JP6572008B2 - Fm復調回路 - Google Patents

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本発明は、半導体集積回路を用いたFM復調回路に関する。
FM復調回路として、FM入力信号を方形波に整形し、その方形波の立上りエッジと立下りエッジのタイミングで同一パルス幅のパルスを生成し、そのパルスを積分することでFM復調信号を取り出すパルスカウント検波方式を利用するものがある。このパルスカウント検波方式は、移相器が不要で線形性の良いFM検波方式として知られている。
しかし、パルスカウント検波の復調感度は、搬送波周波数に対する周波数変調信号成分の周波数偏移の比で決まるため、搬送波周波数の上昇に伴い復調感度が低下してしまう弱点がある。また、復調感度は電源電圧にも依存しており、電源電圧が低電圧化すると復調感度が低下する。
このように、パルスカウント検波は、システムで決まる搬送波周波数や電源電圧に依存して、復調感度が制限されてしまう問題がある。パルスカウント検波の復調感度は特許文献1の数5に対応する次の式(1)に示される通りである。Aは方形波の電圧、THはパルスのパルス幅、DevはFM入力信号の搬送波周波数fcに対する偏移周波数である。
Vout ∝ A・TH・Dev[Vp-p] (1)
また、復調感度を高くする解決方法が特許文献1および特許文献2に示されている。特許文献1では、ミキサーによって搬送波周波数を下げることで、搬送波周波数に対する周波数変調信号成分の周波数偏移の比を大きくして復調感度の改善を図っている。また、特許文献2では、クロック信号を用いた制御回路によって復調感度の改善を図っている。
特開2007−028517号公報 特許第2952916号公報
ところが、特許文献1の方法ではミキサーおよびローカル信号が必要となり、特許文献2の方法では制御回路およびクロック信号が必要となるため、システムや回路規模の増加に繋がってしまう事が問題となる。
ここで、特許文献1の数5に対応する式(1)を書き換えると、パルスカウント検波の復調電圧の振幅Vdempcは式(2)で表される。この式(2)は式(1)のDevをfdev、AをV、搬送波周波数fcをDuty=50%としてパルス幅THを1/(2・fc)としたものである。
Vdempc=fdev・V/(2・fc)[Vp-p] (2)
式(2)で明らかなように、復調電圧の振幅Vdempcは、搬送波周波数fcに対して反比例するため、搬送波周波数fcが上昇すると復調電圧の振幅Vdempcが小さくなることが分かる。また、Vも電源電圧によって制限されるため、パルスカウント検波方式は復調感度を上げることが困難であることがわかる。
特許文献1の方法では、この搬送波周波数fcをミキサーによるダウンコンバージョンによって中間周波数へ下げることで復調感度の向上を図っているが、MIX部、ローカル信号を生成するためのOSC部、中間周波数を取り出すためのBPF部等の回路ブロックが必要となり、回路規模の増加が必須となる。
特許文献2の方法では、制御回路によって復調感度を改善することが提案されているが、従来のパルスカウント同様、パルス幅の積分を行ってFM復調信号を取り出しているため、搬送波周波数fcの上昇とともに復調感度は低下してしまう。また、制御回路にはクロック信号が必要となる。
本発明の目的は、FM入力信号の復調感度を大きくでき、また回路規模を小さくできるようにしたFM復調回路を提供することである。
上記目的を達成するために、請求項1にかかる発明は、FM入力信号を入力して位相が180度異なり且つ前記FM入力信号の周波数に対応した周波数の2相信号を生成する2相信号生成回路と、前記2相信号によって駆動されることで前記FM入力信号の周波数に対応した値の等価抵抗を生成するスイッチトキャパシタ回路と、該スイッチトキャパシタ回路に電流を流す第1および第2のトランジスタと、前記スイッチトキャパシタ回路に生成される電圧が基準電圧と等しくなるように前記第1のトランジスタを直接制御すると共に第2のトランジスタをローパスフィルタを介して制御するオペアンプと、前記第1のトランジスタの出力側に接続された第1の抵抗と、前記第2のトランジスタの出力側に接続された第2の抵抗とを備え、前記第1の抵抗からFM復調信号が取り出されるようにしたFM復調回路であって、前記第1の抵抗の値をR1とし、前記第2の抵抗の値をR2とし、前記第1のトランジスタのサイズ比をN1とし、前記第2のトランジスタのサイズ比をN2としたとき、R1・N1=R2・N2の条件を保持して、N2>N1に設定したことを特徴とする。
請求項2にかかる発明は、請求項1に記載のFM復調回路において、前記ローパスフィルタのカットオフ周波数は、前記FM入力信号の変調周波数よりも低い周波数に設定されていることを特徴とする。
請求項3にかかる発明は、請求項1又は2に記載のFM復調回路において、前記スイッチトキャパシタ回路に並列に、前記スイッチトキャパシタ回路のスイッチングノイズを除去するキャパシタが接続されていることを特徴とする。
本発明によれば、スイッチトキャパシタ回路に流れるFM入力信号に対応した復調成分の電流の内の直流成分であるバイアス成分が第2のトランジスタに分流し、その分だけ第1のトランジスタに流れるバイアス成分が減少するので、第1のトランジスタに流れる復調成分の内のFM変調信号成分が相対的に大きくなり、復調感度を大きくすることができる。
また、第1の抵抗の値をR1とし、第2の抵抗の値をR2とし、第1のトランジスタのサイズ比をN1とし、第2のトランジスタのサイズ比をN2としたとき、R1・N1=R2・N2の条件を保持して、N2>N1に設定することで、搬送波周波数に関係なく復調感度を大きくすることができる。
さらに、搬送波周波数を下げるための回路やクロック信号を必要とせずに構成できるため、従来の解決手段に比べて回路規模の低減を見込むことができる。
本発明の第1の実施例のFM復調回路の回路図である。 本発明の第2の実施例のFM復調回路の回路図である。 本発明の第3の実施例のFM復調回路の回路図である。 本発明の第4の実施例のFM復調回路の回路図である。
<第1の実施例>
本発明の第1の実施例のFM復調回路について、図1を参照して説明する。1は2相信号生成回路であり、FM入力信号(=fc±fdev)を入力して、その信号と同一周波数の同相信号φ1と180度位相が異なった逆相信号φ2を生成する。
2はスイッチトキャパシタ回路であり、信号φ1によってオン/オフするスイッチSW1と、信号φ2によってオン/オフするスイッチSW2と、スイッチSW1がオンすることで電荷が充電されスイッチSW2がオンすることで電荷が放電されるキャパシタC1とで構成される。このスイッチトキャパシタ回路2で生成される等価抵抗R0は、
R0=1/((fc±fdev)・C1) (3)
となる。
3はローパスフィルタであり、そのカットオフ周波数がFM入力信号の変調周波数fdevよりも十分低い周波数に設定されている。OP1はスイッチトキャパシタ回路2が非反転入力端子に接続されるオペアンプ、C2はスイッチトキャパシタ回路2のスイッチングノイズを除去するためにスイッチトキャパシタ回路2に並列接続されたキャパシタ、VrefはオペアンプOP1の反転入力端子に入力する基準電圧である。
MP1,MP2はPMOSトランジスタであり、そのドレインがオペアンプOP1の非反転入力端子に共通接続され、ソースにはそれぞれ抵抗R1,R2が接続されている。そして、トランジスタMP1のゲートはオペアンプOP1の出力端子に直接接続され、トランジスタMP2のゲートはオペアンプOP1の出力端子にローパスフィルタ3を介して接続されている。FM復調信号は抵抗R1とトランジスタMP1のソースの共通接続点から取り出される。
さて、オペアンプOP1は反転入力端子に基準電圧Vrefが入力するので、非反転入力端子の電圧がその基準電圧Vrefと等しくなるように、オペアンプOP1がトランジスタMP1,MP2を制御する。このため、スイッチトキャパシタ回路2に流れる電流I3は、
I3=Vref/R0
=(fc±fdev)・C1・Vref
=fc・C1・Vref±fdev・C1・Vref (4)
で表される。fc・C1・Vrefは搬送波周波数fcに対応したバイアス成分(直流成分)、fdev・C1・Vrefは変調周波数fdevに対応した復調信号成分である。
また、トランジスタMP1,MP2に流れる電流I1,I2は、トランジスタMP1,MP2のサイズ比(W/L)および抵抗R1,R2の抵抗比によって、電流I3を分配した電流となる。トランジスタMP1のサイズ比をN1、トランジスタMP2のサイズ比をN2とすると、電流I1,I2は以下の式で表される。なお、R1・N1=R2・N2とする。
I1=fc・C1・Vref・(N1/(N1+N2))
±fdev・C1・Vref (5)
I2=fc・C1・Vref・(N2/(N1+N2)) (6)
このように、電流I3の内のバイアス成分であるfc・C1・Vrefは、N1/(N1+N2)分が電流I1として流れ、N2/(N1+N2)分が電流I2として流れる。電流I3の内の復調信号成分であるfdev・C1・Vrefはすべて電流I1に流れる。
すなわち、トランジスタMP2のゲートにはローバスフィルタを3が挿入されているので、復調信号成分はこのローパスフィルタ3で除去される。これにより、電流I2には、変調信号成分fdevで変化する復調信号成分がなくなる。
トランジスタMP1のソースに現れる復調出力電圧VDEMは、以下の式で表される。
VDEM=fc・C1・Vref・(N1/(N1+N2))・R1
±fdev・C1・Vref・R1 (7)
式(7)において復調感度を上げようとした場合、C1、Vref、R1をそれぞれ大きくすれば可能であることが分かる。ただし、本回路の電流I1は、式(6)で示すように、搬送波周波数fcに依存しているため、C1、VrefおよびR1の値を大きくしていった場合、抵抗R1における電圧降下が大きくなって回路が正常に動作しなくなり、これが復調感度を上昇させる限界を決めてしまうことになる。
そこで、本実施例では、サイズ比をN2>N1の関係に設定する。これにより、式(7)の「N1/(N1+N2)」の数値が小さくなり、復調出力電圧VDEMの内のバイアス成分を小さくすることができ、その分だけ変調信号成分を大きくすることができ、復調感度を大きくすることができる。
すなわち、N2>N1にすると、上記したR1・N1=R2・N2の条件から、R1>R2となり、抵抗R1に発生する復調信号成分の電圧が大きくなり、バイアス成分による制限を受けずに復調感度を上げることが可能となる。
したがって、式(7)の「N1/(N1+N2)」の値を小さくすることで、復調電圧の振幅Vdemは以下の式(8)で示すように表される。このように、N2>N1に設定し抵抗R1の値を大きくすることで、バイアス成分(搬送波周波数fc)に制限されることなく復調信号成分を大きくすることができ、復調感度を上げることが可能とな。
Vdem=fdev・C1・Vref・R1[Vp-p] (8)
抵抗R2については、そこに復調信号成分は流れないので、十分小さくしても復調感度には影響しない。この抵抗R2は、例えば、回路動作に影響しない程度に非常に小さな値(ほぼ短絡)に設定することもできる。
<第2の実施例>
図2に、図1のPMOSトランジスタMP1,MP2をNMOSトランジスタMN1,MN2に置き換えて、トランジスタMN1のドレインから復調信号を取り出した第2の実施例のFM復調回路を示す。この実施例では、オペアンプOP1は反転入力端子と非反転入力端子が入れ替わっている。本実施例のFM復調回路も、図1で説明したFM復調回路とまったく同様に動作して、抵抗R1の両端から高い感度でFM復調信号を取り出すことができる。
<第3の実施例>
図3に、図1の抵抗R1,R2をトランジスタMP1,MP2のドレイン側に接続して、トランジスタMP1のドレインからFM復調信号を取り出した第3の実施例のFM復調回路を示す。本実施例のFM復調回路も、図1で説明したFM復調回路とまったく同様に動作して、抵抗R1の両端から高い感度でFM復調信号を取り出すことができる。
<第4の実施例>
図4に、図3のPMOSトランジスタMP1,MP2をNMOSトランジスタMN1,MN2に置き換えて、トランジスタMN1のソースから復調信号を取り出した第4の実施例のFM復調回路を示す。この例では、オペアンプOP1は反転入力端子と非反転入力端子が入れ替わっている。本実施例のFM復調回路も、図1で説明したFM復調回路とまったく同様に動作して、抵抗R1の両端から高い感度でFM復調信号を取り出すことができる。
<その他の実施例>
なお、トランジスタはMOSトランジスタに限られるものではなく、バイポーラトランジスタを使用することもできる。つまり、PMOSトランジスタMP1,MP2はPNPトランジスタに、NMOSトランジスタMN1,MN2はNPNトランジスタに置き換えることができる。
1:2相信号生成回路
2:スイッチトキャパシタ回路
3:ローパスフィルタ

Claims (3)

  1. FM入力信号を入力して位相が180度異なり且つ前記FM入力信号の周波数に対応した周波数の2相信号を生成する2相信号生成回路と、前記2相信号によって駆動されることで前記FM入力信号の周波数に対応した値の等価抵抗を生成するスイッチトキャパシタ回路と、該スイッチトキャパシタ回路に電流を流す第1および第2のトランジスタと、前記スイッチトキャパシタ回路に生成される電圧が基準電圧と等しくなるように前記第1のトランジスタを直接制御すると共に第2のトランジスタをローパスフィルタを介して制御するオペアンプと、前記第1のトランジスタの出力側に接続された第1の抵抗と、前記第2のトランジスタの出力側に接続された第2の抵抗とを備え、前記第1の抵抗からFM復調信号が取り出されるようにしたFM復調回路であって、
    前記第1の抵抗の値をR1とし、前記第2の抵抗の値をR2とし、前記第1のトランジスタのサイズ比をN1とし、前記第2のトランジスタのサイズ比をN2としたとき、R1・N1=R2・N2の条件を保持して、N2>N1に設定したことを特徴とするFM復調回路。
  2. 請求項1に記載のFM復調回路において、
    前記ローパスフィルタのカットオフ周波数は、前記FM入力信号の変調周波数よりも低い周波数に設定されていることを特徴とするFM復調回路。
  3. 請求項1又は2に記載のFM復調回路において、
    前記スイッチトキャパシタ回路に並列に、前記スイッチトキャパシタ回路のスイッチングノイズを除去するキャパシタが接続されていることを特徴とするFM復調回路。
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