JP2002305419A - 反射損失抑圧回路 - Google Patents
反射損失抑圧回路Info
- Publication number
- JP2002305419A JP2002305419A JP2001108775A JP2001108775A JP2002305419A JP 2002305419 A JP2002305419 A JP 2002305419A JP 2001108775 A JP2001108775 A JP 2001108775A JP 2001108775 A JP2001108775 A JP 2001108775A JP 2002305419 A JP2002305419 A JP 2002305419A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- frequency
- frequency band
- reflection loss
- impedance
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/60—Amplifiers in which coupling networks have distributed constants, e.g. with waveguide resonators
- H03F3/605—Distributed amplifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/08—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements
- H03F1/22—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements by use of cascode coupling, i.e. earthed cathode or emitter stage followed by earthed grid or base stage respectively
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Microwave Amplifiers (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】所要周波数帯域における回路特性に影響を与え
ることなく、所要帯域外の任意の周波数帯域における反
射損失を抑圧することができる反射損失抑圧回路の提
供。 【解決手段】特定の周波数帯域における回路の出力イン
ピーダンスを、伝送線路15により高インピーダンスに変
換した後、周波数選択性を有する抵抗接地回路18を並列
に接続し、前記抵抗接地回路18を、負荷抵抗値に近い抵
抗値を有する抵抗16と、前記周波数帯域に含まれる角周
波数ω0において、Im[tanh{γ(λ/2-δ)}]=-ω0CZ0の関
係を満足する、容量C、及び(λ/2-δ)長先端開放スタブ
により構成することにより、高い周波数選択性を実現
し、反射損失を抑圧すべき周波数帯外の回路特性に影響
を与えること無く、特定の周波数帯域における反射損失
を抑圧する。
ることなく、所要帯域外の任意の周波数帯域における反
射損失を抑圧することができる反射損失抑圧回路の提
供。 【解決手段】特定の周波数帯域における回路の出力イン
ピーダンスを、伝送線路15により高インピーダンスに変
換した後、周波数選択性を有する抵抗接地回路18を並列
に接続し、前記抵抗接地回路18を、負荷抵抗値に近い抵
抗値を有する抵抗16と、前記周波数帯域に含まれる角周
波数ω0において、Im[tanh{γ(λ/2-δ)}]=-ω0CZ0の関
係を満足する、容量C、及び(λ/2-δ)長先端開放スタブ
により構成することにより、高い周波数選択性を実現
し、反射損失を抑圧すべき周波数帯外の回路特性に影響
を与えること無く、特定の周波数帯域における反射損失
を抑圧する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、種々のマイクロ波
・ミリ波回路及びデジタル回路に用いられる反射損失抑
圧回路に関する。
・ミリ波回路及びデジタル回路に用いられる反射損失抑
圧回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、高周波信号の増幅・発振・混合等
を行うマイクロ波・ミリ波回路、及びデジタル信号の増
幅・識別・分岐等を行うデジタル回路として種々の回路
が考案され、様々なシステムの中で実用化されている。
を行うマイクロ波・ミリ波回路、及びデジタル信号の増
幅・識別・分岐等を行うデジタル回路として種々の回路
が考案され、様々なシステムの中で実用化されている。
【０００３】上記の多種多様な回路の中で、光通信シス
テムや無線通信システムで用いられる分布型の広帯域増
幅器を例にとって、図面を参照して説明する。図１６
は、従来の分布型増幅器の例を示す回路図である。
テムや無線通信システムで用いられる分布型の広帯域増
幅器を例にとって、図面を参照して説明する。図１６
は、従来の分布型増幅器の例を示す回路図である。
【０００４】この従来の分布型増幅器は、ヘテロ接合バ
イポーラトランジスタ１（以下「ＨＢＴ」という）とＨ
ＢＴ２とをカスコード接続して構成したＨＢＴカスコー
ド対３を用いたカスコード型の３段構成の分布型増幅器
であり、入力端子７より入力信号が入力され、出力端子
８より出力信号が出力される。ＨＢＴ１のベース端子に
は、終端抵抗１２を介してベース電源９よりＤＣ電源が
供給され、ＨＢＴ２のコレクタ端子には、終端抵抗１２
を介してコレクタ電源１０よりＤＣ電源が供給され、Ｈ
ＢＴ２のベース端子には、終端抵抗１２を介してカスコ
ード電源１１よりＤＣ電源が供給される。また、ＨＢＴ
２のベース端子は、ＲＦ接地用キャパシタ１３を介し
て、高周波的に接地されている。
イポーラトランジスタ１（以下「ＨＢＴ」という）とＨ
ＢＴ２とをカスコード接続して構成したＨＢＴカスコー
ド対３を用いたカスコード型の３段構成の分布型増幅器
であり、入力端子７より入力信号が入力され、出力端子
８より出力信号が出力される。ＨＢＴ１のベース端子に
は、終端抵抗１２を介してベース電源９よりＤＣ電源が
供給され、ＨＢＴ２のコレクタ端子には、終端抵抗１２
を介してコレクタ電源１０よりＤＣ電源が供給され、Ｈ
ＢＴ２のベース端子には、終端抵抗１２を介してカスコ
ード電源１１よりＤＣ電源が供給される。また、ＨＢＴ
２のベース端子は、ＲＦ接地用キャパシタ１３を介し
て、高周波的に接地されている。
【０００５】このような構成の増幅器においては、ＨＢ
Ｔ１及びＨＢＴ２の寄生リアクタンスと高インピーダン
ス伝送線路４及び５を組み合わせ、カットオフ周波数の
高い、信号源インピーダンス及び負荷インピーダンスに
等しい特性インピーダンスを有する伝送線路を形成し、
広帯域にわたって平坦な利得と低い反射損失を実現でき
ることが知られている。
Ｔ１及びＨＢＴ２の寄生リアクタンスと高インピーダン
ス伝送線路４及び５を組み合わせ、カットオフ周波数の
高い、信号源インピーダンス及び負荷インピーダンスに
等しい特性インピーダンスを有する伝送線路を形成し、
広帯域にわたって平坦な利得と低い反射損失を実現でき
ることが知られている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図１６
に示した従来のカスコード型の分布型増幅器では、所要
周波数帯域の外側で特に出力側の反射損失が増大し、場
合によっては負性抵抗の発生に至るという問題があっ
た。また、それにより回路の安定性が劣化し、寄生発振
や不安定動作が起こるという問題があった。
に示した従来のカスコード型の分布型増幅器では、所要
周波数帯域の外側で特に出力側の反射損失が増大し、場
合によっては負性抵抗の発生に至るという問題があっ
た。また、それにより回路の安定性が劣化し、寄生発振
や不安定動作が起こるという問題があった。
【０００７】なお、ここでは分布型増幅器を例に挙げた
が、以上述べた課題は、高周波信号の増幅・発振・混合
等を行うマイクロ波・ミリ波回路、及びデジタル信号の
増幅・識別・分岐等を行うデジタル回路等の種々の回路
において生じ得る課題である。
が、以上述べた課題は、高周波信号の増幅・発振・混合
等を行うマイクロ波・ミリ波回路、及びデジタル信号の
増幅・識別・分岐等を行うデジタル回路等の種々の回路
において生じ得る課題である。
【０００８】本発明は、上記問題点に鑑みてなされたも
のであって、その主たる目的は、分布型増幅器を始めと
する種々の回路に接続することにより、所要周波数帯域
内における回路の特性を劣化させることなく、所要周波
数帯域外における反射損失を十分に抑圧し、回路の安定
性を図ることができる反射損失抑圧回路を提供すること
にある。
のであって、その主たる目的は、分布型増幅器を始めと
する種々の回路に接続することにより、所要周波数帯域
内における回路の特性を劣化させることなく、所要周波
数帯域外における反射損失を十分に抑圧し、回路の安定
性を図ることができる反射損失抑圧回路を提供すること
にある。
【０００９】
【問題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、本発明の反射損失抑圧回路は、高周波回路あるいは
デジタル回路において、特定の周波数帯域における出力
インピーダンスあるいは入力インピーダンスを高インピ
ーダンスに変換する伝送線路と、前記伝送線路に出力端
子側あるいは入力端子側から見て並列に接続される周波
数選択性を有する抵抗接地回路と、を含み、前記抵抗接
地回路が、負荷抵抗値あるいは信号源抵抗値近傍の所定
の抵抗値を有する抵抗を、前記特定の周波数帯域におい
て低インピーダンスを有し、該周波数帯域外において高
インピーダンスを有する１端子対回路で終端した回路で
構成されるものである。
め、本発明の反射損失抑圧回路は、高周波回路あるいは
デジタル回路において、特定の周波数帯域における出力
インピーダンスあるいは入力インピーダンスを高インピ
ーダンスに変換する伝送線路と、前記伝送線路に出力端
子側あるいは入力端子側から見て並列に接続される周波
数選択性を有する抵抗接地回路と、を含み、前記抵抗接
地回路が、負荷抵抗値あるいは信号源抵抗値近傍の所定
の抵抗値を有する抵抗を、前記特定の周波数帯域におい
て低インピーダンスを有し、該周波数帯域外において高
インピーダンスを有する１端子対回路で終端した回路で
構成されるものである。
【００１０】本発明においては、前記１端子対回路を、
前記特定の周波数帯域に含まれる任意の周波数において
基本波の１／４波長の長さを有する先端開放スタブで構
成することもできる。
前記特定の周波数帯域に含まれる任意の周波数において
基本波の１／４波長の長さを有する先端開放スタブで構
成することもできる。
【００１１】また、本発明においては、前記１端子対回
路が、前記周波数帯域に含まれる任意の周波数における
基本波の波長λに比べ充分小さい長さをδとしたとき、
容量素子を基本波の１／２波長よりδだけ短い先端開放
スタブで終端した回路で構成され、前記周波数に対応す
る角周波数ω0において、前記容量素子の容量値C、前記
先端開放スタブの特性インピーダンスZ0、伝搬定数γ、
及び前記δの間に、Im[tanh{γ(λ/2-δ)}]=-ω0×C×Z
0の関係が成立する構成とすることもできる。
路が、前記周波数帯域に含まれる任意の周波数における
基本波の波長λに比べ充分小さい長さをδとしたとき、
容量素子を基本波の１／２波長よりδだけ短い先端開放
スタブで終端した回路で構成され、前記周波数に対応す
る角周波数ω0において、前記容量素子の容量値C、前記
先端開放スタブの特性インピーダンスZ0、伝搬定数γ、
及び前記δの間に、Im[tanh{γ(λ/2-δ)}]=-ω0×C×Z
0の関係が成立する構成とすることもできる。
【００１２】また、本発明においては、前記１端子対回
路が、前記周波数帯域に含まれる任意の周波数における
基本波の波長λに比べ充分小さい長さをδとしたとき、
インダクタ素子を基本波の１／２波長よりδだけ長い先
端開放スタブで終端した回路で構成され、前記周波数に
対応する角周波数ω0において、前記インダクタ素子の
インダクタンスL、前記先端開放スタブの特性インピー
ダンスZ0、伝搬定数γ、及び前記δの間に、Im[tanh{γ
(λ/2+δ)}]=Z0/(ω0×L)の関係が成立する構成とする
こともできる。
路が、前記周波数帯域に含まれる任意の周波数における
基本波の波長λに比べ充分小さい長さをδとしたとき、
インダクタ素子を基本波の１／２波長よりδだけ長い先
端開放スタブで終端した回路で構成され、前記周波数に
対応する角周波数ω0において、前記インダクタ素子の
インダクタンスL、前記先端開放スタブの特性インピー
ダンスZ0、伝搬定数γ、及び前記δの間に、Im[tanh{γ
(λ/2+δ)}]=Z0/(ω0×L)の関係が成立する構成とする
こともできる。
【００１３】また、本発明においては、前記伝送線路及
び前記先端開放スタブが、マイクロストリップ線路、又
は、コプレーナ線路を用いて形成される構成とすること
もできる。
び前記先端開放スタブが、マイクロストリップ線路、又
は、コプレーナ線路を用いて形成される構成とすること
もできる。
【００１４】また、本発明の反射損失抑圧回路は、高周
波回路あるいはデジタル回路において、特定の周波数帯
域における出力インピーダンスあるいは入力インピーダ
ンスを高インピーダンスに変換する伝送線路と、前記伝
送線路に出力端子側あるいは入力端子側から見て並列に
接続される周波数選択性を有する抵抗接地回路と、を含
み、前記抵抗接地回路が、前記周波数帯域の信号を通過
させる帯域通過フィルタを、負荷抵抗値あるいは信号源
抵抗値近傍の所定の抵抗値を有する抵抗を介して接地し
た回路で構成されるものである。
波回路あるいはデジタル回路において、特定の周波数帯
域における出力インピーダンスあるいは入力インピーダ
ンスを高インピーダンスに変換する伝送線路と、前記伝
送線路に出力端子側あるいは入力端子側から見て並列に
接続される周波数選択性を有する抵抗接地回路と、を含
み、前記抵抗接地回路が、前記周波数帯域の信号を通過
させる帯域通過フィルタを、負荷抵抗値あるいは信号源
抵抗値近傍の所定の抵抗値を有する抵抗を介して接地し
た回路で構成されるものである。
【００１５】本発明においては、前記帯域通過フィルタ
を、前記特定の周波数帯域に含まれる任意の周波数にお
いて基本波の１／４波長の長さを有するインターディジ
タルキャパシタで構成することもできる。
を、前記特定の周波数帯域に含まれる任意の周波数にお
いて基本波の１／４波長の長さを有するインターディジ
タルキャパシタで構成することもできる。
【００１６】また、本発明においては、前記伝送線路の
電気長が、該伝送線路を見込んだ出力インピーダンスの
絶対値の±５０％の範囲に設定され、前記抵抗接地回路
を構成する前記抵抗の抵抗値が、前記負荷抵抗値あるい
は前記信号源抵抗値の０．５〜２倍の範囲に設定される
ことが好ましい。
電気長が、該伝送線路を見込んだ出力インピーダンスの
絶対値の±５０％の範囲に設定され、前記抵抗接地回路
を構成する前記抵抗の抵抗値が、前記負荷抵抗値あるい
は前記信号源抵抗値の０．５〜２倍の範囲に設定される
ことが好ましい。
【００１７】また、本発明の広帯域増幅器は、上記反射
損失抑圧回路を、出力端あるいは入力端の少なくとも一
方に具備したことを特徴とするものである。
損失抑圧回路を、出力端あるいは入力端の少なくとも一
方に具備したことを特徴とするものである。
【００１８】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て、図面を参照して詳細に説明する。
て、図面を参照して詳細に説明する。
【００１９】[第１の実施形態]まず、本発明の第１の実
施形態に係る反射損失抑圧回路について、図１を参照し
て説明する。図１は、本実施形態の反射損失抑圧回路を
分布型増幅器の出力端に接続した例を示す回路図であ
る。なお、この実施の形態において、反射損失抑圧回路
19以外の部分は図１６に示した従来の分布型増幅器と同
一の構成であり、同一部には同一の符号を付してある。
施形態に係る反射損失抑圧回路について、図１を参照し
て説明する。図１は、本実施形態の反射損失抑圧回路を
分布型増幅器の出力端に接続した例を示す回路図であ
る。なお、この実施の形態において、反射損失抑圧回路
19以外の部分は図１６に示した従来の分布型増幅器と同
一の構成であり、同一部には同一の符号を付してある。
【００２０】本実施形態の反射損失抑圧回路19は、分布
型増幅器の出力端14に直列に接続された伝送線路15と、
前記伝送線路15に出力端子8側から見て並列に接続され
た周波数選択性を有する抵抗接地回路18とから構成され
る。前記伝送線路15の電気長θは、前記伝送線路15を見
込んだ出力インピーダンスZ2の絶対値を最大とする値の
前後±50%の範囲に選択される。前記抵抗接地回路18
は、抵抗16と、反射損失を抑圧すべき周波数帯において
低インピーダンスを呈し、それ以外の周波数帯では高イ
ンピーダンスを呈する１端子対回路17とから構成され
る。前記抵抗16の抵抗値は、負荷抵抗値あるいは信号源
抵抗値の0.5〜2倍の範囲に選択される。
型増幅器の出力端14に直列に接続された伝送線路15と、
前記伝送線路15に出力端子8側から見て並列に接続され
た周波数選択性を有する抵抗接地回路18とから構成され
る。前記伝送線路15の電気長θは、前記伝送線路15を見
込んだ出力インピーダンスZ2の絶対値を最大とする値の
前後±50%の範囲に選択される。前記抵抗接地回路18
は、抵抗16と、反射損失を抑圧すべき周波数帯において
低インピーダンスを呈し、それ以外の周波数帯では高イ
ンピーダンスを呈する１端子対回路17とから構成され
る。前記抵抗16の抵抗値は、負荷抵抗値あるいは信号源
抵抗値の0.5〜2倍の範囲に選択される。
【００２１】上記構成によれば、反射損失を抑圧すべき
周波数帯における出力インピーダンスZ1を、伝送線路15
により高インピーダンスZ2に変換した後、並列に抵抗接
地回路18が接続されるため、回路全体の出力インピーダ
ンスZ3は、ほぼ抵抗16の値に等しくなる。従って抵抗16
の抵抗値を負荷抵抗値付近、具体的には0.5〜2倍の範囲
に設定することにより、反射損失を抑圧することができ
る。また、前記抵抗接地回路18、即ち、前記１端子対回
路17の周波数選択性を十分高くすることにより、反射損
失を抑圧すべき周波数帯外の回路特性に影響を与えるこ
と無く、前記効果を実現することができる。
周波数帯における出力インピーダンスZ1を、伝送線路15
により高インピーダンスZ2に変換した後、並列に抵抗接
地回路18が接続されるため、回路全体の出力インピーダ
ンスZ3は、ほぼ抵抗16の値に等しくなる。従って抵抗16
の抵抗値を負荷抵抗値付近、具体的には0.5〜2倍の範囲
に設定することにより、反射損失を抑圧することができ
る。また、前記抵抗接地回路18、即ち、前記１端子対回
路17の周波数選択性を十分高くすることにより、反射損
失を抑圧すべき周波数帯外の回路特性に影響を与えるこ
と無く、前記効果を実現することができる。
【００２２】[第２の実施形態]次に、本発明の第２の実
施形態に係る反射損失抑圧回路について、図２を参照し
て説明する。図２は、本実施形態の反射損失抑圧回路を
分布型増幅器の出力端に接続した例を示す回路図であ
る。なお、図１に示した第１の実施形態の反射損失抑圧
回路と同一部には同一の符号を付してある。
施形態に係る反射損失抑圧回路について、図２を参照し
て説明する。図２は、本実施形態の反射損失抑圧回路を
分布型増幅器の出力端に接続した例を示す回路図であ
る。なお、図１に示した第１の実施形態の反射損失抑圧
回路と同一部には同一の符号を付してある。
【００２３】本実施形態の反射損失抑圧回路は、反射損
失を抑圧すべき周波数帯において低インピーダンスを呈
し、それ以外の周波数帯では高インピーダンスを呈する
１端子対回路17を、前記周波数帯域に含まれる任意の周
波数に対して基本波の１／４波長の長さを有する先端開
放スタブ20により構成することを特徴としている。ここ
でいう波長とは、先端開放スタブを伝播する電磁波の実
効波長を指している。
失を抑圧すべき周波数帯において低インピーダンスを呈
し、それ以外の周波数帯では高インピーダンスを呈する
１端子対回路17を、前記周波数帯域に含まれる任意の周
波数に対して基本波の１／４波長の長さを有する先端開
放スタブ20により構成することを特徴としている。ここ
でいう波長とは、先端開放スタブを伝播する電磁波の実
効波長を指している。
【００２４】このように、１端子対回路17として基本波
の１／４波長の長さを有する先端開放スタブ20を用いて
も、前記した第１の実施形態と同様に、反射損失を抑圧
することができ、また、前記１端子対回路17の周波数選
択性を十分高くすることにより、反射損失を抑圧すべき
周波数帯外の回路特性に影響を与えること無く、前記効
果を実現することができる。
の１／４波長の長さを有する先端開放スタブ20を用いて
も、前記した第１の実施形態と同様に、反射損失を抑圧
することができ、また、前記１端子対回路17の周波数選
択性を十分高くすることにより、反射損失を抑圧すべき
周波数帯外の回路特性に影響を与えること無く、前記効
果を実現することができる。
【００２５】[第３の実施形態]次に、本発明の第３の実
施形態に係る反射損失抑圧回路について、図３乃至図１
０を参照して説明する。図３は、本実施形態の反射損失
抑圧回路を分布型増幅器の出力端に接続した例を示す回
路図であり、図４は、反射損失抑圧回路中の抵抗接地回
路部の回路図である。また、図５及び図６は、本発明の
効果を説明するための図であり、図７乃至図１０は、本
実施形態の反射損失抑圧回路を装荷した場合と装荷しな
い場合についてのシミュレーション結果を示す図であ
る。なお、図１に示した第１の実施形態の反射損失抑圧
回路と同一部には同一の符号を付してある。
施形態に係る反射損失抑圧回路について、図３乃至図１
０を参照して説明する。図３は、本実施形態の反射損失
抑圧回路を分布型増幅器の出力端に接続した例を示す回
路図であり、図４は、反射損失抑圧回路中の抵抗接地回
路部の回路図である。また、図５及び図６は、本発明の
効果を説明するための図であり、図７乃至図１０は、本
実施形態の反射損失抑圧回路を装荷した場合と装荷しな
い場合についてのシミュレーション結果を示す図であ
る。なお、図１に示した第１の実施形態の反射損失抑圧
回路と同一部には同一の符号を付してある。
【００２６】本実施形態の反射損失抑圧回路は、反射損
失を抑圧すべき周波数帯において低インピーダンスを呈
し、それ以外の周波数帯では高インピーダンスを呈する
１端子対回路17を、キャパシタ21と(λ/2-δ)長先端開
放スタブ22とにより構成することを特徴としている。こ
こで、(λ/2-δ)長先端開放スタブ22は、前記周波数帯
域に含まれる任意の周波数に対して基本波の１／２波長
からδだけ短い長さを有する先端開放スタブであり、δ
は基本波の波長λに比較し十分短い長さである。また、
前記キャパシタ21の容量Ｃ、前記δ、(λ/2-δ)長先端
開放スタブ22の特性インピーダンスZ0、及び伝搬定数γ
は、前記周波数に対応する角周波数ω0において、次の
関係を満足するように選択する。ここで、Im[・]は複素
数の虚部をとることを意味する。
失を抑圧すべき周波数帯において低インピーダンスを呈
し、それ以外の周波数帯では高インピーダンスを呈する
１端子対回路17を、キャパシタ21と(λ/2-δ)長先端開
放スタブ22とにより構成することを特徴としている。こ
こで、(λ/2-δ)長先端開放スタブ22は、前記周波数帯
域に含まれる任意の周波数に対して基本波の１／２波長
からδだけ短い長さを有する先端開放スタブであり、δ
は基本波の波長λに比較し十分短い長さである。また、
前記キャパシタ21の容量Ｃ、前記δ、(λ/2-δ)長先端
開放スタブ22の特性インピーダンスZ0、及び伝搬定数γ
は、前記周波数に対応する角周波数ω0において、次の
関係を満足するように選択する。ここで、Im[・]は複素
数の虚部をとることを意味する。
【００２７】
【００２８】次に、本実施形態の反射損失抑圧回路の有
する効果について、図４乃至図１０を用いて説明する。
する効果について、図４乃至図１０を用いて説明する。
【００２９】図４は、図３に示した反射損失抑圧回路19
中の抵抗接地回路18の部分の回路図である。(λ/2-δ)
長先端開放スタブ22及びキャパシタ21を見込んだインピ
ーダンスZi2は、次のように書ける。
中の抵抗接地回路18の部分の回路図である。(λ/2-δ)
長先端開放スタブ22及びキャパシタ21を見込んだインピ
ーダンスZi2は、次のように書ける。
【００３０】
【００３１】ここで、l_=λ/2-δである。説明の為、
(λ/2-δ)長先端開放スタブ22が低損失であると仮定す
ると、(2)式は、次のように書ける。
(λ/2-δ)長先端開放スタブ22が低損失であると仮定す
ると、(2)式は、次のように書ける。
【００３２】
【００３３】ここで、αは先端開放スタブ22の減衰定
数、βは位相定数であり、γ=α+jβである。今、l_=λ
/2-δであるから、βl_=β(λ/2-δ)は角周波数ω0にお
いて、πより僅かに小さな値、π−βδをとる。この時
容量Cを、次式を満たすように選べば、(3)式の虚部を構
成する２つの項は、各周波数ω0において釣り合い、打
ち消し合う。
数、βは位相定数であり、γ=α+jβである。今、l_=λ
/2-δであるから、βl_=β(λ/2-δ)は角周波数ω0にお
いて、πより僅かに小さな値、π−βδをとる。この時
容量Cを、次式を満たすように選べば、(3)式の虚部を構
成する２つの項は、各周波数ω0において釣り合い、打
ち消し合う。
【００３４】
【００３５】一般に伝送線路の損失は小さく、(3)式の
実部は非常に小さいので、Zi2はほぼ０となる。この様
子を図５に模式的に示した。
実部は非常に小さいので、Zi2はほぼ０となる。この様
子を図５に模式的に示した。
【００３６】一方、角周波数がω0からずれ、例えばΔ
ωだけ上昇すると、(3)式の虚部を構成する２つの項の
値は、図５中の矢印の方向に変化する。正負で釣り合っ
ていた２つの値が同時に減少するため、(3)式の虚部の
絶対値は増加する。ここで、δを基本波波長λに比較し
て十分小さくとることにより、前述の(3)式の虚部の絶
対値の周波数に対する増加率を十分大きな値とすること
が出来る。従って、抵抗接地回路18の周波数選択性を十
分大きなものとすることが出来る。
ωだけ上昇すると、(3)式の虚部を構成する２つの項の
値は、図５中の矢印の方向に変化する。正負で釣り合っ
ていた２つの値が同時に減少するため、(3)式の虚部の
絶対値は増加する。ここで、δを基本波波長λに比較し
て十分小さくとることにより、前述の(3)式の虚部の絶
対値の周波数に対する増加率を十分大きな値とすること
が出来る。従って、抵抗接地回路18の周波数選択性を十
分大きなものとすることが出来る。
【００３７】以上の説明では、簡便の為、(λ/2-δ)長
先端開放スタブ22が低損失であると仮定してきた。実際
の設計において損失を十分に考慮すべき場合には、(4)
式の代りに(1)式を満たすように各パラメータを決定す
ればよい。
先端開放スタブ22が低損失であると仮定してきた。実際
の設計において損失を十分に考慮すべき場合には、(4)
式の代りに(1)式を満たすように各パラメータを決定す
ればよい。
【００３８】図６は、本実施の形態の反射損失抑圧回路
を、分布型増幅器の出力端に接続した図３に示した回路
において、反射損失を抑圧すべき周波数帯における反射
係数Γi(i=1,2,3)をスミス図表上にプロットしたもので
ある。この例では、前記周波数帯において反射係数の絶
対値が１を越えている場合、即ち負性抵抗が発生してい
る場合を扱っているが、反射係数の絶対値が１を越えて
いない場合、即ち負性抵抗が発生していない場合につい
ても以下の説明及び本発明の効果は全く同様である。
を、分布型増幅器の出力端に接続した図３に示した回路
において、反射損失を抑圧すべき周波数帯における反射
係数Γi(i=1,2,3)をスミス図表上にプロットしたもので
ある。この例では、前記周波数帯において反射係数の絶
対値が１を越えている場合、即ち負性抵抗が発生してい
る場合を扱っているが、反射係数の絶対値が１を越えて
いない場合、即ち負性抵抗が発生していない場合につい
ても以下の説明及び本発明の効果は全く同様である。
【００３９】図６に示すように、前記周波数帯において
反射損失が増大し負性抵抗の発生に至っている反射係数
Γ1を、伝送線路15によりスミス図表の無限遠点付近に
移動する。即ち、入力インピーダンスZ1を高インピーダ
ンスZ2に変換する。次に、前述した通り強い周波数選択
性を有する抵抗接地回路18を並列に接続することによ
り、反射係数Γ2をスミス図表の中央付近のΓ3に変換す
る。即ち、高インピーダンスZ2は、負荷インピーダンス
に近いインピーダンスZ3に変換される。従って、前記周
波数帯における反射損失は抑圧される。
反射損失が増大し負性抵抗の発生に至っている反射係数
Γ1を、伝送線路15によりスミス図表の無限遠点付近に
移動する。即ち、入力インピーダンスZ1を高インピーダ
ンスZ2に変換する。次に、前述した通り強い周波数選択
性を有する抵抗接地回路18を並列に接続することによ
り、反射係数Γ2をスミス図表の中央付近のΓ3に変換す
る。即ち、高インピーダンスZ2は、負荷インピーダンス
に近いインピーダンスZ3に変換される。従って、前記周
波数帯における反射損失は抑圧される。
【００４０】図７及び図８は、本実施の形態の反射損失
抑圧回路を装荷した場合（本発明）と装荷しない場合
（図１６に示した従来の場合）について、利得|S21|及
び出力側反射損失|S22|の周波数依存性のシミュレーシ
ョン結果を示している。両図から、本実施の形態の反射
損失抑圧回路を装荷することにより、所要帯域内の利得
|S21|特性にほとんど影響を与えることなく、所要帯域
外での出力側反射損失|S22|の低減が達成されているこ
とが分かる。
抑圧回路を装荷した場合（本発明）と装荷しない場合
（図１６に示した従来の場合）について、利得|S21|及
び出力側反射損失|S22|の周波数依存性のシミュレーシ
ョン結果を示している。両図から、本実施の形態の反射
損失抑圧回路を装荷することにより、所要帯域内の利得
|S21|特性にほとんど影響を与えることなく、所要帯域
外での出力側反射損失|S22|の低減が達成されているこ
とが分かる。
【００４１】また、図９及び図１０は、本実施の形態の
反射損失抑圧回路を装荷した場合（本発明）と装荷しな
い場合（図１６に示した従来の場合）について、スタビ
リティーファクター及びスタビリティーメジャーの周波
数依存性のシミュレーション結果を示している。スタビ
リティーファクター＞１及びスタビリティーメジャー＞
０が満たされたとき、回路は絶対安定性を持つ。両図か
ら分かるように、本実施の形態の反射損失抑圧回路を装
荷しない従来の場合には絶対安定性が得られていないの
に対して、本実施の形態の反射損失抑圧回路を装荷する
ことにより絶対安定性が得られていることが分かる。
反射損失抑圧回路を装荷した場合（本発明）と装荷しな
い場合（図１６に示した従来の場合）について、スタビ
リティーファクター及びスタビリティーメジャーの周波
数依存性のシミュレーション結果を示している。スタビ
リティーファクター＞１及びスタビリティーメジャー＞
０が満たされたとき、回路は絶対安定性を持つ。両図か
ら分かるように、本実施の形態の反射損失抑圧回路を装
荷しない従来の場合には絶対安定性が得られていないの
に対して、本実施の形態の反射損失抑圧回路を装荷する
ことにより絶対安定性が得られていることが分かる。
【００４２】[第４の実施形態]次に、本発明の第４の実
施形態に係る反射損失抑圧回路について、図１１乃至図
１３を参照して説明する。図１１は、本実施形態の反射
損失抑圧回路を、分布型増幅器の出力端に接続した例を
示す回路図である。また、図１２は、反射損失抑圧回路
中の抵抗接地回路部分の回路図であり、図１３は本実施
形態の反射損失抑圧回路を装荷した場合と装荷しない場
合についてのシミュレーション結果を示す図である。な
お、図１に示した第１の実施形態の反射損失抑圧回路と
同一部には同一の符号を付してある。
施形態に係る反射損失抑圧回路について、図１１乃至図
１３を参照して説明する。図１１は、本実施形態の反射
損失抑圧回路を、分布型増幅器の出力端に接続した例を
示す回路図である。また、図１２は、反射損失抑圧回路
中の抵抗接地回路部分の回路図であり、図１３は本実施
形態の反射損失抑圧回路を装荷した場合と装荷しない場
合についてのシミュレーション結果を示す図である。な
お、図１に示した第１の実施形態の反射損失抑圧回路と
同一部には同一の符号を付してある。
【００４３】本実施形態の反射損失抑圧回路は、反射損
失を抑圧すべき周波数帯において低インピーダンスを呈
し、それ以外の周波数帯では高インピーダンスを呈する
１端子対回路17を、インダクタ23と(λ/2+δ)長先端開
放スタブ24とにより構成することを特徴としている。
失を抑圧すべき周波数帯において低インピーダンスを呈
し、それ以外の周波数帯では高インピーダンスを呈する
１端子対回路17を、インダクタ23と(λ/2+δ)長先端開
放スタブ24とにより構成することを特徴としている。
【００４４】ここで、(λ/2+δ)長先端開放スタブ24
は、前記周波数帯域に含まれる任意の周波数に対して基
本波の１／２波長からδだけ長い長さを有する先端開放
スタブである。δは基本波の波長λに比較し十分短い長
さである。また、前記インダクタ23のインダクタンス
L、前記δ、(λ/2+δ)長先端開放スタブ24の特性インピ
ーダンスZ0、及び伝搬定数γは、前記周波数に対応する
角周波数ω0において、次の関係を満足するように選択
する。ここで、Im[・]は複素数の虚部をとることを意味
する。
は、前記周波数帯域に含まれる任意の周波数に対して基
本波の１／２波長からδだけ長い長さを有する先端開放
スタブである。δは基本波の波長λに比較し十分短い長
さである。また、前記インダクタ23のインダクタンス
L、前記δ、(λ/2+δ)長先端開放スタブ24の特性インピ
ーダンスZ0、及び伝搬定数γは、前記周波数に対応する
角周波数ω0において、次の関係を満足するように選択
する。ここで、Im[・]は複素数の虚部をとることを意味
する。
【００４５】
【００４６】次に、本実施形態の反射損失抑圧回路の有
する効果について、図１２及び図１３を用いて説明す
る。
する効果について、図１２及び図１３を用いて説明す
る。
【００４７】図１２は、図１１に示した反射損失抑圧回
路19中の抵抗接地回路18の部分の回路図である。(λ/2+
δ)長先端開放スタブ24及びインダクタ23を見込んだイ
ンピーダンスZi2は、次のように書ける。ここで、l+=λ
/2+δである。
路19中の抵抗接地回路18の部分の回路図である。(λ/2+
δ)長先端開放スタブ24及びインダクタ23を見込んだイ
ンピーダンスZi2は、次のように書ける。ここで、l+=λ
/2+δである。
【００４８】
【００４９】説明の為、(λ/2+δ)長先端開放スタブ24
が低損失であると仮定すると、(6)式は、次のように書
ける。ここで、αは先端開放スタブ24の減衰定数、βは
位相定数であり、γ=α+jβである。
が低損失であると仮定すると、(6)式は、次のように書
ける。ここで、αは先端開放スタブ24の減衰定数、βは
位相定数であり、γ=α+jβである。
【００５０】
【００５１】今、l+=λ/2+δであるから、βl+=β(λ/2
+δ)は角周波数ω0において、πより僅かに大きな値、
π＋βδをとる。この時インダクタンスLを、次式を満
たすように選べば、(7)式の虚部を構成する２つの項
は、各周波数ω0において釣り合い、打ち消し合う。
+δ)は角周波数ω0において、πより僅かに大きな値、
π＋βδをとる。この時インダクタンスLを、次式を満
たすように選べば、(7)式の虚部を構成する２つの項
は、各周波数ω0において釣り合い、打ち消し合う。
【００５２】
【００５３】一般に伝送線路の損失は小さく、(7)式の
実部は非常に小さいので、Zi2はほぼ０となる。この様
子を図１３に模式的に示した。
実部は非常に小さいので、Zi2はほぼ０となる。この様
子を図１３に模式的に示した。
【００５４】一方、角周波数がω0からずれ、例えばΔ
ωだけ上昇すると、(7)式の虚部を構成する２つの項の
値は、図１３中の矢印の方向に変化する。正負で釣り合
っていた２つの値が同時に減少するため、(7)式の虚部
の絶対値は増加する。ここで、δを基本波波長λに比較
して十分小さくとることにより、前述の(7)式の虚部の
絶対値の周波数に対する増加率を十分大きな値とするこ
とが出来る。従って、抵抗接地回路18の周波数選択性を
十分大きなものとすることが出来る。
ωだけ上昇すると、(7)式の虚部を構成する２つの項の
値は、図１３中の矢印の方向に変化する。正負で釣り合
っていた２つの値が同時に減少するため、(7)式の虚部
の絶対値は増加する。ここで、δを基本波波長λに比較
して十分小さくとることにより、前述の(7)式の虚部の
絶対値の周波数に対する増加率を十分大きな値とするこ
とが出来る。従って、抵抗接地回路18の周波数選択性を
十分大きなものとすることが出来る。
【００５５】以上の説明では、簡便の為、(λ/2+δ)長
先端開放スタブ24が低損失であると仮定してきた。実際
の設計において損失を十分に考慮すべき場合には、(8)
式の代りに(5)式を満たすように各パラメータを決定す
ればよい。
先端開放スタブ24が低損失であると仮定してきた。実際
の設計において損失を十分に考慮すべき場合には、(8)
式の代りに(5)式を満たすように各パラメータを決定す
ればよい。
【００５６】[第５の実施形態]次に、本発明の第５の実
施形態に係る反射損失抑圧回路について、図１４を参照
して説明する。図１４は、本実施形態の反射損失抑圧回
路を分布型増幅器の出力端に接続した例を示す回路図で
ある。なお、図１に示した第１の実施形態の反射損失抑
圧回路と同一部には同一の符号を付してある。
施形態に係る反射損失抑圧回路について、図１４を参照
して説明する。図１４は、本実施形態の反射損失抑圧回
路を分布型増幅器の出力端に接続した例を示す回路図で
ある。なお、図１に示した第１の実施形態の反射損失抑
圧回路と同一部には同一の符号を付してある。
【００５７】本実施の形態の反射損失抑圧回路は、周波
数選択性を有する抵抗接地回路18を、反射損失を抑圧す
べき周波数帯域の信号を通過させる帯域通過フィルタ25
を抵抗16を介して接地した回路により構成することを特
徴としている。このような構成によっても、反射損失を
抑圧することができ、また、前記帯域通過フィルタ25の
周波数選択性を十分高くすることにより、反射損失を抑
圧すべき周波数帯外の回路特性に影響を与えること無
く、前記効果を実現することができる。
数選択性を有する抵抗接地回路18を、反射損失を抑圧す
べき周波数帯域の信号を通過させる帯域通過フィルタ25
を抵抗16を介して接地した回路により構成することを特
徴としている。このような構成によっても、反射損失を
抑圧することができ、また、前記帯域通過フィルタ25の
周波数選択性を十分高くすることにより、反射損失を抑
圧すべき周波数帯外の回路特性に影響を与えること無
く、前記効果を実現することができる。
【００５８】[第６の実施形態]次に、本発明の第６の実
施形態に係る反射損失抑圧回路について、図１５を参照
して説明する。図１５は、本実施形態の反射損失抑圧回
路を分布型増幅器の出力端に接続した例を示す回路図で
ある。なお、図１４に示した第５の実施形態の反射損失
抑圧回路と同一部には同一の符号を付してある。
施形態に係る反射損失抑圧回路について、図１５を参照
して説明する。図１５は、本実施形態の反射損失抑圧回
路を分布型増幅器の出力端に接続した例を示す回路図で
ある。なお、図１４に示した第５の実施形態の反射損失
抑圧回路と同一部には同一の符号を付してある。
【００５９】本実施形態の反射損失抑圧回路は、第５の
実施形態における帯域通過フィルタ25をインターディジ
タルキャパシタ26により構成することを特徴としてい
る。このような構成によっても、反射損失を抑圧するこ
とができ、また、前記インターディジタルキャパシタ26
の周波数選択性を十分高くすることにより、反射損失を
抑圧すべき周波数帯外の回路特性に影響を与えること無
く、前記効果を実現することができる。
実施形態における帯域通過フィルタ25をインターディジ
タルキャパシタ26により構成することを特徴としてい
る。このような構成によっても、反射損失を抑圧するこ
とができ、また、前記インターディジタルキャパシタ26
の周波数選択性を十分高くすることにより、反射損失を
抑圧すべき周波数帯外の回路特性に影響を与えること無
く、前記効果を実現することができる。
【００６０】なお、以上の実施の形態では、反射損失を
抑圧する対象の回路として分布型増幅器を例に説明を行
ったが、本発明は上記実施の形態に限定されるものでは
なく、あらゆるタイプの増幅器、発振器、混合器、周波
数逓倍器、周波数分周器、さらには種々のディジタル回
路等、様々な回路において必要に応じて適用可能であ
る。
抑圧する対象の回路として分布型増幅器を例に説明を行
ったが、本発明は上記実施の形態に限定されるものでは
なく、あらゆるタイプの増幅器、発振器、混合器、周波
数逓倍器、周波数分周器、さらには種々のディジタル回
路等、様々な回路において必要に応じて適用可能であ
る。
【００６１】また、以上の実施の形態では、基本素子と
してヘテロ接合バイポーラトランジスタＨＢＴ(Hetero-
junction Bipolar Transistor)を用いているが、本発明
は、ＭＥＳＦＥＴ（Metal Semiconductor Field Effect
Transistor）やＨＥＭＴ（High Electron Mobility Tr
ansistor）等のＦＥＴや、シリコンバイポ−ラトランジ
スタ等、如何なる種類のデバイスを用いた回路に適用で
きることは言うまでもない。
してヘテロ接合バイポーラトランジスタＨＢＴ(Hetero-
junction Bipolar Transistor)を用いているが、本発明
は、ＭＥＳＦＥＴ（Metal Semiconductor Field Effect
Transistor）やＨＥＭＴ（High Electron Mobility Tr
ansistor）等のＦＥＴや、シリコンバイポ−ラトランジ
スタ等、如何なる種類のデバイスを用いた回路に適用で
きることは言うまでもない。
【００６２】
【発明の効果】以上説明したように、本発明は、反射損
失を抑圧しようとする周波数帯域における出力あるいは
入力インピーダンスを、適当な電気長を有する伝送線路
により高インピーダンスに変換した後、高い周波数選択
性を有する抵抗接地回路を並列に接続することにより、
所要周波数帯域における回路特性に影響を与えることな
く、所要帯域外の任意の周波数帯域における反射損失を
低減することができるという効果を有する。また、反射
損失の低減により回路の安定性を向上させることができ
るという効果を有する。
失を抑圧しようとする周波数帯域における出力あるいは
入力インピーダンスを、適当な電気長を有する伝送線路
により高インピーダンスに変換した後、高い周波数選択
性を有する抵抗接地回路を並列に接続することにより、
所要周波数帯域における回路特性に影響を与えることな
く、所要帯域外の任意の周波数帯域における反射損失を
低減することができるという効果を有する。また、反射
損失の低減により回路の安定性を向上させることができ
るという効果を有する。
【図１】本発明の第１の実施形態に係る反射損失抑圧回
路の構成を説明するための回路図である。
路の構成を説明するための回路図である。
【図２】本発明の第２の実施形態に係る反射損失抑圧回
路の構成を説明するための回路図である。
路の構成を説明するための回路図である。
【図３】本発明の第３の実施形態に係る反射損失抑圧回
路の構成を説明するための回路図である。
路の構成を説明するための回路図である。
【図４】本発明の第３の実施形態に係る反射損失抑圧回
路の抵抗接地回路の構成を示す回路図である。
路の抵抗接地回路の構成を示す回路図である。
【図５】本発明の効果を説明するための模式図である。
【図６】反射損失を抑圧すべき周波数帯における反射係
数Γをスミス図表上にプロットした図である。
数Γをスミス図表上にプロットした図である。
【図７】本発明の効果を説明するための図であり、利得
の周波数依存性のシミュレーション結果を示すグラフで
ある。
の周波数依存性のシミュレーション結果を示すグラフで
ある。
【図８】本発明の効果を説明するための図であり、出力
側反射損失の周波数依存性のシミュレーション結果を示
すグラフである。
側反射損失の周波数依存性のシミュレーション結果を示
すグラフである。
【図９】本発明の効果を説明するための図であり、スタ
ビリティーファクターの周波数依存性のシミュレーショ
ン結果を示すグラフである。
ビリティーファクターの周波数依存性のシミュレーショ
ン結果を示すグラフである。
【図１０】本発明の効果を説明するための図であり、ス
タビリティーメジャーの周波数依存性のシミュレーショ
ン結果を示すグラフである。
タビリティーメジャーの周波数依存性のシミュレーショ
ン結果を示すグラフである。
【図１１】本発明の第４の実施形態に係る反射損失抑圧
回路の構成を説明するための回路図である。
回路の構成を説明するための回路図である。
【図１２】本発明の第４の実施形態に係る反射損失抑圧
回路の抵抗接地回路の構成を示す回路図である。
回路の抵抗接地回路の構成を示す回路図である。
【図１３】本発明の効果を説明するための模式図であ
る。
る。
【図１４】本発明の第５の実施形態に係る反射損失抑圧
回路の構成を説明するための回路図である。
回路の構成を説明するための回路図である。
【図１５】本発明の第６の実施形態に係る反射損失抑圧
回路の構成を説明するための回路図である。
回路の構成を説明するための回路図である。
【図１６】従来の分布型増幅器を説明するための回路図
である。
である。
１ ヘテロ接合バイポーラトランジスタ（ＨＢＴ） ２ ヘテロ接合バイポーラトランジスタ（ＨＢＴ） ３ ＨＢＴカスコード対 ４ 出力側高インピーダンス伝送線路 ５ 入力側高インピーダンス伝送線路 ６ 伝送線路 ７ 入力端子 ８ 出力端子 ９ ベース電源 １０ コレクタ電源 １１ カスコード電源 １２ 終端抵抗 １３ ＲＦ接地用キャパシタ １４ 出力端 １５ 伝送線路 １６ 抵抗 １７ １端子対回路 １８ 抵抗接地回路 １９ 反射損失抑圧回路 ２０ λ/4長先端開放スタブ ２１ キャパシタ ２２ (λ/2-δ)長先端開放スタブ ２３ インダクタ ２４ (λ/2+δ)長先端開放スタブ ２５ 帯域通過フィルタ ２６ インターディジタルキャパシタ
フロントページの続き Ｆターム(参考） 5J067 AA01 AA04 AA13 CA00 CA54 FA20 HA06 HA25 HA29 HA33 KA00 KA44 KA48 KA68 LS12 LS13 MA17 MA22 SA13 TA02 TA03 TA05 5J092 AA01 AA04 AA13 CA00 CA54 FA20 HA06 HA25 HA29 HA33 KA00 KA44 KA48 KA68 MA17 MA22 SA13 TA02 TA03 TA05
Claims (10)
- 【請求項１】高周波回路あるいはデジタル回路におい
て、特定の周波数帯域における出力インピーダンスある
いは入力インピーダンスを高インピーダンスに変換する
伝送線路と、前記伝送線路に出力端子側あるいは入力端
子側から見て並列に接続される周波数選択性を有する抵
抗接地回路と、を含み、 前記抵抗接地回路が、負荷抵抗値あるいは信号源抵抗値
近傍の所定の抵抗値を有する抵抗を、前記特定の周波数
帯域において低インピーダンスを有し、該周波数帯域外
において高インピーダンスを有する１端子対回路で終端
した回路で構成されることを特徴とする反射損失抑圧回
路。 - 【請求項２】前記１端子対回路が、前記特定の周波数帯
域に含まれる任意の周波数において基本波の１／４波長
の長さを有する先端開放スタブで構成されることを特徴
とする請求項１記載の反射損失抑圧回路。 - 【請求項３】前記１端子対回路が、前記周波数帯域に含
まれる任意の周波数における基本波の波長λに比べ充分
小さい長さをδとしたとき、容量素子を基本波の１／２
波長よりδだけ短い先端開放スタブで終端した回路で構
成され、前記周波数に対応する角周波数ω0において、
前記容量素子の容量値C、前記先端開放スタブの特性イ
ンピーダンスZ0、伝搬定数γ、及び前記δの間に、Im[t
anh{γ(λ/2-δ)}]=-ω0×C×Z0の関係が成立すること
を特徴とする請求項１記載の反射損失抑圧回路。 - 【請求項４】前記１端子対回路が、前記周波数帯域に含
まれる任意の周波数における基本波の波長λに比べ充分
小さい長さをδとしたとき、インダクタ素子を基本波の
１／２波長よりδだけ長い先端開放スタブで終端した回
路で構成され、前記周波数に対応する角周波数ω0にお
いて、前記インダクタ素子のインダクタンスL、前記先
端開放スタブの特性インピーダンスZ0、伝搬定数γ、及
び前記δの間に、Im[tanh{γ(λ/2+δ)}]=Z0/(ω0×L)
の関係が成立することを特徴とする請求項１記載の反射
損失抑圧回路。 - 【請求項５】前記伝送線路及び前記先端開放スタブが、
マイクロストリップ線路を用いて形成されることを特徴
とする請求項２乃至４のいずれか１項に記載の反射損失
抑圧回路。 - 【請求項６】前記伝送線路及び前記先端開放スタブが、
コプレーナ線路を用いて形成されることを特徴とする請
求項２乃至４のいずれか１項に記載の反射損失抑圧回
路。 - 【請求項７】高周波回路あるいはデジタル回路におい
て、特定の周波数帯域における出力インピーダンスある
いは入力インピーダンスを高インピーダンスに変換する
伝送線路と、前記伝送線路に出力端子側あるいは入力端
子側から見て並列に接続される周波数選択性を有する抵
抗接地回路と、を含み、 前記抵抗接地回路が、前記周波数帯域の信号を通過させ
る帯域通過フィルタを、負荷抵抗値あるいは信号源抵抗
値近傍の所定の抵抗値を有する抵抗を介して接地した回
路で構成されることを特徴とする反射損失抑圧回路。 - 【請求項８】前記帯域通過フィルタが、前記特定の周波
数帯域に含まれる任意の周波数において基本波の１／４
波長の長さを有するインターディジタルキャパシタで構
成されることを特徴とする請求項７記載の反射損失抑圧
回路。 - 【請求項９】前記伝送線路の電気長が、該伝送線路を見
込んだ出力インピーダンスの絶対値の±５０％の範囲に
設定され、前記抵抗接地回路を構成する前記抵抗の抵抗
値が、前記負荷抵抗値あるいは前記信号源抵抗値の０．
５〜２倍の範囲に設定されることを特徴とする請求項１
乃至８のいずれか一に記載の反射損失抑圧回路。 - 【請求項１０】請求項１乃至９のいずれか一に記載の反
射損失抑圧回路を、出力端あるいは入力端の少なくとも
一方に具備したことを特徴とする広帯域増幅器。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001108775A JP3865043B2 (ja) | 2001-04-06 | 2001-04-06 | 反射損失抑圧回路 |
| US10/474,063 US7129804B2 (en) | 2001-04-06 | 2002-04-05 | Reflection loss suppression circuit |
| PCT/JP2002/003452 WO2002082640A1 (fr) | 2001-04-06 | 2002-04-05 | Circuit suppresseur de perte de reflexion |
| CN02811164.8A CN1256805C (zh) | 2001-04-06 | 2002-04-05 | 反射损耗抑制电路 |
| EP02714506A EP1391987A4 (en) | 2001-04-06 | 2002-04-05 | REFLECTION LOSS REDUCTION CIRCUIT |
| US11/447,838 US7173502B2 (en) | 2001-04-06 | 2006-06-07 | Reflection loss suppression circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001108775A JP3865043B2 (ja) | 2001-04-06 | 2001-04-06 | 反射損失抑圧回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002305419A true JP2002305419A (ja) | 2002-10-18 |
| JP3865043B2 JP3865043B2 (ja) | 2007-01-10 |
Family
ID=18960852
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001108775A Expired - Fee Related JP3865043B2 (ja) | 2001-04-06 | 2001-04-06 | 反射損失抑圧回路 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (2) | US7129804B2 (ja) |
| EP (1) | EP1391987A4 (ja) |
| JP (1) | JP3865043B2 (ja) |
| CN (1) | CN1256805C (ja) |
| WO (1) | WO2002082640A1 (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005051499A (ja) * | 2003-07-28 | 2005-02-24 | Nec Corp | 電力分配回路及び周波数逓倍器 |
| JP2005159860A (ja) * | 2003-11-27 | 2005-06-16 | Mitsubishi Electric Corp | 広帯域増幅器 |
| JP2007049689A (ja) * | 2005-07-15 | 2007-02-22 | Mitsubishi Electric Corp | フィードフォワード増幅器 |
| JP2009200911A (ja) * | 2008-02-22 | 2009-09-03 | Toshiba Corp | ２次高調波抑圧フィルタ |
| JP2012034291A (ja) * | 2010-08-02 | 2012-02-16 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 分布増幅器及び分布ミキサ |
| WO2013089163A1 (ja) * | 2011-12-14 | 2013-06-20 | 日本電気株式会社 | 共振回路、分布型増幅器、及び発振器 |
| US9825709B2 (en) | 2015-06-29 | 2017-11-21 | Sumitomo Electric Industries, Ltd. | Traveling wave amplifier for driving optical modulator |
Families Citing this family (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7859803B2 (en) * | 2005-09-19 | 2010-12-28 | The Regents Of The University Of California | Voltage overload protection circuits |
| US7813092B2 (en) * | 2005-09-19 | 2010-10-12 | The Regents Of The University Of California | ESD unit protection cell for distributed amplifiers |
| JP2007158660A (ja) * | 2005-12-05 | 2007-06-21 | Alps Electric Co Ltd | 高周波回路 |
| US7400200B2 (en) * | 2006-03-17 | 2008-07-15 | Avago Technologies Wireless Ip Pte Ltd | Linear variable gain traveling wave amplifier |
| CN101136660B (zh) * | 2006-08-29 | 2012-04-18 | 中国电信股份有限公司 | 用于减少桥接抽头对电缆传输性能损伤的匹配吸收器 |
| WO2008026289A1 (fr) * | 2006-08-31 | 2008-03-06 | Fujitsu Limited | Circuit de transmission de données et procédé de transmission |
| US7880558B2 (en) * | 2008-08-29 | 2011-02-01 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for adjusting load impedance of a distributed amplifier |
| US8786368B2 (en) | 2011-03-09 | 2014-07-22 | Hittite Microwave Corporation | Distributed amplifier with improved stabilization |
| WO2016136145A1 (ja) * | 2015-02-27 | 2016-09-01 | 日本電気株式会社 | 終端回路、無線通信装置及び終端方法 |
| GB2556223B (en) | 2015-04-07 | 2018-11-28 | Mitsubishi Electric Corp | High-frequency power amplifier |
| US9602091B1 (en) * | 2015-12-03 | 2017-03-21 | Peregrine Semiconductor Corporation | Low phase shift, high frequency attenuator |
| CN114567270B (zh) * | 2022-04-29 | 2022-08-16 | 成都嘉纳海威科技有限责任公司 | 一种低成本线性功率放大器 |
Family Cites Families (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS601021A (ja) | 1983-06-16 | 1985-01-07 | Suzuki Motor Co Ltd | 幌付自動車の換気装置 |
| JPS601021U (ja) * | 1984-05-15 | 1985-01-07 | 富士通株式会社 | 導波管形トランジスタ増幅器 |
| JPH0683522B2 (ja) | 1985-12-23 | 1994-10-19 | 松下電工株式会社 | 制御盤 |
| JPS62147903U (ja) * | 1986-03-13 | 1987-09-18 | ||
| JPH03218101A (ja) | 1990-01-23 | 1991-09-25 | Fujitsu General Ltd | インターデジタルフィルタ |
| JPH05136639A (ja) * | 1991-04-08 | 1993-06-01 | Fujitsu Ten Ltd | 高周波用多段増幅回路 |
| JP2870714B2 (ja) * | 1991-09-12 | 1999-03-17 | 三菱電機株式会社 | マイクロ波増幅器 |
| JPH06147903A (ja) | 1992-11-06 | 1994-05-27 | Murata Mfg Co Ltd | 角速度センサ |
| JPH06164267A (ja) * | 1992-11-27 | 1994-06-10 | Toshiba Corp | 電力増幅器 |
| JPH0738349A (ja) | 1993-07-19 | 1995-02-07 | Fujitsu Ltd | マイクロ波増幅器 |
| US5736901A (en) | 1995-04-04 | 1998-04-07 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Radio frequency amplifier with stable operation and restrained oscillation at low frequencies |
| JPH0969731A (ja) | 1995-08-31 | 1997-03-11 | Mitsubishi Electric Corp | 周波数変換回路 |
| US5920230A (en) | 1997-10-21 | 1999-07-06 | Trw Inc. | HEMT-HBT cascode distributed amplifier |
| JP3175763B2 (ja) * | 1998-10-06 | 2001-06-11 | 日本電気株式会社 | マイクロ波発振器 |
-
2001
- 2001-04-06 JP JP2001108775A patent/JP3865043B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2002
- 2002-04-05 EP EP02714506A patent/EP1391987A4/en not_active Withdrawn
- 2002-04-05 CN CN02811164.8A patent/CN1256805C/zh not_active Expired - Fee Related
- 2002-04-05 US US10/474,063 patent/US7129804B2/en not_active Expired - Fee Related
- 2002-04-05 WO PCT/JP2002/003452 patent/WO2002082640A1/ja not_active Application Discontinuation
-
2006
- 2006-06-07 US US11/447,838 patent/US7173502B2/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005051499A (ja) * | 2003-07-28 | 2005-02-24 | Nec Corp | 電力分配回路及び周波数逓倍器 |
| JP2005159860A (ja) * | 2003-11-27 | 2005-06-16 | Mitsubishi Electric Corp | 広帯域増幅器 |
| JP2007049689A (ja) * | 2005-07-15 | 2007-02-22 | Mitsubishi Electric Corp | フィードフォワード増幅器 |
| JP2009200911A (ja) * | 2008-02-22 | 2009-09-03 | Toshiba Corp | ２次高調波抑圧フィルタ |
| JP4643666B2 (ja) * | 2008-02-22 | 2011-03-02 | 株式会社東芝 | ２次高調波抑圧フィルタ |
| JP2012034291A (ja) * | 2010-08-02 | 2012-02-16 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 分布増幅器及び分布ミキサ |
| WO2013089163A1 (ja) * | 2011-12-14 | 2013-06-20 | 日本電気株式会社 | 共振回路、分布型増幅器、及び発振器 |
| US9825709B2 (en) | 2015-06-29 | 2017-11-21 | Sumitomo Electric Industries, Ltd. | Traveling wave amplifier for driving optical modulator |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US20060238269A1 (en) | 2006-10-26 |
| CN1256805C (zh) | 2006-05-17 |
| CN1513227A (zh) | 2004-07-14 |
| EP1391987A1 (en) | 2004-02-25 |
| EP1391987A4 (en) | 2006-01-25 |
| US20040239437A1 (en) | 2004-12-02 |
| JP3865043B2 (ja) | 2007-01-10 |
| US7173502B2 (en) | 2007-02-06 |
| WO2002082640A1 (fr) | 2002-10-17 |
| US7129804B2 (en) | 2006-10-31 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP2002305419A (ja) | 反射損失抑圧回路 | |
| US9692361B2 (en) | Doherty amplifier | |
| JP4896609B2 (ja) | フィードフォワード増幅器 | |
| US6008694A (en) | Distributed amplifier and method therefor | |
| JP3560464B2 (ja) | 高調波抑圧回路 | |
| US6529051B2 (en) | Frequency multiplier without spurious oscillation | |
| JP3303845B2 (ja) | 内部整合型出力ｆｅｔ | |
| US20220311388A1 (en) | Power amplifier circuit, radio-frequency circuit, and communication device | |
| US6023197A (en) | Amplifier suitable for cable-network applications | |
| JP2000357927A (ja) | リニアライザ | |
| JPH11234063A (ja) | 高周波用増幅器 | |
| Itoh et al. | A 4 to 25 GHz 0.5 W monolithic lossy match amplifier | |
| JP2006093857A (ja) | 歪補償回路 | |
| JPH0585101U (ja) | マイクロ波半導体装置用バイアス回路 | |
| JPH0251287B2 (ja) | ||
| US11677367B2 (en) | Power amplifier circuit | |
| CN218217310U (zh) | 输入匹配电路和射频电路 | |
| JPH09266420A (ja) | 分布増幅器 | |
| JP3216687B2 (ja) | 移相器 | |
| KR100378676B1 (ko) | 파이형 출력 전송선 구조를 갖는 진행파 증폭기 | |
| JPH09205329A (ja) | 低雑音増幅器 | |
| JP3070519B2 (ja) | マイクロ波モノリシック集積回路 | |
| JPH0738349A (ja) | マイクロ波増幅器 | |
| JP2004088203A (ja) | 周波数逓倍器 | |
| CN115378374A (zh) | 输入匹配电路和射频电路 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20040426 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20060711 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20060810 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20060913 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20060926 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091013 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101013 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111013 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121013 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20131013 Year of fee payment: 7 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |