JP2001024442A - デジタルｆｍ復調器 - Google Patents
デジタルｆｍ復調器Info
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/001—Details of arrangements applicable to more than one type of frequency demodulator
- H03D3/002—Modifications of demodulators to reduce interference by undesired signals
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- Power Engineering (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 デジタルＦＭ復調器では、前置フィルタの振
幅特性等によりＦＭ変調信号に振幅変動が生じ、復調信
号に歪みを与えるという問題があった。 【解決手段】 ＦＭ変調信号の振幅を検出し、ＦＭ復調
信号に対してその振幅変動により生じる振幅変動を補正
することにより実質的に振幅変動の影響を打ち消すこと
ができ、これにより復調信号の歪みを低減する。
幅特性等によりＦＭ変調信号に振幅変動が生じ、復調信
号に歪みを与えるという問題があった。 【解決手段】 ＦＭ変調信号の振幅を検出し、ＦＭ復調
信号に対してその振幅変動により生じる振幅変動を補正
することにより実質的に振幅変動の影響を打ち消すこと
ができ、これにより復調信号の歪みを低減する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明はＦＭ音声放送受信
機への利用を主目的とする、デジタル信号処理に基づく
ＦＭ復調器に関するものである。
機への利用を主目的とする、デジタル信号処理に基づく
ＦＭ復調器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、ＦＭ音声放送受信機においてはＦ
Ｍ復調器として、主にアナログ回路構成による、リミッ
ター、クォドラチャ検波器が使用されてきたが、近年の
デジタル回路の集積度向上による小型化、デジタル放送
受信回路との整合性等の観点から、これをデジタル回路
構成とすることが有利となってきている。
Ｍ復調器として、主にアナログ回路構成による、リミッ
ター、クォドラチャ検波器が使用されてきたが、近年の
デジタル回路の集積度向上による小型化、デジタル放送
受信回路との整合性等の観点から、これをデジタル回路
構成とすることが有利となってきている。
【０００３】図８にＦＭ復調器をデジタル回路とする場
合のＦＭ音声放送受信機の構成を示す。図において１は
アンテナ、２はＲＦ増幅器、３は周波数変換器、４は局
部発振器、５は中間周波フィルタ、６はリミッタ中間周
波増幅器、７は前置フィルタ、８はＡＤ変換器、９はＦ
Ｍ復調器、１０はＤＡ変換器、１１は音声増幅器、１２
はスピーカである。
合のＦＭ音声放送受信機の構成を示す。図において１は
アンテナ、２はＲＦ増幅器、３は周波数変換器、４は局
部発振器、５は中間周波フィルタ、６はリミッタ中間周
波増幅器、７は前置フィルタ、８はＡＤ変換器、９はＦ
Ｍ復調器、１０はＤＡ変換器、１１は音声増幅器、１２
はスピーカである。
【０００４】以上のように構成された受信機において、
アンテナ１にて受信された放送波はＲＦ増幅器２におい
て増幅、周波数変換器３にて周波数変換、中間周波フィ
ルタ５にて隣接チャンネル波など不要成分の除去、リミ
ッタ中間周波増幅器６にて増幅振幅制限の後、前置フィ
ルタ７にて中間周波数の高調波成分を除去、ＡＤ変換器
８にてデジタル信号への変換が行われる。デジタル変換
されたＦＭ信号はＦＭ復調器９にて音声信号への復調が
行われる。この音声信号は、ＤＡ変換器１０によりアナ
ログ音声信号に変換の後、音声増幅器１１を通してスピ
ーカ１２にて再生される。
アンテナ１にて受信された放送波はＲＦ増幅器２におい
て増幅、周波数変換器３にて周波数変換、中間周波フィ
ルタ５にて隣接チャンネル波など不要成分の除去、リミ
ッタ中間周波増幅器６にて増幅振幅制限の後、前置フィ
ルタ７にて中間周波数の高調波成分を除去、ＡＤ変換器
８にてデジタル信号への変換が行われる。デジタル変換
されたＦＭ信号はＦＭ復調器９にて音声信号への復調が
行われる。この音声信号は、ＤＡ変換器１０によりアナ
ログ音声信号に変換の後、音声増幅器１１を通してスピ
ーカ１２にて再生される。
【０００５】次に図９に、デジタルＦＭ復調器のブロッ
ク構成図を示す。図において１０１は遅延処理部、１０
２は乗算処理部、１０３は低域フィルタの各ブロックを
示す。
ク構成図を示す。図において１０１は遅延処理部、１０
２は乗算処理部、１０３は低域フィルタの各ブロックを
示す。
【０００６】このように、デジタルＦＭ復調器では入力
されるデジタル信号に対し遅延処理部１０１を通して遅
延を与えたものと、この遅延を与えないものとを乗算処
理部１０２にて乗算の後、低域フィルタ処理部１０３に
よりフィルタリングを行うことで周波数変調信号の復調
を行うものである。
されるデジタル信号に対し遅延処理部１０１を通して遅
延を与えたものと、この遅延を与えないものとを乗算処
理部１０２にて乗算の後、低域フィルタ処理部１０３に
よりフィルタリングを行うことで周波数変調信号の復調
を行うものである。
【０００７】この種デジタルＦＭ復調器については例え
ば小林の「ディジタル信号処理技術を用いたクオドラチ
ャ型ＦＭ復調器の特性」電子通信学会論文誌１９８２年
７月Ｖｏｌ．Ｊ６５−Ｂ Ｎｏ．７（ｐ．８９０〜ｐ．
８９７）に開示される。
ば小林の「ディジタル信号処理技術を用いたクオドラチ
ャ型ＦＭ復調器の特性」電子通信学会論文誌１９８２年
７月Ｖｏｌ．Ｊ６５−Ｂ Ｎｏ．７（ｐ．８９０〜ｐ．
８９７）に開示される。
【０００８】以下、数式をもってこのＦＭ復調動作につ
き説明を行う。先ず式（１）はデジタルＦＭ復調器に入
力されるＦＭ変調信号を示すものであり、ｆｃはキャリ
ア周波数、ｐ（ｋＴ）、ｐ（（ｋ−１）Ｔ）は変調信号
により生じる位相偏移を示す。
き説明を行う。先ず式（１）はデジタルＦＭ復調器に入
力されるＦＭ変調信号を示すものであり、ｆｃはキャリ
ア周波数、ｐ（ｋＴ）、ｐ（（ｋ−１）Ｔ）は変調信号
により生じる位相偏移を示す。
【０００９】式（２）は、式（１）で表わされる入力Ｆ
Ｍ変調信号に対し遅延時間Ｔの遅延処理部１０１からの
出力信号を表す。また、式（３）は遅延時間Ｔを、キャ
リア周波数の位相９０度相当に選んだ場合の遅延処理部
１０１からの出力を示す。式（４）は式（１）および
（３）の乗算結果、すなわち乗算処理部１０２の出力を
示す。
Ｍ変調信号に対し遅延時間Ｔの遅延処理部１０１からの
出力信号を表す。また、式（３）は遅延時間Ｔを、キャ
リア周波数の位相９０度相当に選んだ場合の遅延処理部
１０１からの出力を示す。式（４）は式（１）および
（３）の乗算結果、すなわち乗算処理部１０２の出力を
示す。
【００１０】式（４）で表す信号の内、キャリア周波数
の２倍周波数をもつ第１項は、低域フィルタ処理部１０
３により除かれるため、ＦＭ復調器９の出力は式（４）
の第２項のみとなる。
の２倍周波数をもつ第１項は、低域フィルタ処理部１０
３により除かれるため、ＦＭ復調器９の出力は式（４）
の第２項のみとなる。
【００１１】この項は、変調信号による位相偏移ｐ（ｋ
Ｔ）の時間Ｔにおける変化分ｐ（ｋＴ）−ｐ（（ｋ−
１）Ｔ）の正弦関数（Ｓｉｎ関数）となっており、時間
Ｔが変調信号の上限周波数の周期に比し十分短く、この
間の位相偏移の変化分が小さい場合、式（６）に示すと
おり、近似的に変調信号による位相偏移の時間微分を表
すものと見なせる。
Ｔ）の時間Ｔにおける変化分ｐ（ｋＴ）−ｐ（（ｋ−
１）Ｔ）の正弦関数（Ｓｉｎ関数）となっており、時間
Ｔが変調信号の上限周波数の周期に比し十分短く、この
間の位相偏移の変化分が小さい場合、式（６）に示すと
おり、近似的に変調信号による位相偏移の時間微分を表
すものと見なせる。
【００１２】周波数変調信号の場合、この式（６）に示
される変調信号による位相偏移の時間微分は、変調信号
そのものであり、これによりＦＭ復調動作が行われるこ
とが明らかである。
される変調信号による位相偏移の時間微分は、変調信号
そのものであり、これによりＦＭ復調動作が行われるこ
とが明らかである。
【００１３】
【数１】
【００１４】以上の説明においては、デジタルＦＭ復調
器への入力は、キャリア周波数帯の一定振幅且つほぼ正
弦波状の信号であり、いかなる高調波成分も含まない理
想的な入力信号を仮定している。しかしながら実際に
は、入力信号中にキャリアの高調波成分が含まれること
もあり、その場合に復調信号には著しい歪みが現れるこ
ととなる。
器への入力は、キャリア周波数帯の一定振幅且つほぼ正
弦波状の信号であり、いかなる高調波成分も含まない理
想的な入力信号を仮定している。しかしながら実際に
は、入力信号中にキャリアの高調波成分が含まれること
もあり、その場合に復調信号には著しい歪みが現れるこ
ととなる。
【００１５】また、ＦＭ変調信号の振幅Ａｃに変動があ
る場合にも、その振幅の変動はそのまま出力の振幅変動
として現れてしまい、やはり復調信号に歪みを与えるこ
ととなる。
る場合にも、その振幅の変動はそのまま出力の振幅変動
として現れてしまい、やはり復調信号に歪みを与えるこ
ととなる。
【００１６】このため、現実のＦＭ放送受信機における
デジタルＦＭ復調を行う際には、リミッタ中間周波数増
幅器６によりＦＭ変調信号を定振幅化し、これにより発
生する高調波成分を前置フィルタ７により除去した後に
ＡＤ変換するという構成が一般に採られる。
デジタルＦＭ復調を行う際には、リミッタ中間周波数増
幅器６によりＦＭ変調信号を定振幅化し、これにより発
生する高調波成分を前置フィルタ７により除去した後に
ＡＤ変換するという構成が一般に採られる。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】以上説明したように、
従来の装置においては、リミッタ中間周波数増幅器によ
りＦＭ変調信号を定振幅化し、これにより発生する高調
波成分を前置フィルタにより除去するようにしているた
め、前置フィルタの振幅特性に少しでも変動（リップ
ル）があると、これによりＦＭ変調信号に振幅変動が発
生し、復調信号に歪みを与えるという問題がある。
従来の装置においては、リミッタ中間周波数増幅器によ
りＦＭ変調信号を定振幅化し、これにより発生する高調
波成分を前置フィルタにより除去するようにしているた
め、前置フィルタの振幅特性に少しでも変動（リップ
ル）があると、これによりＦＭ変調信号に振幅変動が発
生し、復調信号に歪みを与えるという問題がある。
【００１８】さらに前置フィルタにはキャリア高調波成
分を十分に減衰させると同時に通過域の振幅特性を平坦
にするという厳しい要求が課せられ、半導体集積回路等
における実現が困難となっていた。
分を十分に減衰させると同時に通過域の振幅特性を平坦
にするという厳しい要求が課せられ、半導体集積回路等
における実現が困難となっていた。
【００１９】この発明は、上記のような問題点を解消す
るためになされたもので、前置フィルタの振幅特性の変
動の影響を受けず、また前置フィルタの性能要求条件の
緩和を可能とするデジタルＦＭ復調器を得ることを目的
とする。
るためになされたもので、前置フィルタの振幅特性の変
動の影響を受けず、また前置フィルタの性能要求条件の
緩和を可能とするデジタルＦＭ復調器を得ることを目的
とする。
【００２０】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明に係わる
デジタルＦＭ復調器は、入力されるＦＭ変調信号からＦ
Ｍ復調信号を出力するＦＭ復調手段と、このＦＭ復調手
段に入力されるＦＭ変調信号の振幅に対応する振幅対応
信号を出力する振幅検出手段と、この振幅検出手段から
出力される振幅対応信号に基づいてＦＭ復調手段から出
力されるＦＭ復調信号の振幅を補正するための振幅補正
手段とを備えるようにした。
デジタルＦＭ復調器は、入力されるＦＭ変調信号からＦ
Ｍ復調信号を出力するＦＭ復調手段と、このＦＭ復調手
段に入力されるＦＭ変調信号の振幅に対応する振幅対応
信号を出力する振幅検出手段と、この振幅検出手段から
出力される振幅対応信号に基づいてＦＭ復調手段から出
力されるＦＭ復調信号の振幅を補正するための振幅補正
手段とを備えるようにした。
【００２１】請求項２の発明に係わるデジタルＦＭ復調
器は、請求項１のＦＭ復調器におけるＦＭ復調手段にお
いて、入力されたＦＭ変調信号とこのＦＭ変調信号を遅
延した信号との積を求めて出力するようにした。
器は、請求項１のＦＭ復調器におけるＦＭ復調手段にお
いて、入力されたＦＭ変調信号とこのＦＭ変調信号を遅
延した信号との積を求めて出力するようにした。
【００２２】請求項３の発明に係わるデジタルＦＭ復調
器は、請求項１のデジタルＦＭ復調器における振幅検出
手段において、ＦＭ復調手段に入力されるＦＭ変調信号
の振幅の二乗値とＦＭ変調信号を遅延した信号の振幅の
二乗値とを加算した信号を振幅対応信号として出力する
ようにした。
器は、請求項１のデジタルＦＭ復調器における振幅検出
手段において、ＦＭ復調手段に入力されるＦＭ変調信号
の振幅の二乗値とＦＭ変調信号を遅延した信号の振幅の
二乗値とを加算した信号を振幅対応信号として出力する
ようにした。
【００２３】請求項４の発明に係わるデジタルＦＭ復調
器は、請求項１乃至３のいずれかのデジタルＦＭ復調器
における振幅検出手段から出力される振幅対応信号の逆
数値を多項式近似を用いて求めるようにした。
器は、請求項１乃至３のいずれかのデジタルＦＭ復調器
における振幅検出手段から出力される振幅対応信号の逆
数値を多項式近似を用いて求めるようにした。
【００２４】請求項５の発明に係わるデジタルＦＭ復調
器は、請求項１乃至４のいずれかのデジタルＦＭ復調器
におけるＦＭ復調手段からの出力を間引き処理するため
の第１のデシメーション手段と、振幅検出手段からの出
力を間引き処理するための第２のデシメーション手段と
をさらに備えるようにした。
器は、請求項１乃至４のいずれかのデジタルＦＭ復調器
におけるＦＭ復調手段からの出力を間引き処理するため
の第１のデシメーション手段と、振幅検出手段からの出
力を間引き処理するための第２のデシメーション手段と
をさらに備えるようにした。
【００２５】請求項６の発明に係わるデジタルＦＭ復調
器は、請求項１乃至５のいずれかのデジタルＦＭ復調器
におけるＦＭ復調手段に入力されるＦＭ変調信号の振幅
を調整するための振幅調整手段をさらに備え、振幅検出
手段からの出力と目標値とに基づく調整値を振幅調整手
段に与えるようにした。
器は、請求項１乃至５のいずれかのデジタルＦＭ復調器
におけるＦＭ復調手段に入力されるＦＭ変調信号の振幅
を調整するための振幅調整手段をさらに備え、振幅検出
手段からの出力と目標値とに基づく調整値を振幅調整手
段に与えるようにした。
【００２６】請求項７の発明に係わるデジタルＦＭ復調
器は、請求項１乃至６のいずれかのデジタルＦＭ復調器
における振幅補正手段からの出力に逆正弦補正を行うた
めの逆正弦補正手段をさらに備えるようにした。
器は、請求項１乃至６のいずれかのデジタルＦＭ復調器
における振幅補正手段からの出力に逆正弦補正を行うた
めの逆正弦補正手段をさらに備えるようにした。
【００２７】
【発明の実施の形態】この発明は以上のように構成さ
れ、ＦＭ変調信号に振幅変動がある場合においても、Ｆ
Ｍ変調信号の振幅を検出し、ＦＭ復調信号に対してその
振幅変動により生じる振幅変調を補正することで実質的
に前記振幅変動の影響を打ち消すものであり、デジタル
ＦＭ復調部への信号入力のためのＡＤ変換に先立ち必要
となる前置フィルタへの要求条件の大幅な緩和を可能と
するものである。
れ、ＦＭ変調信号に振幅変動がある場合においても、Ｆ
Ｍ変調信号の振幅を検出し、ＦＭ復調信号に対してその
振幅変動により生じる振幅変調を補正することで実質的
に前記振幅変動の影響を打ち消すものであり、デジタル
ＦＭ復調部への信号入力のためのＡＤ変換に先立ち必要
となる前置フィルタへの要求条件の大幅な緩和を可能と
するものである。
【００２８】実施の形態１．図１にこの発明の第一の実
施の形態に係るＦＭ方送受信機のブロック図を示す。図
において１はアンテナ、２はＲＦ増幅器、３は周波数変
換器、４は局部発振器、５は中間周波フィルタ、６はリ
ミッタ中間周波増幅器、７は前置フィルタ、８はＡＤ変
換器、１８はＦＭ復調器、１０はＤＡ変換器、１１は音
声増幅器、１２はスピーカである。ここに１〜８および
１０〜１２は従来と同等のものであり、従来と同等の動
作を行うものである。本実施の形態においては、デジタ
ルＦＭ復調器１８に特徴がある。以下、デジタルＦＭ復
調器１８について詳細に説明する。
施の形態に係るＦＭ方送受信機のブロック図を示す。図
において１はアンテナ、２はＲＦ増幅器、３は周波数変
換器、４は局部発振器、５は中間周波フィルタ、６はリ
ミッタ中間周波増幅器、７は前置フィルタ、８はＡＤ変
換器、１８はＦＭ復調器、１０はＤＡ変換器、１１は音
声増幅器、１２はスピーカである。ここに１〜８および
１０〜１２は従来と同等のものであり、従来と同等の動
作を行うものである。本実施の形態においては、デジタ
ルＦＭ復調器１８に特徴がある。以下、デジタルＦＭ復
調器１８について詳細に説明する。
【００２９】図２は、このデジタルＦＭ復調器１８のブ
ロック構成を示すものであり、図において２０はＦＭ復
調手段、２１は振幅検出手段、２２は補正係数演算手
段、２３は振幅補正手段を示す。なお、各ブロックは以
下に説明する機能を有するハードウェアあるいはソフト
ウェア、あるいはそれらの組み合わされたものによって
構成することができる。
ロック構成を示すものであり、図において２０はＦＭ復
調手段、２１は振幅検出手段、２２は補正係数演算手
段、２３は振幅補正手段を示す。なお、各ブロックは以
下に説明する機能を有するハードウェアあるいはソフト
ウェア、あるいはそれらの組み合わされたものによって
構成することができる。
【００３０】図に示した構成を有するデジタルＦＭ復調
器１８では、入力される標本化されたＦＭ変調信号に対
しＦＭ復調手段２０においてＦＭ復調処理を行うととも
に、振幅検出手段２１においてＦＭ変調信号の振幅（式
（５）におけるＡｃ）の値もしくはその２乗（Ａｃ2）
の値を検出する。
器１８では、入力される標本化されたＦＭ変調信号に対
しＦＭ復調手段２０においてＦＭ復調処理を行うととも
に、振幅検出手段２１においてＦＭ変調信号の振幅（式
（５）におけるＡｃ）の値もしくはその２乗（Ａｃ2）
の値を検出する。
【００３１】ここでは、簡単のため、ＦＭ変調信号の振
幅の２乗Ａｃ2の値を検出するものとして説明する（よ
り具体的には、振幅検出手段２１からは、信号のエンベ
ロープが出力される。なお、振幅検出手段２１からはＦ
Ｍ変調信号の振幅Ａｃ、ＦＭ変調信号の振幅の２乗Ａｃ
2の各値を総称するときは、振幅対応信号と称する）。
幅の２乗Ａｃ2の値を検出するものとして説明する（よ
り具体的には、振幅検出手段２１からは、信号のエンベ
ロープが出力される。なお、振幅検出手段２１からはＦ
Ｍ変調信号の振幅Ａｃ、ＦＭ変調信号の振幅の２乗Ａｃ
2の各値を総称するときは、振幅対応信号と称する）。
【００３２】補正係数演算手段２２では振幅検出手段２
１の出力を受け、ＦＭ変調信号の振幅の２乗に逆比例の
補正係数すなわちｃ／Ａｃ2（ｃは定数）を求める。振
幅補正手段２３では、この補正係数ｃ／Ａｃ2をＦＭ復
調手段２０の出力に乗ずる。
１の出力を受け、ＦＭ変調信号の振幅の２乗に逆比例の
補正係数すなわちｃ／Ａｃ2（ｃは定数）を求める。振
幅補正手段２３では、この補正係数ｃ／Ａｃ2をＦＭ復
調手段２０の出力に乗ずる。
【００３３】ここでＦＭ復調手段２０の出力は式（５）
に示すとおりＦＭ変調信号の振幅Ａｃの２乗に比例する
ため、この振幅Ａｃに変動がある場合、この変動がその
まま復調出力の変動、つまりは音声信号の歪みとなる
が、上記振幅補正手段２３における補正係数の乗算によ
りＦＭ変調信号振幅Ａｃが相殺され出力振幅が一定とな
る（補正される）ため、この補正によりＦＭ変調信号振
幅の変動に起因する復調出力の変動（＝音声信号の歪
み）が除去されることとなる。
に示すとおりＦＭ変調信号の振幅Ａｃの２乗に比例する
ため、この振幅Ａｃに変動がある場合、この変動がその
まま復調出力の変動、つまりは音声信号の歪みとなる
が、上記振幅補正手段２３における補正係数の乗算によ
りＦＭ変調信号振幅Ａｃが相殺され出力振幅が一定とな
る（補正される）ため、この補正によりＦＭ変調信号振
幅の変動に起因する復調出力の変動（＝音声信号の歪
み）が除去されることとなる。
【００３４】振幅検出手段２１の具体的な処理として、
ＦＭ変調信号に対し、その絶対値もしくは２乗値を計算
し平均化するという方法を採ることができる。この場
合、補正すべき振幅変動の情報がこの平均化処理により
失われないようにする必要がある。例えばＦＭ放送波に
おいて音声信号成分の上限周波数は５３ＫＨｚであり、
これに対応した振幅変動が発生する可能性がある。
ＦＭ変調信号に対し、その絶対値もしくは２乗値を計算
し平均化するという方法を採ることができる。この場
合、補正すべき振幅変動の情報がこの平均化処理により
失われないようにする必要がある。例えばＦＭ放送波に
おいて音声信号成分の上限周波数は５３ＫＨｚであり、
これに対応した振幅変動が発生する可能性がある。
【００３５】すなわち補正すべき振幅変動の上限の周波
数に対しＦＭ変調信号のキャリア周波数およびデジタル
信号処理の標本化周波数が十分に高いという条件が課さ
れることとなる。
数に対しＦＭ変調信号のキャリア周波数およびデジタル
信号処理の標本化周波数が十分に高いという条件が課さ
れることとなる。
【００３６】このように、後段のＡ／Ｄ変換手段８の前
に振幅補正手段を２３を含むＦＭ復調器１８を配するこ
とによって、前置フィルタ７の特性等に起因するＦＭ変
調信号の振幅変動を検出して補正を行うため、前置フィ
ルタ７等に要求される性能を緩和することができるた
め、半導体集積回路へのデジタルＦＭ復調器の実装（組
み込み）を実現することができる。
に振幅補正手段を２３を含むＦＭ復調器１８を配するこ
とによって、前置フィルタ７の特性等に起因するＦＭ変
調信号の振幅変動を検出して補正を行うため、前置フィ
ルタ７等に要求される性能を緩和することができるた
め、半導体集積回路へのデジタルＦＭ復調器の実装（組
み込み）を実現することができる。
【００３７】実施の形態２．図３にこの発明の第２の実
施の形態に係るデジタルＦＭ復調器のブロック構成を示
す。図において１１０は振幅検出手段２１を構成する第
１の乗算器、１１１は第２の乗算器、１１２は加算器、
１１３は低域フィルタである。また２０はＦＭ復調手
段、２２は補正係数演算手段、２３は振幅補正手段であ
る。ここにＦＭ復調手段２０は図９に示した従来のＦＭ
復調器９として説明のものと同等であり、補正係数演算
手段２２、振幅補正手段２３は第１の実施例にて説明し
たものと同様である。
施の形態に係るデジタルＦＭ復調器のブロック構成を示
す。図において１１０は振幅検出手段２１を構成する第
１の乗算器、１１１は第２の乗算器、１１２は加算器、
１１３は低域フィルタである。また２０はＦＭ復調手
段、２２は補正係数演算手段、２３は振幅補正手段であ
る。ここにＦＭ復調手段２０は図９に示した従来のＦＭ
復調器９として説明のものと同等であり、補正係数演算
手段２２、振幅補正手段２３は第１の実施例にて説明し
たものと同様である。
【００３８】本実施の形態に係るデジタルＦＭ復調器１
８における振幅検出手段２１では、第１の乗算器１１０
においてＦＭ復調手段２０の入力ＦＭ変調信号の２乗を
求める。また第２の乗算器１１１ではＦＭ復調手段２０
において遅延処理手段１０１を通過後のＦＭ変調信号の
２乗を求める。加算器１１２はこれら２つの乗算器１１
０および１１１の出力を加算し低域フィルタ１１３に出
力するものである（この加算値が振幅対応信号として出
力される）。
８における振幅検出手段２１では、第１の乗算器１１０
においてＦＭ復調手段２０の入力ＦＭ変調信号の２乗を
求める。また第２の乗算器１１１ではＦＭ復調手段２０
において遅延処理手段１０１を通過後のＦＭ変調信号の
２乗を求める。加算器１１２はこれら２つの乗算器１１
０および１１１の出力を加算し低域フィルタ１１３に出
力するものである（この加算値が振幅対応信号として出
力される）。
【００３９】ここで式（７）はこの振幅検出動作（加算
器１１２の出力を得るための動作）を説明するためのも
のであり、式（１）および式（２）において与えた、遅
延処理手段１０１を通過する前後の信号の２乗和の計算
を示すものである。但し式（７）において表記簡略化の
ためｐ（（ｋ−１）Ｔ）をｐｐ、ｐ（（ｋ−１）Ｔ）−
ｐ（ｋＴ）をδｐと記している。
器１１２の出力を得るための動作）を説明するためのも
のであり、式（１）および式（２）において与えた、遅
延処理手段１０１を通過する前後の信号の２乗和の計算
を示すものである。但し式（７）において表記簡略化の
ためｐ（（ｋ−１）Ｔ）をｐｐ、ｐ（（ｋ−１）Ｔ）−
ｐ（ｋＴ）をδｐと記している。
【００４０】図３の遅延処理手段１０１において、ｐ
（（ｋ−１）Ｔ）−ｐ（ｋＴ）（＝δｐ）の最小時間刻
み幅Ｔを１ Ｔｓと表現している。すなわち遅延処理手
段１０１においては最小時間刻み幅Ｔの遅延を入力され
たＦＭ変調信号に与える。
（（ｋ−１）Ｔ）−ｐ（ｋＴ）（＝δｐ）の最小時間刻
み幅Ｔを１ Ｔｓと表現している。すなわち遅延処理手
段１０１においては最小時間刻み幅Ｔの遅延を入力され
たＦＭ変調信号に与える。
【００４１】式（８）は、変調信号により生じる位相偏
移の時間Ｔにおける変化分δｐを十分小として式（７）
を変形したものである。この仮定は実際のデジタルＦＭ
復調器使用条件において無理のないものであり、式
（８）より括弧内第２項の誤差があるものの、ほぼＦＭ
変調信号振幅の２乗値が求められることが明らかである
（すなわち実質的に２乗値が求まり、このような実質的
に２乗値となる場合も２乗値という表現に含めることと
する）。
移の時間Ｔにおける変化分δｐを十分小として式（７）
を変形したものである。この仮定は実際のデジタルＦＭ
復調器使用条件において無理のないものであり、式
（８）より括弧内第２項の誤差があるものの、ほぼＦＭ
変調信号振幅の２乗値が求められることが明らかである
（すなわち実質的に２乗値が求まり、このような実質的
に２乗値となる場合も２乗値という表現に含めることと
する）。
【００４２】また第２項の誤差は、時間的に前後する標
本化データに対する計算結果との間で相殺されるため比
較的簡易なフィルタもしくは平均化の手段により除去す
ることが可能である。すなわち、時間的に前後する計算
処理においてδｐおよびｐｐの値の変化が小さい場合、
誤差の絶対値はほぼ等しくなり、且つ｛２πｆcｋＴ＋
ｐｐ｝の位相がほぼπ／２ずつ変化することにより、上
述の第２項の符号が順次反転することとなるためであ
る。
本化データに対する計算結果との間で相殺されるため比
較的簡易なフィルタもしくは平均化の手段により除去す
ることが可能である。すなわち、時間的に前後する計算
処理においてδｐおよびｐｐの値の変化が小さい場合、
誤差の絶対値はほぼ等しくなり、且つ｛２πｆcｋＴ＋
ｐｐ｝の位相がほぼπ／２ずつ変化することにより、上
述の第２項の符号が順次反転することとなるためであ
る。
【００４３】
【数２】
【００４４】実施の形態３．図４にこの発明の第３の実
施の形態に係るデジタルＦＭ復調器１８のブロック構成
を示す。図において２０はＦＭ復調手段、２１は振幅検
出手段、２２は補正係数演算手段、２３は振幅補正手
段、２４はＦＭ復調手段２０からの出力の間引き処理を
行う第１のデシメーション（ｄｅｃｉｍａｔｉｏｎ：間
引き）手段、２５は振幅検出手段２１からの出力の間引
き処理を行う第２のデシメーション手段である。ここに
ＦＭ復調手段２０は従来例として説明のものであり、振
幅検出手段２１、補正係数演算手段２２、振幅補正手段
２３は先の実施の形態において説明のものである。
施の形態に係るデジタルＦＭ復調器１８のブロック構成
を示す。図において２０はＦＭ復調手段、２１は振幅検
出手段、２２は補正係数演算手段、２３は振幅補正手
段、２４はＦＭ復調手段２０からの出力の間引き処理を
行う第１のデシメーション（ｄｅｃｉｍａｔｉｏｎ：間
引き）手段、２５は振幅検出手段２１からの出力の間引
き処理を行う第２のデシメーション手段である。ここに
ＦＭ復調手段２０は従来例として説明のものであり、振
幅検出手段２１、補正係数演算手段２２、振幅補正手段
２３は先の実施の形態において説明のものである。
【００４５】本実施の形態に係るデジタルＦＭ復調器１
８では、ＦＭ復調手段２０からの復調出力データは第１
のデシメーション手段２４において標本化周波数を低減
され、よりデータ速度の小さな信号に変換される（１／
Ｎのデータ速度を有する）。
８では、ＦＭ復調手段２０からの復調出力データは第１
のデシメーション手段２４において標本化周波数を低減
され、よりデータ速度の小さな信号に変換される（１／
Ｎのデータ速度を有する）。
【００４６】これは、ＦＭ復調手段において使用する標
本化周波数がＦＭ変調信号の上限周波数ｆｍｈの２倍周
波数に比べ数倍高い場合に適用して有利な構成である
（周知の標本化定理により、標本化周波数を２ラｆｍｈ
まで下げてもＦＭ変調信号の情報が失われることがない
ことに基づく）。
本化周波数がＦＭ変調信号の上限周波数ｆｍｈの２倍周
波数に比べ数倍高い場合に適用して有利な構成である
（周知の標本化定理により、標本化周波数を２ラｆｍｈ
まで下げてもＦＭ変調信号の情報が失われることがない
ことに基づく）。
【００４７】このように、標本化周波数を低くすること
により、単位時間あたりのデータ量を低減することによ
り、後段（補正係数演算手段２２および振幅補正手段２
３）における処理に要求されるデータ速度を低減するこ
とが可能である装置の実現が容易となる。
により、単位時間あたりのデータ量を低減することによ
り、後段（補正係数演算手段２２および振幅補正手段２
３）における処理に要求されるデータ速度を低減するこ
とが可能である装置の実現が容易となる。
【００４８】また、振幅検出手段２１の出力は第２のデ
シメーション手段２５において同じ割合（比率）で標本
化周波数を低減され、よりデータ速度の小さな（１／Ｎ
のデータ速度）信号に変換される。第２のデシメーショ
ン手段２５の出力は次に補正係数演算手段２２において
振幅補正のための係数データに変換され振幅補正手段２
３に与えられて、第１のデシメーション手段２４にて間
引かれた信号に対し補正が行われることとなる。
シメーション手段２５において同じ割合（比率）で標本
化周波数を低減され、よりデータ速度の小さな（１／Ｎ
のデータ速度）信号に変換される。第２のデシメーショ
ン手段２５の出力は次に補正係数演算手段２２において
振幅補正のための係数データに変換され振幅補正手段２
３に与えられて、第１のデシメーション手段２４にて間
引かれた信号に対し補正が行われることとなる。
【００４９】本実施の形態の構成によれば、振幅補正係
数演算手段２２による係数演算処理および振幅補正手段
２３による補正処理は、１／Ｎに間引かれたデータに対
して行われることとなるため、この部分での処理量をほ
ぼ１／Ｎに削減することが可能となる。
数演算手段２２による係数演算処理および振幅補正手段
２３による補正処理は、１／Ｎに間引かれたデータに対
して行われることとなるため、この部分での処理量をほ
ぼ１／Ｎに削減することが可能となる。
【００５０】ここでデシメーション手段は、例えば標本
化周波数を１／Ｎ（Ｎは整数）に低減する場合、低減後
の標本化周波数の１／２以下の周波数までを通過域とす
る低域フィルタ処理を行うとともに低域フィルタ出力の
データを等間隔、１／Ｎに間引くことで実現することが
できる。
化周波数を１／Ｎ（Ｎは整数）に低減する場合、低減後
の標本化周波数の１／２以下の周波数までを通過域とす
る低域フィルタ処理を行うとともに低域フィルタ出力の
データを等間隔、１／Ｎに間引くことで実現することが
できる。
【００５１】なお、この低域フィルタ処理の機能は、Ｆ
Ｍ復調手段２０および振幅検出手段２１をそれぞれ構成
する低域フィルタ１０３、１１３に持たせても良い。ま
た、第１および第２のデシメーション手段における信号
の遅延時間に差がある場合には、その相対時間差を補償
するような遅延手段を挿入することが、補正の効果を高
める上で有効である。
Ｍ復調手段２０および振幅検出手段２１をそれぞれ構成
する低域フィルタ１０３、１１３に持たせても良い。ま
た、第１および第２のデシメーション手段における信号
の遅延時間に差がある場合には、その相対時間差を補償
するような遅延手段を挿入することが、補正の効果を高
める上で有効である。
【００５２】表１は、以上に説明した構成について計算
機シミュレーションによりその動作検証を行った結果を
示すものである。本シミュレーションではＦＭ変調信号
の中間周波数を６０８ｋＨｚ、変調を正弦波１ｋＨｚと
し、この中間周波数信号を５次のバターワース型低域フ
ィルタを通して不要な高調波成分を除去する構成とし
た。
機シミュレーションによりその動作検証を行った結果を
示すものである。本シミュレーションではＦＭ変調信号
の中間周波数を６０８ｋＨｚ、変調を正弦波１ｋＨｚと
し、この中間周波数信号を５次のバターワース型低域フ
ィルタを通して不要な高調波成分を除去する構成とし
た。
【００５３】また、標本化周波数を４．８６４ＭＨｚ
（中間周波数の８倍）としこのサンプルデータに対し１
／２デシメーションを施す低域フィルタを通した後、本
実施の形態に述べた構成のデジタルＦＭ復調処理を行っ
ている。本シミュレーションの目的は、フィルタの特性
がＦＭ変調信号の基本波（リミッタ中間周波増幅器６に
入力する前の信号）に及ぼす影響と、これに対する効果
を観ることに主眼を置いているため、シミュレーション
に用いた入力信号としては高調波を含まないものを使用
した。
（中間周波数の８倍）としこのサンプルデータに対し１
／２デシメーションを施す低域フィルタを通した後、本
実施の形態に述べた構成のデジタルＦＭ復調処理を行っ
ている。本シミュレーションの目的は、フィルタの特性
がＦＭ変調信号の基本波（リミッタ中間周波増幅器６に
入力する前の信号）に及ぼす影響と、これに対する効果
を観ることに主眼を置いているため、シミュレーション
に用いた入力信号としては高調波を含まないものを使用
した。
【００５４】このシミュレーションの結果によれば、５
次のバターワース型低域フィルタのカットオフ周波数
（ｆｄと表示）を１ＭＨｚ、８００ｋＨｚ、７０８ｋＨ
ｚと変化した場合の復調信号の歪み率は、実施の形態に
述べた補正を行わない場合においては、モノラル変調時
には−２５．６ｄＢ（表中、（ａ））、ステレオ変調時
には−２６．３ｄＢ（表中、（ｂ））と急速に悪化する
のに対し、補正を行った場合、モノラル変調時には−６
５．１ｄＢ（表中、（ｃ））、ステレオ変調時には−５
７．６ｄＢ（表中、（ｄ））と良好に維持されることが
分かる。
次のバターワース型低域フィルタのカットオフ周波数
（ｆｄと表示）を１ＭＨｚ、８００ｋＨｚ、７０８ｋＨ
ｚと変化した場合の復調信号の歪み率は、実施の形態に
述べた補正を行わない場合においては、モノラル変調時
には−２５．６ｄＢ（表中、（ａ））、ステレオ変調時
には−２６．３ｄＢ（表中、（ｂ））と急速に悪化する
のに対し、補正を行った場合、モノラル変調時には−６
５．１ｄＢ（表中、（ｃ））、ステレオ変調時には−５
７．６ｄＢ（表中、（ｄ））と良好に維持されることが
分かる。
【００５５】５次のバターワース型低域フィルタのカッ
トオフ周波数ｆｄを下げた場合の歪み率悪化の主要因
は、振幅変動を補正することにより明らかな改善がみら
れることから、５次のバターワース型低域フィルタの通
過特性に因りＦＭ変調信号に付加される振幅変動である
と考えられる。
トオフ周波数ｆｄを下げた場合の歪み率悪化の主要因
は、振幅変動を補正することにより明らかな改善がみら
れることから、５次のバターワース型低域フィルタの通
過特性に因りＦＭ変調信号に付加される振幅変動である
と考えられる。
【００５６】カットオフ周波数ｆｄを上述のように変え
た場合の中間周波数６０８ｋＨｚにおける５次のバター
ワース型低域フィルタの周波数特性の傾きは、それぞれ
約０．０００１６ｄＢ／ｋＨｚ、０．００１７ｄＢ／ｋ
Ｈｚ、０．００７５ｄＢ／ｋＨｚであり、このように微
少なフィルタ特性の変化が歪み率の大幅な悪化につなが
ることが以上の結果より明らかである。
た場合の中間周波数６０８ｋＨｚにおける５次のバター
ワース型低域フィルタの周波数特性の傾きは、それぞれ
約０．０００１６ｄＢ／ｋＨｚ、０．００１７ｄＢ／ｋ
Ｈｚ、０．００７５ｄＢ／ｋＨｚであり、このように微
少なフィルタ特性の変化が歪み率の大幅な悪化につなが
ることが以上の結果より明らかである。
【００５７】例えば集積回路に使用するアナログフィル
タにおいて、このように微少なフィルタ特性の変化を抑
えることは現実的に非常に困難であり、本実施の形態に
述べた構成を用いることによって、この困難を除き半導
体集積回路等を実現する上で非常に大きな効果がある。
タにおいて、このように微少なフィルタ特性の変化を抑
えることは現実的に非常に困難であり、本実施の形態に
述べた構成を用いることによって、この困難を除き半導
体集積回路等を実現する上で非常に大きな効果がある。
【００５８】
【表１】
【００５９】実施の形態４．図５にこの発明の第４の実
施の形態に係るデジタルＦＭ復調器１８のブロック構成
を示す。図において２０はＦＭ復調手段、２１は振幅検
出手段、２２は補正係数演算手段、２３は振幅補正手
段、２４は第１のデシメーション手段、２５は第２のデ
シメーション手段、２６は第２の補正係数演算手段、２
７はＦＭ復調手段２０に入力されるＦＭ変調信号の振幅
を調整するための振幅調整手段である。ここにＦＭ復調
手段２０は従来の装置として説明したものであり、振幅
検出手段２１、補正係数演算手段２２、振幅補正手段２
３、第１のデシメーション手段２４、第２のデシメーシ
ョン手段２５は先の実施例にて説明したものである。
施の形態に係るデジタルＦＭ復調器１８のブロック構成
を示す。図において２０はＦＭ復調手段、２１は振幅検
出手段、２２は補正係数演算手段、２３は振幅補正手
段、２４は第１のデシメーション手段、２５は第２のデ
シメーション手段、２６は第２の補正係数演算手段、２
７はＦＭ復調手段２０に入力されるＦＭ変調信号の振幅
を調整するための振幅調整手段である。ここにＦＭ復調
手段２０は従来の装置として説明したものであり、振幅
検出手段２１、補正係数演算手段２２、振幅補正手段２
３、第１のデシメーション手段２４、第２のデシメーシ
ョン手段２５は先の実施例にて説明したものである。
【００６０】本実施の形態に係るデジタルＦＭ復調器１
８において、入力されるＦＭ変調信号は、先ず振幅調整
手段２７により振幅の調節を施した後、ＦＭ復調手段２
０へ入力される。
８において、入力されるＦＭ変調信号は、先ず振幅調整
手段２７により振幅の調節を施した後、ＦＭ復調手段２
０へ入力される。
【００６１】振幅調整手段２７による入力データの振幅
調節は、第２の補正係数演算手段２６からの出力に従っ
て行われるものである。第２の補正係数演算手段２６
は、振幅検出手段２１から出力されるＦＭ変調信号の振
幅値と調節の目標値として予め設定された値（図５中の
Ａ０）とを比較しその差分値（誤差）に基づき、この差
分値（誤差）を小さくするよう、調整値（調整のための
補正係数）を振幅調整手段２７に出力する。
調節は、第２の補正係数演算手段２６からの出力に従っ
て行われるものである。第２の補正係数演算手段２６
は、振幅検出手段２１から出力されるＦＭ変調信号の振
幅値と調節の目標値として予め設定された値（図５中の
Ａ０）とを比較しその差分値（誤差）に基づき、この差
分値（誤差）を小さくするよう、調整値（調整のための
補正係数）を振幅調整手段２７に出力する。
【００６２】なお、調整値（調整のための補正係数）は
差分値を求めた後、平滑化および振幅補正手段２７への
出力レベルを調整するために平滑処理／補正係数の調整
手段２００を介して出力される。
差分値を求めた後、平滑化および振幅補正手段２７への
出力レベルを調整するために平滑処理／補正係数の調整
手段２００を介して出力される。
【００６３】ここで補正係数演算手段２２は、先に説明
のとおり、振幅検出手段２１の出力を受けＦＭ変調信号
の振幅の２乗に逆比例する補正係数、すなわちｃ／Ａｃ
2を計算するものであるが、この具体的な手法として多
項式近似により逆数計算を行う方法がある（振幅対応信
号の逆数値を多項式近似により求める）。
のとおり、振幅検出手段２１の出力を受けＦＭ変調信号
の振幅の２乗に逆比例する補正係数、すなわちｃ／Ａｃ
2を計算するものであるが、この具体的な手法として多
項式近似により逆数計算を行う方法がある（振幅対応信
号の逆数値を多項式近似により求める）。
【００６４】この多項式近似によれば、計算内容が乗算
および加減算のみとなるため実現が容易になるという利
点があるが、近似式の次数を抑えて処理量を抑えようと
する場合、十分な近似精度の得られる範囲が制限される
という問題がある。
および加減算のみとなるため実現が容易になるという利
点があるが、近似式の次数を抑えて処理量を抑えようと
する場合、十分な近似精度の得られる範囲が制限される
という問題がある。
【００６５】ここで、多項式近似について考察する。図
６には、例えば１／ｘの計算を、３．０７３１１−３．
１１６０６ｘ＋１．０４２７５ｘ2と近似した場合にお
ける１／ｘと多項式近似により得られる値の誤差を示し
たもので、図に示すとおり入力データｘが０．８から
１．２までの範囲で、ほぼア０．００２以内の誤差で１
／ｘの値を得ることができる。しかしながらデータｘの
値がこの範囲を外れると誤差は急速に大きくなる。
６には、例えば１／ｘの計算を、３．０７３１１−３．
１１６０６ｘ＋１．０４２７５ｘ2と近似した場合にお
ける１／ｘと多項式近似により得られる値の誤差を示し
たもので、図に示すとおり入力データｘが０．８から
１．２までの範囲で、ほぼア０．００２以内の誤差で１
／ｘの値を得ることができる。しかしながらデータｘの
値がこの範囲を外れると誤差は急速に大きくなる。
【００６６】この近似が成立するデータｘの範囲を拡大
するためには近似の次数を上げるとともに計算の精度を
同時に高める必要がある。また誤差をより小さくするた
めには近似の次数を上げることが必要となる。
するためには近似の次数を上げるとともに計算の精度を
同時に高める必要がある。また誤差をより小さくするた
めには近似の次数を上げることが必要となる。
【００６７】このように補正係数演算手段２２におい
て、多項式近似を用いて補正係数を計算する場合、その
近似値が実用上十分である範囲（近似成立範囲）を有効
に利用すること、即ちＦＭ変調信号の振幅の変化範囲を
精度良く所望の範囲内に収めことが、補正係数演算手段
２２の構成を容易とするために重要となる。
て、多項式近似を用いて補正係数を計算する場合、その
近似値が実用上十分である範囲（近似成立範囲）を有効
に利用すること、即ちＦＭ変調信号の振幅の変化範囲を
精度良く所望の範囲内に収めことが、補正係数演算手段
２２の構成を容易とするために重要となる。
【００６８】しかるに、実際のＦＭ放送受信機において
は、リミッタ中間周波増幅器６のリミットレベルのばら
つき、ＡＤ変換器８および前置フィルタ７の利得のばら
つきなどＦＭ復調器２０の入力において信号レベルが準
定常的に所望の設計値からずれる場合がある。
は、リミッタ中間周波増幅器６のリミットレベルのばら
つき、ＡＤ変換器８および前置フィルタ７の利得のばら
つきなどＦＭ復調器２０の入力において信号レベルが準
定常的に所望の設計値からずれる場合がある。
【００６９】これに対し、先に説明したように、第２の
補正係数演算手段２６および振幅調整手段２７を用いて
入力データの振幅調節を行うことにより、補正係数演算
手段２２に与えられる平均的なＦＭ変調信号の振幅を、
所望の設計値、例えば近似成立範囲のほぼ中央値とする
ことができるため補正係数演算手段２２の構成を容易化
することができる。
補正係数演算手段２６および振幅調整手段２７を用いて
入力データの振幅調節を行うことにより、補正係数演算
手段２２に与えられる平均的なＦＭ変調信号の振幅を、
所望の設計値、例えば近似成立範囲のほぼ中央値とする
ことができるため補正係数演算手段２２の構成を容易化
することができる。
【００７０】また、第２の補正係数演算手段２６および
振幅調整手段２７による入力データの振幅調節をＦＭ変
調信号の平均的な振幅の準定常的な誤差を含むように補
正することで、振幅調整手段２７に与える調整値（調整
のための補正係数）の更新速度を低くすることができ第
２の補正係数演算手段２６として実行する処理の量を抑
えることもできる。
振幅調整手段２７による入力データの振幅調節をＦＭ変
調信号の平均的な振幅の準定常的な誤差を含むように補
正することで、振幅調整手段２７に与える調整値（調整
のための補正係数）の更新速度を低くすることができ第
２の補正係数演算手段２６として実行する処理の量を抑
えることもできる。
【００７１】実施の形態５．図７にこの発明の第５の実
施の形態に係るデジタルＦＭ復調器のブロック構成を示
す。図において２０はＦＭ復調手段、２１は振幅検出手
段、２２は補正係数演算手段、２３は振幅補正手段、２
４は第１のデシメーション手段、２５は第２のデシメー
ション手段、２６は第２の補正係数演算手段、２７は振
幅調整手段、２８は振幅補正手段２３からの出力にアー
クサイン補正（逆正弦補正）を行うための逆正弦補正手
段としてのアークサイン補正手段である。ここにＦＭ復
調手段２０は従来の装置として説明したものであり、振
幅検出手段２１、補正係数演算手段２２、振幅補正手段
２３、第１のデシメーション手段２４、第２のデシメー
ション手段２５、第２の補正係数演算手段２６および振
幅調整手段２７は先の実施の形態の説明において説明し
たものと同様である。
施の形態に係るデジタルＦＭ復調器のブロック構成を示
す。図において２０はＦＭ復調手段、２１は振幅検出手
段、２２は補正係数演算手段、２３は振幅補正手段、２
４は第１のデシメーション手段、２５は第２のデシメー
ション手段、２６は第２の補正係数演算手段、２７は振
幅調整手段、２８は振幅補正手段２３からの出力にアー
クサイン補正（逆正弦補正）を行うための逆正弦補正手
段としてのアークサイン補正手段である。ここにＦＭ復
調手段２０は従来の装置として説明したものであり、振
幅検出手段２１、補正係数演算手段２２、振幅補正手段
２３、第１のデシメーション手段２４、第２のデシメー
ション手段２５、第２の補正係数演算手段２６および振
幅調整手段２７は先の実施の形態の説明において説明し
たものと同様である。
【００７２】ここで、アークサイン補正手段２８は、振
幅補正手段２３から出力される復調信号に対しアークサ
イン関数による補正を施して、キャリア周波数から離れ
るに従ってその線形性からのずれ（歪み）の程度が大き
くなる復調信号を、線形化することにより、復調信号に
於ける歪み率等の特性改善を行うものである。
幅補正手段２３から出力される復調信号に対しアークサ
イン関数による補正を施して、キャリア周波数から離れ
るに従ってその線形性からのずれ（歪み）の程度が大き
くなる復調信号を、線形化することにより、復調信号に
於ける歪み率等の特性改善を行うものである。
【００７３】これはＦＭ復調手段２０により行われるＦ
Ｍ復調処理において、その復調特性が厳密には線形では
なく、式（５）に示すとおり、変調に対しサイン関数の
特性をもつためであり、これにより特に変調度の高い大
振幅信号に対し歪み改善効果を得ることができる。
Ｍ復調処理において、その復調特性が厳密には線形では
なく、式（５）に示すとおり、変調に対しサイン関数の
特性をもつためであり、これにより特に変調度の高い大
振幅信号に対し歪み改善効果を得ることができる。
【００７４】アークサイン補正手段２８の処理としてア
ークサイン関数を近似する多項式による補正の方法があ
る。具体的には、例えば５次までの補正を行う場合、入
力データをｘとする時、ｘ＋ｘ3／６＋３ラｘ5／４０の
演算を行いその結果を出力することとなる。
ークサイン関数を近似する多項式による補正の方法があ
る。具体的には、例えば５次までの補正を行う場合、入
力データをｘとする時、ｘ＋ｘ3／６＋３ラｘ5／４０の
演算を行いその結果を出力することとなる。
【００７５】このとき補正が正しく行われるためには、
入力データｘが式（５）に示すサイン関数に対応して正
規化されている必要がある。言い換えれば式（５）にお
ける最大振幅アＡｃ2／２を上述の補正演算入力において
ア１に正規化する必要がある。
入力データｘが式（５）に示すサイン関数に対応して正
規化されている必要がある。言い換えれば式（５）にお
ける最大振幅アＡｃ2／２を上述の補正演算入力において
ア１に正規化する必要がある。
【００７６】なお本実施の形態においては、アークサイ
ン補正手段２８に与えられる信号の振幅は振幅補正手段
２３および振幅調整手段２７という２つの振幅補正手段
を通して、既定の目標値（図７中のＡ０）に補正される
ため、アークサイン補正手段２８に於ける上記の演算に
対する信号レベルの正規化を正確に行うことが可能であ
り、アークサイン補正の効果を十分に得ることができ
る。
ン補正手段２８に与えられる信号の振幅は振幅補正手段
２３および振幅調整手段２７という２つの振幅補正手段
を通して、既定の目標値（図７中のＡ０）に補正される
ため、アークサイン補正手段２８に於ける上記の演算に
対する信号レベルの正規化を正確に行うことが可能であ
り、アークサイン補正の効果を十分に得ることができ
る。
【００７７】なお、補正係数は差分値を求めた後、平滑
化および振幅補正手段２７への出力レベルを調整するた
めに平滑処理／補正係数の調整手段２００を介して出力
される。
化および振幅補正手段２７への出力レベルを調整するた
めに平滑処理／補正係数の調整手段２００を介して出力
される。
【００７８】また本実施の形態では振幅補正が２段階に
行われる構成について述べたが、デジタルＦＭ復調器へ
の入力信号振幅のばらつきが小さく、振幅補正手段２３
のみで十分な振幅補正が行える場合においては、１段階
の振幅補正だけを行う構成としても同様のアークサイン
補正効果が得られることは言うまでもない。
行われる構成について述べたが、デジタルＦＭ復調器へ
の入力信号振幅のばらつきが小さく、振幅補正手段２３
のみで十分な振幅補正が行える場合においては、１段階
の振幅補正だけを行う構成としても同様のアークサイン
補正効果が得られることは言うまでもない。
【００７９】
【発明の効果】この発明は、以上説明したように構成さ
れているので、以下に述べるような効果を奏する。
れているので、以下に述べるような効果を奏する。
【００８０】請求項１の発明に係わるデジタルＦＭ復調
器は、入力されるＦＭ変調信号からＦＭ復調信号を出力
するＦＭ復調手段と、このＦＭ復調手段に入力されるＦ
Ｍ変調信号の振幅に対応する振幅対応信号を出力する振
幅検出手段と、この振幅検出手段から出力される振幅対
応信号に基づいてＦＭ復調手段から出力されるＦＭ復調
信号の振幅を補正するための振幅補正手段とを備えるよ
うにしたので、前段のフィルタの特性等に起因するＦＭ
変調信号の振幅変動を検出し、ＦＭ復調信号において補
正を行うので、前段のフィルタへの性能要求条件を緩和
することができる。
器は、入力されるＦＭ変調信号からＦＭ復調信号を出力
するＦＭ復調手段と、このＦＭ復調手段に入力されるＦ
Ｍ変調信号の振幅に対応する振幅対応信号を出力する振
幅検出手段と、この振幅検出手段から出力される振幅対
応信号に基づいてＦＭ復調手段から出力されるＦＭ復調
信号の振幅を補正するための振幅補正手段とを備えるよ
うにしたので、前段のフィルタの特性等に起因するＦＭ
変調信号の振幅変動を検出し、ＦＭ復調信号において補
正を行うので、前段のフィルタへの性能要求条件を緩和
することができる。
【００８１】請求項２の発明に係わるデジタルＦＭ復調
器は、請求項１のＦＭ復調器におけるＦＭ復調手段にお
いて、入力されたＦＭ変調信号とこのＦＭ変調信号を遅
延した信号との積を求めて出力するようにしたので、簡
易な手段によってＦＭ復調信号を得ることができる。
器は、請求項１のＦＭ復調器におけるＦＭ復調手段にお
いて、入力されたＦＭ変調信号とこのＦＭ変調信号を遅
延した信号との積を求めて出力するようにしたので、簡
易な手段によってＦＭ復調信号を得ることができる。
【００８２】請求項３の発明に係わるデジタルＦＭ復調
器は、請求項１のデジタルＦＭ復調器における振幅検出
手段において、ＦＭ復調手段に入力されるＦＭ変調信号
の振幅の二乗値とＦＭ変調信号を遅延した信号の振幅の
二乗値とを加算した信号を振幅対応信号として出力する
ようにしたので、振幅検出における出力信号の平滑化の
条件を緩和することができるので、より高い周波数のＦ
Ｍ変調信号の振幅変動に対応することができる。
器は、請求項１のデジタルＦＭ復調器における振幅検出
手段において、ＦＭ復調手段に入力されるＦＭ変調信号
の振幅の二乗値とＦＭ変調信号を遅延した信号の振幅の
二乗値とを加算した信号を振幅対応信号として出力する
ようにしたので、振幅検出における出力信号の平滑化の
条件を緩和することができるので、より高い周波数のＦ
Ｍ変調信号の振幅変動に対応することができる。
【００８３】請求項４の発明に係わるデジタルＦＭ復調
器は、請求項１乃至３のいずれかのデジタルＦＭ復調器
における振幅検出手段から出力される振幅対応信号の逆
数値を多項式近似を用いて求めるようにしたので、ＦＭ
復調信号の補正の際の演算処理の負荷を軽減することが
できる。
器は、請求項１乃至３のいずれかのデジタルＦＭ復調器
における振幅検出手段から出力される振幅対応信号の逆
数値を多項式近似を用いて求めるようにしたので、ＦＭ
復調信号の補正の際の演算処理の負荷を軽減することが
できる。
【００８４】請求項５の発明に係わるデジタルＦＭ復調
器は、請求項１乃至４のいずれかのデジタルＦＭ復調器
におけるＦＭ復調手段からの出力を間引き処理するため
の第１のデシメーション手段と、振幅検出手段からの出
力を間引き処理するための第２のデシメーション手段と
をさらに備えるようにしたので、取り扱うデータ速度を
下げることができ、演算処理の負荷を軽減することがで
きる。
器は、請求項１乃至４のいずれかのデジタルＦＭ復調器
におけるＦＭ復調手段からの出力を間引き処理するため
の第１のデシメーション手段と、振幅検出手段からの出
力を間引き処理するための第２のデシメーション手段と
をさらに備えるようにしたので、取り扱うデータ速度を
下げることができ、演算処理の負荷を軽減することがで
きる。
【００８５】請求項６の発明に係わるデジタルＦＭ復調
器は、請求項１乃至５のいずれかのデジタルＦＭ復調器
におけるＦＭ復調手段に入力されるＦＭ変調信号の振幅
を調整するための振幅調整手段をさらに備え、振幅検出
手段からの出力と目標値とに基づく調整値を振幅調整手
段に与えるようにしたので、より広範囲のＦＭ変調信号
の振幅変動範囲への対応を可能とし、振幅補正の精度を
向上させることができると共に、復調信号の品位を高め
ることができる。
器は、請求項１乃至５のいずれかのデジタルＦＭ復調器
におけるＦＭ復調手段に入力されるＦＭ変調信号の振幅
を調整するための振幅調整手段をさらに備え、振幅検出
手段からの出力と目標値とに基づく調整値を振幅調整手
段に与えるようにしたので、より広範囲のＦＭ変調信号
の振幅変動範囲への対応を可能とし、振幅補正の精度を
向上させることができると共に、復調信号の品位を高め
ることができる。
【００８６】請求項７の発明に係わるデジタルＦＭ復調
器は、請求項１乃至６のいずれかのデジタルＦＭ復調器
における振幅補正手段からの出力に逆正弦補正を行うた
めの逆正弦補正手段をさらに備えるようにしたので、Ｆ
Ｍ変調度に対し、その振幅が精度良く対応するＦＭ復調
信号に対して逆正弦補正を行うことによりＦＭ復調の直
線領域を効果的に拡大し、特に大振幅の復調信号の品位
を向上することができる。
器は、請求項１乃至６のいずれかのデジタルＦＭ復調器
における振幅補正手段からの出力に逆正弦補正を行うた
めの逆正弦補正手段をさらに備えるようにしたので、Ｆ
Ｍ変調度に対し、その振幅が精度良く対応するＦＭ復調
信号に対して逆正弦補正を行うことによりＦＭ復調の直
線領域を効果的に拡大し、特に大振幅の復調信号の品位
を向上することができる。
【図１】 実施の形態１におけるＦＭ放送受信機のブロ
ック図である。
ック図である。
【図２】 実施の形態１におけるデジタルＦＭ復調器の
ブロック図である。
ブロック図である。
【図３】 実施の形態２におけるデジタルＦＭ復調器の
ブロック図である。
ブロック図である。
【図４】 実施の形態３におけるデジタルＦＭ復調器の
ブロック図である。
ブロック図である。
【図５】 実施の形態４におけるデジタルＦＭ復調器の
ブロック図である。
ブロック図である。
【図６】 多項式近似による誤差を説明するための説明
図である。
図である。
【図７】 実施の形態５におけるデジタルＦＭ復調器の
ブロック図である。
ブロック図である。
【図８】 従来のＦＭ放送受信機のブロック図である。
【図９】 従来のデジタルＦＭ復調器のブロック図であ
る。
る。
１ アンテナ、２ ＲＦ増幅器、３ 周波数変換器、４
局部発振器、５ 中間周波フィルタ、６ リミッタ中
間周波増幅器、７ 前置フィルタ、８ ＡＤ変換器、９
ＦＭ復調器、１０ ＤＡ変換器、１１ 音声増幅器、
１２ スピーカ、１８ ＦＭ復調器、２０ ＦＭ復調手
段、２１ 振幅検出手段、２２ 補正係数演算手段、２
３ 振幅補正手段、２４ 第１のデシメーション手段、
２５ 第２のデシメーション手段、２６ 第２の補正係
数演算手段、２７ 振幅調整手段、２８ アークサイン
補正手段、１１０ 振幅検出手段２１を構成する第１の
乗算器、１１１ 第２の乗算器、１１２ 加算器、１１
３ 低域フィルタ。
局部発振器、５ 中間周波フィルタ、６ リミッタ中
間周波増幅器、７ 前置フィルタ、８ ＡＤ変換器、９
ＦＭ復調器、１０ ＤＡ変換器、１１ 音声増幅器、
１２ スピーカ、１８ ＦＭ復調器、２０ ＦＭ復調手
段、２１ 振幅検出手段、２２ 補正係数演算手段、２
３ 振幅補正手段、２４ 第１のデシメーション手段、
２５ 第２のデシメーション手段、２６ 第２の補正係
数演算手段、２７ 振幅調整手段、２８ アークサイン
補正手段、１１０ 振幅検出手段２１を構成する第１の
乗算器、１１１ 第２の乗算器、１１２ 加算器、１１
３ 低域フィルタ。
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成１１年９月６日（１９９９．９．６）
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００４６
【補正方法】変更
【補正内容】
【００４６】これは、ＦＭ復調手段において使用する標
本化周波数がＦＭ変調信号の上限周波数ｆｍｈの２倍周
波数に比べ数倍高い場合に適用して有利な構成である
（周知の標本化定理により、標本化周波数を２×ｆｍｈ
まで下げてもＦＭ変調信号の情報が失われることがない
ことに基づく）。
本化周波数がＦＭ変調信号の上限周波数ｆｍｈの２倍周
波数に比べ数倍高い場合に適用して有利な構成である
（周知の標本化定理により、標本化周波数を２×ｆｍｈ
まで下げてもＦＭ変調信号の情報が失われることがない
ことに基づく）。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００７４
【補正方法】変更
【補正内容】
【００７４】アークサイン補正手段２８の処理としてア
ークサイン関数を近似する多項式による補正の方法があ
る。具体的には、例えば５次までの補正を行う場合、入
力データをｘとする時、ｘ＋ｘ3／６＋３×ｘ5／４０の
演算を行いその結果を出力することとなる。
ークサイン関数を近似する多項式による補正の方法があ
る。具体的には、例えば５次までの補正を行う場合、入
力データをｘとする時、ｘ＋ｘ3／６＋３×ｘ5／４０の
演算を行いその結果を出力することとなる。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００７５
【補正方法】変更
【補正内容】
【００７５】このとき補正が正しく行われるためには、
入力データｘが式（５）に示すサイン関数に対応して正
規化されている必要がある。言い換えれば式（５）にお
ける最大振幅±Ａｃ2／２を上述の補正演算入力におい
て±１に正規化する必要がある。
入力データｘが式（５）に示すサイン関数に対応して正
規化されている必要がある。言い換えれば式（５）にお
ける最大振幅±Ａｃ2／２を上述の補正演算入力におい
て±１に正規化する必要がある。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 辻下 雅啓 東京都千代田区丸の内二丁目２番３号 三 菱電機株式会社内 (72)発明者 石田 雅之 東京都千代田区丸の内二丁目２番３号 三 菱電機株式会社内 Ｆターム(参考） 5K020 AA04 BB04 CC03 DD03 DD15 EE04 EE05 EE16 HH11 HH13 LL07 5K052 AA01 AA12 BB04 CC04 DD17 EE02 EE19 FF32 GG19 GG20 GG42
Claims (7)
- 【請求項１】 入力されるＦＭ変調信号からＦＭ復調信
号を出力するＦＭ復調手段と、 該ＦＭ復調手段に入力される上記ＦＭ変調信号の振幅に
対応する振幅対応信号を出力する振幅検出手段と、 該振幅検出手段から出力される振幅対応信号に基づいて
上記ＦＭ復調手段から出力されるＦＭ復調信号の振幅を
補正するための振幅補正手段とを備えるデジタルＦＭ復
調器。 - 【請求項２】 ＦＭ復調手段は、入力されたＦＭ変調信
号とこのＦＭ変調信号を遅延した信号との積を求めて出
力することを特徴とする請求項１に記載のデジタルＦＭ
復調器。 - 【請求項３】 振幅検出手段は、ＦＭ復調手段に入力さ
れるＦＭ変調信号の振幅の二乗値と上記ＦＭ変調信号を
遅延した信号の振幅の二乗値とを加算した信号を振幅対
応信号として出力することを特徴とする請求項２に記載
のデジタルＦＭ復調器。 - 【請求項４】 振幅検出手段から出力される振幅対応信
号の逆数値を多項式近似を用いて求めることを特徴とす
る請求項１乃至３のいずれかに記載のデジタルＦＭ復調
器。 - 【請求項５】 ＦＭ復調手段からの出力を間引き処理す
るための第１のデシメーション手段と、振幅検出手段か
らの出力を間引き処理するための第２のデシメーション
手段とをさらに備える請求項１乃至４のいずれかに記載
のデジタルＦＭ復調器。 - 【請求項６】 ＦＭ復調手段に入力されるＦＭ変調信号
の振幅を調整するための振幅調整手段をさらに備え、振
幅検出手段からの出力と目標値とに基づく調整値を上記
振幅調整手段に与えることを特徴とする請求項１乃至５
のいずれかに記載のデジタルＦＭ復調器。 - 【請求項７】 振幅補正手段からの出力に逆正弦補正を
行うための逆正弦補正手段をさらに備える請求項１乃至
６のいずれかに記載のデジタルＦＭ復調器。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19727899A JP3518430B2 (ja) | 1999-07-12 | 1999-07-12 | デジタルｆｍ復調器 |
| EP00305854A EP1069678B1 (en) | 1999-07-12 | 2000-07-11 | Digital FM demodulator performing amplitude compensation |
| DE60014519T DE60014519T2 (de) | 1999-07-12 | 2000-07-11 | Digitaler FM-Demodulator unter Verwendung von Amplitudenkompensation |
| US09/614,680 US6664849B1 (en) | 1999-07-12 | 2000-07-12 | Digital FM demodulator performing amplitude compensation |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19727899A JP3518430B2 (ja) | 1999-07-12 | 1999-07-12 | デジタルｆｍ復調器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001024442A true JP2001024442A (ja) | 2001-01-26 |
| JP3518430B2 JP3518430B2 (ja) | 2004-04-12 |
Family
ID=16371814
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP19727899A Expired - Fee Related JP3518430B2 (ja) | 1999-07-12 | 1999-07-12 | デジタルｆｍ復調器 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6664849B1 (ja) |
| EP (1) | EP1069678B1 (ja) |
| JP (1) | JP3518430B2 (ja) |
| DE (1) | DE60014519T2 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006095298A (ja) * | 2004-09-29 | 2006-04-13 | General Electric Co <Ge> | 磁気共鳴システム及び方法 |
| JP2008104178A (ja) * | 2006-10-18 | 2008-05-01 | Tektronix Inc | 周波数変換装置の周波数応答の特徴付け方法 |
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| DE19860402A1 (de) * | 1998-12-28 | 2000-06-29 | Bosch Gmbh Robert | Verfahren und Schaltungsanordnung zur Demodulation eines digitalen frequenzmodulierten Signals |
| CA2292463C (en) * | 1999-12-17 | 2005-04-12 | Vtech Communications, Ltd. | Digitally-implemented demodulator |
| US6859238B2 (en) * | 2002-02-26 | 2005-02-22 | Broadcom Corporation | Scaling adjustment to enhance stereo separation |
| US6832078B2 (en) * | 2002-02-26 | 2004-12-14 | Broadcom Corporation | Scaling adjustment using pilot signal |
| US7079657B2 (en) * | 2002-02-26 | 2006-07-18 | Broadcom Corporation | System and method of performing digital multi-channel audio signal decoding |
| US7239674B2 (en) * | 2003-06-04 | 2007-07-03 | Honeywell Federal Manufacturing & Technologies, Llc | Method of differential-phase/absolute-amplitude QAM |
| JP4355202B2 (ja) * | 2003-12-03 | 2009-10-28 | パイオニア株式会社 | 受信機 |
| US9455853B2 (en) * | 2014-12-30 | 2016-09-27 | Stmicroelectronics, Inc. | Device and method for FM demodulation with threshold extension |
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| JPS5737907A (en) * | 1980-08-14 | 1982-03-02 | Toshiba Corp | Fm wave detector |
| US4525675A (en) * | 1983-04-07 | 1985-06-25 | Motorola, Inc. | Ultra linear frequency discriminator circuitry |
| JPS61140205A (ja) | 1984-12-12 | 1986-06-27 | Pioneer Electronic Corp | Ｆｍ検波回路 |
| JPH05175733A (ja) | 1991-12-20 | 1993-07-13 | Kenwood Corp | Ｆｍ復調器 |
| US5446761A (en) * | 1993-06-11 | 1995-08-29 | Motorola, Inc. | Decoder circuit for phase modulated signals |
| US5668749A (en) | 1995-05-04 | 1997-09-16 | Motorola, Inc. | Circuit for performing arithmetic operations in a demodulator |
| JPH09130148A (ja) | 1995-10-27 | 1997-05-16 | Icom Inc | ディジタル復調器 |
| US5822704A (en) * | 1996-01-05 | 1998-10-13 | Nec Corporation | Mobile radio unit for use in dual-mode cellular communications system |
| JP3225257B2 (ja) | 1996-01-05 | 2001-11-05 | 株式会社ケンウッド | Ｆｍ受信機 |
| KR100189370B1 (ko) * | 1996-08-23 | 1999-06-01 | 전주범 | 직각 위상 편이 복조기의 자동 이득 제어장치 |
| US5828238A (en) * | 1996-10-30 | 1998-10-27 | Raytheon Company | Digital frequency discriminator |
| US5883548A (en) * | 1997-11-10 | 1999-03-16 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Demodulation system and method for recovering a signal of interest from an undersampled, modulated carrier |
| JPH11317626A (ja) * | 1998-04-30 | 1999-11-16 | Sharp Corp | Ｆｍ復調器 |
-
1999
- 1999-07-12 JP JP19727899A patent/JP3518430B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2000
- 2000-07-11 EP EP00305854A patent/EP1069678B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2000-07-11 DE DE60014519T patent/DE60014519T2/de not_active Expired - Lifetime
- 2000-07-12 US US09/614,680 patent/US6664849B1/en not_active Expired - Fee Related
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|---|---|---|---|---|
| JP2006095298A (ja) * | 2004-09-29 | 2006-04-13 | General Electric Co <Ge> | 磁気共鳴システム及び方法 |
| JP2008104178A (ja) * | 2006-10-18 | 2008-05-01 | Tektronix Inc | 周波数変換装置の周波数応答の特徴付け方法 |
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|---|---|
| EP1069678A3 (en) | 2002-09-25 |
| EP1069678A2 (en) | 2001-01-17 |
| US6664849B1 (en) | 2003-12-16 |
| DE60014519D1 (de) | 2004-11-11 |
| EP1069678B1 (en) | 2004-10-06 |
| DE60014519T2 (de) | 2005-10-27 |
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