JP2000512457A - 直交振幅変調データ用送信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 第１のデータビット対を４つの搬送波信号位相の１つに符号化するための第１直交位相偏移（ＱＰＳＫ）変調器を使用して、データビットから直交振幅変調信号を生成することにより、第１のＱＰＳＫ信号を生成する。第２ＱＰＳＫ変調器を使用して、第２のデータビット対を４つの搬送波信号位相の１つに符号化することによって第２のＱＰＳＫ信号を生成する。第１のＱＰＳＫ信号は第１電力レベルまで増幅され、第２のＱＰＳＫ信号は第２電力レベルまで増幅される。その後、第１および第２のＱＰＳＫ信号を合成することによって、４つの符号化ビットを含む信号を生成する。本発明はまた、第１および第２のＱＰＳＫ変調器の代りにオフセット型直交位相偏移変調（ＯＱＰＳＫ）と呼ばれる新変調方式を利用してオフセット型直交位相偏移変調（ＯＱＰＳＫ）送信機を構成する。ＯＱＰＳＫ変調器は、クロックの奇数期間で第１部分群のデータビットを複素信号の実部に符号化し、クロックの偶数期間で第２部分群のデータビットを複素信号の虚部に符号化することによって、データビットを符号化する。ＯＱＰＳＫ変調方式によれば、一定半径円周上のトラジェクトリにすべての信号トランジッションが閉じ込められ、スペクトル能率が良くなる利点がある。

Description

【発明の詳細な説明】 直交振幅変調データ用送信機 背景 本発明は電話線のラジオチャンネルのような限られたバンド幅のチャンネルを 使ったディジタル情報の送信に関するものである。この場合のディジタル情報は 、例えばディジタル符号化音声を含めることができる。 周知のことであるが、直交振幅変調（ＱＡＭ）においては、データビットは複 素ベクトル信号に符号化され、その実部および虚部はそれぞれ複数のレベルの一 つをとる。例えば、１６ＱＡＭでは、実部および虚部はそれぞれ４個の等間隔値 ３、１、−１、−３の一つを取る。４×４個の可能な点配列は信号点配置（ｃｏ ｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ）と呼ばれ、図１（ａ）に示される。この手法による変 調では、Ｂ₀Ｂ₁Ｂ₂Ｂ₃で表される４ビットデータ値が図に示すような個別の１６ 個の複素信号値上でマッピングが行なわれる。 ４ビットデータ値から上記信号点配置を生成する従来の１６ＱＡＭ送信機を図 １（ｂ）に示す。４個の値の中から実部を決定するために、第１のビット対Ｂ₀ Ｂ₁が第１の２ビットディジタルアナログ（Ｄ／Ａ）コンバータ１０１に入力さ れる。４個の値の中から虚部を決定するために、第２のビット対Ｂ₂Ｂ₃が第２の ２ビットＤ／Ａコンバータ１０３に入力される。Ｄ／Ａコンバータ１０１および １０３の出力はそれぞれ低域フィルタ１０５および１０７に入力される。低域フ ィルタ１０５および１０７の機能はビットＢ₀Ｂ₁Ｂ₂Ｂ₃のいずれかが変化すると きにその値の変化をスムーズにすることによって送信スペクトルを得ることであ る。ビット変化後の正規サンプリング時に正確に、フィルタ出力が入力ビットＢ₀ Ｂ₁Ｂ₂Ｂ₃によって決まる値になるように、低域フィルタ１０５および１０７は ナイキストフィルタであることが好ましい。スムーズにされた実部１０９および 虚部１１１はそれぞれコサイン変調器１１３およびサイン変調器１１５に入力さ れる。変調されたサイン波１１７およびコサイン波１１９は加算点１２１で加算 され、位相および振幅の双方が変化する複合変調搬送波が生成される。振幅変 化を保存するため、従来技術では、この信号を線形電力増幅器で増幅する必要が ある。低域フィルタ１０５および１０７のナイキスト特性により、出力信号ベク トル１２７は適切な周期でサンプリングすると、１６個の複素数の一つが図１（ ａ）の格子図に示すように観測される。 従来の１６ＱＡＭ送信機は、線形電力増幅器１２５の能率が低く、歪や非線形 性が生じると、出力信号ベクトル１２７に所望の１６信号点配置が得られなくな ることが欠点である。同様に、低域フィルタ１０５および１０７を含む通信チャ ンネルが厳密にナイキスト性でなければ、記号間干渉（ＩＳＩ）によって所望の 信号点配置が得られなくなる。 概要 本発明は、線形増幅器より効率の高い結合定包絡線増幅器（ｃｏｕｐｌｅｄ ｃｏｎｓｔａｎｔ ｅｎｖｅｌｏｐｅ ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ ｐｏｗｅｒ ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）を使用して送信直交振幅変調を行う送信機を提供する。こ の送信機においては、第１電力レベルの第１電力増幅器がＱＡＭ記号の最下位ビ ットから形成された信号を増幅し、低電力レベルの第２電力増幅器がＱＡＭ記号 の最上位ビットから形成された信号を増幅する。一実施例において、第１の直交 位相偏移（ＱＰＳＫ）変調器を使用してデータビットから直交振幅変調信号を取 り出して、第１のデータビット対を４つの搬送信号位相の一つに符号化すること により、第１のＱＰＳＫ信号が得られる。また、第２ＱＰＳＫ変調器を使用して 第２のデータビット対を４つの搬送信号位相の一つに符号化することにより、第 ２のＱＰＳＫ信号が得られる。第１のＱＰＳＫ信号は第１電力レベルに増幅され 、第２のＱＰＳＫ信号は第２電力レベルに増幅される。第１および第２の増幅信 号は合成されて、４個の符号化データビットを含む信号が発生する。 本発明はまた、データビットをコサイン波キャリアのレベルとサイン波キャリ アのレベルに交互に符号化するオフセット型直交位相偏移（ＯＰＱＳＫ）と呼ば れるスペクトル効率の良い新規の変調法を開示する。実施例において、データビ ットの符号化は、クロックの奇数期間でデータビットの第１部分群を複素信号の 実部に符号化し、クロックの偶数期間でデータビットの第２部分群を複素信号の 虚部に符号化することによって行なわれる。ＯＰＱＳＫ変調はすべての信号トラ ンジッションを一定半径の円の周囲でスムーズなトラジェクトリで囲むことがで きる利点があるので、定包絡線（ｃｏｎｓｔａｎｔ ｅｎｖｅｌｏｐｅ）電力増 幅器を使用するときにスペクトルの閉じ込め（ｃｏｎｔａｉｎｍｅｎｔ）は良く なる。 本発明はさらに、２個以上の結合定包絡線増幅器を含み、ＯＱＡＭ記号の最上 位ビットおよび最下位ビットからそれぞれ形成されたオフセット型ＱＰＳＫ、Ｍ ＳＫ、ＧＭＳＫ信号を増幅する新規なオフセット型直交振幅変調用送信機を開示 する。 図面の簡単な説明 本発明の目的および特長は以下の説明と付図によって明らかにされる。 図１（ａ）は従来の１６ＱＡＭ送信機で生成される複素信号値の配置の格子図。 図１（ｂ）は従来の１６ＱＡＭ送信機の図。 図２は本発明による送信器のブロック図。 図３（ａ）〜図３（ｅ）は本発明の実施例における各ノードに関連する信号およ び信号配置点を示す図。 図４は本発明にしたがってオフセット型ＱＡＭを生成するＯＱＰＳＫ変調方式を 採用した送信機のブロック図。 図５（ａ）〜５（ｈ）は本発明によるオフセット型ＱＡＭ送信機実施例における 各ノードに関連する信号および信号配置点を示す図。 詳細な説明 以下に付図を参照しながら本発明の特徴を説明する。なお、同一部材は同一参 照符号で表すものとする。 第２図は本発明による送信機２００のブロック図である。送信機２００の一つ の特徴は非線形増幅器を使用する場合でも１６個のＱＡＭ信号点が得られること である。 好ましい実施例において、第１直交位相偏移（ＱＰＳＫ）変調器に２つの情報 ビットＢ₀Ｂ₁が入力され、周知の方法で搬送波が変調される。すなわち、ＱＰＳ Ｋ信号点配置は第１情報にしたがって＋１と−１の間の実部（Ｉまたはコサイン 成分）を変化させ、第２情報にしたがって＋ｊと−ｊの間の虚部（Ｑまたはサイ ン成分）を変化させことによって、２ビットを４つのベクトル値±１±ｊの一つ １４）であるので、第１のＱＰＳＫ変調器２０１の出力信号は定包絡線電力増幅 器２０３によって忠実に増幅される。定包絡線電力増幅器２０３や、本発明の実 施に使用されるその他の増幅器の代替として、出力飽和で動作する電力増幅器、 Ｃ級増幅器、Ｂ級増幅器も使用可能である。定包絡線電力増幅器２０３の出力に 含まれるＩ成分およびＱ成分を図３（ａ）、ベクトルの対応信号点配置を図３（ ｂ）にそれぞれ示す。 残りの２情報ビットＢ₂Ｂ₃は第２のＱＰＳＫ変調器２０５によって別のＰＱＳ Ｋ信号点配置に符号化される。第２のＱＰＳＫ変調器２０５の出力信号は第２の 定包絡線増幅器２０７に入力され、そこで、第１定包絡線電力増幅器２０３との 比較で半分の電力レベルまで忠実に増幅される。その結果、Ｉ成分およびＱ成分 線電力増幅器２０７の出力に含まれる増幅されたＩ成分およびＱ成分を図３（ｃ ）に示す。したがって、第２定包絡線電力増幅器２０７の出力に発生する信号点 は で表され、図３（ｄ）のようになる。 第１および第２の定包絡線電力増幅器２０３および２０７の出力は、例えば図 ２に示す方向性結合器２０９のような信号加算手段にそれぞれ入力される。方向 性結合器２０９は、第２定包絡線電力増幅器２０７からの低電力信号を第１定包 の値でスケーリングする。そのスケーリングされた信号は高電力信号に加算され る。方向性結合器２０９等の無損失受動回路で行なわれる上記スケーリングは であらわされる値に限定される。 となる。 なった信号が得られる。したがって、±１±ｊの高電力信号は（±１±ｊ）／２ に追加スケーリングされた低電力信号と合成されて実部および虚部からなる１６ の信号配置点が得られ、各信号点は４個の値±１．５、±０．５のいずれがであ 点については、方向性結合器からの出力が となり、ピーク電力レベル に対応する。これは増幅器出力の合計に等しい。したがって、結合回路はピーク トで変調された信号との間にも総スケーリング１／２を割り当てることが可能で ある。しかし、上記の好ましい構成によれば、出力電力点において最大能率が得 られる。そして、定包絡線（非線形）増幅器２０３および２０７を使用した場合 でも、図３（ｅ）に示す１６ＱＡＭの配置信号点が忠実に再生される。 図２に示す本発明の送信機の場合、信号点配置間トランジッションのスムージ ング（ｓｍｏｏｔｈｉｎｇ）は、第１ＱＰＳＫ変調器２０１および第２ＱＰＳＫ 変調器２０５において、ＩまたはＱのトランジッションのスムージング（線形フ ィルタリングと呼ぶ）あるいは２点間の相トランジッションのスムージングによ って達成される。線形フィルタリングは信号を信号点配置問の一定振幅から偏ら せ、非線形の定包絡線増幅器２０３および２０７は振幅変動を歪ませる。それで も、適切なサンプリング点においてベクトルが正確な値を取れば、正確な信号点 が得られる。時間依存の歪があると、スペクトルエネルギが隣接チャンネルにま で広がることがある。それでも、本発明の１６ＱＡＭ送信機を用いた送信のスペ クトルの閉じ込めは、定包絡線電力増幅器との併用に適する従来の変調変調方式 の場合より優れている。電力増幅器内の歪は、周知の従来技術、例えばエケルン ド（Ｅｋｅｌｕｎｄ）ほかの米国特許第５，１９１，５９７号記載のプレディス トーション法によって軽減することができる。なお、上記特許は引用によって本 願に包含される。エケルンドほかの特許には、（それぞれ振幅、位相に関する） 伝達関数Ｈ_RおよびＨ_φを持ち、線形ディジタル変調用直交型無線送信機に含ま れる終段増幅器における非直線性を補償する方法が開示されており、任意のベク トルαで定められる直交成分のサインおよびコサインのディジタル値（Ｉ（ｔ， α）、Ｑ（ｔ，α））がテーブルルックアップユニット（ＳＴ、ＣＴ）に記憶さ れることになっている。この方法によれば、直交振幅変調無線信号ｒ（ｔ，α） に対する伝達関数Ｈ_RおよびＨ_φの値は多数のＨ_RおよびＨ_φの値を記憶している メモリを読み出すことによって計算することができる。読み出されたＨ_Rおよび Ｈ_φの値のサインおよびコサインも生成される。このように算出された値はテー ブルルックアップユニット（ＳＴ、ＣＴ）に保存されたディジタル値と乗算され 、さらにＨ_Rの逆数と乗算される。その結果、直交成分に対する新しい修正値（ （ｔ、α）、（ｔ、α））が得られ、これによって、終段増幅器の非直線性が補 償される。 定振幅トラジェクトリにおいても信号点間のトランジッションをスムーズにす ることが可能である。例えば、定包絡線電力増幅器２０３で生成されたＱＰＳＫ 回りに９０度回転することによって得られる。しかし、ＱＰＳＫを使うと、対角 線上反対側へのトランジッションが必要なことがあって、定半径円周を時計回り または反時計回りで１８０度いずれ方向に回転しても、原点を通るトランジッシ ョンと比較してスペクトルの閉じ込めが良くならない。これは定包絡線電力増幅 器２０３を使って満足に取扱いができない不定振幅のトランジッションである。 また、本発明によるオフセット型ＱＡＭと称する新変調方式では、実部、虚部 を同時に変化させずに交互の時間間隔で変化させることによつてＱＰＳＫ成分信 号の直径方向トランジッションを回避する。この変調方式の最も一般的な場合、 データ記号が格子上の信号点に対応せず、データ記号を形成するデータビットの 半分が例えば、データクロックの奇数期間に生じる複素信号の実数に符号化され 、残りの半分がデータクロックの偶数期間に生じる複素信号の虚数に符号化され る。もちろん、交番クロック期間の「奇数」期間、「偶数」期間の選択は任意で あり、限定的な意味はない。最初の例では、虚部が虚数間または不定である奇数 期間に信号の実部をサンプリングし、実部が不定である偶数期間に信号の虚部を サンプリングすることによって、データの復号すなわち復調を行う。したがって 、信号点の格子は存在せず、偶数期間には一組の虚または水平「ストライプ」、 奇数期間には一組の実または垂直ストライプが現れる。 オフセット型ＱＰＳＫの場合、トランジッションは、例えば１＋ｊと１−ｊの 間（すなわち９０度以下）にのみ現れ、１＋ｊから−１−ｊまでのような１８０ 度にわたる対角上には決して現れない。したがって、すべてのトランジッション は定半径円周トラジェクトリに閉じ込めることができる。この閉じ込めによって 、高能率のＣ級電力増幅器で増幅可能な定包絡線信号が得られる。このようにし て得られる１６ＱＡＭ信号のスペクトルの閉じ込めは、非線形増幅器を用いた従 来の１６ＱＡＭ変調方式に比べて優れている。 図４を参照しながら、オフセット型１６ＱＡＭを採用した送信機４００の実施 例を説明する。この実施例では、第１オフセット型ＱＰＳＫ変調器４０１に２個 の情報ビットＢ₀Ｂ₁が入力され、上記発明技術にしたがって搬送波を変調する。 すなわち、情報ビットＢ₀の値に応じてデータクロックの奇数期間の＋１と−１ の間で実部（Ｉすなわちコサイン成分）を変化させることによって、一方のビッ ト、例えばＢ₀が符号化され、また、情報ビットＢ₁の値に応じてデータクロック の偶数期間の＋ｊと−ｊの間で虚部（Ｑすなわちサイン成分）を変化させること によって、他方のビット（この例ではＢ₁）が符号化される。これら実部および 虚部はオフセット型ＱＰＳＫ変調器４０１で合成され、その出力信号は定包絡線 増幅器４０３に供給される。この信号のすべてのトランジッションは定半径円周 のトラジェクトリに閉じ込められ定包絡線信号が発生するので、これら信号は高 能率のＣ級電力増幅器等の定包絡線増幅器４０３によって忠実に増幅することが できる。定包絡線電力増幅器４０３の出力に現れるＩ成分およびＱ成分を図５（ ａ）に示す。この種の変調方式は上述のように、従来のＱＰＳＫ変調方式のよう な点ベクトルの信号点配置を作らない。それに代わって、図５（ｂ）に示すよう に虚の成分が不定である奇数期間に実部の成分が±１の値を取り、図５（ｃ）に 示すように実の成分が不定である偶数期問に虚部の成分が±ｊの値を取る。 残りの情報ビットＢ₂Ｂ₃は第２オフセット型ＱＰＳＫ変調器４０５によって垂 直および水平ストライプを含むもう一組のオフセット型ＱＰＳＫに符号化される 。第２オフセット型ＱＰＳＫ変調器４０５の出力は第２の定包絡線電力増幅器４ ０７に供給され、第１定包絡線電力増幅器４０３の時に比べて半分の電力レベル に増幅される。その結果、Ｉ成分およびＱ成分の振幅は第１定包絡線電力増幅器 ４ 幅されたＩおよびＱ成分を図５（ｄ）に示す。奇数クロック期間に現れる増幅さ れた垂直ストライプを図５（ｅ）に示す。偶数クロック期間に第２定包絡線電力 増幅器４０７の出力に現れる増幅された水平ストライプを図５（ｆ）に示す。 第１定包絡線電力増幅器４０３および第２定包絡線電力増幅器４０７の各出力 は図４に示す方向性結合器４０９等の信号加算器にそれぞれ入力される。方向性 結合器４０９は、第２定包絡線電力増幅器４０７からの低電力信号を第１定包絡 値でスケーリングする。この方向性結合器による相対スケーリング法は図２の実 施例との関連で上述されている。スケーリング後の信号は高電力信号に加算され る。 なった信号が得られる。したがって、高電力信号は（±１±ｊ）／２に追加スケ ーリングされた低電力信号と合成され、偶数クロック期間には図５（ｇ）の垂直 ストライプ（実部）、奇数クロック期間には図５（ｈ）の水平ストライプ（虚部 ）が発生する。垂直ストライプは４個の値±１．５、±０．５のいずれかであ ３）だけ減衰する。同様に、水平ストライプは４個の値±１．５ｊ、±０．５ｊ のいずれかであり、それらはさらに、方向性結合器４０９から得られる総スケー 期間で信号のサンプリングを行うと、互いに異なる１６の値の１個を決定するこ とができる。 さらに、本発明によれば、適切なパワースケーリングを持つ第３または第４の 定包絡線電力増幅器を追加して、２進電圧比１：１／２：１／４…で出力信号点 配置の一部を生成する出力結合器を用いたスケーリング加算を行うことによって 、上記原理は、例えば６４点または２５６点を含んだ高次ＱＡＭ信号点配置まで 拡張することができる。このような変形は、添付「特許請求の範囲」に規定され る範囲に包含されるものである。 ベクトルトラジェクトリが角度変化のスムージングによって定包絡線円に追従 させれば、トランジッションの位相角が９０度以下のオフセット型ＱＰＳＫはス ペクトルの閉じ込めが容易になることは周知である。位相角の変化率は信号周波 数の中心からの瞬時変動によって定義される。あるデータビットから次のデータ ビットまでの位相角変化の割合を一定、すなわち１ビット期間中に位相角を±９ ０度回転することによって、等価周波数変化はビット期間当り４分の１周期、つ まりＢ／４Ｈｚになる。ただし、Ｂはビットレートとする。このような定率位相 変化によって、最小偏移変調（ＭＳＫ）と呼ばれる定包絡線方式が得られる。 ＭＳＫにおいて、位相は緩やかな定率で変化するが、その導関数すなわち瞬時 周波数は、位相変化の方向が時計回りから反時計回りに変化するときに急激に変 化する。したがって、角度は連続関数になり、その導関数（周波数）も連続関数 （急峻なステップ関数）になるが、周波数の導関数は急峻なステップ点において 無限不連続性（ディラック関数）を示す。 スペクトルが所望の信号バンド幅外になるときのレートは６ＮｄＢ／オクター ブになる。ただし、Ｎは不連続性を含む最低次導関数の次数とする。したがって 、ＭＳＫの場合は位相角の２次導関数が不連続点を含むので、スペクトルは１２ ｄＢ／オクターブで帯域外になる。 急峻なステップが緩やかな周波数変化に置き換わるように周波数波形をさらに フィルタに通すと、不連続点が位相の２次導関数から高次の導関数に置きかわっ て、スペクトルが早く減衰することがある。しかし、定包絡線変調の場合は常に 送信信号のアクチャル成分が位相のサインおよびコサインに比例、すなわち非線 形になるので、スペクトルの閉じ込めには制限がある。このような条件下では周 波数波形をガウス型低域フィルタに通すことによってスペクトルの閉じ込めが最 も良くなることが経験的にわかっている。この変形ＭＳＫはガウシアンフィルタ ード最低偏移変調（ＧＭＳＫ）として知られ、移動通信用グローバルシステム（ Ｇｌｏｂａｌ Ｓｙｓｔｅｍ ｆｏｒ Ｍｏｂｉｌｅ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉ ｏｎ）（ＧＭＳＫ）と呼ばれる欧州ディジタルセルラーシステム（Ｅｕｒｏｐｅ ａｎ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｅｌｌｕｌａｒ Ｓｙｓｔｅｍ）に採用されている。 実際、ＧＭＳＫはガウスフィルタの−３ｄＢバンド幅と情報ビットの持続時間Ｔ （ビット周期）との積ＢＴで表される変調方式の一種である。ＢＴの値が小さい とき、スペクトルの閉じ込めはきびしくなるが、信号は次のビット周期の新トラ ジェクトリに乗り始めるまでに公称信号点に達しない。この現象は「部分応答」 （ｐａｒｔｉａｌ ｒｅｓｐｏｎｓｅ）と呼ばれ、信号の能率的符号化を一層困 難にする。スペクトルの閉じ込めと部分応答の妥協点は各システムの設計者に委 ねられる。 他の周波数波形フィルタ、例えばナイキストフィルタが使用可能であって、こ の場合は、信号（受信時が不可能でも、少なくとも送信時は）の正確な公称信号 点通過が保証される。すなわち、部分応答現象は生じない。 フィルタを通すことによって信号点間のトランジッションをスムーズにすれば 常に、トランジッションの形（トラジェクトリ）は始点および終点（その時点の データビット）のみならず前後のデータビットにも依存する。トラジェクトリの 形が依存する連続データビット数はフィルタのインパルス応答長に等しい。有限 インパルス応答フィルタ（ＦＩＦ）を使用する場合、連続データビット数が有限 のデータビット個数Ｌとすれば、２のＬ乗個の異なるトラジェクトリ形状が可能 であって、これはＬ個のバイナリビットからなる可能な全パターンに相当する。 これらの波形は、あらかじめ計算して一連の波形サンプルとしてルックアップテ ーブルに保存しておき、連続Ｌ個のデータビットで形成されるアドレスに基づい て読み出すことができる。読み出されたサンプルはディジタルアナログ（Ｄ／Ａ ）変換によってＩおよびＱのアナログ変調波形を生成することができる。引用に より本願に包含された米国特許出願第０８／３０５、７０２号に記載されている ように、あらかじめ計算されたデルタシグマ変調表記ビット列を保存しておけば 、Ｄ／Ａ変換器は省略することが可能である。 上記説明の通り、少なくともＱＰＳＫ、ＭＳＫ、ＧＭＳＫを含む一群の変調法 は相互に密接な関連を持ち、また、信号点間のトランジッション形態を異にする ものの基本的には同一の信号点でデータを表示する。これら変調法は、いずれも 本発明において、データビット対を符号化した後、異なるデータビット対で符号 化した信号をスケーリングおよび加算してオフセット型ＱＡＭ信号を得るために 利用される。 以上、特定の実施例にしたがって本発明の説明を行った。当業者には明らかな ことと考えられるが、上記の好ましい実施例以外の具体的な形態で本発明を実施 することが可能である。それらは発明の趣旨から逸脱することなく実施可能であ る。好ましい実施例は単なる説明手段であって、何ら制限的意味を持たない。発 明の範囲は添付「請求の範囲」によって規定され、上記記述によって制限される ことはない。そして、「請求の範囲」に属する変形実施例および等価的実施例は すべてここに包含されるものとする。

【手続補正書】特許法第１８４条の８第１項 【提出日】平成１０年６月２５日（１９９８．６．２５） 【補正内容】 ビット変化後の正規サンプリング時に正確に、フィルタ出力が入力ビットＢ₀Ｂ₁ Ｂ₂Ｂ₃によって決まる値になるように、低域フィルタ１０５および１０７はナイ キストフィルタであることが好ましい。スムーズにされた実部１０９および虚部 １１１はそれぞれコサイン変調器１１３およびサイン変調器１１５に入力される 。変調されたサイン波１１７およびコサイン波１１９は加算点１２１で加算され 、位相および振幅の双方が変化する複合変調搬送波が生成される。振幅変化を保 存するため、従来技術では、この信号を線形電力増幅器で増幅する必要がある。 低域フィルタ１０５および１０７のナイキスト特性により、出力信号ベクトル１ ２７は適切な周期でサンプリングすると、１６個の複素数の一つが図１（ａ）の 格子図に示すように観測される。 従来の１６ＱＡＭ送信機は、線形電力増幅器１２５の能率が低く、歪や非線形 性が生じると、出力信号ベクトル１２７に所望の１６信号点配置が得られなくな ることが欠点である。同様に、低域フィルタ１０５および１０７を含む通信チャ ンネルが厳密にナイキスト性でなければ、記号間干渉（ＩＳＩ）によって所望の 信号点が得られなくなる。 ＵＳ−Ａ−４ ４８５ ３５７は、アナログＳＳＢ信号のように振幅および位 相の双方で連続変調した信号を生成する方法を開示している。この特許の方法は Ｃｈｉｒｅｉｘの論文「ハイパワーアウトフェージングモジュレーション」（Ｈ ｉｇｈ Ｐｏｗｅｒ Ｏｕｔｐｈａｓｉｎｇ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ，ＰＲＯＣ ＩＲＥ．ｖｏｌ．２３，Ｎｏ．１１，１９３５）で発表された。この従来の方 法では、２つの同等の電力増幅器が結合され、ピーク振幅に対する所望振幅の比 のアークコサインだけ位相角の異なる信号で駆動される。この特許には、ディジ タル的ビット変調方式は開示されていない。 ＵＳ−Ａ−４ ７３７ ９６８は、主に位相変調信号の位相をフィルタに通す ための位相同期回路の使用について開示している。このフィルタはすべての振幅 変調を除去する。位相フィルタを通した信号は（ミキサ８４で）アップコンバー トされ、所望の送信周波数が得られる。 ＥＰ−Ａ−Ｏ ３８２ ６９７は、ディジタル変調信号用送信装置に使用され る制御電圧発生器を開示している。この明細書には、ＱＡＭ送信機用の定包絡線 電力増幅器の使用法と、データビットの符号化用ＯＱＰＳＫの使用法が示されて いる。 概要 本発明はデータビットから変調信号を生成する装置を提供する。一実施例にお いて、第１の直交位相偏移（ＱＰＳＫ）変調器を使用してデータビットから直交 振幅変調信号を取り出して、第１のデータビット対を４つの搬送信号位相の一つ に符号化することにより、第１のＱＰＳＫ信号が得られる。また、第２ＱＰＳＫ 変調器を使用して第２のデータビット対を４つの搬送信号位相の一つに符号化す ることにより、第２のＱＰＳＫ信号が得られる。第１のＱＰＳＫ信号は第１電力 レベルに増幅され、第２のＱＰＳＫ信号は第２電力レベルに増幅される。第１お よび第２の増幅信号は合成されて、４個の符号化データビットを含む信号が発生 する。 本発明はまた、データビットをコサイン波キャリアのレベルとサイン波キャリ アのレベルに交互に符号化するオフセット型直交位相偏移（ＯＰＱＳＫ）と呼ば れるスペクトル効率の良い新規の変調法を開示する。実施例において、データビ ットの符号化は、クロックの奇数期間でデータビットの第１部分群を複素信号の 実部に符号化し、クロックの偶数期間でデータビットの第２部分群を複素信号の 虚部に符号化することによって行なわれる。ＯＰＱＳＫ変調はすべての信号トラ ンジッションを一定半径の円の周囲でスムーズなトラジェクトリで囲むことがで きる利点があるので、定包絡線（ｃｏｎｓｔａｎｔ ｅｎｖｅｌｏｐｅ）増幅器 を使用するときにスペクトルの閉じ込めは良くなる。 本発明はさらに、ＯＱＡＭ記号の第１および第２ビット対で形成されるオフセ ット型ＱＰＳＫ、ＭＳＫ、ＧＭＳＫ信号を増幅する２個以上の電力増幅器を備え た新規なオフセット型直交振幅変調用送信機を開示する。第１ＱＰＳＫ（ＭＳＫ またはＧＭＳＫ）信号は第１電力レベルまで増幅され、第２ＱＰＳＫ（ＭＳＫま たはＧＭＳＫ）信号は第２電力レベルまで増幅される。第１および第２増幅信号 は合成され、４個の符号化データビットを含む信号が発生する。 図面の簡単な説明 本発明の目的および特長は以下の説明と付図によって明らかにされる。 さらに、本発明のによれば、適切なパワースケーリングを持つ第３または第４ の定包絡線電力増幅器を追加して、２進電圧比１：１／２：１／４…で出力信号 点配置の一部を生成する出力合成器を用いたスケーリング加算を行うことによっ て、上記原理は、例えば６４点または２５６点を含んだ高次ＱＡＭ信号点配置ま で拡張することができる。このような変形は、添付「特許請求の範囲」に規定さ れる範囲および趣旨に包含されるものである。 ベクトルトラジェクトリが角度変化のスムージングによって定包絡線円に追従 させれば、トランジッションの位相角が９０度以下のオフセット型ＱＰＳＫはス ペクトルの閉じ込めが容易になることは周知である。位相角の変化率は信号周波 数の中心からの瞬時変動によって定義される。あるデータビットから次のデータ ビットまでの位相角変化の割合が一定、すなわち１ビット期間中に位相角を±９ ０度回転することによって、等価周波数変化がビット期間当り４分の１周期、つ まりＢ／４Ｈｚになる。ただし、Ｂはビットレートとする。このような定率位相 変化によって、最小偏移変調（ＭＳＫ）と呼ばれる定包絡線方式が得られる。 ＭＳＫにおいて、位相は緩やかな定率で変化するが、その導関数すなわち瞬時 周波数は、位相変化の方向が時計回りから反時計回りに変化するときに急激に変 化する。したがって、角度は連続関数になり、その導関数（周波数）も連続関数 （急峻なステップ関数）になるが、周波数の導関数は急峻なステップ点において 無限不連続性（ディラック関数）を示す。 スペクトルが所望の信号バンド幅外になるときのレートは６ＮｄＢ／オクター ブになる。ただし、Ｎは不連続性を含む最低次導関数の次数とする。したがって 、ＭＳＫの場合は位相角の２次導関数が不連続点を含むので、スペクトルは１２ ｄＢ／オクターブで帯域外になる。 急峻なステップが緩やかな周波数変化に置き換わるように周波数波形をさらに フィルタに通すと、不連続点が位相の２次導関数から高次の導関数に置きかわっ て、スペクトルが早く減衰することがある。 フィルタを通すことによって信号点間のトランジッションをスムーズにすれば 常に、トランジッションの形（トラジェクトリ）は始点および終点（その時点の データビット）のみならず前後のデータビットにも依存する。トラジェクトリの 形が依存する連続データビット数はフィルタのインパルス応答長に等しい。有限 インパルス応答フィルタ（ＦＩＦ）を使用する場合、連続データビット数が有限 のデータビット個数Ｌとすれば、２のＬ乗個の異なるトラジェクトリ形状が可能 であって、これはＬ個のバイナリビットからなる可能な全パターンに相当する。 これらの波形は、あらかじめ計算して一連の波形サンプルとしてルックアップテ ーブルに保存しておき、連続Ｌ個のデータビットで形成されるアドレスに基づい て読み出すことができる。読み出されたサンプルはディジタルアナログ（Ｄ／Ａ ）変換によってＩおよびＱのアナログ変調波形を生成することができる。引用に より本願に包含された米国特許第５，５３０，７２２号に記載されているように 、あらかじめ計算されたデルタシグマ変調表記ビット列を保存しておけば、Ｄ／ Ａ変換器は省略することが可能である。 上記説明の通り、少なくともＱＰＳＫ、ＭＳＫ、ＧＭＳＫを含む一群の変調法 は相互に密接な関連を持ち、また、信号点間のトランジッション形態を異にする ものの基本的には同一の信号点でデータを表示する。これら変調法は、いずれも 本発明において、データビット対を符号化した後、異なるデータビット対で符号 化した信号をスケーリングおよび加算してオフセット型ＱＡＭ信号を得るために 利用される。 以上、特定の実施例にしたがって本発明の説明を行った。当業者には明らかな ことと考えられるが、上記の好ましい実施例以外の具体的な形態で本発明を実施 することが可能である。好ましい実施例は単なる説明手段であって、何ら制限的 意味を持たない。 請求の範囲 １． データビットから変調信号を生成する装置において、 第１信号を生成する第１手段と、 第２信号を生成する第２手段と、 前記第１信号を増幅し、第１増幅信号を出力する第１電力増幅器と、 前記第２信号を増幅し、第２増幅信号を出力する第２電力増幅器と、 前記第１および第２増幅信号を合成する手段とを有する装置であって、 前記第１手段が第１データビット対を前記第１信号に符号化する手段であり、 前記第２手段が第２データビット対を前記第２信号に符号化する手段であり、 前記第１信号が前記第１電力増幅器によって第１電力レベル（２０３）まで増 幅され、 前記第２信号が前記第２電力増幅器によって第２電力レベル（２０７）まで増 幅され、 ４つの符号化データビットを含む信号が前記合成手段（２０９）から発生する ように、前記第１および第２電力レベル（２０３、２０７）が設定されることを 特徴とする前記装置。 ２． 請求項１において、 前記第１符号化手段が、第１データビット対を４つの搬送波信号位相の１つに 符号化して第１ＱＰＳＫを生成する第１直交位相偏移変調ＱＰＳＫ手段（２０１ ）であって、 前記第２符号化手段が、第２データビット対を４つの搬送波信号位相の１つに 符号化して第２ＱＰＳＫを生成する第２ＱＰＳＫ手段（２０５）であることを特 徴とする前記装置。 ３． 請求項２において、さらに、前記第１および第２ＱＰＳＫ信号の一つの 位相符号化値から他の位相符号化値へのトランジッションをスムーズにする手段 を含むことを特徴とする前記装置。 ４． 請求項３において、１個以上の低域フィルタが前記スムージング手段に 含まれることを特徴とする前記装置。 ５． 請求項３において、ルックアップテーブルに保存された計算済みディジ タル化波形を利用する手段が前記スムージング手段に含まれることを特徴とする 前記装置。 ６． 請求項５において、第１および第２電力増幅器内で歪補償された計算済 み波形が前記ルックアップテーブルに保存され、前記第１および第２電力増幅器 （２０３、２０７）の出力歪が軽減されることを特徴とする前記装置。 ７． 請求項１において、前記第１および第２電力増幅器がＣ級増幅器である ことを特徴とする前記装置。 ８． 請求項１において、前記第１および第２電力増幅器がＢ級増幅器である ことを特徴とする前記装置。 ９． データビット群を送信用複素信号に符号化する装置であって、 クロックの奇数期間で第１部分群のデータビット（Ｂ０、Ｂ２）を複素信号の 実部に符号化する手段（４０１、４０、４０５、４０７、４０９）と、 クロックの偶数期間で第２部分群のデータビット（Ｂ１、Ｂ３）を複素信号の 虚部に符号化する手段（４０１、４０、４０５、４０７、４０９）とを有するこ とを特徴とする前記装置。 １０． 請求項９において、 前記第１部分群のデータビットのビット極性に応じて所定信号値を１つ選び出 す手段が前記第１部分群符号化手段に含まれ、 前記第２部分群のデータビットのビット極性に応じて所定信号値を１つ選び出 す手段が前記第２部分群符号化手段に含まれることを特徴とする前記装置。 １１． 請求項１０において、前記各所定信号値が相互に等間隔であることを 特徴とする前記装置。 １２． 請求項１において、 前記第１符号化手段が第１データビット対を第１オフセット型直交位相偏移変 調ＯＱＰＳＫ信号に符号化する手段（４０１）であり、 前記第２手段が第２データビット対を第２ＯＱＰＳＫ信号に符号化する手段（ ４０５）であることを特徴とする前記装置。 １３． 請求項１２において、さらに、前記第１および第２ＯＱＰＳＫ信号の 一つの符号化信号値から他の符号化信号値へのトランジッションをスムーズにす るスムージング手段を設けることにより、複素ベクトル変調信号のスペクトルの 閉じ込めを行なうことを特徴とする前記装置。 １４． 請求項１３において、前記第１および第２ＯＱＰＳＫ信号の一つの符 号化信号値から他の符号化信号値へのトランジッションをスムーズにするための 少なくとも１個の低域フィルタが前記スムージング手段に含まれることを特徴と する前記装置。 １５． 請求項１３において、前記第１および第２ＯＱＰＳＫ信号の一つの符 号化信号値から他の符号化信号値へのトランジッションをスムーズにするため、 保存された計算済みディジタル化トランジッション波形を利用する手段が前記ス ムージング手段に含まれることを特徴とする前記装置。 １６． 請求項１５において、前記保存ディジタル化トランジッション波形を 前記第１および第２電力増幅器内で歪補償することにより、前記第１および第２ 電力増幅器（４０３、４０７）から出力される増幅信号の歪が実質的に軽減され ることを特徴とする前記装置。 １７． 請求項１５において、前記保存ディジタル化トランジッション波形が 定振幅トラジェクトリに従うことを特徴とする前記装置。 １８． 請求項１７において、前記定振幅トラジェクトリがガウシアンミニマ ム偏移変調によって形成されることを特徴とする前記装置。 １９． 請求項１３において、前記スムージング手段によって、一つの符号化 信号値から他の符号化信号値へのトランジッションがスムーズにされると同時に 定振幅信号トラジェクトリが維持されることを特徴とする前記装置。 ２０． 請求項１９において、定振幅信号トラジェクトリがガウシアンミニマ ム偏移変調ＧＭＳＫ信号を形成することを特徴とする前記装置。 ２１． 請求項１２において、前記第１および第２電力増幅器（４０３、４０ ７）が定包絡線電力増幅器であることを特徴とする前記装置。 ２２． 請求項１２において、前記第１および第２電力増幅器（４０３、４０ ７）が出力飽和状態で動作することを特徴とする前記装置。 ２３．請求項１２において、前記第１および第２電力増幅器（４０３、４０７） がＣ級増幅器であることを特徴とする前記装置。 ２４． 請求項１２において、前記第１および第２電力増幅器（４０３、４０ ７）がＢ級増幅器であることを特徴とする前記装置。 ２５． データビットから変調信号を生成する方法において、 第１信号を生成するステップと、 第２信号を生成するステップと、 前記第１信号を増幅して第１増幅信号を生成するステップと、 前記第２信号を増幅して第２増幅信号を生成するステップと、 前記第１および第２増幅信号を合成するステップとを含む前記方法であって、 第１データビット対を符号化する符号化方式を用いて前記第１信号を生成する ことによって前記第１信号が得られ、 第２データビット対を符号化する符号化方式を用いて前記第２信号を生成する ことによって前記第２信号が得られ、 前記第１信号を第１電力レベル（２０３）まで増幅することによって前記第１ 増幅信号が得られ、 前記第２信号を第２電力レベル（２０７）まで増幅することによって前記第２ 増幅信号が得られ、 前記合成手段から４つの符号化データビットを含む信号が発生するように、前 記第１および第２電力レベル（２０３、２０７）が設定されることを特徴とする 前記方法。 ２６． 請求項２５において、 直交位相偏移変調ＱＰＳＫ（２０１）を利用して第１データビット対を４つの 搬送波信号位相の１つに符号化することにより前記第１信号を生成し、それによ って第１ＱＰＳＫ信号を生成し、 ＱＰＳＫを利用して第２データビット対を４つの搬送波信号位相の１つに符号 化することにより前記第２信号を生成し、それによって第２ＱＰＳＫ信号を生成 することを特徴とする前記方法。 ２７． 請求項２６において、さらに、前記第１および第２ＱＰＳＫ信号の一 つの位相符号化値から他の位相符号化値へのトランジッションをスムーズにする ステップを含むことを特徴とする前記方法。 ２８． 請求項２７において、１個以上の低域フィルタによって前記第１およ び第２ＱＰＳＫ信号の一つの位相符号化信号値から他の位相符号化信号値へのト ランジッションをスムーズにするステップが、前記スムージングステップに含ま れることを特徴とする前記方法。 ２９． 請求項２７において、ルックアップテーブルに保存された計算済みデ ィジタル化波形によって前記第１および第２ＱＰＳＫ信号の一つの位相符号化信 号値から他の位相符号化信号値へのトランジッションをスムーズにするステップ が、前記スムージング手段に含まれることを特徴とする前記方法。 ３０． 請求項２９において、前記第１および第２増幅信号生成ステップで歪 軽減補償される計算済み波形が前記ルックアップテーブルに保存されることを特 徴とする前記方法。 ３１． 請求項２６において、 第１のＣ級増幅器を用いて第１ＱＰＳＫ信号を第１電力レベルまで増幅するス テップが前記第１増幅信号（２０３）生成ステップに含まれ、 第２のＣ級増幅器を用いて第２ＱＰＳＫ信号を第２電力レベルまで増幅するステ ップが前記第２増幅信号（２０７）生成ステップに含まれることを特徴とする前 記方法。 ３２． 請求項２６において、 第１Ｂ級増幅器を用いて第１ＱＰＳＫ信号を第１電力レベルまで増幅するステ ップが前記第１増幅信号（２０３）生成ステップに含まれ、 第２Ｂ級増幅器を用いて第２ＱＰＳＫ信号を第２電力レベルまで増幅するステ ップが前記第２増幅信号（２０７）生成ステップに含まれることを特徴とする前 記方法。 ３３． データビット群を送信用複素信号に符号化する方法であって、 クロックの奇数期間で第１部分群のデータビット（Ｂ０、Ｂ２）を複素信号の 実部に符号化するステップ（４０１、４０３、４０５、４０７、４０９）と、 クロックの偶数期間で第２部分群のデータビット（Ｂ１、Ｂ３）を複素信号の 虚部に符号化するステップ（４０１、４０３、４０５、４０７、４０９）とを含 むことを特徴とする前記方法。 ３４． 請求項３３において、 前記第１部分群のデータビットのビット極性に応じて所定信号値を１つ選び出 すステップが第１部分群符号化ステップに含まれ、 前記第２部分群のデータビットのビット極性に応じて所定信号値を１つ選び出 すステップが第２部分群符号化ステップに含まれることを特徴とする前記方法。 ３５． 請求項３４において、前記各所定信号値が相互に等間隔であることを 特徴とする前記方法。 ３６． 請求項２５において、 第１データビット対を第１オフセット型直交位相偏移変調ＯＱＰＳＫ信号に符 号化（４０１）することによって前記第１信号が生成され、 第２データビット対を第２ＯＱＰＳＫ信号に符号化（４０５）することに よって前記第２信号が生成されることを特徴とする前記方法。 ３７． 請求項３６において、さらに、前記第１および第２ＯＱＰＳＫ信号の 一つの符号化信号値から他の符号化信号値へのトランジッションをスムーズにす るスムージングステップを含むことにより、複素ベクトル変調信号のスペクトル の閉じ込めを行なうことを特徴とする前記方法。 ３８． 請求項３７において、前記第１および第２ＯＱＰＳＫ信号の一つの符 号化信号値から他の符号化信号値へのトランジッションを低域フィルタによって スムーズにするステップが前記スムージングステップに含まれることを特徴とす る前記方法。 ３９． 請求項３７において、保存された計算済みディジタル化波形を利用し て前記第１および第２ＯＱＰＳＫ信号の一つの符号化信号値から他の符号化信号 値へのトランジッションをスムーズにするステップが、前記スムージングステッ プに含まれることを特徴とする前記方法。 ４０． 請求項３９において、前記保存ディジタル化トランジッション波形を 前記第１および第２電力増幅器（４０３、４０７）内で歪補償することにより、 前記第１および第２電力増幅器（４０３、４０７）から出力される増幅信号の歪 が実質的に軽減されることを特徴とする前記方法。 ４１． 請求項３９において、前記保存ディジタル化トランジッション波形が 定振幅トラジェクトリに従うことを特徴とする前記方法。 ４２． 請求項４１において、前記定振幅トラジェクトリがガウシアンミニマ ム偏移変調によって形成されることを特徴とする前記方法。 ４３． 請求項３７において、一つの符号化信号値から他の符号化信号値への トランジッションをスムーズにするステップが定振幅信号トラジェクトリを維持 するステップを含むことを特徴とする前記方法。 ４４． 請求項４３において、前記定振幅トラジェクトリがガウシアンミニマ ム偏移変調信号を形成することを特徴とする前記方法。 ４５． 請求項３６において、前記第１および第２電力増幅器（４０３、４０ ７）が定包絡線電力増幅器であることを特徴とする前記方法。 ４６． 請求項３６において、前記第１および第２電力増幅器（４０３、４０ ７）が出力飽和状態で動作することを特徴とする前記方法。 ４７． 請求項３６において、前記第１および第２電力増幅器（４０３、４０ ７）がＣ級増幅器であることを特徴とする前記方法。 ４８． 請求項３６において、前記第１および第２電力増幅器（４０３、４０ ７）がＢ級増幅器であることを特徴とする前記方法。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ， ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，Ｌ Ｕ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ， ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，Ｓ Ｄ，ＳＺ，ＵＧ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ， ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，Ｇ Ｂ，ＧＥ，ＨＵ，ＩＬ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ， ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，Ｎ Ｚ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ ，ＳＫ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ， ＶＮ 【要約の続き】 径円周上のトラジェクトリにすべての信号トランジッシ ョンが閉じ込められ、スペクトル能率が良くなる利点が ある。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １． データビットから直交振幅変調信号を生成する送信器において、 第１の直交位相偏移変調（ＱＰＳＫ）信号を生成するため第１のデータビット 対を４つの搬送波信号位相の１つに符号化する第１ＱＰＳＫ手段と、 第２のＱＰＳＫ信号を生成するため第２のデータビット対を４つの搬送波信号 位相の１つに符号化する第２ＱＰＳＫ手段と、 前記第１ＱＰＳＫ信号を第１電力レベルまで増幅し、第１増幅信号を出力する 第１電力増幅器と、 前記第２ＱＰＳＫ信号を第２電力レベルまで増幅し、第２増幅信号を出力する 第２電力増幅器と、 前記第１および第２増幅信号を合成して、４つの符号化データビットを含む信 号を生成する手段とを有することを特徴とする前記送信器。 ２． 請求項１において、さらに、前記第１および第２ＱＰＳＫ信号の一つの 位相符号化値から他の位相符号化値へのトランジッションをスムーズにする手段 を有することを特徴とする前記送信器。 ３． 請求項２において、１個以上の低域フィルタが前記スムージング手段に 含まれることを特徴とする前記送信器。 ４． 請求項２において、ルックアップテーブルに保存された計算済みディジ タル化波形を利用する手段が前記スムージング手段に含まれることを特徴とする 前記送信器。 ５． 請求項４において、第１および第２電力増幅器内で歪補償された計算済 み波形が前記ルックアップテーブルに保存され、前記第１および第２電力増幅器 の出力歪が軽減されることを特徴とする前記送信器。 ６． 請求項１において、前記第１および第２電力増幅器がＣ級増幅器である ことを特徴とする前記送信器。 ７． 請求項１において、前記第１および第２電力増幅器がＢ級増幅器である ことを特徴とする前記送信器。 ８． データビット群を送信用複素信号に符号化する装置であって、 クロックの奇数期間で第１部分群のデータビットを複素信号の実部に符号化す る手段と、 クロックの偶数期間で第２部分群のデータビットを複素信号の虚部に符号 化する手段とを有することを特徴とする前記装置。 ９． 請求項８において、 前記第１部分群のデータビットのビット極性に応じて所定信号値を１つ選び出 す手段が前記第１部分群符号化手段に含まれ、 前記第２部分群のデータビットのビット極性に応じて所定信号値を１つ選び出 す手段が前記第２部分群符号化手段に含まれることを特徴とする前記装置。 １０． 請求項９において、前記各所定信号値が相互に等間隔であることを特 徴とする前記装置。 １１． データビット群を送信用複素信号に符号化する装置であって、 第１のデータビット対を第１オフセット型直交位相偏移変調（ＯＱＰＳＫ）信 号に符号化する手段と、 第２のデータビット対を第２ＯＱＰＳＫ信号に符号化する手段と、 前記第１ＯＱＰＳＫ信号を第１電力レベルまで増幅する第１電力増幅器と、 前記第２ＯＱＰＳＫ信号を第２電力レベルまで増幅する第２電力増幅器と、 前記第１および第２電力増幅器の出力を合成して、４つの符号化データビット を含む複素ベクトル変調信号を生成する手段とを有することを特徴とする前記装 置。 １２． 請求項１１において、さらに、前記第１および第２ＯＱＰＳＫ信号の 一つの符号化信号値から他の符号化信号値へのトランジッションをスムーズにす るスムージング手段を設けることにより、複素ベクトル変調信号のスペクトルの 閉じ込めを行うことを特徴とする前記装置。 １３． 請求項１２において、前記第１および第２ＯＱＰＳＫ信号の一つの符 号化信号値から他の符号化信号値へのトランジッションをスムーズにするために 、少なくとも１個の低域フィルタが前記スムージング手段に含まれることを特徴 とする前記装置。 １４． 請求項１２において、前記第１および第２ＯＱＰＳＫ信号の一つの符 号化信号値から他の符号化信号値へのトランジッションをスムーズにするために 、保存された計算済みディジタル化トランジッション波形を利用する手段が前記 スムージング手段に含まれることを特徴とする前記装置。 １５． 請求項１４において、前記保存ディジタル化トランジッション波形を 前記第１および第２電力増幅器内で歪補償することにより、前記第１および第２ 電力増幅器から出力される増幅信号の歪が実質的に軽減されることを特徴とする 前記装置。 １６． 請求項１２において、前記保存ディジタル化トランジッション波形が 定振幅トラジェクトリに従うことを特徴とする前記装置。 １７． 請求項１６において、前記定振幅トラジェクトリがガウシアンミニマ ム偏移変調によって形成されることを特徴とする前記装置。 １８． 請求項１１において、前記第１および第２電力増幅器が定包絡線電力 増幅器であることを特徴とする前記装置。 １９． 請求項１１において、前記第１および第２電力増幅器が出力飽和状態 で動作することを特徴とする前記装置。 ２０． 請求項１１において、前記第１および第２電力増幅器がＣ級増幅器で あることを特徴とする前記装置。 ２１． 請求項１１において、前記第１および第２電力増幅器がＢ級増幅器で あることを特徴とする前記装置。 ２２． データビットから直交振幅変調信号を生成する方法において、 直交位相偏移変調（ＱＰＳＫ）を利用して第１のデータビット対を４つの搬送 波信号位相の１つに符号化することにより、第１のＱＰＳＫ信号を生成するステ ップと、 ＱＰＳＫを利用して第２のデータビット対を４つの搬送波信号位相の１つに符 号化することにより、第２のＱＰＳＫ信号を生成するステップと、 前記第１ＱＰＳＫ信号を第１電力レベルまで増幅することによって第１増幅信 号を生成するステップと、 前記第２ＱＰＳＫ信号を第２電力レベルまで増幅することによって第２増幅信 号を生成するステップと、 前記第１および第２増幅信号を合成して、４つの符号化データビットを含む信 号を生成するステップとを含むことを特徴とする前記方法。 ２３． 請求項２２において、さらに、前記第１および第２ＱＰＳＫ信号の一 つの位相符号化値から他の位相符号化値へのトランジッションをスムーズにする ステップを含むことを特徴とする前記方法。 ２４． 請求項２３において、１個以上の低域フィルタによって前記第１およ び第２ＱＰＳＫ信号の一つの位相符号化信号値から他の位相符号化信号値へのト ランジッションをスムーズにするステップが、前記スムージングステップに含ま れることを特徴とする前記方法。 ２５． 請求項２３において、ルックアップテーブルに保存された計算済みデ ィジタル化波形によって前記第１および第２ＱＰＳＫ信号の一つの位相符号化信 号値から他の位相符号化信号値へのトランジッションをスムーズにするステップ が、前記スムージング手段に含まれることを特徴とする前記方法。 ２６． 請求項２５において、前記第１および第２増幅信号生成ステップで歪 軽減補償される計算済み波形が前記ルックアップテーブルに保存されることを特 徴とする前記方法。 ２７． 請求項２２において、 第１のＣ級増幅器を用いて第１ＱＰＳＫ信号を第１電力レベルまで増幅する ステップが前記第１増幅信号生成ステップに含まれ、 第２のＣ級増幅器を用いて第２ＱＰＳＫ信号を第２電力レベルまで増幅する ステップが前記第２増幅信号生成ステップに含まれることを特徴とする前記方法 。 ２８． 請求項２２において、 第１のＢ級増幅器を用いて第１ＱＰＳＫ信号を第１電力レベルまで増幅する ステップが前記第１増幅信号生成ステップに含まれ、 第２のＢ級増幅器を用いて第２ＱＰＳＫ信号を第２電力レベルまで増幅する ステップが前記第２増幅信号生成ステップに含まれることを特徴とする前記方法 。 ２９． データビット群を送信用複素信号に符号化する方法であって、 クロックの奇数期間で第１部分群のデータビットを複素信号の実部に符号 化するステップと、 クロックの偶数期間で第２部分群のデータビットを複素信号の虚部に符号化す るステップとを含むことを特徴とする前記方法。 ３０． 請求項２９において、 前記第１部分群のデータビットのビット極性に応じて所定信号値を１つ選び出 すステップが第１部分群符号化ステップに含まれ、 前記第２部分群のデータビットのビット極性に応じて所定信号値を１つ選び出 すステップが第２部分群符号化ステップに含まれることを特徴とする前記方法。 ３１． 請求項３０において、前記各所定信号値が相互に等間隔であることを 特徴とする前記方法。 ３２． データビット群を送信用複素信号に符号化する方法であって、 第１のデータビット対を第１オフセット型直交位相偏移変調（ＯＱＰＳＫ）信 号に符号化するステップと、 第２のデータビット対を第２ＯＱＰＳＫ信号に符号化するステップと、 第１電力増幅器を用いて前記第１ＯＱＰＳＫ信号を第１電力レベルまで増幅す るステップと、 第２電力増幅器を用いて前記第２ＯＱＰＳＫ信号を第２電力レベルまで増幅す るステップと、 前記第１および第２電力増幅器の出力を合成して、４つの符号化データビット を含む複素ベクトル変調信号を生成するステップとを含むことを特徴とする前記 方法。 ３３． 請求項３２において、さらに、前記第１および第２ＯＱＰＳＫ信号の 一つの符号化信号値から他の符号化信号値へのトランジッションをスムーズにす るスムージングステップを含むことにより、複素ベクトル変調信号のスペクトル の閉じ込めが行なわれることを特徴とする前記方法。 ３４． 請求項３３において、前記第１および第２ＯＱＰＳＫ信号の一つの符 号化信号値から他の符号化信号値へのトランジッションを低域フィルタによって スムーズにするステップが前記スムージングステップに含まれることを特徴とす る前記方法。 ３５． 請求項３３において、保存された計算済みディジタル化波形を利用し て前記第１および第２ＯＱＰＳＫ信号の一つの符号化信号値から他の符号化信号 値へのトランジッションをスムーズにするステップが、前記スムージングステッ プに含まれることを特徴とする前記方法。 ３６． 請求項３５において、前記保存ディジタル化トランジッション波形を 前記第１および第２電力増幅器内で歪補償することにより、前記第１および第２ 電力増幅器から出力される増幅信号の歪が実質的に軽減されることを特徴とする 前記方法。 ３７． 請求項３３において、前記保存ディジタル化トランジッション波形が 定振幅トラジェクトリに従うことを特徴とする前記方法。 ３８． 請求項３７において、前記定振幅トラジェクトリがガウシアンミニマ ム偏移変調によって形成されることを特徴とする前記方法。 ３９． 請求項３２において、前記第１および第２電力増幅器が定包絡線電力 増幅器であることを特徴とする前記方法。 ４０． 請求項３２において、前記第１および第２電力増幅器が出力飽和状態 で動作することを特徴とする前記方法。 ４１． 請求項３２において、前記第１および第２電力増幅器がＣ級増幅器で あることを特徴とする前記方法。 ４２． 請求項３２において、前記第１および第２電力増幅器がＢ級増幅器で あることを特徴とする前記方法。