JP2012244779A - 電源装置及び画像形成装置 - Google Patents

Abstract

【課題】簡易な回路構成により、電子機器の動作状態又は停止状態に応じて、それぞれ異なる直流電圧を出力する。
【解決手段】１次巻線と補助巻線と２次巻線を有するトランスＴ３０１と、入力された交流電圧を平滑整流した直流電圧の１次巻線への導通を制御する主スイッチング素子Ｑ３０１と、２次巻線に発生する電圧を平滑整流した電圧Ｖｏｕｔと基準電圧を比較し、電圧差に応じた電圧を出力する差動増幅器ＩＣ３０１と、トランスの２次側の差動増幅器からの出力電圧に応じた帰還電流を１次側に伝達するフォトカプラＰＣ３０１と、帰還電流と補助巻線からの帰還電圧に応じて、主スイッチング素子を制御するスイッチング素子Ｑ３０２と、２次巻線に電圧Ｖｏｕｔ２を発生させる際に、帰還電流を増加させて、主スイッチング素子をオフ状態にするスイッチング素子Ｑ３０４を備える。
【選択図】図３

Description

本発明は、商用電源より整流平滑して得られた高圧直流電圧を、電子機器が必要とする数Ｖ〜数十Ｖの低電圧の直流電圧に変換する電源装置、及びその電源装置を備えた画像形成装置に関する。

商用交流電源からの電力供給により動作する電子機器が具備する電源装置は、一般的に、商用交流電源からの交流電流を整流して直流電流を作る整流機能と、整流された直流電流から電子機器内で使用する所定の直流電圧を作る電圧変換機能を備えている。

図８（ａ）は、電子機器内部に設けられた一般的な電源装置の回路ブロックを示した図である。図８（ａ）に示すように、電源装置は、“整流回路”、“第１の直流電圧変換回路”、“第２の直流電圧変換回路”を備えている。“整流回路”は、商用交流電源から供給された交流電流を整流し、直流電流に変換する。“第１の直流電圧変換回路”は、“整流回路”によって直流電流に変換された電圧を、電子機器内部で使用する所定の直流電圧に変換する。“第２の直流電圧変換回路”は、“第１の直流電圧変換回路”によって変換された直流電圧を、電子機器内部で使用する、更に低い直流電圧に変換する。“第１の直流電圧変換回路”は、一般に２４Ｖ前後の直流電圧を生成し、生成された直流電流は、高電圧を生成する高圧回路やモータ等を駆動する駆動回路等の消費電力が大きい回路に供給される。一方、“第２の直流電圧変換回路”は、一般に５Ｖや３．３Ｖ前後の直流電圧を生成し、生成された直流電流は、消費電力が小さいＣＰＵ等の制御回路に供給される。

近年、一般家庭や、オフィスで使用される電化製品においても、省エネルギー化が広く求められている。そのため、一般的な電子機器では、図８（ｂ）に示すように、電子機器が停止状態にある時には、“第２の直流電圧変換回路”を停止させ、制御回路等の負荷には、“第１の直流電圧変換回路”で生成した直流電流を直接供給する構成が採用されている。電子機器が停止した状態では、高圧回路、駆動回路等の負荷に電力を供給する必要がないため、“第１の直流電圧変換回路”にて制御回路等の負荷へ供給する直流電圧を生成し、“第２の電圧変換回路”を基本的に動作させない。これにより、“第２の直流電圧変換回路”にて、電圧変換が行われる際の電力ロスが無くなり、停止状態における電子機器全体での消費電力が抑制される。例えば、電子機器に搭載される自励式スイッチング電源は、電子機器の最大負荷状態において効率が最大になるように設計される。そのため、機器の負荷が軽くなればなるほど効率は低下するので、例えば、特許文献１では、この効率低下を回避するための方法が提案されている。

特開２００３−２８４３４０号公報

図８に示す“第１の電圧変換回路”は、電子機器が動作状態にある時には、高圧回路、駆動回路等の負荷、及び制御回路等の負荷の両方の負荷へ電力供給を行い、電子機器が停止状態にある時には、制御回路等の負荷にのみ電力供給を行う。すなわち、“第１の電圧変換回路”は、２つの負荷条件に対応して電力供給を行わねばならず、そのため、回路構成が複雑となり、電源装置全体のコストが高くなってしまうという課題があった。

本発明は、このような状況のもとでなされたもので、簡易な回路構成により、電子機器の動作状態又は停止状態に応じて、それぞれ異なる直流電圧を出力することを目的とする。

前述した課題を解決するため、本発明では次のとおりに構成する。

（１）交流電圧を直流電圧に変換して出力する電源装置であって、１次巻線と補助巻線と２次巻線を有するトランスと、入力された交流電圧を平滑整流した直流電圧の前記トランスの１次巻線への導通を制御する第１のスイッチング手段と、前記トランスの２次巻線に発生する電圧を平滑整流した第１の出力電圧と基準電圧を比較し、前記第１の出力電圧と前記基準電圧との差に応じた電圧を出力する差動増幅手段と、前記トランスの２次側の前記差動増幅手段からの出力電圧に応じた帰還電流を前記トランスの１次側に伝達する伝達手段と、前記帰還電流と前記トランスの補助巻線からの帰還電圧に応じて、前記第１のスイッチング手段をオン状態又はオフ状態に制御する制御手段と、前記トランスの２次巻線に前記第１の出力電圧よりも低い第２の出力電圧を発生させる際に、前記帰還電流を増加させて、前記第１のスイッチング手段をオフ状態にする第２のスイッチング手段と、を備えた電源装置。

（２）交流電圧を直流電圧に変換して出力する電源装置であって、１次巻線と補助巻線と２次巻線を有するトランスと、入力された交流電圧を平滑整流した直流電圧の前記トランスの１次巻線への導通を制御する第１のスイッチング手段と、前記トランスの２次巻線に発生する電圧を平滑整流された第１の出力電圧と基準電圧を比較し、前記第１の出力電圧と前記基準電圧との差に応じた電圧を出力する差動増幅手段と、前記トランスの２次側の前記差動増幅手段からの出力電圧に応じた第１の帰還電流を前記トランスの１次側に伝達する第１の伝達手段と、前記第１の出力電圧の過電圧と、前記第１の出力電圧よりも低い第２の出力電圧の過電圧を検出する過電圧検出手段と、前記トランスの２次側の前記過電圧検出手段が過電圧を検出すると第２の帰還電流を前記トランスの１次側に伝達する第２の伝達手段と、前記第１の帰還電流と前記第２の帰還電流と前記トランスの補助巻線からの帰還電圧に応じて、前記第１のスイッチング手段をオン状態又はオフ状態に制御する制御手段と、前記トランスの２次巻線に前記第１の出力電圧よりも低い第２の出力電圧を発生させる際に、前記第２の帰還電流を増加させて、前記第１のスイッチング手段をオフ状態にする第２のスイッチング手段と、を備えた電源装置。

本発明によれば、簡易な回路構成により、電子機器の動作状態又は停止状態に応じて、それぞれ異なる直流電圧を出力することができる。

ＲＣＣ方式の電源装置の回路図 ＲＣＣ方式における回路各部の電圧、電流波形を示す図 実施例１の自励式スイッチング電源の回路構成を示した回路図 実施例１のチョッパ電源の回路構成を示した回路図 実施例２の自励式スイッチング電源の回路構成を示した回路図 実施例３のチョッパ電源の回路構成を示した回路図 実施例４の画像形成装置の模式図 一般的な電源装置の構成を示すブロック図

以下、本発明を実施するための形態について、実施例により詳しく説明する。

［スイッチング電源装置の基本動作］
最初に、図１に示す自励型フライバックコンバータ（ＲＣＣ：リンギングチョークコンバータ）を例に、スイッチング電源装置である低圧電源装置の基本回路について説明する。図１の回路は、図８（ａ）、（ｂ）における“整流回路”、“第１の直流電圧変換回路”部分に該当する。

まず、回路構成について説明する。図１において、商用電源から供給された交流電圧は、ダイオードブリッジＤＡ３０１で整流され、電解コンデンサＣ３０１により平滑された直流電圧となる。ダイオードブリッジＤＡ３０１、電解コンデンサＣ３０１で構成される回路が前述した“整流回路”に該当する。図１の残りの回路が“第１の直流電圧変換回路”に該当する。絶縁トランスＴ３０１は、入力側の１次巻線Ｎｐ、出力側の２次巻線Ｎｓ、及び１次側の補助巻線Ｎｂにて構成され、補助巻線Ｎｂは１次巻線Ｎｐと同極に、２次巻線Ｎｓは１次巻線Ｎｐと逆極に接続されている。“整流回路”により平滑された直流電圧の（＋）側は１次巻線Ｎｐの一端に接続され、（−）側は、第１のスイッチング手段である、ＭＯＳ型電界効果トランジスタの主スイッチング素子Ｑ３０１のソース端子に接続されている。また、起動抵抗Ｒ３０１は、一端を１次巻線Ｎｐの入力電圧（＋）側に、他端を主スイッチング素子Ｑ３０１のゲート端子に接続されている。主スイッチング素子Ｑ３０１のゲート端子と補助巻線Ｎｂの一端には、コンデンサＣ３０４、抵抗Ｒ３０３、ダイオードＤ３０１が並列接続された抵抗Ｒ３０４が直列接続され、Ｑ３０１のターンオン、ターンオフのスピードを調整している。スイッチング素子Ｑ３０２（制御手段）のコレクタは主スイッチング素子Ｑ３０１のゲート端子に接続され、Ｑ３０２のエミッタはＱ３０１のソース端子に接続され、スイッチング素子Ｑ３０２は、主スイッチング素子Ｑ３０１のオン、オフを制御する。スイッチング素子Ｑ３０２のベースとエミッタに接続されたコンデンサＣ３０５と、補助巻線Ｎｂの一端とスイッチング素子Ｑ３０２のベースに接続された抵抗Ｒ３０５は、時定数回路を構成している。また、伝達手段であるフォトカプラＰＣ３０１のフォトトランジスタのコレクタと主スイッチング素子Ｑ３０１のゲート端子との間には抵抗Ｒ３０６が接続され、フォトトランジスタに流れる電流を制限している。

絶縁トランスＴ３０１の２次巻線Ｎｓの１次巻線Ｎｐと逆極側には、ダイオードＤ３０２と電解コンデンサＣ３０２が接続され、Ｔ３０１の２次側に発生した電流が整流平滑され、出力電圧Ｖｏｕｔ（第１の出力電圧）として電子機器内部の負荷に供給される。差動増幅器ＩＣ３０１の反転入力端子には、出力電圧Ｖｏｕｔを抵抗Ｒ３１２、Ｒ３１３で分圧した電圧が入力され、差動増幅器ＩＣ３０２の非反転入力端子には、出力電圧Ｖｏｕｔを抵抗Ｒ３１４、Ｒ３１５によって分圧された電圧が入力される。一方、差動増幅器ＩＣ３０１の非反転入力端子、及び差動増幅器ＩＣ３０２の反転入力端子には、ツェナーダイオードＺＤ３０１と抵抗Ｒ３１６により決定される基準電圧が入力される。差動増幅器ＩＣ３０１の反転入力端子には出力電圧Ｖｏｕｔの分圧電圧が入力され、非反転入力端子には基準電圧が入力されている。出力電圧Ｖｏｕｔが高くなり、Ｖｏｕｔの分圧電圧が基準電圧より高くなると、差動増幅器ＩＣ３０１の出力はローレベルとなり、抵抗Ｒ３０７を介して、フォトカプラＰＣ３０１の２次側部分である発光ダイオード（以下、ＬＥＤと呼ぶ）に電流が流れる。逆に、出力電圧Ｖｏｕｔが低くなり、Ｖｏｕｔの分圧電圧が基準電圧よりも低くなると、差動増幅器ＩＣ３０１の出力はハイインピーダンスとなり、フォトカプラＰＣ３０１のＬＥＤには電流が流れない。

続いて、図１の回路動作について説明する。主スイッチング素子Ｑ３０１のゲート端子には、“整流回路”により整流、平滑された入力電圧Ｅを起動抵抗Ｒ３０１と抵抗Ｒ３０２によって分圧された電圧が印加され、Ｑ３０１はオン状態となる。主スイッチング素子Ｑ３０１がオン状態になると、１次巻線Ｎｐに入力電圧Ｅが印加され、補助巻線Ｎｂに１次巻線Ｎｐと同極側を正とする帰還電圧が誘起される。この時、２次巻線Ｎｓにも電圧が誘起されるが、整流用のダイオードＤ３０２が逆バイアスとなっているため、絶縁トランスＴ３０１の２次巻線Ｎｓには電流が流れない。従って、１次巻線Ｎｐを流れる電流は、絶縁トランスＴ３０１の励磁電流だけで、絶縁トランスＴ３０１には、励磁電流の２乗に比例したエネルギーが蓄積される。この励磁電流は時間に比例して増大する。補助巻線Ｎｂに誘起された帰還電圧は、コンデンサＣ３０４、抵抗Ｒ３０３、Ｒ３０４を介して主スイッチング素子Ｑ３０１のゲート端子に印加され、Ｑ３０１のオン状態が継続される。また、補助巻線Ｎｂに誘起された帰還電圧は、抵抗Ｒ３０５を通して流れる電流によって、コンデンサＣ３０５を充電する。コンデンサＣ３０５の両端の電圧がスイッチング素子Ｑ３０２をオンさせる閾値より高くなると、スイッチング素子Ｑ３０２がオン状態となる。その結果、主スイッチング素子Ｑ３０１のゲート端子に印加される電圧が低下し、主スイッチング素子Ｑ３０１はオフ状態となる。

主スイッチング素子Ｑ３０１がオフ状態になると、絶縁トランスＴ３０１の各巻線に起動時とは逆極性の電圧（逆起電力）が発生して、整流用のダイオードＤ３０２がオンし、絶縁トランスＴ３０１に蓄積されたエネルギーが整流、平滑され、２次側に伝達される。絶縁トランスＴ３０１がエネルギーを放出している間、主スイッチング素子Ｑ３０１のゲート端子には逆バイアスがかかっているため、Ｑ３０１はオフ状態のままである。絶縁トランスＴ３０１の２次側へのエネルギー伝達が終わると、絶縁トランスＴ３０１に主スイッチング素子Ｑ３０１をオンさせる電圧が発生するため、Ｑ３０１は再びオン状態となる。

フォトカプラＰＣ３０１のＬＥＤには、前述したように、出力電圧Ｖｏｕｔが所定の値より高ければ高いほど、電流が多く流れる。その結果、フォトカプラＰＣ３０１の１次側部分であるフォトトランジスタに流れる電流（帰還電流）も多くなり、コンデンサＣ３０４に供給される電流が増えることにより、コンデンサＣ３０４の充電時間が短くなる。これは、主スイッチング素子Ｑ３０１のオン状態である時間が短くなることを示している。主スイッチング素子Ｑ３０１のオン状態である時間が短くなると、絶縁トランスＴ３０１に蓄積されるエネルギーが減少し、その結果、出力電圧Ｖｏｕｔの電圧が下がる。出力電圧Ｖｏｕｔが所定電圧よりも低い場合には、フォトカプラＰＣ３０１のＬＥＤには電流が流れなくなる。その結果、主スイッチング素子Ｑ３０１がオン状態である時間が長くなり、絶縁トランスＴ３０１に蓄積されるエネルギーは増加し、出力電圧Ｖｏｕｔの電圧が上がる。以上説明した回路動作によって、出力電圧Ｖｏｕｔの定電圧制御が行われる。

［出力電圧の切り替え制御］
図１の回路では、出力電圧Ｖｏｕｔが供給される電子機器の動作状態に応じて、“パワーセーブ信号１”の出力を変更することにより、出力電圧Ｖｏｕｔの電圧を電子機器が停止状態の時には、より低い電圧に切り替えることができる。“パワーセーブ信号１”は、ＣＰＵ等のアナログ出力ポート（不図示）から出力される。差動増幅器ＩＣ３０２の反転入力端子には、差動増幅器ＩＣ３０１の非反転入力端子と同じ基準電圧が入力され、ＩＣ３０２の非反転入力端子には出力電圧Ｖｏｕｔを抵抗Ｒ３１４、Ｒ３１５で分圧した電圧が入力される。

“パワーセーブ信号１”がオン（ハイレベル出力）の場合は、差動増幅器ＩＣ３０２の反転入力端子の基準電圧が、非反転入力端子の出力電圧Ｖｏｕｔの分圧電圧より高くなると、ＩＣ３０２の出力はローレベルとなる。その結果、スイッチング素子Ｑ３０３のベース電圧はローレベルとなって、Ｑ３０３はオン状態にはならず、フォトカプラＰＣ３０１のＬＥＤには電流が流れない。逆に、差動増幅器ＩＣ３０２の反転入力端子の基準電圧が、非反転入力端子の出力電圧Ｖｏｕｔの分圧電圧より低くなると、差動増幅器ＩＣ３０２の出力がハイインピーダンスとなる。“パワーセーブ信号１”がハイレベル出力なので、抵抗Ｒ３２０からダイオードＤ３０３、抵抗Ｒ３１９へ電流が流れる。その結果、スイッチング素子Ｑ３０３のベース電圧はハイレベルとなって、スイッチング素子Ｑ３０３がオン状態となり、抵抗Ｒ３１８を介して、フォトカプラＰＣ３０１のＬＥＤに流れる電流が増幅される。“パワーセーブ信号１”がオフ（ローレベル出力）の場合は、差動増幅器ＩＣ３０２の出力に関係なく、スイッチング素子Ｑ３０３のベース電圧は常にローレベルとなり、Ｑ３０３はオン状態にならないため、フォトカプラＰＣ３０１のＬＥＤには電流が流れない。

以上のことから、フォトカプラＰＣ３０１のＬＥＤの電流制御は、次のように行われる。“パワーセーブ信号１”がオフ（ローレベル出力）の場合には、差動増幅器ＩＣ３０１の反転入力端子にかかる分圧電圧（Ｖｏｕｔ×Ｒ３１３／（Ｒ３１２＋Ｒ３１３））と、非反転入力端子にかかる基準電圧が比較される。そして、分圧電圧が基準電圧よりも高ければ、フォトカプラＰＣ３０１のＬＥＤに電流が流れ、逆に、分圧電圧が基準電圧よりも低ければ、ＬＥＤに電流が流れない制御となる。一方、“パワーセーブ信号１”がオン（ハイレベル出力）の場合は、差動増幅器ＩＣ３０２の非反転入力端子にかかる分圧電圧（Ｖｏｕｔ×Ｒ３１５／（Ｒ３１４＋Ｒ３１５））と、反転入力端子にかかる基準電圧が比較される。そして、分圧電圧が基準電圧よりも高ければ、フォトカプラＰＣ３０１のＬＥＤに電流が流れ、逆に、分圧電圧が基準電圧よりも低ければ電流が流れない制御となる。設計上、差動増幅器ＩＣ３０１の反転入力端子にかかる分圧電圧（Ｖｏｕｔ×Ｒ３１３／（Ｒ３１２＋Ｒ３１３））は、差動増幅器ＩＣ３０２の非反転入力端子にかかる分圧電圧（Ｖｏｕｔ×Ｒ３１５／（Ｒ３１４＋Ｒ３１５））より小さくなるように設定されている。“パワーセーブ信号１”がオン状態で、かつ、差動増幅器ＩＣ３０２の出力がハイインピーダンス状態で、フォトカプラＰＣ３０１のＬＥＤに電流が流れている場合は、ＩＣ３０２の非反転入力端子にかかる分圧電圧は、反転入力端子の基準電圧より高い状態である。この時、差動増幅器ＩＣ３０１の反転入力端子の分圧電圧は、非反転入力端子の基準電圧よりも低くなるように設計されているので、差動増幅器ＩＣ３０１の出力はハイインピーダンス状態のままとなり、フォトカプラＰＣ３０１の電流制御には影響しない。

［電子機器の負荷状況による電圧制御］
また、電子機器の負荷が小さくなった場合に、フォトカプラＰＣ３０１の電流制御を行う方法として、図１に示すように、ＣＰＵ等のアナログ出力ポート（不図示）からスイッチング素子Ｑ３０４のベースに“パワーセーブ信号２”を出力する方法がある。“パワーセーブ信号２”は、ハイレベル／ローレベルが繰り返されるパルス信号であり、抵抗Ｒ３２２を介して、スイッチング素子Ｑ３０４のベースに入力される。そして、“パワーセーブ信号２”がハイレベルの間、スイッチング素子Ｑ３０４はオン状態となり、フォトカプラＰＣ３０１のＬＥＤには、差動増幅器ＩＣ３０１、ＩＣ３０２の出力に関係なく、抵抗Ｒ３２１で制限される電流が流れる。このＬＥＤに流れる電流の電流値は、電子機器動作時の電流値と比べて充分に大きく、そのため、フォトカプラＰＣ３０１のフォトトランジスタに流れる電流も増大し、瞬時にコンデンサＣ３０５の充電電圧を上昇させる。その結果、スイッチング素子Ｑ３０２がオン状態となり、主スイッチング素子Ｑ３０１はオフ状態となる。この状態が本スイッチング電源の発振周波数の周期の、例えば２〜２０倍位継続されると、絶縁トランスＴ３０１のエネルギーは完全に放出され、本スイッチング電源の１次側は起動前と同じ状態になる。本スイッチング電源の２次側は、電子機器の負荷が小さいため、出力電圧は、ほぼそのままの状態が維持される。そして、“パワーセーブ信号２”がローレベルとなり、スイッチング素子Ｑ３０４のベースがハイレベルからローレベルになると、フォトカプラＰＣ３０１のＬＥＤに流れる電流も、ほぼ以前の状態に回復する。

また、“パワーセーブ信号２”がハイレベルの時に、抵抗Ｒ３０６に流れる電流によりスイッチング素子Ｑ３０２のコレクターベース間の電圧降下が、Ｑ３０２の閾値電圧よりも大きい場合は、スイッチング素子Ｑ３０２はオン状態を継続する。そのため、起動抵抗Ｒ３０１からの電流はスイッチング素子Ｑ３０２にすべて流れ込み、主スイッチング素子Ｑ３０１はオン状態にはならないため、本スイッチング電源は発振停止状態を継続する。時間の経過に伴い、コンデンサＣ３０５に蓄積された電荷が負荷により消費されていくと、絶縁トランスＴ３０１の２次側の出力電圧も下がる。それに伴い、差動増幅器ＩＣ３０１の出力電圧が上昇し、フォトカプラＰＣ３０１のＬＥＤに流れる電流が減少し、フォトカプラＰＣ３０１のフォトトランジスタに流れる電流も減少する。その結果、抵抗Ｒ３０５による電圧降下がスイッチング素子Ｑ３０２の閾値電圧よりも小さくなると、スイッチング素子Ｑ３０２はオフ状態となって、主スイッチング素子Ｑ３０１がオンするため、本スイッチング電源は再び発振を開始する。以上のように、スイッチング素子Ｑ３０４のベースにパルス信号を入力することにより、スイッチング電源の単位時間当たりの発振回数を減少させることができるので、負荷が軽い時の電圧変換効率を改善することができる。

［スイッチング電源装置の電圧、電流波形］
図２は、図１に示す自励型フライバックコンバータにおいて、主スイッチング素子Ｑ３０１のオン、オフ状態における回路各部の電圧、電流波形を示した図である。図２において、Ｖｇｓは主スイッチング素子Ｑ３０１のゲート端子に印加される電圧を、Ｖｄｓは主スイッチング素子Ｑ３０１のドレイン端子−ソース端子間の電圧を、Ｉｄは主スイッチング素子Ｑ３０１に流れる電流をそれぞれ指している。同様に、ＶＮｓは２次巻線Ｎｓに発生する電圧を、Ｉｓは２次側のダイオードＤ３０２に流れる電流を、ＶＮｂは補助巻線Ｎｂに発生する電圧をそれぞれ指している。

商用交流電源からの入力電圧を平滑整流された直流電圧である入力電圧Ｅは、起動抵抗Ｒ３０１と抵抗Ｒ３０２により分圧され、主スイッチング素子Ｑ３０１のゲート端子に印加される。主スイッチング素子Ｑ３０１のゲート端子電圧Ｖｇｓの電位が上昇することによって、主スイッチング素子Ｑ３０１はオン状態となり、主スイッチング素子Ｑ３０１に流れる電流Ｉｄは時間と共に直線的に増加し、絶縁トランスＴ３０１にエネルギーが蓄積される。この時、主スイッチング素子Ｑ３０１のドレイン端子−ソース端子間電圧Ｖｄｓは、主スイッチング素子Ｑ３０１がオン状態であるため、端子間の電位差はほぼ零になっている。また、２次側のダイオードＤ３０２には、入力電圧Ｅの１次巻線Ｎｐと２次巻線Ｎｓの巻線比倍の逆バイアス電圧ＶＮｓが印加されているため、ダイオードＤ３０２には、電流Ｉｓは流れない。この時、補助巻線Ｎｂに発生する電圧ＶＮｂは、入力電圧Ｅの１次巻線Ｎｐと補助巻線Ｎｂの巻線比倍の電圧となる。前述したように、コンデンサＣ３０５が充電され、スイッチング素子Ｑ３０２がオン状態になると、主スイッチング素子Ｑ３０１のゲート端子電圧Ｖｇｓは零になり、その結果、主スイッチング素子Ｑ３０１がオフ状態となる。そして、主スイッチング素子Ｑ３０１に電流が流れなくなることにより、電流Ｉｄは零になり、Ｑ３０１のドレイン端子−ソース端子間電圧Ｖｄｓは、入力電圧Ｅと２次側出力電圧Ｖｏｕｔの巻線比倍の電圧、及びサージ電圧を重畳したものとなる。この時、２次側のダイオードＤ３０２は導通状態となり、絶縁トランスＴ３０１に蓄積されたエネルギーが２次側に伝達される。絶縁トランスＴ３０１に蓄積されたエネルギーが放出されると、ダイオードＤ３０２に流れる電流Ｉｓは時間と共に直線的に減少する。この時、補助巻線Ｎｂには、２次側出力電圧Ｖｏｕｔの２次巻線Ｎｓと補助巻線Ｎｂの巻線比倍の負電圧が発生するが、その後の負電圧の低下により、再度、主スイッチング素子Ｑ３０１がオン状態となることで、継続して発振動作が行われることになる。以上の動作により、負荷変動があった場合でもＶｏｕｔを一定電圧として出力する制御が行われる。

［スイッチング電源の回路構成］
本実施例の実施形態について、図３を用いて説明する。図３は、本実施例の低圧電源装置である自励式スイッチング電源の回路構成を示した図である。図３に示すように、基本的な回路構成は、前述した図１の回路構成と同様であるため、図１と同じ構成の回路部分についての説明は省略する。図１と図３を比べると、図１のパワーセーブ信号１に関係する差動増幅器ＩＣ３０２、スイッチング素子Ｑ３０３等の回路が、図３では削除されている。更に、図３では、フォトカプラＰＣ３０１の２次側部分であるＬＥＤに並列接続された抵抗Ｒ３５０が追加され、第２のスイッチング手段であるスイッチング素子Ｑ３０４への入力信号が“パワーセーブ信号２”から“パワーセーブ信号３”に変更されている。“パワーセーブ信号３”は、ＣＰＵ等のアナログ出力ポート（不図示）から出力される。また、抵抗Ｒ３２１、Ｒ３５０は、次の式（１）を満足する抵抗値を有している。

式（１）において、Ｖｏｕｔは図３に示す電源回路の出力電圧を、ＬＥＤ＿ＶｆはフォトカプラＰＣ３０１のＬＥＤに所定電流を流した時の順方向電圧Ｖｆを、第１の抵抗Ｒ１、第２の抵抗Ｒ２は抵抗Ｒ３５０、Ｒ３２１の抵抗値をそれぞれ示す。また、Ｖｃｅ（ｓａｔ）は、スイッチング素子Ｑ３０４（第１のトランジスタ）がオン状態におけるコレクターエミッタ間（電流流入端子―電流流出端子間）電圧を示す。なお、順方向電圧ＬＥＤ＿Ｖｆ、コレクターエミッタ間電圧Ｖｃｅ（ｓａｔ）は使用する素子のカタログスペック等、もしくは、実験的に求めることができる。

［電子機器の動作状況による出力電圧の切り替え制御］
まず、電子機器が動作状態にある時の図３の回路動作について説明する。電子機器が動作状態にある時には、“パワーセーブ信号３”はローレベル状態であり、そのため、スイッチング素子Ｑ３０４はオフ状態となり、フォトカプラＰＣ３０１のＬＥＤには差動増幅器ＩＣ３０１の出力に応じた電流が流れる。この場合の回路動作については前述したので、説明を省略する。また、負荷が軽い時には、“パワーセーブ信号３”として、ハイレベル／ローレベルを繰り返すパルス信号を入力することにより、前述したように、単位時間あたりの主スイッチング素子Ｑ３０１の発振回数を減少させ、電圧変換効率を改善することができる。

次に、電子機器が停止状態にある時は、“パワーセーブ信号３”をハイレベル／ローレベルを繰り返すパルス信号の状態から、ハイレベル状態のままにする。“パワーセーブ信号３”をハイレベルに保持することにより、スイッチング素子Ｑ３０４はオン状態のままになり、フォトカプラＰＣ３０１のＬＥＤ、及びフォトトランジスタに電流が流れ続ける。そして、出力電圧Ｖｏｕｔの電圧が十分に高い状態では、抵抗Ｒ３０６に流れる電流によりスイッチング素子Ｑ３０２のコレクターベース間の電圧降下が、スイッチング素子Ｑ３０２の閾値電圧よりも大きくなる。そのため、スイッチング素子Ｑ３０２はオン状態を継続し、起動抵抗Ｒ３０１からの電流はスイッチング素子Ｑ３０２にすべて流れ込むため、主スイッチング素子Ｑ３０１はオン状態にならず、図３の自励式スイッチング電源は発振停止状態を継続する。その結果、出力電圧Ｖｏｕｔの電圧値は低下し、差動増幅器ＩＣ３０１の反転入力端子に入力される分圧電圧は、非反転入力端子に入力される基準電圧よりも低くなるため、差動増幅器ＩＣ３０１の出力は、ハイインピーダンス状態となる。

しかし、時間の経過に伴い、コンデンサＣ３０５に充電された電荷が負荷により消費されていくと、絶縁トランスＴ３０１の２次側の出力電圧Ｖｏｕｔの電圧が低下し、それに伴い、フォトカプラＰＣ３０１のＬＥＤに流れる電流が減少する。そのため、フォトカプラＰＣ３０１のフォトトランジスタに流れる電流が減少し、スイッチング素子Ｑ３０２のコレクターベース間電圧は、スイッチング素子Ｑ３０２の閾値電圧よりも小さくなる。その結果、起動抵抗Ｒ３０１よりコンデンサＣ３０５に充電が行われている短い期間だけ、主スイッチング素子Ｑ３０１がオン状態になる。そして、また、出力電圧Ｖｏｕｔが所定電圧以上になると、フォトカプラＰＣ３０１のＬＥＤに流れる電流が再び増加し、フォトトランジスタに流れる電流も増加する。その結果、コンデンサＣ３０５の電圧が上昇し、スイッチング素子Ｑ３０２がオン状態となり、再び主スイッチング素子Ｑ３０１はオフ状態となる。“パワーセーブ信号３”をハイレベルにしたままにすると、前記の動作を繰り返す間欠発振動作となり、間欠発振動作に入った時の出力電圧Ｖｏｕｔの平均電圧は、前述した式（１）で求められる電圧となる。そのため、式（１）における抵抗Ｒ１、Ｒ２の抵抗値を、電子機器が停止状態にある時に、電子機器内部で必要とされる電圧に応じて設定することで、“パワーセーブ信号３”をハイレベルにした時の出力電圧Ｖｏｕｔを任意の電圧に設定することができる。本実施例では、抵抗Ｒ１、Ｒ２の値を出力電圧Ｖｏｕｔが３．３Ｖ前後になるように設定している。なお、電圧３．３Ｖ、１００ｍＡ〜２００ｍＡ程度の負荷に対して、式（１）の関係が成り立つことが実験により確認されている。

［直流電圧変換回路の回路構成と動作］
続いて、図８（ａ）、（ｂ）における“第２の直流電圧変換回路”部分について、図４を用いて説明する。図４は、オープンコレクタ出力の差動増幅器を用いたチョッパ電源の構成を示す回路図であり、図８（ａ）、（ｂ）における“第２の直流電圧変換回路”の部分に該当する。本電源は、差動増幅器ＩＣ５１、主スイッチング素子Ｑ５２、回生ダイオードＤ５２、チョークコイルＬ５１、ダイオードＤ５１、過負荷保護素子Ｑ５１、電解コンデンサＣ５２、ツェナーダイオードＺＤ５１、電流検出抵抗Ｒ５１等から構成されている。

次に、チョッパ電源各部の動作について、図４を用いて説明する。図４は、主スイッチング素子Ｑ５２（電源制御手段）としてＰチャネルのＦＥＴを使用し、電源入力としてはＶｏｕｔを入力し、出力電圧としてはＶｏｕｔ２（第２の出力電圧）を出力する降圧型のチョッパ電源の例である。差動増幅器ＩＣ５１の出力がローレベルの時、主スイッチング素子Ｑ５２はオン状態となる。この時、ダイオードＤ５１（電圧変化手段）のカソード電位はＶｏｕｔとなり、このダイオードＤ５１は非導通状態である。差動増幅器ＩＣ５１の反転入力端子には、ツェナーダイオードＺＤ５１により決まる基準電圧のＶｏｕｔ２が入力されている。そして、Ｖｏｕｔ２出力電圧が上昇し、差動増幅器ＩＣ５１の非反転入力端子の電圧が基準電圧より高くなると、差動増幅器ＩＣ５１の出力はハイレベルとなり、主スイッチング素子Ｑ５２はオフ状態となる。この時、インダクタであるチョークコイルＬ５１には主スイッチング素子Ｑ５２のオン状態によってエネルギーが蓄えられているため、チョークコイルＬ５１は回生ダイオードＤ５２を介して電流を流す。そして、ダイオードＤ５１のカソード電位は電源入力の低電位側の電圧（ＧＮＤを指す）より回生ダイオードＤ５２の電圧降下分だけ低い電位になるため、ダイオードＤ５１は導通状態となる。そして、差動増幅器ＩＣ５１の反転入力端子電圧は、回生ダイオードＤ５２とダイオードＤ５１の電圧降下の差分の電圧となる。従って、回生ダイオードＤ５２が導通状態を維持している間は、差動増幅器ＩＣ５１の出力はハイレベルを維持し、主スイッチング素子Ｑ５２はオフ状態を維持することになる。チョークコイルＬ５１の回生（エネルギー放出）が終了し、回生ダイオードＤ５２が非導通状態となると、差動増幅器ＩＣ５１の反転入力端子電圧は上昇し、基準電圧であるＶｏｕｔ２となる。その後、基準電圧に比べて差動増幅器ＩＣ５１の非反転入力電圧が低下してくると、差動増幅器ＩＣ５１の出力はローレベルとなり、主スイッチング素子Ｑ５２は再びオン状態となる。以下、同様の動作を繰り返すことで、本電源回路は負荷に電力を供給する。

また、電流検出抵抗Ｒ５１は、主スイッチング素子Ｑ５２，チョークコイルＬ５１に流れる電流を電圧に変換し、過負荷保護のために設けられている過負荷保護素子Ｑ５１のベース，エミッタ間に電位差を生じさせるように動作する。電流検出抵抗Ｒ５１に流れる電流により生じる電圧が過負荷保護素子Ｑ５１の動作電圧以上になると、Ｑ５１はオン状態となり、コレクタ端子の電圧が上昇する。コレクタ電圧の上昇により差動増幅器ＩＣ５１の非反転入力電圧は上昇し、基準電圧より高くなることにより、差動増幅器ＩＣ５１の出力がハイレベルとなり、主スイッチング素子Ｑ５２はオフ状態に強制的に遷移することになる。この過負荷保護用の動作は本チョッパ電源の立ち上がり時、過負荷時に主スイッチング素子Ｑ５２に流れる電流を制限する役割を果たすために設けられており、通常動作時に動作することはない。

本実施例の図３、図４の回路では、電子機器が動作状態にある時は、“パワーセーブ信号３”をローレベルにすることにより、Ｖｏｕｔ電圧として２４Ｖ、Ｖｏｕｔ２電圧として３．３Ｖを出力する。また、負荷が軽い時には、“パワーセーブ信号３”として、ハイレベル／ローレベルを繰り返すパルス信号を入力することにより、単位時間あたりの発振回数を減少させる。更に、電子機器が停止状態にある時は、“パワーセーブ信号３”をハイレベルにすることにより、Ｖｏｕｔ電圧、Ｖｏｕｔ２電圧を共に３．３Ｖ出力にする。この時、図４に示す回路では、Ｖｏｕｔ２と差動増幅器ＩＣ５１の反転入力端子に入力される基準電圧がほぼ同じ電圧なので、主スイッチング素子Ｑ５２は基本的にオン状態のままとなる。

以上説明したように、本実施例によれば、簡易な回路構成により、電子機器の動作状態又は停止状態に応じて、それぞれ異なる直流電圧を出力することができる。すなわち、電子機器が動作状態にある時には、高圧回路、駆動回路等の負荷、及び制御回路等の負荷の両方の負荷に必要な電圧を出力し、電子機器が停止状態にある時には、制御回路等の負荷に必要な電圧のみを出力する。

［スイッチング電源の回路構成］
本実施例の過負荷保護回路を備えた低圧電源装置の実施形態について、図５を用いて説明する。図５は、本実施例の自励式スイッチング電源の回路構成を示した図である。図５に示すように、基本的な回路構成は、前述した図１の回路構成と同様であるため、図１と同じ構成の回路部分についての説明は省略する。図１と図５を比べると、図１のパワーセーブ信号１に関係する差動増幅器ＩＣ３０２、スイッチング素子Ｑ３０３等の回路、及びパワーセーブ信号２に関係するスイッチング素子Ｑ３０４等が、図５では削除されている。逆に、図５では、過電圧保護回路を構成するフォトカプラＰＣ３０２や差動増幅器ＩＣ３０３等や、電子機器が停止状態の時に、出力電圧ＶｏｕｔをＶｏｕｔ２の電圧値にする“パワーセーブ信号４”に関係するスイッチング素子Ｑ３５０等の回路が追加されている。また、実施例１において説明した、図８の“第２の直流電圧変換回路”に該当する図４のチョッパ電源は、本実施例においても、直流の電圧Ｖｏｕｔを電圧Ｖｏｕｔ２に変換する回路として使用される。

［過電圧保護回路の構成と動作］
まず、過電圧保護回路について説明する。過電圧保護回路は、第１の伝達手段であるフォトカプラＰＣ３０１と並列に接続された第２の伝達手段であるフォトカプラＰＣ３０２と、過電圧検出手段である差動増幅器ＩＣ３０３から構成されている。フォトカプラＰＣ３０２の２次側部分であるＬＥＤのカソード側には、抵抗Ｒ３５１を介して差動増幅器ＩＣ３０３の出力端子が接続されている。差動増幅器ＩＣ３０３の反転入力端子には、出力電圧ＶｏｕｔでプルアップされたツェナーダイオードＺＤ３５１のアノード側、及び出力電圧Ｖｏｕｔ２でプルアップされたダイオードＤ３５１のカソード側が接続されている。一方、差動増幅器ＩＣ３０３の非反転入力端子には、出力電圧Ｖｏｕｔを抵抗Ｒ３５３と抵抗Ｒ３５４で分圧された電圧が入力されている。なお、電源装置が正常に動作し、その出力電圧が所定電圧未満であれば、差動増幅器ＩＣ３０３の非反転入力端子の入力電圧は、反転入力端子の入力電圧より高くなるように設定されている。

続いて、過電圧保護回路の動作について説明する。電源装置が正常に動作している時は、差動増幅器ＩＣ３０３の出力はハイインピーダンス状態であるため、フォトカプラＰＣ３０２のＬＥＤには電流が流れておらず、主スイッチング素子Ｑ３０１のスイッチング動作には影響が出ない。しかし、電源装置の回路が異常動作を起こし、出力電圧Ｖｏｕｔ、又は出力電圧Ｖｏｕｔ２が所定電圧以上になると、差動増幅器ＩＣ３０３の非反転入力端子と反転入力端子に入力された電圧の大小関係が逆転する。すなわち、回路の異常動作により、Ｖｏｕｔ電圧がツェナーダイオードＺＤ３５１のツェナー電圧以上になり、抵抗Ｒ３５２に大きな電流が流れ込み、抵抗Ｒ３５２に発生する電圧が所定電圧以上に上昇した場合、差動増幅器ＩＣ３０３の出力はローレベルになる。また、出力電圧Ｖｏｕｔ２の電圧が所定電圧以上になり、抵抗Ｒ３５２に大きな電流が流れ込んで、抵抗Ｒ３５２の両端に発生する電圧が上昇した場合にも、差動増幅器ＩＣ３０３の出力はローレベルになる。その結果、フォトカプラＰＣ３０２のＬＥＤには電流が流れ、フォトカプラＰＣ３０２のフォトトランジスタにも電流（第２の帰還電流）が流れる。そして、フォトカプラＰＣ３０１の動作に関係なく、瞬時にコンデンサＣ３０５の電圧が上昇し、スイッチング素子Ｑ３０２がオン状態となり、主スイッチング素子Ｑ３０１をオフ状態にすることにより、出力電圧Ｖｏｕｔ、Ｖｏｕｔ２の電圧を下げる。

本実施例では、電子機器が停止状態の時に、出力電圧値をＶｏｕｔからＶｏｕｔ２にするために、過電圧保護回路に以下の回路が追加されている。すなわち、フォトカプラＰＣ３０２のＬＥＤに並列接続された抵抗Ｒ３５６と、一端をＬＥＤのカソード側と抵抗Ｒ３５１の接続点に、他端をスイッチング素子Ｑ３５０に直列接続された抵抗Ｒ３５７と、スイッチング素子Ｑ３５０からなる回路が追加されている。スイッチング素子Ｑ３５０のコレクタは抵抗Ｒ３５７に接続され、エミッタは接地されている。更に、第２のスイッチング手段であるスイッチング素子Ｑ３５０のベースには、抵抗Ｒ３５８を介して“パワーセーブ信号４”が入力される。“パワーセーブ信号４”は、電子機器が動作状態にある時にはローレベル状態であり、電子機器が停止状態にある時にはハイレベル状態となる信号である。また、抵抗Ｒ３５６、Ｒ３５７は、次の式（２）を満足する抵抗値を有している。

式（２）において、Ｖｏｕｔは図５に示す電源回路の出力電圧を、ＬＥＤ＿ＶｆはフォトカプラＰＣ３０２のＬＥＤに所定電流を流した時の順方向電圧Ｖｆを、第３の抵抗Ｒ３、第４の抵抗Ｒ４は、抵抗Ｒ３５６、Ｒ３５７の抵抗値をそれぞれ示す。また、Ｖｃｅ（ｓａｔ）は、スイッチング素子Ｑ３５０（第１のトランジスタ）がオンした状態でのコレクターエミッタ間電圧を示す。

［電子機器の動作状況による出力電圧の切り替え制御］
まず、電子機器が動作状態にある時の図５の回路動作について説明する。電子機器が動作状態にある時には、ＣＰＵ等のアナログ出力ポート（不図示）から出力される“パワーセーブ信号４”はローレベル状態である。そのため、スイッチング素子Ｑ３５０はオフ状態となり、フォトカプラＰＣ３０２のＬＥＤには、過電圧保護回路を構成する差動増幅器ＩＣ３０３の出力に応じた電流が流れる。また、フォトカプラＰＣ３０１のＬＥＤには差動増幅器ＩＣ３０１の出力に応じた電流が流れ、ＬＥＤの電流量に応じた電流（第１の帰還電流）がフォトトランジスタに流れる。この場合の回路動作については前述したので、説明を省略する。

次に、電子機器が停止状態にある時は、“パワーセーブ信号４”をハイレベル状態にする。“パワーセーブ信号４”をハイレベルに保持することにより、スイッチング素子Ｑ３５０はオン状態のままになり、差動増幅器ＩＣ３０３の出力に関係なく、フォトカプラＰＣ３０２のＬＥＤ、及びフォトトランジスタに電流が流れ続ける。その結果、フォトカプラＰＣ３０１のフォトトランジスタの出力に関係なく、スイッチング素子Ｑ３０２がオン状態となり、その状態が継続される。一方、主スイッチング素子Ｑ３０１はオフ状態のままとなり、図５の自励式スイッチング電源は発振停止状態を継続する。しかし、時間の経過に伴い、コンデンサＣ３０５に充電された電荷が負荷により消費されていくと、絶縁トランスＴ３０１の２次側の出力電圧Ｖｏｕｔが低下し、それに伴い、フォトカプラＰＣ３０２のＬＥＤに流れる電流が減少する。そのため、フォトカプラＰＣ３０２のフォトトランジスタに流れる電流が減少し、スイッチング素子Ｑ３０２のコレクターベース間電圧は、スイッチング素子Ｑ３０２の閾値電圧よりも小さくなる。その結果、起動抵抗Ｒ３０１よりコンデンサＣ３０５に充電が行われ、主スイッチング素子Ｑ３０１が短い期間オン状態になる。そして、また、出力電圧Ｖｏｕｔが所定電圧以上になると、フォトカプラＰＣ３０１のＬＥＤに流れる電流が再び増加し、フォトトランジスタに流れる電流も増加する。その結果、コンデンサＣ３０５の電圧が上昇し、スイッチング素子Ｑ３０２がオン状態となり、再び主スイッチング素子Ｑ３０１はオフ状態となる。“パワーセーブ信号４”をハイレベルにしたままにすると、前記の動作を繰り返す間欠発振動作となり、間欠発振動作に入った時の出力電圧Ｖｏｕｔの平均電圧は、前述した式（２）で求められる電圧となる。そのため、式（２）における抵抗Ｒ３、Ｒ４の抵抗値を、電子機器が停止状態にある時に、電子機器内部で必要とされる電圧に応じて設定することで、“パワーセーブ信号４”をハイレベルにした時の出力電圧Ｖｏｕｔを任意の電圧に設定することができる。本実施例では、抵抗Ｒ３、Ｒ４の値を出力電圧Ｖｏｕｔが３．３Ｖ前後になるように設定している。電圧３．３Ｖ、１００ｍＡ〜２００ｍＡ程度の負荷に対して、式（２）の関係が成り立つことが実験により確認されている。

以上説明したように、本実施例によれば、簡易な回路構成により、電子機器の動作状態又は停止状態に応じて、それぞれ異なる直流電圧を出力することができる。過電圧保護回路を備えた電源回路においても、電子機器が停止状態の場合に、過電圧保護回路を構成するフォトカプラに対して、パワーセーブ信号を送ることにより、実施例１と同様の効果を得ることができる。

［直流電圧変換回路の回路構成］
本実施例の実施形態について、図６を用いて説明する。図６は、本実施例の“第２の直流電圧変換回路”を示した図である。図６に示すように、基本的な回路構成は、前述した図４の回路構成と同様であるため、図４と同じ構成の回路部分についての説明は省略する。図４と図６を比べると、図４では差動増幅器ＩＣ５１の基準電圧を決めていたのはツェナーダイオードＺＤ５１であったが、図６では、入力電圧Ｖｏｕｔの分圧により決めている点が異なっている。更に、図６では、電子機器が停止状態の時に、主スイッチング素子Ｑ５２をオン状態にして、入力電圧Ｖｏｕｔと出力電圧Ｖｏｕｔ２を直結した状態にするために、以下の回路が追加されている。すなわち、コレクタ側は差動増幅器ＩＣ５１の出力側に接続され、エミッタ側は接地された、第３のスイッチング手段であるスイッチング素子Ｑ６１が追加されている。更に、スイッチング素子Ｑ６１のベースには、抵抗Ｒ６１を介して、ＣＰＵ等のアナログ出力ポート（不図示）から出力された“パワーセーブ信号５”が入力される。“パワーセーブ信号５”は、電子機器が動作状態にある時には、ローレベル状態であり、電子機器が停止状態にある時には、ハイレベル状態となる信号である。

［電子機器の動作状況による出力電圧の制御］
図６を用いて、本実施例の回路動作について説明する。図６では、差動増幅器ＩＣ５１の非反転入力端子には出力電圧Ｖｏｕｔ２が、反転入力端子には入力電圧Ｖｏｕｔを抵抗Ｒ５９と抵抗Ｒ６０で分圧した分圧電圧が基準電圧として入力されている。電子機器が動作状態にある時には、“パワーセーブ信号５”はローレベル状態である。そのため、スイッチング素子Ｑ６１はオフ状態となり、主スイッチング素子Ｑ５２は、差動増幅器ＩＣ５１の出力に応じて、オン状態、又はオフ状態となり、図６の回路は、入力電圧Ｖｏｕｔを出力電圧Ｖｏｕｔ２に変換する直流電圧変換回路として動作する。

次に、電子機器が停止状態になると、実施例１，２で述べたように、図３、図５における出力電圧ＶｏｕｔがＶｏｕｔ２の電圧まで変化する。そのため、図６の回路においては、入力電圧Ｖｏｕｔが変化すると、差動増幅器ＩＣ５１の反転入力端子の基準電圧も変化する。図６において、スイッチング素子Ｑ６１がオフ状態だとすると、入力電圧Ｖｏｕｔが出力電圧Ｖｏｕｔ２の電圧まで低下すると、差動増幅器ＩＣ５１の反転入力端子に入力される基準電圧も低下し、Ｖｏｕｔ２より低い電圧となる。そのため、差動増幅器ＩＣ５１の出力はハイレベルとなり、主スイッチング素子Ｑ５２はオフ状態で固定されてしまう。すなわち、出力電圧ＶｏｕｔをＶｏｕｔ２の電圧まで下げた状態の時は、主スイッチング素子Ｑ５２はスイッチング動作を停止し、電圧入力側のＶｏｕｔ端子と電圧出力側のＶｏｕｔ２端子の間が遮断され、入力電圧Ｖｏｕｔが出力されない状態となる。そのため、電子機器が停止状態になると、実施例１，２の“パワーセーブ信号”に同期して、“パワーセーブ信号４”をハイレベル状態にすることにより、スイッチング素子Ｑ６１はオン状態のままになる。これにより、差動増幅器ＩＣ５１の出力に関係なく、主スイッチング素子Ｑ５２はオン状態のままとなり、入力電圧Ｖｏｕｔと出力電圧Ｖｏｕｔ２を直結した状態になる。

以上説明したように、本実施例によれば、入力された直流電圧をより低い電圧に変換して出力する電圧変換回路において、簡易な回路構成により、電子機器が停止状態の時には、入力された直流電圧をそのまま出力することができる。特に、電圧変換動作を制御する差動増幅器の基準電圧が入力電圧を分圧して生成されている場合には、電子機器が停止状態になると、パワーセーブ信号を出力し、入力電圧側と出力電圧側を直結させる回路構成にすることにより、入力電圧をそのまま出力する。

［画像形成装置の概要］
図７は、実施例１ないし３で説明した電源回路を有する電源装置１００を備えた画像形成装置２００の模式図である。図７において、記録媒体１０１は画像形成を行う用紙やシートなどであり、ローラ１０２、１０３は記録媒体１０１を搬送し、画像形成部１０４は電子写真プロセスによって記録媒体１０１上に画像形成を行う。転写部１０５は、電子写真プロセスによって形成された画像を記録媒体１０１上に転写する。定着ローラ１０７や、発熱ヒータ６を備えた定着部１０６は、発熱ヒータ６による加熱と定着ローラ１０７による加圧によって、記録媒体１０１上に形成された画像を定着させる。そして、排出ローラ１０８は記録媒体１０１を排出トレイ１０９に排出し、１１０は排出トレイ１０９によって排出され、積載された記録媒体である。コントローラ１１１には、ＣＰＵ、メモリ、ＡＳＩＣ等の回路が含まれ、画像形成装置の動作を制御する。なお、画像形成装置２００は、電源装置１００を経由して、不図示の商用交流電源に接続されている。

電源装置１００は、負荷に対して、２４Ｖ、及び３．３Ｖの直流電圧を供給する低圧電源回路を有している。画像形成装置が画像形成動作状態の時には、低圧電源回路において生成された３．３Ｖ電圧は、例えば、ＣＰＵ、メモリを含むコントローラ１１１に供給され、また、２４Ｖ電圧は用紙を搬送するローラを駆動するモータ類に供給される。そして、画像形成装置が画像形成動作を停止している状態の時には、低圧電源回路は、２４Ｖ電圧の生成を停止し、３．３Ｖ電圧のみをコントローラ１１１に供給することにより、消費電力を抑制する。

以上説明したように、本実施例によれば、簡易な回路構成により、電子機器の動作状態に応じて、異なる直流電圧を出力する低圧電源回路を有した電源装置を画像形成装置に適用することができる。画像形成の動作状態に応じて、低圧電源回路における電圧生成を制御する電源装置を備えることにより、画像形成装置は消費電力を抑制することができる。

Ｔ３０１ 絶縁トランス
Ｑ３０１ 主スイッチング素子
Ｑ３０２、Ｑ３０４、Ｑ３５０ スイッチング素子
ＰＣ３０１、ＰＣ３０２ フォトカプラ
Ｒ３２１、Ｒ３５０、Ｒ３５６、Ｒ３５７ 抵抗

Claims (7)

1. 交流電圧を直流電圧に変換して出力する電源装置であって、
   １次巻線と補助巻線と２次巻線を有するトランスと、
   入力された交流電圧を平滑整流した直流電圧の前記トランスの１次巻線への導通を制御する第１のスイッチング手段と、
   前記トランスの２次巻線に発生する電圧を平滑整流した第１の出力電圧と基準電圧を比較し、前記第１の出力電圧と前記基準電圧との差に応じた電圧を出力する差動増幅手段と、
   前記トランスの２次側の前記差動増幅手段からの出力電圧に応じた帰還電流を前記トランスの１次側に伝達する伝達手段と、
   前記帰還電流と前記トランスの補助巻線からの帰還電圧に応じて、前記第１のスイッチング手段をオン状態又はオフ状態に制御する制御手段と、
   前記トランスの２次巻線に前記第１の出力電圧よりも低い第２の出力電圧を発生させる際に、前記帰還電流を増加させて、前記第１のスイッチング手段をオフ状態にする第２のスイッチング手段と、
   を備えたことを特徴とする電源装置。
2. 前記伝達手段は１次側がフォトトランジスタで、２次側はアノード側を前記第１の出力電圧でプルアップされた発光ダイオードで構成されたフォトカプラであり、
   前記第２のスイッチング手段は、前記発光ダイオードに並列接続された第１の抵抗と、一端を前記発光ダイオードのカソード側と前記第１の抵抗との接続点に、他端を第１のトランジスタの電流流入端子に接続された第２の抵抗と、電流流出端子は接地され、電流流入端子は前記第２の抵抗と直列接続された前記第１のトランジスタを有し、
   前記第１のトランジスタがオン状態のときには、前記第２の出力電圧は、前記発光ダイオードの順方向電圧と、前記第１の抵抗及び前記第２の抵抗の抵抗値と、前記第１のトランジスタの前記電流流入端子と前記電流流出端子間の電圧降下により決定されることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
3. 交流電圧を直流電圧に変換して出力する電源装置であって、
   １次巻線と補助巻線と２次巻線を有するトランスと、
   入力された交流電圧を平滑整流した直流電圧の前記トランスの１次巻線への導通を制御する第１のスイッチング手段と、
   前記トランスの２次巻線に発生する電圧を平滑整流された第１の出力電圧と基準電圧を比較し、前記第１の出力電圧と前記基準電圧との差に応じた電圧を出力する差動増幅手段と、
   前記トランスの２次側の前記差動増幅手段からの出力電圧に応じた第１の帰還電流を前記トランスの１次側に伝達する第１の伝達手段と、
   前記第１の出力電圧の過電圧と、前記第１の出力電圧よりも低い第２の出力電圧の過電圧を検出する過電圧検出手段と、
   前記トランスの２次側の前記過電圧検出手段が過電圧を検出すると第２の帰還電流を前記トランスの１次側に伝達する第２の伝達手段と、
   前記第１の帰還電流と前記第２の帰還電流と前記トランスの補助巻線からの帰還電圧に応じて、前記第１のスイッチング手段をオン状態又はオフ状態に制御する制御手段と、
   前記トランスの２次巻線に前記第１の出力電圧よりも低い第２の出力電圧を発生させる際に、前記第２の帰還電流を増加させて、前記第１のスイッチング手段をオフ状態にする第２のスイッチング手段と、
   を備えたことを特徴とする電源装置。
4. 前記第２の伝達手段は１次側がフォトトランジスタで、２次側はアノード側を前記第１の出力電圧でプルアップされた発光ダイオードで構成されたフォトカプラであり、
   前記第２のスイッチング手段は、前記発光ダイオードに並列接続された第３の抵抗と、一端を前記発光ダイオードのカソード側と前記第３の抵抗との接続点に、他端を第１のトランジスタの電流流入端子に接続された第４の抵抗と、電流流出端子は接地され、電流流入端子は前記第４の抵抗と直列接続された前記第１のトランジスタを有し、
   前記第１のトランジスタがオン状態のときには、前記第２の出力電圧は、前記発光ダイオードの順方向電圧と、前記第３の抵抗及び前記第４の抵抗の抵抗値と、前記第１のトランジスタの前記電流流入端子と前記電流流出端子間の電圧降下により決定されることを特徴とする請求項３に記載の電源装置。
5. 前記第１の出力電圧を入力し、前記第２の出力電圧を出力する回路を備え、
   前記回路は、一端が電圧出力側に接続されたインダクタと、
   電圧入力側と前記インダクタの間に接続され、前記インダクタを介して出力を制御する電源制御手段と、
   前記第２の出力電圧に比例した電圧と基準電圧を入力し、前記２つの電圧を比較した結果に応じて、前記電源制御手段をオン状態又はオフ状態にする比較手段と、
   前記比較手段の前記基準電圧の入力側と前記インダクタとの間に接続され、前記インダクタにおけるエネルギーの蓄積及び放出に応じて前記比較手段の前記基準電圧の入力を変化させる電圧変化手段と、
   前記電源制御手段に接続され、前記第２のスイッチング手段がオン状態のときに、前記電源制御手段をオン状態にする第３のスイッチング手段と、
   を有することを特徴とする請求項１ないし４のいずれか１項に記載の電源装置。
6. 前記比較手段に入力される前記基準電圧は、前記第２の出力電圧を抵抗で分圧した電圧であることを特徴とする請求項５に記載の電源装置。
7. 請求項１ないし６のいずれか１項に記載の電源装置を備えたことを特徴とする画像形成装置。

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