JP2001298950A - スイッチング電源装置 - Google Patents
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- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
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- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
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- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Abstract
(57)【要約】
【課題】ＲＣＣタイプのスイッチング電源装置におい
て、待機状態においてその発振周波数を低下させること
によって効率を改善する。 【解決手段】トランス１の１次側にＭＯＳＦＥＴ４を接
続し、このＭＯＳＦＥＴ４をバイアス巻線８の出力電圧
で自励発振させるＲＣＣタイプのスイッチング電源装置
において、バイアス巻線８に整流平滑回路１０を接続
し、この整流平滑電圧が一定電圧以上かどうかでオンオ
フするモード切り換え回路１１と、モード切り換え回路
が平滑出力電圧が一定電圧未満であることを検出した時
に、バイアス巻線８の出力電圧を遅延させてＭＯＳＦＥ
Ｔ４の制御端子に出力するターンオン遅延回路１２とを
設ける。
て、待機状態においてその発振周波数を低下させること
によって効率を改善する。 【解決手段】トランス１の１次側にＭＯＳＦＥＴ４を接
続し、このＭＯＳＦＥＴ４をバイアス巻線８の出力電圧
で自励発振させるＲＣＣタイプのスイッチング電源装置
において、バイアス巻線８に整流平滑回路１０を接続
し、この整流平滑電圧が一定電圧以上かどうかでオンオ
フするモード切り換え回路１１と、モード切り換え回路
が平滑出力電圧が一定電圧未満であることを検出した時
に、バイアス巻線８の出力電圧を遅延させてＭＯＳＦＥ
Ｔ４の制御端子に出力するターンオン遅延回路１２とを
設ける。
Description
【発明の属する技術分野】本発明は、トランスの１次側
巻線に発振トランジスタ等の主スイッチング素子を接続
し、トランスのバイアス巻線の出力を前記主スイッチン
グ素子に正帰還して自励発振させるようにしたリンギン
グチョークコンバータからなるスイッチング電源装置に
関する。
巻線に発振トランジスタ等の主スイッチング素子を接続
し、トランスのバイアス巻線の出力を前記主スイッチン
グ素子に正帰還して自励発振させるようにしたリンギン
グチョークコンバータからなるスイッチング電源装置に
関する。
【０００１】
【従来の技術】トランスの１次側巻線に発振トランジス
タ等の主スイッチング素子を接続し、これを自励発振さ
せることによって２次側に出力を供給するリンギングチ
ョークコンバータ（以下、ＲＣＣという）においては、
待機状態において発振周波数が以下の理由から高周波化
する。
タ等の主スイッチング素子を接続し、これを自励発振さ
せることによって２次側に出力を供給するリンギングチ
ョークコンバータ（以下、ＲＣＣという）においては、
待機状態において発振周波数が以下の理由から高周波化
する。
【０００２】ＲＣＣでは、１次電流と２次電流のどちら
かが常に流れているように動作するために、１次電流と
２次電流を合わせると電流が連続して流れるように見え
る。この状態は電流連続モードと称される。定格負荷状
態など、一定の負荷状態の時には、一定の負荷電流を供
給できるように単位時間当たりの１次側の主スイッチン
グ素子の導通時間が長くなる。しかし、負荷のかかって
ない、または軽微な負荷の待機状態では、負荷に供給す
る電力が極めて小さくなるために、負荷電流が小さくな
るよう単位時間当たりの主スイッチング素子の導通時間
が短くなる。このため、ＲＣＣでは待機状態においてス
イッチング周波数が高くなる。
かが常に流れているように動作するために、１次電流と
２次電流を合わせると電流が連続して流れるように見え
る。この状態は電流連続モードと称される。定格負荷状
態など、一定の負荷状態の時には、一定の負荷電流を供
給できるように単位時間当たりの１次側の主スイッチン
グ素子の導通時間が長くなる。しかし、負荷のかかって
ない、または軽微な負荷の待機状態では、負荷に供給す
る電力が極めて小さくなるために、負荷電流が小さくな
るよう単位時間当たりの主スイッチング素子の導通時間
が短くなる。このため、ＲＣＣでは待機状態においてス
イッチング周波数が高くなる。
【０００３】一方、トランスの１次側巻線に接続した主
スイッチング素子を他励発振させるようした一般的なＰ
ＷＭ方式のスイッチング電源装置では、負荷の軽重に係
わらず主スイッチング素子の発振周波数が一定である。
そして、パルス幅を制御することによって負荷状態に応
じて電流連続モードや電流不連続モードで作動させる。
すなわち、一定以上の負荷の時には電流連続モードで作
動させ、待機状態では負荷に供給する電力を小さくする
ためにパルス幅を絞って電流を不連続とする電流不連続
モードで作動させる。
スイッチング素子を他励発振させるようした一般的なＰ
ＷＭ方式のスイッチング電源装置では、負荷の軽重に係
わらず主スイッチング素子の発振周波数が一定である。
そして、パルス幅を制御することによって負荷状態に応
じて電流連続モードや電流不連続モードで作動させる。
すなわち、一定以上の負荷の時には電流連続モードで作
動させ、待機状態では負荷に供給する電力を小さくする
ためにパルス幅を絞って電流を不連続とする電流不連続
モードで作動させる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】ところが、ＲＣＣのよ
うな自励発振を行うスイッチング電源装置では、待機状
態において発振周波数が高周波化するために効率が低下
するという問題があり、また、一般的なＰＷＭ方式他励
発振のスイッチング電源装置では、負荷の軽重に係わら
ず発振周波数が一定であるために、上記ＲＣＣと同様に
待機状態においての効率が低下するという問題がある。
なお、特開平９−１１７１３４号公報や特許第２９５６
６８１号公報に示されるスイッチング電源装置では、待
機状態において制御ＩＣの電源電圧低下を検出して発振
周波数を低下させるようにしたり、待機状態において外
部信号によって出力を低下させこれを検知することによ
って発振周波数を低下させるようにしているが、いずれ
も他励方式であるために主スイッチング素子制御用のＩ
Ｃや回路の消費電力を無視することができず、特に待機
状態においてはその消費電力が無視できない程度のもの
となり、大幅な効率改善は期待できないという不都合が
あった。
うな自励発振を行うスイッチング電源装置では、待機状
態において発振周波数が高周波化するために効率が低下
するという問題があり、また、一般的なＰＷＭ方式他励
発振のスイッチング電源装置では、負荷の軽重に係わら
ず発振周波数が一定であるために、上記ＲＣＣと同様に
待機状態においての効率が低下するという問題がある。
なお、特開平９−１１７１３４号公報や特許第２９５６
６８１号公報に示されるスイッチング電源装置では、待
機状態において制御ＩＣの電源電圧低下を検出して発振
周波数を低下させるようにしたり、待機状態において外
部信号によって出力を低下させこれを検知することによ
って発振周波数を低下させるようにしているが、いずれ
も他励方式であるために主スイッチング素子制御用のＩ
Ｃや回路の消費電力を無視することができず、特に待機
状態においてはその消費電力が無視できない程度のもの
となり、大幅な効率改善は期待できないという不都合が
あった。
【０００５】本発明の目的は、ＲＣＣタイプのスイッチ
ング電源装置において、待機状態においてその発振周波
数を低下させることによって効率を改善することを目的
とする。
ング電源装置において、待機状態においてその発振周波
数を低下させることによって効率を改善することを目的
とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記の課題を
解決するために次のように構成されるものである。 （１）トランスの１次側巻線に主スイッチング素子を接
続し、トランスのバイアス巻線の出力を前記主スイッチ
ング素子に正帰還して自励発振させるようにしたリンギ
ングチョークコンバータからなるスイッチング電源装置
において、前記バイアス巻線に接続される整流平滑回路
と、前記整流平滑回路の整流平滑電圧がしきい値電圧以
上かどうかでオンオフするモード切換回路と、前記主ス
イッチング素子と前記バイアス巻線間に接続され、バイ
アス巻線出力を遅延して前記主スイッチング素子に正帰
還する回路であって、巻線前記モード切換回路が前記平
滑出力電圧がしきい値電圧未満であることを検出したと
きに、ターンオン遅延時間を長くする遅延回路と、を備
える。
解決するために次のように構成されるものである。 （１）トランスの１次側巻線に主スイッチング素子を接
続し、トランスのバイアス巻線の出力を前記主スイッチ
ング素子に正帰還して自励発振させるようにしたリンギ
ングチョークコンバータからなるスイッチング電源装置
において、前記バイアス巻線に接続される整流平滑回路
と、前記整流平滑回路の整流平滑電圧がしきい値電圧以
上かどうかでオンオフするモード切換回路と、前記主ス
イッチング素子と前記バイアス巻線間に接続され、バイ
アス巻線出力を遅延して前記主スイッチング素子に正帰
還する回路であって、巻線前記モード切換回路が前記平
滑出力電圧がしきい値電圧未満であることを検出したと
きに、ターンオン遅延時間を長くする遅延回路と、を備
える。
【０００７】前記トランスには、負荷電力がしきい値以
下となったときに、トランス自身の持つクロスレギュレ
ーションにより、前記平滑出力電圧が一定電圧未満とな
るように結合度の調整されたものを使用することができ
る。
下となったときに、トランス自身の持つクロスレギュレ
ーションにより、前記平滑出力電圧が一定電圧未満とな
るように結合度の調整されたものを使用することができ
る。
【０００８】図１は、本発明のスイッチング電源装置構
成例を示す図である。
成例を示す図である。
【０００９】トランス１の１次側巻線２には、電源３と
主スイッチング素子のＭＯＳＦＥＴ４とが接続されてい
る。また、２次側巻線５にはダイオード６とコンデンサ
７とが接続され、コンデンサ７の両端から出力電圧が取
り出される。さらに、トランス１にはバイアス巻線８が
設けられており、このバイアス巻線８の出力が制御回路
９を介して上記ＭＯＳＦＥＴ４の制御端子であるゲート
に入力されるようになっている。
主スイッチング素子のＭＯＳＦＥＴ４とが接続されてい
る。また、２次側巻線５にはダイオード６とコンデンサ
７とが接続され、コンデンサ７の両端から出力電圧が取
り出される。さらに、トランス１にはバイアス巻線８が
設けられており、このバイアス巻線８の出力が制御回路
９を介して上記ＭＯＳＦＥＴ４の制御端子であるゲート
に入力されるようになっている。
【００１０】本発明では、上記バイアス巻線に整流平滑
回路１０を接続するとともに、制御回路９をモード切り
換え回路１１とターンオン遅延回路１２とで構成したも
のである。
回路１０を接続するとともに、制御回路９をモード切り
換え回路１１とターンオン遅延回路１２とで構成したも
のである。
【００１１】上記整流平滑回路１０はバイアス巻線８の
出力電圧を整流平滑して、モード切り換え回路１１に出
力する。モード切り換え回路１１は、整流平滑回路８の
整流平滑出力電圧が一定電圧以上の場合にオンして電流
連続モードを設定する。また、上記整流平滑電圧が一定
電圧未満の時にはオフして電流不連続モードを設定す
る。ターンオン遅延回路１２は、バイアス巻線８の出力
とＭＯＳＦＥＴ４のゲート間の電圧遅延時間を決めるも
ので、モード切り換え回路１１によって電流連続モード
が設定された時にはほとんど遅延させず、電流不連続モ
ードが設定された時には所定の時間だけ遅延させる。こ
れにより、整流平滑回路１０の整流平滑電圧が小さな
時、すなわち待機状態の時に電流不連続モードとなって
ＭＯＳＦＥＴ４の発振周波数を低下させる。
出力電圧を整流平滑して、モード切り換え回路１１に出
力する。モード切り換え回路１１は、整流平滑回路８の
整流平滑出力電圧が一定電圧以上の場合にオンして電流
連続モードを設定する。また、上記整流平滑電圧が一定
電圧未満の時にはオフして電流不連続モードを設定す
る。ターンオン遅延回路１２は、バイアス巻線８の出力
とＭＯＳＦＥＴ４のゲート間の電圧遅延時間を決めるも
ので、モード切り換え回路１１によって電流連続モード
が設定された時にはほとんど遅延させず、電流不連続モ
ードが設定された時には所定の時間だけ遅延させる。こ
れにより、整流平滑回路１０の整流平滑電圧が小さな
時、すなわち待機状態の時に電流不連続モードとなって
ＭＯＳＦＥＴ４の発振周波数を低下させる。
【００１２】ところで、トランス１として理想のトラン
スを使用した場合には、各巻線出力はトランスの巻数比
に応じた出力電圧となるが、実際のトランスではトラン
スの漏れインダクタンス等の影響を受ける。特に、ある
巻線の負荷が重負荷であって、他の巻線の負荷が軽負荷
の場合、軽負荷の巻線の出力電圧が巻数比によって決ま
る電圧よりも低い出力電圧となる。ここで、図１の構成
においては、１次側のバイアス巻線８に設けた整流平滑
回路１０の負荷は常に軽いのに対して、２次側巻線５の
負荷に供給される電力は軽負荷から重負荷まで変化する
ため、２次側が重負荷の場合、バイアス巻線８に設けた
整流平滑回路１０の電圧の絶対値は上昇し、逆に２次側
が軽負荷の場合には上記整流平滑回路１０の電圧の絶対
値は低下することになる。トランス１のこのような作用
をトランスのクロスレギュレーションという。本発明で
は、このトランスのクロスレギュレーション作用を利用
して、２次側負荷が軽くなる状態（待機状態）になる
と、１次側のＭＯＳＦＥＴ４の発振周波数を自動的に低
下させるものである。
スを使用した場合には、各巻線出力はトランスの巻数比
に応じた出力電圧となるが、実際のトランスではトラン
スの漏れインダクタンス等の影響を受ける。特に、ある
巻線の負荷が重負荷であって、他の巻線の負荷が軽負荷
の場合、軽負荷の巻線の出力電圧が巻数比によって決ま
る電圧よりも低い出力電圧となる。ここで、図１の構成
においては、１次側のバイアス巻線８に設けた整流平滑
回路１０の負荷は常に軽いのに対して、２次側巻線５の
負荷に供給される電力は軽負荷から重負荷まで変化する
ため、２次側が重負荷の場合、バイアス巻線８に設けた
整流平滑回路１０の電圧の絶対値は上昇し、逆に２次側
が軽負荷の場合には上記整流平滑回路１０の電圧の絶対
値は低下することになる。トランス１のこのような作用
をトランスのクロスレギュレーションという。本発明で
は、このトランスのクロスレギュレーション作用を利用
して、２次側負荷が軽くなる状態（待機状態）になる
と、１次側のＭＯＳＦＥＴ４の発振周波数を自動的に低
下させるものである。
【００１３】すなわち、待機状態になると、バイアス巻
線８の出力電圧は巻数比で決まる電圧以下に低下するこ
とになるから、整流平滑回路１０の整流平滑電圧が低下
し、モード切り換え回路１１がこれを検出して電流不連
続モードを設定する。すると、ターンオン遅延回路１２
が遅延時間を大きく設定するからＭＯＳＦＥＴ４の発振
周波数が低下する。
線８の出力電圧は巻数比で決まる電圧以下に低下するこ
とになるから、整流平滑回路１０の整流平滑電圧が低下
し、モード切り換え回路１１がこれを検出して電流不連
続モードを設定する。すると、ターンオン遅延回路１２
が遅延時間を大きく設定するからＭＯＳＦＥＴ４の発振
周波数が低下する。
【００１４】上記図１に示すようなＲＣＣタイプのスイ
ッチング電源装置では、待機状態において自動的に発振
周波数が低下するため、無駄な損失を抑えることがで
き、その分効率を上げることができる。また、他励発振
のための制御ＩＣや複雑な回路を必要としないために、
上記待機状態においても制御回路９における消費電力は
極めて小さい。このため、待機状態においての効率は改
善される。
ッチング電源装置では、待機状態において自動的に発振
周波数が低下するため、無駄な損失を抑えることがで
き、その分効率を上げることができる。また、他励発振
のための制御ＩＣや複雑な回路を必要としないために、
上記待機状態においても制御回路９における消費電力は
極めて小さい。このため、待機状態においての効率は改
善される。
【００１５】（２）トランスの２次側出力は複数の巻線
出力を有し、巻線出力間を接続するスイッチを設ける。
出力を有し、巻線出力間を接続するスイッチを設ける。
【００１６】本発明では、上記スイッチによってトラン
スの２次側に設けられている複数の巻線出力間を接続す
ることによって、複数の巻線出力のうち高電圧出力が低
電圧出力の電位となる。これにより、トランスの巻数比
によりバイアス巻線の出力電圧も低下する。複数の巻線
出力間を接続した後の動作は、上記（１）の動作と同様
である。すなわち、待機状態になると、バイアス巻線出
力が低下し、整流平滑電圧も低下して電流不連続モード
となる。これにより、主スイッチング素子の発振周波数
が低下する。なお、このスイッチは電源回路に設けずに
負荷側に設けることも可能である。
スの２次側に設けられている複数の巻線出力間を接続す
ることによって、複数の巻線出力のうち高電圧出力が低
電圧出力の電位となる。これにより、トランスの巻数比
によりバイアス巻線の出力電圧も低下する。複数の巻線
出力間を接続した後の動作は、上記（１）の動作と同様
である。すなわち、待機状態になると、バイアス巻線出
力が低下し、整流平滑電圧も低下して電流不連続モード
となる。これにより、主スイッチング素子の発振周波数
が低下する。なお、このスイッチは電源回路に設けずに
負荷側に設けることも可能である。
【００１７】（３）トランスの２次側出力電圧を切換え
る出力電圧切換スイッチを設ける。本発明でも、トラン
スの２次側の出力電圧を低下させる。ただし、本発明で
は、出力電圧切り換えスイッチによってトランスの２次
側出力電圧を切り換える。出力電圧切り換えスイッチを
オンすることによって２次側出力電圧を低下させ、これ
により１次側の主スイッチング素子の発振周波数を低下
させる動作については上記（２）と同様である。また、
この出力電圧切換スイッチを電源回路に設けずに負荷側
に設けることも可能である。
る出力電圧切換スイッチを設ける。本発明でも、トラン
スの２次側の出力電圧を低下させる。ただし、本発明で
は、出力電圧切り換えスイッチによってトランスの２次
側出力電圧を切り換える。出力電圧切り換えスイッチを
オンすることによって２次側出力電圧を低下させ、これ
により１次側の主スイッチング素子の発振周波数を低下
させる動作については上記（２）と同様である。また、
この出力電圧切換スイッチを電源回路に設けずに負荷側
に設けることも可能である。
【００１８】
【発明の実施の形態】図２は、本発明の第１の実施形態
のＲＣＣタイプのスイッチング電源装置の回路図を示し
ている。なお、符号については、図１に示す回路の同一
部分については同じ符号を使用している。
のＲＣＣタイプのスイッチング電源装置の回路図を示し
ている。なお、符号については、図１に示す回路の同一
部分については同じ符号を使用している。
【００１９】トランス１の２次側巻線５には、シャント
レギュレータ２０、分圧抵抗２１、２２を含む出力電圧
検出回路が接続され、シャントレギュレータ２０にはフ
ォトダイオード２３が直列に接続されている。シャント
レギュレータ２０は、基準電圧入力端子Ｖｒの電圧が一
定になるようにカソード−アノード間の電流を制御す
る。この電流の変化は、フォトダイオード２３の光の強
弱に変換され、トランス１の１次側のバイアス巻線８に
接続されているフォトトランジスタ２５に入光する。フ
ォトトランジスタ２５のエミッタには、トランジスタ２
６が接続され、トランジスタ２６のコレクタはＭＯＳＦ
ＥＴ４のゲートに接続されている。この回路では、フォ
トダイオード２３に流れる電流の強弱によってフォトト
ランジスタ２５を介してトランジスタ２６のオンタイミ
ングを制御し、結果としてＭＯＳＦＥＴ４のオン時間の
制御を行う。すなわち、出力電圧が高くなってフォトダ
イオード２３の電流が大きくなろうとすると、ＭＯＳＦ
ＥＴ４のオン時間が短くなり、出力電圧を下げようと
し、反対に、出力電圧が低くなってフォトダイオード２
３に流れる電流が小さくなろうとすると、ＭＯＳＦＥＴ
４のオン時間が長くなって出力電圧を上げようとする。
この動作によって、出力電圧の安定化が図られる。
レギュレータ２０、分圧抵抗２１、２２を含む出力電圧
検出回路が接続され、シャントレギュレータ２０にはフ
ォトダイオード２３が直列に接続されている。シャント
レギュレータ２０は、基準電圧入力端子Ｖｒの電圧が一
定になるようにカソード−アノード間の電流を制御す
る。この電流の変化は、フォトダイオード２３の光の強
弱に変換され、トランス１の１次側のバイアス巻線８に
接続されているフォトトランジスタ２５に入光する。フ
ォトトランジスタ２５のエミッタには、トランジスタ２
６が接続され、トランジスタ２６のコレクタはＭＯＳＦ
ＥＴ４のゲートに接続されている。この回路では、フォ
トダイオード２３に流れる電流の強弱によってフォトト
ランジスタ２５を介してトランジスタ２６のオンタイミ
ングを制御し、結果としてＭＯＳＦＥＴ４のオン時間の
制御を行う。すなわち、出力電圧が高くなってフォトダ
イオード２３の電流が大きくなろうとすると、ＭＯＳＦ
ＥＴ４のオン時間が短くなり、出力電圧を下げようと
し、反対に、出力電圧が低くなってフォトダイオード２
３に流れる電流が小さくなろうとすると、ＭＯＳＦＥＴ
４のオン時間が長くなって出力電圧を上げようとする。
この動作によって、出力電圧の安定化が図られる。
【００２０】このスイッチング電源装置では、上記の回
路に加えて、さらに、図１に示すような整流平滑回路１
０、および、モード切り換え回路１１とターンオン遅延
回路１２とを備えている。
路に加えて、さらに、図１に示すような整流平滑回路１
０、および、モード切り換え回路１１とターンオン遅延
回路１２とを備えている。
【００２１】整流平滑回路１０は、ダイオード１０ａ、
コンデンサ１０ｂ、抵抗１０ｃから構成され、バイアス
巻線８の出力電圧を整流してコンデンサ１０ｂにより平
滑する。トランス１は漏れインダクタンスを含み、ま
た、整流平滑回路１０は極めて軽い負荷であるために、
トランスのクロスレギュレーションにより、２次側の負
荷が軽負荷になるとバイアス巻線８の出力電圧が巻数比
で決まる電圧以下に低下する。したがって、コンデンサ
１０ｂの充電電圧（整流平滑電圧）は、２次側負荷が重
負荷の場合には高く、逆に軽負荷の場合には低い。
コンデンサ１０ｂ、抵抗１０ｃから構成され、バイアス
巻線８の出力電圧を整流してコンデンサ１０ｂにより平
滑する。トランス１は漏れインダクタンスを含み、ま
た、整流平滑回路１０は極めて軽い負荷であるために、
トランスのクロスレギュレーションにより、２次側の負
荷が軽負荷になるとバイアス巻線８の出力電圧が巻数比
で決まる電圧以下に低下する。したがって、コンデンサ
１０ｂの充電電圧（整流平滑電圧）は、２次側負荷が重
負荷の場合には高く、逆に軽負荷の場合には低い。
【００２２】モード切り換え回路１１は、トランジスタ
１１ａ、ツェナーダイオード１１ｂ、抵抗１１ｃ、１１
ｄ、１１ｅで構成されており、ツェナーダイオード１１
ｂ、抵抗１１ｃ、１１ｄによって、上記コンデンサ１０
ｂの整流平滑電圧が一定電圧以上であるかどうかを検出
する。一定電圧以上であれば、ツェナー電流が流れてト
ランジスタ１１ａがオンする。このツェナーダイオード
１１ｂ、抵抗１１ｃ、１１ｄの値は、コンデンサ１０ｂ
の整流平滑電圧が待機状態に対応する電圧の時にトラン
ジスタ１１ａをオフし、それ以上の負荷がかかっている
定格負荷状態などの時に同トランジスタ１１ａをオンす
るような値に設定されている。なお、ここで、待機状態
とは、トランス１の２次側に接続されている負荷が所定
の軽負荷状態であることをいう。たとえば、２次側にフ
ァクシミリ装置などが接続されている時には、受信待ち
状態にある時を待機状態とし、モータ等が駆動して送信
動作を行っている状態が定格負荷状態である。
１１ａ、ツェナーダイオード１１ｂ、抵抗１１ｃ、１１
ｄ、１１ｅで構成されており、ツェナーダイオード１１
ｂ、抵抗１１ｃ、１１ｄによって、上記コンデンサ１０
ｂの整流平滑電圧が一定電圧以上であるかどうかを検出
する。一定電圧以上であれば、ツェナー電流が流れてト
ランジスタ１１ａがオンする。このツェナーダイオード
１１ｂ、抵抗１１ｃ、１１ｄの値は、コンデンサ１０ｂ
の整流平滑電圧が待機状態に対応する電圧の時にトラン
ジスタ１１ａをオフし、それ以上の負荷がかかっている
定格負荷状態などの時に同トランジスタ１１ａをオンす
るような値に設定されている。なお、ここで、待機状態
とは、トランス１の２次側に接続されている負荷が所定
の軽負荷状態であることをいう。たとえば、２次側にフ
ァクシミリ装置などが接続されている時には、受信待ち
状態にある時を待機状態とし、モータ等が駆動して送信
動作を行っている状態が定格負荷状態である。
【００２３】ターンオン遅延回路１２は、コレクタ、エ
ミッタがそれぞれＭＯＳＦＥＴ４、バイアス巻線８に接
続されたトランジスタ１２ａと、ＭＯＳＦＥＴ４のエミ
ッターベース間に接続されたコンデンサ１２ｂおよびダ
イオード１２ｄと、ＭＯＳＦＥＴ４のゲートと基準電位
（グラウンド）間に接続された抵抗１２ｃとで構成され
ている。
ミッタがそれぞれＭＯＳＦＥＴ４、バイアス巻線８に接
続されたトランジスタ１２ａと、ＭＯＳＦＥＴ４のエミ
ッターベース間に接続されたコンデンサ１２ｂおよびダ
イオード１２ｄと、ＭＯＳＦＥＴ４のゲートと基準電位
（グラウンド）間に接続された抵抗１２ｃとで構成され
ている。
【００２４】前記モード切り換え回路１１のトランジス
タ１１ａがオンすると、コンデンサ１０ｂの電圧が抵抗
１１ｅを介してターンオン遅延回路１２のトランジスタ
１２ａのベースに加わる。この時、トランジスタ１２ａ
は、バイアス巻線８の電圧が印加されてからほとんど遅
延なくその電圧をＭＯＳＦＥＴ４に入力するようターン
オンする。すなわち、定格負荷状態の時には、整流平滑
回路１０の整流平滑電圧が一定以上になるために、モー
ド切り換え回路１１のトランジスタ１１ａがオンし、こ
れによってターンオン遅延回路１２のトランジスタ１２
ａがほとんど遅延することなくバイアス巻線８の出力電
圧をＭＯＳＦＥＴ４に入力する。これにより、ＭＯＳＦ
ＥＴ４は電流連続モードとして作動する。
タ１１ａがオンすると、コンデンサ１０ｂの電圧が抵抗
１１ｅを介してターンオン遅延回路１２のトランジスタ
１２ａのベースに加わる。この時、トランジスタ１２ａ
は、バイアス巻線８の電圧が印加されてからほとんど遅
延なくその電圧をＭＯＳＦＥＴ４に入力するようターン
オンする。すなわち、定格負荷状態の時には、整流平滑
回路１０の整流平滑電圧が一定以上になるために、モー
ド切り換え回路１１のトランジスタ１１ａがオンし、こ
れによってターンオン遅延回路１２のトランジスタ１２
ａがほとんど遅延することなくバイアス巻線８の出力電
圧をＭＯＳＦＥＴ４に入力する。これにより、ＭＯＳＦ
ＥＴ４は電流連続モードとして作動する。
【００２５】一方、コンデンサ１０ｂの電圧が低い待機
状態の時には、モード切り換え回路１１のトランジスタ
１１ａがオフしている。この時、ターンオン遅延回路１
２のトランジスタ１２ａは、バイアス巻線８の電圧が印
加されてから一定の時間遅延してその電圧をＭＯＳＦＥ
Ｔ４に入力するようターンオンする。このターンオン遅
延時間はコンデンサ１２ｂと抵抗１２ｃとのＣＲ時定数
回路で決まる。すなわち、待機状態では、整流平滑回路
１０の整流平滑電圧が一定電圧未満となるためにモード
切り換え回路１１のトランジスタ１１ａがオフし、これ
によって、ターンオン遅延回路１２のトランジスタ１２
ａは、バイアス巻線８の出力電圧を一定の時間遅延して
ＭＯＳＦＥＴ４に入力する。この結果、ＭＯＳＦＥＴ４
の動作が電流不連続モードとなり、発振周波数が所定の
周波数まで低下する。
状態の時には、モード切り換え回路１１のトランジスタ
１１ａがオフしている。この時、ターンオン遅延回路１
２のトランジスタ１２ａは、バイアス巻線８の電圧が印
加されてから一定の時間遅延してその電圧をＭＯＳＦＥ
Ｔ４に入力するようターンオンする。このターンオン遅
延時間はコンデンサ１２ｂと抵抗１２ｃとのＣＲ時定数
回路で決まる。すなわち、待機状態では、整流平滑回路
１０の整流平滑電圧が一定電圧未満となるためにモード
切り換え回路１１のトランジスタ１１ａがオフし、これ
によって、ターンオン遅延回路１２のトランジスタ１２
ａは、バイアス巻線８の出力電圧を一定の時間遅延して
ＭＯＳＦＥＴ４に入力する。この結果、ＭＯＳＦＥＴ４
の動作が電流不連続モードとなり、発振周波数が所定の
周波数まで低下する。
【００２６】このように、モード切り換え回路１１は、
待機状態の時にＭＯＳＦＥＴ４の動作を電流不連続モー
ドに設定し、定格負荷の時にＭＯＳＦＥＴ４の動作を電
流連続モードに設定する。
待機状態の時にＭＯＳＦＥＴ４の動作を電流不連続モー
ドに設定し、定格負荷の時にＭＯＳＦＥＴ４の動作を電
流連続モードに設定する。
【００２７】以上のように、この実施形態では、定格負
荷状態であるか待機状態であるかをトランス１のクロス
レギュレーションを利用することによって整流平滑回路
１０によって自動的に検出し、待機状態の時にはＭＯＳ
ＦＥＴ４の発振周波数を自動的に下げて損失を低減させ
ることができる。しかも、待機状態では、モード切り換
え回路１１のトランジスタ１１ａの消費電力もほとんど
なくなるから、１次側の損失をさらに減少させることが
でき、高効率とすることができる。
荷状態であるか待機状態であるかをトランス１のクロス
レギュレーションを利用することによって整流平滑回路
１０によって自動的に検出し、待機状態の時にはＭＯＳ
ＦＥＴ４の発振周波数を自動的に下げて損失を低減させ
ることができる。しかも、待機状態では、モード切り換
え回路１１のトランジスタ１１ａの消費電力もほとんど
なくなるから、１次側の損失をさらに減少させることが
でき、高効率とすることができる。
【００２８】なお、出力電力に対するコンデンサ１０ｂ
の整流平滑電圧の変化を図３に示す。同図の（ｉ）は電
流不連続モードを示し（ｉｉ）は電流連続モードを示し
ている。また、図４は出力電力に対するＭＯＳＦＥＴ４
のスイッチング周波数（発振周波数）、図５は、出力電
力に対する効率を示している。なお、図３〜図５に示す
ように、整流平滑電圧特性、スイッチング周波数特性お
よび効率特性にはヒステリヒスを有する。この理由は、
図３に示すように、モード切り換え電圧Ｖｍがほぼ一定
であるのに対し、電流連続モードと電流不連続モードと
では、整流出力電圧が異なるからである。図３におい
て、電流不連続モードから電流連続モードに切り換わる
時は、出力電力がＰＢの時であり、電流連続モードから
電流不連続モードに切り換わる時は出力電力がＰＡの時
である。
の整流平滑電圧の変化を図３に示す。同図の（ｉ）は電
流不連続モードを示し（ｉｉ）は電流連続モードを示し
ている。また、図４は出力電力に対するＭＯＳＦＥＴ４
のスイッチング周波数（発振周波数）、図５は、出力電
力に対する効率を示している。なお、図３〜図５に示す
ように、整流平滑電圧特性、スイッチング周波数特性お
よび効率特性にはヒステリヒスを有する。この理由は、
図３に示すように、モード切り換え電圧Ｖｍがほぼ一定
であるのに対し、電流連続モードと電流不連続モードと
では、整流出力電圧が異なるからである。図３におい
て、電流不連続モードから電流連続モードに切り換わる
時は、出力電力がＰＢの時であり、電流連続モードから
電流不連続モードに切り換わる時は出力電力がＰＡの時
である。
【００２９】図６は、本発明の第２の実施形態を示して
いる。この実施形態のＲＣＣタイプのスイッチング電源
装置は、トランス１の２次側巻線５をさらに巻き上げて
第２の巻線出力電圧を得るようにしている。この電圧は
ダイオード３１によって整流され、第２の出力電圧とし
て端子３２に出力される。出力端子２７と３２間にはス
イッチ３０が接続され、このスイッチ３０をオンオフす
ることによって、両端子間を接続状態にしたり非接続状
態にすることができる。スイッチ３０をオフしている時
には、出力端子３２には、出力端子２７よりも高電圧が
出力されている。ここで、出力端子２７の出力電圧は、
定電圧回路によって定電圧化されている。したがって、
スイッチ３０をオンすると、出力端子３２の出力電圧は
出力端子２７の出力電圧となる。この結果、トランス１
の巻数比に応じて、バイアス巻線８の出力電圧が低下す
る。バイアス巻線８の出力電圧が低下すると、整流平滑
回路１０の整流平滑電圧も低下するために、モード切り
換え回路１１のトランジスタ１１ａがオフし、ＭＯＳＦ
ＥＴ４の動作を電流不連続モードに設定する。
いる。この実施形態のＲＣＣタイプのスイッチング電源
装置は、トランス１の２次側巻線５をさらに巻き上げて
第２の巻線出力電圧を得るようにしている。この電圧は
ダイオード３１によって整流され、第２の出力電圧とし
て端子３２に出力される。出力端子２７と３２間にはス
イッチ３０が接続され、このスイッチ３０をオンオフす
ることによって、両端子間を接続状態にしたり非接続状
態にすることができる。スイッチ３０をオフしている時
には、出力端子３２には、出力端子２７よりも高電圧が
出力されている。ここで、出力端子２７の出力電圧は、
定電圧回路によって定電圧化されている。したがって、
スイッチ３０をオンすると、出力端子３２の出力電圧は
出力端子２７の出力電圧となる。この結果、トランス１
の巻数比に応じて、バイアス巻線８の出力電圧が低下す
る。バイアス巻線８の出力電圧が低下すると、整流平滑
回路１０の整流平滑電圧も低下するために、モード切り
換え回路１１のトランジスタ１１ａがオフし、ＭＯＳＦ
ＥＴ４の動作を電流不連続モードに設定する。
【００３０】このスイッチング電源装置は、出力端子３
２の出力をモータ等の大きな負荷に供給し、出力端子２
７の出力を制御回路等の小さな負荷に供給する。待機状
態では制御回路２のみ電源供給し、モータ等の大きな負
荷の駆動回路には電源を供給しない。したがって、待機
状態ではスイッチ３０をオンしておく。これにより、待
機状態では電流不連続モードとして制御回路にのみに電
力供給を行うことができるとともに、モータ等の大きな
負荷を駆動する時には、スイッチ３０をオフすることに
よって電流連続モードとしてこのモータ等に対しても電
源供給を行うことができる。
２の出力をモータ等の大きな負荷に供給し、出力端子２
７の出力を制御回路等の小さな負荷に供給する。待機状
態では制御回路２のみ電源供給し、モータ等の大きな負
荷の駆動回路には電源を供給しない。したがって、待機
状態ではスイッチ３０をオンしておく。これにより、待
機状態では電流不連続モードとして制御回路にのみに電
力供給を行うことができるとともに、モータ等の大きな
負荷を駆動する時には、スイッチ３０をオフすることに
よって電流連続モードとしてこのモータ等に対しても電
源供給を行うことができる。
【００３１】図７は、この発明の第３の実施形態を示
す。この実施形態のＲＣＣタイプのスイッチング電源装
置は、出力電圧検出回路の抵抗２１に対して、並列に抵
抗４１およびスイッチ４０の直列回路を接続したもので
ある。電圧検出回路のシャントレギュレータ２０の基準
電圧入力端子Ｖｒの電圧は一定電圧となるように制御さ
れるから、スイッチ４０をオンすることによって、この
端子Ｖｒと出力端子２７間の合成抵抗値を下げると、同
出力端子２７の出力電圧が低下する。このようにして、
２次側出力電圧が低下すると、以下、上記第１および第
２の実施形態のスイッチング電源装置と同様の動作によ
って、１次側のＭＯＳＦＥＴ４の動作が電流不連続モー
ドとなり、発振周波数が低下する。
す。この実施形態のＲＣＣタイプのスイッチング電源装
置は、出力電圧検出回路の抵抗２１に対して、並列に抵
抗４１およびスイッチ４０の直列回路を接続したもので
ある。電圧検出回路のシャントレギュレータ２０の基準
電圧入力端子Ｖｒの電圧は一定電圧となるように制御さ
れるから、スイッチ４０をオンすることによって、この
端子Ｖｒと出力端子２７間の合成抵抗値を下げると、同
出力端子２７の出力電圧が低下する。このようにして、
２次側出力電圧が低下すると、以下、上記第１および第
２の実施形態のスイッチング電源装置と同様の動作によ
って、１次側のＭＯＳＦＥＴ４の動作が電流不連続モー
ドとなり、発振周波数が低下する。
【００３２】図７に示すＲＣＣスイッチング電源装置
は、２次側の出力端子２７の出力電圧をモータ等の大き
な負荷の駆動電圧に設定し、この電圧をモータ等に供給
するとともに、電圧レギュレータ回路等によって５Ｖ等
に電圧低下させて制御回路等に電圧供給する。スイッチ
４０をオンすると、出力電圧が低下することによって、
大きな負荷のモータ等が駆動されないが、電圧レギュレ
ータ回路によってその出力電圧は５Ｖ等に安定化される
ため制御回路への電圧は安定して供給されるようにな
る。この図７に示す回路構成では、図６の装置に比較し
て、トランス１の構成が簡単であり、また図６のダイオ
ード３１等も不要であるために電源電圧全体の構成は簡
単となる利点があるが、待機時に電圧低下が認められな
い場合には、上述のように、出力側に電圧レギュレータ
回路等が必要となってくる。
は、２次側の出力端子２７の出力電圧をモータ等の大き
な負荷の駆動電圧に設定し、この電圧をモータ等に供給
するとともに、電圧レギュレータ回路等によって５Ｖ等
に電圧低下させて制御回路等に電圧供給する。スイッチ
４０をオンすると、出力電圧が低下することによって、
大きな負荷のモータ等が駆動されないが、電圧レギュレ
ータ回路によってその出力電圧は５Ｖ等に安定化される
ため制御回路への電圧は安定して供給されるようにな
る。この図７に示す回路構成では、図６の装置に比較し
て、トランス１の構成が簡単であり、また図６のダイオ
ード３１等も不要であるために電源電圧全体の構成は簡
単となる利点があるが、待機時に電圧低下が認められな
い場合には、上述のように、出力側に電圧レギュレータ
回路等が必要となってくる。
【００３３】
【発明の効果】本発明によれば、他励発振のための制御
ＩＣや複雑な回路がなくても、待機状態においてトラン
ス自身の持つクロスレギュレーションを利用して自動的
に発振周波数が低下するため、無駄な損失を抑えること
ができ、その分効率を上げることができる。また、スイ
ッチをトランス２次側に設けることによっても簡単に待
機状態においての消費電力を低下させることができる。
ＩＣや複雑な回路がなくても、待機状態においてトラン
ス自身の持つクロスレギュレーションを利用して自動的
に発振周波数が低下するため、無駄な損失を抑えること
ができ、その分効率を上げることができる。また、スイ
ッチをトランス２次側に設けることによっても簡単に待
機状態においての消費電力を低下させることができる。
【図１】本発明の構成のＲＣＣタイプのスイッチング電
源装置の構成例を示す図
源装置の構成例を示す図
【図２】本発明の第１の実施形態のＲＣＣタイプのスイ
ッチング電源装置の回路図
ッチング電源装置の回路図
【図３】出力電力に対する整流平滑電圧特性を示す図
【図４】出力電力に対するスイッチング周波数特性を示
す図
す図
【図５】出力電力に対する効率特性を示す図
【図６】本発明の第２の実施形態のＲＣＣタイプのスイ
ッチング電源装置の回路図
ッチング電源装置の回路図
【図７】本発明の第３の実施形態のＲＣＣタイプのスイ
ッチング電源装置の回路図
ッチング電源装置の回路図
１−トランス ２−１次側巻線 ４−ＭＯＳＦＥＴ ５−２次側巻線 ８−バイアス巻線 １０−整流平滑回路 １１−モード切り換え回路 １２−ターンオン遅延回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5G065 AA01 DA08 HA12 JA04 LA03 MA10 NA09 5H730 AA14 AS01 AS13 AS23 BB43 BB52 DD04 EE02 EE07 EE72 FD01 FD21 FF19 FG07 FG25 VV03 VV06
Claims (4)
- 【請求項１】 トランスの１次側巻線に主スイッチング
素子を接続し、トランスのバイアス巻線の出力を前記主
スイッチング素子に正帰還して自励発振させるようにし
たリンギングチョークコンバータからなるスイッチング
電源装置において、 前記バイアス巻線に接続される整流平滑回路と、 前記整流平滑回路の整流平滑電圧がしきい値電圧以上か
どうかでオンオフするモード切換回路と、 前記主スイッチング素子と前記バイアス巻線間に接続さ
れ、バイアス巻線出力を遅延して前記主スイッチング素
子に印加する回路であって、前記モード切換回路が前記
平滑出力電圧がしきい値電圧未満であることを検出した
ときに、ターンオン遅延時間を長くする遅延回路と、 を備えてなるスイッチング電源装置。 - 【請求項２】 負荷電力がしきい値以下となったとき
に、トランスのクロスレギュレーションにより、前記平
滑出力電圧がしきい値電圧未満となるように結合度を調
整したトランスを使用した請求項１記載のスイッチング
電源装置。 - 【請求項３】 トランスの２次側出力は複数の巻線出力
を有し、巻線出力間を接続する回路を設けた、請求項１
記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項４】 トランスの２次側出力電圧を切換える出
力電圧切換回路を設けた、請求項１記載のスイッチング
電源装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000115690A JP3475904B2 (ja) | 2000-04-17 | 2000-04-17 | スイッチング電源装置 |
| EP01109172A EP1150417B1 (en) | 2000-04-17 | 2001-04-12 | Switching power supply unit |
| US09/836,767 US6532159B2 (en) | 2000-04-17 | 2001-04-17 | Switching power supply unit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000115690A JP3475904B2 (ja) | 2000-04-17 | 2000-04-17 | スイッチング電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001298950A true JP2001298950A (ja) | 2001-10-26 |
| JP3475904B2 JP3475904B2 (ja) | 2003-12-10 |
Family
ID=18627279
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000115690A Expired - Fee Related JP3475904B2 (ja) | 2000-04-17 | 2000-04-17 | スイッチング電源装置 |
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| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6532159B2 (ja) |
| EP (1) | EP1150417B1 (ja) |
| JP (1) | JP3475904B2 (ja) |
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| KR100891802B1 (ko) | 2007-04-30 | 2009-04-07 | 삼성전기주식회사 | 소음 개선 회로를 구비한 전원장치 |
| JP2012124993A (ja) * | 2010-12-06 | 2012-06-28 | Canon Inc | スイッチング電源装置及び画像形成装置 |
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| KR100856900B1 (ko) * | 2001-12-21 | 2008-09-05 | 페어차일드코리아반도체 주식회사 | 버스트 모드 스위칭 모드 파워 서플라이 |
| WO2003084037A2 (en) | 2002-03-29 | 2003-10-09 | Delta Energy Systems (Switzerland) Ag | Method and apparatus for controlling a synchronous rectifier |
| JP3753112B2 (ja) | 2002-08-20 | 2006-03-08 | 株式会社村田製作所 | スイッチング電源装置およびそれを用いた電子装置 |
| US7106602B2 (en) * | 2003-07-29 | 2006-09-12 | Astec International Limited | Switching-bursting method and apparatus for reducing standby power and improving load regulation in a DC—DC converter |
| JP3973652B2 (ja) * | 2004-05-24 | 2007-09-12 | 松下電器産業株式会社 | スイッチング電源装置 |
| KR100693528B1 (ko) * | 2004-10-29 | 2007-03-14 | 주식회사 팬택 | 전원 지연 인가 기능을 가지는 무선통신 단말기 |
| CN1937383A (zh) * | 2005-09-22 | 2007-03-28 | 松下电器产业株式会社 | 开关电源装置、半导体装置以及控制方法 |
| US7876583B2 (en) * | 2008-12-22 | 2011-01-25 | Power Integrations, Inc. | Flyback power supply with forced primary regulation |
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| US9667153B2 (en) * | 2013-05-30 | 2017-05-30 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Switching power supply apparatus for generating control signal for lowering switching frequency of switching devices |
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Family Cites Families (13)
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|---|---|---|---|---|
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| JPH02159975A (ja) * | 1988-12-09 | 1990-06-20 | Murata Mfg Co Ltd | 自励発振型コンバータ |
| JP2893787B2 (ja) * | 1990-02-09 | 1999-05-24 | 株式会社リコー | スイッチングレギュレータ |
| US5412555A (en) * | 1991-03-26 | 1995-05-02 | Ricoh Company, Ltd. | Self-oscillating DC-DC Converter with zero voltage switching |
| JPH09117134A (ja) | 1995-10-17 | 1997-05-02 | Murata Mfg Co Ltd | スイッチング電源 |
| JP3447471B2 (ja) * | 1996-05-28 | 2003-09-16 | 新電元工業株式会社 | スイッチング電源、及びそのスイッチング電源を用いたサージ電圧吸収方法 |
| JP3492882B2 (ja) * | 1997-04-07 | 2004-02-03 | パイオニア株式会社 | スイッチング電源装置 |
| JP3175663B2 (ja) * | 1997-10-17 | 2001-06-11 | 株式会社村田製作所 | 自励発振型スイッチング電源装置 |
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