JP6185373B2 - Ｆｍ復調回路 - Google Patents

Description

本発明は、半導体集積回路で構成されるＦＭ復調回路に関する。

主なＦＭ検波方式である位相検波、ＰＬＬ検波、パルスカウント検波では、回路を構成する受動素子のばらつきがＦＭ復調出力信号の振幅値や直流値に影響を及ぼす。一般的にＩＣ内部で製造される受動素子のばらつきは、±１０％〜±２０％程度発生する。

そこで、このばらつきの影響を無くすために、特許文献１および特許文献２では、基準信号を用いた補正回路等を採用し、素子ばらつきの影響を受けずにＦＭ復調出力を得る回路が示されている。

特開２００６−３２４７３４号公報 特開２００２−１６４７４２号公報

しかしながら、ばらつきの影響を無くすためには、外部入力の基準信号が必要となるため、回路動作条件が限定されてしまうことが問題となる。また、ＰＬＬやその他の補正回路が必要なため、回路規模の増加によってコスト面でも問題となる。

本発明の目的は、基準信号や補正回路を必要とせず、小規模な回路構成によって素子ばらつきだけでなく温度特性にも影響を受けずに、復調出力の振幅値と直流値を得ることができるようにしたＦＭ復調回路を提供することである。

上記目的を達成するために、請求項１にかかる発明のＦＭ復調回路は、ＦＭ入力信号から位相が１８０度異なる２相信号を生成する２相信号生成回路と、第１のキャパシタを有し且つ前記２相信号によって駆動されることで前記ＦＭ入力信号の周波数に対応した第１の等価抵抗を生成する第１のスイッチトキャパシタ回路と、前記第１のキャパシタと同じ種類の第２のキャパシタを有し且つ前記２相信号によって駆動されることで前記ＦＭ入力信号の周波数に対応した第２の等価抵抗を生成する第２のスイッチトキャパシタ回路と、前記第１の等価抵抗に第１の電流を流すことで生成された電圧を平均化して前記ＦＭ入力信号の中心周波数に対応した直流電圧を出力するローパスフィルタと、前記第２の等価抵抗に発生する電圧が前記直流電圧に一致するように前記第２の等価抵抗にドレイン電流又はコレクタ電流を流す第１のトランジスタと、該第１のトランジスタとゲート又はベースが共通接続された第２のトランジスタとを備え、前記第１の電流をＩref１、前記ＦＭ入力信号の中心周波数をｆ０、前記ＦＭ入力信号の周波数偏移を±ｆdev、前記第１のキャパシタの値をＣ１、前記第２のキャパシタの値をＣ２とするとき、前記第２のトランジスタのドレイン又はコレクタから、次に示すＦＭ復調電流Ｉdet１が出力することを特徴とする。

請求項２にかかる発明は、請求項１に記載のＦＭ復調回路において、基準電圧と第２の抵抗によって前記第１の電流Ｉref１を生成する第１の電流源回路と、前記第２の抵抗と同じ種類で且つ前記ＦＭ復調電流Ｉdet１が流れる第３の抵抗とを備え、前記基準電圧をＶref１とし、前記第２の抵抗の値をＲ２、前記第３の抵抗の値をＲ３とするとき、該第３の抵抗に、次に示すＦＭ復調電圧Ｖdet１が生成することを特徴とする。

請求項３にかかる発明は、請求項１に記載のＦＭ復調回路において、前記第１の電流Ｉref１を前記第１と第２のキャパシタの値の比Ｃ２／Ｃ１で示される倍率にして出力する倍率回路を備え、該倍率回路から出力する倍率電流を前記ＦＭ復調電流から減算して、次に示す交流成分のＦＭ復調電流Ｉdet２を出力することを特徴とする。

請求項４にかかる発明は、請求項１に記載のＦＭ復調回路において、基準電圧と第２の抵抗によって前記第１の電流を生成する第１の電流源回路と、前記第１の電流Ｉref１を前記第１と第２のキャパシタの値の比Ｃ２／Ｃ１で示される倍率にして出力し、前記ＦＭ復調電流Ｉdet１から減算する倍率回路と、前記第２の抵抗と同じ種類の第３の抵抗を帰還抵抗として備え且つバイアス電圧をＶref２とするオペアンプからなる電流／電圧変換回路とを有し、前記基準電圧をＶref１、前記第２の抵抗の値をＲ２、前記第３の抵抗の値をＲ３とするとき、前記電流／電圧変換回路から、次のＦＭ復調電圧Ｖdet２を出力することを特徴とする。

請求項５にかかる発明は、請求項４に記載のＦＭ復調回路において、電源電圧をＶＤＤとするとき、前記バイアス電圧Ｖref２をＶＤＤ／２に設定したことを特徴とする。

本発明によれば、ＦＭ復調出力信号における振幅値と直流値のばらつき要素となる素子は、その値が全て比として扱われるため、半導体ウエハーの同−チップ上で同じ種類の素子を用いることで、素子の絶対ばらつきはキャンセルされる。また、温度特性についても同様である。このような、復調出力信号の振幅値と直流値が素子の絶対ばらつきと温度特性の影響を受けないことを利点とすることは、電流出力および電圧出力のどちらにおいても可能である。

また、電流出力の場合は、直流成分を除去することにより、ＦＭ復調出力電流を電圧に変換した場合でも直流電圧によって制限されることなくＦＭ復調振幅を大きくできる。これにより、Ｓ／Ｎや歪の特性について向上できる。電圧出力の場合も、直流成分除去によって、ＦＭ復調振幅から独立して直流値を設定できるため、同様の効果が得られる。

第１の実施例のＦＭ復調回路の回路図である。 第２の実施例のＦＭ復調回路の回路図である。 第３の実施例のＦＭ復調回路の回路図である。 第４の実施例のＦＭ復調回路の回路図である。

＜第１の実施例＞
図１に本発明の第１の実施例のＦＭ復調回路を示す。１は電流がＩref１の定電流源回路、ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４はトランジスタ等で形成されるスイッチ、Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５はキャパシタ、Ｒ１は抵抗、ＯＰ１はオペアンプ、ＭＰ１，ＭＰ２はＰＭＯＳトランジスタである。また、２は２相信号生成回路であり、ＦＭ入力信号に基づいて位相が１８０度異なり且つノンオーバーラップに処理された２相信号φ１，φ２を生成する。信号φ１はスイッチＳＷ１，ＳＷ３のオン／オフを制御し、信号φ２はスイッチＳＷ２，ＳＷ４のオン／オフを制御する。３はスイッチＳＷ１，ＳＷ２とキャパシタＣ１で構成された第１のスイッチトキャパシタ回路、４はスイッチＳＷ３，ＳＷ４とキャパシタＣ２で構成された第２のスイッチトキャパシタ回路、５は抵抗Ｒ１とキャパシタＣ３で構成されたローパスフィルタである。

スイッチトキャパシタ回路３の等価抵抗は、スイッチＳＷ１，ＳＷ２を駆動するＦＭ入力信号の周波数とキャパシタＣ１の値Ｃ１に依存した抵抗値を示す。また、スイッチトキャパシタ回路４の等価抵抗は、スイッチＳＷ３、ＳＷ４を駆動するＦＭ入力信号の周波数とキャパシタＣ２の容量値Ｃ２に依存した抵抗値を示す。

定電流源回路１からスイッチトキャパシタ回路３に電流Ｉref１が流れることによって、ＦＭ入力信号の周波数成分が電圧に変換される。変換された電圧は、スイッチトキャパシタ回路３と並列に接続されているキャパシタＣ４によって、スイッチトキャパシタ回路３のスイッチングによる高調波成分が除去された電圧となる。この電圧は、ローバスフィルタ５によってＦＭ変調信号成分が除去されて平均化され、ＦＭ入力信号の中心周波数ｆ０に依存した直流電圧Ｖdcとして、オペアンプＯＰ１の反転入力端子に入力する。この電圧Ｖdcは、

で表される。

オペアンプＯＰ１は、その非反転入力端子の電圧が反転入力端子の電圧Ｖdcに一致するようにトランジスタＭＰ１を制御する。これにより、トランジスタＭＰ１のドレインには、電圧Ｖdcを中心に振れるＦＭ復調電流Ｉdet１が出力される。トランジスタＭＰ２のサイズ比をトランジスタＭＰ１のサイズ比と同じに設定しておけば、トランジスタＭＰ２のドレインからも、同じＦＭ復調電流Ｉdet１が出力する。スイッチトキャパシタ回路４と並列に接続されるキャパシタＣ５は、スイッチトキャパシタ回路４のスイッチングにより生じる高調波成分を除去する。

ＦＭ入力信号の周波数偏移を±ｆdevとすると、前記したＦＭ復調電流Ｉdet１は、

で表される。

以上が本実施例におけるＦＭ復調回路の動作である。式（２）から、ＦＭ復調電流Ｉdet１はキャパシタＣ１，Ｃ２の比に比例するため、半導体ウエハーの同一チップ上で同じ種類のキャパシタを用いれば、絶対ばらつきは同じ割合となり、そのばらつきがキャンセルされることが判る。また、温度特性についても同じである。よって、絶対ばらつきや温度特性の影響を受けずにＦＭ復調電流Ｉdet１を得ることが可能となる。

＜第２の実施例＞
図２に本発明の第２の実施例のＦＭ復調回路を示す。ここでは、図１で説明した電流Ｉref１を供給する定電流源回路１を、基準電圧源１１、オペアンプＯＰ２、抵抗Ｒ２、同じサイズ比のＰＭＯＳトランジスタＭＰ３，ＭＰ４によって構成している。トランジスタＭＰ３のドレインに接続された抵抗Ｒ３は、ＦＭ復調電流Ｉdet１を電圧変換するためのものである。

定電流源回路１では、基準電圧源１１の電圧をＶref１とすると、オペアンプＯＰ２の非反転入力端子の電圧がＶref１になるように、オペアンプＯＰ２によってトランジスタＭＰ３が制御されるので、トランジスタＭＰ３，ＭＰ４のドレインに流れる電流Ｉref１は、

となる。

よって、トランジスタＭＰ２のドレインに流れるＦＭ復調電流Ｉdet１は、

となり、抵抗Ｒ３に生成されるＦＭ復調電圧Ｖdet１は、

となる。

このように、ばらつきや温度特性変動の要因となるキャパシタＣ１，Ｃ２と抵抗Ｒ２，Ｒ３は、全てそれらの比のみがＦＭ復調電圧Ｖdet１に影響することになるため、前述のように同じ種類の素子を用いることにより、絶対ばらつきと温度特性の影響を受けないＦＭ復調電圧Ｖdet１を得ることが可能となる。

＜第３の実施例＞
図３に本発明の第３の実施例のＦＭ復調回路を示す。定電流源回路１は、電流がＩref１の定電流源１２、サイズ比が同一のＰＭＯＳトランジスタＭＰ５，ＭＰ７で構成されている。６は倍率回路であり、トランジスタＭＰ５，ＭＰ７と同じサイズ比のＰＭＯＳトランジスタＭＰ６とＮＭＯＳトランジスタＭＮ１，ＭＮ２からなるカレントミラー回路で構成されている。トランジスタＭＮ２はトランジスタＭＮ１のサイズ比のＣ２／Ｃ１倍のサイズ比に設定されている。

本実施例では、定電流源１２の電流Ｉref１が、トランジスタＭＰ６のドレインからトランジスタＭＮ１のドレインに流れ、トランジスタＭＮ１，ＭＮ２で転移されてトランジスタＭＮ２のドレインにながれるとき、Ｉref１×（Ｃ２／Ｃ１）となる。よって、トランジスタＭＰ２，ＭＮ２の共通ドレインから出力するＦＭ復調電流Idet２は、

となる。

このように、トランジスタＭＮ２のドレイン電流[Ｉref１×（Ｃ２／Ｃ１）]によって、式（２）の直流成分がキャンセルされ、ＦＭ復調電流Ｉdet１の交流成分のみ出力される。

式（２）において、ＦＭ復調電流Ｉdet１の振幅を大きくするためには、キャパシタＣ１とＣ２の比か、定電流Ｉref１の値を大きくする必要があるが、これによれば出力の直流電流値が上昇する。このＦＭ復調電流Ｉdet１を電圧に変換した場合、直流値によってＦＭ復調電圧の振幅が制限されるため、Ｓ／Ｎや歪等の特性へ影響を与えてしまうことになる。

これに対し、図３の実施例では直流成分が除去されたＦＭ復調電流Ｉdet２が出力するので、そのＦＭ復調電流Ｉdet２を電圧に変換した場合でも復調振幅を大きくすることが可能となり、Ｓ／Ｎや歪等の特性を向上することができる。

＜第４の実施例＞
図４に本発明の第４の実施例のＦＭ復調回路を示す。図１〜図３におけるものと同じものには同じ符号をつけた。７はＦＭ復調電流Ｉdet２を電圧に変換する電流／電圧変換回路であり、オペアンプＯＰ３、帰還抵抗Ｒ３ａ（図３の抵抗Ｒ３と同じ抵抗値）、電圧Ｖref２のバイアス電圧源７１により構成されている。

図３で説明したのと同様に、トランジスタＭＮ２のサイズ比はトランジスタＭＮ１のサイズ比のＣ２/Ｃ１倍に設定されているので、電流／電圧変換回路７から出力するＦＭ復調電圧Ｖdet２は、

で表される。

トランジスタＭＮ２のドレイン電流によって直流成分がキャンセルされ、ＦＭ復調信号の交流成分のみが電圧信号Ｖdet２として出力される。このＦＭ復調電圧Ｖdet２は、振幅値から独立して設定可能となり、オペアンプＯＰ３で構成される電流／電圧変換回路７のバイアス電圧Ｖref２によって、直流値を設定できる。式（５）では電圧Ｖref１によって、得られる振幅値が制限されるが、式（７）では電圧Ｖref２をＶＤＤ／２に設定すれば、電源電圧ＶＤＤ程度までの振幅を得ることが可能となり、Ｓ／Ｎや歪等の特性を向上することができる。

＜その他の実施例＞
なお、以上の実施例では、トランジスタとしてＰＭＯＳトランジスタあるいはＮＭＯＳトランジスタ（つまりＭＯＳＦＥＴ）を使用した例で説明したが、ＰＭＯＳトランジスタはＰＮＰトランジスタに、ＮＭＯＳトランジスタはＮＰＮトランジスタに、つまりバイポーラトランジスタにそれぞれ置き換えることができる。このとき、ゲートはベースに、ドレインはコレクタに、ソースはエミッタに置き換えられる。

１：定電流源回路、１１：定電圧源、１２：定電流源、２：２相信号生成回路、３，４：スイッチトキャパシタ回路、５：ローパスフィルタ、６：倍率回路、７：電流／電圧変換回路、７１：バイアス電圧源

Claims (5)

1. ＦＭ入力信号から位相が１８０度異なる２相信号を生成する２相信号生成回路と、
   第１のキャパシタを有し且つ前記２相信号によって駆動されることで前記ＦＭ入力信号の周波数に対応した第１の等価抵抗を生成する第１のスイッチトキャパシタ回路と、
   前記第１のキャパシタと同じ種類の第２のキャパシタを有し且つ前記２相信号によって駆動されることで前記ＦＭ入力信号の周波数に対応した第２の等価抵抗を生成する第２のスイッチトキャパシタ回路と、
   前記第１の等価抵抗に第１の電流を流すことで生成された電圧を平均化して前記ＦＭ入力信号の中心周波数に対応した直流電圧を出力するローパスフィルタと、
   前記第２の等価抵抗に発生する電圧が前記直流電圧に一致するように前記第２の等価抵抗にドレイン電流又はコレクタ電流を流す第１のトランジスタと、
   該第１のトランジスタとゲート又はベースが共通接続された第２のトランジスタとを備え、
   前記第１の電流をＩref１、前記ＦＭ入力信号の中心周波数をｆ０、前記ＦＭ入力信号の周波数偏移を±ｆdev、前記第１のキャパシタの値をＣ１、前記第２のキャパシタの値をＣ２とするとき、前記第２のトランジスタのドレイン又はコレクタから、次に示すＦＭ復調電流Ｉdet１が出力することを特徴とするＦＭ復調回路。
   

   
2. 請求項１に記載のＦＭ復調回路において、
   基準電圧と第２の抵抗によって前記第１の電流Ｉref１を生成する第１の電流源回路と、前記第２の抵抗と同じ種類で且つ前記ＦＭ復調電流Ｉdet１が流れる第３の抵抗とを備え、
   前記基準電圧をＶref１とし、前記第２の抵抗の値をＲ２、前記第３の抵抗の値をＲ３とするとき、該第３の抵抗に、次に示すＦＭ復調電圧Ｖdet１が生成することを特徴とするＦＭ復調回路。
   

   
3. 請求項１に記載のＦＭ復調回路において、
   前記第１の電流Ｉref１を前記第１と第２のキャパシタの値の比Ｃ２／Ｃ１で示される倍率にして出力する倍率回路を備え、該倍率回路から出力する倍率電流を前記ＦＭ復調電流から減算して、次に示す交流成分のＦＭ復調電流Ｉdet２を出力することを特徴とするＦＭ復調回路。
   

   
4. 請求項１に記載のＦＭ復調回路において、
   基準電圧と第２の抵抗によって前記第１の電流を生成する第１の電流源回路と、
   前記第１の電流Ｉref１を前記第１と第２のキャパシタの値の比Ｃ２／Ｃ１で示される倍率にして出力し、前記ＦＭ復調電流Ｉdet１から減算する倍率回路と、
   前記第２の抵抗と同じ種類の第３の抵抗を帰還抵抗として備え且つバイアス電圧をＶref２とするオペアンプからなる電流／電圧変換回路とを有し、
   前記基準電圧をＶref１、前記第２の抵抗の値をＲ２、前記第３の抵抗の値をＲ３とするとき、前記電流／電圧変換回路から、次のＦＭ復調電圧Ｖdet２を出力することを特徴とするＦＭ復調回路。
   

   
5. 請求項４に記載のＦＭ復調回路において、
   電源電圧をＶＤＤとするとき、前記バイアス電圧Ｖref２をＶＤＤ／２に設定したことを特徴とするＦＭ復調回路。

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