JPH11191741A - Ｆｍ多重放送受信機のｆｍ多重信号復調回路ブロック - Google Patents
Ｆｍ多重放送受信機のｆｍ多重信号復調回路ブロックInfo
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- JPH11191741A JPH11191741A JP9358573A JP35857397A JPH11191741A JP H11191741 A JPH11191741 A JP H11191741A JP 9358573 A JP9358573 A JP 9358573A JP 35857397 A JP35857397 A JP 35857397A JP H11191741 A JPH11191741 A JP H11191741A
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- Y02D—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES [ICT], I.E. INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES AIMING AT THE REDUCTION OF THEIR OWN ENERGY USE
- Y02D30/00—Reducing energy consumption in communication networks
- Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks
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- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 高価なＡ／Ｄ変換器を用いることなく、全て
のＦＭ多重放送信号の復調をデジタル処理のみで行うこ
とができるＦＭ多重放送受信機のＦＭ多重信号復調回路
ブロックを提供する。 【解決手段】 ＦＭ多重信号復調回路ブロック１２０に
リミッタアンプ１１１を設け、リミッタアンプ１１１に
ＦＭラジオ受信ブロック１０６のＦＭチューナ１０２か
らＦＭ−ＩＦ信号を入力する。リミッタアンプ１１１
は、この微弱な入力信号を増幅し、続いて、デジタル信
号レベルでリミッタをかけ、２値化したＦＭ−ＩＦ信号
を出力し、以下、遅延回路１１４、乗算器１１５等によ
りデジタル信号処理してＦＭ多重放送データを出力す
る。
のＦＭ多重放送信号の復調をデジタル処理のみで行うこ
とができるＦＭ多重放送受信機のＦＭ多重信号復調回路
ブロックを提供する。 【解決手段】 ＦＭ多重信号復調回路ブロック１２０に
リミッタアンプ１１１を設け、リミッタアンプ１１１に
ＦＭラジオ受信ブロック１０６のＦＭチューナ１０２か
らＦＭ−ＩＦ信号を入力する。リミッタアンプ１１１
は、この微弱な入力信号を増幅し、続いて、デジタル信
号レベルでリミッタをかけ、２値化したＦＭ−ＩＦ信号
を出力し、以下、遅延回路１１４、乗算器１１５等によ
りデジタル信号処理してＦＭ多重放送データを出力す
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＦＭ多重放送の受
信に使用されるＦＭ多重放送受信機に関し、より詳しく
は、復調信号へのノイズの混入及び信号レベルの変動を
防止できるＦＭ多重放送受信機のＦＭ多重信号復調回路
ブロックに関する。
信に使用されるＦＭ多重放送受信機に関し、より詳しく
は、復調信号へのノイズの混入及び信号レベルの変動を
防止できるＦＭ多重放送受信機のＦＭ多重信号復調回路
ブロックに関する。
【０００２】
【従来の技術】この種のＦＭ多重放送受信機の一従来例
として、本願出願人が特開平９−７４３６４号公報で先
に提案したものがある。このＦＭ多重放送受信機は、音
声信号のＦＭ復調回路ブロックからＦＭ多重信号復調回
路ブロックへＦＭ復調信号を出力することによりＦＭ多
重信号の復調を行っている。以下に図１０に基づき、こ
のＦＭ多重放送受信機の構成及びその動作を説明する。
として、本願出願人が特開平９−７４３６４号公報で先
に提案したものがある。このＦＭ多重放送受信機は、音
声信号のＦＭ復調回路ブロックからＦＭ多重信号復調回
路ブロックへＦＭ復調信号を出力することによりＦＭ多
重信号の復調を行っている。以下に図１０に基づき、こ
のＦＭ多重放送受信機の構成及びその動作を説明する。
【０００３】このＦＭ多重放送受信機は、ＦＭ放送受信
用のアンテナ１０１、ＦＭラジオ受信ブロック（音声信
号復調回路ブロック）１０６、スピーカ１０５、ＦＭ多
重信号復調回路ブロック１６２及びＣＰＵ１３１等から
なる制御系を備えている。
用のアンテナ１０１、ＦＭラジオ受信ブロック（音声信
号復調回路ブロック）１０６、スピーカ１０５、ＦＭ多
重信号復調回路ブロック１６２及びＣＰＵ１３１等から
なる制御系を備えている。
【０００４】ＦＭラジオ受信ブロック１０６は、ＦＭチ
ューナ１０２、ＦＭ復調回路１０３及びステレオ復調回
路１０４によって構成されている。ＦＭ多重信号復調回
路ブロック１６２は、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１
６１、Ｌ−ＭＳＫ（＝Ｌｅｖｅｌ ｃｏｎｔｒｏｌｌｅ
ｄ−Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇの略で
あり、その詳細については、文献「エレクトロニクス’
９５．１月号ｐ１６〜ｐ２２」参照）復調回路１１８及
び同期・誤り訂正回路１１９によって構成されている。
また、制御系は、ＣＰＵ１３１、メモリ１３２、ＬＣＤ
表示部１３３及び操作部１３４によって構成されてい
る。
ューナ１０２、ＦＭ復調回路１０３及びステレオ復調回
路１０４によって構成されている。ＦＭ多重信号復調回
路ブロック１６２は、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１
６１、Ｌ−ＭＳＫ（＝Ｌｅｖｅｌ ｃｏｎｔｒｏｌｌｅ
ｄ−Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇの略で
あり、その詳細については、文献「エレクトロニクス’
９５．１月号ｐ１６〜ｐ２２」参照）復調回路１１８及
び同期・誤り訂正回路１１９によって構成されている。
また、制御系は、ＣＰＵ１３１、メモリ１３２、ＬＣＤ
表示部１３３及び操作部１３４によって構成されてい
る。
【０００５】上記構成において、アンテナ１０１はＦＭ
多重信号を含む放送信号を捕らえ、ＦＭチューナ１０２
に出力する。ＦＭチューナ１０２は、アンテナ１０１か
らのＦＭ多重信号を含む放送信号に対して、高周波増幅
及び局部発振と混合して中間周波数変換を行う。そし
て、変換したＦＭ−ＩＦ信号をＦＭ復調回路１０３に出
力する。
多重信号を含む放送信号を捕らえ、ＦＭチューナ１０２
に出力する。ＦＭチューナ１０２は、アンテナ１０１か
らのＦＭ多重信号を含む放送信号に対して、高周波増幅
及び局部発振と混合して中間周波数変換を行う。そし
て、変換したＦＭ−ＩＦ信号をＦＭ復調回路１０３に出
力する。
【０００６】ＦＭ復調回路１０３は、ＦＭチューナ１０
２からＦＭ−ＩＦ信号が入力されると、このＦＭ−ＩＦ
信号の周波数に比例した電圧をＦＭ復調信号として、ス
テレオ復調回路１０４とＦＭ多重信号復調回路ブロック
１６２内のバンドパスフィルタ１６１に出力する。
２からＦＭ−ＩＦ信号が入力されると、このＦＭ−ＩＦ
信号の周波数に比例した電圧をＦＭ復調信号として、ス
テレオ復調回路１０４とＦＭ多重信号復調回路ブロック
１６２内のバンドパスフィルタ１６１に出力する。
【０００７】ステレオ復調回路１０４は、入力信号であ
るＦＭ復調信号をステレオ信号に復調し、ラジオ音声と
してスピーカ１０５に出力する。一方、バンドパスフィ
ルタ１６１はＦＭ復調信号よりＦＭ多重信号帯域である
７６ＫＨｚ帯域のみを抽出して、Ｌ−ＭＳＫ復調回路１
１８へ出力する。
るＦＭ復調信号をステレオ信号に復調し、ラジオ音声と
してスピーカ１０５に出力する。一方、バンドパスフィ
ルタ１６１はＦＭ復調信号よりＦＭ多重信号帯域である
７６ＫＨｚ帯域のみを抽出して、Ｌ−ＭＳＫ復調回路１
１８へ出力する。
【０００８】Ｌ−ＭＳＫ復調回路１１８は、Ｌ−ＭＳＫ
方式で変調されたＦＭ多重信号を復調し、同期・誤り訂
正回路１１９へＦＭ多重放送データストリームとデータ
クロックを出力する。同期・誤り訂正回路１１９は、Ｆ
Ｍ多重放送データストリームより、ブロック・フレーム
の同期を検出し、スクランブル解除・誤り訂正・誤り検
出を行い、ＦＭ多重放送データをＣＰＵ１３１に出力す
る。なお、ブロックとは、デジタルデータの区切りを示
すものをいい、フレームとは、ブロックの集合されたも
のをいう。
方式で変調されたＦＭ多重信号を復調し、同期・誤り訂
正回路１１９へＦＭ多重放送データストリームとデータ
クロックを出力する。同期・誤り訂正回路１１９は、Ｆ
Ｍ多重放送データストリームより、ブロック・フレーム
の同期を検出し、スクランブル解除・誤り訂正・誤り検
出を行い、ＦＭ多重放送データをＣＰＵ１３１に出力す
る。なお、ブロックとは、デジタルデータの区切りを示
すものをいい、フレームとは、ブロックの集合されたも
のをいう。
【０００９】ＣＰＵ１３１は、ＦＭ多重放送データをメ
モリ１３２に蓄積する一方、操作部１３４からの操作に
応じて、メモリ１３２に蓄積されたＦＭ多重放送データ
を多重放送番組としてＬＣＤ表示部１３３に表示する。
モリ１３２に蓄積する一方、操作部１３４からの操作に
応じて、メモリ１３２に蓄積されたＦＭ多重放送データ
を多重放送番組としてＬＣＤ表示部１３３に表示する。
【００１０】なお、ＦＭラジオ受信ブロック１０６の構
成は、ＦＭ多重放送受信機能のない一般のＦＭラジオの
構成と同じである。
成は、ＦＭ多重放送受信機能のない一般のＦＭラジオの
構成と同じである。
【００１１】上記のように、ＦＭ復調回路１０３は、ス
テレオ音声信号のＦＭ復調とＦＭ多重信号のＦＭ復調で
併用されている。
テレオ音声信号のＦＭ復調とＦＭ多重信号のＦＭ復調で
併用されている。
【００１２】なお、上記公報と同内容の技術が開示され
ているＦＭ多重放送受信機として、特開平６−１０４８
５６号公報に記載されたものがある。
ているＦＭ多重放送受信機として、特開平６−１０４８
５６号公報に記載されたものがある。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】ところで、この種のＦ
Ｍ多重放送受信機では、ＦＭ復調回路１０３に、通常、
ＦＭステレオ音声信号を処理するためのＩＣを使用して
いる。これは、ＦＭステレオ音声を低ノイズ・低ひずみ
で復調するためであり、ノイズ成分となる高周波域を減
衰させるディエンファシス処理と、入力レベルが低いと
きにＦＭ復調レベルを下げることにより雑音を抑圧する
処理とが含まれる。
Ｍ多重放送受信機では、ＦＭ復調回路１０３に、通常、
ＦＭステレオ音声信号を処理するためのＩＣを使用して
いる。これは、ＦＭステレオ音声を低ノイズ・低ひずみ
で復調するためであり、ノイズ成分となる高周波域を減
衰させるディエンファシス処理と、入力レベルが低いと
きにＦＭ復調レベルを下げることにより雑音を抑圧する
処理とが含まれる。
【００１４】しかしながら、これらの処理は、音声の処
理には不可欠であるものの、入力レベルが低い場合のＦ
Ｍ多重信号の復調に悪影響を与えるという問題がある。
理には不可欠であるものの、入力レベルが低い場合のＦ
Ｍ多重信号の復調に悪影響を与えるという問題がある。
【００１５】加えて、ＦＭ多重信号はＦＭ復調信号の振
幅成分にあるため、復調信号へのデジタル回路からのノ
イズがＦＭ復調信号へ混入すると、ＦＭ多重復調に誤り
が発生しやすくなるという問題もある。この問題は、特
に、ＦＭ復調信号レベルが低い場合により多く発生す
る。
幅成分にあるため、復調信号へのデジタル回路からのノ
イズがＦＭ復調信号へ混入すると、ＦＭ多重復調に誤り
が発生しやすくなるという問題もある。この問題は、特
に、ＦＭ復調信号レベルが低い場合により多く発生す
る。
【００１６】また、復調精度を向上させるために、バン
ドパスフィルタ１６１以下のＦＭ多重信号復調回路ブロ
ック１６２は、一般に、デジタル信号を処理するＬＳＩ
で構成されるが、ＦＭ多重信号復調回路ブロック１６２
の入力部分に、復調信号を振幅に応じたデジタル信号に
変換する高価なＡ／Ｄ変換器を挿入する必要がある。こ
のため、ＦＭ多重放送受信機のコストアップを招来する
という問題がある。
ドパスフィルタ１６１以下のＦＭ多重信号復調回路ブロ
ック１６２は、一般に、デジタル信号を処理するＬＳＩ
で構成されるが、ＦＭ多重信号復調回路ブロック１６２
の入力部分に、復調信号を振幅に応じたデジタル信号に
変換する高価なＡ／Ｄ変換器を挿入する必要がある。こ
のため、ＦＭ多重放送受信機のコストアップを招来する
という問題がある。
【００１７】本発明は、このような現状に鑑みてなされ
たものであり、高価なＡ／Ｄ変換器を用いることなく、
全てのＦＭ多重放送信号の復調をデジタル信号処理のみ
で行うことができるＦＭ多重放送受信機のＦＭ多重信号
復調回路ブロックを提供することを目的とする。
たものであり、高価なＡ／Ｄ変換器を用いることなく、
全てのＦＭ多重放送信号の復調をデジタル信号処理のみ
で行うことができるＦＭ多重放送受信機のＦＭ多重信号
復調回路ブロックを提供することを目的とする。
【００１８】本発明の他の目的は、入力レベルの変動の
影響を受けずに、ＦＭ多重放送データをノイズの無い、
高感度・高精度で復調することができるＦＭ多重放送受
信機のＦＭ多重信号復調回路ブロックを提供することに
ある。
影響を受けずに、ＦＭ多重放送データをノイズの無い、
高感度・高精度で復調することができるＦＭ多重放送受
信機のＦＭ多重信号復調回路ブロックを提供することに
ある。
【００１９】また、本発明の他の目的は、１つの半導体
基板上に形成することができる結果、小型化、低コスト
化及び消費電力の低減を図ることができるＦＭ多重放送
受信機のＦＭ多重信号復調回路ブロックを提供すること
にある。
基板上に形成することができる結果、小型化、低コスト
化及び消費電力の低減を図ることができるＦＭ多重放送
受信機のＦＭ多重信号復調回路ブロックを提供すること
にある。
【００２０】
【課題を解決するための手段】本発明のＦＭ多重放送受
信機のＦＭ多重信号復調回路ブロックは、ＦＭラジオ受
信ブロックのＦＭチューナから入力されるＦＭ−ＩＦ信
号をデジタル信号処理してＦＭ多重放送データを出力す
るＦＭ多重放送受信機のＦＭ多重信号復調回路ブロック
であって、該ＦＭ−ＩＦ信号を増幅し、且つ２値化する
２値化手段と、該２値化手段の出力信号を、クロック供
給手段から供給され、該ＦＭ−ＩＦ信号の周波数の２倍
より大きい周波数のクロック信号に同期して遅延させる
遅延手段と、該２値化手段の出力信号と該遅延手段の出
力信号とを乗算してＦＭ復調を行う乗算手段と、該乗算
手段の出力信号からＦＭ多重信号以外の帯域の信号を除
去するデジタルフィルタとを備えており、そのことによ
り上記目的が達成される。
信機のＦＭ多重信号復調回路ブロックは、ＦＭラジオ受
信ブロックのＦＭチューナから入力されるＦＭ−ＩＦ信
号をデジタル信号処理してＦＭ多重放送データを出力す
るＦＭ多重放送受信機のＦＭ多重信号復調回路ブロック
であって、該ＦＭ−ＩＦ信号を増幅し、且つ２値化する
２値化手段と、該２値化手段の出力信号を、クロック供
給手段から供給され、該ＦＭ−ＩＦ信号の周波数の２倍
より大きい周波数のクロック信号に同期して遅延させる
遅延手段と、該２値化手段の出力信号と該遅延手段の出
力信号とを乗算してＦＭ復調を行う乗算手段と、該乗算
手段の出力信号からＦＭ多重信号以外の帯域の信号を除
去するデジタルフィルタとを備えており、そのことによ
り上記目的が達成される。
【００２１】好ましくは、前記２値化手段と前記遅延手
段との間に、該２値化手段の出力信号を、前記クロック
供給手段から供給され、前記ＦＭ−ＩＦ信号の周波数以
下の周波数のクロック信号に同期してサンプリングし、
該ＦＭ−ＩＦ信号の周波数を該クロック信号の周波数だ
け減算するサンプリング手段を設ける構成とする。
段との間に、該２値化手段の出力信号を、前記クロック
供給手段から供給され、前記ＦＭ−ＩＦ信号の周波数以
下の周波数のクロック信号に同期してサンプリングし、
該ＦＭ−ＩＦ信号の周波数を該クロック信号の周波数だ
け減算するサンプリング手段を設ける構成とする。
【００２２】また、好ましくは、前記サンプリング手段
がフリップフロップである構成とする。
がフリップフロップである構成とする。
【００２３】また、好ましくは、前記２値化手段がリミ
ッタアンプである構成とする。
ッタアンプである構成とする。
【００２４】また、好ましくは、前記リミッタアンプ
は、前記ＦＭ−ＩＦ信号を該ＦＭ−ＩＦ信号と同じ周波
数のデジタル信号レベルの２値化したＦＭ−ＩＦ信号に
変換する構成とする。
は、前記ＦＭ−ＩＦ信号を該ＦＭ−ＩＦ信号と同じ周波
数のデジタル信号レベルの２値化したＦＭ−ＩＦ信号に
変換する構成とする。
【００２５】また、好ましくは、前記デジタルフィルタ
は、前記乗算手段の出力信号からＦＭ復調信号を取り出
し、且つサンプリングレートをより低いものに変換する
デシメーションフィルタと、該デシメーションフィルタ
からのＦＭ復調信号よりＦＭ多重信号のみを取り出すデ
ジタルバンドパスフィルタとで構成され、該デジタルバ
ンドパスフィルタは、該デシメーションフィルタより低
いサンプリングレートで動作し、且つ該デシメーション
フィルタに比べ、高次の急峻なフィルタ特性を持つ構成
とする。
は、前記乗算手段の出力信号からＦＭ復調信号を取り出
し、且つサンプリングレートをより低いものに変換する
デシメーションフィルタと、該デシメーションフィルタ
からのＦＭ復調信号よりＦＭ多重信号のみを取り出すデ
ジタルバンドパスフィルタとで構成され、該デジタルバ
ンドパスフィルタは、該デシメーションフィルタより低
いサンプリングレートで動作し、且つ該デシメーション
フィルタに比べ、高次の急峻なフィルタ特性を持つ構成
とする。
【００２６】また、好ましくは、前記遅延手段は、１個
以上のＤ型フリップフロップを直列に接続してなり、前
記クロック信号の周期の整数倍の遅延時間を得る構成と
する。
以上のＤ型フリップフロップを直列に接続してなり、前
記クロック信号の周期の整数倍の遅延時間を得る構成と
する。
【００２７】また、本発明のＦＭ多重放送受信機のＦＭ
多重信号復調回路ブロックは、ＦＭラジオ受信ブロック
のＦＭチューナから入力されるＦＭ−ＩＦ信号をデジタ
ル信号処理してＦＭ多重放送データを出力するＦＭ多重
放送受信機のＦＭ多重信号復調回路ブロックであって、
該ＦＭ−ＩＦ信号をデジタル信号レベルのパルス信号に
変換する電圧変換手段と、該電圧変換手段の出力信号の
パルス数をカウントし、ゲート信号発生手段から供給さ
れるゲート信号の入力によってカウンタ出力値をクリア
するカウンタ手段と、該ゲート信号の入力によって該カ
ウンタ手段の出力値を保持するレジスタと、該レジスタ
の出力信号からＦＭ多重信号以外の帯域の信号を除去す
るデジタルフィルタとを備え、ゲート信号期間のパルス
数をカウントすることにより該ＦＭ−ＩＦ信号の一定期
間ごとの周波数を求めてＦＭ復調を行うように構成され
ており、そのことにより上記目的が達成される。
多重信号復調回路ブロックは、ＦＭラジオ受信ブロック
のＦＭチューナから入力されるＦＭ−ＩＦ信号をデジタ
ル信号処理してＦＭ多重放送データを出力するＦＭ多重
放送受信機のＦＭ多重信号復調回路ブロックであって、
該ＦＭ−ＩＦ信号をデジタル信号レベルのパルス信号に
変換する電圧変換手段と、該電圧変換手段の出力信号の
パルス数をカウントし、ゲート信号発生手段から供給さ
れるゲート信号の入力によってカウンタ出力値をクリア
するカウンタ手段と、該ゲート信号の入力によって該カ
ウンタ手段の出力値を保持するレジスタと、該レジスタ
の出力信号からＦＭ多重信号以外の帯域の信号を除去す
るデジタルフィルタとを備え、ゲート信号期間のパルス
数をカウントすることにより該ＦＭ−ＩＦ信号の一定期
間ごとの周波数を求めてＦＭ復調を行うように構成され
ており、そのことにより上記目的が達成される。
【００２８】また、本発明のＦＭ多重放送受信機のＦＭ
多重信号復調回路ブロックは、ＦＭラジオ受信ブロック
のＦＭチューナから入力されるＦＭ−ＩＦ信号をデジタ
ル信号処理してＦＭ多重放送データを出力するＦＭ多重
放送受信機のＦＭ多重信号復調回路ブロックであって、
該ＦＭ−ＩＦ信号をデジタル信号レベルのパルス信号に
変換する電圧変換手段と、該電圧変換手段からの信号
と、可変分周器からの信号との位相差を検出し、位相差
信号を出力する位相比較器と、該位相差信号を積分し、
帯域制限するループフィルタと、該ループフィルタから
の出力値により、クロック供給手段から供給されるクロ
ック信号の分周比を決める該可変分周器と、該ループフ
ィルタの出力信号からＦＭ多重信号以外の帯域の信号を
除去するデジタルフィルタとを備えており、そのことに
より上記目的が達成される。
多重信号復調回路ブロックは、ＦＭラジオ受信ブロック
のＦＭチューナから入力されるＦＭ−ＩＦ信号をデジタ
ル信号処理してＦＭ多重放送データを出力するＦＭ多重
放送受信機のＦＭ多重信号復調回路ブロックであって、
該ＦＭ−ＩＦ信号をデジタル信号レベルのパルス信号に
変換する電圧変換手段と、該電圧変換手段からの信号
と、可変分周器からの信号との位相差を検出し、位相差
信号を出力する位相比較器と、該位相差信号を積分し、
帯域制限するループフィルタと、該ループフィルタから
の出力値により、クロック供給手段から供給されるクロ
ック信号の分周比を決める該可変分周器と、該ループフ
ィルタの出力信号からＦＭ多重信号以外の帯域の信号を
除去するデジタルフィルタとを備えており、そのことに
より上記目的が達成される。
【００２９】好ましくは、前記電圧変換手段がリミッタ
アンプである構成とする。
アンプである構成とする。
【００３０】また、本発明のＦＭ多重放送受信機のＦＭ
多重信号復調回路ブロックは、請求項１〜請求項１０記
載のＦＭ多重信号復調回路ブロックを構成する前記各手
段が同一の半導体基板上に形成されており、そのことに
より上記目的が達成される。
多重信号復調回路ブロックは、請求項１〜請求項１０記
載のＦＭ多重信号復調回路ブロックを構成する前記各手
段が同一の半導体基板上に形成されており、そのことに
より上記目的が達成される。
【００３１】以下に、本発明の作用を説明する。
【００３２】本発明のＦＭ多重信号復調回路ブロック
は、ＦＭラジオ受信ブロックのＦＭチューナから入力さ
れるＦＭ−ＩＦ信号を、一例として、リミッタアンプか
らなる２値化手段により、増幅し、続いて、デジタル化
する構成、即ち、振幅成分のないＦＭ−ＩＦ信号を直接
デジタル処理する構成をとるので、入力レベルが変動す
る場合であっても、全てのＦＭ多重放送信号の復調をデ
ジタル信号処理のみで精度よく処理することができる。
は、ＦＭラジオ受信ブロックのＦＭチューナから入力さ
れるＦＭ−ＩＦ信号を、一例として、リミッタアンプか
らなる２値化手段により、増幅し、続いて、デジタル化
する構成、即ち、振幅成分のないＦＭ−ＩＦ信号を直接
デジタル処理する構成をとるので、入力レベルが変動す
る場合であっても、全てのＦＭ多重放送信号の復調をデ
ジタル信号処理のみで精度よく処理することができる。
【００３３】よって、本発明のＦＭ多重信号復調回路ブ
ロックによれば、ＦＭ多重放送データをノイズ無く、高
感度・高精度で復調することが可能になる。
ロックによれば、ＦＭ多重放送データをノイズ無く、高
感度・高精度で復調することが可能になる。
【００３４】しかも、高価なＡ／Ｄ変換器を用いる必要
がない。
がない。
【００３５】加えて、全てのＦＭ多重放送信号の復調を
デジタル信号処理のみで精度よく処理できることによ
り、ＦＭ多重信号復調回路ブロックを１チップのデジタ
ルＩＣで構成できるので、小型化及び低コスト化が図
れ、更には消費電力も低減できる。
デジタル信号処理のみで精度よく処理できることによ
り、ＦＭ多重信号復調回路ブロックを１チップのデジタ
ルＩＣで構成できるので、小型化及び低コスト化が図
れ、更には消費電力も低減できる。
【００３６】また、２値化手段と遅延手段との間に、２
値化手段の出力信号を、クロック供給手段から供給さ
れ、ＦＭ−ＩＦ信号の周波数以下の周波数のクロック信
号に同期してサンプリングし、ＦＭ−ＩＦ信号の周波数
をクロック信号の周波数だけ減算するサンプリング手段
を設ける構成によれば、ＦＭ−ＩＦ信号の低周波数への
周波数変換を行うことができるので、その分、より一層
の低消費電力化が可能になる。
値化手段の出力信号を、クロック供給手段から供給さ
れ、ＦＭ−ＩＦ信号の周波数以下の周波数のクロック信
号に同期してサンプリングし、ＦＭ−ＩＦ信号の周波数
をクロック信号の周波数だけ減算するサンプリング手段
を設ける構成によれば、ＦＭ−ＩＦ信号の低周波数への
周波数変換を行うことができるので、その分、より一層
の低消費電力化が可能になる。
【００３７】また、デジタルフィルタを、乗算手段の出
力信号からＦＭ復調信号を取り出し、且つサンプリング
レートをより低いものに変換するデシメーションフィル
タと、デシメーションフィルタからのＦＭ復調信号より
ＦＭ多重信号のみを取り出すデジタルバンドパスフィル
タとで構成し、デジタルバンドパスフィルタは、デシメ
ーションフィルタより低いサンプリングレートで動作
し、且つデシメーションフィルタに比べ、高次の急峻な
フィルタ特性を持つ構成によれば、高いサンプリングレ
ートで動作するデシメーションフィルタと低いレートで
動作するデジタルバンドパスフィルタにて処理を分離で
きるので、結果的に、直接デジタルフィルタ処理を行う
場合に比べて、高いサンプリングレートで動作する回路
の部分を少なくすることが可能になる。よって、その
分、消費電力を一層少なくすることができる。
力信号からＦＭ復調信号を取り出し、且つサンプリング
レートをより低いものに変換するデシメーションフィル
タと、デシメーションフィルタからのＦＭ復調信号より
ＦＭ多重信号のみを取り出すデジタルバンドパスフィル
タとで構成し、デジタルバンドパスフィルタは、デシメ
ーションフィルタより低いサンプリングレートで動作
し、且つデシメーションフィルタに比べ、高次の急峻な
フィルタ特性を持つ構成によれば、高いサンプリングレ
ートで動作するデシメーションフィルタと低いレートで
動作するデジタルバンドパスフィルタにて処理を分離で
きるので、結果的に、直接デジタルフィルタ処理を行う
場合に比べて、高いサンプリングレートで動作する回路
の部分を少なくすることが可能になる。よって、その
分、消費電力を一層少なくすることができる。
【００３８】
【発明の実施の形態】以下に本発明の実施の形態を図面
に基づき具体的に説明する。
に基づき具体的に説明する。
【００３９】（実施形態１）図１〜図３は、本発明ＦＭ
多重信号復調回路ブロックを備えたＦＭ多重放送受信機
の実施形態１を示す。本実施形態１のＦＭ多重放送受信
機は、図１に示すように、ＦＭ多重信号復調回路ブロッ
ク１２０の構成が、図１０に示す従来例と異なる他は同
様の構成になっている。従って、対応する部分に同一の
符号を付し、以下では主として、異なる部分について説
明する。
多重信号復調回路ブロックを備えたＦＭ多重放送受信機
の実施形態１を示す。本実施形態１のＦＭ多重放送受信
機は、図１に示すように、ＦＭ多重信号復調回路ブロッ
ク１２０の構成が、図１０に示す従来例と異なる他は同
様の構成になっている。従って、対応する部分に同一の
符号を付し、以下では主として、異なる部分について説
明する。
【００４０】図１に示すように、本実施形態１のＦＭ多
重信号復調回路ブロック１２０は、リミッタアンプ１１
１、クロック信号発生器１１２、遅延回路１１４、乗算
器１１５、デシメーションフィルタ（ＬＰＦ）１１６及
びデジタルバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１１７が新た
に設けられており、Ｌ−ＭＳＫ復調回路１１８及び同期
・誤り訂正回路１１９については、同様の構成になって
いる。
重信号復調回路ブロック１２０は、リミッタアンプ１１
１、クロック信号発生器１１２、遅延回路１１４、乗算
器１１５、デシメーションフィルタ（ＬＰＦ）１１６及
びデジタルバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１１７が新た
に設けられており、Ｌ−ＭＳＫ復調回路１１８及び同期
・誤り訂正回路１１９については、同様の構成になって
いる。
【００４１】次に、ＦＭ多重信号復調回路ブロック１２
０の動作について説明する。リミッタアンプ１１１に
は、従来例同様のＦＭラジオ受信ブロック１０６のＦＭ
チューナ１０２からＦＭ−ＩＦ信号が入力される。リミ
ッタアンプ１１１は、この微弱な入力信号を増幅し、続
いて、デジタル信号レベルでリミッタをかけ、２値化し
たＦＭ−ＩＦ信号を出力する。図２は、この信号波形を
示すが、その詳細については後述する。
０の動作について説明する。リミッタアンプ１１１に
は、従来例同様のＦＭラジオ受信ブロック１０６のＦＭ
チューナ１０２からＦＭ−ＩＦ信号が入力される。リミ
ッタアンプ１１１は、この微弱な入力信号を増幅し、続
いて、デジタル信号レベルでリミッタをかけ、２値化し
たＦＭ−ＩＦ信号を出力する。図２は、この信号波形を
示すが、その詳細については後述する。
【００４２】リミッタアンプ１１１の出力、即ち、２値
化されたＦＭ−ＩＦ信号は、遅延回路１１４及び乗算器
１１５に与えられる。遅延回路１１４は、Ｄ型フリップ
フロップ（ＦＦ）を数段直列に接続して構成されてお
り、２値化されたＦＭ−ＩＦ信号をクロック信号発生器
１１２から与えられるクロック信号に同期して保持し、
続いて、このＦＭ−ＩＦ信号を所定時間遅延させ、遅延
されたＦＭ−ＩＦ信号を乗算器１１５に出力する。
化されたＦＭ−ＩＦ信号は、遅延回路１１４及び乗算器
１１５に与えられる。遅延回路１１４は、Ｄ型フリップ
フロップ（ＦＦ）を数段直列に接続して構成されてお
り、２値化されたＦＭ−ＩＦ信号をクロック信号発生器
１１２から与えられるクロック信号に同期して保持し、
続いて、このＦＭ−ＩＦ信号を所定時間遅延させ、遅延
されたＦＭ−ＩＦ信号を乗算器１１５に出力する。
【００４３】乗算器１１５は、リミッタアンプ１１１か
らの２値化されたＦＭ−ＩＦ信号と、遅延回路１１４に
よって遅延された２値化ＦＭ−ＩＦ信号とをＸＯＲ演算
し、ＦＭ復調信号と、ＦＭ−ＩＦ信号の２倍の周波数と
その高調波が混合された信号とをデシメーションフィル
タ１１６に出力する。
らの２値化されたＦＭ−ＩＦ信号と、遅延回路１１４に
よって遅延された２値化ＦＭ−ＩＦ信号とをＸＯＲ演算
し、ＦＭ復調信号と、ＦＭ−ＩＦ信号の２倍の周波数と
その高調波が混合された信号とをデシメーションフィル
タ１１６に出力する。
【００４４】デシメーションフィルタ１１６は、この入
力信号をフィルタ処理し、混合信号からＦＭ復調信号の
みを取り出し、デジタルバンドパスフィルタ１１７に出
力する。なお、上記のクロック信号発生器１１２は、遅
延回路１１４及びデシメーションフィルタ１１６に動作
の基準となるクロック信号を出力する。
力信号をフィルタ処理し、混合信号からＦＭ復調信号の
みを取り出し、デジタルバンドパスフィルタ１１７に出
力する。なお、上記のクロック信号発生器１１２は、遅
延回路１１４及びデシメーションフィルタ１１６に動作
の基準となるクロック信号を出力する。
【００４５】デジタルバンドパスフィルタ１１７は、デ
シメーションフィルタ１１６から入力されるＦＭ復調信
号をフィルタ処理し、ＦＭ復調信号からＦＭ多重信号の
みを取り出し、Ｌ−ＭＳＫ復調回路１１８に出力する。
シメーションフィルタ１１６から入力されるＦＭ復調信
号をフィルタ処理し、ＦＭ復調信号からＦＭ多重信号の
みを取り出し、Ｌ−ＭＳＫ復調回路１１８に出力する。
【００４６】Ｌ−ＭＳＫ復調回路１１８は、Ｌ−ＭＳＫ
方式で変調された多重信号を復調し、同期・誤り訂正回
路１１９へＦＭ多重放送データストリームとデータクロ
ックとを出力する。同期・誤り訂正回路１１９は、ＦＭ
多重放送データストリームからブロック・フレームの同
期を検出し、スクランブル解除・誤り訂正・誤り検出を
行い、ＦＭ多重放送データをＣＰＵ１３１に出力する。
方式で変調された多重信号を復調し、同期・誤り訂正回
路１１９へＦＭ多重放送データストリームとデータクロ
ックとを出力する。同期・誤り訂正回路１１９は、ＦＭ
多重放送データストリームからブロック・フレームの同
期を検出し、スクランブル解除・誤り訂正・誤り検出を
行い、ＦＭ多重放送データをＣＰＵ１３１に出力する。
【００４７】ＣＰＵ１３１は、上記従来例同様に、ＦＭ
多重放送データをメモリ１３２に蓄積する一方、操作部
１３４からの操作に応じて、メモリ１３２に蓄積された
ＦＭ多重放送データを多重放送番組としてＬＣＤ表示部
１３３に表示する。
多重放送データをメモリ１３２に蓄積する一方、操作部
１３４からの操作に応じて、メモリ１３２に蓄積された
ＦＭ多重放送データを多重放送番組としてＬＣＤ表示部
１３３に表示する。
【００４８】ここで、ＦＭ多重放送受信機のＦＭ−ＩＦ
信号の中心周波数は、一般に、１０．７ＭＨｚに取られ
る場合が多いが、本発明では、ＦＭ−ＩＦ周波数に任意
の値を取ることができる。以下に、一例として、ＦＭ−
ＩＦ周波数を１０．７ＭＨｚとする場合を例にとって、
上記ＦＭ多重信号復調回路ブロック１２０の動作を更に
詳細に説明する。
信号の中心周波数は、一般に、１０．７ＭＨｚに取られ
る場合が多いが、本発明では、ＦＭ−ＩＦ周波数に任意
の値を取ることができる。以下に、一例として、ＦＭ−
ＩＦ周波数を１０．７ＭＨｚとする場合を例にとって、
上記ＦＭ多重信号復調回路ブロック１２０の動作を更に
詳細に説明する。
【００４９】まず、ＦＭチューナ１０２の出力信号であ
るＦＭ−ＩＦ信号は、図２（ａ）に示す波形をしてい
る。このＦＭ−ＩＦ信号は、上述のように、リミッタア
ンプ１１１内で増幅され、同図（ｂ）に示す波形とな
る。続いて、リミッタアンプ１１１によりデジタル信号
レベルに振幅を制限され（同図（ｃ）参照）、その後、
同図（ｄ）に示す波形に波形整形されて、遅延回路１１
４に出力される。
るＦＭ−ＩＦ信号は、図２（ａ）に示す波形をしてい
る。このＦＭ−ＩＦ信号は、上述のように、リミッタア
ンプ１１１内で増幅され、同図（ｂ）に示す波形とな
る。続いて、リミッタアンプ１１１によりデジタル信号
レベルに振幅を制限され（同図（ｃ）参照）、その後、
同図（ｄ）に示す波形に波形整形されて、遅延回路１１
４に出力される。
【００５０】この波形処理により、ＦＭ−ＩＦ信号は、
ＦＭ−ＩＦ信号と同じ周波数をもつ１ビットのデジタル
信号に変換される。このデジタル信号は高調波を含んで
いるが、基本波成分はＦＭ−ＩＦ信号と同一である。よ
って、この信号は、２値化されたＦＭ−ＩＦ信号とな
る。
ＦＭ−ＩＦ信号と同じ周波数をもつ１ビットのデジタル
信号に変換される。このデジタル信号は高調波を含んで
いるが、基本波成分はＦＭ−ＩＦ信号と同一である。よ
って、この信号は、２値化されたＦＭ−ＩＦ信号とな
る。
【００５１】図３（ａ）は、２値化されたＦＭ−ＩＦ信
号の周波数スペクトルを示す。２値化されたＦＭ−ＩＦ
信号は、２方向に分けられ、上述のように、一方は直接
乗算機１１５に入力され、他方は遅延回路１１４で遅延
された後、乗算機１１５に入力される。遅延回路１１４
は、２値化されたＦＭ−ＩＦ信号をＦＭ−ＩＦ信号の周
波数１０．７ＭＨｚの４倍の４２．８ＭＨｚでサンプリ
ングし、所定時間遅延させる。
号の周波数スペクトルを示す。２値化されたＦＭ−ＩＦ
信号は、２方向に分けられ、上述のように、一方は直接
乗算機１１５に入力され、他方は遅延回路１１４で遅延
された後、乗算機１１５に入力される。遅延回路１１４
は、２値化されたＦＭ−ＩＦ信号をＦＭ−ＩＦ信号の周
波数１０．７ＭＨｚの４倍の４２．８ＭＨｚでサンプリ
ングし、所定時間遅延させる。
【００５２】乗算器１１５は、上述のように、ＦＭ−Ｉ
Ｆ信号と遅延信号とを乗算し、これにより、２乗検波を
行うため、その出力は、ＦＭ復調信号とＦＭ−ＩＦ信号
の高調波成分が混合された信号となる。同図（ｂ）は、
この混合信号のスペクトルを示す。
Ｆ信号と遅延信号とを乗算し、これにより、２乗検波を
行うため、その出力は、ＦＭ復調信号とＦＭ−ＩＦ信号
の高調波成分が混合された信号となる。同図（ｂ）は、
この混合信号のスペクトルを示す。
【００５３】この後、この混合信号は、デシメーション
フィルタ１１６の入力段にてクロック１１２のタイミン
グでサンプリングされ、同図（ｂ）に示すデシメーショ
ンフィルタ通過域特性でフィルタ処理され、ＦＭ復調信
号となる。
フィルタ１１６の入力段にてクロック１１２のタイミン
グでサンプリングされ、同図（ｂ）に示すデシメーショ
ンフィルタ通過域特性でフィルタ処理され、ＦＭ復調信
号となる。
【００５４】このＦＭ復調信号は、１ビットのみの信号
であるが、ＦＭ復調信号の周波数帯域に比べ、サンプリ
ング周波数が非常に高いため、２５６倍以上でオーバー
サンプリングされている。即ち、データのクロック周波
数よりも２倍以上の周波数のクロックでサンプリンすべ
きところを２倍よりもはるかに大きい周波数でサンプリ
ンしている。
であるが、ＦＭ復調信号の周波数帯域に比べ、サンプリ
ング周波数が非常に高いため、２５６倍以上でオーバー
サンプリングされている。即ち、データのクロック周波
数よりも２倍以上の周波数のクロックでサンプリンすべ
きところを２倍よりもはるかに大きい周波数でサンプリ
ンしている。
【００５５】このため、本実施形態１では、デシメーシ
ョンフィルタ１１６にて２値・多値変換・１／２５６間
引き処理を行っており、これにより、同図（ｃ）に示す
ように、１６７ＫＨｚサンプリング、８ビット精度のＦ
Ｍ復調信号を得ることができる。
ョンフィルタ１１６にて２値・多値変換・１／２５６間
引き処理を行っており、これにより、同図（ｃ）に示す
ように、１６７ＫＨｚサンプリング、８ビット精度のＦ
Ｍ復調信号を得ることができる。
【００５６】同図（ｃ）に示すように、デシメーション
フィルタ１１６によって処理されたＦＭ復調信号は、ス
テレオ音声信号のＬ＋Ｒ信号、Ｌ−Ｒ信号（３８ｋＨ
ｚ）、ステレオ放送であることを示すパイロット信号(１
９ｋＨｚ)及びＦＭ多重信号（７６ｋＨｚ）を含んでい
る。
フィルタ１１６によって処理されたＦＭ復調信号は、ス
テレオ音声信号のＬ＋Ｒ信号、Ｌ−Ｒ信号（３８ｋＨ
ｚ）、ステレオ放送であることを示すパイロット信号(１
９ｋＨｚ)及びＦＭ多重信号（７６ｋＨｚ）を含んでい
る。
【００５７】この混合信号を、本実施形態１では、同図
（ｃ）中にその通過域特性を示すデジタルバンドパスフ
ィルタ１１７でフィルタ処理しており、これにより、同
図（ｄ）に示すように、ＦＭ多重信号のみを抽出するこ
とができる。
（ｃ）中にその通過域特性を示すデジタルバンドパスフ
ィルタ１１７でフィルタ処理しており、これにより、同
図（ｄ）に示すように、ＦＭ多重信号のみを抽出するこ
とができる。
【００５８】ここで、デシメーションフィルタ１１６と
デジタルバンドパスフィルタ１１７での処理をＦＭ復調
信号及び高調波が混合した信号から直接デジタルフィル
タ処理を行うことにより、直接ＦＭ多重信号を抽出する
ことも可能である。
デジタルバンドパスフィルタ１１７での処理をＦＭ復調
信号及び高調波が混合した信号から直接デジタルフィル
タ処理を行うことにより、直接ＦＭ多重信号を抽出する
ことも可能である。
【００５９】しかしながら、直接デジタルフィルタ処理
ができるフィルタは、消費電力が大きいという問題があ
る。
ができるフィルタは、消費電力が大きいという問題があ
る。
【００６０】これに対して、デシメーションフィルタ１
１６は、折り返し歪みとなる高調波成分を除去すること
が必要となるが、ＦＭ復調信号から周波数が離れている
ため、緩やかなフィルタ特性しか要求されない。そのた
め、単純な回路構成で実現することができる。
１６は、折り返し歪みとなる高調波成分を除去すること
が必要となるが、ＦＭ復調信号から周波数が離れている
ため、緩やかなフィルタ特性しか要求されない。そのた
め、単純な回路構成で実現することができる。
【００６１】一方、デジタルバンドパスフィルタ１１７
は、通過域での平坦特性と近接するステレオ音声信号を
除去する急峻な遮断特性が必要であるため、ＦＩＲフィ
ルタ及びＩＩＲフィルタを数個直列に接続し、高次のフ
ィルタを構成する必要がある。この結果、回路構成が複
雑になる。
は、通過域での平坦特性と近接するステレオ音声信号を
除去する急峻な遮断特性が必要であるため、ＦＩＲフィ
ルタ及びＩＩＲフィルタを数個直列に接続し、高次のフ
ィルタを構成する必要がある。この結果、回路構成が複
雑になる。
【００６２】よって、両者を組み合わせた本実施形態２
のフィルタ構成によれば、高いサンプリングレートで動
作するデシメーションフィルタ１１６と低いレートで動
作するデジタルバンドパスフィルタ１１７にて処理を分
離できるので、結果的に、直接デジタルフィルタ処理を
行う場合に比べて、高いサンプリングレートで動作する
回路の部分を少なくすることが可能になる。よって、そ
の分、消費電力を少なくすることができる。
のフィルタ構成によれば、高いサンプリングレートで動
作するデシメーションフィルタ１１６と低いレートで動
作するデジタルバンドパスフィルタ１１７にて処理を分
離できるので、結果的に、直接デジタルフィルタ処理を
行う場合に比べて、高いサンプリングレートで動作する
回路の部分を少なくすることが可能になる。よって、そ
の分、消費電力を少なくすることができる。
【００６３】今少し具体的に説明すると、本実施形態１
のフィルタ構成によれば、緩やかな特性のフィルタでフ
ィルタリングした後、特定の取り出したい周波数付近を
急峻なフィルタ特性を有するフィルタで処理できるの
で、消費電力を少なくすることができるのである。
のフィルタ構成によれば、緩やかな特性のフィルタでフ
ィルタリングした後、特定の取り出したい周波数付近を
急峻なフィルタ特性を有するフィルタで処理できるの
で、消費電力を少なくすることができるのである。
【００６４】以上のように、本実施形態１のＦＭ多重信
号復調回路ブロック１２０によれば、高価なＡ／Ｄ変換
器を用いることなく、全てのＦＭ多重放送信号の復調を
テジタル信号処理のみで処理することが可能となるの
で、ＦＭ多重放送データをノイズ無く、高感度・高精度
で復調することができる。
号復調回路ブロック１２０によれば、高価なＡ／Ｄ変換
器を用いることなく、全てのＦＭ多重放送信号の復調を
テジタル信号処理のみで処理することが可能となるの
で、ＦＭ多重放送データをノイズ無く、高感度・高精度
で復調することができる。
【００６５】また、ＦＭ多重信号復調回路ブロック１２
０の全処理がデジタル信号処理で構成できるので、この
部分を１チップのデジタルＬＳＩとすることができる。
これにより、低消費電力化、小型化及び低コスト化を図
ることができる。
０の全処理がデジタル信号処理で構成できるので、この
部分を１チップのデジタルＬＳＩとすることができる。
これにより、低消費電力化、小型化及び低コスト化を図
ることができる。
【００６６】（実施形態２）図４及び図５は、本発明Ｆ
Ｍ多重信号復調回路ブロックを備えたＦＭ多重放送受信
機の実施形態２を示す。本実施形態２のＦＭ多重信号復
調回路ブロック１２２は、図４に示すように、実施形態
１の遅延回路１１４の前段にフリップフロップ１１３を
設けており、この点のみが、実施形態１のＦＭ多重信号
復調回路ブロック１２０とは異なっている。従って、実
施形態１と対応する部分には同一の符号を付し、以下で
は重複する説明は省略する。
Ｍ多重信号復調回路ブロックを備えたＦＭ多重放送受信
機の実施形態２を示す。本実施形態２のＦＭ多重信号復
調回路ブロック１２２は、図４に示すように、実施形態
１の遅延回路１１４の前段にフリップフロップ１１３を
設けており、この点のみが、実施形態１のＦＭ多重信号
復調回路ブロック１２０とは異なっている。従って、実
施形態１と対応する部分には同一の符号を付し、以下で
は重複する説明は省略する。
【００６７】フリップフロップ１１３は、リミッタアン
プ１１１から入力される２値化されたＦＭ−ＩＦ信号を
クロック信号発生器１１２からのクロック信号に同期し
てサンプル・ホールドし、サンプル・ホールドした信号
を遅延回路１１４及び乗算器１１５に出力する。
プ１１１から入力される２値化されたＦＭ−ＩＦ信号を
クロック信号発生器１１２からのクロック信号に同期し
てサンプル・ホールドし、サンプル・ホールドした信号
を遅延回路１１４及び乗算器１１５に出力する。
【００６８】ここで、クロック信号発生器１１２より出
力されるクロック信号は、ＦＭ−ＩＦ信号の中心周波数
より、ＦＭ−ＩＦ信号の帯域幅だけ低い周波数である。
ここでは、一例として、ＦＭ−ＩＦ信号の中心周波数を
１０．７ＭＨｚ，ＦＭ−ＩＦ信号の周波数幅を７００Ｋ
Ｈｚとして、クロック信号発生器１１２から出力される
サンプリングクロック信号を１０ＭＨｚとした場合を例
にとって説明する。
力されるクロック信号は、ＦＭ−ＩＦ信号の中心周波数
より、ＦＭ−ＩＦ信号の帯域幅だけ低い周波数である。
ここでは、一例として、ＦＭ−ＩＦ信号の中心周波数を
１０．７ＭＨｚ，ＦＭ−ＩＦ信号の周波数幅を７００Ｋ
Ｈｚとして、クロック信号発生器１１２から出力される
サンプリングクロック信号を１０ＭＨｚとした場合を例
にとって説明する。
【００６９】図５（ａ）は、フリップフロップ１１３に
入力されるＦＭ−ＩＦ信号の周波数スペクトルを示す。
このＦＭ−ＩＦ信号は、フリップフロップ１１３によっ
て、クロック信号発生器１１２から与えられる１０ＭＨ
ｚのサンプリングクロック信号に同期してサンプリング
される。これは、ＦＭ−ＩＦ信号をクロック信号で乗算
することと同等の効果が得られることを意味する。よっ
て、ＦＭ−ＩＦ信号は、フリップフロップ１１３によっ
て、同図（ｂ）に示すように、中心波数が１０．７ＭＨ
ｚからサンプリングクロック周波数１０ＭＨｚを減算し
た０．７ＭＨｚに周波数変換される。
入力されるＦＭ−ＩＦ信号の周波数スペクトルを示す。
このＦＭ−ＩＦ信号は、フリップフロップ１１３によっ
て、クロック信号発生器１１２から与えられる１０ＭＨ
ｚのサンプリングクロック信号に同期してサンプリング
される。これは、ＦＭ−ＩＦ信号をクロック信号で乗算
することと同等の効果が得られることを意味する。よっ
て、ＦＭ−ＩＦ信号は、フリップフロップ１１３によっ
て、同図（ｂ）に示すように、中心波数が１０．７ＭＨ
ｚからサンプリングクロック周波数１０ＭＨｚを減算し
た０．７ＭＨｚに周波数変換される。
【００７０】周波数変換されたＦＭ−ＩＦ信号は、遅延
回路１１４及び乗算回路１１５により２乗検波され、同
図（ｃ）に示すように、ＦＭ復調されたステレオ音声信
号、ＦＭ多重信号及びＦＭ−ＩＦ信号の高調波成分に変
換される。
回路１１４及び乗算回路１１５により２乗検波され、同
図（ｃ）に示すように、ＦＭ復調されたステレオ音声信
号、ＦＭ多重信号及びＦＭ−ＩＦ信号の高調波成分に変
換される。
【００７１】そして、同図（ｃ）に示す通過域特性を有
するデシメーションフィルタ１１６が、この混合信号か
らＦＭ−ＩＦ信号の高調波成分を除去し、ステレオ音声
信号及びＦＭ多重信号を抽出する。また、デシメーショ
ンフィルタ１１６は、間引き処理により１０ＭＨｚサン
プリング・１ビットの信号を１５６ＫＨｚサンプリング
・６ビットの多値信号に変換する。
するデシメーションフィルタ１１６が、この混合信号か
らＦＭ−ＩＦ信号の高調波成分を除去し、ステレオ音声
信号及びＦＭ多重信号を抽出する。また、デシメーショ
ンフィルタ１１６は、間引き処理により１０ＭＨｚサン
プリング・１ビットの信号を１５６ＫＨｚサンプリング
・６ビットの多値信号に変換する。
【００７２】続いて、デジタルバンドパスフィルタ１１
７が、このＦＭ復調信号からＦＭ多重信号を抽出し、Ｌ
−ＭＳＫ復調回路１１８に出力する。Ｌ−ＭＳＫ復調回
路１１８は、ＦＭ多重放送データストリームとデータク
ロックとを復調する。
７が、このＦＭ復調信号からＦＭ多重信号を抽出し、Ｌ
−ＭＳＫ復調回路１１８に出力する。Ｌ−ＭＳＫ復調回
路１１８は、ＦＭ多重放送データストリームとデータク
ロックとを復調する。
【００７３】このように、本実施形態２のＦＭ多重信号
復調回路ブロック１２２は、ＦＭ−ＩＦ信号を２値化し
た後、サンプリングしており、ＦＭ−ＩＦ信号の低周波
数への周波数変換をデジタル回路のみの簡潔な回路構成
で実現できる。
復調回路ブロック１２２は、ＦＭ−ＩＦ信号を２値化し
た後、サンプリングしており、ＦＭ−ＩＦ信号の低周波
数への周波数変換をデジタル回路のみの簡潔な回路構成
で実現できる。
【００７４】加えて、ＦＭ−ＩＦ信号の周波数を低周波
数へ変換することにより、各信号のサンプリング周波数
を低くすることができるので、より低速のデジタル処理
でＦＭ復調を行うことが可能になる。よって、その分、
より一層の低消費電力化が可能になる。
数へ変換することにより、各信号のサンプリング周波数
を低くすることができるので、より低速のデジタル処理
でＦＭ復調を行うことが可能になる。よって、その分、
より一層の低消費電力化が可能になる。
【００７５】（実施形態３）図６及び図７は本発明ＦＭ
多重信号復調回路ブロックを備えたＦＭ多重放送受信機
の実施形態３を示す。本実施形態３のＦＭ多重信号復調
回路ブロック１４４は、図６に示すように、リミッタア
ンプ１１１とデジタルバンドパスフィルタ１１７との間
に、カウンタ回路１４２及びレジスタ回路１４３を設
け、遅延回路１１４、乗算器１１５及びデシメーション
フィルタ１１６を除いた点が、主として実施形態１のＦ
Ｍ多重信号復調回路ブロック１２０と異なっている。更
には、クロック信号発生器１１２の代わりにゲート信号
発生回路１４１が設けられている。なお、実施形態１と
対応する部分には同一の符号を付してあり、以下では重
複する説明は省略する。
多重信号復調回路ブロックを備えたＦＭ多重放送受信機
の実施形態３を示す。本実施形態３のＦＭ多重信号復調
回路ブロック１４４は、図６に示すように、リミッタア
ンプ１１１とデジタルバンドパスフィルタ１１７との間
に、カウンタ回路１４２及びレジスタ回路１４３を設
け、遅延回路１１４、乗算器１１５及びデシメーション
フィルタ１１６を除いた点が、主として実施形態１のＦ
Ｍ多重信号復調回路ブロック１２０と異なっている。更
には、クロック信号発生器１１２の代わりにゲート信号
発生回路１４１が設けられている。なお、実施形態１と
対応する部分には同一の符号を付してあり、以下では重
複する説明は省略する。
【００７６】カウンタ回路１４２は、リミッタアンプ１
１１からの２値化されたＦＭ−ＩＦ信号の立ち上がりを
検出し、その回数、つまりカウント値をバイナリデータ
としてレジスタ回路１４３に出力する。
１１からの２値化されたＦＭ−ＩＦ信号の立ち上がりを
検出し、その回数、つまりカウント値をバイナリデータ
としてレジスタ回路１４３に出力する。
【００７７】レジスタ回路１４３は、カウンタ回路１４
２からのＦＭ−ＩＦ信号のカウント値をゲート信号発生
回路１４１からのゲート信号（ゲート信号パルス）に同
期して保持し、デジタルバンドパスフィルタ１１７に出
力する。
２からのＦＭ−ＩＦ信号のカウント値をゲート信号発生
回路１４１からのゲート信号（ゲート信号パルス）に同
期して保持し、デジタルバンドパスフィルタ１１７に出
力する。
【００７８】ここで、ゲート信号発生回路１４１は、カ
ウンタ回路１４２のリセット動作の制御とレジスタ回路
１４３のゲート制御のためのゲート信号を生成する。
ウンタ回路１４２のリセット動作の制御とレジスタ回路
１４３のゲート制御のためのゲート信号を生成する。
【００７９】次に、図７に基づき、ゲート信号発生回路
１４１、カウンタ回路１４２及びレジスタ回路１４３の
動作について説明する。
１４１、カウンタ回路１４２及びレジスタ回路１４３の
動作について説明する。
【００８０】ゲート信号発生回路１４１は、同図（ｂ）
に示すように、一定周期のパルス信号であるゲート信号
を出力している。カウンタ回路１４２は、同図（ａ）に
示す２値化されたＦＭ−ＩＦ信号がリミッタアンプ１１
１より入力されると、同図（ｃ）に示すように、ＦＭ−
ＩＦ信号の立ち上がりエッジ毎にカウンタ出力、つま
り、カウント値を１つずつインクリメントして行く。
に示すように、一定周期のパルス信号であるゲート信号
を出力している。カウンタ回路１４２は、同図（ａ）に
示す２値化されたＦＭ−ＩＦ信号がリミッタアンプ１１
１より入力されると、同図（ｃ）に示すように、ＦＭ−
ＩＦ信号の立ち上がりエッジ毎にカウンタ出力、つま
り、カウント値を１つずつインクリメントして行く。
【００８１】レジスタ回路１４３は、同図（ｂ）に示す
ゲート信号が入力されると、その時点のカウンタ出力を
取り込み、これをレジスタ出力として出力する。
ゲート信号が入力されると、その時点のカウンタ出力を
取り込み、これをレジスタ出力として出力する。
【００８２】その一方で、カウンタ回路１４２は、ゲー
ト信号によりカウンタ出力がリセットされ、０となる。
ト信号によりカウンタ出力がリセットされ、０となる。
【００８３】この一連の動作により、ゲート信号の１周
期ごとの周期中のＦＭ−ＩＦ信号のパルスの数がレジス
タ回路１４３より出力される。この出力信号は、ＦＭ−
ＩＦ信号の周波数に比例した値をとる信号である。よっ
て、これらの回路でＦＭ−ＩＦ信号のＦＭ復調を実現で
きる。
期ごとの周期中のＦＭ−ＩＦ信号のパルスの数がレジス
タ回路１４３より出力される。この出力信号は、ＦＭ−
ＩＦ信号の周波数に比例した値をとる信号である。よっ
て、これらの回路でＦＭ−ＩＦ信号のＦＭ復調を実現で
きる。
【００８４】続いて、デジタルバンドパスフィルタ１１
７がこのＦＭ復調信号からＦＭ多重信号を抽出してＬ−
ＭＳＫ復調回路１１８に出力する。Ｌ−ＭＳＫ復調回路
１１８は、ＦＭ多重放送データストリームとデータクロ
ックとを復調する。
７がこのＦＭ復調信号からＦＭ多重信号を抽出してＬ−
ＭＳＫ復調回路１１８に出力する。Ｌ−ＭＳＫ復調回路
１１８は、ＦＭ多重放送データストリームとデータクロ
ックとを復調する。
【００８５】このように、本実施形態３のＦＭ多重信号
復調回路ブロック１４４においても、全てのＦＭ多重放
送信号の復調をデジタル信号処理のみで処理することが
可能となるので、ＦＭ多重放送データを、ノイズ無く、
高感度・高精度で復調することができる。
復調回路ブロック１４４においても、全てのＦＭ多重放
送信号の復調をデジタル信号処理のみで処理することが
可能となるので、ＦＭ多重放送データを、ノイズ無く、
高感度・高精度で復調することができる。
【００８６】（実施形態４）図８及び図９は本発明ＦＭ
多重信号復調回路ブロックを備えたＦＭ多重放送受信機
の４実施形態４を示す。本実施形態４のＦＭ多重信号復
調回路ブロック１５５は、図８に示すように、リミッタ
アンプ１１１とデジタルバンドパスフィルタ１１７との
間に、位相比較器１５１、ループフィルタ（ＬＰＦ）１
５２及び可変分周器１５３を設け、遅延回路１１４、乗
算器１１５及びデシメーションフィルタ１１６を除いた
点が、主として実施形態１のＦＭ多重信号復調回路ブロ
ック１２０と異なっている。なお、実施形態１と対応す
る部分には同一の符号を付してあり、以下では重複する
説明は省略する。
多重信号復調回路ブロックを備えたＦＭ多重放送受信機
の４実施形態４を示す。本実施形態４のＦＭ多重信号復
調回路ブロック１５５は、図８に示すように、リミッタ
アンプ１１１とデジタルバンドパスフィルタ１１７との
間に、位相比較器１５１、ループフィルタ（ＬＰＦ）１
５２及び可変分周器１５３を設け、遅延回路１１４、乗
算器１１５及びデシメーションフィルタ１１６を除いた
点が、主として実施形態１のＦＭ多重信号復調回路ブロ
ック１２０と異なっている。なお、実施形態１と対応す
る部分には同一の符号を付してあり、以下では重複する
説明は省略する。
【００８７】位相比較器１５１は、リミッタアンプ１１
１から与えられる２値化されたＦＭ−ＩＦ信号と、可変
分周器１５３から与えられる分周信号の位相とを比較
し、比較結果、即ち、差分信号を比較結果信号としてル
ープフィルタ１５２に出力する。
１から与えられる２値化されたＦＭ−ＩＦ信号と、可変
分周器１５３から与えられる分周信号の位相とを比較
し、比較結果、即ち、差分信号を比較結果信号としてル
ープフィルタ１５２に出力する。
【００８８】ループフィルタ１５２は、位相比較器１５
１の出力信号である比較結果信号の帯域を制限し、ルー
プの安定化を図るとともに、ＦＭ復調信号を取り出す。
なお、可変分周器１５３には、クロック信号発生回路１
５４からクロック信号が供給される。
１の出力信号である比較結果信号の帯域を制限し、ルー
プの安定化を図るとともに、ＦＭ復調信号を取り出す。
なお、可変分周器１５３には、クロック信号発生回路１
５４からクロック信号が供給される。
【００８９】可変分周器１５３は、クロック信号発生回
路１５４からのクロック信号をループフィルタ１５２の
出力の値で分周し、その値に比例した周波数の分周信号
を発生して位相比較器１５１に出力する。
路１５４からのクロック信号をループフィルタ１５２の
出力の値で分周し、その値に比例した周波数の分周信号
を発生して位相比較器１５１に出力する。
【００９０】次に、図９に基づき、位相比較器１５１、
ループフィルタ１５２、可変分周器１５３及びクロック
信号発生回路１５４の動作について説明する。
ループフィルタ１５２、可変分周器１５３及びクロック
信号発生回路１５４の動作について説明する。
【００９１】位相比較器１５１には、上述のように、リ
ミッタアンプ１１１からの同図（ａ）に示す２値化され
たＦＭ−ＩＦ信号と、同図（ｂ）に示す可変分周器１５
３からの分周信号が入力される。
ミッタアンプ１１１からの同図（ａ）に示す２値化され
たＦＭ−ＩＦ信号と、同図（ｂ）に示す可変分周器１５
３からの分周信号が入力される。
【００９２】すると、位相比較器１５１は、同図（ｃ）
に示すように、２つの入力信号のエッジを検出し、ＦＭ
−ＩＦ信号の立ち下がりエッジで内部のカウンタをデク
リメントし、分周信号の立ち下がりエッジでカウンタを
インクリメントする。この動作により、ＦＭ−ＩＦ信号
より分周信号の周波数が高ければ、カウンタのカウント
値は増加し、逆に低ければ減少する。双方の信号に周波
数の差が無ければ、カウンタのカウント値は変わらな
い。よって、位相比較器１５１の出力には、同図（ｄ）
に示すように、双方の信号の周波数の差を積分した値が
出力される。
に示すように、２つの入力信号のエッジを検出し、ＦＭ
−ＩＦ信号の立ち下がりエッジで内部のカウンタをデク
リメントし、分周信号の立ち下がりエッジでカウンタを
インクリメントする。この動作により、ＦＭ−ＩＦ信号
より分周信号の周波数が高ければ、カウンタのカウント
値は増加し、逆に低ければ減少する。双方の信号に周波
数の差が無ければ、カウンタのカウント値は変わらな
い。よって、位相比較器１５１の出力には、同図（ｄ）
に示すように、双方の信号の周波数の差を積分した値が
出力される。
【００９３】位相比較器１５１の出力は、同図（ｅ）に
示すように、ループフィルタ１５２で帯域制限され、可
変分周器１５３へ出力される。
示すように、ループフィルタ１５２で帯域制限され、可
変分周器１５３へ出力される。
【００９４】可変分周器１５３は、クロック信号発生回
路１５４から与えられるクロック信号を帯域制限された
位相比較器１５１の出力の値だけ分周を行って出力す
る。これにより、同図（ｆ）に示すように、位相比較器
１５１の出力の値が高ければ出力される信号の周波数が
低くなり、逆に、位相比較器１５１の出力の値が低けれ
ば出力信号の周波数は高くなる。よって、位相比較器１
５１の出力の値に逆に比例した周波数の出力信号が得ら
れる。
路１５４から与えられるクロック信号を帯域制限された
位相比較器１５１の出力の値だけ分周を行って出力す
る。これにより、同図（ｆ）に示すように、位相比較器
１５１の出力の値が高ければ出力される信号の周波数が
低くなり、逆に、位相比較器１５１の出力の値が低けれ
ば出力信号の周波数は高くなる。よって、位相比較器１
５１の出力の値に逆に比例した周波数の出力信号が得ら
れる。
【００９５】ここで、可変分周器１５３の出力は、図８
に示すように、位相比較器１５１へフィードバックされ
る。よって、ＦＭ−ＩＦ信号の周波数が上昇すると、位
相比較器１５１の出力の値が減少し、可変分周器１５３
の出力信号の周波数が上がる。位相比較器１５１の出力
の値は、可変分周器１５１の出力信号とＦＭ−ＩＦ信号
の周波数と等しくなるまで減少する。
に示すように、位相比較器１５１へフィードバックされ
る。よって、ＦＭ−ＩＦ信号の周波数が上昇すると、位
相比較器１５１の出力の値が減少し、可変分周器１５３
の出力信号の周波数が上がる。位相比較器１５１の出力
の値は、可変分周器１５１の出力信号とＦＭ−ＩＦ信号
の周波数と等しくなるまで減少する。
【００９６】逆に、ＦＭ−ＩＦ信号の周波数が下がる
と、位相比較器１５１の出力の値が増加し、可変分周器
１５３の出力の周波数が下がる。位相比較器１５１の出
力の値は、可変分周器１５３の出力信号とＦＭ−ＩＦ信
号の周波数とが等しくなるまで増加する。
と、位相比較器１５１の出力の値が増加し、可変分周器
１５３の出力の周波数が下がる。位相比較器１５１の出
力の値は、可変分周器１５３の出力信号とＦＭ−ＩＦ信
号の周波数とが等しくなるまで増加する。
【００９７】よって、このフィードバック動作により、
ＦＭ−ＩＦ信号と可変分周器１５３の出力信号の周波数
とが等しくなるように制御される。ここで、可変分周器
１５３の入力信号となる位相比較器１５１の出力と、可
変分周器１５３の出力信号の周波数とは比例関係にあ
る。故に、位相比較器１５１の出力は、ＦＭ−ＩＦ信号
の周波数に比例した出力となる。よって、本実施形態４
によれば、ＦＭ−ＩＦ信号の周波数に比例したＦＭ復調
信号が得られる。
ＦＭ−ＩＦ信号と可変分周器１５３の出力信号の周波数
とが等しくなるように制御される。ここで、可変分周器
１５３の入力信号となる位相比較器１５１の出力と、可
変分周器１５３の出力信号の周波数とは比例関係にあ
る。故に、位相比較器１５１の出力は、ＦＭ−ＩＦ信号
の周波数に比例した出力となる。よって、本実施形態４
によれば、ＦＭ−ＩＦ信号の周波数に比例したＦＭ復調
信号が得られる。
【００９８】また、ループフィルタ１５２は、高域信号
成分を除去するので、フィードバックによる発振や発散
を抑止する効果がある。また、ＦＭ復調信号から不要な
ＦＭ−ＩＦ信号・高調波信号成分を除去する効果もあ
る。
成分を除去するので、フィードバックによる発振や発散
を抑止する効果がある。また、ＦＭ復調信号から不要な
ＦＭ−ＩＦ信号・高調波信号成分を除去する効果もあ
る。
【００９９】このＦＭ復調信号から、デジタルバンドパ
スフィルタ１１７によりＦＭ多重信号を抽出してＬ−Ｍ
ＳＫ復調回路１１８に出力し、Ｌ−ＭＳＫ復調回路１１
８によりＦＭ多重放送データとクロックとを復調する。
スフィルタ１１７によりＦＭ多重信号を抽出してＬ−Ｍ
ＳＫ復調回路１１８に出力し、Ｌ−ＭＳＫ復調回路１１
８によりＦＭ多重放送データとクロックとを復調する。
【０１００】このように、本実施形態４のＦＭ多重信号
復調回路ブロック１５５においても、高価なＡ／Ｄ変換
器を用いることなく、全てのＦＭ多重放送信号の復調を
デジタル信号処理のみで処理することが可能となる。よ
って、ＦＭ多重放送データをノイズ無く、高感度・高精
度で復調することができる。
復調回路ブロック１５５においても、高価なＡ／Ｄ変換
器を用いることなく、全てのＦＭ多重放送信号の復調を
デジタル信号処理のみで処理することが可能となる。よ
って、ＦＭ多重放送データをノイズ無く、高感度・高精
度で復調することができる。
【０１０１】
【発明の効果】以上のように、本発明のＦＭ多重信号復
調回路ブロックによれば、ＦＭラジオ受信ブロックのＦ
Ｍチューナから入力されるＦＭ−ＩＦ信号を、一例とし
て、リミッタアンプからなる２値化手段により、増幅
し、続いて、デジタル化する構成、即ち、振幅成分のな
いＦＭ−ＩＦ信号を直接デジタル処理する構成をとるの
で、入力レベルが変動する場合であっても、全てのＦＭ
多重放送信号の復調をデジタル信号処理のみで精度よく
処理することができる。
調回路ブロックによれば、ＦＭラジオ受信ブロックのＦ
Ｍチューナから入力されるＦＭ−ＩＦ信号を、一例とし
て、リミッタアンプからなる２値化手段により、増幅
し、続いて、デジタル化する構成、即ち、振幅成分のな
いＦＭ−ＩＦ信号を直接デジタル処理する構成をとるの
で、入力レベルが変動する場合であっても、全てのＦＭ
多重放送信号の復調をデジタル信号処理のみで精度よく
処理することができる。
【０１０２】よって、本発明のＦＭ多重信号復調回路ブ
ロックによれば、ＦＭ多重放送データをノイズ無く、高
感度・高精度で復調することが可能になる。
ロックによれば、ＦＭ多重放送データをノイズ無く、高
感度・高精度で復調することが可能になる。
【０１０３】しかも、高価なＡ／Ｄ変換器を用いる必要
がないので、ＦＭ多重信号復調回路ブロックの低コスト
化を図ることができる。
がないので、ＦＭ多重信号復調回路ブロックの低コスト
化を図ることができる。
【０１０４】加えて、全てのＦＭ多重放送信号の復調を
デジタル信号処理のみで精度よく処理できることによ
り、ＦＭ多重信号復調回路ブロックを１チップのデジタ
ルＩＣで構成できるので、小型化及び低コスト化が図
れ、更には消費電力も低減できる。
デジタル信号処理のみで精度よく処理できることによ
り、ＦＭ多重信号復調回路ブロックを１チップのデジタ
ルＩＣで構成できるので、小型化及び低コスト化が図
れ、更には消費電力も低減できる。
【０１０５】また、特に請求項２記載のＦＭ多重信号復
調回路ブロックによれば、２値化手段と遅延手段との間
に、２値化手段の出力信号を、クロック供給手段から供
給され、ＦＭ−ＩＦ信号の周波数以下の周波数のクロッ
ク信号に同期してサンプリングし、ＦＭ−ＩＦ信号の周
波数をクロック信号の周波数だけ減算するサンプリング
手段を設ける構成をとるので、ＦＭ−ＩＦ信号の低周波
数への周波数変換を行うことができるので、その分、よ
り一層の低消費電力化が可能になる。
調回路ブロックによれば、２値化手段と遅延手段との間
に、２値化手段の出力信号を、クロック供給手段から供
給され、ＦＭ−ＩＦ信号の周波数以下の周波数のクロッ
ク信号に同期してサンプリングし、ＦＭ−ＩＦ信号の周
波数をクロック信号の周波数だけ減算するサンプリング
手段を設ける構成をとるので、ＦＭ−ＩＦ信号の低周波
数への周波数変換を行うことができるので、その分、よ
り一層の低消費電力化が可能になる。
【０１０６】また、特に請求項６記載のＦＭ多重信号復
調回路ブロックによれば、デジタルフィルタを、乗算手
段の出力信号からＦＭ復調信号を取り出し、且つサンプ
リングレートをより低いものに変換するデシメーション
フィルタと、デシメーションフィルタからのＦＭ復調信
号よりＦＭ多重信号のみを取り出すデジタルバンドパス
フィルタとで構成し、デジタルバンドパスフィルタは、
デシメーションフィルタより低いサンプリングレートで
動作し、且つデシメーションフィルタに比べ、高次の急
峻なフィルタ特性を持つ構成をとるので、高いサンプリ
ングレートで動作するデシメーションフィルタと低いレ
ートで動作するデジタルバンドパスフィルタにて処理を
分離できるので、結果的に、直接デジタルフィルタ処理
を行う場合に比べて、高いサンプリングレートで動作す
る回路の部分を少なくすることが可能になる。よって、
その分、消費電力を一層少なくすることができる。
調回路ブロックによれば、デジタルフィルタを、乗算手
段の出力信号からＦＭ復調信号を取り出し、且つサンプ
リングレートをより低いものに変換するデシメーション
フィルタと、デシメーションフィルタからのＦＭ復調信
号よりＦＭ多重信号のみを取り出すデジタルバンドパス
フィルタとで構成し、デジタルバンドパスフィルタは、
デシメーションフィルタより低いサンプリングレートで
動作し、且つデシメーションフィルタに比べ、高次の急
峻なフィルタ特性を持つ構成をとるので、高いサンプリ
ングレートで動作するデシメーションフィルタと低いレ
ートで動作するデジタルバンドパスフィルタにて処理を
分離できるので、結果的に、直接デジタルフィルタ処理
を行う場合に比べて、高いサンプリングレートで動作す
る回路の部分を少なくすることが可能になる。よって、
その分、消費電力を一層少なくすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態１を示す、ＦＭ多重放送受信
機のシステム構成を示すブロック図。
機のシステム構成を示すブロック図。
【図２】本発明の実施形態１を示す、リミッタアンプ内
での信号変換を示す波形図。
での信号変換を示す波形図。
【図３】本発明の実施形態１を示す、動作手順を示す波
形図。
形図。
【図４】本発明の実施形態２を示す、ＦＭ多重放送受信
機のシステム構成を示すブロック図。
機のシステム構成を示すブロック図。
【図５】本発明の実施形態２を示す、動作手順を示す波
形図。
形図。
【図６】本発明の実施形態３を示す、ＦＭ多重放送受信
機のシステム構成を示すブロック図。
機のシステム構成を示すブロック図。
【図７】本発明の実施形態３を示す、動作手順を示す波
形図。
形図。
【図８】本発明の実施形態４を示す、ＦＭ多重放送受信
機のシステム構成を示すブロック図。
機のシステム構成を示すブロック図。
【図９】本発明の実施形態４を示す、動作手順を示す波
形図。
形図。
【図１０】従来のＦＭ多重放送受信機のシステム構成を
示すブロック図。
示すブロック図。
１０１ アンテナ １０２ ＦＭチューナ １０３ ＦＭ復調回路 １０４ ステレオ復調回路 １０５ スピーカ １０６ ＦＭラジオ受信ブロック １１１ リミッタアンプ １１２ クロック信号発生器 １１３ フリップフロップ １１４ 遅延回路 １１５ 乗算器 １１６ デシメーションフィルタ １１７ デジタルバンドパスフィルタ １１８ Ｌ−ＭＳＫ復調回路 １１９ 同期・誤り訂正回路 １２０、１２２、１４４、１５５ ＦＭ多重信号復調回
路ブロック １３１ ＣＰＵ １３２ メモリ １３３ ＬＣＤ表示部 １３４ 操作部 １４１ ゲート信号発生回路 １４２ カウンタ回路 １４３ レジスタ回路 １５１ 位相比較器 １５２ ループフィルタ １５３ 可変分周器 １５４ クロック信号発生回路
路ブロック １３１ ＣＰＵ １３２ メモリ １３３ ＬＣＤ表示部 １３４ 操作部 １４１ ゲート信号発生回路 １４２ カウンタ回路 １４３ レジスタ回路 １５１ 位相比較器 １５２ ループフィルタ １５３ 可変分周器 １５４ クロック信号発生回路
Claims (11)
- 【請求項１】 ＦＭラジオ受信ブロックのＦＭチューナ
から入力されるＦＭ−ＩＦ信号をデジタル信号処理して
ＦＭ多重放送データを出力するＦＭ多重放送受信機のＦ
Ｍ多重信号復調回路ブロックであって、 該ＦＭ−ＩＦ信号を増幅し、且つ２値化する２値化手段
と、 該２値化手段の出力信号を、クロック供給手段から供給
され、該ＦＭ−ＩＦ信号の周波数の２倍より大きい周波
数のクロック信号に同期して遅延させる遅延手段と、 該２値化手段の出力信号と該遅延手段の出力信号とを乗
算してＦＭ復調を行う乗算手段と、 該乗算手段の出力信号からＦＭ多重信号以外の帯域の信
号を除去するデジタルフィルタとを備えたＦＭ多重放送
受信機のＦＭ多重信号復調回路ブロック。 - 【請求項２】 前記２値化手段と前記遅延手段との間
に、該２値化手段の出力信号を、前記クロック供給手段
から供給され、前記ＦＭ−ＩＦ信号の周波数以下の周波
数のクロック信号に同期してサンプリングし、該ＦＭ−
ＩＦ信号の周波数を該クロック信号の周波数だけ減算す
るサンプリング手段が設けられている請求項１記載のＦ
Ｍ多重放送受信機のＦＭ多重信号復調回路ブロック。 - 【請求項３】 前記サンプリング手段がフリップフロッ
プである請求項２記載のＦＭ多重放送受信機のＦＭ多重
信号復調回路ブロック。 - 【請求項４】 前記２値化手段がリミッタアンプである
請求項１〜請求項３のいずれかに記載のＦＭ多重放送受
信機のＦＭ多重信号復調回路ブロック。 - 【請求項５】 前記リミッタアンプは、前記ＦＭ−ＩＦ
信号を該ＦＭ−ＩＦ信号と同じ周波数のデジタル信号レ
ベルの２値化したＦＭ−ＩＦ信号に変換する請求項４記
載のＦＭ多重放送受信機のＦＭ多重信号復調回路ブロッ
ク。 - 【請求項６】 前記デジタルフィルタは、前記乗算手段
の出力信号からＦＭ復調信号を取り出し、且つサンプリ
ングレートをより低いものに変換するデシメーションフ
ィルタと、 該デシメーションフィルタからのＦＭ復調信号よりＦＭ
多重信号のみを取り出すデジタルバンドパスフィルタと
で構成され、 該デジタルバンドパスフィルタは、該デシメーションフ
ィルタより低いサンプリングレートで動作し、且つ該デ
シメーションフィルタに比べ、高次の急峻なフィルタ特
性を持つ請求項１〜請求項５のいずれかに記載のＦＭ多
重放送受信機のＦＭ多重信号復調回路ブロック。 - 【請求項７】 前記遅延手段は、１個以上のＤ型フリッ
プフロップを直列に接続してなり、前記クロック信号の
周期の整数倍の遅延時間を得る請求項１〜請求項６のい
ずれかに記載のＦＭ多重放送受信機のＦＭ多重信号復調
回路ブロック。 - 【請求項８】 ＦＭラジオ受信ブロックのＦＭチューナ
から入力されるＦＭ−ＩＦ信号をデジタル信号処理して
ＦＭ多重放送データを出力するＦＭ多重放送受信機のＦ
Ｍ多重信号復調回路ブロックであって、 該ＦＭ−ＩＦ信号をデジタル信号レベルのパルス信号に
変換する電圧変換手段と、 該電圧変換手段の出力信号のパルス数をカウントし、ゲ
ート信号発生手段から供給されるゲート信号の入力によ
ってカウンタ出力値をクリアするカウンタ手段と、 該ゲート信号の入力によって該カウンタ手段の出力値を
保持するレジスタと、 該レジスタの出力信号からＦＭ多重信号以外の帯域の信
号を除去するデジタルフィルタとを備え、ゲート信号期
間のパルス数をカウントすることにより該ＦＭ−ＩＦ信
号の一定期間ごとの周波数を求めてＦＭ復調を行うＦＭ
多重放送受信機のＦＭ多重信号復調回路ブロック。 - 【請求項９】 ＦＭラジオ受信ブロックのＦＭチューナ
から入力されるＦＭ−ＩＦ信号をデジタル信号処理して
ＦＭ多重放送データを出力するＦＭ多重放送受信機のＦ
Ｍ多重信号復調回路ブロックであって、 該ＦＭ−ＩＦ信号をデジタル信号レベルのパルス信号に
変換する電圧変換手段と、 該電圧変換手段からの信号と、可変分周器からの信号と
の位相差を検出し、位相差信号を出力する位相比較器
と、 該位相差信号を積分し、帯域制限するループフィルタ
と、 該ループフィルタからの出力値により、クロック供給手
段から供給されるクロック信号の分周比を決める該可変
分周器と、 該ループフィルタの出力信号からＦＭ多重信号以外の帯
域の信号を除去するデジタルフィルタとを備えたＦＭ多
重放送受信機のＦＭ多重信号復調回路ブロック。 - 【請求項１０】 前記電圧変換手段がリミッタアンプで
ある請求項８又は請求項９記載のＦＭ多重放送受信機の
ＦＭ多重信号復調回路ブロック。 - 【請求項１１】 請求項１〜請求項１０記載のＦＭ多重
信号復調回路ブロックを構成する前記各手段が同一の半
導体基板上に形成されているＦＭ多重放送受信機のＦＭ
多重信号復調回路ブロック。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9358573A JPH11191741A (ja) | 1997-12-25 | 1997-12-25 | Ｆｍ多重放送受信機のｆｍ多重信号復調回路ブロック |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9358573A JPH11191741A (ja) | 1997-12-25 | 1997-12-25 | Ｆｍ多重放送受信機のｆｍ多重信号復調回路ブロック |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11191741A true JPH11191741A (ja) | 1999-07-13 |
Family
ID=18460013
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9358573A Withdrawn JPH11191741A (ja) | 1997-12-25 | 1997-12-25 | Ｆｍ多重放送受信機のｆｍ多重信号復調回路ブロック |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH11191741A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6121829A (en) * | 1998-04-30 | 2000-09-19 | Sharp Kabushiki Kaisha | Frequency demodulator |
| JP2008278485A (ja) * | 2003-04-01 | 2008-11-13 | Nec Corp | 情報処理端末システム及びそれを用いた送受信方法 |
-
1997
- 1997-12-25 JP JP9358573A patent/JPH11191741A/ja not_active Withdrawn
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6121829A (en) * | 1998-04-30 | 2000-09-19 | Sharp Kabushiki Kaisha | Frequency demodulator |
| JP2008278485A (ja) * | 2003-04-01 | 2008-11-13 | Nec Corp | 情報処理端末システム及びそれを用いた送受信方法 |
| US8126390B2 (en) | 2003-04-01 | 2012-02-28 | Nec Corporation | Data processing terminal system and transmitting and receiving method using the same |
| US8447224B2 (en) | 2003-04-01 | 2013-05-21 | Nec Corporation | Data processing terminal system and transmitting and receiving method using the same |
| US8489014B2 (en) | 2003-04-01 | 2013-07-16 | Nec Corporation | Data processing terminal system and transmitting and receiving method using the same |
| US8538348B2 (en) | 2003-04-01 | 2013-09-17 | Nec Corporation | Data processing terminal system and transmitting and receiving method using the same |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
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