JP2001007877A - クロック再生装置およびクロック再生方法 - Google Patents
クロック再生装置およびクロック再生方法Info
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
- H04L7/0079—Receiver details
- H04L7/0083—Receiver details taking measures against momentary loss of synchronisation, e.g. inhibiting the synchronisation, using idle words or using redundant clocks
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 多値位相変調の復調においてもジッタの少な
いクロック再生装置およびクロック再生方法を提供す
る。 【解決手段】 受信信号より得たベースバンド信号Ｉ，
Ｑの両方を位相比較器１０に入力し、その出力の帯域を
ループフィルタ１１０で制限する。電圧制御発振器１１
１は、このフィルタの出力電圧に従って、その発振周波
数を変化させる。つまり、直交する２つのベースバンド
信号Ｉ，Ｑの両方の振幅より計算した誤差位相と、それ
に基づく発振周波数を使用してシンボルクロックの再生
を行う。
いクロック再生装置およびクロック再生方法を提供す
る。 【解決手段】 受信信号より得たベースバンド信号Ｉ，
Ｑの両方を位相比較器１０に入力し、その出力の帯域を
ループフィルタ１１０で制限する。電圧制御発振器１１
１は、このフィルタの出力電圧に従って、その発振周波
数を変化させる。つまり、直交する２つのベースバンド
信号Ｉ，Ｑの両方の振幅より計算した誤差位相と、それ
に基づく発振周波数を使用してシンボルクロックの再生
を行う。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、例えば、ディジタ
ル通信等に用いられる位相変調方式の復調装置に使用す
るクロック再生装置およびクロック再生方法に関するも
のである。
ル通信等に用いられる位相変調方式の復調装置に使用す
るクロック再生装置およびクロック再生方法に関するも
のである。
【０００２】
【従来の技術】クロック再生方式として、従来より知ら
れているものに、例えば、図３に示す方式がある。同図
は、従来のクロック再生方式に係るクロック再生装置の
回路構成を示しており、同回路では、受信信号が、ＩＮ
端子１００から分配器（ＤＩＶ）１０１に入力され、分
配された信号の一部は、乗算器１０２とローパスフィル
タ（ＬＰＦ）１０６を経てアナログ・ベースバンド信号
となり、さらに、アナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）コン
バータ１０８による変換を受けてディジタル・ベースバ
ンド信号Ｉとなる。
れているものに、例えば、図３に示す方式がある。同図
は、従来のクロック再生方式に係るクロック再生装置の
回路構成を示しており、同回路では、受信信号が、ＩＮ
端子１００から分配器（ＤＩＶ）１０１に入力され、分
配された信号の一部は、乗算器１０２とローパスフィル
タ（ＬＰＦ）１０６を経てアナログ・ベースバンド信号
となり、さらに、アナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）コン
バータ１０８による変換を受けてディジタル・ベースバ
ンド信号Ｉとなる。
【０００３】一方、分配された他方の信号は、乗算器１
０３とローパスフィルタ１０７を経てアナログ・ベース
バンド信号となる。そして、その信号が、Ａ／Ｄコンバ
ータ１０９によって、ディジタル・ベースバンド信号Ｑ
に変換される。
０３とローパスフィルタ１０７を経てアナログ・ベース
バンド信号となる。そして、その信号が、Ａ／Ｄコンバ
ータ１０９によって、ディジタル・ベースバンド信号Ｑ
に変換される。
【０００４】上記の乗算器１０２には、再生搬送波発振
器１０５からの再生搬送波が入力され、乗算器１０３に
は、９０゜移相器１０４からの出力が入力される。ま
た、ベースバンド信号Ｉは、位相比較器１１に入力さ
れ、位相比較器１１からの出力は、ループフィルタ１１
０によって帯域制限される。そして、そのフィルタの出
力が、電圧制御発振器１１１に入力される。
器１０５からの再生搬送波が入力され、乗算器１０３に
は、９０゜移相器１０４からの出力が入力される。ま
た、ベースバンド信号Ｉは、位相比較器１１に入力さ
れ、位相比較器１１からの出力は、ループフィルタ１１
０によって帯域制限される。そして、そのフィルタの出
力が、電圧制御発振器１１１に入力される。
【０００５】電圧制御発振器１１１の出力クロックは、
Ａ／Ｄコンバータ１０８，１０９のクロックとなり、Ｐ
ＬＬ（位相同期ループ）を構成し、受信信号のシンボル
クロックを再生している。これらＡ／Ｄコンバータは、
このシンボルクロックの２倍の周波数で変換を行う。
Ａ／Ｄコンバータ１０８，１０９のクロックとなり、Ｐ
ＬＬ（位相同期ループ）を構成し、受信信号のシンボル
クロックを再生している。これらＡ／Ｄコンバータは、
このシンボルクロックの２倍の周波数で変換を行う。
【０００６】電圧制御発振器１１１の出力クロックもシ
ンボルクロックの２倍の周波数であるが、これは、アイ
・パターンの開いた点同士の、ちょうど中間点で位相比
較信号の生成を行うためである。なお、電圧制御発振器
１１１の出力からシンボルクロックを取り出すには、不
図示の１／２分周器等で行う。
ンボルクロックの２倍の周波数であるが、これは、アイ
・パターンの開いた点同士の、ちょうど中間点で位相比
較信号の生成を行うためである。なお、電圧制御発振器
１１１の出力からシンボルクロックを取り出すには、不
図示の１／２分周器等で行う。
【０００７】そこで、従来のクロック再生方式に係る位
相比較器１１の動作を説明する。図４は、上記従来の装
置に係る位相比較器における出力生成の様子を示す。従
来の位相比較器１１には、図３に示すように信号Ｉの振
幅が入力されるが、その出力生成は、以下のようにして
なされる。
相比較器１１の動作を説明する。図４は、上記従来の装
置に係る位相比較器における出力生成の様子を示す。従
来の位相比較器１１には、図３に示すように信号Ｉの振
幅が入力されるが、その出力生成は、以下のようにして
なされる。
【０００８】すなわち、あるシンボルのサンプリング点
ａが“１”で、次のシンボルのサンプリング点ｃが
“０”の場合、クロックの位相が正しいとき、アイパタ
ーンは一点鎖線４６のように移動し、サンプリング点
ａ，ｃの中間点ｂでは、振幅の中間点Ｔを通る。よっ
て、この中間点Ｔからの誤差振幅は０である。
ａが“１”で、次のシンボルのサンプリング点ｃが
“０”の場合、クロックの位相が正しいとき、アイパタ
ーンは一点鎖線４６のように移動し、サンプリング点
ａ，ｃの中間点ｂでは、振幅の中間点Ｔを通る。よっ
て、この中間点Ｔからの誤差振幅は０である。
【０００９】一方、クロックの位相が遅れたときには、
アイパターンは点線４５のように移動し、サンプリング
点ｂでは、誤差振幅はｈとなる。また、クロックの位相
が進んだとき、アイパターンは、図４の実線４７のよう
に移動し、サンプリング点ｂでは、誤差振幅が−ｈとな
る。従来の位相比較器１１は、このような誤差振幅を位
相比較器１１の出力としている。
アイパターンは点線４５のように移動し、サンプリング
点ｂでは、誤差振幅はｈとなる。また、クロックの位相
が進んだとき、アイパターンは、図４の実線４７のよう
に移動し、サンプリング点ｂでは、誤差振幅が−ｈとな
る。従来の位相比較器１１は、このような誤差振幅を位
相比較器１１の出力としている。
【００１０】逆に、あるシンボルのサンプリング点ａが
“０”で、次のシンボルのサンプリング点ｃが“１”の
ときは、誤差振幅ｈの符号は上記と逆になる。これは、
サンプリング点ｃのシンボルが“１”のときに“−１”
をかける操作を行い、先と同じ方向の誤差振幅を得て、
これを位相比較器１１の出力とするものである（図４の
線４１〜４３参照）。なお、ここでは、位相比較器１１
の入力として信号Ｉの振幅を使用した場合を図示してい
るが、Ｉに代えて信号Ｑでもよい。
“０”で、次のシンボルのサンプリング点ｃが“１”の
ときは、誤差振幅ｈの符号は上記と逆になる。これは、
サンプリング点ｃのシンボルが“１”のときに“−１”
をかける操作を行い、先と同じ方向の誤差振幅を得て、
これを位相比較器１１の出力とするものである（図４の
線４１〜４３参照）。なお、ここでは、位相比較器１１
の入力として信号Ｉの振幅を使用した場合を図示してい
るが、Ｉに代えて信号Ｑでもよい。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来の位相比較器は、例えば、“１１”または“００”の
ごとく同一シンボルが連続するときには、位相比較出力
を出力しないように構成されている。このため、全シン
ボルに対する位相比較出力が得られる割合が少なくな
る、という問題がある。
来の位相比較器は、例えば、“１１”または“００”の
ごとく同一シンボルが連続するときには、位相比較出力
を出力しないように構成されている。このため、全シン
ボルに対する位相比較出力が得られる割合が少なくな
る、という問題がある。
【００１２】すなわち、従来の位相比較器における、全
シンボルに対する位相比較出力の得られる割合は、１／
２の確率となる。そして、結果として、これがジッタ発
生の原因となっている。
シンボルに対する位相比較出力の得られる割合は、１／
２の確率となる。そして、結果として、これがジッタ発
生の原因となっている。
【００１３】第２の問題として、この従来の位相比較方
式を、徐々に需要の増えつつある８相位相変調等の変調
方式に適用する場合、クロックの位相が正しくても、中
間点ｂの誤差振幅が０にならない場合が生じ、これも同
様にジッタの原因となる。
式を、徐々に需要の増えつつある８相位相変調等の変調
方式に適用する場合、クロックの位相が正しくても、中
間点ｂの誤差振幅が０にならない場合が生じ、これも同
様にジッタの原因となる。
【００１４】本発明は、上述の課題に鑑みてなされたも
ので、その目的とするところは、４相位相変調、８相位
相変調等の多値位相変調の復調においてもジッタの少な
いクロック再生装置を提供することである。
ので、その目的とするところは、４相位相変調、８相位
相変調等の多値位相変調の復調においてもジッタの少な
いクロック再生装置を提供することである。
【００１５】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、本発明は、受信信号をダウン・コンバートしてベー
スバンド信号を生成し、このベースバンド信号から上記
受信信号のクロックを再生するクロック再生装置におい
て、上記受信信号に所定の周波数を有する第１の再生搬
送波を乗算してアナログ・ベースバンド信号Ｉを生成す
る第１の乗算手段と、上記第１の再生搬送波に直交する
第２の再生搬送波を上記受信信号に乗算してアナログ・
ベースバンド信号Ｑを生成する第２の乗算手段と、上記
アナログ・ベースバンド信号Ｉをアナログ／ディジタル
変換してディジタル・ベースバンド信号Ｉを生成する第
１のアナログ／ディジタル変換手段と、上記アナログ・
ベースバンド信号Ｑをアナログ／ディジタル変換してデ
ィジタル・ベースバンド信号Ｑを生成する第２のアナロ
グ／ディジタル変換手段と、上記ディジタル・ベースバ
ンド信号Ｉおよびディジタル・ベースバンド信号Ｑから
上記ベースバンド信号の位相を算出する位相算出手段
と、上記位相算出手段によって算出された２以上の位相
から上記ベースバンド信号の位相誤差信号を生成する手
段とを備え、上記位相誤差信号により上記クロックを補
正するクロック再生装置を提供する。
め、本発明は、受信信号をダウン・コンバートしてベー
スバンド信号を生成し、このベースバンド信号から上記
受信信号のクロックを再生するクロック再生装置におい
て、上記受信信号に所定の周波数を有する第１の再生搬
送波を乗算してアナログ・ベースバンド信号Ｉを生成す
る第１の乗算手段と、上記第１の再生搬送波に直交する
第２の再生搬送波を上記受信信号に乗算してアナログ・
ベースバンド信号Ｑを生成する第２の乗算手段と、上記
アナログ・ベースバンド信号Ｉをアナログ／ディジタル
変換してディジタル・ベースバンド信号Ｉを生成する第
１のアナログ／ディジタル変換手段と、上記アナログ・
ベースバンド信号Ｑをアナログ／ディジタル変換してデ
ィジタル・ベースバンド信号Ｑを生成する第２のアナロ
グ／ディジタル変換手段と、上記ディジタル・ベースバ
ンド信号Ｉおよびディジタル・ベースバンド信号Ｑから
上記ベースバンド信号の位相を算出する位相算出手段
と、上記位相算出手段によって算出された２以上の位相
から上記ベースバンド信号の位相誤差信号を生成する手
段とを備え、上記位相誤差信号により上記クロックを補
正するクロック再生装置を提供する。
【００１６】好適には、上記第１のアナログ／ディジタ
ル変換手段および第２のアナログ／ディジタル変換手段
は、上記アナログ・ベースバンド信号Ｉおよびアナログ
・ベースバンド信号Ｑを上記クロックの２倍の速度のク
ロックでアナログ／ディジタル変換する。
ル変換手段および第２のアナログ／ディジタル変換手段
は、上記アナログ・ベースバンド信号Ｉおよびアナログ
・ベースバンド信号Ｑを上記クロックの２倍の速度のク
ロックでアナログ／ディジタル変換する。
【００１７】好ましくは、本発明に係るクロック再生装
置は、さらに、上記位相誤差信号の帯域を制限するルー
プフィルタと、上記ループフィルタの出力電圧に従って
発振周波数を変化させる発振器とを備え、上記発振器の
発振周波数を使用して上記クロックを再生する。
置は、さらに、上記位相誤差信号の帯域を制限するルー
プフィルタと、上記ループフィルタの出力電圧に従って
発振周波数を変化させる発振器とを備え、上記発振器の
発振周波数を使用して上記クロックを再生する。
【００１８】他の発明は、受信信号をダウン・コンバー
トしてベースバンド信号を生成し、このベースバンド信
号から上記受信信号のクロックを再生するクロック再生
方法において、上記受信信号に所定の周波数を有する第
１の再生搬送波を乗算してアナログ・ベースバンド信号
Ｉを生成する第１の乗算工程と、上記第１の再生搬送波
に直交する第２の再生搬送波を上記受信信号に乗算して
アナログ・ベースバンド信号Ｑを生成する第２の乗算工
程と、上記アナログ・ベースバンド信号Ｉをアナログ／
ディジタル変換してディジタル・ベースバンド信号Ｉを
生成する第１のアナログ／ディジタル変換工程と、上記
アナログ・ベースバンド信号Ｑをアナログ／ディジタル
変換してディジタル・ベースバンド信号Ｑを生成する第
２のアナログ／ディジタル変換工程と、上記ディジタル
・ベースバンド信号Ｉおよびディジタル・ベースバンド
信号Ｑから上記ベースバンド信号の位相を算出する位相
算出工程と、上記位相算出工程で算出された２以上の位
相から上記ベースバンド信号の位相誤差信号を生成する
工程とを備え、上記位相誤差信号により上記クロックを
補正するクロック再生方法を提供する。
トしてベースバンド信号を生成し、このベースバンド信
号から上記受信信号のクロックを再生するクロック再生
方法において、上記受信信号に所定の周波数を有する第
１の再生搬送波を乗算してアナログ・ベースバンド信号
Ｉを生成する第１の乗算工程と、上記第１の再生搬送波
に直交する第２の再生搬送波を上記受信信号に乗算して
アナログ・ベースバンド信号Ｑを生成する第２の乗算工
程と、上記アナログ・ベースバンド信号Ｉをアナログ／
ディジタル変換してディジタル・ベースバンド信号Ｉを
生成する第１のアナログ／ディジタル変換工程と、上記
アナログ・ベースバンド信号Ｑをアナログ／ディジタル
変換してディジタル・ベースバンド信号Ｑを生成する第
２のアナログ／ディジタル変換工程と、上記ディジタル
・ベースバンド信号Ｉおよびディジタル・ベースバンド
信号Ｑから上記ベースバンド信号の位相を算出する位相
算出工程と、上記位相算出工程で算出された２以上の位
相から上記ベースバンド信号の位相誤差信号を生成する
工程とを備え、上記位相誤差信号により上記クロックを
補正するクロック再生方法を提供する。
【００１９】
【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照して、本発
明に係る実施の形態について説明する。図１は、本発明
の実施の形態に係るクロック再生装置の構成を示すブロ
ック図である。同図に示す装置において、図３に示す、
上記従来の装置と同一構成要素には同一符号を付してあ
る。すなわち、ＩＮ端子１００から入力され、分配器
（ＤＩＶ）１０１で分配された受信信号は、その一方
が、乗算器１０２とローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０６
を経てアナログ・ベースバンド信号となり、その信号
が、アナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）コンバータ１０８
によって、ディジタル・ベースバンド信号Ｉに変換され
る。
明に係る実施の形態について説明する。図１は、本発明
の実施の形態に係るクロック再生装置の構成を示すブロ
ック図である。同図に示す装置において、図３に示す、
上記従来の装置と同一構成要素には同一符号を付してあ
る。すなわち、ＩＮ端子１００から入力され、分配器
（ＤＩＶ）１０１で分配された受信信号は、その一方
が、乗算器１０２とローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０６
を経てアナログ・ベースバンド信号となり、その信号
が、アナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）コンバータ１０８
によって、ディジタル・ベースバンド信号Ｉに変換され
る。
【００２０】分配された他方の信号は、乗算器１０３と
ローパスフィルタ１０７を経てアナログ・ベースバンド
信号となる。そして、その信号が、Ａ／Ｄコンバータ１
０９によってディジタル・ベースバンド信号Ｑに変換さ
れる。また、乗算器１０２には、再生搬送波発振器１０
５からの再生搬送波が入力され、乗算器１０３には、９
０゜移相器１０４からの出力が入力される。
ローパスフィルタ１０７を経てアナログ・ベースバンド
信号となる。そして、その信号が、Ａ／Ｄコンバータ１
０９によってディジタル・ベースバンド信号Ｑに変換さ
れる。また、乗算器１０２には、再生搬送波発振器１０
５からの再生搬送波が入力され、乗算器１０３には、９
０゜移相器１０４からの出力が入力される。
【００２１】ここでも、上記従来の装置と同様、再生ク
ロック発振器としての電圧制御発振器１１１からの出力
クロックが、Ａ／Ｄコンバータ１０８，１０９のクロッ
クとなり、ＰＬＬ（位相同期ループ）を構成して、受信
信号のシンボルクロックを再生している。なお、これら
のＡ／Ｄコンバータは、このシンボルクロックの２倍の
周波数で変換を行う。
ロック発振器としての電圧制御発振器１１１からの出力
クロックが、Ａ／Ｄコンバータ１０８，１０９のクロッ
クとなり、ＰＬＬ（位相同期ループ）を構成して、受信
信号のシンボルクロックを再生している。なお、これら
のＡ／Ｄコンバータは、このシンボルクロックの２倍の
周波数で変換を行う。
【００２２】本実施の形態に係るクロック再生装置で
は、ベースバンド信号Ｉ，Ｑは、その両方が位相比較器
１０に入力され、位相比較器１０からの出力が、ループ
フィルタ１１０により帯域制限される。そして、このフ
ィルタの出力が、電圧制御発振器１１１に入力される。
電圧制御発振器１１１は、ループフィルタ１１０からの
出力電圧に従って、その発振周波数を変化させる。
は、ベースバンド信号Ｉ，Ｑは、その両方が位相比較器
１０に入力され、位相比較器１０からの出力が、ループ
フィルタ１１０により帯域制限される。そして、このフ
ィルタの出力が、電圧制御発振器１１１に入力される。
電圧制御発振器１１１は、ループフィルタ１１０からの
出力電圧に従って、その発振周波数を変化させる。
【００２３】ループフィルタ１１０の出力クロックもシ
ンボルクロックの２倍の周波数を有し、電圧制御発振器
１１１の出力からシンボルクロックを取り出すのも、不
図示の１／２分周器等で行うことは、上記従来例と同じ
である。
ンボルクロックの２倍の周波数を有し、電圧制御発振器
１１１の出力からシンボルクロックを取り出すのも、不
図示の１／２分周器等で行うことは、上記従来例と同じ
である。
【００２４】そこで、本実施の形態に係るクロック再生
装置に特徴的な位相比較器について説明する。上述した
ように、ディジタル・ベースバンド信号Ｉ，Ｑは、ここ
では、その両方が位相比較器１０に入力される。位相比
較器１０は、入力されたベースバンド信号Ｉ，Ｑから位
相誤差信号を生成し、それをループフィルタ１１０に出
力する。その結果、後述する位相誤差信号が帯域制限さ
れる。なお、ループフィルタ１１０の出力が電圧制御発
振器１１１へ入力されるが、それ以降の処理は、上記従
来の例と同じである。
装置に特徴的な位相比較器について説明する。上述した
ように、ディジタル・ベースバンド信号Ｉ，Ｑは、ここ
では、その両方が位相比較器１０に入力される。位相比
較器１０は、入力されたベースバンド信号Ｉ，Ｑから位
相誤差信号を生成し、それをループフィルタ１１０に出
力する。その結果、後述する位相誤差信号が帯域制限さ
れる。なお、ループフィルタ１１０の出力が電圧制御発
振器１１１へ入力されるが、それ以降の処理は、上記従
来の例と同じである。
【００２５】以下、位相比較器１０の動作を説明する。
図２は、本実施の形態に係る位相比較器１０の動作を説
明するための図である。なお、ここでは、８相位相変調
信号を復調するとした場合の位相平面を示す。すなわ
ち、図２の横軸は、入力されたベースバンド信号Ｉの振
幅であり、縦軸は、入力されたベースバンド信号Ｑの振
幅を示す。また、図２の白丸あるいは黒丸１〜８は、同
期がとれた場合の信号点配置を示している。
図２は、本実施の形態に係る位相比較器１０の動作を説
明するための図である。なお、ここでは、８相位相変調
信号を復調するとした場合の位相平面を示す。すなわ
ち、図２の横軸は、入力されたベースバンド信号Ｉの振
幅であり、縦軸は、入力されたベースバンド信号Ｑの振
幅を示す。また、図２の白丸あるいは黒丸１〜８は、同
期がとれた場合の信号点配置を示している。
【００２６】位相比較器１０に入力されるベースバンド
信号Ｉ，Ｑは、Ａ／Ｄコンバータ１０８，１０９におい
て、各々シンボルクロックの２倍のクロックでサンプリ
ングされた信号である。図２では、あるシンボルにおけ
るサンプリング点を、次のシンボルにおけるサンプリ
ング点をとし、その中間点のサンプリング点をで示
す。
信号Ｉ，Ｑは、Ａ／Ｄコンバータ１０８，１０９におい
て、各々シンボルクロックの２倍のクロックでサンプリ
ングされた信号である。図２では、あるシンボルにおけ
るサンプリング点を、次のシンボルにおけるサンプリ
ング点をとし、その中間点のサンプリング点をで示
す。
【００２７】そこで、位相比較器１０において誤差位相
を生成する方法を示す。なお、ここでは、上記に係る
サンプリング点が黒丸２で、に係るサンプリング点が
黒丸８から黒三角にずれた場合を考える。言うまでもな
く、同期がとれた場合の信号点が、黒丸８そのものであ
る。このとき中間点を考えると、白丸１から白三角にず
れる。そして、これら白丸１と原点を結んだ線と、白三
角と原点を結んだ線とがなす角度をαとすると、位相比
較器１０からは、この角度αが誤差位相として出力され
る。
を生成する方法を示す。なお、ここでは、上記に係る
サンプリング点が黒丸２で、に係るサンプリング点が
黒丸８から黒三角にずれた場合を考える。言うまでもな
く、同期がとれた場合の信号点が、黒丸８そのものであ
る。このとき中間点を考えると、白丸１から白三角にず
れる。そして、これら白丸１と原点を結んだ線と、白三
角と原点を結んだ線とがなす角度をαとすると、位相比
較器１０からは、この角度αが誤差位相として出力され
る。
【００２８】なお、図２では、再生したクロック信号が
実際のクロック信号より早い場合を示したが、それが遅
れた場合には、誤差位相は−αの方向となる。また、ク
ロックの同期がとれ、位相が正しいときは、白三角は白
丸１と重なり、誤差位相は０となる。
実際のクロック信号より早い場合を示したが、それが遅
れた場合には、誤差位相は−αの方向となる。また、ク
ロックの同期がとれ、位相が正しいときは、白三角は白
丸１と重なり、誤差位相は０となる。
【００２９】このように、本実施の形態では、信号Ｉの
振幅ではなく、直交する２つのベースバンド信号Ｉ，Ｑ
の両方の振幅より計算した誤差位相を位相比較器１０の
出力とするが、位相比較器１０そのものは、例えば、Ｒ
ＯＭやＲＡＭ等の素子で構成できる。
振幅ではなく、直交する２つのベースバンド信号Ｉ，Ｑ
の両方の振幅より計算した誤差位相を位相比較器１０の
出力とするが、位相比較器１０そのものは、例えば、Ｒ
ＯＭやＲＡＭ等の素子で構成できる。
【００３０】上記の構成によって、全シンボルに対する
位相比較出力が得られる割合が多くなる理由は、以下の
通りである。図２に示す信号配置において、あるシンボ
ルを基準にした場合、８通りのシンボルの移り変わりが
あることになる。例えば、シンボル１を基準にしたとき
は、１→１，１→２，１→３，１→４，１→５，１→
６，１→７，１→８の８通りの推移がある。
位相比較出力が得られる割合が多くなる理由は、以下の
通りである。図２に示す信号配置において、あるシンボ
ルを基準にした場合、８通りのシンボルの移り変わりが
あることになる。例えば、シンボル１を基準にしたとき
は、１→１，１→２，１→３，１→４，１→５，１→
６，１→７，１→８の８通りの推移がある。
【００３１】ここでは、これらの内、１→１を除く７通
りについて、その位相比較出力を得ることができるの
で、７／８の確率で位相比較出力が得られることにな
る。なお、残りの１→１は、シンボルが動かないので、
再生クロックの位相が早くても遅くても、常に誤差位相
は０となり、それがループのフィードバックに影響しな
いよう、位相比較出力が行われないようにする必要があ
る。
りについて、その位相比較出力を得ることができるの
で、７／８の確率で位相比較出力が得られることにな
る。なお、残りの１→１は、シンボルが動かないので、
再生クロックの位相が早くても遅くても、常に誤差位相
は０となり、それがループのフィードバックに影響しな
いよう、位相比較出力が行われないようにする必要があ
る。
【００３２】以上説明したように、本実施の形態によれ
ば、直交する２つのベースバンド信号Ｉ，Ｑの振幅より
計算した誤差位相を位相比較器の出力とすることで、例
えば、８相位相変調信号を復調する場合、１／２の確率
でしか位相比較出力が得られない従来の方式に比べて、
７／８の確率で位相比較出力が得られるため、ジッタの
少ないクロック再生方式を得ることができる。
ば、直交する２つのベースバンド信号Ｉ，Ｑの振幅より
計算した誤差位相を位相比較器の出力とすることで、例
えば、８相位相変調信号を復調する場合、１／２の確率
でしか位相比較出力が得られない従来の方式に比べて、
７／８の確率で位相比較出力が得られるため、ジッタの
少ないクロック再生方式を得ることができる。
【００３３】さらに、本実施の形態に係るクロック再生
装置では、複数あるシンボルの内、どのシンボルの移り
変わりも見ても、クロックの位相が正しいときには誤差
位相は０となるので、ジッタをさらに軽減した再生クロ
ックを得ることができる。
装置では、複数あるシンボルの内、どのシンボルの移り
変わりも見ても、クロックの位相が正しいときには誤差
位相は０となるので、ジッタをさらに軽減した再生クロ
ックを得ることができる。
【００３４】なお、本発明に係るクロック再生装置は、
図１に示すハードウエア構成に限定されず、例えば、ロ
ーパスフィルタ１０６，１０７の出力をマイクロプロセ
ッサのアナログ・ポートに入力し、上述したＡ／Ｄ変換
や位相比較処理を、あらかじめ設定したプログラムに従
って、そのマイクロプロセッサ内で実行させることで、
位相比較出力、およびベースバンド信号Ｉ，Ｑを得るよ
うにしてもよい。
図１に示すハードウエア構成に限定されず、例えば、ロ
ーパスフィルタ１０６，１０７の出力をマイクロプロセ
ッサのアナログ・ポートに入力し、上述したＡ／Ｄ変換
や位相比較処理を、あらかじめ設定したプログラムに従
って、そのマイクロプロセッサ内で実行させることで、
位相比較出力、およびベースバンド信号Ｉ，Ｑを得るよ
うにしてもよい。
【００３５】また、図２に例示した復調は、８相位相変
調の復調例であるが、本発明はこれに限定されず、４相
位相変調あるいは１６相位相変調、さらには、多値位相
変調にも応用できる。また、本発明は、１６ＱＡＭや２
５６ＱＡＭ等の多値位相振幅変調にも、そのまま適用す
ることができる。
調の復調例であるが、本発明はこれに限定されず、４相
位相変調あるいは１６相位相変調、さらには、多値位相
変調にも応用できる。また、本発明は、１６ＱＡＭや２
５６ＱＡＭ等の多値位相振幅変調にも、そのまま適用す
ることができる。
【００３６】
【発明の効果】以上説明したように、本発明に係るクロ
ック再生装置は、受信信号をダウン・コンバートしてベ
ースバンド信号を生成し、このベースバンド信号から上
記受信信号のクロックを再生するクロック再生装置にお
いて、上記受信信号に所定の周波数を有する第１の再生
搬送波を乗算してアナログ・ベースバンド信号Ｉを生成
する第１の乗算手段と、上記第１の再生搬送波に直交す
る第２の再生搬送波を上記受信信号に乗算してアナログ
・ベースバンド信号Ｑを生成する第２の乗算手段と、上
記アナログ・ベースバンド信号Ｉをアナログ／ディジタ
ル変換してディジタル・ベースバンド信号Ｉを生成する
第１のアナログ／ディジタル変換手段と、上記アナログ
・ベースバンド信号Ｑをアナログ／ディジタル変換して
ディジタル・ベースバンド信号Ｑを生成する第２のアナ
ログ／ディジタル変換手段と、上記ディジタル・ベース
バンド信号Ｉおよびディジタル・ベースバンド信号Ｑか
ら上記ベースバンド信号の位相を算出する位相算出手段
と、上記位相算出手段により算出された２以上の位相か
ら上記ベースバンド信号の位相誤差信号を生成する手段
とを備え、上記位相誤差信号により上記クロックを補正
することで、位相比較出力の得られる確率が向上し、ジ
ッタの少ないクロック再生を行うことができる。
ック再生装置は、受信信号をダウン・コンバートしてベ
ースバンド信号を生成し、このベースバンド信号から上
記受信信号のクロックを再生するクロック再生装置にお
いて、上記受信信号に所定の周波数を有する第１の再生
搬送波を乗算してアナログ・ベースバンド信号Ｉを生成
する第１の乗算手段と、上記第１の再生搬送波に直交す
る第２の再生搬送波を上記受信信号に乗算してアナログ
・ベースバンド信号Ｑを生成する第２の乗算手段と、上
記アナログ・ベースバンド信号Ｉをアナログ／ディジタ
ル変換してディジタル・ベースバンド信号Ｉを生成する
第１のアナログ／ディジタル変換手段と、上記アナログ
・ベースバンド信号Ｑをアナログ／ディジタル変換して
ディジタル・ベースバンド信号Ｑを生成する第２のアナ
ログ／ディジタル変換手段と、上記ディジタル・ベース
バンド信号Ｉおよびディジタル・ベースバンド信号Ｑか
ら上記ベースバンド信号の位相を算出する位相算出手段
と、上記位相算出手段により算出された２以上の位相か
ら上記ベースバンド信号の位相誤差信号を生成する手段
とを備え、上記位相誤差信号により上記クロックを補正
することで、位相比較出力の得られる確率が向上し、ジ
ッタの少ないクロック再生を行うことができる。
【００３７】また、上記第１のアナログ／ディジタル変
換手段および第２のアナログ／ディジタル変換手段は、
上記アナログ・ベースバンド信号Ｉおよびアナログ・ベ
ースバンド信号Ｑを上記クロックの２倍の速度のクロッ
クでアナログ／ディジタル変換するので、確実なクロッ
ク再生が可能となる。
換手段および第２のアナログ／ディジタル変換手段は、
上記アナログ・ベースバンド信号Ｉおよびアナログ・ベ
ースバンド信号Ｑを上記クロックの２倍の速度のクロッ
クでアナログ／ディジタル変換するので、確実なクロッ
ク再生が可能となる。
【００３８】本発明に係るクロック再生装置が、さら
に、上記位相誤差信号の帯域を制限するループフィルタ
と、上記ループフィルタの出力電圧に従って発振周波数
を変化させる発振器とを備え、上記発振器の発振周波数
を使用して上記クロックを再生するので、安定したサン
プリング周波数でクロック再生を行うことができる。
に、上記位相誤差信号の帯域を制限するループフィルタ
と、上記ループフィルタの出力電圧に従って発振周波数
を変化させる発振器とを備え、上記発振器の発振周波数
を使用して上記クロックを再生するので、安定したサン
プリング周波数でクロック再生を行うことができる。
【００３９】他の発明に係るクロック再生方法によれ
ば、受信信号をダウン・コンバートしてベースバンド信
号を生成し、このベースバンド信号から上記受信信号の
クロックを再生するクロック再生方法において、上記受
信信号に所定の周波数を有する第１の再生搬送波を乗算
してアナログ・ベースバンド信号Ｉを生成する第１の乗
算工程と、上記第１の再生搬送波に直交する第２の再生
搬送波を上記受信信号に乗算してアナログ・ベースバン
ド信号Ｑを生成する第２の乗算工程と、上記アナログ・
ベースバンド信号Ｉをアナログ／ディジタル変換してデ
ィジタル・ベースバンド信号Ｉを生成する第１のアナロ
グ／ディジタル変換工程と、上記アナログ・ベースバン
ド信号Ｑをアナログ／ディジタル変換してディジタル・
ベースバンド信号Ｑを生成する第２のアナログ／ディジ
タル変換工程と、上記ディジタル・ベースバンド信号Ｉ
およびディジタル・ベースバンド信号Ｑから上記ベース
バンド信号の位相を算出する位相算出工程と、上記位相
算出工程で算出された２以上の位相から上記ベースバン
ド信号の位相誤差信号を生成する工程とを備え、上記位
相誤差信号により上記クロックを補正するので、位相比
較出力の得られる確率が向上し、結果として、ジッタを
軽減したクロック再生ができる。
ば、受信信号をダウン・コンバートしてベースバンド信
号を生成し、このベースバンド信号から上記受信信号の
クロックを再生するクロック再生方法において、上記受
信信号に所定の周波数を有する第１の再生搬送波を乗算
してアナログ・ベースバンド信号Ｉを生成する第１の乗
算工程と、上記第１の再生搬送波に直交する第２の再生
搬送波を上記受信信号に乗算してアナログ・ベースバン
ド信号Ｑを生成する第２の乗算工程と、上記アナログ・
ベースバンド信号Ｉをアナログ／ディジタル変換してデ
ィジタル・ベースバンド信号Ｉを生成する第１のアナロ
グ／ディジタル変換工程と、上記アナログ・ベースバン
ド信号Ｑをアナログ／ディジタル変換してディジタル・
ベースバンド信号Ｑを生成する第２のアナログ／ディジ
タル変換工程と、上記ディジタル・ベースバンド信号Ｉ
およびディジタル・ベースバンド信号Ｑから上記ベース
バンド信号の位相を算出する位相算出工程と、上記位相
算出工程で算出された２以上の位相から上記ベースバン
ド信号の位相誤差信号を生成する工程とを備え、上記位
相誤差信号により上記クロックを補正するので、位相比
較出力の得られる確率が向上し、結果として、ジッタを
軽減したクロック再生ができる。
【図１】 本発明の実施の形態に係るクロック再生装置
の構成を示すブロック図である。
の構成を示すブロック図である。
【図２】 本実施の形態に係る位相比較器の動作を説明
するための図である。
するための図である。
【図３】 従来のクロック再生方式に係るクロック再生
装置の回路構成を示す図である。
装置の回路構成を示す図である。
【図４】 従来の装置に係る位相比較器における出力生
成の様子を示す図である。
成の様子を示す図である。
１０，１１…位相比較器、１０１…分配器（ＤＩＶ）、
１０２，１０３…乗算器、１０４…９０゜移相器、１０
５…再生搬送波発振器、１０６，１０７…ローパスフィ
ルタ、１０８，１０９…Ａ／Ｄコンバータ、１１０…ル
ープフィルタ、１１１…電圧制御発振器
１０２，１０３…乗算器、１０４…９０゜移相器、１０
５…再生搬送波発振器、１０６，１０７…ローパスフィ
ルタ、１０８，１０９…Ａ／Ｄコンバータ、１１０…ル
ープフィルタ、１１１…電圧制御発振器
Claims (4)
- 【請求項１】 受信信号をダウン・コンバートしてベー
スバンド信号を生成し、このベースバンド信号から前記
受信信号のクロックを再生するクロック再生装置におい
て、 前記受信信号に所定の周波数を有する第１の再生搬送波
を乗算してアナログ・ベースバンド信号Ｉを生成する第
１の乗算手段と、 前記第１の再生搬送波に直交する第２の再生搬送波を前
記受信信号に乗算してアナログ・ベースバンド信号Ｑを
生成する第２の乗算手段と、 前記アナログ・ベースバンド信号Ｉをアナログ／ディジ
タル変換してディジタル・ベースバンド信号Ｉを生成す
る第１のアナログ／ディジタル変換手段と、 前記アナログ・ベースバンド信号Ｑをアナログ／ディジ
タル変換してディジタル・ベースバンド信号Ｑを生成す
る第２のアナログ／ディジタル変換手段と、 前記ディジタル・ベースバンド信号Ｉおよびディジタル
・ベースバンド信号Ｑから前記ベースバンド信号の位相
を算出する位相算出手段と、 前記位相算出手段によって算出された２以上の位相から
前記ベースバンド信号の位相誤差信号を生成する手段と
を備え、 前記位相誤差信号により前記クロックを補正することを
特徴とするクロック再生装置。 - 【請求項２】 前記第１のアナログ／ディジタル変換手
段および第２のアナログ／ディジタル変換手段は、前記
アナログ・ベースバンド信号Ｉおよびアナログ・ベース
バンド信号Ｑを前記クロックの２倍の速度のクロックで
アナログ／ディジタル変換することを特徴とする請求項
１記載のクロック再生装置。 - 【請求項３】 さらに、前記位相誤差信号の帯域を制限
するループフィルタと、 前記ループフィルタの出力電圧に従って発振周波数を変
化させる発振器とを備え、 前記発振器の発振周波数を使用して前記クロックを再生
することを特徴とする請求項１記載のクロック再生装
置。 - 【請求項４】 受信信号をダウン・コンバートしてベー
スバンド信号を生成し、このベースバンド信号から前記
受信信号のクロックを再生するクロック再生方法におい
て、 前記受信信号に所定の周波数を有する第１の再生搬送波
を乗算してアナログ・ベースバンド信号Ｉを生成する第
１の乗算工程と、 前記第１の再生搬送波に直交する第２の再生搬送波を前
記受信信号に乗算してアナログ・ベースバンド信号Ｑを
生成する第２の乗算工程と、 前記アナログ・ベースバンド信号Ｉをアナログ／ディジ
タル変換してディジタル・ベースバンド信号Ｉを生成す
る第１のアナログ／ディジタル変換工程と、 前記アナログ・ベースバンド信号Ｑをアナログ／ディジ
タル変換してディジタル・ベースバンド信号Ｑを生成す
る第２のアナログ／ディジタル変換工程と、 前記ディジタル・ベースバンド信号Ｉおよびディジタル
・ベースバンド信号Ｑから前記ベースバンド信号の位相
を算出する位相算出工程と、 前記位相算出工程で算出された２以上の位相から前記ベ
ースバンド信号の位相誤差信号を生成する工程とを備
え、 前記位相誤差信号により前記クロックを補正することを
特徴とするクロック再生方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17950399A JP3487221B2 (ja) | 1999-06-25 | 1999-06-25 | クロック再生装置およびクロック再生方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17950399A JP3487221B2 (ja) | 1999-06-25 | 1999-06-25 | クロック再生装置およびクロック再生方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001007877A true JP2001007877A (ja) | 2001-01-12 |
| JP3487221B2 JP3487221B2 (ja) | 2004-01-13 |
Family
ID=16066963
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17950399A Expired - Fee Related JP3487221B2 (ja) | 1999-06-25 | 1999-06-25 | クロック再生装置およびクロック再生方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3487221B2 (ja) |
-
1999
- 1999-06-25 JP JP17950399A patent/JP3487221B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3487221B2 (ja) | 2004-01-13 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |