JP2002315354A - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】回路構成が簡単であるとともに回路効率が高
く、且つ負荷のスムーズな始動が可能なインバータ装置
を提供する。 【解決手段】スイッチング素子Ｑ３のドレインとスイッ
チング素子Ｑ２のソースとの間にスイッチング素子Ｑ５
を接続することでコンデンサＣ１の両端間にスイッチン
グ素子Ｑ１，Ｑ３〜Ｑ５のフルブリッジ回路を構成す
る。負荷である高圧放電灯Ｌａの定常点灯時にはスイッ
チング素子Ｑ５を常時オフとして従来例２と同様に回路
効率の向上が図れる。また、スイッチング素子Ｑ５を追
加して無負荷時にスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５をオン・
オフする期間Ｘ２を設けたことにより、コンデンサＣ２
の両端にコンデンサＣ１の両端電圧Ｖdcとほぼ一致し且
つ始動に十分な高電圧を高圧放電灯Ｌａに印加させるこ
とができてスムーズな始動が可能となる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、直流入力を矩形波
の交流出力に変換して負荷に供給するインバータ装置に
関するものである。

【０００２】

【従来の技術】（従来例１）図１４は従来のインバータ
装置の一例を示す回路図である。この従来装置では、交
流電源Ｖｓを全波整流する全波整流器ＤＢの脈流出力を
昇圧する昇圧チョッパ回路１と、昇圧チョッパ回路１の
直流出力を降圧する降圧チョッパ回路２と、降圧チョッ
パ回路２の直流出力を極性反転して負荷回路４に印加す
る極性反転回路３とを備えている。但し、昇圧チョッパ
回路１、降圧チョッパ回路２並びに極性反転回路３は何
れも従来周知の構成を有するものであるから詳細な説明
は省略する。また負荷回路４は、負荷である高圧放電灯
Ｌａ及びパルストランスＰＴの１次巻線の直列回路にコ
ンデンサＣｆが並列接続されて構成され、極性反転回路
３の出力端間に接続されている。なお、パルストランス
ＰＴは高圧放電灯Ｌａに始動用の高電圧パルスを印加す
るイグナイタＩＧを構成するものである。

【０００３】而して、本従来例では、全波整流器ＤＢの
脈流出力を昇圧チョッパ回路１並びに降圧チョッパ回路
２で電力変換して得た直流出力を極性反転回路３で極性
反転することにより、負荷回路４に矩形波の交流出力を
供給して高圧放電灯Ｌａを矩形波点灯させている。

【０００４】（従来例２）図１５は従来のインバータ装
置の他の例を示す回路図である。この従来装置は、全波
整流器ＤＢの出力端の正極側を２つに分割し、インダク
タＬ２とスイッチング素子Ｑ３の直列回路を全波整流器
ＤＢの出力端の一方の正極側と負極側の間に接続すると
ともに、他方の正極側と負極側の間にスイッチング素子
Ｑ２、負荷回路４並びにインダクタＬ１の直列回路を接
続し、スイッチング素子Ｑ２のソースにスイッチング素
子Ｑ１のドレインを接続するとともにスイッチング素子
Ｑ１のソースをスイッチング素子Ｑ４のソースと接続
し、且つスイッチング素子Ｑ４のドレインをスイッチン
グ素子Ｑ３のソースに接続し、さらに、スイッチング素
子Ｑ３のドレインとスイッチング素子Ｑ１のソースの間
には平滑用のコンデンサＣ１を接続して構成されてい
る。そして、図示しない制御回路により、図１６に示す
ように交流電源ＶＳからの入力電圧Ｖinの絶対値が所定
値Ｖ０以上の期間（期間Ｔ１）にはスイッチング素子Ｑ
１，Ｑ３をオフするとともにスイッチング素子Ｑ２，Ｑ
４を反転同期して高周波で交互にオン・オフし、入力電
圧Ｖinの絶対値が所定値Ｖ０より低い期間（期間Ｔ２）
にはスイッチング素子Ｑ１をオン、スイッチング素子Ｑ
２，Ｑ４をオフするとともにスイッチング素子Ｑ３を高
周波でオン・オフさせている。

【０００５】すなわち、期間Ｔ１のスイッチング素子Ｑ
２がオン且つスイッチング素子Ｑ４がオフの時には、全
波整流器ＤＢ→スイッチング素子Ｑ２→負荷回路４→イ
ンダクタＬ１→全波整流器ＤＢの経路（第１のループ）
で負荷である高圧放電灯Ｌａに電流（負荷電流）を流す
とともに、全波整流器ＤＢ→インダクタＬ２→コンデン
サＣ１→スイッチング素子Ｑ４の寄生ダイオード（図示
せず）→全波整流器ＤＢの経路でインダクタＬ２に電流
を流し、期間Ｔ１のスイッチング素子Ｑ２がオフ且つス
イッチング素子Ｑ４がオンの時には、インダクタＬ１の
エネルギ放出によりインダクタＬ１→スイッチング素子
Ｑ４→スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード→負荷回
路４→インダクタＬ１の経路で高圧放電灯Ｌａに引き続
き電流を流している。このような動作により、期間Ｔ１
においては交流電源Ｖｓからの入力電流が第１のループ
により負荷回路４に直接流れ込むことになる。なお、ス
イッチング素子Ｑ４のオン・オフ動作は全体の回路動作
に殆ど影響ないが、負荷のインピーダンスが小さいとき
にコンデンサＣ１の両端電圧Ｖdcが必要以上に上昇する
場合があるので、必要に応じてスイッチング素子Ｑ２に
同期してオン・オフさせることで電圧Ｖdcを調整してい
る。

【０００６】一方、期間Ｔ２のスイッチング素子Ｑ３の
オン時には、全波整流器ＤＢ→インダクタＬ２→スイッ
チング素子Ｑ３→全波整流器ＤＢの経路でインダクタＬ
２に電流を流すとともに、コンデンサＣ１の放電により
コンデンサＣ１→スイッチング素子Ｑ３→インダクタＬ
１→負荷回路４→スイッチング素子Ｑ１→コンデンサＣ
１の経路（第２のループ）で高圧放電灯Ｌａに逆向きの
電流を流し、期間Ｔ２のスイッチング素子Ｑ３のオフ時
には、インダクタＬ２のエネルギ放出により、インダク
タＬ２→コンデンサＣ１→スイッチング素子Ｑ４の寄生
ダイオード→全波整流器ＤＢ→インダクタＬ２の経路で
コンデンサＣ１に充電電流を流すとともに、インダクタ
Ｌ１のエネルギ放出により、インダクタＬ１→負荷回路
４→スイッチング素子Ｑ１→スイッチング素子Ｑ４の寄
生ダイオード→インダクタＬ１の経路で高圧放電灯Ｌａ
に引き続き電流を流している。なお、スイッチング素子
Ｑ３のオン・オフ動作は昇圧チョッパ動作を兼ねてお
り、期間Ｔ２には期間Ｔ１と逆向きの電流が負荷に流れ
るとともに、昇圧チョッパ動作による力率改善動作を同
時に行っている。

【０００７】本従来例では、期間Ｔ１においては第１の
ループより負荷回路４に直接電力を供給するから、従来
例１のように多くの電力変換過程を経ていないので、回
路効率の格段の向上が期待できる。期間Ｔ２において
も、第２のループよりコンデンサＣ１から電力を供給す
るが、従来例１に比べると電力変換過程は少なく、回路
効率の向上が期待できる。また、スイッチング素子Ｑ１
〜Ｑ４は不動作の期間があり、従ってスイッチングロス
が軽減され、素子発熱も低く抑えられるので、放熱設計
が容易で回路の小型化が可能となる。さらに従来例１と
比べて使用素子数が格段に少ないので、この意味でも小
型化が可能で、回路も安価になるという利点がある。し
かも、期間Ｔ１のスイッチング素子Ｑ２の動作時に負荷
回路４に電流が流れる第１のループ内にインダクタＬ２
が含まれていないため、期間Ｔ１とＴ２でインダクタン
ス値が変わることがなく、このことからも設計が容易に
なるものである。

【０００８】（従来例３）図１７は従来のインバータ装
置のさらに他の例を示す回路図である。この従来装置
は、全波整流器ＤＢの出力端の正極側を２つに分割し、
インダクタＬ２とスイッチング素子Ｑ３の直列回路を全
波整流器ＤＢの出力端の一方の正極側と負極側の間に接
続するとともに、他方の正極側をスイッチング素子Ｑ４
を介してスイッチング素子Ｑ３のドレインに接続し、負
荷回路４、インダクタＬ１並びにスイッチング素子Ｑ２
の直列回路をスイッチング素子Ｑ３と並列に接続し、ス
イッチング素子Ｑ２のドレインにスイッチング素子Ｑ１
のソースを接続するとともにスイッチング素子Ｑ１のド
レインをスイッチング素子Ｑ５のドレインと接続し、且
つスイッチング素子Ｑ５のソースをスイッチング素子Ｑ
３のドレインに接続し、さらに、スイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２の直列回路に平滑用のコンデンサＣ１を並列に
接続して構成されている。そして、図示しない制御回路
により、図１８に示すように交流電源Ｖｓからの入力電
圧Ｖinの絶対値が所定値Ｖ０以上の期間（期間Ｔ１）に
はスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３をオフするとともにスイ
ッチング素子Ｑ４をオンし且つスイッチング素子Ｑ２，
Ｑ５を反転同期して高周波で交互にオン・オフする。ま
た、入力電圧Ｖinの絶対値が所定値Ｖ０より低い期間
（期間Ｔ２）にはスイッチング素子Ｑ１をオン、スイッ
チング素子Ｑ２，Ｑ４，Ｑ５をオフするとともにスイッ
チング素子Ｑ３を高周波でオン・オフさせている。

【０００９】すなわち、期間Ｔ１のスイッチング素子Ｑ
２がオン且つスイッチング素子Ｑ５がオフの時には、全
波整流器ＤＢ→スイッチング素子Ｑ４→インダクタＬ１
→負荷回路４→スイッチング素子Ｑ２→全波整流器ＤＢ
の経路（第１のループ）で高圧放電灯Ｌａに電流（負荷
電流）を流すとともに全波整流器ＤＢ→スイッチング素
子Ｑ４→スイッチング素子Ｑ５の寄生ダイオード→コン
デンサＣ１→全波整流器ＤＢの経路でコンデンサＣ１に
充電電流を流し、期間Ｔ１のスイッチング素子Ｑ２がオ
フ且つスイッチング素子Ｑ５がオンの時には、インダク
タＬ１のエネルギ放出によりインダクタＬ１→負荷回路
４→スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード→スイッチ
ング素子Ｑ５→インダクタＬ１の経路で高圧放電灯Ｌａ
に引き続き電流を流している。このような動作により、
期間Ｔ１においてはインダクタＬ２を介さずに交流電源
Ｖｓからの入力電流が第１のループにより負荷回路４に
直接流れ込むことになる。なお、スイッチング素子Ｑ５
のオン・オフ動作は全体の回路動作に殆ど影響ないが、
負荷のインピーダンスが小さいときにコンデンサＣ１の
両端電圧Ｖdcが必要以上に上昇する場合があるので、必
要に応じてスイッチング素子Ｑ２に同期してオン・オフ
させることで電圧Ｖdcを調整している。

【００１０】一方、期間Ｔ２のスイッチング素子Ｑ３の
オン時には、全波整流器ＤＢ→インダクタＬ２→スイッ
チング素子Ｑ３→全波整流器ＤＢの経路でインダクタＬ
２に電流を流すとともに、コンデンサＣ１の放電により
コンデンサＣ１→スイッチング素子Ｑ１→負荷回路４→
インダクタＬ１→スイッチング素子Ｑ３→コンデンサＣ
１の経路（第２のループ）で高圧放電灯Ｌａに逆向きの
電流を流し、期間Ｔ２のスイッチング素子Ｑ３のオフ時
には、インダクタＬ２のエネルギ放出により、インダク
タＬ２→スイッチング素子Ｑ５の寄生ダイオード→コン
デンサＣ１→全波整流器ＤＢ→インダクタＬ２の経路で
コンデンサＣ１に充電電流を流すとともに、インダクタ
Ｌ１のエネルギ放出により、インダクタＬ１→スイッチ
ング素子Ｑ５の寄生ダイオード→スイッチング素子Ｑ１
→負荷回路４→インダクタＬ１の経路で高圧放電灯Ｌａ
に引き続き電流を流している。なお、スイッチング素子
Ｑ３のオン・オフ動作は昇圧チョッパ動作を兼ねてお
り、期間Ｔ２には期間Ｔ１と逆向きの電流が負荷に流れ
るとともに、昇圧チョッパ動作による力率改善動作を同
時に行っている。

【００１１】而して、本従来例も従来例２と同様に、回
路効率の格段の向上や回路の小型化等が可能である。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】上記従来例１では力率
改善のために降圧チョッパ回路２の前段に昇圧チョッパ
回路１が設けてあり、交流電源Ｖｓから昇圧チョッパ回
路１、降圧チョッパ回路２、極性反転回路３と多くの電
力変換過程を経ることになるため、回路効率には自ずと
限界がある。また、使用する回路素子数も多く、回路が
大型化して高価なものになる。

【００１３】これに対して従来例２及び従来例３では、
従来例１に比べて電力変換過程を減らすことができ、回
路効率の向上と回路素子数の減少による小型化が可能で
あるが、その動作には負荷電圧（ランプ電圧）ＶLaが交
流電源Ｖｓからの入力電圧Ｖinに対して適切な関係にあ
ることが前提条件となる。すなわち、ランプ電圧ＶLaが
入力電圧Ｖinのピーク値よりも高い場合には上記期間Ｔ
１の動作は成立しない。しかしながら、負荷が高圧放電
灯等の高輝度放電灯である場合、定常点灯時のランプ電
圧ＶLaは約１００Ｖというような値をとることが多く、
この場合には入力電圧Ｖinの瞬時値が実効値（１００
Ｖ）からピーク値（１４１Ｖ）までの期間をＴ１とする
ことができ、交流電源Ｖｓが１００Ｖ系、２００Ｖ系の
何れの場合にも動作可能である。

【００１４】一方、高圧放電灯Ｌａを始動させるには数
ｋＶ〜数十ｋＶの高電圧の始動パルスを印加するととも
に、絶縁破壊を起こした後にグロー放電からアーク放電
へとスムーズに移行させるために２５０〜３００Ｖの高
電圧を高圧放電灯Ｌａに印加する必要がある。ところ
が、１００Ｖ系の交流電源Ｖｓでは期間Ｔ１で高圧放電
灯Ｌａの両端に２５０〜３００Ｖの高電圧が印加できな
いためにスムーズな始動ができないことになる。また、
期間Ｔ２におけるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３のオン・
オフ動作のみで高圧放電灯Ｌａを指導させる方法も考え
られるが、このときにランプ電圧ＶLaが図１５に示す向
きに発生し、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３のオフ時に入
力電圧Ｖinと重畳して負荷回路４のコンデンサＣ２→イ
ンダクタＬ１→全波整流器ＤＢ→交流電源Ｖｓ→インダ
クタＬ２→コンデンサＣ１→スイッチング素子Ｑ１の寄
生ダイオード→コンデンサＣ２の閉ループで放電してし
まい、ランプ電圧ＶLa≒Ｖdc−｜Ｖin｜となって低下す
る。仮にランプ電圧ＶLaを３００Ｖに確保すると仮定す
ると、入力電圧Ｖinのピーク時にはＶdc≒ＶLa＋｜Ｖin
｜＝３００＋１４１＝４４１Ｖが必要となり、コンデン
サＣ１として高耐圧の電解コンデンサが必要となるた
め、回路の小型化及び安価な回路の実現を阻害する要因
となる。

【００１５】本発明は上記事情に鑑みて為されたもので
あり、その目的とするところは、回路構成が簡単である
とともに回路効率が高く、且つ負荷のスムーズな始動が
可能なインバータ装置を提供することにある。

【００１６】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、上記
目的を達成するために、直流電源から第１のスイッチン
グ素子及びインダクタを介して負荷に電力を供給する第
１のループと、平滑用のコンデンサから第２のスイッチ
ング素子及びインダクタを介して負荷に電力を供給する
第２のループと、前記コンデンサから第３のスイッチン
グ素子及びインダクタを介して負荷に電力を供給する第
３のループとを有し、第１のループに流れる負荷電流の
向きと第２のループに流れる負荷電流の向きを逆向きと
するとともに、第１のループに流れる負荷電流の向きと
第３のループに流れる負荷電流の向きを同一とし、定常
時には第１のループと第２のループを交互に切り換えて
負荷に交流電流を供給し、無負荷時には第２のループと
第３のループを交互に切り換えて負荷の両端に始動電圧
を発生させて成ることを特徴とし、定常時には直流電源
又はコンデンサから負荷に電力を供給することで従来例
に比較して電力変換過程が少なくなるため、回路構成が
簡単であるとともに回路効率が高くなる。しかも、無負
荷時には第２のループと第３のループを交互に切り換え
ることで負荷の両端に高電圧を印加することができ、負
荷のスムーズな始動が可能となる。

【００１７】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、第３のループで負荷電流を流す期間を第２のループ
で負荷電流を流す期間よりも長くしたことを特徴とし、
請求項１の発明の望ましい実施態様である。

【００１８】請求項３の発明は、上記目的を達成するた
めに、直流電源から第１のスイッチング素子及びインダ
クタを介して負荷に電力を供給する第１のループと、平
滑用のコンデンサから第２のスイッチング素子及びイン
ダクタを介して負荷に電力を供給する第２のループと、
前記コンデンサから第３のスイッチング素子及びインダ
クタを介して負荷に電力を供給する第３のループとを有
し、第１のループに流れる負荷電流の向きと第２のルー
プに流れる負荷電流の向きを逆向きとするとともに、第
１のループに流れる負荷電流の向きと第３のループに流
れる負荷電流の向きを同一とし、定常時には第１のルー
プと第２のループを交互に切り換えて負荷に交流電流を
供給し、無負荷時には第３のループにより負荷の両端に
始動電圧を発生させて成ることを特徴とし、定常時には
直流電源又はコンデンサから負荷に電力を供給すること
で従来例に比較して電力変換過程が少なくなるため、回
路構成が簡単であるとともに回路効率が高くなる。しか
も、無負荷時には第３のループにより負荷の両端に高電
圧を印加することができ、負荷のスムーズな始動が可能
となる。

【００１９】

【発明の実施の形態】（実施形態１）図１は本発明の実
施形態１を示す回路図である。本実施形態は、図１５に
示した従来例２の回路構成に対して、スイッチング素子
Ｑ３のドレインとスイッチング素子Ｑ２のソースとの間
にスイッチング素子Ｑ５を接続することでコンデンサＣ
１の両端間にスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３〜Ｑ５のフル
ブリッジ回路を構成するとともに、負荷回路４とインダ
クタＬ１の位置関係を入れ換えた点に回路構成上の違い
があるが、その他の回路構成は従来例２と共通であり、
共通する構成要素には同一の符号を付して説明を省略す
る。

【００２０】本実施形態では、図示しない制御回路によ
り、負荷である高圧放電灯Ｌａの定常点灯時にはスイッ
チング素子Ｑ５を常時オフとし、従来例２と同様に交流
電源Ｖｓからの入力電圧の絶対値（全波整流器ＤＢから
の入力電圧Ｖdb）が所定値Ｖ０以上の期間Ｔ１にはスイ
ッチング素子Ｑ１，Ｑ３をオフするとともにスイッチン
グ素子Ｑ２，Ｑ４を反転同期して高周波で交互にオン・
オフし、入力電圧Ｖdbが所定値Ｖ０より低い期間Ｔ２に
はスイッチング素子Ｑ１をオン、スイッチング素子Ｑ
２，Ｑ４をオフするとともにスイッチング素子Ｑ３を高
周波でオン・オフさせる。その結果、期間Ｔ１において
は第１のループにより負荷回路４に直接電力を供給する
から、従来例１のように多くの電力変換過程を経ていな
いので、回路効率の格段の向上が期待でき、期間Ｔ２に
おいても、第２のループによりコンデンサＣ１から電力
を供給するが、従来例１に比べると電力変換過程は少な
く、回路効率の向上が期待できる。また、スイッチング
素子Ｑ１〜Ｑ４は不動作の期間があるためにスイッチン
グロスが軽減され、素子発熱も低く抑えられるので、放
熱設計が容易で回路の小型化が可能となる。さらに従来
例１と比べて使用素子数が格段に少ないので、この意味
でも小型化が可能で、回路も安価になるという利点があ
る。しかも、期間Ｔ１のスイッチング素子Ｑ２の動作時
に負荷回路４に電流が流れる第１のループ内にインダク
タＬ２が含まれていないため、期間Ｔ１とＴ２でインダ
クタンス値が変わることがなく、このことからも設計が
容易になるものである。

【００２１】次に、無負荷時（高圧放電灯Ｌａの始動
時）における回路動作について説明する。無負荷時にお
いては、図示しない制御回路により、図２に示すように
期間Ｘ１ではスイッチング素子Ｑ１をオン、スイッチン
グ素子Ｑ２，Ｑ４，Ｑ５をオフするとともにスイッチン
グ素子Ｑ３を高周波でオン・オフし、期間Ｘ２ではスイ
ッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオフ、スイッチング素子Ｑ３
とスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５を反転同期して高周波で
交互にオン・オフし、２つの期間Ｘ１，Ｘ２を交互に切
り換えている。

【００２２】すなわち、期間Ｘ１のスイッチング素子Ｑ
３のオン時には、全波整流器ＤＢ→インダクタＬ２→ス
イッチング素子Ｑ３→全波整流器ＤＢの経路でインダク
タＬ２に電流を流すとともに、コンデンサＣ１の放電に
よりコンデンサＣ１→スイッチング素子Ｑ３→負荷回路
４のコンデンサＣ２→インダクタＬ１→スイッチング素
子Ｑ１→コンデンサＣ１の経路（第２のループ）でコン
デンサＣ２を充電し、期間Ｘ１のスイッチング素子Ｑ３
のオフ時には、インダクタＬ２のエネルギ放出により、
インダクタＬ２→コンデンサＣ１→スイッチング素子Ｑ
４の寄生ダイオード→全波整流器ＤＢ→インダクタＬ２
の経路でコンデンサＣ１に充電電流を流すとともに、イ
ンダクタＬ１のエネルギ放出により、インダクタＬ１→
スイッチング素子Ｑ１→スイッチング素子Ｑ４の寄生ダ
イオード→負荷回路４のコンデンサＣ２→インダクタＬ
１の経路でコンデンサＣ２を引き続き充電している。

【００２３】一方、期間Ｘ２のスイッチング素子Ｑ３が
オフ且つスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５がオンの時には、
全波整流器ＤＢ→スイッチング素子Ｑ５→インダクタＬ
１→負荷回路４のコンデンサＣ２→全波整流器ＤＢの経
路と、コンデンサＣ１→スイッチング素子Ｑ５→インダ
クタＬ１→負荷回路４のコンデンサＣ２→スイッチング
素子Ｑ４→コンデンサＣ１の経路（第３のループ）とで
コンデンサＣ２を充電する。また、期間Ｘ２のスイッチ
ング素子Ｑ３がオン且つスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５が
オフの時には、インダクタＬ１のエネルギ放出とコンデ
ンサＣ１の放電によりインダクタＬ１→負荷回路４のコ
ンデンサＣ２→全波整流回路ＤＢ→インダクタＬ２→コ
ンデンサＣ１→スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード
の経路でコンデンサＣ２に電流が流れ続けるとともに、
全波整流器ＤＢ→インダクタＬ２→コンデンサＣ３→全
波整流器ＤＢの経路でインダクタＬ２に電流を流してい
る。

【００２４】而して、期間Ｘ１の動作は従来例２と共通
であり、この期間Ｘ１の動作だけでは高圧放電灯Ｌａを
始動させるに十分な高電圧をコンデンサＣ２の両端に発
生させることはできないが、本実施形態ではスイッチン
グ素子Ｑ５を追加してスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５をオ
ン・オフする期間Ｘ２を設けたことにより、図２に示す
ようにコンデンサＣ２の両端に図１におけるランプ電圧
ＶLaと逆向きの電圧Ｖc2を発生させることができ、しか
もその電圧Ｖc2はコンデンサＣ１の両端電圧Ｖdcとほぼ
一致することになる。従って、無負荷時における上記期
間Ｘ１，Ｘ２は定常点灯時における期間Ｔ１，Ｔ２と独
立して設定することができ、期間Ｘ１＜期間Ｘ２として
コンデンサＣ１の両端電圧Ｖdcを２５０〜３００Ｖに設
定すれば、始動に十分な高電圧を負荷（高圧放電灯Ｌ
ａ）に印加させることができて負荷のスムーズな始動が
可能となる。

【００２５】ところで、本実施形態では期間Ｘ１中に高
圧放電灯Ｌａが絶縁破壊に至ってグロー放電を開始する
が、このときに高圧放電灯Ｌａに印加可能な電圧が低い
ためにグロー放電からアーク放電への移行に失敗する場
合がある。そこで、図３に示すように無負荷時における
期間Ｘ１をなくして期間Ｘ２のみの動作とすれば、高圧
放電灯Ｌａには直流の高電圧が常時印加されることとな
り、よりスムーズな始動が可能となる。なお、スイッチ
ング素子Ｑ３をスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５と反転同期
して適宜オン・オフすることでコンデンサＣ１を充電
し、コンデンサＣ１の両端電圧Ｖdcの低下を防止するこ
とが望ましい。

【００２６】（実施形態２）図４は本発明の実施形態２
を示す回路図である。本実施形態は、図１５に示した従
来例２の回路構成に対して、スイッチング素子Ｑ３のド
レインにダイオードＤ１のアノードを接続するとともに
ダイオードＤ１のカソードをスイッチング素子Ｑ２のド
レインに接続することでコンデンサＣ１の両端間にスイ
ッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のフルブリッジ回路を構成する
とともに、負荷回路４とインダクタＬ１の位置関係を入
れ換えた点に回路構成上の違いがあるが、その他の回路
構成は従来例２と共通であり、共通する構成要素には同
一の符号を付して説明を省略する。而して、本実施形態
では実施形態１におけるスイッチング素子Ｑ２，Ｑ５の
機能を１つのスイッチング素子Ｑ２で実現可能としたも
のである。

【００２７】負荷である高圧放電灯Ｌａの定常点灯時の
回路動作は従来例２及び実施形態１と共通であって、図
示しない制御回路により交流電源Ｖｓからの入力電圧Ｖ
dbが所定値Ｖ０以上の期間Ｔ１にスイッチング素子Ｑ
１，Ｑ３をオフするとともにスイッチング素子Ｑ２，Ｑ
４を反転同期して高周波で交互にオン・オフし、入力電
圧Ｖdbが所定値Ｖ０より低い期間Ｔ２にスイッチング素
子Ｑ１をオン、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４をオフする
とともにスイッチング素子Ｑ３を高周波でオン・オフさ
せることで電力変換過程の減少による回路効率の向上が
図れるものである。

【００２８】一方、無負荷時（高圧放電灯Ｌａの始動
時）における回路動作は実施形態１とほぼ共通であっ
て、図示しない制御回路によりスイッチング素子Ｑ２，
Ｑ４を同期して高周波でオン・オフすることにより、ス
イッチング素子Ｑ２，Ｑ４のオン時（期間Ｘ２）にコン
デンサＣ１を電源として、コンデンサＣ１→ダイオード
Ｄ１→スイッチング素子Ｑ２→インダクタＬ１→負荷回
路４のコンデンサＣ２→スイッチング素子Ｑ４→コンデ
ンサＣ１の経路（第３のループ）でコンデンサＣ２を充
電するため、実施形態１と同様にコンデンサＣ２の両端
にコンデンサＣ１の両端電圧Ｖdcとほぼ一致した高電圧
Ｖc2を発生させることができる。従って、期間Ｘ２を適
当に設定すること（期間Ｘ２のみであってもよい）でコ
ンデンサＣ１の両端電圧Ｖdcを２５０〜３００Ｖに設定
すれば、始動に十分な高電圧を負荷（高圧放電灯Ｌａ）
に印加させることができて負荷のスムーズな始動が可能
となる。しかも、実施形態１に比較してスイッチング素
子の個数を１つ減らすことができるから、それによって
も回路構成の簡素化と小型化、並びに安価な回路構成が
実現できる。

【００２９】なお、図５に示すようにスイッチング素子
Ｑ２とダイオードＤ１の直列回路と並列にカソードをダ
イオードＤ１側としてダイオードＤ２を接続すれば、ス
イッチング素子Ｑ１に印加される電圧をコンデンサＣ１
の両端電圧Ｖdcにクランプして低減することができ、ス
イッチング素子Ｑ１に必要とされる耐圧を低下させて回
路の小型化やコストダウンが図れるという利点がある。

【００３０】（実施形態３）図６は本発明の実施形態３
を示す回路図であるが、回路構成については従来例３と
共通であるので同一の符号を付して説明は省略する。

【００３１】本実施形態では、図示しない制御回路によ
り、負荷である高圧放電灯Ｌａの定常点灯時には、従来
例３と同様に交流電源Ｖｓからの入力電圧Ｖdbが所定値
Ｖ０以上の期間Ｔ１にスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３をオ
フするとともにスイッチング素子Ｑ４をオンし且つスイ
ッチング素子Ｑ２，Ｑ５を反転同期して高周波で交互に
オン・オフし、また、入力電圧Ｖdbが所定値Ｖ０より低
い期間Ｔ２にスイッチング素子Ｑ１をオン、スイッチン
グ素子Ｑ２，Ｑ４，Ｑ５をオフするとともにスイッチン
グ素子Ｑ３を高周波でオン・オフさせる。その結果、期
間Ｔ１においては第１のループにより負荷回路４に直接
電力を供給するから、従来例１のように多くの電力変換
過程を経ていないので、回路効率の格段の向上が期待で
き、期間Ｔ２においても、第２のループによりコンデン
サＣ１から電力を供給するが、従来例１に比べると電力
変換過程は少なく、回路効率の向上が期待できる。ま
た、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ５は不動作の期間がある
ためにスイッチングロスが軽減され、素子発熱も低く抑
えられるので、放熱設計が容易で回路の小型化が可能と
なる。さらに従来例１と比べて使用素子数が格段に少な
いので、この意味でも小型化が可能で、回路も安価にな
るという利点がある。しかも、期間Ｔ１のスイッチング
素子Ｑ４の動作時に負荷回路４に電流が流れる第１のル
ープ内にインダクタＬ２が含まれていないため、期間Ｔ
１とＴ２でインダクタンス値が変わることがなく、この
ことからも設計が容易になるものである。

【００３２】一方、無負荷時（高圧放電灯Ｌａの始動
時）における回路動作は実施形態１又は実施形態２とほ
ぼ共通であって、図示しない制御回路によりスイッチン
グ素子Ｑ２，Ｑ５を同期して高周波でオン・オフするこ
とにより、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５のオン時（期間
Ｘ２）にコンデンサＣ１を電源として、コンデンサＣ１
→スイッチング素子Ｑ５→インダクタＬ１→負荷回路４
のコンデンサＣ２→スイッチング素子Ｑ２→コンデンサ
Ｃ１の経路（第３のループ）でコンデンサＣ２を充電す
るため、コンデンサＣ２の両端にコンデンサＣ１の両端
電圧Ｖdcとほぼ一致した高電圧Ｖc2（図６に示した向き
を正とする）を発生させることができる。従って、期間
Ｘ２を適当に設定すること（期間Ｘ２のみであってもよ
い）でコンデンサＣ１の両端電圧Ｖdcを２５０〜３００
Ｖに設定すれば、始動に十分な高電圧を負荷（高圧放電
灯Ｌａ）に印加させることができて負荷のスムーズな始
動が可能となる。

【００３３】（実施形態４）図７は本発明の実施形態４
を示す回路図である。本実施形態は、交流電源Ｖｓに接
続された全波整流器ＤＢと、全波整流器ＤＢの出力側に
接続された平滑用のコンデンサＣ１と、全波整流器ＤＢ
の出力端に直列接続されたインダクタＬ２と、交流電源
Ｖｓから全波整流器ＤＢとインダクタＬ２を介してコン
デンサＣ１を充電する方向にコンデンサＣ１と直列接続
されたダイオードＤ１と、コンデンサＣ１と並列に接続
されたスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路と、全波
整流器ＤＢの出力端に並列に接続されたスイッチング素
子Ｑ３，Ｑ４の直列回路と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ
２の接続点とスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の接続点の間
に接続されたインダクタＬ１及び負荷回路４と、コンデ
ンサＣ１とダイオードＤ１の直列回路に並列に接続され
たスイッチング素子Ｑ５とを備え、スイッチング素子Ｑ
２がダイオードＤ１のカソードに、スイッチング素子Ｑ
３がインダクタＬ２を介してダイオードＤ１のアノード
に接続されて構成される。

【００３４】負荷である高圧放電灯Ｌａの定常点灯時に
おいては、図示しない制御回路により、図８に示すよう
に交流電源Ｖｓからの入力電圧Ｖdbが所定値Ｖ０以上の
期間（期間Ｔ１）にはスイッチング素子Ｑ１をオン、ス
イッチング素子Ｑ２，Ｑ４をオフとし、スイッチング素
子Ｑ３，Ｑ５を反転同期して高周波でオン・オフし、入
力電圧Ｖdbが所定値Ｖ０より低い期間（期間Ｔ２）には
スイッチング素子Ｑ４をオン、スイッチング素子Ｑ１，
Ｑ３をオフとし、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５を同期し
て高周波でオン・オフさせている。

【００３５】すなわち、期間Ｔ１のスイッチング素子Ｑ
３がオン且つスイッチング素子Ｑ５がオフの時には、全
波整流器ＤＢ→スイッチング素子Ｑ３→インダクタＬ１
→負荷回路４→スイッチング素子Ｑ１→全波整流器ＤＢ
の経路（第１のループ）で交流電源Ｖｓから直接負荷で
ある高圧放電灯Ｌａに電流（負荷電流）を流すととも
に、インダクタＬ２のエネルギ放出により、インダクタ
Ｌ２→ダイオードＤ１→コンデンサＣ１→全波整流器Ｄ
Ｂ→インダクタＬ２の経路で電流を流し、期間Ｔ１のス
イッチング素子Ｑ３がオフ且つスイッチング素子Ｑ５が
オンの時には、全波整流器ＤＢ→インダクタＬ２→スイ
ッチング素子Ｑ５→全波整流器ＤＢの経路でインダクタ
Ｌ２に電流を流し、インダクタＬ１のエネルギ放出によ
り、インダクタＬ１→負荷回路４→スイッチング素子Ｑ
１→スイッチング素子Ｑ４の寄生ダイオード→インダク
タＬ１の経路で高圧放電灯Ｌａに引き続き電流を流して
いる。このような動作により、期間Ｔ１においては交流
電源Ｖｓからの入力電流が第１のループにより負荷回路
４に直接流れ込むことになる。なお、スイッチング素子
Ｑ５のオン・オフ動作は昇圧チョッパ動作となり、コン
デンサＣ１の両端電圧Ｖdcの調整を行っている。

【００３６】一方、期間Ｔ２のスイッチング素子Ｑ２，
Ｑ５のオン時には、全波整流器ＤＢ→インダクタＬ２→
スイッチング素子Ｑ５→全波整流器ＤＢの経路でインダ
クタＬ２に電流を流すとともに、コンデンサＣ１の放電
によりコンデンサＣ１→スイッチング素子Ｑ２→負荷回
路４→インダクタＬ１→スイッチング素子Ｑ４→コンデ
ンサＣ１の経路（第２のループ）で高圧放電灯Ｌａに逆
向きの電流を流し、期間Ｔ２のスイッチング素子Ｑ２，
Ｑ５のオフ時には、インダクタＬ１のエネルギ放出によ
り、インダクタＬ１→スイッチング素子Ｑ４→スイッチ
ング素子Ｑ１の寄生ダイオード→負荷回路４→インダク
タＬ１の経路で高圧放電灯Ｌａに引き続き電流を流し、
インダクタＬ１のエネルギ放出後にはインダクタＬ２の
エネルギ放出によって、インダクタＬ２→ダイオードＤ
１→コンデンサＣ１→全波整流器ＤＢ→インダクタＬ２
の経路でコンデンサＣ１に充電電流を流して昇圧チョッ
パ動作を行っている。

【００３７】上述のような動作を行うことにより、期間
Ｔ１においては第１のループにより負荷回路４に直接電
力を供給するから、従来例１のように多くの電力変換過
程を経ていないので、回路効率の格段の向上が期待で
き、期間Ｔ２においても、第２のループによりコンデン
サＣ１から電力を供給するが、従来例１に比べると電力
変換過程は少なく、回路効率の向上が期待できる。ま
た、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ５は不動作の期間がある
ためにスイッチングロスが軽減され、素子発熱も低く抑
えられるので、放熱設計が容易で回路の小型化が可能と
なる。さらに従来例１と比べて使用素子数が格段に少な
いので、この意味でも小型化が可能で、回路も安価にな
るという利点がある。しかも、期間Ｔ１のスイッチング
素子Ｑ３の動作時に負荷回路４に電流が流れる第１のル
ープ内にインダクタＬ２が含まれていないため、期間Ｔ
１とＴ２でインダクタンス値が変わることがなく、この
ことからも設計が容易になるものである。

【００３８】次に、無負荷時（高圧放電灯Ｌａの始動
時）における回路動作について説明する。無負荷時にお
いては、図示しない制御回路により、図９に示すように
期間Ｘ１ではスイッチング素子Ｑ１をオン、スイッチン
グ素子Ｑ２，Ｑ４をオフするとともにスイッチング素子
Ｑ３，Ｑ５を同期して高周波でオン・オフし、期間Ｘ２
ではスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３をオフ、スイッチング
素子Ｑ４をオンするとともにスイッチング素子Ｑ２，Ｑ
５を反転同期して高周波で交互にオン・オフし、２つの
期間Ｘ１，Ｘ２を交互に切り換えている。

【００３９】すなわち、期間Ｘ１のスイッチング素子Ｑ
３，Ｑ５のオン時には、全波整流器ＤＢ→インダクタＬ
２→スイッチング素子Ｑ５→全波整流器ＤＢの経路でイ
ンダクタＬ２に電流を流すとともに、全波整流器ＤＢ→
スイッチング素子Ｑ３→インダクタＬ１→負荷回路４の
コンデンサＣ２→スイッチング素子Ｑ１→全波整流器Ｄ
Ｂの経路でコンデンサＣ２を充電する。また、期間Ｘ１
のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ５のオフ時には、インダク
タＬ１のエネルギ放出により、インダクタＬ１→負荷回
路４のコンデンサＣ２→スイッチング素子Ｑ１→スイッ
チング素子Ｑ４の寄生ダイオード→インダクタＬ１の経
路でコンデンサＣ２に電流が流れ続けるとともに、イン
ダクタＬ２のエネルギ放出により、インダクタＬ２→ダ
イオードＤ１→コンデンサＣ１→全波整流器ＤＢ→イン
ダクタＬ１の経路でコンデンサＣ１に充電電流を流して
いる。

【００４０】一方、期間Ｘ２のスイッチング素子Ｑ２が
オン且つスイッチング素子Ｑ５がオフの時には、コンデ
ンサＣ１の放電によりコンデンサＣ１→スイッチング素
子Ｑ２→負荷回路４のコンデンサＣ２→インダクタＬ１
→スイッチング素子Ｑ４→コンデンサＣ１の経路（第３
のループ）でコンデンサＣ２を充電し、コンデンサＣ１
の両端電圧Ｖdcが低下すれば、インダクタＬ２のエネル
ギ放出によってインダクタＬ２→ダイオードＤ１→コン
デンサＣ１→全波整流器ＤＢ→インダクタＬ２の経路で
充電電流を流す。また、期間Ｘ２のスイッチング素子Ｑ
２がオフ且つスイッチング素子Ｑ５がオンの時には、イ
ンダクタＬ１のエネルギ放出により、インダクタＬ１→
スイッチング素子Ｑ４→スイッチング素子Ｑ１の寄生ダ
イオード→負荷回路４のコンデンサＣ２→インダクタＬ
１の経路でコンデンサＣ１に充電電流を流すとともに、
全波整流器ＤＢ→インダクタＬ２→スイッチング素子Ｑ
５→全波整流器ＤＢの経路でインダクタＬ２に電流を流
している。

【００４１】而して、従来例２と同様に期間Ｘ１の動作
だけでは高圧放電灯Ｌａを始動させるに十分な高電圧を
コンデンサＣ２の両端に発生させることはできないが、
本実施形態では第３のループによりコンデンサＣ２を充
電する期間Ｘ２を設けたことにより、図９に示すように
コンデンサＣ２の両端に図７におけるランプ電圧ＶLaと
逆向きの電圧Ｖc2を発生させることができ、しかもその
電圧Ｖc2はコンデンサＣ１の両端電圧Ｖdcとほぼ一致す
ることになる。従って、無負荷時における上記期間Ｘ
１，Ｘ２は定常点灯時における期間Ｔ１，Ｔ２と独立し
て設定することができ、期間Ｘ１＜期間Ｘ２としてコン
デンサＣ１の両端電圧Ｖdcを２５０〜３００Ｖに設定す
れば、始動に十分な高電圧を負荷（高圧放電灯Ｌａ）に
印加させることができて負荷のスムーズな始動が可能と
なる。なお、期間Ｘ１をなくして期間Ｘ２のみの動作と
すれば、高圧放電灯Ｌａには直流の高電圧が常時印加さ
れて、よりスムーズな始動が可能となる。

【００４２】（実施形態５）図１０は本発明の実施形態
５を示す回路図である。本実施形態は、図７に示した実
施形態４の回路構成に対して、スイッチング素子Ｑ３，
Ｑ４の接続点とダイオードＤ１のカソードとの間にスイ
ッチング素子Ｑ６を接続することでコンデンサＣ１の両
端間にスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ４，Ｑ６のフル
ブリッジ回路を構成している点に回路構成上の違いがあ
るが、その他の回路構成は実施形態４と共通であり、共
通する構成要素には同一の符号を付して説明を省略す
る。

【００４３】本実施形態では、図示しない制御回路によ
り、負荷である高圧放電灯Ｌａの定常点灯時にはスイッ
チング素子Ｑ６を常時オフとし、実施形態４と同様に交
流電源Ｖｓからの入力電圧Ｖdbが所定値Ｖ０以上の期間
Ｔ１にスイッチング素子Ｑ１をオン、スイッチング素子
Ｑ２，Ｑ４をオフとし、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ５を
反転同期して高周波でオン・オフし、入力電圧Ｖdbが所
定値Ｖ０より低い期間Ｔ２にスイッチング素子Ｑ４をオ
ン、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３をオフとし、スイッチ
ング素子Ｑ２，Ｑ５を同期して高周波でオン・オフさせ
ることによって回路効率の向上や回路の小型化等が可能
になる。

【００４４】次に、無負荷時（高圧放電灯Ｌａの始動
時）における回路動作について説明する。無負荷時にお
いては、図示しない制御回路により、図１１に示すよう
に期間Ｘ１ではスイッチング素子Ｑ１をオン、スイッチ
ング素子Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４をオフするとともにスイッチ
ング素子Ｑ５，Ｑ６を同期して高周波でオン・オフし、
期間Ｘ２ではスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３，Ｑ６をオ
フ、スイッチング素子Ｑ４をオンするとともにスイッチ
ング素子Ｑ２，Ｑ５を反転同期して高周波で交互にオン
・オフし、２つの期間Ｘ１，Ｘ２を交互に切り換えてい
る。

【００４５】すなわち、期間Ｘ１のスイッチング素子Ｑ
５，Ｑ６のオン時には、全波整流器ＤＢ→インダクタＬ
２→スイッチング素子Ｑ５→全波整流器ＤＢの経路でイ
ンダクタＬ２に電流を流すとともに、コンデンサＣ１の
放電によりコンデンサＣ１→スイッチング素子Ｑ６→イ
ンダクタＬ１→負荷回路４のコンデンサＣ２→スイッチ
ング素子Ｑ１→コンデンサＣ１の経路（第２のループ）
でコンデンサＣ２を充電し、期間Ｘ１のスイッチング素
子Ｑ５，Ｑ６のオフ時には、インダクタＬ１のエネルギ
放出により、インダクタＬ１→負荷回路４のコンデンサ
Ｃ２→スイッチング素子Ｑ１→スイッチング素子Ｑ４の
寄生ダイオード→インダクタＬ１の経路でコンデンサＣ
２を引き続き充電し、コンデンサＣ１の両端電圧Ｖdcが
低下すれば、インダクタＬ２のエネルギ放出により、イ
ンダクタＬ２→ダイオードＤ１→コンデンサＣ１→全波
整流器ＤＢ→インダクタＬ２の経路でコンデンサＣ１に
充電電流を流す。

【００４６】一方、期間Ｘ２のスイッチング素子Ｑ２が
オン且つスイッチング素子Ｑ５がオフの時には、コンデ
ンサＣ１の放電によりコンデンサＣ１→スイッチング素
子Ｑ２→負荷回路４のコンデンサＣ２→インダクタＬ１
→スイッチング素子Ｑ４→コンデンサＣ１の経路（第３
のループ）でコンデンサＣ２を充電し、コンデンサＣ１
の両端電圧Ｖdcが低下すれば、インダクタＬ２のエネル
ギ放出により、インダクタＬ２→ダイオードＤ１→コン
デンサＣ１→全波整流器ＤＢ→インダクタＬ１の経路で
コンデンサＣ１に充電電流を流している。また、期間Ｘ
２のスイッチング素子Ｑ２がオフ且つスイッチング素子
Ｑ５がオンの時には、インダクタＬ１のエネルギ放出に
よりインダクタＬ１→スイッチング素子Ｑ４→スイッチ
ング素子Ｑ１の寄生ダイオード→負荷回路４のコンデン
サＣ２→インダクタＬ１の経路でコンデンサＣ２に電流
が流れ続けるとともに、全波整流器ＤＢ→インダクタＬ
２→スイッチング素子Ｑ５→全波整流器ＤＢの経路でイ
ンダクタＬ２に電流を流している。

【００４７】而して、本実施形態ではスイッチング素子
Ｑ６を追加し、無負荷時にはスイッチング素子Ｑ３を常
時オフとして上記動作を行っているため、期間Ｘ１にお
いてもコンデンサＣ２の両端電圧、すなわち高圧放電灯
Ｌａへの印加電圧が低下することがなく、図１１に示す
ように高圧放電灯Ｌａには期間Ｘ１，Ｘ２を通じてコン
デンサＣ１の両端電圧Ｖdcに略等しい高電圧を常時印加
することができ、実施形態４に比較してさらにスムーズ
な始動が可能となる。

【００４８】（実施形態６）図１２は本発明の実施形態
６を示す回路図である。本実施形態は、図１４に示した
従来例１の回路構成に対して、全波整流器ＤＢの高電位
側の出力端と降圧チョッパ回路２におけるスイッチング
素子Ｑ２とインダクタＬ２の接続点との間にスイッチン
グ素子Ｑ７及びダイオードＤ３の直列回路を接続してい
る点に回路構成上の違いがあるが、その他の回路構成は
従来例１と共通であり、共通する構成要素には同一の符
号を付して説明を省略する。

【００４９】本実施形態では、図示しない制御回路によ
り、負荷である高圧放電灯Ｌａの定常点灯時には、交流
電源Ｖｓからの入力電圧Ｖdbが所定値Ｖ０以上の期間Ｔ
１にスイッチング素子Ｑ７をオンし、全波整流器ＤＢか
らスイッチング素子Ｑ７及びダイオードＤ３を介してコ
ンデンサＣ２に直流電圧を供給し、入力電圧Ｖdbが所定
値Ｖ０より低い期間Ｔ２にスイッチング素子Ｑ７をオフ
し、昇圧チョッパ回路１から降圧チョッパ回路２に直流
電圧を供給するとともに、極性反転回路３によって降圧
チョッパ回路２から供給される直流電圧を矩形波交流電
圧に変換して負荷である高圧放電灯Ｌａに印加する。こ
のように本実施形態においてもスイッチング素子Ｑ７の
オン時には全波整流器ＤＢからコンデンサＣ２に直接電
流を流しているため、従来例１に比較して電力変換過程
が減少して回路効率の向上や回路の小型化等が可能にな
るものである。

【００５０】一方、無負荷時においては、ランプ電圧Ｖ
Laと交流電源Ｖｓからの入力電圧Ｖdbとの大小関係から
上述の定常点灯時の動作では高圧放電灯Ｌａの両端に始
動に十分な高電圧を印可させることができない。そこで
本実施形態では、図示しない制御回路により、図１３に
示すようにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を同期して高周
波でオン・オフして昇圧チョッパ回路１並びに降圧チョ
ッパ回路２を動作させる。而して、無負荷時においては
昇圧チョッパ回路１から出力する高電圧を降圧チョッパ
回路２並びに極性反転回路３を介して高圧放電灯Ｌａに
印加するため、始動に十分な高電圧を高圧放電灯Ｌａに
印加してスムーズな始動が可能になるものである。な
お、極性反転回路３は昇圧チョッパ回路１及び降圧チョ
ッパ回路２の動作に関わらず、任意に動作させることが
可能である。

【００５１】

【発明の効果】請求項１の発明は、直流電源から第１の
スイッチング素子及びインダクタを介して負荷に電力を
供給する第１のループと、平滑用のコンデンサから第２
のスイッチング素子及びインダクタを介して負荷に電力
を供給する第２のループと、前記コンデンサから第３の
スイッチング素子及びインダクタを介して負荷に電力を
供給する第３のループとを有し、第１のループに流れる
負荷電流の向きと第２のループに流れる負荷電流の向き
を逆向きとするとともに、第１のループに流れる負荷電
流の向きと第３のループに流れる負荷電流の向きを同一
とし、定常時には第１のループと第２のループを交互に
切り換えて負荷に交流電流を供給し、無負荷時には第２
のループと第３のループを交互に切り換えて負荷の両端
に始動電圧を発生させて成るので、定常時には直流電源
又はコンデンサから負荷に電力を供給することで従来例
に比較して電力変換過程が少なくなるため、回路構成が
簡単であるとともに回路効率が高くなり、しかも、無負
荷時には第２のループと第３のループを交互に切り換え
ることで負荷の両端に高電圧を印加することができ、負
荷のスムーズな始動が可能となるという効果がある。

【００５２】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、第３のループで負荷電流を流す期間を第２のループ
で負荷電流を流す期間よりも長くしたので、請求項１の
発明と同様の効果を奏する。

【００５３】請求項３の発明は、直流電源から第１のス
イッチング素子及びインダクタを介して負荷に電力を供
給する第１のループと、平滑用のコンデンサから第２の
スイッチング素子及びインダクタを介して負荷に電力を
供給する第２のループと、前記コンデンサから第３のス
イッチング素子及びインダクタを介して負荷に電力を供
給する第３のループとを有し、第１のループに流れる負
荷電流の向きと第２のループに流れる負荷電流の向きを
逆向きとするとともに、第１のループに流れる負荷電流
の向きと第３のループに流れる負荷電流の向きを同一と
し、定常時には第１のループと第２のループを交互に切
り換えて負荷に交流電流を供給し、無負荷時には第３の
ループにより負荷の両端に始動電圧を発生させて成るの
で、定常時には直流電源又はコンデンサから負荷に電力
を供給することで従来例に比較して電力変換過程が少な
くなるため、回路構成が簡単であるとともに回路効率が
高くなり、しかも、無負荷時には第３のループにより負
荷の両端に高電圧を印加することができ、負荷のスムー
ズな始動が可能となるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】実施形態１を示す回路図である。

【図２】同上の無負荷時の動作説明図である。

【図３】同上の無負荷時の他の動作説明図である。

【図４】実施形態２を示す回路図である。

【図５】同上の他の構成を示す回路図である。

【図６】実施形態３を示す回路図である。

【図７】実施形態４を示す回路図である。

【図８】同上の定常点灯時の動作説明図である。

【図９】同上の無負荷時の動作説明図である。

【図１０】実施形態５を示す回路図である。

【図１１】同上の無負荷時の動作説明図である。

【図１２】実施形態６を示す回路図である。

【図１３】同上の無負荷時の動作説明図である。

【図１４】従来例１を示す回路図である。

【図１５】従来例２を示す回路図である。

【図１６】同上の定常点灯時の動作説明図である。

【図１７】従来例３を示す回路図である。

【図１８】同上の定常点灯時の動作説明図である。

【符号の説明】

４ 負荷回路 Ｖｓ 交流電源 ＤＢ 全波整流器 Ｑ１〜Ｑ５ スイッチング素子 Ｌ１，Ｌ２ インダクタ Ｃ１，Ｃ２ コンデンサ Ｌａ 高圧放電灯

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 3K072 AA11 AC01 BA05 BB05 BC01 CA11 CA16 CB04 DD03 GB18 GC04 HB06 5H006 AA02 BB08 CA02 CA07 CA12 CA13 CB02 CC02 DA02 5H007 AA02 BB03 CA02 CB03 CB05 CC01 DA05

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電源から第１のスイッチング素子及
   びインダクタを介して負荷に電力を供給する第１のルー
   プと、平滑用のコンデンサから第２のスイッチング素子
   及びインダクタを介して負荷に電力を供給する第２のル
   ープと、前記コンデンサから第３のスイッチング素子及
   びインダクタを介して負荷に電力を供給する第３のルー
   プとを有し、第１のループに流れる負荷電流の向きと第
   ２のループに流れる負荷電流の向きを逆向きとするとと
   もに、第１のループに流れる負荷電流の向きと第３のル
   ープに流れる負荷電流の向きを同一とし、定常時には第
   １のループと第２のループを交互に切り換えて負荷に交
   流電流を供給し、無負荷時には第２のループと第３のル
   ープを交互に切り換えて負荷の両端に始動電圧を発生さ
   せて成ることを特徴とするインバータ装置。
2. 【請求項２】 第３のループで負荷電流を流す期間を第
   ２のループで負荷電流を流す期間よりも長くしたことを
   特徴とする請求項１記載のインバータ装置。
3. 【請求項３】 直流電源から第１のスイッチング素子及
   びインダクタを介して負荷に電力を供給する第１のルー
   プと、平滑用のコンデンサから第２のスイッチング素子
   及びインダクタを介して負荷に電力を供給する第２のル
   ープと、前記コンデンサから第３のスイッチング素子及
   びインダクタを介して負荷に電力を供給する第３のルー
   プとを有し、第１のループに流れる負荷電流の向きと第
   ２のループに流れる負荷電流の向きを逆向きとするとと
   もに、第１のループに流れる負荷電流の向きと第３のル
   ープに流れる負荷電流の向きを同一とし、定常時には第
   １のループと第２のループを交互に切り換えて負荷に交
   流電流を供給し、無負荷時には第３のループにより負荷
   の両端に始動電圧を発生させて成ることを特徴とするイ
   ンバータ装置。