JP2001320268A - レベル変換回路 - Google Patents
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Abstract
しきい値電圧が設計値からずれた場合でも確実に動作す
ることができるとともに高速動作、低消費電力化および
小面積化が可能なレベル変換回路を提供することであ
る。 【解決手段】 制御部10の制御回路100は入力信号
CLK1,CLK2に応答してドライバ部20のpチャ
ネルMOSFET201のゲート電位を電源電位VDD
からpチャネルMOSFET101のしきい値電圧Vt
p分以上低下したレベルに設定し、nチャネルMOSF
ET202のゲート電位を入力信号CLK1のローレベ
ルからnチャネルMOSFET102のしきい値電圧V
tn分以上上昇したレベルに設定することにより、pチ
ャネルMOSFET201およびnチャネルMOSFE
T202のうち一方を強くオンさせかつ他方を弱くオン
させる。
Description
幅をより大きな電圧振幅に変換するレベル変換回路、そ
れを用いた半導体装置および表示装置に関する。
として、マイクロプロセッサまたはメモリをロジック回
路と同一チップ上に搭載したシステムオンシリコンと称
されるチップが開発されている。これに伴って、多くの
種類の回路を可能な限り微細なデザインルールで1チッ
プ化する技術の開発が進められている。
ザインルールで設計されているため、デザインルールの
異なる回路を集積化することが避けられない。その結
果、1チップ内に異なる電源電圧で動作する複数の回路
が混載される。この場合、異なる回路間のインタフェー
ス部分で電圧のレベル変換を行うことが必要となる。
混載することにより高速性の向上が図られる。そのた
め、異なる回路間で電圧のレベル変換を行うレベル変換
回路にも高速動作特性が要求される。
トロルミネッセンス)装置等の表示デバイスには、多結
晶シリコンからなる薄膜トランジスタが用いられる。こ
のような表示デバイスと同一基板上にレベル変換回路を
設ける際には、レベル変換回路も多結晶シリコンからな
る薄膜トランジスタで構成される。
圧等の素子特性にばらつきが生じる。特に、多結晶シリ
コンからなる薄膜トランジスタにおいては、しきい値電
圧等の素子特性のばらつきが大きい。そのため、薄膜ト
ランジスタのしきい値電圧等の素子特性がばらついた場
合でも、確実に動作することができるレベル変換回路が
望まれる。
費電力化および高精細化の観点から小振幅の入力信号が
与えられた場合でも動作可能でかつ高速動作が可能なレ
ベル変換回路が必要とされる。
を示す回路図である。図45のレベル変換回路800
は、2つのpチャネルMOSFET(金属酸化物半導体
電界効果トランジスタ)801,802および2つのn
チャネルMOSFET803,804を含む。
電源電位VDDを受ける電源端子と出力ノードN11,
N12との間にそれぞれ接続され、nチャネルMOSF
ET803,804は出力ノードN11,N12と接地
端子との間にそれぞれ接続される。pチャネルMOSF
ET801,802のゲートはそれぞれ出力ノードN1
2,N11に交差接続される。nチャネルMOSFET
803,804のゲートには互いに相補に変化する入力
信号CLK1,CLK2が与えられる。
力信号CLK2がローレベルになると、nチャネルMO
SFET803がオンし、nチャネルMOSFET80
4がオフする。それにより、pチャネルMOSFET8
02がオンし、pチャネルMOSFET801がオフす
る。その結果、出力ノードN12の出力電位Voutが
上昇する。逆に、入力信号CLK1がローレベルとな
り、入力信号CLK2がハイレベルになると、出力ノー
ドN12の出力電位Voutが低下する。
3,804がオンするためには、入力信号CLK1,C
LK2の電圧振幅がnチャネルMOSFET803,8
04のしきい値電圧Vtnよりも大きいことが必要とな
る。
0は、入力信号と出力信号との電圧比が小さい場合に用
いられる。
V系の信号を5V系の信号に変換する場合、2.5V系
の信号を3V系の信号に変換する場合、または1.8V
系の信号を2.5V系の信号または3.3V系の信号に
変換する場合に有効である。
を示す回路図である。図46のレベル変換回路810
は、バイアス回路811、pチャネルMOSFET81
2およびnチャネルMOSFET813を含む。
VDDを受ける電源端子と出力ノードN13との間に接
続され、nチャネルMOSFET813は出力ノードN
13と所定の電位VEEを受ける電源端子との間に接続
される。入力信号CLKはpチャネルMOSFET81
2のゲートおよびバイアス回路811に与えられる。バ
イアス回路811は入力信号CLKの中心レベルをシフ
トさせてnチャネルMOSFET813のゲートに与え
る。
チャネルMOSFET812がオフし、nチャネルMO
SFET813がオンする。それにより、出力ノードN
13の出力電位Voutが低下する。入力信号CLKが
ローレベルになると、pチャネルMOSFET812が
オンし、nチャネルMOSFET813がオフする。そ
れにより、出力ノードN13の出力電位Voutが上昇
する。
信号CLKの中心レベルがシフトされるので、レベル変
換回路810は、入力信号CLKの電圧振幅がnチャネ
ルMOSFET813のしきい値電圧Vtnよりも小さ
い場合でも動作する。
を示す回路図である。図47のレベル変換回路820
は、クランプ回路821およびカレントミラー型増幅器
822を含む。
pチャネルMOSFET831,832および2つのn
チャネルMOSFET833,834を含む。pチャネ
ルMOSFET831,832は電源電位VDDを受け
る電源端子と出力ノードN14,N15との間にそれぞ
れ接続される。nチャネルMOSFET833,834
は出力ノードN14,N15と接地端子との間にそれぞ
れ接続される。pチャネルMOSFET831,832
のゲートは出力ノードN14に接続される。クランプ回
路821は、互いに相補に変化する入力信号CLK1,
CLK2の中心レベルをシフトさせてnチャネルMOS
FET833,834のゲートに与える。
力信号CLK2がローレベルになると、nチャネルMO
SFET833がオンし、nチャネルMOSFET83
4がオフする。それにより、pチャネルMOSFET8
31,832がオンする。その結果、出力ノードN15
の出力電位Voutが上昇する。逆に、入力信号CLK
1がローレベルになり、入力信号CLK2がハイレベル
になると、出力ノードN15の出力電位Voutが低下
する。
信号CLK1,CLK2の中心レベルがシフトされるの
で、レベル変換回路820は、入力信号CLK1,CL
K2の電圧振幅がnチャネルMOSFET833,83
4のしきい値電圧Vtnよりも小さい場合でも動作する
ことができる。
を示す回路図である。図48のレベル変換回路840
は、クランプ回路841およびPMOSクロスカップル
型増幅器842を含む。
は、2つのpチャネルMOSFET851,852およ
び2つのnチャネルMOSFET853,854を含
む。pチャネルMOSFET851,852は電源電位
VDDを受ける電源端子と出力ノードN16,17との
間にそれぞれ接続され、nチャネルMOSFET85
3,854は出力ノードN16,N17と接地端子との
間にそれぞれ接続される。pチャネルMOSFET85
1,852のゲートはそれぞれ出力ノードN17,N1
6に交差接続される。クランプ回路841は、互いに相
補に変化する入力信号CLK1,CLK2の中心レベル
をシフトさせてnチャネルMOSFET853,854
のゲートにそれぞれ与える。
力信号CLK2がローレベルになると、nチャネルMO
SFET853がオンし、nチャネルMOSFET85
4がオフする。それにより、pチャネルMOSFET8
51がオフし、pチャネルMOSFET852がオンす
る。その結果、出力ノードN17の出力電位Voutが
上昇する。逆に、入力信号CLK1がローレベルにな
り、入力信号CLK2がハイレベルになると、出力ノー
ドN17の出力電位Voutが低下する。
信号CLK1,CLK2の中心レベルがシフトされるの
で、レベル変換回路840は、入力信号CLK1,CL
K2の電圧振幅がnチャネルMOSFET853,85
4のしきい値電圧Vtnよりも小さい場合でも動作する
ことができる。
のレベル変換回路800においては、入力信号CLK
1,CLK2の電圧振幅がnチャネルMOSFET80
3,804のしきい値電圧Vtnよりも小さい場合には
動作することができない。
いては、バイアス回路811により入力信号CLKの中
心レベルがシフトされるので、入力信号CLKの電圧振
幅がnチャネルMOSFET813のしきい値電圧Vt
nよりも小さい場合でも動作することが可能となる。
路820,840では、クランプ回路821,841に
より入力信号CLK1,CLK2の中心レベルがシフト
されるので、入力信号CLK1,CLK2の電圧振幅が
nチャネルMOSFET833,834,853,85
4のしきい値電圧Vtnよりも小さい場合でも動作する
ことが可能となる。
換回路810,820,840においても、製造工程で
のばらつきによってnチャネルMOSFETのしきい値
電圧Vtnが設計値から大きくずれると、動作しない場
合が生じる。
00,810,820,840のいずれにおいても、製
造工程でpチャネルMOSFETおよびnチャネルMO
SFETのしきい値電圧が不規則にばらついた場合、例
えばnチャネルMOSFETのしきい値電圧Vtnが大
きくpチャネルMOSFETのしきい値電圧Vtpが小
さくなった場合や、nチャネルMOSFETのしきい値
電圧Vtnが小さくpチャネルMOSFETのしきい値
電圧Vtpが大きくなった場合には、出力電圧波形のデ
ューティ比が所定の設計値からずれる。
機EL装置等の表示デバイスのクロック信号を生成する
ために用いた場合には、クロック信号のデューティ比を
50%に設定する必要がある。レベル変換回路のnチャ
ネルMOSFETのしきい値電圧Vtnおよびpチャネ
ルMOSFETのしきい値電圧Vtpが不規則に変化す
ることによりクロック信号のデューティ比が50%から
ずれた場合、表示デバイス間で画素の点灯および消灯時
間にばらつきが生じる。
いては、nチャネルMOSFET803,804のオン
オフの反転時にpチャネルMOSFET801,802
のゲート電荷の引き抜き合いが行われる。そのため、出
力電位Voutのレベルの反転に時間を要することとな
り、高速動作化を図ることができない。
02として多結晶シリコンからなる薄膜トランジスタ等
のように駆動能力が小さいトランジスタを用いた場合、
出力電位Voutのレベルの反転に要する時間がさらに
増大する。
電源端子からpチャネルMOSFET801およびnチ
ャネルMOSFET803の経路またはpチャネルMO
SFET802およびnチャネルMOSFET804の
経路を通して接地端子に貫通電流が流れる。特に、出力
電位Voutのレベルの反転に時間を要する場合には、
貫通電流の流れる時間が長くなり、消費電力が増大す
る。
回路811では、抵抗素子に電流を流すことにより、入
力信号CLKと出力信号との電位差を形成している。こ
の場合、入力信号CLKと出力信号との電位差が設定さ
れるまでに時間を要するため、高速動作が妨げられる。
また、抵抗素子を形成するために大きなレイアウト面積
が必要となる。しかも、抵抗素子に常時電流が流れてい
るので、消費電力が増大する。さらに、高速動作化が図
れないため、出力段のpチャネルMOSFET812お
よびnチャネルMOSFET813での貫通電流が多く
なる。
回路820,840のクランプ回路821,841にお
いても、図46のレベル変換回路810のバイアス回路
811と同様に、高速動作が妨げられ、大きなレイアウ
ト面積が必要となり、消費電力が増大する。
よりトランジスタのしきい値電圧が設計値からずれた場
合でも確実に動作することができるとともに、高速動
作、低消費電力化および小面積化が可能なレベル変換回
路、それを用いた半導体装置および表示装置を提供する
ことである。
る第1のノードと出力ノードとの間に接続された第1の
トランジスタと、第1の電位と異なる第2の電位を受け
る第2のノードと出力ノードとの間に接続された第2の
トランジスタと、第1の入力信号を受け、第1および第
2のトランジスタの両方をオン状態にするとともに第1
の入力信号のレベルに応じて第1および第2のトランジ
スタのオン状態の程度をそれぞれ制御する制御手段とを
備えたものである。
制御手段により第1および第2のトランジスタの両方が
オン状態にされるとともに、第1の入力信号のレベルに
応じて第1および第2のトランジスタのオン状態の程度
がそれぞれ制御される。それにより、第1の入力信号の
レベルに応じて出力ノードの電位が上昇または低下す
る。
および第2のトランジスタのオン状態の程度が制御され
ることにより出力ノードの電位が変化するので、第1の
入力信号の電圧振幅が第1および第2のトランジスタの
しきい値電圧よりも小さい場合でも動作が可能となる。
また、第1および第2のトランジスタのしきい値電圧が
設計値から大きくずれた場合でも、出力ノードの電位変
化のデューティ比が第1の入力信号のデューティ比に正
確に対応する。このように、製造工程でのばらつきによ
りトランジスタのしきい値電圧が設計値からずれた場合
でも確実に動作することができる。
び第2のトランジスタのオン状態の程度が制御されるこ
とにより出力ノードの電位が変化するので、高速動作が
可能となる。さらに、高速動作が可能となることにより
出力ノードの電位のレベルの遷移期間が短くなるので、
貫通電流が流れる期間が短縮される。それにより、低消
費電力化が可能となる。
場合でもレベルをシフトする回路が必要ないので、小面
積化が可能となる。
レベル変換回路の構成において、第1の入力信号は、第
1の電位と第2の電位との間の電位差よりも小さい電圧
振幅で変化するものである。
力信号の電圧振幅よりも大きな電圧振幅で変化する。
発明に係るレベル変換回路の構成において、第1の入力
信号は、第1のレベルと第2のレベルとに変化し、第1
のトランジスタは第1導電チャネル型電界効果トランジ
スタであり、第2のトランジスタは第2導電チャネル型
電界効果トランジスタであり、制御手段は、第1の電位
と第1導電チャネル型トランジスタのゲート電位との間
の差の絶対値が第1導電チャネル型トランジスタのしき
い値電圧の絶対値以上となり、かつ第2の電位と第2導
電チャネル型トランジスタのゲート電位との差の絶対値
が第2導電チャネル型トランジスタのしきい値電圧の絶
対値以上となるように、第1の入力信号の第1および第
2のレベルに応答して第1導電チャネル型トランジスタ
のゲート電位および第2導電チャネル型トランジスタの
ゲート電位を設定するものである。
型トランジスタのゲート電位との間の差の絶対値が第1
導電チャネル型トランジスタのしきい値電圧の絶対値以
上となることにより、第1導電チャネル型トランジスタ
が常時オン状態となる。また、第2の電位と第2導電チ
ャネル型トランジスタのゲート電位との差の絶対値が第
2導電チャネル型トランジスタのしきい値電圧の絶対値
以上となることにより、第2導電チャネル型トランジス
タが常時オン状態となる。
が設計値からずれた場合でも確実に動作することができ
るとともに、高速動作、低消費電力化および小面積化が
可能となる。
レベル変換回路の構成において、第1の電位は正電位で
あり、第2の電位は第1の電位よりも低い正電位、接地
電位または負電位であるものである。
が常時オン状態となっているので、第1のノードから第
1および第2のトランジスタを経由して第2のノードに
電流が流れる。
レベル変換回路の構成において、第2の電位は、第1の
入力信号と相補的に第1のレベルと第2のレベルとに変
化する第2の入力信号であるものである。
1および第2のレベルは第1の電位よりも低く、第1の
入力信号が第1のレベルになっているときには第2の入
力信号は第2のレベルとなり、第1の入力信号が第2の
レベルとなっているときに第2の入力信号は第1のレベ
ルとなる。
発明に係るレベル変換回路の構成において、第1導電チ
ャネル型電界効果トランジスタは、第1のしきい値電圧
を有する第1のpチャネル型電界効果トランジスタであ
り、第2導電チャネル型電界効果トランジスタは、第2
のしきい値電圧を有する第1のnチャネル型電界効果ト
ランジスタであり、制御手段は、第1のpチャネル型電
界効果トランジスタのゲート電位を第1の電位から第1
のしきい値電圧の絶対値分以上低下した範囲内に設定し
かつ第1のnチャネル型電界効果トランジスタのゲート
電位を第2の電位から第2のしきい値電圧分以上上昇し
た範囲内に設定するものである。
ランジスタのゲート電位が第1の電位から第1のしきい
値電圧の絶対値分以上低下した範囲内に設定されること
により、第1のpチャネル型電界効果トランジスタが常
時オン状態となる。第1のpチャネル型電界効果トラン
ジスタのゲート電位が上記の範囲内で高いレベルにある
ときには第1のpチャネル型電界効果トランジスタは弱
くオンし、第1のpチャネル型電界効果トランジスタの
ゲート電位が上記の範囲内で低いレベルにあるときには
第1のpチャネル型電界効果トランジスタは強くオンす
る。
のゲート電位が第2の電位から第2のしきい値電圧の絶
対値分以上上昇した範囲内に設定されることにより、第
1のnチャネル型電界効果トランジスタが常時オン状態
となる。第1のnチャネル型電界効果トランジスタのゲ
ート電位が上記の範囲内で低いレベルにあるときには第
1のnチャネル型電界効果トランジスタは弱くオンし、
第1のnチャネル型電界効果トランジスタのゲート電位
が上記の範囲内で高いレベルにあるときには第1のnチ
ャネル型電界効果トランジスタは強くオンする。
レベル変換回路の構成において、制御手段は、第2のp
チャネル型電界効果トランジスタ、第2のnチャネル型
電界効果トランジスタおよび制御回路を含み、第2のp
チャネル型電界効果トランジスタのソースは第1の電位
を受け、第2のpチャネル型電界効果トランジスタのゲ
ートおよびドレインは第1のpチャネル型電界効果トラ
ンジスタのゲートに接続され、第2のnチャネル型電界
効果トランジスタのソースは第1の入力信号または第2
の電位を受け、第2のnチャネル型電界効果トランジス
タのゲートおよびドレインは第1のnチャネル型電界効
果トランジスタのゲートに接続され、制御回路は、第1
の入力信号のレベルに応じて第2のpチャネル型電界効
果トランジスタのドレインの電位および第2のnチャネ
ル型電界効果トランジスタのドレインの電位を制御する
ものである。
ランジスタにより第1のpチャネル型電界効果トランジ
スタのゲート電位が第1の電位から第1のしきい値電圧
の絶対値分以上低下した範囲内に設定される。また、第
2のnチャネル型電界効果トランジスタにより第1のn
チャネル型電界効果トランジスタのゲート電位が第2の
電位から第2のしきい値電圧の絶対値分以上上昇した範
囲内に設定される。さらに、制御回路により第1のpチ
ャネル型電界効果トランジスタのゲート電位が上記の範
囲内で制御され、第1のnチャネル型電界効果トランジ
スタのゲート電位が上記の範囲内で制御される。
レベル変換回路の構成において、制御回路は、第1およ
び第2の負荷素子を含み、第1の負荷素子の一端は第1
の入力信号を受け、第1の負荷素子の他端は第1のpチ
ャネル型電界効果トランジスタのゲートに接続され、第
2の負荷素子の一端は第1の電位を受け、第2の負荷素
子の他端は第1のnチャネル型電界効果トランジスタの
ゲートに接続されたものである。
て第1の負荷素子により第1のpチャネル型電界効果ト
ランジスタのゲート電位が制御されかつ第2の負荷素子
により第1のnチャネル型電界効果トランジスタのゲー
ト電位が制御される。
子により構成されるので、小面積化が図られる。
レベル変換回路の構成において、第1および第2の負荷
素子の各々は、電界効果トランジスタまたは抵抗素子で
あるものである。
抗素子により第1のpチャネル型電界効果トランジスタ
のゲート電位および第1のnチャネル型電界効果トラン
ジスタのゲート電位が制御される。
るレベル変換回路の構成において、制御手段は、第3の
pチャネル型電界効果トランジスタおよび第3のnチャ
ネル型電界効果トランジスタをさらに含み、第3のpチ
ャネル型電界効果トランジスタのソース、ゲートおよび
ドレインは、第2のpチャネル型電界効果トランジスタ
のソース、出力ノードおよび第2のpチャネル型電界効
果トランジスタのドレインにそれぞれ接続され、第3の
nチャネル型電界効果トランジスタのソース、ゲートお
よびドレインは、第2のnチャネル型電界効果トランジ
スタのソース、出力ノードおよび第2のnチャネル型電
界効果トランジスタのドレインにそれぞれ接続されたも
のである。
が小さい場合でも、第1のpチャネル型電界効果トラン
ジスタおよび第1のnチャネル型電界効果トランジスタ
を確実にオンさせることができる。したがって、低電圧
駆動が可能となる。
るレベル変換回路の構成において、制御手段は、第2の
nチャネル型電界効果トランジスタおよび制御回路を含
み、第2のnチャネル型電界効果トランジスタのソース
は第1の入力信号または第2の電位を受け、第2のnチ
ャネル型電界効果トランジスタのゲートおよびドレイン
は第1のnチャネル型電界効果トランジスタのゲートに
接続され、制御回路は、第1の入力信号のレベルに応じ
て第1のnチャネル型電界効果トランジスタのゲートの
電位および第2のnチャネル型電界効果トランジスタの
ドレインの電位を制御するものである。
ル型電界効果トランジスタのゲート電位が第1の電位か
ら第1のしきい値電圧の絶対値分以上低下した範囲内に
設定される。また、第2のnチャネル型電界効果トラン
ジスタにより第1のnチャネル型電界効果トランジスタ
のゲート電位が第2の電位から第2のしきい値電圧の絶
対値分以上上昇した範囲内に設定される。さらに、制御
回路により第1のpチャネル型電界効果トランジスタの
ゲート電位が上記の範囲内で制御され、第1のnチャネ
ル型電界効果トランジスタのゲート電位が上記の範囲内
で制御される。
係るレベル変換回路の構成において、制御回路は、第
1、第2および第3の負荷素子を含み、第1の負荷素子
の一端は第1の電位を受け、第1の負荷素子の他端は第
1のpチャネル型電界効果トランジスタのゲートに接続
され、第2の負荷素子の一端は第1の入力信号または第
2の電位を受け、第2の負荷素子の他端は第1のpチャ
ネル型電界効果トランジスタのゲートに接続され、第3
の負荷素子の一端は第1の電位を受け、第3の負荷素子
の他端は第1のnチャネル型電界効果トランジスタのゲ
ートに接続されたものである。
て第1および第2の負荷素子により第1のpチャネル型
電界効果トランジスタのゲート電位が制御されかつ第3
の負荷素子により第1のnチャネル型電界効果トランジ
スタのゲート電位が制御される。
子により構成されるので、小面積化が図られる。
係るレベル変換回路の構成において、第1、第2および
第3の負荷素子の各々は、電界効果トランジスタまたは
抵抗素子であるものである。
抗素子により第1のpチャネル型電界効果トランジスタ
のゲート電位および第1のnチャネル型電界効果トラン
ジスタのゲート電位が制御される。
いずれかの発明に係るレベル変換回路の構成において、
第1の入力信号の第1のレベルと第2のレベルとの間の
遷移期間に第1のノードから第1および第2のトランジ
スタを経由して第2のノードに至る電流経路を遮断する
遮断手段をさらに備えたものである。
と第2のレベルとの間の遷移期間に第1および第2のト
ランジスタに電流が流れないので、貫通電流による消費
電力の増加が防止される。したがって、さらに低消費電
力化が図られる。
いずれかの発明に係るレベル変換回路の構成において、
第1のトランジスタ、第2のトランジスタおよび制御手
段は、絶縁基板上の単結晶、多結晶または非晶質の半導
体により形成されるものである。
r)デバイスによりレベル変換回路が構成される。
り動作する複数のロジック回路と、複数のロジック回路
間に接続された第1〜第15のいずれかの発明に係るレ
ベル変換回路とを備えたものである。
複数のロジック回路を備えた半導体装置において、製造
工程でトランジスタのしきい値電圧のばらつきが大きい
場合でも確実な動作が可能となるとともに、高速動作、
低消費電力化および小面積化が可能となる。
た内部回路と、チップ外に設けられる外部回路と、内部
回路と外部回路との間に接続された第1〜第15のいず
れかの発明に係るレベル変換回路とを備えたものであ
る。
とチップ外に設けられる外部回路とを備えた半導体装置
において、製造工程でトランジスタのしきい値電圧のば
らつきが大きい場合でも確実な動作が可能となるととも
に、高速動作、低消費電力化および小面積化が可能とな
る。
半導体メモリと、チップ上に設けられたロジック回路
と、チップ上の半導体メモリとロジック回路との間に接
続された第1〜第15のいずれかの発明に係るレベル変
換回路とを備えたものである。
がチップ上に混載された半導体装置において、製造工程
でトランジスタのしきい値電圧のばらつきが大きい場合
でも確実な動作が可能となるとともに、高速動作、低消
費電力化および小面積化が可能となる。
数のセンサのいずれかを選択するための複数の選択用ト
ランジスタと、複数のセンサを複数の選択用トランジス
タを介して駆動する周辺回路と、所定の信号をレベル変
換して周辺回路に与える第1〜第15のいずれかの発明
に係るレベル変換回路とを備えたものである。
びレベル変換回路を有する半導体装置において、製造工
程でトランジスタのしきい値電圧のばらつきが大きい場
合でも、確実な動作が可能となるとともに、高速動作、
低消費電力化、小面積化および高精細化が可能となる。
数の表示素子のいずれかを選択するための複数の選択用
トランジスタと、複数の表示素子を複数の選択用トラン
ジスタを介して駆動する周辺回路と、所定の信号をレベ
ル変換して周辺回路に与える第1〜第15のいずれかの
発明に係るレベル変換回路とを備えたものである。
びレベル変換回路を有する表示装置において、製造工程
でトランジスタのしきい値電圧のばらつきが大きい場合
でも確実な動作が可能となるとともに、高速動作、低消
費電力化、小面積化および高精細化が可能となる。
示装置の構成において、複数の表示素子は液晶素子であ
り、複数の液晶素子、複数の選択用トランジスタ、周辺
回路およびレベル変換回路は絶縁基板上に形成されたも
のである。
い値電圧のばらつきが大きい場合でも確実な動作が可能
となるとともに、高速動作、低消費電力化、小面積化お
よび高精細化が可能な液晶表示装置が実現される。
示装置の構成において、複数の表示素子は有機エレクト
ロルミネッセンス素子であり、複数の有機エレクトロル
ミネッセンス素子、複数の選択用トランジスタ、周辺回
路およびレベル変換回路は絶縁基板上に形成されたもの
である。
い値電圧のばらつきが大きい場合でも確実な動作が可能
となるとともに、高速動作、低消費電力化、小面積化お
よび高精細化が可能な有機エレクトロルミネッセンス装
置が実現される。
れかの発明に係る表示装置の構成において、複数の選択
用トランジスタならびにレベル変換回路の第1および第
2のトランジスタは、薄膜トランジスタからなるもので
ある。
しきい値電圧のばらつきが大きい場合でも確実な動作が
可能となるとともに、高速動作、低消費電力化、小面積
化および高精細化が可能な表示装置が実現される。
けるレベル変換回路の構成を示す回路図である。
部10、ドライバ部20およびインバータ3を備える。
制御部10は、制御回路100、pチャネルMOSFE
T(金属酸化物半導体電界効果トランジスタ)101お
よびnチャネルMOSFET102を含む。また、ドラ
イバ部20は、pチャネルMOSFET201およびn
チャネルMOSFET202を含む。インバータ3は、
pチャネルMOSFETおよびnチャネルMOSFET
からなるCMOS回路により構成される。
ドI1,I2、第1のノードNPおよび第2のノードN
Nに接続される。入力ノードI1,I2には、互いに相
補にハイレベルとローレベルとに変化する入力信号CL
K1,CLK2がそれぞれ与えられる。pチャネルMO
SFET101のソースは電源電位VDDを受ける電源
端子に接続され、ゲートおよびドレインは第1のノード
NPに接続される。nチャネルMOSFET102のソ
ースは入力ノードI1に接続され、ゲートおよびドレイ
ンは第2のノードNNに接続される。
SFET201のソースは電源電位VDDを受ける電源
端子に接続され、ドレインは出力ノードNOに接続さ
れ、ゲートは第1のノードNPに接続される。nチャネ
ルMOSFET202のソースは入力ノードI2に接続
され、ドレインは出力ノードNOに接続され、ゲートは
第2のノードNNに接続される。
とローレベルとの間の電位差は電源電位VDDと接地電
位との間の電位差よりも小さい。本実施例では、入力信
号CLK1,CLK2のローレベルは接地電位であり、
ハイレベルは電源電位VDDと接地電位との間の電位で
ある。
LK2に応答して第1のノードNPの電位VNPおよび
第2のノードNNの電位VNNを制御する。第1のノー
ドNPの電位VNPは、電源電位VDDからpチャネル
MOSFET101のしきい値電圧Vtpの絶対値分以
上低下したレベルに設定される。また、第2のノードN
Nの電位VNNは、入力信号CLK1のローレベルから
nチャネルMOSFET102のしきい値電圧Vtnの
絶対値分以上上昇したレベルに設定される。さらに、n
チャネルMOSFET102のソースの電位は、入力信
号CLK1のレベルとなる。
1およびnチャネルMOSFET202のうち一方が強
くオンしかつ他方が弱くオンする。このように、ドライ
バ部20のpチャネルMOSFET201およびnチャ
ネルMOSFET202の一方が完全にオフすることは
ない。
強くオンしているときにはnチャネルMOSFET20
2は弱くオンしている。それにより、pチャネルMOS
FET201のオン抵抗の値がnチャネルMOSFET
202のオン抵抗の値よりも小さくなる。その結果、出
力ノードNOの出力電位Voutが高くなる。
くオンしているときにはpチャネルMOSFET201
は弱くオンしている。それにより、nチャネルMOSF
ET202のオン抵抗の値がpチャネルMOSFET2
01のオン抵抗の値よりも小さくなる。その結果、出力
ノードNOの出力電位Voutが低くなる。
電位VDDと接地電位とに変化する出力電位VOUTに
変換する。
回路1において第1のノードNPの電位VNPおよび第
2のノードNNの電位VNNのとり得る範囲の例を示す
模式図である。
Pの電位のとり得る範囲は、電源電位VDDからpチャ
ネルMOSFET101のしきい値電圧Vtp分低下し
た第1のレベルV1とその第1のレベルV1よりも低い
第2のレベルV2との間になる。第2のノードNNの電
位VNNのとり得る範囲は、接地電位GNDからnチャ
ネルMOSFET102のしきい値電圧Vtn分上昇し
た第3のレベルV3とその第3のレベルV3よりも高い
第4のレベルV4との間になる。
きい値電圧VtpおよびnチャネルMOSFET102
のしきい値電圧Vtnが比較的小さい場合を示してい
る。この場合、第1のノードNPの電位VNPが第2の
ノードNNの電位VNNよりも高くなる。それにより、
ドライバ部20のpチャネルMOSFET201および
nチャネルMOSFET202に流れる電流が比較的小
さくなる。したがって、ドライバ部20における貫通電
流が比較的小さくなるが、動作速度は比較的低くなる。
きい値電圧VtpおよびnチャネルMOSFET102
のしきい値電圧Vtnがやや大きい場合を示している。
この場合、第1のノードNPの電位VNPと第2のノー
ドNNの電位VNNとの差が小さくなる。それにより、
ドライバ部20のpチャネルMOSFET201および
nチャネルMOSFET202に流れる電流の値がやや
大きくなる。したがって、ドライバ部20における貫通
電流が図2の場合に比べてやや大きくなるが、動作速度
は図2の場合に比べてやや高くなる。
きい値電圧VtpおよびnチャネルMOSFET102
のしきい値電圧Vtnが比較的大きい場合を示す。この
場合、第1のノードNPの電位VNPが第2のノードN
Nの電位VNNよりも低くなる。それにより、ドライバ
部20のpチャネルMOSFET201およびnチャネ
ルMOSFET202に流れる電流が比較的大きくな
る。したがって、ドライバ部20における貫通電流が比
較的大きくなるが、動作速度は比較的高くなる。
示す電圧波形図である。図5の動作例は図4の場合に対
応しており、第1のノードNPの電位VNPのハイレベ
ルが第2のノードNNの電位VNNのハイレベルよりも
低く、第1のノードNPの電位VNPのローレベルが第
2のノードNNの電位VNNのローレベルよりも高くな
っている。図5の動作例では、ドライバ部20における
貫通電流が比較的大きくなるが、動作速度が高くなる。
位VNPおよび第2のノードNNの電位VNNは同相で
変化する。入力信号CLK1がハイレベルとなり、入力
信号CLK2がローレベルになったときに、第1のノー
ドNPの電位VNPおよび第2のノードNNの電位VN
Nがハイレベルとなる。それにより、出力電位VOUT
は接地電位GNDとなる。
力信号CLK2がハイレベルになったときには、第1の
ノードNPの電位VNPおよび第2のノードNNの電位
VNNはローレベルとなる。それにより、出力電位VO
UTは電源電位VDDとなる。
常時オン状態となっているpチャネルMOSFET20
1およびnチャネルMOSFET202のオン状態の程
度が制御されるので、入力信号CLK1,CLK2の電
圧振幅がpチャネルMOSFET201およびnチャネ
ルMOSFET202のしきい値電圧よりも小さい場合
でも動作が可能となる。また、pチャネルMOSFET
201およびnチャネルMOSFET202のしきい値
電圧が設計値から大きくずれた場合でも、入力信号CL
K1,CLK2のレベルの変化に対応する出力電位Vo
utの波形が得られる。このように、製造工程でのばら
つきによりpチャネルMOSFET201およびnチャ
ネルMOSFET202のしきい値電圧が設計値からず
れた場合でも確実に動作することができる。
ルMOSFET201およびnチャネルMOSFET2
02のオン状態の程度が制御されるので、高速動作が可
能となる。さらに、高速動作が可能となることにより出
力電位Voutのレベルの遷移期間が短くなるので、貫
通電流が流れる期間が短縮される。それにより、低消費
電力化が可能となる。
振幅が小さい場合でもレベルをシフトする回路が必要な
いので、小面積化が可能となる。
の第1の例を示す回路図である。図6に示すように、制
御回路100はnチャネルMOSFET103およびp
チャネルMOSFET104を含む。nチャネルMOS
FET103のソースは入力ノードI1に接続され、ド
レインおよびゲートは第1のノードNPに接続される。
pチャネルMOSFET104のソースは電源端子に接
続され、ドレインは第2のノードNNに接続され、ゲー
トは入力ノードI2に接続される。
路1は6個のMOSFETにより構成される。したがっ
て、小面積化が可能となる。
しきい値電圧をVtpとし、nチャネルMOSFET1
02のしきい値電圧をVtnとする。
きい値電圧およびnチャネルMOSFETのしきい値電
圧がレベル変換回路1ごとにばらついた場合でも、同一
のレベル変換回路1内では、pチャネルMOSFET1
01,104,201のしきい値電圧は同一であり、n
チャネルMOSFET102,103,202のしきい
値電圧は同一である。
01により第1のノードNPの電位VNPが電源電位V
DDからしきい値電圧Vtpの絶対値分以上低下したレ
ベルに設定される。それにより、pチャネルMOSFE
T201が常にオン状態となる。また、nチャネルMO
SFET102により第2のノードNNの電位VNNが
接地電位からしきい値電圧Vtnの絶対値分以上上昇し
たレベルに設定される。それにより、nチャネルMOS
FET202が常にオン状態となる。
ネルMOSFET103により第1のノードNPの電位
VNPがハイレベルまたはローレベルに制御される。ま
た、入力信号CLK2のレベルに応じてpチャネルMO
SFET104により第2のノードNNの電位VNNが
ハイレベルまたはローレベルに制御される。それによ
り、pチャネルMOSFET201およびnチャネルM
OSFET202のうち一方が強くオンし、他方が弱く
オンする。
の第2の例を示す回路図である。図7のレベル変換回路
1が図6のレベル変換回路1と異なるのは、制御回路1
00のpチャネルMOSFET104のゲートが接地端
子に接続されている点である。この場合、pチャネルM
OSFET104は常時オン状態となり、負荷抵抗とし
て働く。それにより、ドライバ部20のnチャネルMO
SFET202が常時オン状態となる。
ノードNNの電位VNNがハイレベルまたはローレベル
に制御される。それにより、nチャネルMOSFET2
02が強くまたは弱くオンする。
および動作は図6のレベル変換回路1と同様である。
の第3の例を示す回路図である。図8のレベル変換回路
1が図7のレベル変換回路1と異なるのは、制御回路1
00がpチャネルMOSFET104の代わりにnチャ
ネルMOSFET105を含む点である。nチャネルM
OSFET105のソースは第2のノードNNに接続さ
れ、ドレインおよびゲートは電源端子に接続される。こ
の場合、nチャネルMOSFET105は常時オン状態
となり、負荷抵抗として働く。それにより、ドライバ部
20のnチャネルMOSFET202が常時オン状態と
なる。
ノードNNの電位VNNがハイレベルまたはローレベル
に制御される。それにより、nチャネルMOSFET2
02が強くまたは弱くオンする。
および動作は図6のレベル変換回路1と同様である。
の第4の例を示す回路図である。図9のレベル変換回路
1が図6のレベル変換回路1と異なるのは、nチャネル
MOSFET102のソースが接地端子に接続されてい
る点である。この場合、nチャネルMOSFET102
により第2のノードNNの電位VNNが接地電位からし
きい値電圧Vtnの絶対値分以上上昇したレベルに設定
される。それにより、ドライバ部20のnチャネルMO
SFET202が常時オン状態となる。
ネルMOSFET104により第2のノードNNの電位
VNNがハイレベルまたはローレベルに制御される。そ
れにより、nチャネルMOSFET202が強くまたは
弱くオンする。
および動作は図6のレベル変換回路1と同様である。
成の第5の例を示す回路図である。図10のレベル変換
回路1が図6のレベル変換回路1と異なるのは、制御回
路100のnチャネルMOSFET103のゲートが電
源端子に接続されている点である。この場合、nチャネ
ルMOSFET103は常時オン状態となり、負荷抵抗
として働く。それにより、第1のノードNPの電位VN
Pが入力信号CLK1のレベルに応じてハイレベルまた
はローレベルに制御される。したがって、ドライバ部2
0のpチャネルMOSFET201が強くまたは弱くオ
ンする。
成および動作は図6のレベル変換回路1と同様である。
成の第6の例を示す回路図である。図11のレベル変換
回路1が図6のレベル変換回路1と異なるのは、制御回
路100が抵抗素子R1,R2により構成される点であ
る。抵抗素子R1の一端は第1のノードNPに接続さ
れ、他端は入力ノードI1に接続される。抵抗素子R2
の一端は電源端子に接続され、他端は第2のノードNN
に接続される。この場合、入力信号CLK1のレベルに
応じて第1のノードNPの電位VNPがハイレベルまた
はローレベルに制御されるとともに第2のノードNNの
電位VNNがハイレベルまたはローレベルに制御され
る。
成および動作は図6のレベル変換回路1と同様である。
ベル変換回路の構成を示す回路図である。
変換回路1と異なるのは、ドライバ部20のnチャネル
MOSFET202のソースが接地端子に接続されてい
る点である。
第2のノードNNの電位VNNは、入力信号CLK1の
ローレベルからnチャネルMOSFET102のしきい
値電圧Vtnの絶対値分以上上昇したレベルに設定され
る。
第2のノードNNの電位VNNはローレベルからしきい
値電圧Vtnの絶対値分上昇したレベルになる。このと
き、nチャネルMOSFET202のソースは接地電位
となっている。それにより、nチャネルMOSFET2
02は弱くオンする。入力信号CLK1がハイレベルの
ときには第2のノードNNの電位VNNはハイレベルか
らしきい値電圧Vtnの絶対値分上昇したレベルにな
る。このとき、nチャネルMOSFET202のソース
は接地電位となっている。それにより、nチャネルMO
SFET202は強くオンする。
分の構成および動作は、第1の実施例のレベル変換回路
1と同様である。
ベル変換回路の構成を示す回路図である。
変換回路1と異なるのは、ドライバ部20のnチャネル
MOSFET202のソースが負電位Veeを受ける電
源端子に接続されている点である。
第2のノードNNの電位VNNは、入力信号CLK1の
ローレベルからnチャネルMOSFET102のしきい
値電圧Vtnの絶対値分以上上昇したレベルに設定され
る。
第2のノードNNの電位VNNはローレベルからしきい
値電圧Vtnの絶対値分上昇したレベルになる。このと
き、nチャネルMOSFET202のソースは負電位V
eeとなっている。それにより、nチャネルMOSFE
T202は弱くオンする。入力信号CLK1がハイレベ
ルのときには第2のノードNNの電位VNNはハイレベ
ルからしきい値電圧Vtnの絶対値分上昇したレベルに
なる。このとき、nチャネルMOSFET202のソー
スは負電位Veeとなっている。それにより、nチャネ
ルMOSFET202は強くオンする。
分の構成および動作は、第1の実施例のレベル変換回路
1と同様である。
ベル変換回路の構成を示す回路図である。
御部10が制御回路100aおよびnチャネルMOSF
ET102を含む。制御回路100aは、入力ノードI
1,I2、第1のノードNPおよび第2のノードNNに
接続される。入力ノードI1,I2には、第1の実施例
のレベル変換回路1と同様に、入力信号CLK1,CL
K2がそれぞれ与えられる。
入力ノードI1に接続され、ドレインおよびゲートは第
2のノードNNに接続される。図14のレベル変換回路
1の他の部分の構成は、図1のレベル変換回路1の構成
と同様である。
CLK2に応答して第1のノードNPの電位VNPおよ
び第2のノードNNの電位VNNを制御する。第1のノ
ードNPの電位VNPは、制御回路100aにより電源
電位VDDと入力信号CLK1のレベルとの間のレベル
に設定される。また、第2のノードNNの電位VNN
は、入力信号CLK1のローレベルからnチャネルMO
SFET102のしきい値電圧Vtnの絶対値分以上上
昇したレベルに設定される。
MOSFET201およびnチャネルMOSFET20
2のうち一方が強くオンしかつ他方が弱くオンする。こ
のように、ドライバ部20のpチャネルMOSFET2
01およびnチャネルMOSFET202の一方が完全
にオフすることはない。
分の構成および動作は、第1の実施例のレベル変換回路
1と同様である。
構成の第1の例を示す回路図である。
抵抗素子R3,R4およびpチャネルMOSFET10
4を含む。抵抗素子R3の一端は電源端子に接続され、
他端は第1のノードNPに接続される。抵抗素子R4の
一端は第1のノードNPに接続され、他端は入力ノード
I1に接続される。pチャネルMOSFET104のソ
ースは電源端子に接続され、ドレインは第2のノードN
Nに接続され、ゲートは入力ノードI2に接続される。
り第1のノードNPの電位VNPが電源電位VDDと入
力信号CLK1のレベルとの間のレベルに設定される。
それにより、pチャネルMOSFET201が常にオン
状態となる。また、nチャネルMOSFET102によ
り第2のノードNNの電位VNNが接地電位からしきい
値電圧Vtnの絶対値分以上上昇したレベルに設定され
る。それにより、nチャネルMOSFET202が常に
オン状態となる。
CLK1のレベルに応じてハイレベルまたはローレベル
に制御される。また、第2のノードNNの電位VNNは
入力信号CLK1,CLK2のレベルに応じてハイレベ
ルまたはローレベルに制御される。それにより、pチャ
ネルMOSFET201およびnチャネルMOSFET
202のうち一方が強くオンし、他方が弱くオンする。
は、第1のノードNPの電位VNPは電源電位VDDと
入力信号CLK1のハイレベルとの間のレベルに設定さ
れる。それにより、pチャネルMOSFET201が弱
くオンする。このとき、nチャネルMOSFET202
は強くオンする。
は、第1のノードNPの電位VNPは電源電位VDDと
入力信号CLK1のローレベルとの間のレベルに設定さ
れる。それにより、pチャネルMOSFET201が強
くオンする。このとき、nチャネルMOSFET202
は強くオンする。
構成の第2の例を示す回路図である。
ル変換回路1と異なるのは、制御回路100aの抵抗素
子4の他端が接地端子に接続されている点である。
は、抵抗素子R3,R4により電源電位VDDと接地電
位との間の所定の電位に固定される。それにより、pチ
ャネルMOSFET202は常にオン状態となる。
したときにはpチャネルMOSFET201は弱くオン
し、nチャネルMOSFET202が弱くオンしたとき
にはpチャネルMOSFET201が強くオンする。
構成の第3の例を示す回路図である。
ル変換回路1と異なるのは、制御回路100aの抵抗素
子R3の代わりにpチャネルMOSFET106が設け
られている点である。pチャネルMOSFET106の
ソースは電源端子に接続され、ドレインは第1のノード
NPに接続され、ゲートは入力ノードI1に接続され
る。
第1のノードNPの電位VNPがハイレベルとなる。そ
れにより、pチャネルMOSFET201が弱くオンす
る。入力信号CLK1がローレベルのときには第1のノ
ードNPの電位VNPがローレベルとなる。それによ
り、pチャネルMOSFET201が強くオンする。
互いに相補に変化する入力信号CLK1,CLK2に応
答して動作するが、次に示す第5の実施例のレベル変換
回路1は単一の入力信号に応答して動作する。
ベル変換回路の構成を示す回路図である。
ネルMOSFET103のソースは単一の入力信号CL
Kを受ける入力ノードI1に接続され、ドレインおよび
ゲートは第1のノードNPに接続される。pチャネルM
OSFET104のソースは電源端子に接続され、ドレ
インは第2のノードNNに接続され、ゲートは接地端子
に接続される。また、ドライバ部20のnチャネルMO
SFET202のソースは接地端子に接続される。
成は図6のレベル変換回路1の構成と同様である。
ベル変換回路の構成を示す回路図である。
部10の構成は図6のレベル変換回路1の制御部10の
構成と同様である。ドライバ部20においては、pチャ
ネルMOSFET201のソースと電源端子との間にp
チャネルMOSFET210が接続されている。pチャ
ネルMOSFET210のゲートには制御信号CONT
が与えられる。図19のレベル変換回路1の他の部分の
構成は、図6のレベル変換回路1の構成と同様である。
例を示す電圧波形図である。図20に示すように、入力
信号CLK1,CLK2は互いに相補にハイレベルとロ
ーレベルとに変化する。出力電位VOUTは入力信号C
LK1,CLK2の電圧振幅よりも大きな電圧振幅で変
化する。
CLK2がハイレベルとローレベルとの間で遷移する期
間においてハイレベルになり、他の期間にはローレベル
となる。
を貫通電流阻止期間THと呼ぶ。貫通電流阻止期間TH
にはpチャネルMOSFET210がオフする。それに
より、電源端子からpチャネルMOSFET201およ
びnチャネルMOSFET202を通して流れる貫通電
流が阻止される。したがって、低消費電力化が可能とな
る。
性のシミュレーションを行った。図21はシミュレーシ
ョンに用いたレベル変換回路の回路構成を示す図であ
る。図21のレベル変換回路1の構成は図6に示したレ
ベル変換回路1の構成と同様である。まず、図21のレ
ベル変換回路1の動作の高速性を調べた。
スタでは、しきい値電圧Vtpは例えば(−0.9±
0.1)Vであり、しきい値電圧Vtnは例えば(0.
7±0.1)Vである。一方、多結晶シリコンを用いた
薄膜トランジスタでは、しきい値電圧Vtpは例えば
(−2.5±1〜1.5)Vであり、しきい値電圧Vt
nは例えば(1.8±1〜1.5)Vである。このよう
に、多結晶シリコンを用いた薄膜トランジスタでは、バ
ルクシリコンからなるトランジスタに比べて製造工程で
のしきい値電圧のばらつきが大きくなる。
ンからなるトランジスタにより構成した場合のシミュレ
ーション結果を示す図である。
GHzとし、入力電圧振幅(入力信号CLK1,CLK
2の振れ幅)を0.5Vとし、出力電圧振幅(出力電位
VOUTの振れ幅)を3.0Vとした。
2および出力電位VOUTの波形を示し、図22(b)
は第1のノードNPの電位VNP、第2のノードNNの
電位VNNおよび出力ノードNOの出力電位Voutの
波形を示す。
zという高い周波数でも入力信号CLK1,CLK2に
応答してデューティ比が50%の出力電位VOUTが得
られることがわかる。このように、バルクシリコンから
なるトランジスタにより構成されたレベル変換回路1に
おいては高速動作が可能となる。
ンからなる薄膜トランジスタにより構成した場合のシミ
ュレーション結果を示す図である。
0MHzとし、入力電圧振幅を3.0Vとし、出力電圧
振幅を12Vとした。
2および出力電位VOUTの波形を示し、図23(b)
は第1のノードNPの電位VNP、第2のノードNNの
電位VNNおよび出力ノードNOの出力電位Voutの
波形を示す。
Hzという高い周波数でも入力信号CLK1,CLK2
に応答してデューティ比が50%の出力電位VOUTが
得られることがわかる。このように、多結晶シリコンか
らなる薄膜トランジスタにより構成されたレベル変換回
路1においても高速動作が可能となる。
SFETおよびnチャネルMOSFETのしきい値電圧
がばらついた場合の電圧波形のシミュレーションを行っ
た。このシミュレーションでは、レベル変換回路1のp
チャネルMOSFETおよびnチャネルMOSFETと
して多結晶シリコンからなる薄膜トランジスタを用い
た。入力信号CLK1,CLK2の周波数は2MHzと
した。
チャネルMOSFETのしきい値電圧が設定値に比べて
小さい場合のシミュレーション結果を示す図である。図
24のシミュレーションでは、pチャネルMOSFET
のしきい値パラメータ(しきい値電圧)を−2.0Vと
し、nチャネルMOSFETのしきい値パラメータ(し
きい値電圧)を1.3Vとした。
チャネルMOSFETのしきい値電圧が設定値の場合の
シミュレーション結果を示す図である。図25のシミュ
レーションでは、pチャネルMOSFETのしきい値パ
ラメータを−3.5Vとし、nチャネルMOSFETの
しきい値パラメータを2.8Vとした。
チャネルMOSFETのしきい値電圧が設定値に比べて
大きい場合のシミュレーション結果を示す図である。図
26のシミュレーションでは、pチャネルMOSFET
のしきい値パラメータを−5.0Vとし、nチャネルM
OSFETのしきい値パラメータを4.3Vとした。
pチャネルMOSFETおよびnチャネルMOSFET
のしきい値パラメータが設定値から比較的大きくずれた
場合でも、入力信号CLK1,CLK2に応答してデュ
ーティ比が50%の出力電位VOUTが得られることが
わかる。
ベル変換回路の構成を示す回路図である。
御部10A,10B、2つのドライバ部20A,20B
および1つのPMOSクロスカップル型差動増幅器30
を備える。
0A,20Bの構成は、第1〜第6の実施例における制
御部10およびドライバ部20の構成と同様である。た
だし、制御部10Aの入力ノードI1,I2にはそれぞ
れ入力信号CLK1,CLK2が与えられ、制御部10
Bの入力ノードI1,I2にはそれぞれ入力信号CLK
2,CLK1が与えられる。
OSFET303のソースには、所定の電位VEEが与
えられる。所定の電位VEEは、電源電位VDDよりも
低い正電位、接地電位、負電位、クロック信号CLK1
またはクロック信号CLK2である。
T301,302およびnチャネルMOSFET30
3,304を含む。pチャネルMOSFET301,3
02のソースは電源端子に接続され、ドレインは出力ノ
ードNO1,NO2にそれぞれ接続され、ゲートは出力
ノードNO2,NO1に交差接続される。nチャネルM
OSFET303,304のソースには所定の電位VE
Eが与えられ、ドレインは出力ノードNO1,NO2に
それぞれ接続され、ゲートはドライバ部20A,20B
の出力ノードNOA,NOBにそれぞれ接続される。
は、差動増幅器30の出力ノードNO1,NO2から互
いに相補に変化する出力電位VOUT1,VOUT2が
出力される。出力電位VOUT1,VOUT2は電源電
位VDDと接地電位との間で変化する。
体的な構成例を示す回路図である。図28において、制
御部10A,10Bの構成は、図6に示した制御部10
の構成と同様である。ドライバ部20A,20Bのnチ
ャネルMOSFET202のソースは入力ノードI2に
接続される。差動増幅器30のnチャネルMOSFET
303,304のソースは接地端子に接続される。
ベル変換回路の構成を示す回路図である。
ベル変換回路1aと異なるのは、PMOSクロスカップ
ル型差動増幅器30の代わりにカレントミラー型増幅器
31が接続されている点である。
ルMOSFET311,312およびnチャネルMOS
FET313,314を含む。pチャネルMOSFET
311,312のソースは電源端子に接続され、ドレイ
ンは出力ノードNO3,NO4にそれぞれ接続され、ゲ
ートは出力ノードNO3に接続される。nチャネルMO
SFET313,314のソースには所定の電位VEE
が与えられ、ドレインは出力ノードNO3,NO4にそ
れぞれ接続され、ゲートはドライバ部20A,20Bの
出力ノードNO1,NO2にそれぞれ接続される。
は、カレントミラー型増幅器31の出力ノードNO4か
ら出力電位VOUTが出力される。出力電位VOUTは
電源電位VDDと接地電位との間で変化する。図30は
本発明の第9の実施例におけるレベル変換回路の構成を
示す回路図である。
ドライバ部20A,20Bの出力ノードNOA,NOB
間に複数のPMOSクロスカップル型差動増幅器30が
接続されている。図30のレベル変換回路1cの他の部
分の構成は、図27のレベル変換回路1aの構成と同様
である。
は、複数の差動増幅器30の出力ノードNO1,NO2
から互いに相補に変化する出力電位VOUT1,VOU
T2が出力される。出力電位VOUT1,VOUT2は
電源電位VDDと接地電位との間で変化する。
レベル変換回路の構成を示す回路図である。図31のレ
ベル変換回路1dは、ペア型レベル変換回路である。
御部10A,10B、2つのドライバ部20A,20B
および2つのインバータ3A,3Bを備える。
た制御部10の構成と同様であり、ドライバ部20A,
20Bの構成は、図6に示したドライバ部20の構成と
同様である。制御部10AのpチャネルMOSFET1
04のゲート、ドライバ部20AのnチャネルMOSF
ET202のソース、制御部10BのnチャネルMOS
FET102のソースおよび制御部10Bのnチャネル
MOSFET103のソースは、クロック信号CLK1
を受ける入力ノードIAに接続される。制御部10Aの
nチャネルFET102のソース、制御部10Aのnチ
ャネルMOSFET103のソース、制御部10Bのp
チャネルMOSFET104のゲートおよびドライバ部
20BのnチャネルMOSFET202のソースは、ク
ロック信号CLK2を受ける入力ノードIBに接続され
る。
ードNOA,NOBにそれぞれインバータ3A,3Bが
接続される。インバータ3A,3Bから互いに相補に変
化する出力電位VOUT1,VOUT2が出力される。
出力電位VOUT1,VOUT2は電源電位VDDと接
地電位との間で変化する。このように、図31のレベル
変換回路1dは相補的動作を行う。
レベル変換回路の構成を示す回路図である。図32のレ
ベル変換回路1eは、ペア型および位相調整型レベル変
換回路である。
ベル変換回路1dと異なるのは、ドライバ部20Aの出
力ノードNOAとドライバ部20Bの出力ノードNOB
との間に位相調整用の一対のインバータ5A,5Bが互
いに逆向きに接続されている点である。
は、インバータ5A,5Bにより出力ノードNOA,N
OBの出力電位の位相を合わせることができる。それに
より、製造工程でのMOSFETのしきい値電圧のばら
つきが大きい場合でも、出力電位VOUT1,VOUT
2の位相のずれが低減される。
レベル変換回路の構成を示す回路図である。図33のレ
ベル変換回路1fは低電圧駆動型レベル変換回路であ
る。
ル変換回路1と異なるのは、制御部10がpチャネルM
OSFET105およびnチャネルMOSFET106
をさらに含む点である。
電源端子に接続され、ゲートは出力ノードNOに接続さ
れ、ドレインは第1のノードNPに接続される。nチャ
ネルMOSFET106のソースは入力ノードI1に接
続され、ゲートは出力ノードNOに接続され、ドレイン
は第2のノードNNに接続される。
おいては、ドライバ部20のpチャネルMOSFET2
01およびnチャネルMOSFET202のゲート電位
を制御部10のpチャネルMOSFET101のしきい
値電圧Vtp分およびnチャネルMOSFET102の
しきい値電圧Vtn分動作領域にそれぞれシフトさせて
いる。これにより、MOSFETのしきい値電圧が製造
工程でのばらつきにより設計値からずれた場合でも、p
チャネルMOSFET201およびnチャネルMOSF
ET202が確実に動作することができる。しかしなが
ら、電源電位VDDが低くなり、かつ製造工程でのばら
つきによりしきい値電圧が設計値よりも大きくなるよう
にずれた場合には、ドライバ部20のpチャネルMOS
FET201およびnチャネルMOSFET202が動
作しない場合が生じ得る。
は、これを回避するために、pチャネルMOSFET1
05およびnチャネルMOSFET106が設けられて
いる。上述のように、出力ノードNOの出力電位Vou
tの取り得る範囲は、第1のノードNPの電位VNPの
取り得る範囲および第2のノードNNの電位VNNの取
り得る範囲よりも大きい。すなわち、pチャネルMOS
FET101のゲート電位およびnチャネルMOSFE
T102のゲート電位の取り得る範囲よりも出力ノード
NOの出力電位Voutの取り得る範囲が大きい。これ
により、pチャネルMOSFET105のゲート電位お
よびnチャネルMOSFET106のゲート電位が第1
のノードNPの電位VNPおよび第2のノードNNの電
位VNNよりも大きな範囲で振れることになる。したが
って、pチャネルMOSFET105およびnチャネル
MOSFET106は、より強くオンする。その結果、
第1のノードNPの電位VNPおよび第2のノードNN
の電位VNNがpチャネルMOSFET101のしきい
値電圧およびnチャネルMOSFET102のしきい値
電圧に影響されなくなる。したがって、図33のレベル
変換回路1fは、電源電位VDDが低くかつ製造工程で
のばらつきが大きい場合でも、確実に動作することがで
きる。
レベル変換回路の構成を示す回路図である。図34のレ
ベル変換回路1gは、低電圧駆動型およびペア型レベル
変換回路である。
ベル変換回路1dと異なるのは、制御部10Aがpチャ
ネルMOSFET105AおよびnチャネルMOSFE
T106Aをさらに含み、制御部10BがpチャネルM
OSFET105BおよびnチャネルMOSFET10
6Bをさらに含む点である。すなわち、制御部10A,
10Bは図33に示す制御部10と同じ構成を有する。
は、図31のレベル変換回路1dと同様に、インバータ
3A,3Bから互いに相補に変化する出力電位VOUT
1,VOUT2が出力される。出力電位VOUT1,V
OUT2は電源電位VDDと接地電位との間で変化す
る。このレベル変換回路1gは、図33のレベル変換回
路1fと同様に、電源電位VDDが低くかつ製造工程で
のばらつきが大きい場合でも、確実に動作することがで
きる。
レベル変換回路の構成を示す回路図である。図35のレ
ベル変換回路1hは、低電圧駆動型、ペア型および位相
調整型レベル変換回路である。
ベル変換回路1gと異なるのは、ドライバ部20Aの出
力ノードNOAとドライバ部20Bの出力ノードNOB
との間に位相調整用の一対のインバータ5A,5Bが互
いに逆向きに接続されている点である。
は、製造工程でのMOSFETのしきい値電圧のばらつ
きが大きい場合でも、出力電位VOUT1,VOUT2
の位相のずれが低減される。また、電源電位VDDが低
い場合でも、確実に動作することができる。
半導体装置の第1の例を示すブロック図である。
00上に電源電圧2.5Vで動作するロジック回路50
1、電源電圧3.3Vで動作するロジック回路502お
よびレベル変換回路10Aが混載されている。レベル変
換回路10Aは、ロジック回路501から与えられる
2.5V系の信号を3.3V系の信号にレベル変換し、
ロジック回路502に与える。
4の実施例のレベル変換回路1,1a〜1hのいずれか
が用いられる。それにより、図36の半導体装置は、製
造工程でのpチャネルMOSFETおよびnチャネルM
OSFETのしきい値電圧のばらつきが大きい場合でも
確実に動作することができるとともに、高速動作、低消
費電力化および小面積化が可能となる。
半導体装置の第2の例を示すブロック図である。
10上に、電源電圧1.2Vで動作するロジック回路5
11、電源電圧1.8Vで動作するロジック回路51
2、電源電圧2.5Vで動作するロジック回路513,
514およびレベル変換回路1B,1C,1Dが混載さ
れている。
1から与えられる1.2V系の信号を1.8V系の信号
にレベル変換し、ロジック回路512に与える。レベル
変換回路1Cは、ロジック回路512から与えられる
1.8V系の信号を2.5V系の信号にレベル変換し、
ロジック回路514に与える。レベル変換回路1Dは、
ロジック回路511から与えられる1.2V系の信号を
2.5V系の信号にレベル変換し、ロジック回路513
に与える。
は、第1〜第14の実施例のレベル変換回路1,1a〜
1hのいずれかが用いられる。それにより、図37の半
導体装置は、製造工程でのpチャネルMOSFETおよ
びnチャネルMOSFETのしきい値電圧のばらつきが
大きい場合でも確実に動作することができるとともに、
高速動作、低消費電力化および小面積化が可能となる。
半導体装置の第3の例を示すブロック図である。
20上に、電源電圧1.8Vで動作する半導体メモリ5
21、電源電圧3.3Vで動作するロジック回路522
およびレベル変換回路1Eが混載されている。半導体メ
モリ521は、DRAM(ダイナミックランダムアクセ
スメモリ)、SRAM(スタティックランダムアクセス
メモリ)、FLASH(フラッシュメモリ)、FERA
M(強誘電体メモリ)等である。レベル変換回路1E
は、半導体メモリ521から与えられる1.8V系の信
号を3.3V系の信号にレベル変換回路し、ロジック回
路522に与える。
4の実施例のレベル変換回路1,1a〜1hのいずれか
が用いられる。それにより、図38の半導体装置は、製
造工程でのpチャネルMOSFETおよびnチャネルM
OSFETのしきい値電圧のばらつきが大きい場合でも
確実に動作することができ、高速動作、低消費電力化お
よび小面積化が可能となる。
半導体装置の第4の例を示すブロック図である。
30の内部に電源電圧2.5Vで動作する内部回路53
1が形成されている。内部回路531は半導体素子から
なる。レベル変換回路1Fは、内部回路531から与え
られる2.5V系の信号を3.3V系の信号にレベル変
換し、電源電圧3.3Vで動作する外部回路532に与
える。
4の実施例のレベル変換回路1,1a〜1hのいずれか
が用いられる。それにより、図39の半導体装置は、製
造工程でのpチャネルMOSFETおよびnチャネルM
OSFETのしきい値電圧のばらつきが大きい場合でも
確実に動作することができるとともに、高速動作化、低
消費電力化および小面積化が可能となる。
液晶表示装置の一例を示すブロック図である。
基板540上に複数の走査電極Y1,Y2,…,Ynお
よび複数のデータ電極X1,X2,…,Xmが互いに交
差するように配置されている。ここで、nおよびmはそ
れぞれ任意の整数である。複数の走査電極Y1〜Ynと
複数のデータ電極X1〜Xmとの交差部にはそれぞれ薄
膜トランジスタ541を介して液晶素子542が設けら
れる。薄膜トランジスタ541は、例えば非晶質シリコ
ンをレーザアニーリング法により多結晶化することによ
り得られた多結晶シリコンにより形成される。
動回路543、データ駆動回路544および電圧変換回
路600が設けられている。走査電極Y1〜Ynは走査
線駆動回路543に接続され、データ電極X1〜Xmは
データ駆動回路544に接続されている。電圧変換回路
600は、外部制御回路545から与えられる互いに相
補に変化する小振幅の基本クロック信号を異なる電圧の
クロック信号にレベル変換し、走査線駆動回路543お
よびデータ駆動回路544に与える。
る電圧変換回路の構成を示すブロック図である。
ラス基板540上に、昇圧電源回路601、負電源回路
602およびレベル変換回路1G,1H,1I,1Jが
形成されている。レベル変換回路1Gには外部電源電圧
8Vおよび3.3Vが与えられる。ここで、内部回路
は、図40の走査線駆動回路543およびデータ駆動回
路544である。
回路545から与えられる基本クロック信号を0Vから
8Vの範囲で変化する信号にレベル変換し、内部回路お
よびレベル変換回路1H,1I,1Jに与える。レベル
変換回路1Hは、レベル変換回路1Gから与えられる信
号を昇圧電源回路601の電源電圧に基づいて0から1
2Vの範囲で変化する信号にレベル変換し、内部回路お
よびレベル変換回路1Jに与える。
Gから与えられる信号を負電源回路602の負の電源電
圧に基づいて−3Vから8Vの範囲で変化する信号にレ
ベル変換し、内部回路に与える。レベル変換回路1J
は、レベル変換回路1Hから与えられる信号を負電源回
路602の負の電源電圧に基づいて−3Vから12Vの
範囲で変化する信号に変換し、内部回路に与える。
しては、第1〜第14の実施例のレベル変換回路1,1
a〜1hのいずれかが用いられる。それにより、図40
の液晶表示装置は、製造工程でのpチャネルMOSFE
TおよびnチャネルMOSFETのしきい値電圧のばら
つきが大きい場合でも確実に動作することができるとと
もに、高速動作、低消費電力化、小面積化および高精細
化が可能となる。
有機EL装置の一例を示すブロック図である。
基板550上に、複数の走査電極Y1,Y2,…Ynお
よび複数のデータ電極X1,X2,…,Xmが互いに交
差するように配置されている。複数の走査電極Y1〜Y
nと複数のデータ電極X1〜Xmとの交差部には薄膜ト
ランジスタ551を介して有機EL素子552が設けら
れている。薄膜トランジスタ551は、例えば非晶質シ
リコンをレーザアニーリング法により多結晶化すること
により得られた多結晶シリコンにより形成される。
動回路553、データ駆動回路554および電圧変換回
路700が設けられている。走査電極Y1〜Ynは走査
線駆動回路553に接続され、データ電極X1〜Xmは
データ駆動回路554に接続されている。電圧変換回路
700は、外部制御回路555から与えられる互いに相
補に変化する小振幅の基本クロック信号を異なる電圧の
クロック信号にレベル変換し、走査線駆動回路553お
よびデータ駆動回路554に与える。電圧変換回路70
0の構成は、図41に示した電圧変換回路600の構成
と同様である。
施例のレベル変換回路1,1a〜1hのいずれかが用い
られる。それにより、図42の有機EL装置は、製造工
程でのpチャネルMOSFETおよびnチャネルMOS
FETのしきい値電圧のばらつきが大きい場合でも確実
に動作することができるとともに、高速動作、低消費電
力化、小面積化および高精細化が可能となる。
(Silicon on Insulator)デバイスにより構成した例を
示す断面図である。
(シリコン)基板570上に絶縁膜571が形成され、
絶縁膜571上に非晶質、多結晶または単結晶のシリコ
ン層572が形成されている。シリコン層572内には
複数対のp型領域573および複数対のn型領域574
が形成されている。
対のn型領域574間の領域上には、ゲート電極575
が形成されている。このようにして、SOIデバイスに
より例えば図6のレベル変換回路1が構成される。
デバイスに限らず、種々の半導体素子により形成するこ
とができる。
センサ装置の一例を示すブロック図である。
板580上に、複数の走査電極Y1,Y2,…Ynおよ
び複数のデータ電極X1,X2,…Xmが互いに交差す
るように配置されている。なお、ガラス基板580の代
わりにプラスチック等からなるパネル基板を用いてもよ
い。複数の走査電極Y1〜Ynと複数のデータ電極X1
〜Xmとの交差部には薄膜トランジスタ581を介して
センサ582が設けられている。薄膜トランジスタ58
1は、例えば非晶質シリコンをレーザアニーリング法に
より多結晶化することにより得られた多結晶シリコンに
より形成される。
用いることができる。この場合には、イメージセンサが
構成される。また、センサ582として、圧力差を抵抗
または静電容量により検知する圧力センサを用いてもよ
い。この場合には、物体の表面粗さを検知する表面粗さ
センサ、指紋等の紋様を検知する紋様検知センサ等が構
成される。
動回路583、データ駆動回路584および電圧変換回
路710が設けられている。走査電極Y1〜Ynは走査
線駆動回路583に接続され、データ電極X1〜Xmは
データ駆動回路584に接続されている。電圧変換回路
710は外部制御回路585から与えられる互いに相補
に変化する小振幅の基本クロック信号を異なる電圧のク
ロック信号にレベル変換し、走査線駆動回路583およ
びデータ駆動回路584に与える。電圧変換回路710
の構成は、図41に示した電圧変換回路600の構成と
同様である。
施例のレベル変換回路1,1a〜1hのいずれかが用い
られる。それにより、図44のセンサ装置は製造工程で
のpチャネルMOSFETおよびnチャネルMOSFE
Tのしきい値電圧のばらつきが大きい場合でも確実に動
作することができるとともに、高速動作、低消費電力
化、小面積化および高精細化が可能となる。
1,CLK2の電圧振幅が出力電位VOUTの振幅より
も小さい場合のレベル変換回路の構成を説明したが、本
発明のレベル変換回路は、出力電位VOUTの振幅(電
源電位VDDと所定の電位VEEとの電位差)と等しい
電圧振幅で変化する入力信号CLK1,CLK2または
出力電位VOUTの振幅よりも大きい電圧振幅で変化す
る入力信号CLK1,CLK2を受けるように構成する
こともできる。
の構成を示す回路図である。
電位および第2のノードの電位の取り得る範囲の例を示
す模式図である。
電位および第2のノードの電位の取り得る範囲の例を示
す模式図である。
電位および第2のノードの電位の取り得る範囲の例を示
す模式図である。
図である。
示す回路図である。
示す回路図である。
示す回路図である。
示す回路図である。
を示す回路図である。
を示す回路図である。
路の構成を示す回路図である。
路の構成を示す回路図である。
路の構成を示す回路図である。
例を示す回路である。
例を示す回路図である。
例を示す回路図である。
路の構成を示す回路図である。
路の構成を示す回路図である。
波形図である。
回路構成を示す回路図である。
た場合のシミュレーション結果を示す電圧波形図であ
る。
用いた場合のシミュレーション結果を示す電圧波形図で
ある。
OSFETのしきい値電圧が設定値に比べて小さい場合
のシミュレーション結果を示す電圧波形図である。
OSFETのしきい値電圧が設定値の場合のシミュレー
ション結果を示す電圧波形図である。
OSFETのしきい値電圧が設定値に比べて大きい場合
のシミュレーション結果を示す電圧波形図である。
路の構成を示す回路図である。
示す回路図である。
路の構成を示す回路図である。
路の構成を示す回路図である。
回路の構成を示す回路図である。
回路の構成を示す回路図である。
回路の構成を示す回路図である。
回路の構成を示す回路図である。
回路の構成を示す回路図である。
の第1の例を示すブロック図である。
の第2の例を示すブロック図である。
の第3の例を示す回路図である。
の第4の例を示すブロック図である。
置の一例を示すブロック図である。
回路の構成を示すブロック図である。
置の一例を示すブロック図である。
より構成した例を示す断面図である。
の一例を示すブロック図である。
図である。
図である。
図である。
図である。
h,1A,1B,1C,1D,1E,1F,1G,1
H,1I,1J レベル変換回路 3 インバータ 10,10A,10B 制御部 20,20A,20B ドライバ部 100,100a 制御回路 101,104,201 pチャネルMOSFET 102,103,202 nチャネルMOSFET I1,I2 入力ノード NO 出力ノード NP 第1のノード NN 第2のノード CLK1,CLK2,CLK 入力信号 Vout,VOUT 出力電位 Vtp,Vtn しきい値電圧
Claims (23)
- 【請求項1】 第1の電位を受ける第1のノードと出力
ノードとの間に接続された第1のトランジスタと、 前記第1の電位と異なる第2の電位を受ける第2のノー
ドと前記出力ノードとの間に接続された第2のトランジ
スタと、 第1の入力信号を受け、前記第1および第2のトランジ
スタの両方をオン状態にするとともに前記第1の入力信
号のレベルに応じて前記第1および第2のトランジスタ
のオン状態の程度をそれぞれ制御する制御手段とを備え
たことを特徴とするレベル変換回路。 - 【請求項2】 前記第1の入力信号は、前記第1の電位
と前記第2の電位との間の電位差よりも小さい電圧振幅
で変化することを特徴とする請求項1記載のレベル変換
回路。 - 【請求項3】 前記第1の入力信号は、第1のレベルと
第2のレベルとに変化し、 前記第1のトランジスタは第1導電チャネル型電界効果
トランジスタであり、前記第2のトランジスタは第2導
電チャネル型電界効果トランジスタであり、 前記制御手段は、前記第1の電位と前記第1導電チャネ
ル型トランジスタのゲート電位との間の差の絶対値が前
記第1導電チャネル型トランジスタのしきい値電圧の絶
対値以上となり、かつ前記第2の電位と前記第2導電チ
ャネル型トランジスタのゲート電位との差の絶対値が前
記第2導電チャネル型トランジスタのしきい値電圧の絶
対値以上となるように、前記第1の入力信号の第1およ
び第2のレベルに応答して第1導電チャネル型トランジ
スタのゲート電位および前記第2導電チャネル型トラン
ジスタのゲート電位を設定することを特徴とする請求項
1または2記載のレベル変換回路。 - 【請求項4】 前記第1の電位は正電位であり、前記第
2の電位は前記第1の電位よりも低い正電位、接地電位
または負電位であることを特徴とする請求項3記載のレ
ベル変換回路。 - 【請求項5】 前記第2の電位は、前記第1の入力信号
と相補的に第1のレベルと第2のレベルとに変化する第
2の入力信号であることを特徴とする請求項4記載のレ
ベル変換回路。 - 【請求項6】 前記第1導電チャネル型電界効果トラン
ジスタは、第1のしきい値電圧を有する第1のpチャネ
ル型電界効果トランジスタであり、 前記第2導電チャネル型電界効果トランジスタは、第2
のしきい値電圧を有する第1のnチャネル型電界効果ト
ランジスタであり、 前記制御手段は、前記第1のpチャネル型電界効果トラ
ンジスタのゲート電位を前記第1の電位から前記第1の
しきい値電圧の絶対値分以上低下した範囲内に設定しか
つ前記第1のnチャネル型電界効果トランジスタのゲー
ト電位を前記第2の電位から前記第2のしきい値電圧分
以上上昇した範囲内に設定することを特徴とする請求項
4または5記載のレベル変換回路。 - 【請求項7】 前記制御手段は、第2のpチャネル型電
界効果トランジスタ、第2のnチャネル型電界効果トラ
ンジスタおよび制御回路を含み、 前記第2のpチャネル型電界効果トランジスタのソース
は前記第1の電位を受け、前記第2のpチャネル型電界
効果トランジスタのゲートおよびドレインは前記第1の
pチャネル型電界効果トランジスタのゲートに接続さ
れ、 前記第2のnチャネル型電界効果トランジスタのソース
は前記第1の入力信号または前記第2の電位を受け、前
記第2のnチャネル型電界効果トランジスタのゲートお
よびドレインは前記第1のnチャネル型電界効果トラン
ジスタのゲートに接続され、 前記制御回路は、前記第1の入力信号のレベルに応じて
前記第2のpチャネル型電界効果トランジスタのドレイ
ンの電位および前記第2のnチャネル型電界効果トラン
ジスタのドレインの電位を制御することを特徴とする請
求項6記載のレベル変換回路。 - 【請求項8】 前記制御回路は、第1および第2の負荷
素子を含み、 前記第1の負荷素子の一端は前記第1の入力信号を受
け、前記第1の負荷素子の他端は前記第1のpチャネル
型電界効果トランジスタのゲートに接続され、 前記第2の負荷素子の一端は前記第1の電位を受け、前
記第2の負荷素子の他端は前記第1のnチャネル型電界
効果トランジスタのゲートに接続されたことを特徴とす
る請求項7記載のレベル変換回路。 - 【請求項9】 前記第1および第2の負荷素子の各々
は、電界効果トランジスタまたは抵抗素子であることを
特徴とする請求項8記載のレベル変換回路。 - 【請求項10】 前記制御手段は、第3のpチャネル型
電界効果トランジスタおよび第3のnチャネル型電界効
果トランジスタをさらに含み、 前記第3のpチャネル型電界効果トランジスタのソー
ス、ゲートおよびドレインは、前記第2のpチャネル型
電界効果トランジスタのソース、前記出力ノードおよび
前記第2のpチャネル型電界効果トランジスタのドレイ
ンにそれぞれ接続され、 前記第3のnチャネル型電界効果トランジスタのソー
ス、ゲートおよびドレインは、前記第2のnチャネル型
電界効果トランジスタのソース、前記出力ノード前記第
2のnチャネル型電界効果トランジスタのドレインにそ
れぞれ接続されることを特徴とする請求項7記載のレベ
ル変換回路。 - 【請求項11】 前記制御手段は、第2のnチャネル型
電界効果トランジスタおよび制御回路を含み、 前記第2のnチャネル型電界効果トランジスタのソース
は前記第1の入力信号または前記第2の電位を受け、前
記第2のnチャネル型電界効果トランジスタのゲートお
よびドレインは前記第1のnチャネル型電界効果トラン
ジスタのゲートに接続され、 前記制御回路は、前記第1の入力信号のレベルに応じて
前記第1のnチャネル型電界効果トランジスタのゲート
の電位および前記第2のnチャネル型電界効果トランジ
スタのドレインの電位を制御することを特徴とする請求
項6記載のレベル変換回路。 - 【請求項12】 前記制御回路は、第1、第2および第
3の負荷素子を含み、 前記第1の負荷素子の一端は前記第1の電位を受け、前
記第1の負荷素子の他端は前記第1のpチャネル型電界
効果トランジスタのゲートに接続され、 前記第2の負荷素子の一端は前記第1の入力信号または
前記第2の電位を受け、前記第2の負荷素子の他端は前
記第1のpチャネル型電界効果トランジスタのゲートに
接続され、 前記第3の負荷素子の一端は前記第1の電位を受け、前
記第3の負荷素子の他端は前記第1のnチャネル型電界
効果トランジスタのゲートに接続されたことを特徴とす
る請求項11記載のレベル変換回路。 - 【請求項13】 前記第1、第2および第3の負荷素子
の各々は、電界効果トランジスタまたは抵抗素子である
ことを特徴とする請求項12記載のレベル変換回路。 - 【請求項14】 前記第1の入力信号の第1のレベルと
第2のレベルとの間の遷移期間に前記第1のノードから
前記第1および第2のトランジスタを経由して前記第2
のノードに至る電流経路を遮断する遮断手段をさらに備
えたことを特徴とする請求項1〜13のいずれかに記載
のレベル変換回路。 - 【請求項15】 前記第1のトランジスタ、前記第2の
トランジスタおよび前記制御手段は、絶縁基板上の単結
晶、多結晶または非晶質の半導体により形成されること
を特徴とする請求項1〜14のいずれかに記載のレベル
変換回路。 - 【請求項16】 異なる電源電圧により動作する複数の
ロジック回路と、 前記複数のロジック回路間に接続された請求項1〜15
のいずれかに記載のレベル変換回路とを備えたことを特
徴とする半導体装置。 - 【請求項17】 チップ上に設けられた内部回路と、 前記チップ外に設けられる外部回路と、 前記内部回路と前記外部回路との間に接続された請求項
1〜15のいずれかに記載のレベル変換回路とを備えた
ことを特徴とする半導体装置。 - 【請求項18】 チップ上に設けられた半導体メモリ
と、 前記チップ上に設けられたロジック回路と、 前記チップ上の前記半導体メモリと前記ロジック回路と
の間に接続された請求項1〜15のいずれかに記載のレ
ベル変換回路とを備えたことを特徴とする半導体装置。 - 【請求項19】 複数のセンサと、前記複数のセンサの
いずれかを選択するための複数の選択用トランジスタ
と、前記複数のセンサを前記複数の選択用トランジスタ
を介して駆動する周辺回路と、所定の信号をレベル変換
して前記周辺回路に与える請求項1〜15のいずれかに
記載のレベル変換回路とを備えたことを特徴とする半導
体装置。 - 【請求項20】 複数の表示素子と、前記複数の表示素
子のいずれかを選択するための複数の選択用トランジス
タと、前記複数の表示素子を前記複数の選択用トランジ
スタを介して駆動する周辺回路と、所定の信号をレベル
変換して前記周辺回路に与える請求項1〜15のいずれ
かに記載のレベル変換回路とを備えたことを特徴とする
表示装置。 - 【請求項21】 前記複数の表示素子は液晶素子であ
り、前記複数の液晶素子、前記複数の選択用トランジス
タ、前記周辺回路および前記レベル変換回路は絶縁基板
上に形成されたことを特徴とする請求項20記載の表示
装置。 - 【請求項22】 前記複数の表示素子は有機エレクトロ
ルミネッセンス素子であり、前記複数の有機エレクトロ
ルミネッセンス素子、前記複数の選択用トランジスタ、
前記周辺回路および前記レベル変換回路は絶縁基板上に
形成されたことを特徴とする請求項20記載の表示装
置。 - 【請求項23】 前記複数の選択用トランジスタならび
に前記レベル変換回路の前記第1および第2のトランジ
スタは、薄膜トランジスタからなることを特徴とする請
求項20〜22のいずれかに記載の表示装置。
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