JP2002315330A - スイッチング電源 - Google Patents
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- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
- H02M1/0032—Control circuits allowing low power mode operation, e.g. in standby mode
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 本発明は、軽負荷時にも安定な出力電圧を得
ることができ、発振が安定したスイッチング電源を提供
することにある。 【解決手段】 トランス１３の２次側に電圧を発生させ
るスイッチング素子Ｑ１のオフ時間を決定するコンデン
サＣ９の電圧と、過電流保護端子ＯＣＰに加わる電圧に
基づいて、ボトム判定回路５５がボトムかどうかを判定
し、ボトムでないと判定された場合に、コンデンサＣ９
に加える充電電圧を高電位側に切り替える。
ることができ、発振が安定したスイッチング電源を提供
することにある。 【解決手段】 トランス１３の２次側に電圧を発生させ
るスイッチング素子Ｑ１のオフ時間を決定するコンデン
サＣ９の電圧と、過電流保護端子ＯＣＰに加わる電圧に
基づいて、ボトム判定回路５５がボトムかどうかを判定
し、ボトムでないと判定された場合に、コンデンサＣ９
に加える充電電圧を高電位側に切り替える。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング電源
に関し、特に、軽負荷時にもＯＦＦ時間をのばすことで
安定な出力電圧を得ることができる制御回路を有するス
イッチング電源に関する。
に関し、特に、軽負荷時にもＯＦＦ時間をのばすことで
安定な出力電圧を得ることができる制御回路を有するス
イッチング電源に関する。
【０００２】
【従来の技術】図４は、従来の擬似共振型のスイッチン
グ電源１１の概略構成図である。
グ電源１１の概略構成図である。
【０００３】直流電源を接続するための電源入力端子間
には電源用コンデンサＣ１が接続され、電源入力端子Ｖ
ｉｎ＋は、トランス１３の１次巻線Ｌ１の一端に接続さ
れている。また、このトランス１３には、１次巻線Ｌ１
に対して電磁結合された２次巻線Ｌ２、３次巻線Ｌ３が
設けられている。
には電源用コンデンサＣ１が接続され、電源入力端子Ｖ
ｉｎ＋は、トランス１３の１次巻線Ｌ１の一端に接続さ
れている。また、このトランス１３には、１次巻線Ｌ１
に対して電磁結合された２次巻線Ｌ２、３次巻線Ｌ３が
設けられている。
【０００４】トランス１３の１次巻線Ｌ１の他端は、ス
イッチング素子Ｑ１のドレイン端子に接続されており、
このスイッチング素子Ｑ１のドレイン端子とソース端子
には、共振用コンデンサＣｐが並列接続され、さらに、
ソース端子は制御部１７のグランド端子に接続されてい
る。
イッチング素子Ｑ１のドレイン端子に接続されており、
このスイッチング素子Ｑ１のドレイン端子とソース端子
には、共振用コンデンサＣｐが並列接続され、さらに、
ソース端子は制御部１７のグランド端子に接続されてい
る。
【０００５】トランス１３の２次巻線Ｌ２の一端は、整
流用ダイオードＤ１のアノード端子に接続され、整流用
ダイオードＤ１のカソード端子を介して平滑用コンデン
サＣ３、フォトカプラＰＣａのアノード端子、エラーア
ンプ１５、出力端子Ｖｏｕｔに接続されている。一方、
２次巻線Ｌ２の他端は、グランド端子（ＧＮＤ）に接続
されている。
流用ダイオードＤ１のアノード端子に接続され、整流用
ダイオードＤ１のカソード端子を介して平滑用コンデン
サＣ３、フォトカプラＰＣａのアノード端子、エラーア
ンプ１５、出力端子Ｖｏｕｔに接続されている。一方、
２次巻線Ｌ２の他端は、グランド端子（ＧＮＤ）に接続
されている。
【０００６】上述したフォトカプラＰＣａは、発光素子
からなり、出力端子Ｖｏｕｔの出力電圧をエラーアンプ
１５で検出して出力電圧レベルに応じたフィードバック
信号をフォトカプラＰＣｂへ送る。このフォトカプラＰ
Ｃｂは、フォトトランジスタからなり、制御部１７のフ
ィードバック端子ＦＢとグランド端子の間に接続されて
おり、フィードバック信号は制御部１７のトランジスタ
Ｑ７のコレクタ端子に入力される。
からなり、出力端子Ｖｏｕｔの出力電圧をエラーアンプ
１５で検出して出力電圧レベルに応じたフィードバック
信号をフォトカプラＰＣｂへ送る。このフォトカプラＰ
Ｃｂは、フォトトランジスタからなり、制御部１７のフ
ィードバック端子ＦＢとグランド端子の間に接続されて
おり、フィードバック信号は制御部１７のトランジスタ
Ｑ７のコレクタ端子に入力される。
【０００７】トランス１３の３次巻線Ｌ３の一端は、上
述したダイオードＤ３のアノード端子に接続され、さら
に、抵抗Ｒ５からダイオードＤ５を介して過電流保護端
子ＯＣＰ接続されている。また、トランス１３の３次巻
線Ｌ３の他端は、制御部１７のグランド端子に接続され
ている。
述したダイオードＤ３のアノード端子に接続され、さら
に、抵抗Ｒ５からダイオードＤ５を介して過電流保護端
子ＯＣＰ接続されている。また、トランス１３の３次巻
線Ｌ３の他端は、制御部１７のグランド端子に接続され
ている。
【０００８】さらに、制御部１７の過電流保護端子ＯＣ
Ｐとグランド端子との間には、コンデンサＣ７が接続さ
れている。
Ｐとグランド端子との間には、コンデンサＣ７が接続さ
れている。
【０００９】なお、トランス１３の３次巻線Ｌ３の一端
は、抵抗Ｒ５、ダイオードＤ５を介して過電流保護端子
ＯＣＰに接続されているコンデンサＣ７に接続され、ス
イッチング素子Ｑ１がオフ時に３次巻線Ｌ３に発生した
電圧によりコンデンサＣ７を充電し、過電流保護端子Ｏ
ＣＰの電位を上昇させる。また、スイッチング素子Ｑ１
がオフ時に３次巻線Ｌ３に発生した電圧をダイオードＤ
３で整流しコンデンサＣ５に充電することで、制御部１
７の補助電源として定電圧化回路１９に供給される。
は、抵抗Ｒ５、ダイオードＤ５を介して過電流保護端子
ＯＣＰに接続されているコンデンサＣ７に接続され、ス
イッチング素子Ｑ１がオフ時に３次巻線Ｌ３に発生した
電圧によりコンデンサＣ７を充電し、過電流保護端子Ｏ
ＣＰの電位を上昇させる。また、スイッチング素子Ｑ１
がオフ時に３次巻線Ｌ３に発生した電圧をダイオードＤ
３で整流しコンデンサＣ５に充電することで、制御部１
７の補助電源として定電圧化回路１９に供給される。
【００１０】ここで、制御部１７の内部構成を詳細に説
明する。
明する。
【００１１】定電圧化回路１９は、起動抵抗Ｒ１からＣ
５に蓄積された電圧を供給されると、安定化した内部基
準電圧を出力する。
５に蓄積された電圧を供給されると、安定化した内部基
準電圧を出力する。
【００１２】オフ時間発生回路２３は、コンデンサＣ９
と抵抗Ｒ１１による時定数で決定される時間（以下、内
部オフ時間という）Ｔｏｆｆを発生する回路であり、内
部オフ時間Ｔｏｆｆが終了してコンデンサＣ９の電位Ｖ
２が基準電位Ｖ１より低くなるとコンパレータＣＭＰ１
からハイレベルのオン時間Ｔｏｎが開始され駆動回路２
５に出力される。駆動回路２５は、その入力電位となる
ハイ電位またはグランド電位のオンオフ信号に応じた信
号を抵抗Ｒ１９を介してスイッチング素子Ｑ１のゲート
端子に出力する。
と抵抗Ｒ１１による時定数で決定される時間（以下、内
部オフ時間という）Ｔｏｆｆを発生する回路であり、内
部オフ時間Ｔｏｆｆが終了してコンデンサＣ９の電位Ｖ
２が基準電位Ｖ１より低くなるとコンパレータＣＭＰ１
からハイレベルのオン時間Ｔｏｎが開始され駆動回路２
５に出力される。駆動回路２５は、その入力電位となる
ハイ電位またはグランド電位のオンオフ信号に応じた信
号を抵抗Ｒ１９を介してスイッチング素子Ｑ１のゲート
端子に出力する。
【００１３】カレントミラー回路は、トランジスタＱ
７，Ｑ９からなり、一方のトランジスタＱ７のコレクタ
端子からフォトカプラＰＣｂのコレクタ端子に向かって
電流が流れた場合に、他方のトランジスタＱ９のコレク
タ端子からコンデンサＣ１１に一定比率の電流が流れ
る。
７，Ｑ９からなり、一方のトランジスタＱ７のコレクタ
端子からフォトカプラＰＣｂのコレクタ端子に向かって
電流が流れた場合に、他方のトランジスタＱ９のコレク
タ端子からコンデンサＣ１１に一定比率の電流が流れ
る。
【００１４】コンパレータＣＭＰ５は、過電流保護端子
ＯＣＰの電位が低下し、この電位がオフ制御電位Ｖ３
（例えば、−０．７３Ｖ）に達すると、オン信号をスイ
ッチング素子Ｑ５のベース端子に出力する。この結果、
スイッチング素子Ｑ５がオンして駆動回路２５の入力側
がグランド電位になり、駆動回路２５を介してスイッチ
ング素子Ｑ１がオフされる。
ＯＣＰの電位が低下し、この電位がオフ制御電位Ｖ３
（例えば、−０．７３Ｖ）に達すると、オン信号をスイ
ッチング素子Ｑ５のベース端子に出力する。この結果、
スイッチング素子Ｑ５がオンして駆動回路２５の入力側
がグランド電位になり、駆動回路２５を介してスイッチ
ング素子Ｑ１がオフされる。
【００１５】コンパレータＣＭＰ３は、過電流保護端子
ＯＣＰの電位が上昇し、この電位がオフ制御電位Ｖ４
（例えば、０．３Ｖ）に達すると、オン信号をスイッチ
ング素子Ｑ１１のベース端子に出力する。この結果、ス
イッチング素子Ｑ１１がオンして駆動回路２５の入力側
がグランド電位になり、駆動回路２５を介してスイッチ
ング素子Ｑ１がオフされる。
ＯＣＰの電位が上昇し、この電位がオフ制御電位Ｖ４
（例えば、０．３Ｖ）に達すると、オン信号をスイッチ
ング素子Ｑ１１のベース端子に出力する。この結果、ス
イッチング素子Ｑ１１がオンして駆動回路２５の入力側
がグランド電位になり、駆動回路２５を介してスイッチ
ング素子Ｑ１がオフされる。
【００１６】コンパレータＣＭＰ７は、コンデンサＣ１
１が充電されて過電流保護端子ＯＣＰの電位よりも大き
くなったときにオン信号をスイッチング素子Ｑ１３のベ
ース端子に出力し、このスイッチング素子Ｑ１３がオン
して駆動回路２５の入力がグランド電位になり、スイッ
チング素子Ｑ１をオフする。
１が充電されて過電流保護端子ＯＣＰの電位よりも大き
くなったときにオン信号をスイッチング素子Ｑ１３のベ
ース端子に出力し、このスイッチング素子Ｑ１３がオン
して駆動回路２５の入力がグランド電位になり、スイッ
チング素子Ｑ１をオフする。
【００１７】インバータＩＮＶの入力端子には、駆動回
路２５の入力側の信号が入力されており、オフ信号が入
力されと、インバータＩＮＶの出力は反転してハイ信号
となりスイッチング素子Ｑ１５をオンして充電されてい
るコンデンサＣ１１を放電する。
路２５の入力側の信号が入力されており、オフ信号が入
力されと、インバータＩＮＶの出力は反転してハイ信号
となりスイッチング素子Ｑ１５をオンして充電されてい
るコンデンサＣ１１を放電する。
【００１８】次に、図５に示すタイミングチャートを参
照して、従来の擬似共振型のスイッチング電源の動作を
説明する。
照して、従来の擬似共振型のスイッチング電源の動作を
説明する。
【００１９】まず、スイッチング素子Ｑ３のエミッタ端
子に接続されているコンデンサＣ９と抵抗Ｒ１１による
時定数で決定される内部オフ時間の間に、コンデンサＣ
９の電荷が抵抗Ｒ１１で放電され、Ｖ２が例えば１．２
Ｖまで降下すると、コンパレータＣＭＰ１はオンし、駆
動回路２５を介してスイッチング素子Ｑ１をオンする。
子に接続されているコンデンサＣ９と抵抗Ｒ１１による
時定数で決定される内部オフ時間の間に、コンデンサＣ
９の電荷が抵抗Ｒ１１で放電され、Ｖ２が例えば１．２
Ｖまで降下すると、コンパレータＣＭＰ１はオンし、駆
動回路２５を介してスイッチング素子Ｑ１をオンする。
【００２０】図５のタイミングＴａでは、スイッチング
素子Ｑ１がオンすると、このスイッチング素子Ｑ１に接
続された電流検出抵抗Ｒ３での電圧降下分だけ抵抗Ｒ７
によってコンデンサＣ７への充電が開始され、過電流保
護端子ＯＣＰの電位が低下し、この電位がオフ制御電位
Ｖ３（例えば、−０．７３Ｖ）に達すると、コンパレー
タＣＭＰ５からオン信号がスイッチング素子Ｑ５のベー
ス端子に出力され、このスイッチング素子Ｑ５がオンし
て駆動回路２５の入力がグランド電位になり、スイッチ
ング素子Ｑ１をオフする。
素子Ｑ１がオンすると、このスイッチング素子Ｑ１に接
続された電流検出抵抗Ｒ３での電圧降下分だけ抵抗Ｒ７
によってコンデンサＣ７への充電が開始され、過電流保
護端子ＯＣＰの電位が低下し、この電位がオフ制御電位
Ｖ３（例えば、−０．７３Ｖ）に達すると、コンパレー
タＣＭＰ５からオン信号がスイッチング素子Ｑ５のベー
ス端子に出力され、このスイッチング素子Ｑ５がオンし
て駆動回路２５の入力がグランド電位になり、スイッチ
ング素子Ｑ１をオフする。
【００２１】次に、図５のタイミングＴｂでは、上述し
た内部オフ時間の間に、コンデンサＣ９から電荷が抵抗
Ｒ１１で放電され、Ｖ２が例えば１．２Ｖまで降下する
と、コンパレータＣＭＰ１はオンし、駆動回路２５を介
してスイッチング素子Ｑ１をオンする。
た内部オフ時間の間に、コンデンサＣ９から電荷が抵抗
Ｒ１１で放電され、Ｖ２が例えば１．２Ｖまで降下する
と、コンパレータＣＭＰ１はオンし、駆動回路２５を介
してスイッチング素子Ｑ１をオンする。
【００２２】この時、図５のタイミングＴｃでは、負荷
が軽くなっており、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇すると、フ
ォトカプラＰＣａ−ＰＣｂで接続されたフィードバック
信号によりカレントミラー回路の一方のトランジスタＱ
７のコレクタ端子からフォトカプラＰＣｂのコレクタ端
子に向かって所定値以上の電流が流れるようになり、カ
レントミラー回路の他方のトランジスタＱ９のコレクタ
端子からコンデンサＣ１１に一定比率の電流が流れてコ
ンデンサＣ１１を早く充電するので、コンパレータＣＭ
Ｐ７からオン信号がスイッチング素子Ｑ１３のベース端
子に出力され、このスイッチング素子Ｑ１３がオンして
駆動回路２５の入力がグランド電位になり、スイッチン
グ素子Ｑ１をオフする。この結果、軽負荷時には重負荷
時よりもオン期間Ｔｏｎは短くなる。
が軽くなっており、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇すると、フ
ォトカプラＰＣａ−ＰＣｂで接続されたフィードバック
信号によりカレントミラー回路の一方のトランジスタＱ
７のコレクタ端子からフォトカプラＰＣｂのコレクタ端
子に向かって所定値以上の電流が流れるようになり、カ
レントミラー回路の他方のトランジスタＱ９のコレクタ
端子からコンデンサＣ１１に一定比率の電流が流れてコ
ンデンサＣ１１を早く充電するので、コンパレータＣＭ
Ｐ７からオン信号がスイッチング素子Ｑ１３のベース端
子に出力され、このスイッチング素子Ｑ１３がオンして
駆動回路２５の入力がグランド電位になり、スイッチン
グ素子Ｑ１をオフする。この結果、軽負荷時には重負荷
時よりもオン期間Ｔｏｎは短くなる。
【００２３】
【発明が解決しようとする課題】ところが、負荷が軽く
なり、トランス１３の１次巻線Ｌ１の電圧の立下りのタ
イミングが早まった場合、内部オフ時間が経過する前
に、スイッチング素子Ｑ１がオフ時に１次巻線Ｌ１のイ
ンダクタンスＬｐと、スイッチング素子Ｑ１のドレイン
−ソース間にある容量Ｃｐとが共振して自由振動し、図
５のＸ１点に示すように、リンギング電圧が発生し、ス
イッチング素子Ｑ１のＶｄｓ電圧がボトム電位まで下降
する前に上昇する。同様に、過電流保護端子ＯＣＰの電
位も、図５のＸ２点に示すように、グランド電位まで下
降する前に上昇する。
なり、トランス１３の１次巻線Ｌ１の電圧の立下りのタ
イミングが早まった場合、内部オフ時間が経過する前
に、スイッチング素子Ｑ１がオフ時に１次巻線Ｌ１のイ
ンダクタンスＬｐと、スイッチング素子Ｑ１のドレイン
−ソース間にある容量Ｃｐとが共振して自由振動し、図
５のＸ１点に示すように、リンギング電圧が発生し、ス
イッチング素子Ｑ１のＶｄｓ電圧がボトム電位まで下降
する前に上昇する。同様に、過電流保護端子ＯＣＰの電
位も、図５のＸ２点に示すように、グランド電位まで下
降する前に上昇する。
【００２４】この結果、図５のタイミングＴｄでは、内
部オフ時間が経過しても、コンパレータＣＭＰ３の動作
により強制的にオフが維持され、その後、この共振電圧
が所定値まで下降した後、スイッチング素子Ｑ１がオン
する。
部オフ時間が経過しても、コンパレータＣＭＰ３の動作
により強制的にオフが維持され、その後、この共振電圧
が所定値まで下降した後、スイッチング素子Ｑ１がオン
する。
【００２５】このため、図５のタイミングＴｅでは、２
次側の出力電圧Ｖｏｕｔが低下するので、負荷が軽いに
も拘わらず、通常のフィードバック信号を入力している
コンパレータＣＭＰ５は、負荷が重いときと同じ動作を
行う。すなわち、過電流保護端子ＯＣＰの電位が低下
し、オフ制御電位Ｖ３（例えば−０．７３Ｖ）に達した
時点で、コンパレータＣＭＰ５は、駆動回路２５の入力
をグランド電位に落とし、スイッチング素子Ｑ１をオフ
する。
次側の出力電圧Ｖｏｕｔが低下するので、負荷が軽いに
も拘わらず、通常のフィードバック信号を入力している
コンパレータＣＭＰ５は、負荷が重いときと同じ動作を
行う。すなわち、過電流保護端子ＯＣＰの電位が低下
し、オフ制御電位Ｖ３（例えば−０．７３Ｖ）に達した
時点で、コンパレータＣＭＰ５は、駆動回路２５の入力
をグランド電位に落とし、スイッチング素子Ｑ１をオフ
する。
【００２６】２次側の出力電圧Ｖｏｕｔが低下している
ため、１次巻線Ｌ１の電圧の立下りタイミングも遅くな
る。図５のタイミングＴｆでは、上述した内部オフ時間
の間に、コンデンサＣ９の電荷が抵抗Ｒ１１で放電さ
れ、Ｖ２（例えば１．２Ｖ）まで降下すると、コンパレ
ータＣＭＰ１がオンし、駆動回路２５を介してスイッチ
ング素子Ｑ１をオンする。
ため、１次巻線Ｌ１の電圧の立下りタイミングも遅くな
る。図５のタイミングＴｆでは、上述した内部オフ時間
の間に、コンデンサＣ９の電荷が抵抗Ｒ１１で放電さ
れ、Ｖ２（例えば１．２Ｖ）まで降下すると、コンパレ
ータＣＭＰ１がオンし、駆動回路２５を介してスイッチ
ング素子Ｑ１をオンする。
【００２７】しかしながら、実際の負荷は軽いため、再
度、２次側の出力電圧Ｖｏｕｔは上昇し、フォトカプラ
ＰＣａ−ＰＣｂで接続されたフィードバック端子ＦＢを
介してカレントミラー回路の一方のトランジスタＱ７の
コレクタ端子からフォトカプラＰＣｂのコレクタ端子に
向かって所定値以上の電流が流れるようになり、同時
に、カレントミラー回路の他方のトランジスタＱ９のコ
レクタからコンデンサＣ１１に電荷が充電され、コンパ
レータＣＭＰ７により、駆動回路２５の入力端子にオフ
信号が入力され、スイッチング素子Ｑ１はオフされる。
度、２次側の出力電圧Ｖｏｕｔは上昇し、フォトカプラ
ＰＣａ−ＰＣｂで接続されたフィードバック端子ＦＢを
介してカレントミラー回路の一方のトランジスタＱ７の
コレクタ端子からフォトカプラＰＣｂのコレクタ端子に
向かって所定値以上の電流が流れるようになり、同時
に、カレントミラー回路の他方のトランジスタＱ９のコ
レクタからコンデンサＣ１１に電荷が充電され、コンパ
レータＣＭＰ７により、駆動回路２５の入力端子にオフ
信号が入力され、スイッチング素子Ｑ１はオフされる。
【００２８】以上のように、軽負荷時には、２次側の出
力電圧Ｖｏｕｔが降下と上昇を繰り返して不安定になる
といった問題があった。
力電圧Ｖｏｕｔが降下と上昇を繰り返して不安定になる
といった問題があった。
【００２９】本発明は、上記に鑑みてなされたもので、
その目的としては、軽負荷時にも安定な出力電圧を得る
ことができ、発振が安定したスイッチング電源を提供す
ることにある。
その目的としては、軽負荷時にも安定な出力電圧を得る
ことができ、発振が安定したスイッチング電源を提供す
ることにある。
【００３０】
【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明は、
上記課題を解決するため、直流電源からトランスに供給
される直流電流をスイッチングして、前記トランスの２
次側に電圧を発生させるスイッチング素子と、前記スイ
ッチング素子のオフ時間を決定するコンデンサとを有す
るスイッチング電源において、軽負荷でリンギング電圧
が発生し、この電圧の下側の谷部を過ぎた時に、前記コ
ンデンサの充電電圧を上昇させてオフ期間を延長するこ
とを要旨とする。
上記課題を解決するため、直流電源からトランスに供給
される直流電流をスイッチングして、前記トランスの２
次側に電圧を発生させるスイッチング素子と、前記スイ
ッチング素子のオフ時間を決定するコンデンサとを有す
るスイッチング電源において、軽負荷でリンギング電圧
が発生し、この電圧の下側の谷部を過ぎた時に、前記コ
ンデンサの充電電圧を上昇させてオフ期間を延長するこ
とを要旨とする。
【００３１】請求項２記載の発明は、上記課題を解決す
るため、直流電源からトランスに供給される直流電流を
スイッチングして、前記トランスの２次側に電圧を発生
させるスイッチング素子と、前記スイッチング素子のオ
フ時間を決定するコンデンサとを有するスイッチング電
源において、前記コンデンサの電圧と、過電流保護端子
に加わる電圧に基づいて、ボトムかどうかを判定するボ
トム判定回路と、前記ボトム判定回路によりボトムを過
ぎたと判定された場合に、前記コンデンサに加える充電
電圧を切り替える充電電圧切替回路とを有し、前記ボト
ムを過ぎた時に、前記コンデンサの充電電圧を上昇させ
オフ時間を延長することで安定にボトムＯＮをできるこ
とを要旨とする。
るため、直流電源からトランスに供給される直流電流を
スイッチングして、前記トランスの２次側に電圧を発生
させるスイッチング素子と、前記スイッチング素子のオ
フ時間を決定するコンデンサとを有するスイッチング電
源において、前記コンデンサの電圧と、過電流保護端子
に加わる電圧に基づいて、ボトムかどうかを判定するボ
トム判定回路と、前記ボトム判定回路によりボトムを過
ぎたと判定された場合に、前記コンデンサに加える充電
電圧を切り替える充電電圧切替回路とを有し、前記ボト
ムを過ぎた時に、前記コンデンサの充電電圧を上昇させ
オフ時間を延長することで安定にボトムＯＮをできるこ
とを要旨とする。
【００３２】請求項３記載の発明は、上記課題を解決す
るため、前記ボトム判定回路は、前記コンデンサの電圧
が第１の基準値以下になる第１の期間を検出する第１の
期間検出回路と、前記過電流保護端子に加わる電圧が第
２の基準値以下になる第２の期間を検出する第２の期間
検出回路とを有し、前記第１の期間と第２の期間に基づ
いて、ボトムＯＮさせる期間の切替信号を生成して前記
充電電圧切替回路に出力する切替信号生成回路とを有す
ることを要旨とする。
るため、前記ボトム判定回路は、前記コンデンサの電圧
が第１の基準値以下になる第１の期間を検出する第１の
期間検出回路と、前記過電流保護端子に加わる電圧が第
２の基準値以下になる第２の期間を検出する第２の期間
検出回路とを有し、前記第１の期間と第２の期間に基づ
いて、ボトムＯＮさせる期間の切替信号を生成して前記
充電電圧切替回路に出力する切替信号生成回路とを有す
ることを要旨とする。
【００３３】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
を参照して説明する。
を参照して説明する。
【００３４】図１は、本発明の一実施の形態に係る電圧
共振型のスイッチング電源５１の概略構成を示す図であ
る。なお、本発明の一実施の形態は、図４に示す従来の
スイッチング電源１１と同様の基本的構成を有してお
り、同一の構成要素には同一の符号を付し、その説明を
省略することとする。
共振型のスイッチング電源５１の概略構成を示す図であ
る。なお、本発明の一実施の形態は、図４に示す従来の
スイッチング電源１１と同様の基本的構成を有してお
り、同一の構成要素には同一の符号を付し、その説明を
省略することとする。
【００３５】本発明では、負荷が例えば５０％程度にな
る軽負荷時に、リンキングの１サイクル分の動作が行わ
れ、従来のようなリンキングの１サイクルの有り無しが
交互に連続するという不安定な動作を解消するため、内
部オフ時間を設定するために用いるコンデンサＣ９の充
電電圧を上昇させ、内部オフ時間を長くしており、軽負
荷時の内部オフ時間を延長するために、例えば図１に示
すような回路構成を用いる。
る軽負荷時に、リンキングの１サイクル分の動作が行わ
れ、従来のようなリンキングの１サイクルの有り無しが
交互に連続するという不安定な動作を解消するため、内
部オフ時間を設定するために用いるコンデンサＣ９の充
電電圧を上昇させ、内部オフ時間を長くしており、軽負
荷時の内部オフ時間を延長するために、例えば図１に示
すような回路構成を用いる。
【００３６】ここで、図１を参照して、制御部５３の新
たな内部構成を詳細に説明する。
たな内部構成を詳細に説明する。
【００３７】コンパレータＣＭＰ９の入力には、内部オ
フ時間の設定に用いるコンデンサＣ９の電圧が入力され
ており、コンデンサＣ９の電圧がＶ５（例えば２Ｖ）以
下、すなわち、内部オフ時間が約３μｓｅｃ前のタイミ
ングでコンパレータＣＭＰ９が反転する。
フ時間の設定に用いるコンデンサＣ９の電圧が入力され
ており、コンデンサＣ９の電圧がＶ５（例えば２Ｖ）以
下、すなわち、内部オフ時間が約３μｓｅｃ前のタイミ
ングでコンパレータＣＭＰ９が反転する。
【００３８】このコンパレータＣＭＰ９の反転期間内の
電圧共振信号を監視することによって、内部オフ時間の
終了直前に疑似共振信号が立ち下がることがあったかど
うかを判定する。
電圧共振信号を監視することによって、内部オフ時間の
終了直前に疑似共振信号が立ち下がることがあったかど
うかを判定する。
【００３９】ボトム判定回路５５には、コンデンサＣ９
の電圧がＶ５以下になる期間を検出するコンパレータＣ
ＭＰ９からの出力信号と、過電流保護端子ＯＣＰに加わ
る電圧がＶ４以下になる期間を検出するコンパレータＣ
ＭＰ３からの出力信号とが接続されており、ボトム判定
回路５５では、コンパレータＣＭＰ３，ＣＭＰ９からの
両信号に基づいて、ボトムかどうかを判定してボトムＯ
Ｎになる期間の切替信号を生成する。なお、ボトム判定
回路５５には、コンパレータＣＭＰ９からの出力信号と
コンパレータＣＭＰ３からの出力信号とに基づいて、ボ
トムＯＮになる期間の切替信号を生成して充電電圧切替
回路５７に出力する切替信号生成回路を有することとす
る。
の電圧がＶ５以下になる期間を検出するコンパレータＣ
ＭＰ９からの出力信号と、過電流保護端子ＯＣＰに加わ
る電圧がＶ４以下になる期間を検出するコンパレータＣ
ＭＰ３からの出力信号とが接続されており、ボトム判定
回路５５では、コンパレータＣＭＰ３，ＣＭＰ９からの
両信号に基づいて、ボトムかどうかを判定してボトムＯ
Ｎになる期間の切替信号を生成する。なお、ボトム判定
回路５５には、コンパレータＣＭＰ９からの出力信号と
コンパレータＣＭＰ３からの出力信号とに基づいて、ボ
トムＯＮになる期間の切替信号を生成して充電電圧切替
回路５７に出力する切替信号生成回路を有することとす
る。
【００４０】充電電圧切替回路５７は、ボトム判定回路
５５によりボトムでないと判定された場合に、切替信号
によりコンデンサＣ９に加える充電電圧を切り替える。
５５によりボトムでないと判定された場合に、切替信号
によりコンデンサＣ９に加える充電電圧を切り替える。
【００４１】すなわち、ボトム判定回路５５によりボト
ムと判定された場合、ボトム判定回路５５からはハイレ
ベル信号がトランジスタＱ１７のベース端子に加わり、
トランジスタＱ１７がオンするので、Ｐｘ点がグランド
に接地され、Ｐｙ点（トランジスタＱ１９のベース電
圧）には、定電圧化回路１９の出力電圧をＲ２５とＲ２
３とで分圧した電圧Ｖｐｙ（例えば４Ｖ）が加わり、ト
ランジスタＱ１９のエミッタ端子には、電圧Ｖｐｙ＋Ｖ
ｂｅ（ベース−エミッタ間電圧）が生じ、トランジスタ
Ｑ３のベース端子に入力される。さらに、トランジスタ
Ｑ３のエミッタ端子には、電圧Ｖｐｙ＋Ｖｂｅ−Ｖｂｅ
（Ｑ３のベース−エミッタ間電圧）が生じ、コンデンサ
Ｃ９が電圧Ｖｐｙ（例えば４Ｖ）で充電される。
ムと判定された場合、ボトム判定回路５５からはハイレ
ベル信号がトランジスタＱ１７のベース端子に加わり、
トランジスタＱ１７がオンするので、Ｐｘ点がグランド
に接地され、Ｐｙ点（トランジスタＱ１９のベース電
圧）には、定電圧化回路１９の出力電圧をＲ２５とＲ２
３とで分圧した電圧Ｖｐｙ（例えば４Ｖ）が加わり、ト
ランジスタＱ１９のエミッタ端子には、電圧Ｖｐｙ＋Ｖ
ｂｅ（ベース−エミッタ間電圧）が生じ、トランジスタ
Ｑ３のベース端子に入力される。さらに、トランジスタ
Ｑ３のエミッタ端子には、電圧Ｖｐｙ＋Ｖｂｅ−Ｖｂｅ
（Ｑ３のベース−エミッタ間電圧）が生じ、コンデンサ
Ｃ９が電圧Ｖｐｙ（例えば４Ｖ）で充電される。
【００４２】一方、ボトム判定回路５５によりボトムで
ないと判定された場合、ボトム判定回路５５からはロー
レベルの切替信号がトランジスタＱ１７のベース端子に
加わり、トランジスタＱ１７がオフするので、Ｐｘ点が
抵抗Ｒ２１を介してグランドに接地され、Ｐｙ点には、
定電圧化回路１９の出力電圧をＲ２５とＲ２３＋Ｒ２１
とで分圧した電圧Ｖｐｙ（例えば５Ｖ）が加わり、トラ
ンジスタＱ１９のエミッタ端子には、電圧Ｖｐｙ＋Ｖｂ
ｅ（ベース−エミッタ間電圧）が生じ、トランジスタＱ
３のベース端子に入力される。さらに、トランジスタＱ
３のエミッタ端子には、電圧Ｖｐｙ＋Ｖｂｅ−Ｖｂｅ
（Ｑ３のベース−エミッタ間電圧）が生じ、コンデンサ
Ｃ９が電圧Ｖｐｙ（例えば５Ｖ）で充電される。
ないと判定された場合、ボトム判定回路５５からはロー
レベルの切替信号がトランジスタＱ１７のベース端子に
加わり、トランジスタＱ１７がオフするので、Ｐｘ点が
抵抗Ｒ２１を介してグランドに接地され、Ｐｙ点には、
定電圧化回路１９の出力電圧をＲ２５とＲ２３＋Ｒ２１
とで分圧した電圧Ｖｐｙ（例えば５Ｖ）が加わり、トラ
ンジスタＱ１９のエミッタ端子には、電圧Ｖｐｙ＋Ｖｂ
ｅ（ベース−エミッタ間電圧）が生じ、トランジスタＱ
３のベース端子に入力される。さらに、トランジスタＱ
３のエミッタ端子には、電圧Ｖｐｙ＋Ｖｂｅ−Ｖｂｅ
（Ｑ３のベース−エミッタ間電圧）が生じ、コンデンサ
Ｃ９が電圧Ｖｐｙ（例えば５Ｖ）で充電される。
【００４３】従って、コンデンサＣ９は、ボトムでＯＮ
していれば例えば４Ｖで充電され、ボトムでＯＮしてい
ないときにはこれよりΔＶ（例えば約１Ｖ）上昇した例
えば５Ｖで充電され、内部オフ時間を延長することにな
る。その結果、ボトムＯＮする。
していれば例えば４Ｖで充電され、ボトムでＯＮしてい
ないときにはこれよりΔＶ（例えば約１Ｖ）上昇した例
えば５Ｖで充電され、内部オフ時間を延長することにな
る。その結果、ボトムＯＮする。
【００４４】次に、図２に示すボトム判定回路５５の内
部構成、図３に示すタイミングチャートを参照して、ボ
トム判定回路５５の基本的な動作を詳細に説明する。
部構成、図３に示すタイミングチャートを参照して、ボ
トム判定回路５５の基本的な動作を詳細に説明する。
【００４５】ボトム判定回路５５では、コンパレータＣ
ＭＰ３からの出力は、ＯＲ１、ＡＮＤ１，ＡＮＤ２に入
力されており、過電流保護端子ＯＣＰの電位が上昇し、
この電位がオフ制御電位Ｖ４（例えば、０．３Ｖ）以上
になっている期間では、図３に示すように、ハイレベル
信号がＯＲ１、ＡＮＤ１，ＡＮＤ２に入力される。ま
た、コンパレータＣＭＰ３によって疑似共振信号の電圧
レベルが監視されており、図３のＴｇに示すように、疑
似共振信号がＶ４を超える期間でハイレベル信号が出力
される。
ＭＰ３からの出力は、ＯＲ１、ＡＮＤ１，ＡＮＤ２に入
力されており、過電流保護端子ＯＣＰの電位が上昇し、
この電位がオフ制御電位Ｖ４（例えば、０．３Ｖ）以上
になっている期間では、図３に示すように、ハイレベル
信号がＯＲ１、ＡＮＤ１，ＡＮＤ２に入力される。ま
た、コンパレータＣＭＰ３によって疑似共振信号の電圧
レベルが監視されており、図３のＴｇに示すように、疑
似共振信号がＶ４を超える期間でハイレベル信号が出力
される。
【００４６】また、コンパレータＣＭＰ９からの出力
は、ＯＲ１、ＡＮＤ１，ＡＮＤ２に入力されており、コ
ンデンサＣ９の電位Ｖ２が低下し、この電位がオフ制御
電位Ｖ５（例えば、２Ｖ）以下になっている期間では、
図３に示すように、ローレベル信号がＯＲ１、ＡＮＤ
１，ＡＮＤ２に入力される。
は、ＯＲ１、ＡＮＤ１，ＡＮＤ２に入力されており、コ
ンデンサＣ９の電位Ｖ２が低下し、この電位がオフ制御
電位Ｖ５（例えば、２Ｖ）以下になっている期間では、
図３に示すように、ローレベル信号がＯＲ１、ＡＮＤ
１，ＡＮＤ２に入力される。
【００４７】さらに、フリップフロップＲＳＦＦ２のセ
ット端子Ｓには、図３に示すようなＯＲ１からの出力が
入力されており、リセット端子Ｒには、図３に示すよう
に、コンパレータＣＭＰ９からの出力が入力されている
ので、フリップフロップＲＳＦＦ２の反転出力端子（Ｑ
バー）からは、図３に示すように、内部オフ時間内で疑
似共振信号がない期間を表すハイレベル信号が得られ
る。
ット端子Ｓには、図３に示すようなＯＲ１からの出力が
入力されており、リセット端子Ｒには、図３に示すよう
に、コンパレータＣＭＰ９からの出力が入力されている
ので、フリップフロップＲＳＦＦ２の反転出力端子（Ｑ
バー）からは、図３に示すように、内部オフ時間内で疑
似共振信号がない期間を表すハイレベル信号が得られ
る。
【００４８】さらにまた、フリップフロップＲＳＦＦ１
のセット端子Ｓには、図３に示すようなＡＮＤ１からの
出力が入力されており、リセット端子Ｒには、図３に示
すようなＡＮＤ２からの出力が入力されているので、フ
リップフロップＲＳＦＦ１の反転出力端子（Ｑバー）か
らは、図３に示すように、疑似共振信号が発生している
期間と、疑似共振信号が発生した直後のスイッチング素
子Ｑ１がオンの期間とがローレベルになる切替信号が出
力される。
のセット端子Ｓには、図３に示すようなＡＮＤ１からの
出力が入力されており、リセット端子Ｒには、図３に示
すようなＡＮＤ２からの出力が入力されているので、フ
リップフロップＲＳＦＦ１の反転出力端子（Ｑバー）か
らは、図３に示すように、疑似共振信号が発生している
期間と、疑似共振信号が発生した直後のスイッチング素
子Ｑ１がオンの期間とがローレベルになる切替信号が出
力される。
【００４９】フリップフロップＲＳＦＦ１から出力され
るロウレベルの切替信号が充電電圧切替回路５７に入力
される。充電電圧切替回路５７は、この切替信号に応じ
てスイッチング素子Ｑ１７がオフし、トランジスタＱ１
９のベース端子に加わる電圧がＲ２１とＲ２３との加算
抵抗により生成される。この結果、コンデンサＣ９の充
電電圧を例えば約１Ｖ（ΔＶ）上昇させる。
るロウレベルの切替信号が充電電圧切替回路５７に入力
される。充電電圧切替回路５７は、この切替信号に応じ
てスイッチング素子Ｑ１７がオフし、トランジスタＱ１
９のベース端子に加わる電圧がＲ２１とＲ２３との加算
抵抗により生成される。この結果、コンデンサＣ９の充
電電圧を例えば約１Ｖ（ΔＶ）上昇させる。
【００５０】次に、図３に示すタイミングチャートを参
照して、電圧共振型のスイッチング電源５１の動作を説
明する。
照して、電圧共振型のスイッチング電源５１の動作を説
明する。
【００５１】負荷が例えば１００％になる重負荷時に
は、図１に示すボトム判定回路５５では、コンパレータ
ＣＭＰ３の出力がハイレベルで、コンパレータＣＭＰ９
の出力がローレベルで、かつ、フリップフロップＲＳＦ
Ｆ２の反転出力（Ｑバー）がハイのとき、フリップフロ
ップＲＳＦＦ１に入力されているセット信号はローレベ
ルになっており、フリップフロップＲＳＦＦ１に入力さ
れるリセット信号により、フリップフロップＲＳＦＦ１
の反転出力（Ｑバー）からハイ信号が出力される。従っ
て、フリップフロップＲＳＦＦ１からトランジスタＱ１
７のベース端子へハイ信号が出力される。
は、図１に示すボトム判定回路５５では、コンパレータ
ＣＭＰ３の出力がハイレベルで、コンパレータＣＭＰ９
の出力がローレベルで、かつ、フリップフロップＲＳＦ
Ｆ２の反転出力（Ｑバー）がハイのとき、フリップフロ
ップＲＳＦＦ１に入力されているセット信号はローレベ
ルになっており、フリップフロップＲＳＦＦ１に入力さ
れるリセット信号により、フリップフロップＲＳＦＦ１
の反転出力（Ｑバー）からハイ信号が出力される。従っ
て、フリップフロップＲＳＦＦ１からトランジスタＱ１
７のベース端子へハイ信号が出力される。
【００５２】この結果、充電電圧切替回路５７では、ト
ランジスタＱ１７がオン状態になってＰｘ点がグランド
に接地され、Ｐｙ点（トランジスタＱ１９のベース電
圧）には、定電圧化回路１９の出力電圧をＲ２５とＲ２
３とで分圧した電圧として例えば４Ｖが加わり、コンデ
ンサＣ９を例えば４Ｖで充電する。
ランジスタＱ１７がオン状態になってＰｘ点がグランド
に接地され、Ｐｙ点（トランジスタＱ１９のベース電
圧）には、定電圧化回路１９の出力電圧をＲ２５とＲ２
３とで分圧した電圧として例えば４Ｖが加わり、コンデ
ンサＣ９を例えば４Ｖで充電する。
【００５３】一方、負荷が例えば５０％程度になる軽負
荷時には、図１に示すボトム判定回路５５では、コンパ
レータＣＭＰ３の出力がハイレベルで、コンパレータＣ
ＭＰ９の出力がローレベルで、かつ、フリップフロップ
ＲＳＦＦ２の出力がローレベルのとき、フリップフロッ
プＲＳＦＦ１に入力されているセット信号はハイレベル
になり、フリップフロップＲＳＦＦ１からローレベルの
切替信号が出力され、かつ、フリップフロップＲＳＦＦ
１に入力されるリセット信号により、フリップフロップ
ＲＳＦＦ１からトランジスタＱ１７へ擬似共振信号が発
生してからスイッチング素子Ｑ１がオンしている期間だ
けローレベルの切替信号が出力される。
荷時には、図１に示すボトム判定回路５５では、コンパ
レータＣＭＰ３の出力がハイレベルで、コンパレータＣ
ＭＰ９の出力がローレベルで、かつ、フリップフロップ
ＲＳＦＦ２の出力がローレベルのとき、フリップフロッ
プＲＳＦＦ１に入力されているセット信号はハイレベル
になり、フリップフロップＲＳＦＦ１からローレベルの
切替信号が出力され、かつ、フリップフロップＲＳＦＦ
１に入力されるリセット信号により、フリップフロップ
ＲＳＦＦ１からトランジスタＱ１７へ擬似共振信号が発
生してからスイッチング素子Ｑ１がオンしている期間だ
けローレベルの切替信号が出力される。
【００５４】この結果、充電電圧切替回路５７では、ト
ランジスタＱ１１がオフ状態になり、Ｐｙ点には、定電
圧化回路１９の出力電圧をＲ２５とＲ２３とＲ２１とで
分圧した電圧として例えば５Ｖが加わり、コンデンサＣ
９を例えば５Ｖで充電する。そして、コンデンサＣ９の
充電電圧Ｖ２が例えば１Ｖ（ΔＶ）上昇することによ
り、内部オフ時間が例えば約３μｓｅｃ程長くなる。
ランジスタＱ１１がオフ状態になり、Ｐｙ点には、定電
圧化回路１９の出力電圧をＲ２５とＲ２３とＲ２１とで
分圧した電圧として例えば５Ｖが加わり、コンデンサＣ
９を例えば５Ｖで充電する。そして、コンデンサＣ９の
充電電圧Ｖ２が例えば１Ｖ（ΔＶ）上昇することによ
り、内部オフ時間が例えば約３μｓｅｃ程長くなる。
【００５５】このように、軽負荷時に、内部オフ時間を
設定するために用いるコンデンサＣ９の充電電圧を上昇
させ、内部オフ時間を長くしていので、リンキングの１
サイクル分の動作が行われ、従来のようなリンキングの
１サイクルの有り無しが交互に連続するという不安定な
動作を解消することができる。
設定するために用いるコンデンサＣ９の充電電圧を上昇
させ、内部オフ時間を長くしていので、リンキングの１
サイクル分の動作が行われ、従来のようなリンキングの
１サイクルの有り無しが交互に連続するという不安定な
動作を解消することができる。
【００５６】また、軽負荷になった次の発振周期の内部
オフ時間は３μＳ長くなるので、従来のスイッチング電
源であったような、長い擬似共振信号を受けても、内部
オフ時間が長くなっているので、１サイクル休止する動
作が継続し、安定動作となる。
オフ時間は３μＳ長くなるので、従来のスイッチング電
源であったような、長い擬似共振信号を受けても、内部
オフ時間が長くなっているので、１サイクル休止する動
作が継続し、安定動作となる。
【００５７】
【発明の効果】請求項１記載の本発明によれば、軽負荷
時に、トランスの２次側に電圧を発生させるスイッチン
グ素子のオフ時間を決定するコンデンサの充電電圧を上
昇させてオフ期間を延長することで、軽負荷時にも安定
な出力電圧を得ることができる。
時に、トランスの２次側に電圧を発生させるスイッチン
グ素子のオフ時間を決定するコンデンサの充電電圧を上
昇させてオフ期間を延長することで、軽負荷時にも安定
な出力電圧を得ることができる。
【００５８】請求項２記載の本発明によれば、トランス
の２次側に電圧を発生させるスイッチング素子のオフ時
間を決定するコンデンサの電圧と、過電流保護端子に加
わる電圧に基づいて、ボトムかどうかを判定し、ボトム
でないと判定された場合に、コンデンサに加える充電電
圧を切り替えるようにしておき、ボトムでないときに、
コンデンサの充電電圧を上昇させオフ時間を延長するこ
とで、軽負荷時にも安定な出力電圧を得ることができ
る。
の２次側に電圧を発生させるスイッチング素子のオフ時
間を決定するコンデンサの電圧と、過電流保護端子に加
わる電圧に基づいて、ボトムかどうかを判定し、ボトム
でないと判定された場合に、コンデンサに加える充電電
圧を切り替えるようにしておき、ボトムでないときに、
コンデンサの充電電圧を上昇させオフ時間を延長するこ
とで、軽負荷時にも安定な出力電圧を得ることができ
る。
【図１】本発明の一実施の形態に係る電圧共振型のスイ
ッチング電源５１の概略構成を示す図である。
ッチング電源５１の概略構成を示す図である。
【図２】ボトム判定回路５５の内部構成を示す図であ
る。
る。
【図３】電圧共振型のスイッチング電源５１の動作を説
明するためのタイミングチャートである。
明するためのタイミングチャートである。
【図４】従来の電圧共振型のスイッチング電源１１の概
略構成を示す図である。
略構成を示す図である。
【図５】従来の電圧共振型のスイッチング電源１１の動
作を説明するためのタイミングチャートである。
作を説明するためのタイミングチャートである。
１３ トランス ５３ 制御部 ５５ ボトム判定回路 ５７ 充電電圧切替回路 Ｃ９ コンデンサ ＣＭＰ３，ＣＭＰ９ コンパレータ Ｑ１ スイッチング素子 Ｒ１１ 抵抗
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H730 AA20 BB43 BB51 DD04 FD01 FD11 FF19 VV01 XX03 XX12 XX15
Claims (3)
- 【請求項１】 直流電源からトランスに供給される直流
電流をスイッチングして、前記トランスの２次側に電圧
を発生させるスイッチング素子と、前記スイッチング素
子のオフ時間を決定するコンデンサとを有するスイッチ
ング電源において、 軽負荷でリンギング電圧が発生し、この電圧の下側の谷
部（以下ボトムと言う）を過ぎた時に、前記コンデンサ
の充電電圧を上昇させてオフ期間を延長することを特徴
とするスイッチング電源。 - 【請求項２】 直流電源からトランスに供給される直流
電流をスイッチングして、前記トランスの２次側に電圧
を発生させるスイッチング素子と、前記スイッチング素
子のオフ時間を決定するコンデンサとを有するスイッチ
ング電源において、 前記コンデンサの電圧と、過電流保護端子に加わる電圧
に基づいて、ボトムかどうかを判定するボトム判定回路
と、 前記ボトム判定回路によりボトムを過ぎたと判定された
場合に、前記コンデンサに加える充電電圧を切り替える
充電電圧切替回路とを有し、 前記ボトムを過ぎた時に、前記コンデンサの充電電圧を
上昇させオフ時間を延長することで安定にボトムＯＮを
できることを特徴とするスイッチング電源。 - 【請求項３】 前記ボトム判定回路は、 前記コンデンサの電圧が第１の基準値以下になる第１の
期間を検出する第１の期間検出回路と、 前記過電流保護端子に加わる電圧が第２の基準値以下に
なる第２の期間を検出する第２の期間検出回路とを有
し、 前記第１の期間と第２の期間に基づいて、ボトムＯＮさ
せる期間の切替信号を生成して前記充電電圧切替回路に
出力する切替信号生成回路とを有することを特徴とする
請求項２記載のスイッチング電源。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001110299A JP4122721B2 (ja) | 2001-04-09 | 2001-04-09 | スイッチング電源 |
| US10/116,816 US6529391B2 (en) | 2001-04-09 | 2002-04-05 | Switching power supply |
| CNB021059225A CN1211906C (zh) | 2001-04-09 | 2002-04-09 | 开关电源 |
| KR10-2002-0019283A KR100438192B1 (ko) | 2001-04-09 | 2002-04-09 | 스위칭 전원장치 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001110299A JP4122721B2 (ja) | 2001-04-09 | 2001-04-09 | スイッチング電源 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002315330A true JP2002315330A (ja) | 2002-10-25 |
| JP4122721B2 JP4122721B2 (ja) | 2008-07-23 |
Family
ID=18962097
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001110299A Expired - Fee Related JP4122721B2 (ja) | 2001-04-09 | 2001-04-09 | スイッチング電源 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6529391B2 (ja) |
| JP (1) | JP4122721B2 (ja) |
| KR (1) | KR100438192B1 (ja) |
| CN (1) | CN1211906C (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JP2009165314A (ja) * | 2008-01-09 | 2009-07-23 | Canon Inc | スイッチング電源装置 |
| US8305775B2 (en) | 2009-09-30 | 2012-11-06 | Sanken Electric Co., Ltd. | Switching power supply device |
| JP2013009451A (ja) * | 2011-06-22 | 2013-01-10 | Sanken Electric Co Ltd | スイッチング電源装置 |
Families Citing this family (34)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3548889B2 (ja) * | 2001-06-07 | 2004-07-28 | 株式会社村田製作所 | スイッチング電源装置およびそれを用いた電子装置 |
| WO2004023634A1 (ja) * | 2002-08-30 | 2004-03-18 | Sanken Electric Co., Ltd. | スイッチング電源装置 |
| JPWO2005006527A1 (ja) * | 2003-07-15 | 2006-08-24 | サンケン電気株式会社 | 電源装置及び電源装置の制御方法 |
| US6965203B2 (en) * | 2003-09-17 | 2005-11-15 | Synaptic Tan, Inc. | Method and circuit for repetitively firing a flash lamp or the like |
| US7054170B2 (en) * | 2004-01-05 | 2006-05-30 | System General Corp. | Power-mode controlled power converter |
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| JP4029853B2 (ja) * | 2004-03-23 | 2008-01-09 | サンケン電気株式会社 | スイッチング電源装置 |
| CN100466438C (zh) * | 2004-05-24 | 2009-03-04 | 松下电器产业株式会社 | 开关电源装置 |
| JP3973652B2 (ja) * | 2004-05-24 | 2007-09-12 | 松下電器産業株式会社 | スイッチング電源装置 |
| JP4701763B2 (ja) * | 2005-03-15 | 2011-06-15 | サンケン電気株式会社 | 直流変換装置 |
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| JP2010093922A (ja) * | 2008-10-07 | 2010-04-22 | Panasonic Corp | スイッチング電源装置 |
| TWI395515B (zh) * | 2008-11-03 | 2013-05-01 | Advanced Analog Technology Inc | 具電壓偵測之開關控制電路與相關閃光燈充電器 |
| JP5268615B2 (ja) * | 2008-12-15 | 2013-08-21 | キヤノン株式会社 | 電源装置および画像形成装置 |
| JP2011010397A (ja) * | 2009-06-23 | 2011-01-13 | Canon Inc | コンバータ |
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| WO2011116225A1 (en) * | 2010-03-17 | 2011-09-22 | Power Systems Technologies, Ltd. | Control system for a power converter and method of operating the same |
| JP5485390B2 (ja) * | 2010-06-15 | 2014-05-07 | パナソニック株式会社 | スイッチング電源装置および半導体装置 |
| US8792257B2 (en) | 2011-03-25 | 2014-07-29 | Power Systems Technologies, Ltd. | Power converter with reduced power dissipation |
| US8792256B2 (en) | 2012-01-27 | 2014-07-29 | Power Systems Technologies Ltd. | Controller for a switch and method of operating the same |
| US9190898B2 (en) | 2012-07-06 | 2015-11-17 | Power Systems Technologies, Ltd | Controller for a power converter and method of operating the same |
| US9240712B2 (en) | 2012-12-13 | 2016-01-19 | Power Systems Technologies Ltd. | Controller including a common current-sense device for power switches of a power converter |
| JP6015421B2 (ja) * | 2012-12-20 | 2016-10-26 | 富士電機株式会社 | 擬似共振スイッチング電源装置 |
| US9300206B2 (en) | 2013-11-15 | 2016-03-29 | Power Systems Technologies Ltd. | Method for estimating power of a power converter |
| JP7177340B2 (ja) * | 2018-10-04 | 2022-11-24 | ミツミ電機株式会社 | スイッチング電源用半導体装置およびａｃ－ｄｃコンバータ |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| EP0419724B1 (de) * | 1989-09-29 | 1994-02-16 | Siemens Aktiengesellschaft | Schaltungsanordnung für ein Sperrwandler-Schalnetzteil |
| US5734564A (en) * | 1996-07-26 | 1998-03-31 | Lucent Technologies Inc. | High-efficiency switching power converter |
-
2001
- 2001-04-09 JP JP2001110299A patent/JP4122721B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2002
- 2002-04-05 US US10/116,816 patent/US6529391B2/en not_active Expired - Fee Related
- 2002-04-09 CN CNB021059225A patent/CN1211906C/zh not_active Expired - Fee Related
- 2002-04-09 KR KR10-2002-0019283A patent/KR100438192B1/ko not_active IP Right Cessation
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| JP2013009451A (ja) * | 2011-06-22 | 2013-01-10 | Sanken Electric Co Ltd | スイッチング電源装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN1380737A (zh) | 2002-11-20 |
| KR100438192B1 (ko) | 2004-07-01 |
| KR20020079543A (ko) | 2002-10-19 |
| JP4122721B2 (ja) | 2008-07-23 |
| US6529391B2 (en) | 2003-03-04 |
| US20020145888A1 (en) | 2002-10-10 |
| CN1211906C (zh) | 2005-07-20 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20050322 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20061205 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20070130 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20070821 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20071019 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20080408 |
|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20080421 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110516 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110516 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120516 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120516 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130516 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140516 Year of fee payment: 6 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |