JPH11317626A - Ｆｍ復調器 - Google Patents
Ｆｍ復調器Info
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- JPH11317626A JPH11317626A JP10121546A JP12154698A JPH11317626A JP H11317626 A JPH11317626 A JP H11317626A JP 10121546 A JP10121546 A JP 10121546A JP 12154698 A JP12154698 A JP 12154698A JP H11317626 A JPH11317626 A JP H11317626A
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- Japan
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- signal
- digital
- digital signal
- amplitude
- demodulator
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/02—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal
- H03D3/04—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal by counting or integrating cycles of oscillations
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K9/00—Demodulating pulses which have been modulated with a continuously-variable signal
- H03K9/06—Demodulating pulses which have been modulated with a continuously-variable signal of frequency- or rate-modulated pulses
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 高周波数で動作で動作し、ヒステリシスノイ
ズを発生しにくいＦＭ復調器を提供する。 【解決手段】 本発明のＦＭ復調器は、ＦＭ変調信号を
受け取り、増幅率に基づき、前記ＦＭ変調信号を所定の
レベルを有するデジタル信号および前記デジタル信号の
反転信号に増幅する増幅手段と、前記デジタル信号を受
け取り、前記デジタル信号をＦＭ復調するデジタル復調
手段と、前記デジタル信号および前記デジタル信号の反
転信号を受け取り、前記デジタル信号および前記反転信
号の振幅の単位時間における最大値を検出し、最大値に
比例した振幅信号を生成する振幅検出手段と、前記振幅
信号に基づき、前記増幅率を変化させる増幅率制御手段
とを備えている。
ズを発生しにくいＦＭ復調器を提供する。 【解決手段】 本発明のＦＭ復調器は、ＦＭ変調信号を
受け取り、増幅率に基づき、前記ＦＭ変調信号を所定の
レベルを有するデジタル信号および前記デジタル信号の
反転信号に増幅する増幅手段と、前記デジタル信号を受
け取り、前記デジタル信号をＦＭ復調するデジタル復調
手段と、前記デジタル信号および前記デジタル信号の反
転信号を受け取り、前記デジタル信号および前記反転信
号の振幅の単位時間における最大値を検出し、最大値に
比例した振幅信号を生成する振幅検出手段と、前記振幅
信号に基づき、前記増幅率を変化させる増幅率制御手段
とを備えている。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＦＭ放送・ＦＭ通
信の受信に使用されるＦＭ受信装置や、ＦＭ変調で記録
されるメディアの再生装置に関する。
信の受信に使用されるＦＭ受信装置や、ＦＭ変調で記録
されるメディアの再生装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図６は、従来のデジタル処理により復調
するＦＭ復調器を示す図である。従来のデジタル処理と
は、ＦＭ−ＩＦ信号が電圧比較器によって、２つのレベ
ルを有するデジタル信号、つまり２値化されたＦＭ−Ｉ
Ｆ信号に変換され、２値化されたＦＭ−ＩＦ信号がデジ
タル遅延検波・ＰＬＬ検波などのデジタルＦＭ復調手段
によりＦＭ検波される。
するＦＭ復調器を示す図である。従来のデジタル処理と
は、ＦＭ−ＩＦ信号が電圧比較器によって、２つのレベ
ルを有するデジタル信号、つまり２値化されたＦＭ−Ｉ
Ｆ信号に変換され、２値化されたＦＭ−ＩＦ信号がデジ
タル遅延検波・ＰＬＬ検波などのデジタルＦＭ復調手段
によりＦＭ検波される。
【０００３】図６のＦＭ復調器は、電圧比較器３０１と
デジタルＦＭ復調手段３０２を有している。
デジタルＦＭ復調手段３０２を有している。
【０００４】電圧比較器３０１は、入力されたＦＭ−Ｉ
Ｆ信号の電圧と、出力電圧が固定された電圧源（図示せ
ず）から供給される基準電圧とを比較する。電圧比較器
３０１は、ＦＭ−ＩＦ信号の電圧が基準電圧より高けれ
ばＨレベルのデジタル信号を出力し、ＦＭ−ＩＦ信号の
電圧が基準電圧より低ければＬレベルのデジタル信号を
出力する。
Ｆ信号の電圧と、出力電圧が固定された電圧源（図示せ
ず）から供給される基準電圧とを比較する。電圧比較器
３０１は、ＦＭ−ＩＦ信号の電圧が基準電圧より高けれ
ばＨレベルのデジタル信号を出力し、ＦＭ−ＩＦ信号の
電圧が基準電圧より低ければＬレベルのデジタル信号を
出力する。
【０００５】デジタルＦＭ復調手段３０２は、電圧比較
器３０１からのデジタル信号を入力し、コード化された
ＦＭ復調信号を出力する。
器３０１からのデジタル信号を入力し、コード化された
ＦＭ復調信号を出力する。
【０００６】つまり、図６のＦＭ復調器では、入力され
たＦＭ−ＩＦ信号が電圧比較器３０１により基準電圧と
比較され、２つのレベルを有するデジタル信号、つまり
２値化されたＦＭ−ＩＦ信号に変換される。さらに、２
値化されたＦＭ−ＩＦ信号は、デジタルＦＭ復調手段３
０２のデジタル信号処理によってＦＭ復調される。
たＦＭ−ＩＦ信号が電圧比較器３０１により基準電圧と
比較され、２つのレベルを有するデジタル信号、つまり
２値化されたＦＭ−ＩＦ信号に変換される。さらに、２
値化されたＦＭ−ＩＦ信号は、デジタルＦＭ復調手段３
０２のデジタル信号処理によってＦＭ復調される。
【０００７】上述した従来のＦＭ復調器としては、特開
平６−１８８６３８号公報および特願平９−３５８５７
３号などに開示されている。
平６−１８８６３８号公報および特願平９−３５８５７
３号などに開示されている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】一般的に、図６の電圧
比較器３０１は、十分なゲインを持った差動増幅回路や
その派生回路などにより構成され、それらの回路は、フ
ィードバック回路をともなわない。
比較器３０１は、十分なゲインを持った差動増幅回路や
その派生回路などにより構成され、それらの回路は、フ
ィードバック回路をともなわない。
【０００９】それらの回路がフィードバック回路をとも
なわない場合、ＦＭ−ＩＦ信号の入力振幅が大きくなる
と、差動増幅器のドレイン電流の飽和や遮断が発生す
る。図６のＦＭ復調器では、飽和−非飽和状態の遷移時
のゲート容量の充放電時間の影響により、電圧比較器３
０１が高周波数で動作することが困難であるという問題
があった。
なわない場合、ＦＭ−ＩＦ信号の入力振幅が大きくなる
と、差動増幅器のドレイン電流の飽和や遮断が発生す
る。図６のＦＭ復調器では、飽和−非飽和状態の遷移時
のゲート容量の充放電時間の影響により、電圧比較器３
０１が高周波数で動作することが困難であるという問題
があった。
【００１０】また、入力電圧が基準電圧に近い場合、入
力電圧にノイズ信号が混入すると、電圧比較器３０１か
らヒステリシスノイズが出力されるという問題があっ
た。このヒステリシスノイズがＦＭ−ＩＦ信号に混入し
た場合、デジタルＦＭ復調手段３０２での、ＦＭ復調が
正しく行われなくなる恐れがある。特に、電圧比較器３
０１に入力されるＦＭ−ＩＦ信号のレベルが低い場合に
顕著になる。上述した問題は、電圧比較器３０１の入力
特性がヒステリシス特性を持つことにより回避できる
が、入力感度が悪化するという問題が新たに発生する。
力電圧にノイズ信号が混入すると、電圧比較器３０１か
らヒステリシスノイズが出力されるという問題があっ
た。このヒステリシスノイズがＦＭ−ＩＦ信号に混入し
た場合、デジタルＦＭ復調手段３０２での、ＦＭ復調が
正しく行われなくなる恐れがある。特に、電圧比較器３
０１に入力されるＦＭ−ＩＦ信号のレベルが低い場合に
顕著になる。上述した問題は、電圧比較器３０１の入力
特性がヒステリシス特性を持つことにより回避できる
が、入力感度が悪化するという問題が新たに発生する。
【００１１】本発明は、上記問題を鑑み、受け取るＦＭ
変調信号の振幅が変化しても、高周波数で動作し、受け
取るＦＭ変調信号が基準電圧に近くてもヒステリシスノ
イズを発生しにくいＦＭ復調器を提供することを目的と
する。
変調信号の振幅が変化しても、高周波数で動作し、受け
取るＦＭ変調信号が基準電圧に近くてもヒステリシスノ
イズを発生しにくいＦＭ復調器を提供することを目的と
する。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明のＦＭ復調器は、
ＦＭ変調信号を受け取り、増幅率に基づき、前記ＦＭ変
調信号を所定のレベルを有するデジタル信号および前記
デジタル信号の反転信号に増幅する増幅手段と、前記デ
ジタル信号を受け取り、前記デジタル信号をＦＭ復調す
るデジタル復調手段と、前記デジタル信号および前記デ
ジタル信号の反転信号を受け取り、前記デジタル信号お
よび前記反転信号の振幅の単位時間における最大値を検
出し、前記最大値に比例した振幅信号を生成する振幅検
出手段と、前記振幅信号に基づき、前記増幅率を変化さ
せる増幅率制御手段とを備え、そのことにより上記目的
を達成する。
ＦＭ変調信号を受け取り、増幅率に基づき、前記ＦＭ変
調信号を所定のレベルを有するデジタル信号および前記
デジタル信号の反転信号に増幅する増幅手段と、前記デ
ジタル信号を受け取り、前記デジタル信号をＦＭ復調す
るデジタル復調手段と、前記デジタル信号および前記デ
ジタル信号の反転信号を受け取り、前記デジタル信号お
よび前記反転信号の振幅の単位時間における最大値を検
出し、前記最大値に比例した振幅信号を生成する振幅検
出手段と、前記振幅信号に基づき、前記増幅率を変化さ
せる増幅率制御手段とを備え、そのことにより上記目的
を達成する。
【００１３】本発明の他のＦＭ復調器は、ＦＭ変調信号
を受け取り、増幅率に基づき、前記ＦＭ変調信号をデジ
タル信号および前記デジタル信号の反転信号に増幅する
差動増幅器と、前記デジタル信号を受け取り、前記デジ
タル信号をＦＭ復調するデジタル復調手段と、スイッチ
ドキャパシタ手段を有するデジタル復調手段であって、
前記デジタル信号および前記反転信号を検波し、スイッ
チドキャパシタ手段により前記検波された信号を加算
し、積分する振幅検出手段と、前記振幅検出手段によっ
て積分された信号に基づいて、前記差動増幅器のバイア
ス電流を変化させ、前記増幅率を変化させる増幅率制御
手段とを備え、そのことにより上記目的を達成する。
を受け取り、増幅率に基づき、前記ＦＭ変調信号をデジ
タル信号および前記デジタル信号の反転信号に増幅する
差動増幅器と、前記デジタル信号を受け取り、前記デジ
タル信号をＦＭ復調するデジタル復調手段と、スイッチ
ドキャパシタ手段を有するデジタル復調手段であって、
前記デジタル信号および前記反転信号を検波し、スイッ
チドキャパシタ手段により前記検波された信号を加算
し、積分する振幅検出手段と、前記振幅検出手段によっ
て積分された信号に基づいて、前記差動増幅器のバイア
ス電流を変化させ、前記増幅率を変化させる増幅率制御
手段とを備え、そのことにより上記目的を達成する。
【００１４】前記デジタル復調手段は、クロック信号を
生成するクロック手段と、前記デジタル信号を前記クロ
ック信号に同期して遅延させる遅延手段と、前記デジタ
ル信号と前記遅延されたデジタル信号とを掛け合わせる
乗算手段と、前記掛け合わされた信号からＦＭ復調信号
以外の帯域の信号を除去するデジタルフィルタとを有し
てもよい。前記乗算手段は、前記増幅手段または差動増
幅器によりデジタル信号レベルヘ変換されたＦＭ−ＩＦ
信号と、前記遅延手段により遅延されたデジタル化ＦＭ
−ＩＦ信号を乗算することにより、ＦＭ復調を行う。前
記増幅手段または前記差動増幅器と、前記デジタル復調
手段と、前記振幅検出手段と、前記増幅率制御手段と
が、１つの半導体基板上に形成されてもよい。
生成するクロック手段と、前記デジタル信号を前記クロ
ック信号に同期して遅延させる遅延手段と、前記デジタ
ル信号と前記遅延されたデジタル信号とを掛け合わせる
乗算手段と、前記掛け合わされた信号からＦＭ復調信号
以外の帯域の信号を除去するデジタルフィルタとを有し
てもよい。前記乗算手段は、前記増幅手段または差動増
幅器によりデジタル信号レベルヘ変換されたＦＭ−ＩＦ
信号と、前記遅延手段により遅延されたデジタル化ＦＭ
−ＩＦ信号を乗算することにより、ＦＭ復調を行う。前
記増幅手段または前記差動増幅器と、前記デジタル復調
手段と、前記振幅検出手段と、前記増幅率制御手段と
が、１つの半導体基板上に形成されてもよい。
【００１５】以下、作用について説明する。
【００１６】本発明のＦＭ復調器および本発明の他のＦ
Ｍ復調器は、ＦＭ−ＩＦ信号の入力レベルが変動して
も、増幅手段の増幅率を制御することによって、高速動
作の妨げになる増幅手段のトランジスタの飽和なしに、
２値化したＦＭ−ＩＦ信号の信号レベルを一定に保つこ
とができる。また、本発明のＦＭ復調器および本発明の
他のＦＭ復調器は、ＦＭ−ＩＦ信号の入力レベルが低い
場合でも、全入力範囲に渡りリニアに増幅を行うので、
電圧比較器部分でのヒステリシスノイズの発生をおさえ
ることができ、高品質のＦＭ復調が実現できる。
Ｍ復調器は、ＦＭ−ＩＦ信号の入力レベルが変動して
も、増幅手段の増幅率を制御することによって、高速動
作の妨げになる増幅手段のトランジスタの飽和なしに、
２値化したＦＭ−ＩＦ信号の信号レベルを一定に保つこ
とができる。また、本発明のＦＭ復調器および本発明の
他のＦＭ復調器は、ＦＭ−ＩＦ信号の入力レベルが低い
場合でも、全入力範囲に渡りリニアに増幅を行うので、
電圧比較器部分でのヒステリシスノイズの発生をおさえ
ることができ、高品質のＦＭ復調が実現できる。
【００１７】
【発明の実施の形態】図１は、本発明の実施形態である
ＦＭ復調器を示すブロック図である。以下に、実施形態
であるＦＭ復調器の構成の一例を図１を用いて説明す
る。
ＦＭ復調器を示すブロック図である。以下に、実施形態
であるＦＭ復調器の構成の一例を図１を用いて説明す
る。
【００１８】図１のＦＭ復調器は、増幅手段１００、振
幅検出手段１２０、増幅率制御手段１４０、およびデジ
タルＦＭ復調手段１６０を備えている。
幅検出手段１２０、増幅率制御手段１４０、およびデジ
タルＦＭ復調手段１６０を備えている。
【００１９】増幅手段１００は、ＦＭ−ＩＦ信号を受け
取り、受け取ったＦＭ−ＩＦ信号を増幅し、あるレベル
を有するデジタル信号、つまりデジタル化されたＦＭ−
ＩＦ信号およびその反転信号を出力する。
取り、受け取ったＦＭ−ＩＦ信号を増幅し、あるレベル
を有するデジタル信号、つまりデジタル化されたＦＭ−
ＩＦ信号およびその反転信号を出力する。
【００２０】デジタルＦＭ復調手段１６０は、増幅手段
１００によってデジタル化されたＦＭ−ＩＦ信号をデジ
タル信号処理によりＦＭ復調し、ＦＭ復調されたＦＭ復
調信号を出力する。
１００によってデジタル化されたＦＭ−ＩＦ信号をデジ
タル信号処理によりＦＭ復調し、ＦＭ復調されたＦＭ復
調信号を出力する。
【００２１】振幅検出手段１２０は、増幅手段１００に
よってデジタル化されたＦＭ−ＩＦ信号およびその反転
信号の振幅の単位時間における最大値を検出し、その最
大値に比例した信号を出力する。
よってデジタル化されたＦＭ−ＩＦ信号およびその反転
信号の振幅の単位時間における最大値を検出し、その最
大値に比例した信号を出力する。
【００２２】増幅率制御手段１４０は、振幅検出手段１
２０から出力された信号を受け取り、その信号の値に応
じて増幅手段１００の増幅率を制御する。
２０から出力された信号を受け取り、その信号の値に応
じて増幅手段１００の増幅率を制御する。
【００２３】図２は、図１のＦＭ復調器の詳細を示した
回路図である。以下に、実施形態であるＦＭ復調器の詳
細な回路の一例を図２を用いて説明する。
回路図である。以下に、実施形態であるＦＭ復調器の詳
細な回路の一例を図２を用いて説明する。
【００２４】図２の増幅手段１００は、ＭＯＳトランジ
スタ１０１〜１０９、１１１、１１２、１１４および１
１５と、キャパシタ１１０および１１３を有している。
スタ１０１〜１０９、１１１、１１２、１１４および１
１５と、キャパシタ１１０および１１３を有している。
【００２５】ＭＯＳトランジスタ１０１、１０２、１０
６、および１０７は、初段のフォールデッドカスコード
型差動増幅器を構成する。ＭＯＳトランジスタ１０１、
１０２、１０６、および１０７は、入力されたＦＭ−Ｉ
Ｆ信号を増幅する。
６、および１０７は、初段のフォールデッドカスコード
型差動増幅器を構成する。ＭＯＳトランジスタ１０１、
１０２、１０６、および１０７は、入力されたＦＭ−Ｉ
Ｆ信号を増幅する。
【００２６】ＭＯＳトランジスタ１０３、１０４、およ
び１０５は、そのフォールデッドカスコード型差動増幅
器のＭＯＳトランジスタにバイアス電流を流す定電流源
を構成する。
び１０５は、そのフォールデッドカスコード型差動増幅
器のＭＯＳトランジスタにバイアス電流を流す定電流源
を構成する。
【００２７】ＭＯＳトランジスタ１０８および１０９
は、そのフォールデッドカスコード型差動増幅器の負荷
となる定電流源を構成する。
は、そのフォールデッドカスコード型差動増幅器の負荷
となる定電流源を構成する。
【００２８】ＭＯＳトランジスタ１１１および１１４
は、次段の差動増幅を行い、増幅したものを、振幅検出
手段１２０およびデジタル復調手段１６０に出力する。
は、次段の差動増幅を行い、増幅したものを、振幅検出
手段１２０およびデジタル復調手段１６０に出力する。
【００２９】ＭＯＳトランジスタ１１２および１１５
は、第２段の差動増幅器の負荷となる定電流源を構成す
る。
は、第２段の差動増幅器の負荷となる定電流源を構成す
る。
【００３０】キャパシタ１１０および１１３は、増幅手
段１００から出力される出力信号の位相補償のためのキ
ャパシタである。
段１００から出力される出力信号の位相補償のためのキ
ャパシタである。
【００３１】図２の振幅検出手段１２０は、ダイオード
１２１および１２２、ＭＯＳトランジスタ１２３〜１３
２、およびキャパシタ１３３〜１３５を有している。
１２１および１２２、ＭＯＳトランジスタ１２３〜１３
２、およびキャパシタ１３３〜１３５を有している。
【００３２】ダイオード１２１および１２２は、増幅手
段１００からの出力信号を受け取り、出力信号のうちの
正の信号をキャパシタ１３３および１３４に出力する。
キャパシタ１３３および１３４は、増幅手段１００から
出力される出力信号の電圧の単位時間における最大値を
保持し、その値を積分キャパシタ１３５に出力する。積
分キャパシタ１３５は、キャパシタ１３３および１３４
からの信号を積分し、保持する。ＭＯＳトランジスタ１
２３〜１３２は、キャパシタ１３３〜１３５を充放電さ
せ、加算・積分動作を行うためのＭＯＳアナログスイッ
チを構成する。
段１００からの出力信号を受け取り、出力信号のうちの
正の信号をキャパシタ１３３および１３４に出力する。
キャパシタ１３３および１３４は、増幅手段１００から
出力される出力信号の電圧の単位時間における最大値を
保持し、その値を積分キャパシタ１３５に出力する。積
分キャパシタ１３５は、キャパシタ１３３および１３４
からの信号を積分し、保持する。ＭＯＳトランジスタ１
２３〜１３２は、キャパシタ１３３〜１３５を充放電さ
せ、加算・積分動作を行うためのＭＯＳアナログスイッ
チを構成する。
【００３３】図２の増幅率制御手段１４０は、ＭＯＳト
ランジスタ１４１〜１４６および１４８と抵抗１４７を
有している。
ランジスタ１４１〜１４６および１４８と抵抗１４７を
有している。
【００３４】ＭＯＳトランジスタ１４６は、ＭＯＳトラ
ンジスタ１１２および１１５とともにカレントミラーを
構成する。ＭＯＳトランジスタ１４６は、ＭＯＳトラン
ジスタ１４６に流れる電流に比例した電流をＭＯＳトラ
ンジスタ１１２および１１５に流すためのバイアス電圧
を発生させる。
ンジスタ１１２および１１５とともにカレントミラーを
構成する。ＭＯＳトランジスタ１４６は、ＭＯＳトラン
ジスタ１４６に流れる電流に比例した電流をＭＯＳトラ
ンジスタ１１２および１１５に流すためのバイアス電圧
を発生させる。
【００３５】ＭＯＳトランジスタ１４２および１４８
は、カレントミラーを構成する。ＭＯＳトランジスタ１
４８は、ＭＯＳトランジスタ１４８に流れる電流に比例
した電流をＭＯＳトランジスタ１４２に流す。
は、カレントミラーを構成する。ＭＯＳトランジスタ１
４８は、ＭＯＳトランジスタ１４８に流れる電流に比例
した電流をＭＯＳトランジスタ１４２に流す。
【００３６】抵抗１４７は、ＭＯＳトランジスタ１４６
および１４８とともに定電流回路を構成する。抵抗１４
７は、ＭＯＳトランジスタ１４６および１４８に常に一
定の電流を流すための抵抗として働く。
および１４８とともに定電流回路を構成する。抵抗１４
７は、ＭＯＳトランジスタ１４６および１４８に常に一
定の電流を流すための抵抗として働く。
【００３７】ＭＯＳトランジスタ１４１は、積分キャパ
シタ１３５の電圧に応じた電流を供給する可変電流源を
構成する。
シタ１３５の電圧に応じた電流を供給する可変電流源を
構成する。
【００３８】ＭＯＳトランジスタ１４３は、ＭＯＳトラ
ンジスタ１０４、１０５および１４４とともにカレント
ミラーを構成する。ＭＯＳトランジスタ１４３は、ＭＯ
Ｓトランジスタ１４１とＭＯＳトランジスタ１４２に流
れる電流の和に比例した電流をＭＯＳトランジスタ１０
４および１０５に流すためのバイアス電圧を供給する。
ンジスタ１０４、１０５および１４４とともにカレント
ミラーを構成する。ＭＯＳトランジスタ１４３は、ＭＯ
Ｓトランジスタ１４１とＭＯＳトランジスタ１４２に流
れる電流の和に比例した電流をＭＯＳトランジスタ１０
４および１０５に流すためのバイアス電圧を供給する。
【００３９】ＭＯＳトランジスタ１４４および１４５
は、ＭＯＳトランジスタ１０３、１０８、および１０９
とともにカレントミラーを構成する。ＭＯＳトランジス
タ１４４および１４５は、ＭＯＳトランジスタ１４３に
流れる電流に比例した電流をＭＯＳトランジスタ１０
３、１０８、および１０９に流すためのバイアス電流を
発生させる。
は、ＭＯＳトランジスタ１０３、１０８、および１０９
とともにカレントミラーを構成する。ＭＯＳトランジス
タ１４４および１４５は、ＭＯＳトランジスタ１４３に
流れる電流に比例した電流をＭＯＳトランジスタ１０
３、１０８、および１０９に流すためのバイアス電流を
発生させる。
【００４０】図２のデジタルＦＭ復調手段１６０は、ク
ロック信号発生部１６１、遅延回路１６２、乗算器１６
３、およびデジタルフィルタ１６４を有している。
ロック信号発生部１６１、遅延回路１６２、乗算器１６
３、およびデジタルフィルタ１６４を有している。
【００４１】遅延回路１６２は、数段のＤ型フリップフ
ロップから構成される。遅延回路１６２は、増幅手段１
００によってデジタル化されたＦＭ−ＩＦ信号をクロッ
ク信号に同期して保持し遅延させ、遅延した同信号を出
力する。
ロップから構成される。遅延回路１６２は、増幅手段１
００によってデジタル化されたＦＭ−ＩＦ信号をクロッ
ク信号に同期して保持し遅延させ、遅延した同信号を出
力する。
【００４２】乗算器１６３は、増幅手段１００によって
デジタル化されたＦＭ−ＩＦ信号と、前記遅延回路１６
２によって遅延された信号を受け取る。乗算器１６３
は、それらの信号をＸＯＲ演算し、その結果である、Ｆ
Ｍ復調信号、ＦＭ−ＩＦ信号の２倍周波数、およびその
高調波を含む信号を出力する。
デジタル化されたＦＭ−ＩＦ信号と、前記遅延回路１６
２によって遅延された信号を受け取る。乗算器１６３
は、それらの信号をＸＯＲ演算し、その結果である、Ｆ
Ｍ復調信号、ＦＭ−ＩＦ信号の２倍周波数、およびその
高調波を含む信号を出力する。
【００４３】デジタルフィルタ１６４は、乗算器１６３
から出力される信号をフィルタ処理し、ＦＭ復調信号の
みを取り出し、出力する。
から出力される信号をフィルタ処理し、ＦＭ復調信号の
みを取り出し、出力する。
【００４４】クロック信号発生部１６１は、前記遅延回
路１６２および前記デジタルフィルタ１６４へ、動作の
基準となるクロック信号を出力する。
路１６２および前記デジタルフィルタ１６４へ、動作の
基準となるクロック信号を出力する。
【００４５】以下に、本実施形態のＦＭ復調器のＦＭ復
調動作を図３を用いて説明する。
調動作を図３を用いて説明する。
【００４６】図３（ａ）は、デジタルＦＭ復調手段１６
０が受け取るデジタル化されたＦＭ−ＩＦ信号を示す図
である。デジタル化されたＦＭ−ＩＦ信号とは、デジタ
ル信号のレベルまで、増幅手段１００である、初段がフ
ォールデッドカスコードで構成された差動増幅器によっ
て増幅された信号であり、すなわち、２値化されたＦＭ
−ＩＦ信号として見なされる。２値化されたＦＭ−ＩＦ
信号は、ＦＭ−ＩＦ信号と同一の基本周波数成分を持
つ。なお、本実施形態では、ＦＭ−ＩＦ信号の周波数を
一般的に用いられる１０．７ＭＨｚとしているが、本発
明のＦＭ復調器が、他の周波数のＦＭ−ＩＦ信号にも適
応できることはいうまでもない。
０が受け取るデジタル化されたＦＭ−ＩＦ信号を示す図
である。デジタル化されたＦＭ−ＩＦ信号とは、デジタ
ル信号のレベルまで、増幅手段１００である、初段がフ
ォールデッドカスコードで構成された差動増幅器によっ
て増幅された信号であり、すなわち、２値化されたＦＭ
−ＩＦ信号として見なされる。２値化されたＦＭ−ＩＦ
信号は、ＦＭ−ＩＦ信号と同一の基本周波数成分を持
つ。なお、本実施形態では、ＦＭ−ＩＦ信号の周波数を
一般的に用いられる１０．７ＭＨｚとしているが、本発
明のＦＭ復調器が、他の周波数のＦＭ−ＩＦ信号にも適
応できることはいうまでもない。
【００４７】２値化されたＦＭ−ＩＦ信号は、振幅検出
手段１２０およびデジタルＦＭ復調手段１６０へ送られ
る。
手段１２０およびデジタルＦＭ復調手段１６０へ送られ
る。
【００４８】デジタルＦＭ復調手段１６０では、２値化
されたＦＭ−ＩＦ信号は、２方に分けられ、一方は乗算
器１６３に直接出力され、もう一方は遅延回路１６２に
て遅延された後、乗算器１６３へ出力される。
されたＦＭ−ＩＦ信号は、２方に分けられ、一方は乗算
器１６３に直接出力され、もう一方は遅延回路１６２に
て遅延された後、乗算器１６３へ出力される。
【００４９】遅延回路１６２では、２値化されたＦＭ−
ＩＦ信号は、ＦＭ−ＩＦ信号周波数の２倍以上のサンプ
リングレートでサンプリングされ、遅延される。
ＩＦ信号は、ＦＭ−ＩＦ信号周波数の２倍以上のサンプ
リングレートでサンプリングされ、遅延される。
【００５０】次に、乗算器１６３で、２値化されたＦＭ
−ＩＦ信号と遅延信号が乗算されることにより、２乗検
波が行われ、２値化されたＦＭ復調信号と２値化された
ＦＭ−ＩＦ信号の高調波成分が混合された信号が発生す
る。図３（ｂ）は、この混合された信号のスペクトルを
示す図である。
−ＩＦ信号と遅延信号が乗算されることにより、２乗検
波が行われ、２値化されたＦＭ復調信号と２値化された
ＦＭ−ＩＦ信号の高調波成分が混合された信号が発生す
る。図３（ｂ）は、この混合された信号のスペクトルを
示す図である。
【００５１】この後、この混合された信号は、デジタル
フィルタ１６４により、フィルタ処理される。図３
（ｂ）に、デジタルフィルタ１６４が通す通過域特性を
波線で示す。デジタルフィルタ１６４を通過した信号を
図３（ｃ）に示す。以下に、図２の増幅手段１００の動
作を説明する。
フィルタ１６４により、フィルタ処理される。図３
（ｂ）に、デジタルフィルタ１６４が通す通過域特性を
波線で示す。デジタルフィルタ１６４を通過した信号を
図３（ｃ）に示す。以下に、図２の増幅手段１００の動
作を説明する。
【００５２】増幅手段１００のＦＭ−ＩＦ信号入力端子
の電圧が上昇すると、ＭＯＳトランジスタ１０１のドレ
イン電流が増加する。ＭＯＳトランジスタ１０１のドレ
インは、ＭＯＳトランジスタ１０６のソースに接続され
ている。また、このＭＯＳトランジスタ１０１のドレイ
ンは、定電流源を構成するＭＯＳトランジスタ１０４の
ドレインにも接続されているので、ＭＯＳトランジスタ
１０１のドレイン電流の増加分だけ、ＭＯＳトランジス
タ１０６のドレイン電流が減少する。この電流の減少に
より、電流源であるＭＯＳトランジスタ１０８のドレイ
ン−ソース間電圧が減少する。ドレイン−ソース間電圧
の変化を、次段のＭＯＳトランジスタ１１１および１１
２で構成される増幅器が増幅し、出力する。
の電圧が上昇すると、ＭＯＳトランジスタ１０１のドレ
イン電流が増加する。ＭＯＳトランジスタ１０１のドレ
インは、ＭＯＳトランジスタ１０６のソースに接続され
ている。また、このＭＯＳトランジスタ１０１のドレイ
ンは、定電流源を構成するＭＯＳトランジスタ１０４の
ドレインにも接続されているので、ＭＯＳトランジスタ
１０１のドレイン電流の増加分だけ、ＭＯＳトランジス
タ１０６のドレイン電流が減少する。この電流の減少に
より、電流源であるＭＯＳトランジスタ１０８のドレイ
ン−ソース間電圧が減少する。ドレイン−ソース間電圧
の変化を、次段のＭＯＳトランジスタ１１１および１１
２で構成される増幅器が増幅し、出力する。
【００５３】上述したＭＯＳトランジスタ１０１、１０
６、１１１および１１２と対をなす、つまり、差動増幅
器の反転側のＭＯＳトランジスタ１０２、１０７、１１
４および１１５の動作も同様である。
６、１１１および１１２と対をなす、つまり、差動増幅
器の反転側のＭＯＳトランジスタ１０２、１０７、１１
４および１１５の動作も同様である。
【００５４】一般的に、ＭＯＳトランジスタを用いた電
圧増幅器では、ＭＯＳトランジスタのゲート−ドレイン
間容量Ｃgdにより、ドレイン電流の変化によるドレイン
電圧がゲートに加わる。これが負のフィードバックにな
り、高周波でのゲインが低下する。
圧増幅器では、ＭＯＳトランジスタのゲート−ドレイン
間容量Ｃgdにより、ドレイン電流の変化によるドレイン
電圧がゲートに加わる。これが負のフィードバックにな
り、高周波でのゲインが低下する。
【００５５】しかし、ＭＯＳトランジスタ１０６のゲー
トは一定電圧のＶbiasに固定されているので、ＭＯＳト
ランジスタ１０１のドレイン電圧は、ドレイン電流に関
わらず一定となる。よって、ドレイン電圧がＣgdにより
フィードバックされず、Ｃgdの影響による高周波でのゲ
インの低下がなくなり、より高速動作が可能となる。
トは一定電圧のＶbiasに固定されているので、ＭＯＳト
ランジスタ１０１のドレイン電圧は、ドレイン電流に関
わらず一定となる。よって、ドレイン電圧がＣgdにより
フィードバックされず、Ｃgdの影響による高周波でのゲ
インの低下がなくなり、より高速動作が可能となる。
【００５６】以下に、図２の振幅検出手段１２０の動作
を図４を用いて説明する。図４は、振幅検出手段１２０
の、ある地点の電圧波形を示す図である。
を図４を用いて説明する。図４は、振幅検出手段１２０
の、ある地点の電圧波形を示す図である。
【００５７】上述したように、振幅検出手段１２０は、
ＭＯＳトランジスタ１２３〜１３２を有している。ＭＯ
Ｓトランジスタ１２３および１２７はａ相のクロック信
号を受け取り、ＭＯＳトランジスタ１２４および１２８
は／ａ相のクロック信号を受け取る。また、ＭＯＳトラ
ンジスタ１２５および１２９はｂ相のクロック信号を受
け取り、ＭＯＳトランジスタ１２６および１３０は／ｂ
相のクロック信号を受け取る。また、ＭＯＳトランジス
タ１３１および１３２はｃ相のクロック信号を受け取
る。それぞれのＭＯＳトランジスタは、スイッチとして
働く。
ＭＯＳトランジスタ１２３〜１３２を有している。ＭＯ
Ｓトランジスタ１２３および１２７はａ相のクロック信
号を受け取り、ＭＯＳトランジスタ１２４および１２８
は／ａ相のクロック信号を受け取る。また、ＭＯＳトラ
ンジスタ１２５および１２９はｂ相のクロック信号を受
け取り、ＭＯＳトランジスタ１２６および１３０は／ｂ
相のクロック信号を受け取る。また、ＭＯＳトランジス
タ１３１および１３２はｃ相のクロック信号を受け取
る。それぞれのＭＯＳトランジスタは、スイッチとして
働く。
【００５８】図４のリセット期間（ａ）において、ＭＯ
Ｓトランジスタ１３１および１３２がＯＮとなり、キャ
パシタ１３３および１３４に蓄積されていた電荷がすべ
て放電される。図４の充電期間（ｂ）では、ＭＯＳトラ
ンジスタ１２３、１２４、１２７および１２８がＯＮに
なる。増幅手段１００から出力される、増幅器反転出力
信号・増幅器非反転出力信号がダイオード１２１および
１２２を介して、キャパシタ１３３および１３４に充電
される。
Ｓトランジスタ１３１および１３２がＯＮとなり、キャ
パシタ１３３および１３４に蓄積されていた電荷がすべ
て放電される。図４の充電期間（ｂ）では、ＭＯＳトラ
ンジスタ１２３、１２４、１２７および１２８がＯＮに
なる。増幅手段１００から出力される、増幅器反転出力
信号・増幅器非反転出力信号がダイオード１２１および
１２２を介して、キャパシタ１３３および１３４に充電
される。
【００５９】ここで、キャパシタ１３３および１３４へ
の充電電流は、ダイオード１２１および１２２により、
キャパシタを充電する方向へしか流れないので、増幅手
段１００からの非反転出力信号の電圧・反転出力信号の
電圧が低下しても、キャパシタ１３３および１３４に
は、充電期間に加わった最大電圧がそれぞれ保持され
る。
の充電電流は、ダイオード１２１および１２２により、
キャパシタを充電する方向へしか流れないので、増幅手
段１００からの非反転出力信号の電圧・反転出力信号の
電圧が低下しても、キャパシタ１３３および１３４に
は、充電期間に加わった最大電圧がそれぞれ保持され
る。
【００６０】加算期間（ｃ）では、ＭＯＳトランジスタ
１２５、１２６、１２９および１３０がＯＮになり、キ
ャパシタ１３３に蓄積された非反転出力信号の電圧の最
大値と、キャパシタ１３４に蓄積された反転出力信号の
電圧の最大値と、積分キャパシタ１３５の電圧とが加算
される。ここで、増幅手段１００に入力されるＦＭ−Ｉ
Ｆ信号をｆ（ｔ）とし、増幅手段１００の増幅率をＡと
し、増幅手段１００の入力換算オフセット電圧をＶoff
とする。
１２５、１２６、１２９および１３０がＯＮになり、キ
ャパシタ１３３に蓄積された非反転出力信号の電圧の最
大値と、キャパシタ１３４に蓄積された反転出力信号の
電圧の最大値と、積分キャパシタ１３５の電圧とが加算
される。ここで、増幅手段１００に入力されるＦＭ−Ｉ
Ｆ信号をｆ（ｔ）とし、増幅手段１００の増幅率をＡと
し、増幅手段１００の入力換算オフセット電圧をＶoff
とする。
【００６１】積分キャパシタに加算される電圧Ｖは、下
式で表すことができる。 Ｖ＝maxim［Ａ｛ｆ（ｔ）＋Ｖoff｝］＋maxim［−Ａ｛ｆ（ｔ）＋Ｖoff｝］ ＝２Ａmaxim｛ｆ（ｔ）｝ 上式から明らかなように、オフセット成分が打ち消され
ており、積分キャパシタに加算される電圧Ｖはオフセッ
ト成分を含まない。つまり、増幅されたＦＭ−ＩＦ信号
の振幅に比例した電圧が積分キャパシタ１３５に加えら
れる。つまり、増幅されたＦＭ−ＩＦ信号の振幅に比例
した電圧の積分値が得られる。
式で表すことができる。 Ｖ＝maxim［Ａ｛ｆ（ｔ）＋Ｖoff｝］＋maxim［−Ａ｛ｆ（ｔ）＋Ｖoff｝］ ＝２Ａmaxim｛ｆ（ｔ）｝ 上式から明らかなように、オフセット成分が打ち消され
ており、積分キャパシタに加算される電圧Ｖはオフセッ
ト成分を含まない。つまり、増幅されたＦＭ−ＩＦ信号
の振幅に比例した電圧が積分キャパシタ１３５に加えら
れる。つまり、増幅されたＦＭ−ＩＦ信号の振幅に比例
した電圧の積分値が得られる。
【００６２】なお、このオフセット成分を打ち消す働き
は、増幅率制御手段１４０によりバイアス電流を変化さ
せる制御を行った場合に発生するオフセット成分の除去
に効果的である。
は、増幅率制御手段１４０によりバイアス電流を変化さ
せる制御を行った場合に発生するオフセット成分の除去
に効果的である。
【００６３】また、この演算・積分動作は、オペアンプ
と抵抗・キャパシタによる加算器・積分器による構成で
も実現可能である。本実施形態では、演算・積分動作を
行うために、スイッチドキャパシタが用いられる。スイ
ッチドキャパシタを構成する構成要素としては、オペア
ンプや高精度の抵抗は不要である。つまり、本実施形態
では、より単純な回路構成で高精度の回路が実現でき
る。
と抵抗・キャパシタによる加算器・積分器による構成で
も実現可能である。本実施形態では、演算・積分動作を
行うために、スイッチドキャパシタが用いられる。スイ
ッチドキャパシタを構成する構成要素としては、オペア
ンプや高精度の抵抗は不要である。つまり、本実施形態
では、より単純な回路構成で高精度の回路が実現でき
る。
【００６４】また、出力信号の精度は、スイッチドキャ
パシタのキャパシタの容量の絶対値によって決定される
のではなく、それぞれのキャパシタの容量の比によって
決定される。例えば、２つのキャパシタの容量の絶対誤
差を小さくすることは難しいが、２つのキャパシタの面
積を変化させること、つまりキャパシタの面積比によ
り、２つのキャパシタの相対精度を高くすることが可能
である。例えば、２つのキャパシタを半導体基板上に構
成することができるので、復調回路全体を一つのＬＳＩ
で実現することが可能である。また、復調回路全体をＬ
ＳＩ内部の１つの機能ブロックとして実現することも可
能である。
パシタのキャパシタの容量の絶対値によって決定される
のではなく、それぞれのキャパシタの容量の比によって
決定される。例えば、２つのキャパシタの容量の絶対誤
差を小さくすることは難しいが、２つのキャパシタの面
積を変化させること、つまりキャパシタの面積比によ
り、２つのキャパシタの相対精度を高くすることが可能
である。例えば、２つのキャパシタを半導体基板上に構
成することができるので、復調回路全体を一つのＬＳＩ
で実現することが可能である。また、復調回路全体をＬ
ＳＩ内部の１つの機能ブロックとして実現することも可
能である。
【００６５】以下に、図２の増幅率制御手段１４０の動
作を説明する。
作を説明する。
【００６６】振幅検出手段１２０から出力された振幅信
号は、ＭＯＳトランジスタ１４１のゲートに入力され
る。増幅されたＦＭ−ＩＦ信号の振幅が大きくなると、
ＭＯＳトランジスタ１４１に流れる電流は多くなり、逆
に増幅されたＦＭ−ＩＦ信号の振幅が小さくなるとＭＯ
Ｓトランジスタ１４１に流れる電流は少なくなる。
号は、ＭＯＳトランジスタ１４１のゲートに入力され
る。増幅されたＦＭ−ＩＦ信号の振幅が大きくなると、
ＭＯＳトランジスタ１４１に流れる電流は多くなり、逆
に増幅されたＦＭ−ＩＦ信号の振幅が小さくなるとＭＯ
Ｓトランジスタ１４１に流れる電流は少なくなる。
【００６７】ＭＯＳトランジスタ１０４、１０５、１４
３、および１４４は、カレントミラーを構成しているの
で、ＭＯＳトランジスタ１４１に流れる電流が変化する
と、ＭＯＳトランジスタ１０４、１０５および１４４に
流れる電流も比例して変化する。
３、および１４４は、カレントミラーを構成しているの
で、ＭＯＳトランジスタ１４１に流れる電流が変化する
と、ＭＯＳトランジスタ１０４、１０５および１４４に
流れる電流も比例して変化する。
【００６８】ＭＯＳトランジスタ１４４、１４５、１０
３、１０８、および１０９もカレントミラーを構成して
おり、ＭＯＳトランジスタ１４１に流れる電流が変化
し、ＭＯＳトランジスタ１４４に流れる電流が変化する
と、これらのトランジスタの電流も比例して変化する。
ここで、ＦＭ−ＩＦ信号の振幅レベルが上がり、増幅手
段１００から出力される出力信号の振幅が大きくなる
と、振幅検出手段１２０から出力される出力信号が上が
り、ＭＯＳトランジスタ１０３、１０４、１０５、１０
８、および１０９に流れる電流が増加する。
３、１０８、および１０９もカレントミラーを構成して
おり、ＭＯＳトランジスタ１４１に流れる電流が変化
し、ＭＯＳトランジスタ１４４に流れる電流が変化する
と、これらのトランジスタの電流も比例して変化する。
ここで、ＦＭ−ＩＦ信号の振幅レベルが上がり、増幅手
段１００から出力される出力信号の振幅が大きくなる
と、振幅検出手段１２０から出力される出力信号が上が
り、ＭＯＳトランジスタ１０３、１０４、１０５、１０
８、および１０９に流れる電流が増加する。
【００６９】この時、増幅手段１００の初段のフォール
デッドカスコード型差動増幅器の負荷となるＭＯＳトラ
ンジスタ１０８および１０９に流れる電流が増加して、
ＭＯＳトランジスタの相互コンダクタンスＧｍＬが増加
する。従って、差動増幅器の増幅率が減少し、出力信号
の振幅が小さくなる。また、負荷となるＭＯＳトランジ
スタが飽和して出力がクリップすることも防ぐ。
デッドカスコード型差動増幅器の負荷となるＭＯＳトラ
ンジスタ１０８および１０９に流れる電流が増加して、
ＭＯＳトランジスタの相互コンダクタンスＧｍＬが増加
する。従って、差動増幅器の増幅率が減少し、出力信号
の振幅が小さくなる。また、負荷となるＭＯＳトランジ
スタが飽和して出力がクリップすることも防ぐ。
【００７０】一方、ＦＭ−ＩＦ信号の振幅レベルが下が
り、増幅手段１００からの出力信号の振幅が小さくなる
と、ＭＯＳトランジスタ１０８および１０９に流れる電
流が減少し、相互コンダクタンスＧｍＬが減少する。従
って、差動増幅器の増幅率が増加し、出力信号の振幅が
大きくなる。この一連の動作により、増幅手段１００に
入力されるＦＭ−ＩＦ信号の振幅が変化しても、増幅手
段１００から出力される出力信号の振幅は一定となる。
り、増幅手段１００からの出力信号の振幅が小さくなる
と、ＭＯＳトランジスタ１０８および１０９に流れる電
流が減少し、相互コンダクタンスＧｍＬが減少する。従
って、差動増幅器の増幅率が増加し、出力信号の振幅が
大きくなる。この一連の動作により、増幅手段１００に
入力されるＦＭ−ＩＦ信号の振幅が変化しても、増幅手
段１００から出力される出力信号の振幅は一定となる。
【００７１】従って、入力振幅レベルによらず安定した
ＦＭ−ＩＦ信号をデジタルＦＭ復調手段に供給できる。
ＦＭ−ＩＦ信号をデジタルＦＭ復調手段に供給できる。
【００７２】図５は、本実施形態のＦＭ復調器と従来例
のＦＭ復調器について、入力信号のレベル変化時におけ
るＦＭ復調後のＳ／Ｎ比をシミュレーションにより求め
たものを示す図である。
のＦＭ復調器について、入力信号のレベル変化時におけ
るＦＭ復調後のＳ／Ｎ比をシミュレーションにより求め
たものを示す図である。
【００７３】本実施形態のＦＭ復調器は、受け取る入力
信号の振幅レベルが変化しても、安定したＦＭ−ＩＦ信
号をデジタルＦＭ復調手段１６０に供給することができ
る。このため、本実施形態のＦＭ復調器は、従来例のＦ
Ｍ復調器に比べて、入力信号のレベルが低いときに、３
ｄｂ以上Ｓ／Ｎ比が高くなる。
信号の振幅レベルが変化しても、安定したＦＭ−ＩＦ信
号をデジタルＦＭ復調手段１６０に供給することができ
る。このため、本実施形態のＦＭ復調器は、従来例のＦ
Ｍ復調器に比べて、入力信号のレベルが低いときに、３
ｄｂ以上Ｓ／Ｎ比が高くなる。
【００７４】また、本実施形態のＦＭ復調器では、高周
波数のＦＭ−ＩＦ信号を扱うことができる。
波数のＦＭ−ＩＦ信号を扱うことができる。
【００７５】なお、本実施形態では、デジタルＦＭ復調
手段１６０として、デジタル遅延検波装置が用いられた
が、デジタル遅延検波装置の代わりに、デジタルＰＬＬ
検波装置、係数型等の復調装置を用いても、上述した効
果が得られる。
手段１６０として、デジタル遅延検波装置が用いられた
が、デジタル遅延検波装置の代わりに、デジタルＰＬＬ
検波装置、係数型等の復調装置を用いても、上述した効
果が得られる。
【００７６】また、本実施形態は、ＭＯＳトランジス
タ、キャパシタ、論理回路等で構成されており、絶対精
度が必要な部分がないことから、ＬＳＩ化が容易であ
る。
タ、キャパシタ、論理回路等で構成されており、絶対精
度が必要な部分がないことから、ＬＳＩ化が容易であ
る。
【００７７】
【発明の効果】本発明のＦＭ復調器は、ＦＭ変調信号を
受け取り、増幅率に基づき信号振幅を、所定のレベルを
有するデジタル信号に増幅する増幅手段と、前記デジタ
ル信号を受け取り、デジタル信号をＦＭ復調するデジタ
ル復調手段と、前記デジタル信号および前記デジタル信
号の反転信号を受け取り、前記デジタル信号および前記
反転信号の振幅の単位時間における最大値を検出し、最
大値に比例した振幅信号を生成する振幅検出手段と、前
記振幅信号に基づき、前記増幅率を変化させる増幅率制
御手段とを備えている。増幅手段の増幅率が、増幅率制
御手段によって、振幅検出手段により検出された振幅の
大きさに基づいて、決定される。このため、本発明のＦ
Ｍ復調器に入力されるＦＭ変調信号のレベルが変化して
も、前記デジタル信号のレベルが一定に保たれる。
受け取り、増幅率に基づき信号振幅を、所定のレベルを
有するデジタル信号に増幅する増幅手段と、前記デジタ
ル信号を受け取り、デジタル信号をＦＭ復調するデジタ
ル復調手段と、前記デジタル信号および前記デジタル信
号の反転信号を受け取り、前記デジタル信号および前記
反転信号の振幅の単位時間における最大値を検出し、最
大値に比例した振幅信号を生成する振幅検出手段と、前
記振幅信号に基づき、前記増幅率を変化させる増幅率制
御手段とを備えている。増幅手段の増幅率が、増幅率制
御手段によって、振幅検出手段により検出された振幅の
大きさに基づいて、決定される。このため、本発明のＦ
Ｍ復調器に入力されるＦＭ変調信号のレベルが変化して
も、前記デジタル信号のレベルが一定に保たれる。
【００７８】本発明の他のＦＭ復調器は、ＦＭ変調信号
を受け取り、増幅率に基づき、前記ＦＭ変調信号をデジ
タル信号および前記デジタル信号の反転信号に増幅する
差動増幅器と、前記デジタル信号を受け取り、前記デジ
タル信号をＦＭ復調するデジタル復調手段と、スイッチ
ドキャパシタ手段を有するデジタル復調手段であって、
前記デジタル信号および前記反転信号を検波し、スイッ
チドキャパシタ手段により前記検波された信号を加算
し、積分する振幅検出手段と、前記振幅検出手段によっ
て積分された信号に基づいて、前記差動増幅器のバイア
ス電流を変化させ、前記増幅率を変化させる増幅率制御
手段とを備えている。このため、本発明の他のＦＭ復調
器に入力されるＦＭ変調信号のレベルが変化しても、前
記デジタル信号のレベルが一定に保たれる。
を受け取り、増幅率に基づき、前記ＦＭ変調信号をデジ
タル信号および前記デジタル信号の反転信号に増幅する
差動増幅器と、前記デジタル信号を受け取り、前記デジ
タル信号をＦＭ復調するデジタル復調手段と、スイッチ
ドキャパシタ手段を有するデジタル復調手段であって、
前記デジタル信号および前記反転信号を検波し、スイッ
チドキャパシタ手段により前記検波された信号を加算
し、積分する振幅検出手段と、前記振幅検出手段によっ
て積分された信号に基づいて、前記差動増幅器のバイア
ス電流を変化させ、前記増幅率を変化させる増幅率制御
手段とを備えている。このため、本発明の他のＦＭ復調
器に入力されるＦＭ変調信号のレベルが変化しても、前
記デジタル信号のレベルが一定に保たれる。
【図１】本発明の実施形態であるＦＭ復調器を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図２】図１のＦＭ復調器の詳細を示した回路図であ
る。
る。
【図３】（ａ）は、デジタルＦＭ復調手段１６０が受け
取るデジタル化されたＦＭ−ＩＦ信号を示す図であり、
（ｂ）は、混合された信号のスペクトルを示す図であ
り、（ｃ）は、デジタルフィルタ１６４を通過した信号
を示す図である。
取るデジタル化されたＦＭ−ＩＦ信号を示す図であり、
（ｂ）は、混合された信号のスペクトルを示す図であ
り、（ｃ）は、デジタルフィルタ１６４を通過した信号
を示す図である。
【図４】振幅検出手段１２０の、ある地点の電圧波形を
示す図である。
示す図である。
【図５】本実施形態のＦＭ復調器と従来例のＦＭ復調器
について、入力信号のレベル変化時におけるＦＭ復調後
のＳ／Ｎ比をシミュレーションにより求めたものを示す
図である。
について、入力信号のレベル変化時におけるＦＭ復調後
のＳ／Ｎ比をシミュレーションにより求めたものを示す
図である。
【図６】従来のデジタル処理により復調するＦＭ復調器
を示す図である。
を示す図である。
１００ 増幅手段 １０１〜１０９、１１１〜１１２、１１４〜１１５ Ｍ
ＯＳトランジスタ １１０、１１３ キャパシタ １２０ 振幅検出手段 １２１、１２２ ダイオード １２３〜１３２ ＭＯＳトランジスタ １３３、１３４ キャパシタ １３５ 積分キャパシタ １４０ 増幅率制御手段 １４１〜１４６、１４８ ＭＯＳトランジスタ １４７ 電流制限抵抗 １６０ デジタルＦＭ復調手段 １６１ クロック信号発生部 １６２ 遅延回路 １６３ 乗算器 １６４ デジタルフィルタ ３０１ 電圧比較器 ３０２ デジタルＦＭ復調手段
ＯＳトランジスタ １１０、１１３ キャパシタ １２０ 振幅検出手段 １２１、１２２ ダイオード １２３〜１３２ ＭＯＳトランジスタ １３３、１３４ キャパシタ １３５ 積分キャパシタ １４０ 増幅率制御手段 １４１〜１４６、１４８ ＭＯＳトランジスタ １４７ 電流制限抵抗 １６０ デジタルＦＭ復調手段 １６１ クロック信号発生部 １６２ 遅延回路 １６３ 乗算器 １６４ デジタルフィルタ ３０１ 電圧比較器 ３０２ デジタルＦＭ復調手段
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成１１年５月７日
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】請求項２
【補正方法】変更
【補正内容】
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１３
【補正方法】変更
【補正内容】
【００１３】本発明の他のＦＭ復調器は、ＦＭ変調信号
を受け取り、増幅率に基づき、前記ＦＭ変調信号をデジ
タル信号および前記デジタル信号の反転信号に増幅する
差動増幅器と、前記デジタル信号を受け取り、前記デジ
タル信号をＦＭ復調するデジタル復調手段と、スイッチ
ドキャパシタ手段を有する振幅検出手段であって、前記
デジタル信号および前記反転信号を検波し、スイッチド
キャパシタ手段により前記検波された信号を加算し、積
分する振幅検出手段と、前記振幅検出手段によって積分
された信号に基づいて、前記差動増幅器のバイアス電流
を変化させ、前記増幅率を変化させる増幅率制御手段と
を備え、そのことにより上記目的を達成する。
を受け取り、増幅率に基づき、前記ＦＭ変調信号をデジ
タル信号および前記デジタル信号の反転信号に増幅する
差動増幅器と、前記デジタル信号を受け取り、前記デジ
タル信号をＦＭ復調するデジタル復調手段と、スイッチ
ドキャパシタ手段を有する振幅検出手段であって、前記
デジタル信号および前記反転信号を検波し、スイッチド
キャパシタ手段により前記検波された信号を加算し、積
分する振幅検出手段と、前記振幅検出手段によって積分
された信号に基づいて、前記差動増幅器のバイアス電流
を変化させ、前記増幅率を変化させる増幅率制御手段と
を備え、そのことにより上記目的を達成する。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００７８
【補正方法】変更
【補正内容】
【００７８】本発明の他のＦＭ復調器は、ＦＭ変調信号
を受け取り、増幅率に基づき、前記ＦＭ変調信号をデジ
タル信号および前記デジタル信号の反転信号に増幅する
差動増幅器と、前記デジタル信号を受け取り、前記デジ
タル信号をＦＭ復調するデジタル復調手段と、スイッチ
ドキャパシタ手段を有する振幅検出手段であって、前記
デジタル信号および前記反転信号を検波し、スイッチド
キャパシタ手段により前記検波された信号を加算し、積
分する振幅検出手段と、前記振幅検出手段によって積分
された信号に基づいて、前記差動増幅器のバイアス電流
を変化させ、前記増幅率を変化させる増幅率制御手段と
を備えている。このため、本発明の他のＦＭ復調器に入
力されるＦＭ変調信号のレベルが変化しても、前記デジ
タル信号のレベルが一定に保たれる。
を受け取り、増幅率に基づき、前記ＦＭ変調信号をデジ
タル信号および前記デジタル信号の反転信号に増幅する
差動増幅器と、前記デジタル信号を受け取り、前記デジ
タル信号をＦＭ復調するデジタル復調手段と、スイッチ
ドキャパシタ手段を有する振幅検出手段であって、前記
デジタル信号および前記反転信号を検波し、スイッチド
キャパシタ手段により前記検波された信号を加算し、積
分する振幅検出手段と、前記振幅検出手段によって積分
された信号に基づいて、前記差動増幅器のバイアス電流
を変化させ、前記増幅率を変化させる増幅率制御手段と
を備えている。このため、本発明の他のＦＭ復調器に入
力されるＦＭ変調信号のレベルが変化しても、前記デジ
タル信号のレベルが一定に保たれる。
Claims (4)
- 【請求項１】 ＦＭ変調信号を受け取り、増幅率に基づ
き、該ＦＭ変調信号を所定のレベルを有するデジタル信
号および該デジタル信号の反転信号に増幅する増幅手段
と、 該デジタル信号を受け取り、該デジタル信号をＦＭ復調
するデジタル復調手段と、 該デジタル信号および該デジタル信号の反転信号を受け
取り、該デジタル信号および該反転信号の振幅の単位時
間における最大値を検出し、該最大値に比例した振幅信
号を生成する振幅検出手段と、 該振幅信号に基づき、該増幅率を変化させる増幅率制御
手段と、 を備えたＦＭ復調器。 - 【請求項２】 ＦＭ変調信号を受け取り、増幅率に基づ
き、該ＦＭ変調信号をデジタル信号および該デジタル信
号の反転信号に増幅する差動増幅器と、 該デジタル信号を受け取り、該デジタル信号をＦＭ復調
するデジタル復調手段と、 スイッチドキャパシタ手段を有するデジタル復調手段で
あって、該デジタル信号および該反転信号を検波し、ス
イッチドキャパシタ手段により該検波された信号を加算
し、積分する振幅検出手段と、 該振幅検出手段によって積分された信号に基づいて、該
差動増幅器のバイアス電流を変化させ、該増幅率を変化
させる増幅率制御手段と、 を備えたＦＭ復調器。 - 【請求項３】 前記デジタル復調手段は、 クロック信号を生成するクロック手段と、 前記デジタル信号を該クロック信号に同期して遅延させ
る遅延手段と、 該デジタル信号と該遅延されたデジタル信号とを掛け合
わせる乗算手段と、 該掛け合わされた信号からＦＭ復調信号以外の帯域の信
号を除去するデジタルフィルタと、 を有する請求項１または２に記載のＦＭ復調器。 - 【請求項４】 前記増幅手段または前記差動増幅器と、
前記デジタル復調手段と、前記振幅検出手段と、前記増
幅率制御手段とが、１つの半導体基板上に形成される、
請求項１〜３のうちの１つに記載のＦＭ復調器。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10121546A JPH11317626A (ja) | 1998-04-30 | 1998-04-30 | Ｆｍ復調器 |
| US09/300,838 US6121829A (en) | 1998-04-30 | 1999-04-28 | Frequency demodulator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10121546A JPH11317626A (ja) | 1998-04-30 | 1998-04-30 | Ｆｍ復調器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11317626A true JPH11317626A (ja) | 1999-11-16 |
Family
ID=14813936
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10121546A Withdrawn JPH11317626A (ja) | 1998-04-30 | 1998-04-30 | Ｆｍ復調器 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6121829A (ja) |
| JP (1) | JPH11317626A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6639458B2 (en) | 2001-04-24 | 2003-10-28 | Alps Electric Co., Ltd. | FM demodulator capable of providing demodulated data with high determination accuracy |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3518430B2 (ja) * | 1999-07-12 | 2004-04-12 | 三菱電機株式会社 | デジタルｆｍ復調器 |
| JP3666377B2 (ja) * | 2000-09-27 | 2005-06-29 | 株式会社デンソー | 演算増幅器 |
| JP2003234629A (ja) * | 2002-02-12 | 2003-08-22 | Hitachi Ltd | 自動利得調整回路及びそれを用いた増幅器 |
| EP1643704B1 (en) * | 2004-09-30 | 2007-10-31 | Sony Deutschland GmbH | Frequency-shift-keying demodulator and method of frequency-shift-keying |
| KR100596005B1 (ko) * | 2004-11-30 | 2006-07-05 | 한국전자통신연구원 | 복조 회로 |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4839905A (en) * | 1986-04-30 | 1989-06-13 | Conklin Instrument Corporation | Multirate automatic equalizer |
| CA2106439A1 (en) * | 1992-11-13 | 1994-05-14 | Yusuke Ota | Burst mode digital data receiver |
| JPH06188638A (ja) * | 1992-12-18 | 1994-07-08 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Ｆｍ復調器 |
| US6041084A (en) * | 1997-08-15 | 2000-03-21 | Lucent Technologies, Inc. | Circuit for optimal signal slicing in a binary receiver |
| JPH11191741A (ja) * | 1997-12-25 | 1999-07-13 | Sharp Corp | Ｆｍ多重放送受信機のｆｍ多重信号復調回路ブロック |
-
1998
- 1998-04-30 JP JP10121546A patent/JPH11317626A/ja not_active Withdrawn
-
1999
- 1999-04-28 US US09/300,838 patent/US6121829A/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6639458B2 (en) | 2001-04-24 | 2003-10-28 | Alps Electric Co., Ltd. | FM demodulator capable of providing demodulated data with high determination accuracy |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6121829A (en) | 2000-09-19 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Application deemed to be withdrawn because no request for examination was validly filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20050705 |