diff_W6_LF_OV （３２）
FEC_ADP_STOP=1 （３３）
を検出すると、フルバンドエコーキャンセラ１８の適応フィルタ１７の係数更新を停止する信号ＦＬＧ_ＦＥＣ_ＡＤＰ_ＳＴＯＰを図示しないフルバンドエコーキャンセラ１８に出力し、フルバンドエコーキャンセラ１８は係数の更新を停止する。

以上説明したように、第６実施形態では、第３実施形態に加えて、フルバンドエコーキャンセラ収束検出器６１には、タップ配分器３２から、第ｎ回目の閾値降下に含まれる低レートでの適応フィルタ１７タップ順序を手がかりに、第ｎ回目の閾値降下でフルバンドエコーキャンセラ１８のタップ割付基準と、遅延時間が大きく振幅も大きいエコー原因となるタップを抽出して、影響の大きいタップ値の一定期間ごとの変化度合いを計算し、収束初期期間を除く期間で、変化の度合いが小さくなったとき、エコーキャンセラの収束が終了したものとみなして、フルバンドエコーキャンセラ１８の適応フィルタ１７のタップを停止するようにしたので、第５実施形態よりも、遅延時間が大きいエコー経路であってもより収束状態を精密に検出して、適応フィルタ１７の係数の更新を停止することができる。さらに、エコーキャンセラ収束後はダブルトーク状態が発生してもフルバンドエコーキャンセラ１８の係数が乱れないので、たとえダブルトークが発生しても音声が劣化することがない、双方向通話性に優れたエコーキャンセラを実現することができる。

本発明の第１実施形態に係るエコーキャンセラ付き通信端末装置を示すブロック図である。 タップ配置制御器を示すブロック図である。 図３（ａ）は８ｋＨｚサンプリングでのエコー経路を示すグラフ、図３（ｂ）は低レートで推定して成長した適応フィルタ係数を示すグラフである。 図３（ａ）のエコー経路がどのような場合に発生されるかを示した概念図である。 図５（ａ）は絶対値計算器１９-２に入力される係数H2(k)の様子を示すグラフ、図５（ｂ）は絶対値計算器１９-２に入力される係数H2(k)の絶対値を示すグラフ、図５（ｃ）は図５（ｂ）の係数H2(k)の絶対値を平滑化した波形を示すグラフである。 図５（ｃ）の波形の２個の頂点を四角の点で表したグラフである。 本発明の第２実施形態に係るエコーキャンセラ付き通信端末装置を示すブロック図である。 タップ配置制御器を示すブロック図である。 図９（ａ）は８ｋＨｚサンプリングでのエコー経路を示すグラフ、図９（ｂ）は低レートで推定して成長した適応フィルタ係数を示すグラフである。 図１０（ａ）は図９（ｂ）の適応フィルタの係数を横軸にサンプルを用いた表示にしたグラフ、図１０（ｂ）は絶対値計算器に入力される係数H2(k)の絶対値を示すグラフである。 図１１（ａ）は最大頂点検出器２１で最大値部分を検出した状態を示すグラフ、図１１（ｂ）は２回目の割付が適応フィルタの係数として割り当てられた状態を示すグラフである。 本発明の第３実施形態に係るエコーキャンセラ付き通信端末装置を示すブロック図である。 タップ配置制御器を示すブロック図である。 図１４（ａ）は８ｋＨｚサンプリングでのエコー経路を示すグラフ、図１４（ｂ）は絶対値計算器に入力される係数H2(k)の絶対値を示すグラフである。 低レートサンプリングでの適応フィルタのタップ位置のありかを四角で示したグラフである。 図１６（ａ）は新たにTHTAP3(1)以上の範囲に含まれることになったタップ位置のありかを四角で示したグラフ、図１６（ｂ）は新たにTHTAP3(2)以上の範囲に含まれることになったタップ位置のありかを四角で示したグラフである。 本発明の第４実施形態に係るタップ配置制御器を示すブロック図である。 タップ係数の変化量diff_PN(t)と時間との関係を示すグラフである。 本発明の第５実施形態に係るタップ配置制御器を示すブロック図である。 本発明の第６実施形態に係るタップ配置制御器を示すブロック図である。

符号の説明

１：受信入力端子Ｒin、２：受信出力端子Ｒout、３：ディジタル−アナログ変換器、４：エコーパス、５：受信側電話機、６：アナログ−ディジタル変換器、７：送信入力端子Ｓin、８，１４：サブバンドフィルタ、９，１５：サンプリング変換器、１０，１２，１６：切り替えスイッチ、１１：加算器、１３：送信出力端子Ｓout、１７：適応フィルタ、１８：エコーキャンセラ、１９：タップ配置制御器、１９-１：カウンタ、１９-２：絶対値計算器、１９-３：遡行平滑器、１９-４：頂点タイミング検出器、１９-５：タップ配分器、１９-６：動作速度切り替え器、２０：タップ配置制御器、２１：最大頂点検出器、２２：タップ配分器、３０：タップ配置制御器、３１：エコー低減量制御器、３２：タップ配分器、４０：タップ配置制御器、４１：フルバンドエコーキャンセラ収束検出器、５０：タップ配置制御器、５１：フルバンドエコーキャンセラ収束検出器、６０：タップ配置制御器、６１：フルバンドエコーキャンセラ収束検出器。

Claims (17)

1. 適応フィルタ及び加算器を備えて、上記適応フィルタで作成した擬似エコーを上記加算機でエコーに加算して当該エコーを相殺するエコーキャンセラであって、
   ダウンサンプリングした音声信号を用いて係数更新してタップ配置を最適化するダウンサンプリング処理手段を備え、
   上記適応フィルタが、上記ダウンサンプリング処理手段で最適化したタップ配置に基づいて上記擬似エコーを作成することを特徴としたエコーキャンセラ。
2. 適応フィルタ及び加算器を備えて、上記適応フィルタで作成した擬似エコーを上記加算機でエコーに加算して当該エコーを相殺するエコーキャンセラであって、
   音声信号をダウンサンプリングするサブバンドフィルタ及びサンプリング変換器と、
   上記ダウンサンプリング側とフルバンドエコーキャンセラとして用いるフルバンドエコーキャンセル側とに適宜切り替える切り替えスイッチと、
   上記サブバンドフィルタ及びサンプリング変換器でダウンサンプリングしたダウンサンプル信号を用いて上記適応フィルタで更新した係数を用いてタップ配置を最適化すると共に当該最適化したタップ配置を上記適応フィルタに出力するタップ配置制御器とを備え、
   当該タップ配置制御器で最適化したタップ配置の上記適応フィルタへの出力を受けて上記切り替えスイッチを上記フルバンドエコーキャンセル側に切り替えて上記最適化したタップ配置を基に上記適応フィルタをフルバンドエコーキャンセル処理に用いることを特徴としたエコーキャンセラ。
3. 請求項２に記載のエコーキャンセラであって、
   上記タップ配置制御器が、
   上記適応フィルタの低レートでの収束終了を判定する収束判断手段と、
   当該収束判断手段で収束終了と判定した後に低レートでの適応フィルタ係数の絶対値を計算する絶対値計算手段と、
   当該絶対値計算手段で計算した上記適応フィルタ係数の絶対値を平滑化する遡行平滑手段と、
   当該遡行平滑手段で平滑化したフィルタ係数の絶対値の頂点タイミングを検出する頂点検出手段と、
   当該頂点検出手段で検出した頂点タイミングの位置をフルバンドエコーキャンセル時の上記適応フィルタのタップ割付け位置判定基準として頂点ごとにタップ係数を割り当ててタップ配置を最適化するタップ配分手段と、
   当該タップ配分手段で最適化したタップ配置の上記適応フィルタへの出力を受けて上記適応フィルタのサンプリング周波数をフルバンドエコーキャンセル側に切り替えると共に上記切り替えスイッチを上記フルバンドエコーキャンセル側に切り替える動作速度切り換え手段とを備えたことを特徴としたエコーキャンセラ。
4. 請求項３に記載のエコーキャンセラであって、
   上記収束判断手段が、カウンタを備え、上記適応フィルタにおいてダウンサンプリング周期で係数更新が実行された回数をカウントし、当該カウント数が予め定めた回数に達したことで低レートでの収束終了を判定することを特徴とするエコーキャンセラ。
5. 請求項３または４に記載のエコーキャンセラであって、
   上記遡行平滑手段が、適応フィルタ係数の絶対値を時間の過去方向に遡って平滑化することを特徴とするエコーキャンセラ。
6. 請求項３ないし５のいずれか１項に記載のエコーキャンセラであって、
   上記タップ配分手段が、上記頂点タイミングの位置を、上記フルバンドエコーキャンセル時の上記適応フィルタのタップ係数の割付け開始点とすることを特徴とするエコーキャンセラ。
7. 請求項６に記載のエコーキャンセラであって、
   上記タップ配分手段が、上記適応フィルタのタップ係数を必要な部分のみに割り当てて、その他は計算不要な単純な遅延を割り当てることを特徴とするエコーキャンセラ。
8. 請求項２に記載のエコーキャンセラであって、
   上記タップ配置制御器が、
   上記適応フィルタの低レートでの収束終了を判定する収束判断手段と、
   当該収束判断手段で収束終了と判定した後に低レートでの適応フィルタ係数の絶対値を計算する絶対値計算手段と、
   当該絶対値計算手段で計算した上記適応フィルタ係数の絶対値を大きい順に検出する最大頂点検出手段と、
   当該最大頂点検出器で検出した絶対値が大きい方に重点的にタップ係数を割り付けてタップ配置を最適化するタップ配分手段と、
   当該タップ配分手段で最適化したタップ配置の上記適応フィルタへの出力を受けて上記適応フィルタのサンプリング周波数をフルバンドエコーキャンセル側に切り替えると共に上記切り替えスイッチを上記フルバンドエコーキャンセル側に切り替える動作速度切り換え手段とを備えたことを特徴としたエコーキャンセラ。
9. 請求項８に記載のエコーキャンセラであって、
   上記収束判断手段が、カウンタを備え、当該カウンタがダウンサンプリング周期で係数更新が実行された回数をカウントし、あらかじめ定めた回数に達したことで低レートでの収束終了を判定することを特徴とするエコーキャンセラ。
10. 請求項８または９に記載のエコーキャンセラであって、
    上記タップ配分手段が、
    上記最大頂点検出手段から入力されたタイミングの位置を上記適応フィルタのタップ割付け位置判定基準とし、割付の基点ごとに、低レートのサンプリング周波数SmalFとフルバンドエコーキャンセラのサンプリング周波数LargFとの比W2＝LargF／SmalFで定まる個数のタップ係数を割り当てることを特徴とするエコーキャンセラ。
11. 請求項１０に記載のエコーキャンセラであって、
    上記タップ係数W2＝LargF／SmalFに、フィルタ係数にとぎれを起こさないためのマージンを持たせたことを特徴とするエコーキャンセラ。
12. 請求項２に記載のエコーキャンセラであって、
    上記タップ配置制御器が、
    上記適応フィルタの低レートでの収束終了を判定する収束判断手段と、
    当該収束判断手段で収束終了と判定した後に低レートでの適応フィルタ係数の絶対値を計算する絶対値計算手段と、
    当該絶対値計算手段から出力される最大の低レート適応フィルタ係数絶対値から、基準下降閾値を遅延が大きいタップを優先する係数に基づいて順次降下させて頂点を特定するエコー低減量制御手段と、
    当該エコー低減量制御器の出力に応じて、遅延の大きい低レートフィルタの部分にフルバンドエコーキャンセル時の適応フィルタのタップ係数を優先しで割り当ててタップ配置を最適化するタップ配分手段と、
    当該タップ配分手段で最適化したタップ配置の上記適応フィルタへの出力を受けて上記適応フィルタのサンプリング周波数をフルバンドエコーキャンセル側に切り替えると共に上記切り替えスイッチを上記フルバンドエコーキャンセル側に切り替える動作速度切り換え手段とを備えたことを特徴としたエコーキャンセラ。
13. 請求項１２に記載のエコーキャンセラであって、
    上記収束判断手段が、カウンタを備え、当該カウンタがダウンサンプリング周期で係数更新が実行された回数をカウントし、あらかじめ定めた回数に達したことで低レートでの収束終了を判定することを特徴とするエコーキャンセラ。
14. 請求項１２または１３に記載のエコーキャンセラであって、
    上記タップ配分手段が、
    上記最大頂点検出手段から入力されたタイミングの位置を上記適応フィルタのタップ割付け位置判定基準とし、割付の基点ごとに、低レートのサンプリング周波数SmalFとフルバンドエコーキャンセラのサンプリング周波数LargFとの比W2＝LargF／SmalFで定まる個数のタップ係数を割り当てることを特徴とするエコーキャンセラ。
15. 請求項３に記載のエコーキャンセラであって、
    上記タップ配置制御器が、上記頂点検出手段からエコー経路のもっとも影響の大きいタップ位置を入力し、上記タップ配分手段で配分されたフルバンドエコーキャンセラのタップ係数のうち影響の大きいタップ値の一定期間ごとの変化の度合いを計算し、収束初期期間を除く期間で変化の度合いが小さくなったときエコーキャンセラの収束が終了したものとみなして、フルバンドエコーキャンセラの適応フィルタのタップを停止するフルバンドエコーキャンセラ収束検出手段を備えたことを特徴とするエコーキャンセラ。
16. 請求項８に記載のエコーキャンセラであって、
    上記タップ配置制御器が、上記最大頂点検出器からエコー経路の影響の大きい順にタップ位置を入力し、上記タップ配分手段で配分されたフルバンドエコーキャンセラのタップのうち影響の大きい上位順のタップ係数の一定期間ごとの変化度合いを計算し、収束初期期間を除く期間で変化の度合いが小さくなったときエコーキャンセラの収束が終了したものとみなして、フルバンドエコーキャンセラの適応フィルタのタップを停止するフルバンドエコーキャンセラ収束検出手段を備えたことを特徴とするエコーキャンセラ。
17. 請求項１２に記載のエコーキャンセラであって、
    上記タップ配置制御器が、上記タップ配分器から、第ｎ回目の閾値降下に含まれる低レートでの適応フィルタタップ順序を手がかりに、第ｎ回目の閾値降下でフルバンドエコーキャンセラのタップ割付基準と、遅延時間が大きく振幅も大きいエコー原因となるタップを抽出して、影響の大きいタップ値の一定期間ごとの変化度合いを計算し、収束初期期間を除く期間で変化の度合いが小さくなったとき、エコーキャンセラの収束力終了したものとみなして、フルバンドエコーキャンセラの適応フィルタのタップを停止するフルバンドエコーキャンセラ収束検出手段を備えたことを特徴とするエコーキャンセラ。
    
    

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