JP3462408B2 - 直流帰還回路 - Google Patents
直流帰還回路Info
- Publication number
- JP3462408B2 JP3462408B2 JP33475598A JP33475598A JP3462408B2 JP 3462408 B2 JP3462408 B2 JP 3462408B2 JP 33475598 A JP33475598 A JP 33475598A JP 33475598 A JP33475598 A JP 33475598A JP 3462408 B2 JP3462408 B2 JP 3462408B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- filter
- output
- resistor
- signal
- input
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Superheterodyne Receivers (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、例えば移動体通
信やデジタル放送などのＲＦ変調信号のうち、無信号期
間を有するＲＦ変調信号を検波するための検波部に係
り、検波出力に生じる直流オフセットを低減させる直流
帰還回路に関する。
信やデジタル放送などのＲＦ変調信号のうち、無信号期
間を有するＲＦ変調信号を検波するための検波部に係
り、検波出力に生じる直流オフセットを低減させる直流
帰還回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】例えば、移動体通信やデジタル放送など
の受信機には、ＲＦ変調信号を検波してベースバンド信
号を取り出すための検波回路が用いられている。図６は
この検波部を簡略的に表記したものである。すなわち、
入力端子１から入力されるＲＦ変調信号をミキサー２で
検波を行い、不要成分除去のためのベースバンドフィル
タ５を介して、出力端子６から所望のベースバンド信号
を出力する。ここで、周波数変換キャリア入力３より、
検波のための変換キャリアをミキサー２に供給する。
の受信機には、ＲＦ変調信号を検波してベースバンド信
号を取り出すための検波回路が用いられている。図６は
この検波部を簡略的に表記したものである。すなわち、
入力端子１から入力されるＲＦ変調信号をミキサー２で
検波を行い、不要成分除去のためのベースバンドフィル
タ５を介して、出力端子６から所望のベースバンド信号
を出力する。ここで、周波数変換キャリア入力３より、
検波のための変換キャリアをミキサー２に供給する。
【０００３】この検波部においては、特に周波数が高い
ときは、周波数変換キャリアがミキサー２のＲＦ変調信
号入力に漏れ込みやすく、これがミキサー２で検波され
てしまうと、ミキサー２の出力に直流オフセットが生じ
る。特にこれらの回路をＩＣ化した場合などは、回路素
子ペアのミスマッチによっても直流オフセットが生じ
る。また、ミキサー２の後段に配置すべきベースバンド
フィルタ５などをＩＣ内蔵化する場合、この回路が新た
な直流オフセットを生む要因となる。特に挿入された回
路が信号増幅作用を有する場合は、ミキサー２の出力で
の直流オフセットが増幅されてしまう。
ときは、周波数変換キャリアがミキサー２のＲＦ変調信
号入力に漏れ込みやすく、これがミキサー２で検波され
てしまうと、ミキサー２の出力に直流オフセットが生じ
る。特にこれらの回路をＩＣ化した場合などは、回路素
子ペアのミスマッチによっても直流オフセットが生じ
る。また、ミキサー２の後段に配置すべきベースバンド
フィルタ５などをＩＣ内蔵化する場合、この回路が新た
な直流オフセットを生む要因となる。特に挿入された回
路が信号増幅作用を有する場合は、ミキサー２の出力で
の直流オフセットが増幅されてしまう。
【０００４】以上のように、検波出力以降のベースバン
ド信号伝送経路においては、多くの直流オフセットの発
生要因があるが、近年の省電力化の傾向から使用される
電源電圧が低くなっており、これらの直流オフセットが
信号のダイナミックレンジを圧迫するようになってき
た。
ド信号伝送経路においては、多くの直流オフセットの発
生要因があるが、近年の省電力化の傾向から使用される
電源電圧が低くなっており、これらの直流オフセットが
信号のダイナミックレンジを圧迫するようになってき
た。
【０００５】ベースバンド信号を処理する上において
は、出力をＡＣ結合することができない場合が多いが、
これらの信号が無信号期間を有する場合は、この無信号
期間に直流オフセット量を検出して、直流帰還ループを
構成し、無信号期間以外には前記検出結果を保持するこ
とで、直流オフセットの抑圧が可能である。
は、出力をＡＣ結合することができない場合が多いが、
これらの信号が無信号期間を有する場合は、この無信号
期間に直流オフセット量を検出して、直流帰還ループを
構成し、無信号期間以外には前記検出結果を保持するこ
とで、直流オフセットの抑圧が可能である。
【０００６】これらの直流オフセットを抑圧させるため
の方策としては、例えば特開平９−２８４１６０号公報
に記載する方法が有効である。この公知例においては、
検波ミキサの出力部において直流オフセットを抑圧する
ので、この検波回路の後段にゲイン段があっても出力で
直流オフセットが増幅され、信号のダイナミックレンジ
を圧迫されることもない。
の方策としては、例えば特開平９−２８４１６０号公報
に記載する方法が有効である。この公知例においては、
検波ミキサの出力部において直流オフセットを抑圧する
ので、この検波回路の後段にゲイン段があっても出力で
直流オフセットが増幅され、信号のダイナミックレンジ
を圧迫されることもない。
【０００７】上記した公報では、無信号期間を有する場
合の直流帰還ループには触れられていないが、直流オフ
セット検出手段をサンプルホールド回路で構成し、無信
号期間に直流帰還ループを働かせ、無信号期間以外には
検出した直流オフセット量に応じた量を保持させるよう
にすればよい。
合の直流帰還ループには触れられていないが、直流オフ
セット検出手段をサンプルホールド回路で構成し、無信
号期間に直流帰還ループを働かせ、無信号期間以外には
検出した直流オフセット量に応じた量を保持させるよう
にすればよい。
【０００８】このため上記公報に示すように、できるだ
け検波ミキサの出力に近い部分に帰還をかけ、直流帰還
ループの中にベースバンドフィルタを取り込むことがで
きれば、直流オフセットは有効に抑圧できる。
け検波ミキサの出力に近い部分に帰還をかけ、直流帰還
ループの中にベースバンドフィルタを取り込むことがで
きれば、直流オフセットは有効に抑圧できる。
【０００９】ところが、直流帰還ループの支配極の他に
ベースバンドフィルタの支配極が追加されてしまうと、
帰還ループが不安定になりやすくなる。これらの極のう
ち片方が他方に比べて十分低い周波数にあれば問題ない
が、これらの極同士は近接しやすい。何故ならば、ベー
スバンドフィルタの支配極は取り扱うベースバンド信号
の帯域により決まるものであり、また帰還ループの支配
極は応答特性から決めるべきものであるため、双方とも
設計の自由度が少ないからである。
ベースバンドフィルタの支配極が追加されてしまうと、
帰還ループが不安定になりやすくなる。これらの極のう
ち片方が他方に比べて十分低い周波数にあれば問題ない
が、これらの極同士は近接しやすい。何故ならば、ベー
スバンドフィルタの支配極は取り扱うベースバンド信号
の帯域により決まるものであり、また帰還ループの支配
極は応答特性から決めるべきものであるため、双方とも
設計の自由度が少ないからである。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】以上説明したように、
無信号期間に働かせる直流帰還ループ内にベースバンド
フィルタがあると、帰還ループが不安定になるため発振
などが生じ、信号出力で発生する直流オフセットを有効
に抑圧できないという問題点があった。
無信号期間に働かせる直流帰還ループ内にベースバンド
フィルタがあると、帰還ループが不安定になるため発振
などが生じ、信号出力で発生する直流オフセットを有効
に抑圧できないという問題点があった。
【００１１】この発明は、無信号期間に働かせる帰還ル
ープ内にベースバンドフィルタがあっても、安定に直流
オフセットを抑圧させることができるような直流帰還回
路を提供することを目的とする。
ープ内にベースバンドフィルタがあっても、安定に直流
オフセットを抑圧させることができるような直流帰還回
路を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
めにこの発明では、無信号期間に直流帰還を行う直流帰
還回路において、入力端子より入力される入力信号を、
フィルタを介して出力端子より出力させるとともに、前
記無信号期間には前記出力端子に生じる直流成分と基準
電圧との差を検出して、前記出力端子より出力される直
流成分が前記基準電圧となるように、前記フィルタ前段
の直流成分を可変させる直流帰還ループを働かせるとと
もに、前記フィルタの直流ゲインを変更させずに周波数
特性を変更することにより前記直流帰還ループを安定化
させ、前記無信号期間以外には前記出力信号の直流成分
と前記基準電圧との差を保持させることにより、全ての
期間に前記出力端子に生じる直流成分を、前記基準電圧
に等しくしてなることを特徴とする。
めにこの発明では、無信号期間に直流帰還を行う直流帰
還回路において、入力端子より入力される入力信号を、
フィルタを介して出力端子より出力させるとともに、前
記無信号期間には前記出力端子に生じる直流成分と基準
電圧との差を検出して、前記出力端子より出力される直
流成分が前記基準電圧となるように、前記フィルタ前段
の直流成分を可変させる直流帰還ループを働かせるとと
もに、前記フィルタの直流ゲインを変更させずに周波数
特性を変更することにより前記直流帰還ループを安定化
させ、前記無信号期間以外には前記出力信号の直流成分
と前記基準電圧との差を保持させることにより、全ての
期間に前記出力端子に生じる直流成分を、前記基準電圧
に等しくしてなることを特徴とする。
【００１３】このような手段により、無信号期間には直
流帰還ループが働き、フィルタの周波数特性を変更させ
ることにより、帰還ループを安定させることができるの
で、出力端子の直流オフセットを安定に抑圧でき、無信
号期間以外には、全期間の直流オフセットの抑圧が可能
となる。
流帰還ループが働き、フィルタの周波数特性を変更させ
ることにより、帰還ループを安定させることができるの
で、出力端子の直流オフセットを安定に抑圧でき、無信
号期間以外には、全期間の直流オフセットの抑圧が可能
となる。
【００１４】
【発明の実施の形態】以下、この発明の実施の形態につ
いて、図面を参照しながら詳細に説明する。図１は、こ
の発明の一実施の形態について説明するためのシステム
図である。図１において、無信号期間を有するＲＦ変調
信号を、入力端子１より入力信号として入力し、これを
ミキサー２で検波を行う。入力信号の直流成分を直流レ
ベルシフト回路４により可変し、ベースバンドフィルタ
５に供給する。ベースバンドフィルタ５では、不要成分
除去を行い、出力端子６より所望のベースバンド信号を
出力する。入力端子３には、検波のための周波数変換キ
ャリアを供給し、これをミキサー２に供給する。
いて、図面を参照しながら詳細に説明する。図１は、こ
の発明の一実施の形態について説明するためのシステム
図である。図１において、無信号期間を有するＲＦ変調
信号を、入力端子１より入力信号として入力し、これを
ミキサー２で検波を行う。入力信号の直流成分を直流レ
ベルシフト回路４により可変し、ベースバンドフィルタ
５に供給する。ベースバンドフィルタ５では、不要成分
除去を行い、出力端子６より所望のベースバンド信号を
出力する。入力端子３には、検波のための周波数変換キ
ャリアを供給し、これをミキサー２に供給する。
【００１５】ベースバンドフィルタ５の出力であるベー
スバンド信号は、可変利得アンプＧＡとホールドコンデ
ンサＣにより構成されるサンプルホールド回路７にも供
給する。サンプルホールド回路７では、制御端子８に供
給される無信号期間をサンプル期間とするサンプルホー
ルド信号に基づいて、サンプル時にはベースバンド信号
の直流成分を検出し、無信号期間以外のホールド時には
検出結果を保持する。サンプルホールド信号は、ベース
バンドフィルタ５にも供給して、無信号期間には直流ゲ
インを変更させずに周波数特性を変化させる。
スバンド信号は、可変利得アンプＧＡとホールドコンデ
ンサＣにより構成されるサンプルホールド回路７にも供
給する。サンプルホールド回路７では、制御端子８に供
給される無信号期間をサンプル期間とするサンプルホー
ルド信号に基づいて、サンプル時にはベースバンド信号
の直流成分を検出し、無信号期間以外のホールド時には
検出結果を保持する。サンプルホールド信号は、ベース
バンドフィルタ５にも供給して、無信号期間には直流ゲ
インを変更させずに周波数特性を変化させる。
【００１６】比較器９では、サンプルホールド回路７に
より保持された検出結果を供給し、これと基準電位Ｖｒ
ｅｆとを一致させるように直流レベルシフト回路４の直
流成分の可変を行う。
より保持された検出結果を供給し、これと基準電位Ｖｒ
ｅｆとを一致させるように直流レベルシフト回路４の直
流成分の可変を行う。
【００１７】このシステムでは、ミキサー２とベースバ
ンドフィルタ５により出力端子６に生じる直流成分を、
無信号期間にサンプルホールド回路７により検出し、ホ
ールドコンデンサＣに蓄積し、無信号期間以外にはホー
ルドコンデンサＣに蓄積された直流成分を保持する。保
持された直流成分を比較器９にて基準電圧Ｖｒｅｆと比
較し、比較結果に応じた制御信号を出力する。この制御
信号を元にベースバンド信号経路に挿入された直流レベ
ルシフト回路４により出力直流オフセットを抑圧させる
よう、直流成分のレベルシフトを行う。
ンドフィルタ５により出力端子６に生じる直流成分を、
無信号期間にサンプルホールド回路７により検出し、ホ
ールドコンデンサＣに蓄積し、無信号期間以外にはホー
ルドコンデンサＣに蓄積された直流成分を保持する。保
持された直流成分を比較器９にて基準電圧Ｖｒｅｆと比
較し、比較結果に応じた制御信号を出力する。この制御
信号を元にベースバンド信号経路に挿入された直流レベ
ルシフト回路４により出力直流オフセットを抑圧させる
よう、直流成分のレベルシフトを行う。
【００１８】このような制御を行うことにより、無信号
期間には直流帰還ループが働き、フィルタの周波数特性
を変更させることにより、帰還ループを安定させること
ができるので、信号出力端子６の直流オフセットを安定
に抑圧でき、無信号期間以外には直流レベルシフト回路
４の制御信号が保持状態となるので、全期間の直流オフ
セットの抑圧が可能となる。
期間には直流帰還ループが働き、フィルタの周波数特性
を変更させることにより、帰還ループを安定させること
ができるので、信号出力端子６の直流オフセットを安定
に抑圧でき、無信号期間以外には直流レベルシフト回路
４の制御信号が保持状態となるので、全期間の直流オフ
セットの抑圧が可能となる。
【００１９】なお、フィルタの周波数特性が変更されて
も、無信号期間であるので後段の信号処理には影響な
い。ただし、無信号期間と無信号期間以外におけるフィ
ルタの直流ゲインは略々同一でなくてはならない。
も、無信号期間であるので後段の信号処理には影響な
い。ただし、無信号期間と無信号期間以外におけるフィ
ルタの直流ゲインは略々同一でなくてはならない。
【００２０】次に、図２、図３を用いて図１のベースバ
ンドフィルタ５による周波数特性制御の具体例について
説明する。
ンドフィルタ５による周波数特性制御の具体例について
説明する。
【００２１】まず、図２を用いてベースバンドフィルタ
５の具体的な回路例について説明する。すなわち、一端
が前段のレベルシフト回路４の出力が供給される入力端
子１１に接続された抵抗Ｒ１の他端は、抵抗Ｒ２，Ｒ３
それにコンデンサＣ１のそれぞれ一端に接続する。コン
デンサＣ１の他端は、スイッチＳ１を介して接地する。
抵抗Ｒ２の他端は、非反転入力が接地されたオペアンプ
ＯＰの反転入力に接続するとともに、コンデンサＣ２の
一端に接続する。抵抗Ｒ１の他端は、オペアンプＯＰの
出力と出力端子１２との間に接続する。コンデンサＣ２
の他端は、スイッチＳ２を介して出力端子１２に接続す
る。なお、スイッチＳ１，Ｓ２は入力端子８に供給され
るホールド信号に基づいてオン、オフ制御を行う。
５の具体的な回路例について説明する。すなわち、一端
が前段のレベルシフト回路４の出力が供給される入力端
子１１に接続された抵抗Ｒ１の他端は、抵抗Ｒ２，Ｒ３
それにコンデンサＣ１のそれぞれ一端に接続する。コン
デンサＣ１の他端は、スイッチＳ１を介して接地する。
抵抗Ｒ２の他端は、非反転入力が接地されたオペアンプ
ＯＰの反転入力に接続するとともに、コンデンサＣ２の
一端に接続する。抵抗Ｒ１の他端は、オペアンプＯＰの
出力と出力端子１２との間に接続する。コンデンサＣ２
の他端は、スイッチＳ２を介して出力端子１２に接続す
る。なお、スイッチＳ１，Ｓ２は入力端子８に供給され
るホールド信号に基づいてオン、オフ制御を行う。
【００２２】このバンドパスフィルタは２次のアクティ
ブローパスフィルタであり、無信号期間以外にはスイッ
チＳ１，Ｓ２は共に短絡している。この場合の伝達関数
は次のようになる。
ブローパスフィルタであり、無信号期間以外にはスイッ
チＳ１，Ｓ２は共に短絡している。この場合の伝達関数
は次のようになる。
【００２３】Ｖｏ／Ｖｉ＝−（Ｒ３／Ｒ１）／［ｓ2 Ｃ
１Ｃ２Ｒ２Ｒ３＋ｓＣ２Ｒ２Ｒ３｛（１／Ｒ１）＋（１
／Ｒ２）＋（１／Ｒ３）｝＋１］ 無信号期間には、スイッチＳ１，Ｓ２は共に開放させる
ので、伝達関数が次のように変化する。
１Ｃ２Ｒ２Ｒ３＋ｓＣ２Ｒ２Ｒ３｛（１／Ｒ１）＋（１
／Ｒ２）＋（１／Ｒ３）｝＋１］ 無信号期間には、スイッチＳ１，Ｓ２は共に開放させる
ので、伝達関数が次のように変化する。
【００２４】Ｖｏ／Ｖｉ＝−（Ｒ３／Ｒ１）
よって、無信号期間にはこのフィルタは単なる増幅器と
なるので、周波数特性を変化させることができる。また
直流ゲインは全期間変化しない。
なるので、周波数特性を変化させることができる。また
直流ゲインは全期間変化しない。
【００２５】次にこの制御により、直流帰還ループがど
のようにして安定化できるかを説明する。図３（ａ）
は、ベースバンドフィルタ５の周波数特性である。信号
期間には、実線のごとく低域通過特性を示すが、無信号
期間には、周波数特性のフラットな増幅器となる。図３
（ｂ）は、無信号期間に働く直流帰還ループのオープン
ループ特性である。この場合、第１のポールがベースバ
ンドフィルタの極となっている。第２のポールは帰還ル
ープ内の他の支配極であり、例えばサンプルホールド回
路のホールド容量などによるものである。図の実線は、
位相余裕が足りず、帰還ループが安定でないことを示し
ている。しかしベースバンドフィルタの周波数特性が制
御されることにより、第１のポールの位置が破線のごと
く変わり、帰還ループを安定化させることができる。
のようにして安定化できるかを説明する。図３（ａ）
は、ベースバンドフィルタ５の周波数特性である。信号
期間には、実線のごとく低域通過特性を示すが、無信号
期間には、周波数特性のフラットな増幅器となる。図３
（ｂ）は、無信号期間に働く直流帰還ループのオープン
ループ特性である。この場合、第１のポールがベースバ
ンドフィルタの極となっている。第２のポールは帰還ル
ープ内の他の支配極であり、例えばサンプルホールド回
路のホールド容量などによるものである。図の実線は、
位相余裕が足りず、帰還ループが安定でないことを示し
ている。しかしベースバンドフィルタの周波数特性が制
御されることにより、第１のポールの位置が破線のごと
く変わり、帰還ループを安定化させることができる。
【００２６】また、図３の（ｃ）と（ｄ）は、ベースバ
ンドフィルタの極が直流帰還ループ内の他の支配極より
も高域であった場合の説明図である。図３（ｃ）はベー
スバンドフィルタの周波数特性であり、図３（ｄ）は無
信号期間に働く直流帰還ループのオープンループ特性で
ある。この場合も、ベースバンドフィルタの周波数特性
制御により、帰還ループを安定化させることができる。
ンドフィルタの極が直流帰還ループ内の他の支配極より
も高域であった場合の説明図である。図３（ｃ）はベー
スバンドフィルタの周波数特性であり、図３（ｄ）は無
信号期間に働く直流帰還ループのオープンループ特性で
ある。この場合も、ベースバンドフィルタの周波数特性
制御により、帰還ループを安定化させることができる。
【００２７】上記したように、この発明の意図するとこ
ろは、ベースバンドフィルタの周波数特性を変化させる
ことにより、直流帰還ループのループ特性を安定化させ
ることである。従ってベースバンドフィルタの周波数特
性制御の方法は上記に限られるものではない。
ろは、ベースバンドフィルタの周波数特性を変化させる
ことにより、直流帰還ループのループ特性を安定化させ
ることである。従ってベースバンドフィルタの周波数特
性制御の方法は上記に限られるものではない。
【００２８】図４は、ベースバンドフィルタ５の他の具
体的な回路例である。図４において、一端が前段のレベ
ルシフト回路４の出力が供給される入力端子１１は、ト
ランスコンダクタンスアンプＧＭ１の非反転入力に接続
する。トランスコンダクタンスアンプＧＭ１の出力は、
コンデンサＣ１、スイッチＳ１を介して接地するととも
に、トランスコンダクタンスアンプＧＭ２の非反転入力
に接続する。トランスコンダクタンスアンプＧＭ２の出
力は、コンデンサＣ２、スイッチＳ２を介して接地する
とともに、バッファＢ１を介して出力端子１２に接続す
る。バッファＢ１の出力は、抵抗Ｒ４，Ｒ５を介して接
地する。抵抗Ｒ４，Ｒ５の接続点は、トランスコンダク
タンスアンプＧＭ１，ＧＭ２の反転入力にそれぞれ接続
する。なお、スイッチＳ１，Ｓ２は入力端子８に供給さ
れるホールド信号に基づいてオン、オフ制御を行う。
体的な回路例である。図４において、一端が前段のレベ
ルシフト回路４の出力が供給される入力端子１１は、ト
ランスコンダクタンスアンプＧＭ１の非反転入力に接続
する。トランスコンダクタンスアンプＧＭ１の出力は、
コンデンサＣ１、スイッチＳ１を介して接地するととも
に、トランスコンダクタンスアンプＧＭ２の非反転入力
に接続する。トランスコンダクタンスアンプＧＭ２の出
力は、コンデンサＣ２、スイッチＳ２を介して接地する
とともに、バッファＢ１を介して出力端子１２に接続す
る。バッファＢ１の出力は、抵抗Ｒ４，Ｒ５を介して接
地する。抵抗Ｒ４，Ｒ５の接続点は、トランスコンダク
タンスアンプＧＭ１，ＧＭ２の反転入力にそれぞれ接続
する。なお、スイッチＳ１，Ｓ２は入力端子８に供給さ
れるホールド信号に基づいてオン、オフ制御を行う。
【００２９】このベースバンドフィルタも、２次のアク
ティブローパスフィルタであり、無信号期間以外にはス
イッチＳ１，Ｓ２はともに短絡状態にある。この場合の
伝達関数は次のようになる。
ティブローパスフィルタであり、無信号期間以外にはス
イッチＳ１，Ｓ２はともに短絡状態にある。この場合の
伝達関数は次のようになる。
【００３０】Ｖｏ／Ｖｉ＝（１／ｍ）／｛（ｓ2 Ｔ１Ｔ
２／ｍ）＋ｓＴ１＋１｝ 但し、Ｔ１はＣ１／Ｇｍ１、Ｔ２はＣ２／Ｇｍ２、ｍは
Ｒ５／（Ｒ４＋Ｒ５） で表され、Ｇｍ１，Ｇｍ２はそれぞれトランスコンダク
タスアンプＧＭ１，ＧＭ２のトランスコンダクタンスで
ある。
２／ｍ）＋ｓＴ１＋１｝ 但し、Ｔ１はＣ１／Ｇｍ１、Ｔ２はＣ２／Ｇｍ２、ｍは
Ｒ５／（Ｒ４＋Ｒ５） で表され、Ｇｍ１，Ｇｍ２はそれぞれトランスコンダク
タスアンプＧＭ１，ＧＭ２のトランスコンダクタンスで
ある。
【００３１】無信号期間には、スイッチＳ１，Ｓ２は共
に開放させるので、伝達関数が次のようになる。
に開放させるので、伝達関数が次のようになる。
【００３２】Ｖｏ／Ｖｉ＝（１／ｍ）
よって、この場合も図２の場合と全く同様に、無信号期
間には、このフィルタは単なる増幅器となり、周波数特
性を変化させることができ、直流ゲインは全期間変化し
ない。この回路例では、図２のフィルタの伝達関数とは
極性が反転しているため、レベルシフトの制御方向を逆
にするなど、直流帰還ループ全体で負帰還となるように
注意してやればよい。
間には、このフィルタは単なる増幅器となり、周波数特
性を変化させることができ、直流ゲインは全期間変化し
ない。この回路例では、図２のフィルタの伝達関数とは
極性が反転しているため、レベルシフトの制御方向を逆
にするなど、直流帰還ループ全体で負帰還となるように
注意してやればよい。
【００３３】これまでの説明で明らかなように、この発
明の要点は、直流帰還ループの中にベースバンドフィル
タなど、ループの安定性を阻害するような周波数特性を
持つ回路が挿入されている場合、その周波数特性をルー
プが働く無信号期間に変化させて、直流帰還ループの安
定性を保つようにすることである。このため直流ゲイン
を変えずに周波数特性を変更させるように、直流帰還ル
ープの安定性を阻害する周波数特性を特徴づけるコンデ
ンサに直列にスイッチを挿入し、無信号期間にスイッチ
を開放することで、直流ゲインを変えないで周波数特性
を変更させることが可能となる。
明の要点は、直流帰還ループの中にベースバンドフィル
タなど、ループの安定性を阻害するような周波数特性を
持つ回路が挿入されている場合、その周波数特性をルー
プが働く無信号期間に変化させて、直流帰還ループの安
定性を保つようにすることである。このため直流ゲイン
を変えずに周波数特性を変更させるように、直流帰還ル
ープの安定性を阻害する周波数特性を特徴づけるコンデ
ンサに直列にスイッチを挿入し、無信号期間にスイッチ
を開放することで、直流ゲインを変えないで周波数特性
を変更させることが可能となる。
【００３４】よって、このような周波数制御はフィルタ
の回路形式に依存するものではなく、上記実施の形態以
外でも、周波数特性の制御が容易に行えることは明らか
である。実際には、ベースバンドフィルタを完全に帯域
のフラットな増幅器に変化させることは難しい。これは
回路内のオペアンプの帯域が有限であることや、配線の
寄生容量などにより帯域制限されることによる。しかし
ながら上記のような周波数制御により、フィルタの極を
直流帰還ループの安定性に影響を与えない程度の高域に
移動させることができさえすれば、所期の目的は達する
ことが可能である。
の回路形式に依存するものではなく、上記実施の形態以
外でも、周波数特性の制御が容易に行えることは明らか
である。実際には、ベースバンドフィルタを完全に帯域
のフラットな増幅器に変化させることは難しい。これは
回路内のオペアンプの帯域が有限であることや、配線の
寄生容量などにより帯域制限されることによる。しかし
ながら上記のような周波数制御により、フィルタの極を
直流帰還ループの安定性に影響を与えない程度の高域に
移動させることができさえすれば、所期の目的は達する
ことが可能である。
【００３５】これらから明らかなように、回路内全ての
コンデンサに直列にスイッチを挿入する必要はなく、直
流帰還ループの安定性の妨げとなる極を形成するコンデ
ンサのみに直列にスイッチを挿入し、無信号期間に開放
とさせればよい。
コンデンサに直列にスイッチを挿入する必要はなく、直
流帰還ループの安定性の妨げとなる極を形成するコンデ
ンサのみに直列にスイッチを挿入し、無信号期間に開放
とさせればよい。
【００３６】図５は、図２あるいは図４におけるスイッ
チＳ１，Ｓ２の具体的な回路例を示すものである。この
回路は、ＮＭＯＳトランジスタＭ１のドレインとＰＭＯ
ＳトランジスタＭ２のソースを共通接続するとともに、
第１の入力端子２１に接続し、ＮＭＯＳトランジスタＭ
１のスースと前記ＰＭＯＳトランジスタＭ２のドレイン
が共通接続するとともに、第２の入力端子２２に接続
し、ＮＭＯＳトランジスタＭ１のゲートはスイッチの制
御端子８に接続するとともに、インバータＩ１を介して
ＰＭＯＳトランジスタＭ２のゲートに接続する。
チＳ１，Ｓ２の具体的な回路例を示すものである。この
回路は、ＮＭＯＳトランジスタＭ１のドレインとＰＭＯ
ＳトランジスタＭ２のソースを共通接続するとともに、
第１の入力端子２１に接続し、ＮＭＯＳトランジスタＭ
１のスースと前記ＰＭＯＳトランジスタＭ２のドレイン
が共通接続するとともに、第２の入力端子２２に接続
し、ＮＭＯＳトランジスタＭ１のゲートはスイッチの制
御端子８に接続するとともに、インバータＩ１を介して
ＰＭＯＳトランジスタＭ２のゲートに接続する。
【００３７】スイッチを制御する制御端子８の電位が高
く、トランジスタＭ１及びＭ２のドレイン・ソース間が
導通されると、スイッチの入力端子２１−２２間は短絡
し、スイッチの制御端子８が低く、Ｍ１及びＭ２のドレ
イン−ソース間が絶縁されると、スイッチの入力端子２
１−２２間は開放する。
く、トランジスタＭ１及びＭ２のドレイン・ソース間が
導通されると、スイッチの入力端子２１−２２間は短絡
し、スイッチの制御端子８が低く、Ｍ１及びＭ２のドレ
イン−ソース間が絶縁されると、スイッチの入力端子２
１−２２間は開放する。
【００３８】この回路例においてＮＭＯＳトランジス
タ、あるいはＰＭＯＳトランジスタの片方を取り除いて
もスイッチの機能は有している。また、ＭＯＳトランジ
スタの代わりにバイポーラ素子を使っても、同様の効果
が得られることは言うまでもない。
タ、あるいはＰＭＯＳトランジスタの片方を取り除いて
もスイッチの機能は有している。また、ＭＯＳトランジ
スタの代わりにバイポーラ素子を使っても、同様の効果
が得られることは言うまでもない。
【００３９】なお、これまでの説明では、帰還ループは
無信号期間に働かせる、としてきたが、この期間の直流
成分が無信号時の直流成分と等しければ、ノイズや高周
波信号が重畳されていても差し支えない。サンプルホー
ルド回路で直流成分を抽出できるからである。
無信号期間に働かせる、としてきたが、この期間の直流
成分が無信号時の直流成分と等しければ、ノイズや高周
波信号が重畳されていても差し支えない。サンプルホー
ルド回路で直流成分を抽出できるからである。
【００４０】
【発明の効果】以上説明したようにこの発明によれば、
無信号期間に直流帰還ループを有効にさせるとともに、
ベースバンドフィルタの直流ゲインを変更させずに周波
数特性を変更させるようにしたので、ベースバンドフィ
ルタが直流帰還ループ内に取り込まれていても、帰還ル
ープを安定にでき、直流オフセットの補償能力が向上す
る。また、サンプルホールド時定数の選択自由度が向上
し、サンプルホールド容量も小さくできる。
無信号期間に直流帰還ループを有効にさせるとともに、
ベースバンドフィルタの直流ゲインを変更させずに周波
数特性を変更させるようにしたので、ベースバンドフィ
ルタが直流帰還ループ内に取り込まれていても、帰還ル
ープを安定にでき、直流オフセットの補償能力が向上す
る。また、サンプルホールド時定数の選択自由度が向上
し、サンプルホールド容量も小さくできる。
【図１】この発明の一実施の形態について説明するため
のブロック図。
のブロック図。
【図２】図１のベースバンドフィルタの構成例について
説明するための回路図。
説明するための回路図。
【図３】図１の周波数特性の制御について説明するため
の説明図。
の説明図。
【図４】図１のベースバンドフィルタの他の構成例につ
いて説明するための回路図。
いて説明するための回路図。
【図５】図１のスイッチの構成例について説明するため
の回路図。
の回路図。
【図６】従来のベースバンド信号を取り出すための検波
部について説明するためのブロック図。
部について説明するためのブロック図。
１，３…入力端子、２…ミキサー、４…直流レベルシフ
ト回路、５…ベースバンドフィルタ、６…出力端子、７
…サンプルホールド回路、８…制御端子、９…比較器、
ＧＡ…可変利得アンプ、Ｃ…ホールドコンザンサ、Ｖｒ
ｅｆ…基準電位。
ト回路、５…ベースバンドフィルタ、６…出力端子、７
…サンプルホールド回路、８…制御端子、９…比較器、
ＧＡ…可変利得アンプ、Ｃ…ホールドコンザンサ、Ｖｒ
ｅｆ…基準電位。
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04B 1/26
H03H 11/00 - 11/54
Claims (5)
- 【請求項１】 無信号期間を有する信号を入力する入力
端子と、 前記入力端子から入力される入力信号の直流成分を可変
するためのレベルシフト手段と、 前記レベルシフト手段の出力に接続されるフィルタと、 前記フィルタからの出力信号を取り出す出力端子と、 基準電位と、 無信号期間をサンプル期間とするサンプルホールド信号
を入力する入力端子と、 サンプル時に前記出力信号の直流成分を検出し、前記無
信号期間以外のホールド時には前記検出した直流成分を
保持するサンプルホールド手段と、 前記サンプルホールド手段により保持された直流成分と
前記基準電位とを一致させるように前記レベルシフト手
段を制御して前記入力信号の直流成分を可変させる制御
手段と、 前記サンプル時に前記フィルタの直流ゲインを変更させ
ずに周波数特性を変更させる手段とを具備したことを特
徴とする直流帰還回路。 - 【請求項２】 無信号期間に直流帰還を行う直流帰還回
路において、 入力端子より入力される入力信号を、フィルタを介して
出力端子より出力させるとともに、前記無信号期間には
前記出力端子に生じる直流成分と基準電圧との差を検出
して、前記出力端子より出力される直流成分が前記基準
電圧となるように、前記フィルタ前段の直流成分を可変
させる直流帰還ループを働かせるとともに、前記フィル
タの直流ゲインを変更させずに周波数特性を変更するこ
とにより前記直流帰還ループを安定化させ、前記無信号
期間以外には前記出力信号の直流成分と前記基準電圧と
の差を保持させることにより、全ての期間に前記出力端
子に生じる直流成分を、前記基準電圧に等しくしてなる
ことを特徴とする直流帰還回路。 - 【請求項３】 前記フィルタは、 フィルタの入力となるフィルタ入力端子と、 フィルタの出力となるフィルタ出力端子と、 一端を前記フィルタ入力端子に接続した第１の抵抗と、 一端を該第１の抵抗の他端に接続し、他端を第１のスイ
ッチを介して接地した第１のコンデンサと、 一端を前記第１の抵抗の他端に接続した第２の抵抗と、 非反転入力を接地し、反転入力を前記第２の抵抗の他端
に接続し、出力を前記フィルタ出力端子に接続したオペ
アンプと、 一端を前記第２の抵抗の他端に接続し、他端を第２のス
イッチを介して前記オペアンプの出力に接続した第２の
コンデンサと、 一端を前記第１の抵抗の他端に接続し、他端を前記オペ
アンプの出力に接続した第３の抵抗と、 前記第１及び第２のスイッチを制御するための制御信号
を供給する制御端子とにより構成してなることを特徴と
する請求項１または２に記載の直流帰還回路。 - 【請求項４】 前記フィルタは、 フィルタの入力となるフィルタ入力端子と、 フィルタの出力となるフィルタ出力端子と、 一端を該フィルタ出力端子に接続した第４の抵抗と、 一端を該第４の抵抗の他端に接続し、他端を接地した第
５の抵抗と、 非反転入力を前記フィルタ入力端子に接続し、反転入力
を前記第４の抵抗と前記第５の抵抗の相互接続点に接続
した第１のトランスコンダクタンスアンプと、 一端を該第１のトランスコンダクタンスアンプの出力に
接続し、他端を第１のスイッチを介して接地した第１の
コンデンサと、 非反転入力を前記第１のトランスコンダクタンスアンプ
の出力に接続し、反転入力を前記第４の抵抗と前記第５
の抵抗の相互接続点に接続した第２のトランスコンダク
タンスアンプと、 一端を該第２のトランスコンダクタンスアンプの出力に
接続し、他端を第２のスイッチを介して接地した第２の
コンデンサと、 入力を前記第２のトランスコンダクタンスアンプの出力
に接続し、出力を前記フィルタ出力端子に接続したバッ
ファと、 前記第１及び第２のスイッチを制御するための制御信号
を供給する入力端子とにより構成してなることを特徴と
する請求項１または２に記載の直流帰還回路。 - 【請求項５】 前記フィルタは、 少なくとも周波数特性を特長づけるためのコンデンサ
と、 該コンデンサに直列に接続したスイッチとを有し、 無信号期間には前記スイッチを開放させ、前記無信号期
間以外には前記スイッチを短絡させることを特徴とする
請求項１または２に記載の直流帰還回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33475598A JP3462408B2 (ja) | 1998-11-25 | 1998-11-25 | 直流帰還回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33475598A JP3462408B2 (ja) | 1998-11-25 | 1998-11-25 | 直流帰還回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000165280A JP2000165280A (ja) | 2000-06-16 |
| JP3462408B2 true JP3462408B2 (ja) | 2003-11-05 |
Family
ID=18280876
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP33475598A Expired - Fee Related JP3462408B2 (ja) | 1998-11-25 | 1998-11-25 | 直流帰還回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3462408B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4692346B2 (ja) * | 2006-03-23 | 2011-06-01 | パナソニック電工株式会社 | 受信装置 |
| KR101428454B1 (ko) * | 2012-09-28 | 2014-08-12 | 인텍전기전자 주식회사 | 직류 접지전압 검출 및 트립 전원 공급 장치 및 방법 |
| KR101428455B1 (ko) * | 2012-09-28 | 2014-08-12 | 인텍전기전자 주식회사 | 직류 차단 장치 및 방법 |
-
1998
- 1998-11-25 JP JP33475598A patent/JP3462408B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2000165280A (ja) | 2000-06-16 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US7633345B2 (en) | Amplifier and the method thereof | |
| US6509777B2 (en) | Method and apparatus for reducing DC offset | |
| JP3174340B2 (ja) | 受信機の自動利得制御装置 | |
| US6909323B2 (en) | Variable gain amplifier | |
| US7196579B2 (en) | Gain-controlled amplifier, receiver circuit and radio communication device | |
| US7538606B2 (en) | Constant bandwidth DC offset correction in an amplifier | |
| US20030214423A1 (en) | Circuit and method for DC offset calibration and signal processing apparatus using the same | |
| TW200822534A (en) | Peak detector and fixed gain amplifier circuit for automatic gain control and variable gain amplifier circuit and method thereof | |
| JP3316038B2 (ja) | 演算トランスコンダクタンス増幅器・キャパシタ対用の周波数同調システム | |
| JP2005509347A (ja) | 歪補償を持つ電力増幅器 | |
| EP0375017A2 (en) | Completely differential filter with switched condensers using CMOS operational amplifiers with no common-mode feedback | |
| US6750703B1 (en) | DC offset canceling circuit applied in a variable gain amplifier | |
| EP1435693A1 (en) | Amplification circuit | |
| JP3462408B2 (ja) | 直流帰還回路 | |
| JPS63136807A (ja) | 増幅回路 | |
| US20050221781A1 (en) | DC offset and 1/f noise compensation of a direct conversion receiver | |
| JP4272053B2 (ja) | 非線形な特性のｃｍｏｓコンデンサを使用する線形増幅器 | |
| WO2006034021A1 (en) | Zero if down converter with even order harmonic suppression | |
| KR100467002B1 (ko) | 액티브필터회로 | |
| US6400218B1 (en) | Variable gain control circuit for a receiver and method therefor | |
| US7253689B2 (en) | Low distortion amplifier | |
| JP3885874B2 (ja) | 等価インダクタ回路を用いたフィルタ回路 | |
| US20070085607A1 (en) | Electronic circuit for amplification of a bipolar signal | |
| JP2881770B2 (ja) | Ａｇｃ回路 | |
| JP2001156566A (ja) | 利得制御回路 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20030805 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20070815 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080815 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090815 Year of fee payment: 6 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |