JP5759156B2

JP5759156B2 - 電源装置および画像形成装置

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Publication number: JP5759156B2
Application number: JP2010271951A
Authority: JP
Inventors: 富山　正康; 正康富山
Original assignee: Canon Inc
Current assignee: Canon Inc
Priority date: 2010-12-06
Filing date: 2010-12-06
Publication date: 2015-08-05
Anticipated expiration: 2030-12-06
Also published as: JP2012125001A

Description

本発明は、それぞれ消費電力の異なる複数の動作状態が存在する電子機器に対して電力を供給する電源装置に関する。

一般に、フライバックコンバータ方式などのスイッチング電源装置は、熱設計の観点からスイッチング電源装置が搭載される電子機器に求められる最大負荷の状態において効率が最大となるように設計される。そのため、電子機器が、消費電力を節約するために休止モードに移行するなどして負荷が軽くなればなるほど、電源装置の効率が低下する。一方で、スイッチング電源装置に用いられる各素子は、機器の最大負荷の状態において素子定格を越えることがないように設計される。特許文献１によれば、軽負荷時にスイッチング周波数を低下させることで効率低下を回避する手法が提案されている。

特許第３４７５９０４号公報

しかし、特許文献１に記載された手法では、スイッチング周波数を低下させることはできても、共振コンデンサからの放電電流による損失を低下させることはできない。そのため、効率向上としては不十分であった。とりわけ、特許文献１に記載された発明では、直流出力が低下したときに主スイッチング素子の制御端子に対するバイアス電圧の印加を遅延させる手法が提案されている。バイアス電圧の印加を遅延させる手法では発振周波数を低下させることができるため、多少の効率向上を図ることは期待できる。しかし、出力電圧を維持させる必要もあるため、発振周波数を下げることにも限度がある。また、特許文献１に記載の手法では、電源回路に存在する共振コンデンサの放電電流による損失を根本的に取り除くことは不可能である。ちなみに、電源回路に設けられた絶縁トランスの１次巻線間に共振コンデンサが接続された場合も同様の課題が存在する。

そこで、本発明は、このような課題および他の課題のうち、少なくとも１つを解決することを目的とする。例えば、本発明は、出力電圧に応じて共振コンデンサの容量を変更することで、出力電圧が低下したときに共振コンデンサから放電される放電電流による損失を低下させることが可能な電源装置を提供することを目的とする。なお、他の課題については明細書の全体を通して理解できよう。

本発明の電源装置は、例えば、１次側に入力された電圧を変換して２次側に出力する電圧変換素子と、前記電圧変換素子の１次巻線を介して供給される電圧をスイッチングするスイッチング素子と、前記スイッチング素子に対して並列に接続されるか、または、前記電圧変換素子の１次巻線に対して並列に接続された容量素子と、前記電圧変換素子の２次巻線に発生する交番電圧を平滑整流する平滑整流回路と、前記２次巻線に発生する交番電圧から前記平滑整流回路を介して出力される出力電圧が第１出力電圧から前記第１出力電圧よりも低い第２出力電圧に低下したことに応じて前記容量素子の容量を第１容量値から前記第１容量値よりも低い第２容量値に変化させる容量可変回路とを備えたことを特徴とする。

本発明によれば、２次巻線に発生する交番電圧から平滑整流回路を介して出力される出力電圧に応じて容量成分の容量を変化させることで、出力電圧に応じて共振コンデンサの容量を変更することが可能となる。ひいては、出力電圧が低下したときに共振コンデンサから放電される放電電流による損失を低下させることが可能な電源装置を提供することが可能となる。

本発明の基本構成を説明するための回路構成図である。本発明の基本構成を説明するための各部動作波形を示す図である。本発明の基本構成を説明するための各部動作波形を示す図である。本発明の実施例１を説明するための回路構成図である。本発明の実施例１を説明するための各部動作波形を示す図である。本発明の実施例１を説明するための各部動作波形を示す図である。本発明の実施例１を説明するためのフローチャートである。本発明の実施例２を説明するための回路構構成図である。

本発明は、電子写真方式の画像形成装置など、各種の電子機器に搭載可能な電源装置として実現される。画像形成装置は、画像を形成する画像形成部（プリンタエンジンなど）や電源装置から電力を供給されて画像形成部の動作を制御する制御手段（エンジン制御部など）を備えている。なお、本発明の特徴は、電力供給対象の電子機器がそれぞれ消費電力の異なる複数の動作モードを備え、その動作モードに応じてそれぞれ異なる電力を出力する電源装置であれば適用できる。

［電源装置の基本構成］
図１を用いて、電流不連続モードで動作するフライバックコンバータを備えた電源装置について説明する。ここでは、フライバックコンバータの一例として、リンギングチョークコンバータ（ＲＣＣ）について説明する。絶縁トランスＴ１０１は、いわゆるフライバックトランスである。ここでは、１次側に入力された電圧を変換して２次側に出力する電圧変換素子の一例として絶縁トランスＴ１０１を採用している。絶縁トランスＴ１０１は入力側に設けられた１次巻線Ｎｐと出力側に設けられた２次巻線Ｎｓおよび１次側に設けられた補助巻線Ｎｂにて構成されている。補助巻線Ｎｂの一端はスイッチング素子Ｑ１０２の制御端子に接続されている。スイッチング素子Ｑ１０２の電流流入端子は、主スイッチング素子Ｑ１０１の制御端子と接続されており、スイッチング素子Ｑ１０２の電流流出端子は、主スイッチング素子Ｑ１０１の電流流出端子と接続されている。つまり、補助巻線Ｎｂは、スイッチング素子Ｑ１０２を通じて主スイッチング素子Ｑ１０１の導通と非導通とを切り替える駆動用巻線である。主スイッチング素子Ｑ１０１は、電圧変換素子の１次巻線を介して供給される電圧をスイッチングするスイッチング素子の一例である。なお、電流流入端子は、ソースやコレクタと呼ばれることがある。電流流出端子は、ドレインやエミッタと呼ばれることがある。制御端子は、ゲートやベースと呼ばれることがある。

入力電圧Ｖ_ｉｎは、例えば、ＡＣ入力電圧をブリッジダイオードで整流し、アルミ電界コンデンサにて平滑された直流電圧である。商用電源、ブリッジダイオード、アルミ電解コンデンサ、入力フィルタ等は周知のため、図1には示していない。入力電圧Ｖ_ｉｎは１次巻線Ｎｐの一端と主スイッチング素子Ｑ１０１の電流流出端子の間に印加される。入力電圧の（＋）側は１次巻線Ｎｐの一端、入力電圧の（−）側は主スイッチング素子Ｑ１０１の電流流出端子に接続されている。また、補助巻き線Ｎｂは１次巻き線Ｎｐに対して同極に接続されている。２次巻線Ｎｓは１次巻き線Ｎｐに対して異極に接続されている。入力電圧Ｖ_ｉｎの（＋）側と主スイッチング素子Ｑ１０１の制御端子との間には起動抵抗Ｒ１０１が接続されている。また、主スイッチング素子Ｑ１０１の制御端子と直流電圧Ｖ_ｉｎの（−）側との間には抵抗Ｒ１０２が接続されている。抵抗Ｒ１０２は、起動抵抗Ｒ１０１と分圧回路を形成しており、直流電圧Ｖ_ｉｎを分圧比にしたがって分圧する。これにより主スイッチング素子Ｑ１０１が導通するに充分な電圧が制御端子に印加される。主スイッチング素子Ｑ１０１の制御端子と補助巻線Ｎｂの１次巻線との同極側との間にはコンデンサＣ１０１、抵抗Ｒ１０３およびＲ１０４が接続されている。抵抗Ｒ１０４の両端には補助巻線Ｎｂ側をカソードの向きにしたダイオードＤ１０１が接続されている。これにより、主スイッチング素子Ｑ１０１のターンオンとターンオフのスピードを調整している。スイッチング素子Ｑ１０２の電流流入端子は主スイッチング素子Ｑ１０１の制御端子に、電流流出端子は直流電圧Ｖ_ｉｎの（−）側に接続されている。スイッチング素子Ｑ１０２の制御端子と電流流出端子との間にはコンデンサＣ１０２が接続されている。補助巻線Ｎｂとスイッチング素子Ｑ１０２の制御端子との間には抵抗Ｒ１０５が接続されている。抵抗Ｒ１０５はコンデンサＣ１０２とともに時定数回路を構成している。主スイッチング素子Ｑ１０１の電流流入端子と電流流出端子との間には共振コンデンサＣ１０４が接続されている。

フォトカプラＩＣ１０１の１次側の電流流入端子と主スイッチング素子Ｑ１０１の制御端子との間には抵抗Ｒ１０６が接続されている。抵抗Ｒ１０６は、フォトカプラＩＣ１０１に流れる電流を制限している。フォトカプラＩＣ１０１のフォトトランジスタの電流流出端子はスイッチング素子Ｑ１０２の制御端子に接続されている。絶縁トランスＴ１０１の２次巻線Ｎｓの、１次巻線に対する異極側には整流用のダイオードＤ１０２のアノード側が接続されている。ダイオードＤ１０２のカソード側と、２次巻線Ｎｓの１次巻線に対する同極側との間には電界コンデンサＣ１０３が接続されている。電界コンデンサＣ１０３は、ダイオードＤ１０２にて整流された交番電圧の平滑を行っている。このように、ダイオードＤ１０２と電界コンデンサＣ１０３は、電圧変換素子の２次巻線に発生する交番電圧を平滑整流する平滑整流回路を形成している。

出力電圧Ｖ_ｏｕｔは抵抗Ｒ１０７、Ｒ１０８によって形成された分圧回路によって分圧される。分圧された電圧（検知電圧）はエラーアンプＩＣ１０２の検知端子に印加される。エラーアンプＩＣ１０２は検知電圧を基準電圧と比較することで出力端子Ｖ_ｏｕｔの電圧を変化させることで、抵抗Ｒ１０９を介してフォトカプラＩＣ１０１の発光側のダイオードに流れる電流を制御している。

上述したように、主スイッチング素子Ｑ１０１は起動抵抗Ｒ１０１と抵抗Ｒ１０２により制御端子に電圧が印加されると、導通状態となる。主スイッチング素子Ｑ１０１が導通状態になると、１次巻線Ｎｐに入力電圧Ｖ_ｉｎが印加され、補助巻線Ｎｂに１次巻線Ｎｐと同極側を正とする電圧が誘起される。このとき２次巻線Ｎｓにも電圧が誘起されるが、この電圧は整流ダイオードＤ１０２のアノード側を負とする電圧であるため、結果として２次側にはこの電圧は伝達されない。

このとき、励磁電流は時間に比例し、オン時間ｔ_ｏｎ後には（１）式に従った電流Ｉ_１ｐとなる。Ｌｐは絶縁トランスＴ１０１の１次インダクタンスである。

１次巻線Ｎｐを流れる電流は絶縁トランスＴ５０１の励磁電流だけで絶縁トランスＴ１０１には励磁電流の２乗に比例したエネルギーが蓄積される。以下（２）式に従ってトランスにエネルギーが蓄積される。

その後、時定数回路を構成している抵抗Ｒ１０５とコンデンサＣ１０２には補助巻線Ｎｂから電荷が充電される。コンデンサＣ１０２の両端の電圧がスイッチング素子Ｑ１０２の閾値より高くなると、スイッチング素子Ｑ１０２が導通状態となる。スイッチング素子Ｑ１０２が導通状態となると、主スイッチング素子Ｑ１０１の制御端子の電圧が低下するため、主スイッチング素子Ｑ１０１は非導通状態に切り替わる。このとき絶縁トランスＴ１０１の各巻線には起動時と逆極性の電圧が発生する。そのため、２次巻線Ｎｓには整流ダイオードＤ１０２のアノード側を正とする電圧が発生することになる。よって、絶縁トランスＴ１０１に蓄積されたエネルギーが整流および平滑され、２次側に伝達される。

（２）式に従って絶縁トランスＴ１０１に蓄えられているエネルギーが２次側にすべて伝達されると、主スイッチング素子Ｑ１０１は再び導通状態となる。これは、２次側にエネルギーの伝達が終わると、バックスイングにより、Ｃカップリング（容量性結合）しているコンデンサＣ１０１から再び主スイッチング素子Ｑ１０１の制御端子が正方向にバイアスされるためである。

フォトカプラＩＣ１０１からの電流は出力電圧Ｖ_ｏｕｔが高いときに多くなる。そのため、コンデンサＣ１０２に相対的に多くの電流が供給され、充電時間が相対的に短くなる。これは主スイッチング素子Ｑ１０１の導通時間が短くなることを意味する。これによって絶縁トランスＴ１０１に蓄積されるエネルギーが減少することで出力電圧Ｖ_ｏｕｔが下がる。このようにして、図１に示した電源装置は定電圧動作を行っている。出力電圧が低い場合は逆の動作になる。

リンギングチョークコンバータのオフ時間ｔ_ｏｆｆは以下の（３）式により算出される。

一方、オン時間ｔ_ｏｎを算出するために、（２）式を変形することで（４）式が得られる。

発振周波数ｆは、
ｆ＝１／Ｔ＝１／（ｔ_ｏｎ＋ｔ_ｏｆｆ）
である。（３）式および（４）を上述の式に代入すると、発振周波数ｆは以下の（５）式により表現できる。

（５）式は次の関係を示している。まず、入力電力Ｐ_ｉｎが大きくなるほど（負荷が重くなるほど）、発振周波数ｆは低下する。逆に負荷が軽くなればなるほど、発振周波数ｆが増加することになる。また、入力電圧Ｖ_ｉｎが高くなるほど、発振周波数ｆが上昇することになる。また、（４）式から、入力電圧Ｖ_ｉｎが高いほど、デューティ比（ｔ_ｏｎ／Ｔ）は小さくなる。以上がリンギングチョークコンバータにおける基本的な動作になる。

［改良すべきポイント］
図２は、最大負荷状態におけるリンギングチョークコンバータの各部の波形を示している。Ｖｄｓは主スイッチング素子Ｑ１０１の電流流入端子と電流流出端子との間に印加される電圧を示している。Ｉ１は主スイッチング素子Ｑ１０１に流れるドレイン電流を示す。Ｉｓは２次側の整流ダイオードＤ１０２に流れる電流を示す。まず、主スイッチング素子Ｑ１０１のオン期間について説明する。

起動抵抗Ｒ１０１を通じて主スイッチング素子Ｑ１０１制御端子に印加される電圧が上昇することによって、主スイッチング素子Ｑ１０１は導通状態となる。図２（Ｂ）が示すように、主スイッチング素子Ｑ１０１を流れるドレイン電流Ｉ１は時間とともに正の傾きで直線的に増加し、絶縁トランスＴ１０１にエネルギーが蓄積される。このとき主スイッチング素子Ｑ１０１が導通状態であるため、図２（ａ）が示すように、Ｖｄｓはほぼ零になっている。また、２次側の整流ダイオードＤ１０２は逆バイアスされている。よって、図２（ｃ）が示すように、Ｉｓは零である。主スイッチング素子Ｑ１０１が非導通状態となると、図２（ｂ）が示すように、Ｉ１は零になる。このとき２次側の整流ダイオードＤ１０２は導通状態となり、絶縁トランスＴ１０１に蓄積されたエネルギーが２次側に伝達される。図２（ｃ）が示すように、Ｉｓは負の傾きで直線的に減少する。主スイッチング素子Ｑ１０１のドレイン・ソース間の電圧Ｖｄｓは以下の（６）式に従い求めることができる。すなわち、電圧Ｖｄｓは、入力電圧Ｖ_ｉｎと２次側出力電圧Ｖ_ｏｕｔと整流ダイオードＤ１０２の順方向電圧Ｖｆを巻線比倍した電圧、およびサージ電圧Ｖｓを加算したものとなる。

サージ電圧Ｖｓは、主スイッチング素子Ｑ１０１が導通状態のときに流れていたピーク電流Ｉ_１ｐをパラメータとして（７）式に従い算出される。ここで、Ｃｐは共振コンデンサＣ１０４の容量成分である。ｆｒは、絶縁トランスＴ１０１のリーケージインダクタンスＬｒと共振コンデンサ部の容量Ｃｐとが構成する共振回路の共振周波数である。

ｆｒは（８）式に従って算出される。

サージ電圧Ｖｓは以下の（９）式により表現できる。（９）式から、リーケージインダクタンスＬｒとピーク電流Ｉ_１ｐが大きくなるほど、サージ電圧Ｖｓは大きくなる。そのため、負荷電流が最大となったときでも電圧Ｖｄｓの素子定格を満足させるために、共振コンデンサＣ１０４の容量Ｃｐが決定される。

また、一方で主スイッチング素子Ｑ１０１が導通した直後には共振コンデンサＣ１０４の容量Ｃｐに蓄積された電荷による放電電流が流れる。主スイッチング素子Ｑ１０１が導通する直前の共振コンデンサＣ１０４の両端電圧Ｖｂの最下点は（１０）式に従い算出される。

従って主スイッチング素子Ｑ１０１の導通時の放電電流による損失Ｐ_ｌｏｓｓは以下の（１１）式に基づいて算出される。

（１１）式より共振コンデンサＣ１０４の容量Ｃｐが大きく、電圧Ｖｂ（入力電圧Ｖ_ｉｎ）が高く、発振周波数ｆが高くなるような軽負荷ほど、損失Ｐ_ｌｏｓｓが大きくなる。

図３は出力電圧降下時（軽負荷）の各部波形を示している。図３が図２と違う点は、損失Ｐ_ｌｏｓｓが増加している点である。（５）式から発振周波数ｆが高くなることがわかる。（９）式によれば、ピーク電流Ｉ_１ｐが減少すると、電圧Ｖｓが低下することがわかる。その一方で、（１０）式によれば、出力電圧Ｖ_ｏｕｔが低下すると、電圧Ｖｂが増加することがわける。よって、（１１）式から損失Ｐ_ｌｏｓｓが増加することがわかる。このように出力電圧降下時は発振周波数ｆが上昇してしまい、加えて共振コンデンサＣ１０４の両端電圧Ｖｂが上昇するため、放電電流による損失Ｐ_ｌｏｓｓが増加してしまうという課題が顕在化する。

そこで、本発明では、出力電圧Ｖ_ｏｕｔの大きさに応じて、共振コンデンサ部の容量Ｃｐを変化させることで、共振コンデンサ部からの放電電流による損失Ｐ_ｌｏｓｓを減少させることにする。そのためには、出力電圧Ｖ_ｏｕｔを検知する回路と、検知した電圧に応じて共振コンデンサを容量可変にできればよい。

［実施例１］
図４は実施例１を説明するためのスイッチング電源の回路構成を示した図である。基本構成との違う点は、電力供給対象となる電子機器の動作状態に応じて電圧可変回路４１０を動作させた際に、容量可変回路４００の動作により共振コンデンサの容量を変化させる点である。容量可変回路４００は、２次巻線に発生する交番電圧から平滑整流回路を介して出力される出力電圧に応じて容量成分の容量を変化させる容量制御回路として機能する。図１に示した基本構成と同一機能の箇所については同一の参照符号を付与することで簡潔化を図ることにする。

最初に容量可変回路４００の構成及び動作に関して説明する。共振コンデンサＣ４０１、Ｃ４０２は直列に接続されている。ここでは、共振コンデンサＣ４０１、Ｃ４０２がスイッチング素子に対して並列に接続される容量成分の一例である。なお、この容量成分は、電圧変換素子の１次巻線に対して並列に接続されていてもよい。共振コンデンサＣ４０２の各端子にはスイッチング素子Ｑ４０１の電流流入端子及び電流流出端子が接続されている。スイッチング素子Ｑ４０１の制御端子に、抵抗Ｒ４０１と抵抗Ｒ４０２とが構成する分圧回路によって、入力電圧Ｖ_ｉｎを分圧してなる電圧が印加される。スイッチング素子Ｑ４０１の制御端子はＲ４０３を介してフォトカプラＩＣ４０１の受光側素子の一端に接続されている。フォトカプラＩＣ４０１の受光側素子の他端は入力電圧Ｖ_ｉｎの低電位側に接続されている。フォトカプラＩＣ４０１は、出力電圧のレベルを監視する、電圧変換素子の２次側に配置された電圧監視手段として機能する。フォトカプラＩＣ４０１の発光側素子の一端は抵抗Ｒ４０４を介してコントローラＩＣ４０２のポートＰ２に接続されている。フォトカプラＩＣ４０１の発光側素子の他端は出力電圧Ｖ_ｏｕｔの低電位側に接続されている。コントローラＩＣ４０２は、電源装置１００から電力を供給されて動作する電子機器に用いられているモータの制御やその他各種の制御を行う。

ポートＰ２がＬｏｗレベルのときは、スイッチング素子Ｑ４０１の制御端子には抵抗Ｒ４０１を介して電流が流れる。そのため、スイッチング素子Ｑ４０１は導通状態となり、共振コンデンサＣ４０１、Ｃ４０２のうち、Ｃ４０１の容量のみが電源装置１００に作用する。反対にポートＰ２がＨｉｇｈレベルのときは、スイッチング素子Ｑ４０１が非導通状態となる。よって、共振コンデンサＣ４０１とＣ４０２により構成される直列回路の容量が、電源装置１００に対して作用することになる。すなわちポートＰ２がＬｏｗレベルのときは共振コンデンサ部の容量が大きくなり、ポートＰ２がＨｉｇｈレベルのときは共振コンデンサ部の容量を小さくなるように、コントローラＩＣ４０２は、共振コンデンサ部の容量を設定できる。このように、フォトカプラＩＣ４０１やコントローラＩＣ４０２は、電圧可変回路を動作させたときに、電圧監視手段によって出力電圧のレベルを検知し、検知したレベルに応じて容量可変回路を制御する制御手段として機能する。とりわけ、フォトカプラＩＣ４０１は、出力電圧のレベルを容量可変回路に伝達する伝達素子として機能する。

次に電圧可変回路４１０の構成及び動作について説明する。電圧可変回路４１０は、２次巻線に発生する交番電圧から平滑整流回路を介して出力される出力電圧を可変制御する電圧制御回路である。抵抗Ｒ４０５は検知抵抗（抵抗Ｒ１０７、Ｒ１０８）に対して直列に挿入された抵抗である。抵抗Ｒ４０５の両端には切換用素子としてスイッチング素子Ｑ４０２の電流流入端子と電流流出端子がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｑ４０２の制御端子は抵抗Ｒ４０６を介して低電位側に接続されるとともに、抵抗Ｒ４０７を介してコントローラＩＣ４０２のポートＰ１に接続されている。ポートＰ１がＬｏｗレベルのときは、スイッチング素子Ｑ４０２が非導通状態となって、出力電圧Ｖ_ｏｕｔの検知電圧が上昇する。そのため、出力電圧Ｖ_ｏｕｔは低くなる（例えば５Ｖ等）。また、ポートＰ１がＨｉｇｈレベルのときは、スイッチング素子Ｑ１０２が導通状態となって出力電圧Ｖ_ｏｕｔの検知電圧が低下する。よって、出力電圧Ｖ_ｏｕｔは高くなる（例えば２４Ｖ等）。すなわち、コントローラＩＣ４０２は、ポートＰ１から出力する電圧レベルにより出力電圧を変化させる。

図５は実施例１を説明するための出力電圧降下時の各部波形を示したものである。図５が図２に示した基本構成との違う点は、電圧可変回路４１０を動作させて出力電圧を降下させた際にポートＰ２をＨｉｇｈレベルとすることで共振コンデンサ部の容量Ｃｐを小さく制御した点である。

共振コンデンサ部の容量Ｃｐ（Ｃ４０１とＣ４０２との直列接続容量になる）を小さく制御すると、（９）式からサージ電圧Ｖｓは大きくなることがわかる。一方、（１０）式から、出力電圧Ｖ_ｏｕｔが低下するため電圧Ｖｂは大きくなる。（６）式から、Ｖｄｓは、Ｖ_ｏｕｔとＶｓとによりが決定される。したがって、図５（ａ）が示すように、Ｖｄｓは、主スイッチング素子Ｑ１０１の素子定格Ｖｄｓ（ｍａｘ）（例えば５００Ｖ等）を越えないように設定されることになる。また、共振コンデンサ部の容量Ｃｐが小さくなったことにより、共振周波数ｆｒは高くなる。共振周波数ｆｒが高くなれば、主スイッチング素子Ｑ１０１がｏｆｆからｏｎへ移行するときの時定数も小さくなる。

共振コンデンサ部の容量Ｃｐが小さくなったことによる最も顕著な変化は、図５（ｂ）が示すように、スイッチング素子Ｑ１０１のドレイン電流Ｉ１に現れる。共振コンデンサ部の容量Ｃｐにより放電電流が顕著に低減する。上述したように（１０）式から、Ｖｂは大きくなるが、共振コンデンサ部の容量Ｃｐを小さく設定することで、Ｖｂの上昇分を相殺できる。さらに、共振コンデンサ部の容量Ｃｐを小さく設定することで、（１１）式が示すように、共振コンデンサ部からの放電電流による損失Ｐ_ｌｏｓｓは著しく低減されることになる。図５（ａ）〜（ｃ）はその様子を表したものであり、共振コンデンサ部からの放電電流のピーク値が大きく減少しているのがわかる。

図６は機器制御用のコントローラＩＣ４０２のポートＰ１、Ｐ２から出力される信号、出力電圧Ｖ_ｏｕｔ、主スイッチング素子Ｑ１０１の各部の波形を示した図である。これはコントローラＩＣ４０２によって電圧可変回路４１０及び容量可変回路４００をどのように状態変化させるかを示している。ここでは、状態（ｉ）（最大負荷時）、状態（ｉｉ）（電圧降下時／共振コンデンサ部の容量大）、状態（ｉｉｉ）（電圧降下時／共振コンデンサ部の容量小）の３つの状態間の遷移を表している。つまり、状態（ｉ）は、電子機器が取りうる複数の動作状態のうちで相対的に消費電力が多い第１動作状態である。状態（ｉｉｉ）は、電子機器が取りうる複数の動作状態のうちで相対的に消費電力が少ない第２動作状態である。状態（ｉｉ）は、電子機器が取りうる複数の動作状態のうちで第１の動作状態よりも消費電力が少なく、かつ、第２の動作状態よりも消費電力が多い第３動作状態である。なお、電子機器の動作状態と一対一で電源装置１００にも動作状態が存在するともいえる。このように両者の動作状態は連動している。そのため、以下では、これらの動作状態を単純に状態（ｉ）〜状態（ｉｉｉ）と呼ぶことにする。

状態（ｉ）では出力電圧Ｖ_ｏｕｔは電子機器の動作に必要な電圧（例えば２４Ｖ等）に設定される。状態（ｉ）では共振コンデンサ部の容量は相対的に大きく設定される。そのめ、Ｉ１が最大となったときでも、スイッチング素子Ｑ１０１の素子定格Ｖｄｓ（ｍａｘ）（例えば５００Ｖ等）をＶｄｓが越えない。

状態（ｉｉ）は、電子機器が例えば休止状態に移行するなどして出力電圧Ｖ_ｏｕｔを相対的に低下させた状態である。状態（ｉｉ）では、共振コンデンサ部の容量は相対的に大きい値を維持するようにコントローラＩＣ４０２が制御している。この理由は、状態（ｉ）から状態（ｉｉ）への遷移する際に主スイッチング素子Ｑ１０１の素子定格Ｖｄｓ（ｍａｘ）（例えば５００Ｖ等）をＶｄｓが越えないように保護するためである。

状態（ｉｉｉ）は、電子機器が休止状態に遷移した後で、主スイッチング素子Ｑ１０１の発振状態が安定したため、共振コンデンサ部の容量を小さくした状態である。状態（ｉｉｉ）は、上述した理由により電子機器としては最も消費電力が少ない状態となる。また、状態（ｉｉｉ）から状態（ｉ）、すなわち電子機器が休止状態から最大負荷状態に移行する際は、逆の遷移を行うことになる。つまり、状態（ｉｉｉ）から状態（ｉｉ）へ移行した後でさらに状態（ｉ）へ移行していくことになる。これは素子定格を守るためである。

図６が示すように、コントローラＩＣ４０２は、各ポートＰ１、Ｐ２から各状態遷移にしたがったレベルの制御信号を出力する。状態（ｉ）では、ポートＰ１はＬｏｗでポートＰ２はＬｏｗである。状態（ｉｉ）ではポートＰ１はＨｉｇｈでポートＰ２はＬｏｗである。状態（ｉｉｉ）ではポートＰ１はＨｉｇｈでポートＰ２はＨｉｇｈとなる。

図７は、電子機器制御用のコントローラＩＣ４０２として画像形成装置のコントローラを適用した例における制御処理を示したフローチャートである。画像形成装置がとりうる複数の動作状態のうち、状態（ｉ）に対応するものとしてプリント動作状態がある。また、状態（ｉｉ）に対応するものとしてはスタンバイ状態がある。さらに、状態（ｉｉｉ）に対応するものとしてはスリープ状態がある。消費電力の大きさは、次の順番となる。プリント動作状態＞スタンバイ状態＞スリープ状態。

プリント動作状態では、モータや各種トランス等の負荷を駆動する。そのため、スイッチング電源装置は、最大電力を供給できるように、コントローラＩＣ４０２によって設定される。すなわち、コントローラＩＣ４０２は、出力電圧Ｖ_ｏｕｔを相対的に高く設定し、共振コンデンサ部の容量Ｃｐも相対的に大きく設定する。コントローラＩＣ４０２は、判別手段が判別した動作状態が第１動作状態であれば平滑整流回路を介して出力される出力電圧が第１出力電圧となるように電圧可変回路を制御するともに、容量成分の容量が第１容量値となるように容量可変回路を制御する制御手段として機能する。

スタンバイ状態ではスイッチング電源装置として電力供給可能な負荷は小さくてよい。そのため、コントローラＩＣ４０２は、出力電圧Ｖ_ｏｕｔを相対的に低く設定する。また、コントローラＩＣ４０２は、共振コンデンサ部の容量Ｃｐをスイッチング素子の耐圧を考慮して相対的に大きな値に設定する。このように、コントローラＩＣ４０２は、判別手段が判別した動作状態が第３動作状態であれば、平滑整流回路を介して出力される出力電圧が第１出力電圧よりも低い第３出力電圧となるように電圧可変回路を制御するともに、容量成分の容量が第２容量値よりも大きな第３容量値となるように容量可変回路を制御する制御手段として機能する。

スリープ状態ではスイッチング電源装置としては電力供給可能な負荷は小さくてよく、かつより高効率であることが求められる。そのため、コントローラＩＣ４０２は、出力電圧Ｖ_ｏｕｔを相対的に低く設定し、共振コンデンサ部の容量Ｃｐを相対的に小さく設定する。コントローラＩＣ４０２は、判別手段が判別した動作状態が第２動作状態であれば平滑整流回路を介して出力される出力電圧が第２出力電圧となるように電圧可変回路を制御するともに、容量成分の容量が第２容量値となるように容量可変回路を制御する制御手段として機能する。なお、第１出力電圧は第２出力電圧よりも高い。第１容量値は第２容量値よりも大きい。上述したように、第３動作状態は、電子機器が取りうる複数の動作状態のうちで第１動作状態よりも消費電力が少なく、かつ、第３の動作状態よりも消費電力が多い動作状態である。

本実施例ではプリント要求があったら一定時間（Ｔ１）にわたって状態（ｉｉ）を維持した後でプリント動作状態である状態（ｉ）へ移行する。反対に、プリント動作終了後は一定時間（Ｔ２）にわたって状態（ｉｉ）を維持した後で、スリープ状態である状態（ｉｉｉ）へ移行するものと仮定する。以下、フローチャートに従い説明する。

Ｓ７０１で、コントローラＩＣ４０２は、画像形成装置の電源装置１００から電圧の出力を開始させるための初期設定を行うことで、スリープ状態である状態（ｉｉｉ）に電源装置１００は移行する。Ｓ７０２で、コントローラＩＣ４０２は、プリント要求の監視を開始し、プリント要求があれば、Ｓ７０３に進む。プリント要求は、プリント動作状態へ移行することを意味するコマンドであるため、コントローラＩＣ４０２は、電源装置から電力を供給されて動作する電子機器の動作状態を判別する判別手段として機能していることになる。

Ｓ７０３で、コントローラＩＣ４０２は、スタンバイ状態である状態（ｉｉ）に移行する。Ｓ７０４で、コントローラＩＣ４０２は、一定時間Ｔ１が経過したかどうかを判定する。一定時間Ｔ１が経過すると、７０５に進む。Ｓ７０５で、コントローラＩＣ４０２は、プリント動作状態である状態（ｉ）に移行する。Ｓ７０６で、コントローラＩＣ４０２は、プリント動作を開始する。

Ｓ７０７で、コントローラＩＣ４０２は、プリント動作が完了したかどうかを判定する。プリント動作が完了すると、Ｓ７０８に進む。Ｓ７０８で、コントローラＩＣ４０２は、スタンバイ状態である状態（ｉｉ）に再び移行する。Ｓ７０９で、コントローラＩＣ４０２は、一定時間Ｔ２が経過したかどうかを判定する。一定時間Ｔ２が経過していなければ、Ｓ７１０に進む。Ｓ７１０で、コントローラＩＣ４０２は、プリント要求があったかどうを判定する。プリント要求があれば、Ｓ７０７に戻り、コントローラＩＣ４０２は、プリント動作状態である状態（ｉ）に復帰する。一方、プリント要求がなければ、Ｓ７０９に戻る。つまり、一定時間Ｔ２が経過する間にプリント要求がなければ、Ｓ７１１に進む。Ｓ７１１で、コントローラＩＣ４０２は、最も消費電力が少ないスリープ状態である状態（ｉｉｉ）に移行する。以上のフローチャートに従って電源装置１００の状態を遷移させることで、スリープ状態における効率が改善する。

本実施例によれば、２次巻線に発生する交番電圧から平滑整流回路を介して出力される出力電圧に応じて容量成分の容量を変化させることで、出力電圧に応じて共振コンデンサの容量を変更することが可能となる。ひいては、出力電圧が低下したときに共振コンデンサから放電される放電電流による損失を低下させることが可能な電源装置を提供することが可能となる。さらに、通常動作状態（最大負荷時）と機器休止状態（軽負荷時）等の動作遷移時に、出力電圧の変化と容量変化のタイミングを調整することが可能となるため、細かな遷移状態制御が可能になる。また、電圧可変回路が電源装置の出力電圧を上昇させるときには容量可変回路が容量成分の容量を増加させることで、出力電圧上昇時にも素子定格を満足することが可能となる。例えば、スイッチング電源装置の制御回路の故障等により出力電圧が上昇してしまった場合等の素子保護が可能となる。

[実施例２]
図８は実施例２を説明するためのスイッチング電源装置の回路構成を示した図である。実施例２が実施例１と違う点は、電圧監視手段を１次側に設けることで、フォトカプラＩＣ４０１などの伝達素子を用いることなく出力電圧Ｖ_ｏｕｔの変化に応じて容量Ｃｐの変更を達成している点である。

以下、容量可変及び電圧監視回路８００の動作について説明する。共振コンデンサＣ８０１は共振コンデンサＣ８０２に対してスイッチング素子Ｑ８０１を介して並列に接続されている。共振コンデンサＣ８０１、Ｃ８０２は、電圧変換素子の１次巻線に対して並列に接続された容量成分の一例である。スイッチング素子Ｑ８０１の制御端子と電流流出端子との間にはコンデンサＣ８０３、Ｒ８０２が接続されている。また、スイッチング素子Ｑ８０１の制御端子と入力電圧Ｖ_ｉｎとの間には抵抗Ｒ８０１とダイオードＤ８０１とによる直列回路が接続されている。スイッチング素子Ｑ８０１の制御端子と補助巻線Ｎｂの一端Ｖａとの間には、抵抗Ｒ８０３とダイオードＤ８０２とによる直列回路が接続されている。電圧監視回路８００は、出力電圧のレベルを監視する、電圧変換素子の１次側に配置された電圧監視手段である。とりわけ、抵抗Ｒ８０３とダイオードＤ８０２は、電圧変換素子の補助巻線に発生する電位を出力電圧のレベルを表す電圧として検知して、容量可変回路に印加するように機能する。

補助巻線Ｎｂの一端Ｖａの電位は、出力電圧Ｖ_ｏｕｔが相対的に高い（例えば２４Ｖ等）場合、よりマイナス側にバイアスされる。そのため、ダイオードＤ８０２の整流作用によりコンデンサＣ８０３にはよりマイナス側の直流バイアスが印加される。一方で、ダイオードＤ８０１の整流作用により、コンデンサＣ８０３には入力電圧Ｖ_ｉｎからのバイアスもかかる。つまり、コンデンサＣ８０３にはプラス側のバイアスも印加されている。このように、マイナス側のバイアスとプラス側のバイアスとの双方が存在するため、抵抗Ｒ８０１、Ｒ８０２、Ｒ８０３の各抵抗値を調整することで、スイッチング素子Ｑ８０１の制御端子に印加される電圧を調整できる。ここでは、抵抗Ｒ８０１、Ｒ８０２、Ｒ８０３の各抵抗値を調整することで、スイッチング素子Ｑ８０１の制御端子に印加される電圧は、スイッチング素子Ｑ８０１が導通状態を維持できる電圧（この場合、ほぼゼロバイアス）に調整されるものとする。これにより出力電圧Ｖ_ｏｕｔが相対的に高い状態で共振コンデンサＣ８０１は共振コンデンサＣ８０２に対して並列に接続されることになる。つまり、共振コンデンサ部の容量Ｃｐ（Ｃ８０１とＣ８０２との並列接続容量になる）は大きくなる。

一方、実施例１と同様にコントローラＩＣ４０３による電圧可変回路４１０の動作により、出力電圧Ｖ_ｏｕｔが低下した（例えば５Ｖ等）と仮定する。この場合、補助巻線Ｎｂの一端Ｖａからのマイナスバイアスが減少する。すなわち、入力電圧Ｖ_ｉｎからのプラスバイアスによって、制御端子に印加される電圧は、プラス側にオフセットがかかる。スイッチング素子Ｑ８０１の制御端子の電圧が上昇すると、スイッチング素子Ｑ８０１は非導通状態となり、共振コンデンサ部の容量Ｃｐは相対的に小さくなる。

このように実施例２では、実施例１の効果に加えて、伝達素子を介することなく１次側のみで共振コンデンサ部の容量Ｃｐを変化させることが可能となる効果も得られる。つまり、実施例２では、電圧監視回路を一次側に配置することが可能となるため、伝達素子を削除することが可能となり、機器の部品点数削除、ひいては機器の小型化に奇与することが可能となる。とりわけ、実施例２では、電圧監視回路８００が上述した制御手段として機能する。つまり、実施例２では、コントローラＩＣ４０２を介さずに出力電圧の変化に追従して容量Ｃｐを制御可能となるため、フェールセーフ回路を構成する上で有用である。

Claims

１次側に入力された電圧を変換して２次側に出力する電圧変換素子と、
前記電圧変換素子の１次巻線を介して供給される電圧をスイッチングするスイッチング素子と、
前記スイッチング素子に対して並列に接続されるか、または、前記電圧変換素子の１次巻線に対して並列に接続された容量素子と、
前記電圧変換素子の２次巻線に発生する交番電圧を平滑整流する平滑整流回路と、
前記２次巻線に発生する交番電圧から前記平滑整流回路を介して出力される出力電圧が第１出力電圧から前記第１出力電圧よりも低い第２出力電圧に低下したことに応じて前記容量素子の容量を第１容量値から前記第１容量値よりも低い第２容量値に変化させる容量可変回路と
を備えたことを特徴とする電源装置。
前記２次巻線に発生する交番電圧から前記平滑整流回路を介して出力される出力電圧を可変制御する電圧可変回路と、
前記電源装置から電力を供給されて動作する電子機器の動作状態を判別する判別手段と、
前記判別手段が判別した動作状態が第１動作状態であれば前記平滑整流回路を介して出力される出力電圧が前記第１出力電圧となるように前記電圧可変回路を制御するともに、前記容量素子の容量が前記第１容量値となるように前記容量可変回路を制御し、前記判別手段が判別した動作状態が第２動作状態であれば前記平滑整流回路を介して出力される出力電圧が前記第２出力電圧となるように前記電圧可変回路を制御するともに、前記容量素子の容量が前記第２容量値となるように前記容量可変回路を制御する制御手段と
を備え、
前記第１動作状態は、前記電子機器が取りうる複数の動作状態のうちで相対的に消費電力が多い動作状態であり、
前記第２動作状態は、前記電子機器が取りうる複数の動作状態のうちで相対的に消費電力が少ない動作状態であり、
前記第１出力電圧は前記第２出力電圧よりも高く、かつ、前記第１容量値は前記第２容量値よりも大きいことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
前記制御手段は、
前記判別手段が判別した動作状態が第３動作状態であれば、前記平滑整流回路を介して出力される出力電圧が前記第１出力電圧よりも低い第３出力電圧となるように前記電圧可変回路を制御するともに、前記容量素子の容量が前記第２容量値よりも大きな第３容量値となるように前記容量可変回路を制御し、
前記第３動作状態は、前記電子機器が取りうる複数の動作状態のうちで前記第１動作状態よりも消費電力が少なく、かつ、前記第２動作状態よりも消費電力が多い動作状態であることを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
前記出力電圧のレベルを監視する電圧監視手段をさらに備え、
前記容量可変回路は、前記電圧監視手段によって前記出力電圧のレベルを検知し、検知したレベルに応じて前記容量素子の容量を変化させることを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１項に記載の電源装置。
前記電圧変換素子の２次側に配置された前記電圧監視手段から前記出力電圧のレベルを前記容量可変回路に伝達する伝達素子をさらに備えていることを特徴とする請求項４に記載の電源装置。
前記電圧監視手段は、前記電圧変換素子の１次側に配置されており、前記電圧変換素子の補助巻線に発生する電位を前記出力電圧のレベルを表す電圧として検知して、前記容量可変回路に印加することを特徴とする請求項４に記載の電源装置。
前記電圧可変回路が前記電源装置の出力電圧を低下させるときには前記容量可変回路が前記容量素子の容量を減少させ、前記電圧可変回路が前記電源装置の出力電圧を上昇させるときには前記容量可変回路が前記容量素子の容量を増加させることを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
画像形成装置であって、
請求項１ないし７のいずれか１項に記載された電源装置と、
画像を形成する画像形成部と、
前記電源装置から電力を供給されて前記画像形成部の動作を制御する制御手段と
を備えたことを特徴とする画像形成装置。