JP3283989B2 - 多値重畳振幅変調の基底帯域信号発生装置及び方法 - Google Patents

多値重畳振幅変調の基底帯域信号発生装置及び方法

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Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、衛星通信，地上網通
信，移動通信及び有線通信等に適用できるデジタルデー
タ伝送システムに係り、特にノンリターンツーゼロ（No
n Return to Zero；以下ＮＲＺという）データ列を受
け、非直線性チャネルでも狭い占有周波数帯域及び小さ
い副ローブ特性を有する出力を発生する多値重畳振幅変
調の基底帯域信号発生装置及び方法に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】デジタル通信方式は、既存のアナログ通
信方式と比べて信頼性が高く高品質の情報が伝送できる
ので、現代情報通信の主流となり次第にその利用が増加
している分野であり、伝送する情報データにより位相及
び振幅等の搬送波パラメータを変調させて送信し、これ
を受信側で復調してデータを復元する方法である。
【０００３】デジタルデータを目的の伝送チャネルを通
じて伝送できる形に変えるデジタル変調器において、変
調器の性能を評価する要素としては帯域幅効率及び電力
効率特性がある。より多い情報量を限定された周波数資
源環境内で処理するために、帯域幅効率のよいデジタル
変調方式の要求が漸次増えており、それにより密集した
伝送チャネル上で近接した搬送波相互間で妨害現象が起
こる。
【０００４】従って、純粋なデジタルデータをそのまま
伝送すると広い帯域幅を有するので、大抵はフィルタ等
を通じて入力されたデータの帯域幅を制限した後に変調
して伝送する。又、多数の入力データビットを変調信号
上のシンボルの中の１つのシンボル単位に集めて同時に
伝送することにより、良い帯域幅効率を得ている。即
ち、入力されるデータをｋ個のビット集合に分けて１つ
のシンボルを構成し、ｋビットデータで表現できる２k
個の場合数ほどに振幅又は位相のレベルが変化するよう
にこのｋビットデータが変調されれば、電力密度スペク
トル上の帯域幅の拡張がなくても多くのデータを伝送す
ることができる。なぜならば、電力密度スペクトル上の
帯域幅は、データシンボル周期の逆数であるシンボル伝
送速度に比例し、振幅又は位相の変化には左右されない
からである。これを多値変調と呼ぶ。
【０００５】本発明は、前記のようなデジタル伝送シス
テムにおいて帯域幅効率の良い変調信号を得るためのも
のであり、特に濾波と同時に多値変調された基底帯域信
号を発生する機能を有するものである。位相変移変調
（Phase-Shift-Keying Modulation ；以下ＰＳＫ変調と
いう）及びパルス振幅変調（Pulse-Amplitude Modulati
on；以下ＰＡＭという）方式はデジタルデータ伝送シス
テムで広く用いられている変調方式であり、２進符号の
入力データにより搬送波の位相又は振幅をそれぞれ変調
させる方式である。もし入力された１つの２進データ信
号に１つの位相を対応させ変調したとすれば、これを２
相偏移変調（Binary Phase Shift Keying ；以下ＢＰＳ
Ｋという）と呼ぶ。
【０００６】同時にＢＰＳＫ変調による２つの信号が信
号空間上で正位相と直交位相とに分けて配置されるよう
に変調する方式を４相偏移変調（Quadrature Phase Shi
ft Keying ; 以下ＱＰＳＫという）方式と呼ぶが、この
際１つの搬送波位相に対応する入力ビットは２ビットと
なる。従って、同じ量のデータを送るとすれば、２相偏
移変調方式によるよりも４相偏移変調方式による方が、
信号が占める電力密度スペクトル上の帯域幅が半分に減
る。逆に、同じ周波数帯域幅では４相偏移変調方式の方
が２倍程多い情報が送れるようになる。このように、８
相偏移変調（８−ＰＳＫ），１６相偏移変調（１６−Ｐ
ＳＫ）等の帯域幅効率の高い変調方式が紹介されてい
る。
【０００７】パルス振幅変調でも、前記のように信号空
間上に入力シンボルの多値振幅を表現するための符号点
を置き、これに多数ビットの入力データを対応させるこ
とにより多値直交振幅変調(Multi Level Quadrature Am
plitude Modulation；以下多値ＱＡＭという）信号を得
る。前記説明のように、多値の程度が大きいほど１つの
信号空間上で１つのシンボルが伝達する情報量が多くな
るので、より高い帯域幅効率を有する変調方式となる。
【０００８】一方、前記の各変調方式で入力されるデー
タをそのまま変調して伝送した場合には、変調信号の占
有帯域幅が非常に大きいので、性能の低下が起こらない
範囲内で信号の占有帯域を制限して伝送する。ここに
は、普通ナイキスト理論を満足する上げ余弦(raised co
sine) フィルタにより帯域制限された信号を形成して伝
送する方式が使用されている。しかしながら、電力効率
の良い伝送のために高出力増幅器を飽和状態である非直
線領域で動作させて送信すると、副ローブが拡散されて
近接チャネルの信号に深刻な妨害を与えることは公知の
事実である。又、帯域幅を制限させるほど、信号が零点
水準を通過する時間の差であるジッタが大きくなり、復
調器でシンボルのタイミングを復元するのに困難を与え
る。
【０００９】前記現象を防ぎ帯域幅及び電力効率の良い
デジタル信号伝送のための発明は、K.Feher 博士による
米国特許 4,339,724号と J.S.Seo博士による米国特許
4,644,505号等とにそれぞれ開示されている。これらの
発明による信号は、ＮＲＺ形の２進符号である入力デジ
タルデータ信号ビット列の１つのビットに当たる２つの
パルス波形、即ち倍周期の上げ余弦パルス(double inte
rval raised cosine pulse) と普通の上げ余弦パルス(n
ormalinterval raised cosine pulse) とを作り、出力
端でこの２つの信号を重畳度（以下Ａで示す）による比
率で重畳させて出力することにより生成された重畳変調
基底帯域信号であり、振幅の揺らぎを最小化させたもの
である。
【００１０】従って、前記重畳変調基底帯域信号を利用
した重畳変調信号、即ち前記重畳変調基底帯域信号を利
用して得た変調された搬送波は、非直線性増幅器を通じ
て増幅された後に通信チャネル上に伝送されても、副ロ
ーブの再拡散現象が少なく、これによるエラ−確率特性
が低くて、帯域幅及び電力効率の良い変調信号を得る優
秀な方法であり、又送信端にジッタ及び符号相互間の干
渉（Inter-Symbol Interference;以下ＩＳＩという）現
象がないという長所がある。
【００１１】特に後者の発明の場合、重畳度Ａを調節す
ることにより電力密度スペクトル上での主ローブ帯域幅
及び副ローブ振幅が調節でき、デジタル伝送システムに
適した帯域幅に調節可能な機能も備えており、重畳度Ａ
＝１の場合の変調出力信号が前者の発明と同様になる特
徴がある。前記２つの発明はその技術分野が同一であり
特性もやはり似ているので、以下前記発明による信号を
“重畳振幅変調の基底帯域信号”と称する。
【００１２】前記発明の重畳振幅変調の基底帯域信号を
発生するための装置は、重畳振幅変調信号の特性上、抵
抗，インダクタ，キャパシタ，そして演算増幅器等で構
成された従来のフィルタとは異なり、予め装置内で重畳
振幅変調基底帯域信号の出力信号に当たる多数の帯域制
限されたパルス波形を発生した後に、入力されるデータ
形により発生したパルス波形中から選択して出力するこ
とにより、濾波された変調信号を得る非線形的な方法で
ある。
【００１３】そして、前記の発明は、１つの入力された
データにより１つの変調信号を発生するものであり、多
値振幅変調方式でない。多値重畳振幅変調の基底帯域信
号を得るためには、理論的に次のインパルス応答特性を
有するべきである。
【００１４】
【数１】 ここで、ａn は時点ｎに入力されるデータが表現する多
値信号空間上の振幅であり、多値数Ｍの際±１，±３，
±５…，±（Ｍ−１）で構成される集合中の１つの要素
と対応される。又、s(t)は基本的な重畳振幅変調信号の
基底帯域信号のインパルス応答で、次のように表現され
る。
【００１５】
【数２】 s(t)＝ 1／2 ｛１＋cos(πｔ/Ts ）｝ −(1-A）／2 ｛１−cos(２πｔ/Ts ) ｝…(2) ここで、Ａは重畳度を示し、Ｔs はシンボル周期を示
す。多値重畳振幅変調の基底帯域信号を得るためには、
前記重畳振幅変調信号が多値重畳振幅変調された時の基
底帯域波形を構成する要素を予め装置内で発生した後
に、入力されるデータ形により発生したパルス波形中か
ら選択して出力する方法がある。しかしながら、多値の
数が増加するほど具備しなければならないパルス波形の
数が幾何級数的に増加し、波形を選択して出力する過程
が複雑になって装置をより複雑にしてしまう。
【００１６】又、他の多値重畳振幅変調信号を得る従来
の方法には、重畳振幅変調基底帯域信号のインパルス応
答をサンプリングして、この値を係数として有するデジ
タルフィルタで構成する方法がある。この方法も同様に
多値の数が増加するにつれ並列で多値の数ほどのデジタ
ルフィルタが追加されねばならないので、回路の構成が
増加し複雑になる短所がある。
【００１７】前記従来の多値重畳振幅変調の基底帯域信
号発生方法では、全てが所定の多値の数を有する重畳振
幅変調信号を生成しているので、伝送システムの柔軟性
のために多値の数を変えようとする場合には、多値の数
の変更により発生する波形パルスを追加したり又は多値
の数の変更により要らなくなった波形パルスを削除すべ
きである。このような作業するためには、最悪の場合、
デジタルフィルタのような回路の全ての要素を変えるべ
きであるが、前記従来の方法は多値の数を変えることが
複雑なので柔軟性が落ちる。
【００１８】前記従来の多値重畳振幅の基底帯域信号発
生方法で多値の数を変更するための又他の方法として
は、使用しようとするほぼ多値の数に当たるパルス信号
を予め装置内に具備して置き、これを要求される多値の
数により選択して使用する方法があるが、これもやはり
回路が非常に大きくなり複雑になる短所がある。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、多値
の重畳振幅変調の基底帯域信号を発生する場合に、従来
の方式ではそれぞれの多値重畳振幅変調された出力信号
によるパルス波形を全て具備しなければならないという
短所を解決し、最小の重畳振幅変調用の基底帯域パルス
を有する簡単な構造で多値重畳振幅変調信号の基本特性
である帯域幅及び電力効率をそのまま保つ多値重畳振幅
変調の基底帯域信号発生装置及び方法を提供することに
ある。
【００２０】本発明の他の目的は、使用者がシステムの
柔軟性のために多値重畳振幅変調信号の多値数を変更し
ようとする場合に、装置の単純な変更でこれに対応する
多値重畳振幅変調の基底帯域信号が提供できる多値重畳
振幅変調の基底帯域信号発生装置及び方法を提供するこ
とにある。本発明の他の目的は、使用者がシステムの柔
軟性のために入力データの伝送速度と電力密度スペクト
ル上の重畳度Ａ値とを変更しようとする場合に、装置の
単純な変更によりこれに適用可能な多値重畳振幅変調の
基底帯域信号発生装置及び方法を提供することにある。
【００２１】
【課題を達成するための手段】前記目的を達成するため
に、本発明の多値重畳振幅変調信号の基底帯域信号発生
装置は、所定ビット数(k)のデジタルデータを並列に入
力して所定のシンボル周期の間に遅延して出力する遅延
手段と、前記デジタルデータ及び前記遅延されたデジタ
ルデータを所定信号空間上の２ k 個のうち何れか１つに
対応する値に変換して出力する信号レベル変換手段と、
前記信号レベル変換されたデジタルデータ及び遅延され
たデータを演算して所定の制御信号を発生する演算手段
と、入力されるデータ列の基本シンボルクロックに同期
し、シンボル周期の間にcos（πｔ／Ｔ）形態のパルス
を反復的に発生する第１パルス発生手段と、入力される
データ列の基本シンボルクロックに同期し、シンボル周
期の間に所定の重畳度Ａと定数Ｋとを有する［−Ｋ（１
−Ａ）／２｛１−cos(２πｔ／Ｔ)｝］形態のパルスを
反復的に発生する第２パルス発生手段と、前記演算手段
から出力される所定の制御信号により前記第１及び第２
パルス発生手段から生じたcos（πｔ／Ｔ）及び［−Ｋ
（１−Ａ）／２｛１−cos(２πｔ／Ｔ)｝］形態のパル
スから所定の基底帯域信号を生ずる信号合成手段とを含
むことを特徴とする。
【００２２】ここで、前記信号レベル変換手段で変換さ
れたデジタルデータ及び遅延されたデジタルデータを各
々Ｓ３，Ｓ４とする場合に、前記演算手段は下式の制御
信号Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ及びＦを生ずる。 Ｂ＝｜Ｓ３−Ｓ４｜／２ Ｃ＝ sign［Ｓ３−Ｓ４］ Ｄ＝（Ｓ３＋Ｓ４）／２ Ｅ＝｜Ｓ３＋Ｓ４｜ Ｆ＝ sign［Ｓ３＋Ｓ４］ （但し、 sign［ｘ］はｘの符号を意味する） また、前記信号合成手段は、前記演算手段の制御信号に
より、前記第１パルス発生手段の出力信号又は符号の反
転された第１パルス発生手段の出力信号を選択する第１
選択手段と、前記演算手段の制御信号により、前記第２
パルス発生手段の出力信号又は符号の反転された第２パ
ルス発生手段の出力信号を選択する第２選択手段とを含
む。また、前記信号レベル変換手段で変換されたデジタ
ルデータ及び遅延されたデジタルデータを各々Ｓ１１，
Ｓ１２とする場合に、前記演算手段は下式の制御信号
Ｂ’及びＤ’を生ずる。 Ｂ′＝Ｓ１１−Ｓ１２ Ｄ′＝Ｓ１１＋Ｓ１２−（Ｍ＋１） （ここで、Ｍは多値の数である）
【００２３】本発明の多値重畳振幅変調信号の基底帯域
信号発生方法は、(a)所定ビット数(k)のデジタルデータ
を並列に入力して所定のシンボル周期の間に遅延して出
力する段階と、(b)前記デジタルデータ及び前記遅延さ
れたデジタルデータを所定信号空間上の２ k 個のうち何
れか１つに対応する値に変換して出力する段階と、(c)
前記(b)段階で信号レベル変換されたデジタルデータ及
び遅延されたデータを演算して所定の制御信号を発生す
る段階と、(d)入力されるデータ列の基本シンボルクロ
ックに同期し、シンボル周期の間にcos（πｔ／Ｔ）形
態の第１パルスを反復的に発生する段階と、(e)入力さ
れるデータ列の基本シンボルクロックに同期し、シンボ
ル周期の間に所定の重畳度Ａと定数Ｋとを有する［−Ｋ
（１−Ａ）／２｛１−cos(２πｔ／Ｔ)｝］形態の第２
パルスを反復的に発生する段階と、(f)前記(c)段階で出
力される所定の制御信号により前記第１及び第２パルス
から所定の基底帯域信号を生ずる段階とを含むことを特
徴とする。
【００２４】ここで、前記(b)段階で変換されたデジタ
ルデータ及び遅延されたデジタルデータを各々Ｓ３，Ｓ
４とする場合に、生じる制御信号はＢ，Ｃ，Ｄ，Ｅ及び
Ｆであり、以下の演算により決定される段階を含む。 Ｂ＝｜Ｓ３−Ｓ４｜／２ Ｃ＝ sign［Ｓ３−Ｓ４］ Ｄ＝（Ｓ３＋Ｓ４）／２ Ｅ＝｜Ｓ３＋Ｓ４｜ Ｆ＝ sign［Ｓ３＋Ｓ４］ （但し、 sign［ｘ］はｘの符号を意味する） また、前記(f)段階は、(f-1)前記制御信号により、前記
第１パルス又は符号の反転された第１パルスを選択する
段階と、(f-2)前記制御信号により、前記第２パルス又
は符号の反転された第２パルスを選択する段階とを含
む。また、前記(b)段階で変換されたデジタルデータ及
び遅延されたデジタルデータを各々Ｓ１１，Ｓ１２とす
る場合に、生じる制御信号はＢ’及びＤ’であり、以下
の演算により決定される段階を含む前記演算手段は下式
の制御信号Ｂ’及びＤ’を生ずる。 Ｂ′＝Ｓ１１−Ｓ１２ Ｄ′＝Ｓ１１＋Ｓ１２−（Ｍ＋１） （ここで、Ｍは多値の数である） 。
【００２５】
【作用】かかる構成により、多値の重畳振幅変調基底帯
域信号を発生する場合に、従来の方式では多値重畳振幅
変調された出力信号に当たるパルス波形が全て必要であ
るという短所を取り除き、最小の重畳振幅変調用基底帯
域パルスを有する簡単な構造で多値重畳振幅変調信号の
基本特性である帯域幅及び電力効率をそのまま維持でき
る。
【００２６】
【実施例】図１は本実施例の多値重畳振幅変調の基底帯
域信号発生装置の構成を示す図であり、この装置は、信
号レベル変換部１、データ遅延部２、演算部３、第１パ
ルス発生部４、第１反転器５、第１選択部６、第１増幅
部７、第１加算器８、第２パルス発生部９、第２反転器
１０、第２選択部１１、第２増幅部１２、第２加算器１
３を含む。
【００２７】ｋビットで構成された送信されるＮＲＺデ
ータＳ１は、信号レベル変換部１の一方の入力とデータ
遅延部２の入力とにそれぞれ連結され、データ遅延部２
に入力されたデータ列は１シンボル周期の間遅延された
後、遅延信号Ｓ２となり信号レベル変換部１の他方の入
力に連結される。信号レベル変換部１に入力された２グ
ループのデータ（Ｓ１，Ｓ２）は、それぞれそれに対応
する信号空間上の振幅値（Ｓ３，Ｓ４）に変換されて出
力され、この２出力（Ｓ３，Ｓ４）はそれぞれ演算部３
の２入力に連結される。
【００２８】演算部３に入力された２つの電圧値は、本
実施例の各部分で要求される信号成分を出力する。出力
信号Ｂは第１増幅部７の増幅度制御端子に連結され、出
力信号Ｃは第１選択部６の調節端子に連結され、出力信
号Ｄは第１加算器８の一方の入力に連結され、出力信号
Ｅは第２増幅器１２の増幅度制御端子に連結され、出力
信号Ｆは第２選択部１１の調節端子に連結される。
【００２９】入力されるデータ基本シンボルクロックＳ
５は２つの経路に分けられ、一方は第１パルス発生部４
の入力に連結され、他方は第２パルス発生部９の入力に
連結される。第１，２パルス発生部４，９は、シンボル
クロックＳ５に同期されcos(πｔ／Ｔ) 及び［−（１−
Ａ）／２｛（１−cos(２πｔ／Ｔ) ｝］の余弦波パルス
をそれぞれ発生する装置である。これはメモリ素子等に
前記の式によるサンプル値を予め記憶させた後、シンボ
ルクロックに同期させ対応する信号を出力するように構
成することもでき、又はシンボルクロックから帯域濾波
器等を使用して所望の信号成分を選んで使用できるよう
に構成することもできる。
【００３０】第１パルス発生部４の出力信号Ｓ６は再び
２つの経路に分けられ、一方は第１選択部６の一方の入
力に連結され、他方は第１反転器５で反転されて第１選
択部６の他方の入力に連結される。第１選択部６は、演
算部３から提供される出力信号Ｃにより２つの入力信号
中の１つを選択して出力し、これは第１増幅部７の入力
に連結される。
【００３１】第１増幅部７は、演算部３から提供される
ゲイン制御電圧である出力信号Ｂにより入力信号を増幅
した後、第１加算器８の他方の入力に連結される。第１
加算器８では、第１増幅部７の出力と演算部３から提供
される出力信号Ｄとを加算し、第２加算器１３の一方の
入力に提供する。一方、第２パルス発生部９の出力信号
Ｓ８も再び２つの経路に分けられ、一方は第２選択部１
１の一方の入力に連結され、他方は第２反転器１０で反
転され第２選択部１１の他方の入力に連結される。第２
選択部１１は、演算部３から提供される出力信号Ｆによ
り２つの入力信号中の１つを選択して出力し、これは第
２増幅部１２の入力に提供される。第２増幅部１２は、
演算部３から提供されるゲイン制御電圧である出力信号
Ｅにより入力信号を増幅した後、第２加算器１３の他方
の入力に連結される。
【００３２】第２加算器１３では、第２増幅部１２の出
力と第１加算器８の出力とを加算し、本実施例の最終的
な出力信号Ｓ１０を出力するように構成されている。前
述した構成に基づき、本実施例の装置の動作を図１，図
２及び図３を参照して詳細に説明する。理解しやすくす
るために、多値の数字が４である４レベル重畳振幅変調
信号に必要な基底帯域信号発生の場合を例を挙げて説明
する。ここで、入力されるＮＲＺデータＳ１は１シンボ
ル周期の間に２つのビットが入力され、これを信号空間
上の４つのシンボルに対応させた重畳振幅変調の基底帯
域信号を発生しようとする。
【００３３】又、本例では、第１選択部６は、演算部３
から提供される出力信号Ｃの値が“０”と等しいまたは
より大きい場合には第１反転器５の出力信号Ｓ７を選択
し、“０”より小さい場合には第１パルス発生部４の出
力信号Ｓ６を選択して出力するように構成されている。
同時に第２選択部１１は、演算部３から提供される出力
信号Ｆの値が“０”と等しいまたはより大きい場合には
第２反転器１０の出力信号Ｓ９を選択し、“０”より小
さい場合は第２パルス発生部９の出力信号Ｓ８を選択し
て出力するように構成されている。
【００３４】又、本例では、第１，第２増幅部７，１２
が、演算部３から提供される出力信号Ｂ，Ｅの電圧値に
それぞれ対応する増幅度で増幅されるように構成されて
いる。従って、出力信号Ｂ，Ｅの値がそれぞれ“１”，
“３”なら、第１，第２増幅部７，１２はそれぞれ入力
信号を１倍，３倍に増幅する。図２は図１による装置の
動作の説明のために多値の数Ｍが４の場合の信号空間上
の振幅配置の例を示した図である。このような配置と前
記の仮定は単に説明のためのものに過ぎず、システムの
要求によって設計者により変更し得る。
【００３５】図３は入力データ列が００，０１，００，
００，１１，１０，…の順序で入力される場合を例に挙
げ、この時の本実施例の装置の各部波形を示した図であ
る。前記の仮定で設定されたように、シンボル周期毎に
２ビットずつ入力されるＮＲＺデータＳ１とこれをデー
タ遅延部２で１シンボル周期の間遅延させた遅延信号Ｓ
２とが信号レベル変換部１に入力され、信号レベル変換
部１は演算部３から要求される信号レベルに変更させた
出力信号Ｓ３，Ｓ４をそれぞれ出力させる。ここで、出
力信号Ｓ３，Ｓ４のレベルはＮＲＺデータにそれぞれ対
応する信号空間上の振幅のような値である。即ち、図３
に示したように、出力信号Ｓ３，Ｓ４のレベルは、ＮＲ
Ｚデータ００，０１，１０，１１に対し振幅−３，−
１，＋１，＋３をそれぞれ対応させた値を意味する。図
３に表示されているように、出力信号Ｓ４は１シンボル
周期以前の出力信号Ｓ３と等しくなる。
【００３６】出力信号Ｓ３，Ｓ４は、演算部３に供給さ
れて下記の式のように演算され、本実施例の各部分で必
要とする制御信号及び電圧を提供する。
【００３７】
【数３〜７】 Ｂ＝｜Ｓ３−Ｓ４｜／２ …（式３） Ｃ＝ sign［Ｓ３−Ｓ４］ …（式４） Ｄ＝（Ｓ３＋Ｓ４）／２ …（式５） Ｅ＝｜Ｓ３＋Ｓ４｜ …（式６） Ｆ＝ sign［Ｓ３＋Ｓ４］ …（式７） 但し、 sign［ｘ］はｘの符号を意味する。
【００３８】図３の時間軸の最初（左端）に表示された
例、即ち以前入力データが“００”であり現在の入力デ
ータが“０１”の場合、出力信号（Ｓ３，Ｓ４）はそれ
ぞれ（−１，−３）であるので、演算部３の出力はそれ
ぞれＢ＝｜−１＋３｜／２＝１，Ｃ＝ sign［−１＋
３］＞０，Ｄ＝（−１−３）／２＝−２，Ｅ＝｜−１−
３｜＝４，Ｆ＝ sign［−１−３］＜０となる。
【００３９】従って、第１選択部６は出力信号Ｃを制御
信号として受けるが、出力信号Ｃの値が“０”より大き
いので、前記の仮定で設定されたように第１反転器５の
出力信号Ｓ７である−cos(πｔ／Ｔ）を選択して、第１
増幅部７に出力する。第１増幅部７では、ゲイン制御信
号である出力信号Ｂの値が“１”なので入力信号を１倍
増幅し、即ち入力された信号をそのまま第１加算器８に
伝送する。第１加算器８では第１増幅部７の出力信号
と、演算部３から提供される出力信号Ｄと加えられる
が、出力信号Ｄの値が“−２”なので、結局出力信号Ｓ
７が−２ボルト減圧された電圧レベルに遷移する結果と
なる。
【００４０】一方、第２選択部１１は出力信号Ｆを制御
信号として受けるが、出力信号Ｆの値が“０”より小さ
いので、前記の仮定で設定されたように出力信号Ｓ８で
ある［−（１−Ａ）／２｛１−cos(２πｔ／Ｔ) ｝］を
選択して、第２増幅部１２に出力する。第２増幅部１２
では、増幅度制御信号である出力信号Ｅの値が“４”な
ので入力信号を４倍増幅し、第２加算器１３に伝送す
る。
【００４１】第２加算器１３では、第１増幅部７の出力
信号と制御信号Ｄとが加算された第１加算器８の出力信
号を正（＋）で入力し、他の負（−）の入力では第２増
幅部１２の出力を受け、この両入力を加算して（即ち、
第１加算器の出力信号から第２増幅部の出力を取り除
く）、本実施例の装置の出力信号Ｓ１０である４レベル
重畳振幅変調信号の基底帯域信号を出力する。
【００４２】次のシンボル周期でも、前記のような動作
で図３に表示した出力信号Ｓ１０のような４レベル重畳
振幅変調信号の基底帯域信号が出力される。もし多値の
数を変化しようとする場合には、データのシンボルを構
成するビット数ｋが変化し、これにより本実施例の多値
重畳振幅変調の基底帯域出力信号の振幅レベルが２k 個
中で１つの振幅を発生することにより、簡単に所望のレ
ベルの多値重畳振幅変調の基底帯域信号発生が可能であ
る。
【００４３】本実施例の信号を、オフセット直交振幅変
調（Offset Quadrature AmplitudeModulation；以下Ｏ
ＱＡＭという）方式の装置中で、正位相チャネル及び直
交位相チャネルにある帯域制限用濾波器の出力信号に代
わって使用すれば、１６重畳直交振幅変調（16-Level S
uperposed Quadrature Amplitude Modulation ；以下１
６−ＳＱＡＭという）信号となる。
【００４４】図４は、図１の本実施例の装置が、前記説
明で設定された例のように多値数Ｍが４であり重畳度Ａ
＝0.8 の際の、４レベル重畳振幅変調（４-Level ＳＱ
ＡＭ）の基底帯域信号を発生させた目模様度を示したも
のであり、理論的な証明による多値重畳振幅変調の基底
帯域信号特性と正確に一致する。図５は本実施例の多値
重畳振幅変調の基底帯域信号を使用して得られた多値重
畳振幅変調（Ｍ−ＳＱＡＭ）信号を、非直線領域で動作
する増幅器で増幅して伝送する場合の、規格化された電
力密度スペクトルを他の変調方式の場合と比較して示し
たものであり、各スペクトルの条件は次の通りである。
【００４５】（ａ）Ａ＝0.7 である１６−ＳＱＡＭ（非
線形チャネル） （ｂ）Ａ＝0.8 である１６−ＳＱＡＭ（非線形チャネ
ル） （ｃ）Ａ＝1.0 である１６−ＳＱＡＭ（非線形チャネ
ル） （ｄ）Ａ＝0.8 である１６−ＳＱＡＭ（線形チャネル） （ｅ）α＝0.5 である１６−ＳＱＡＭ（非線形チャネ
ル） （ｆ）ＭＳＫ（非線形チャネル） ここで、αは上げ余弦フィルタのロールオフファクタで
ある。又、ｆは変調信号の周波数であり、ｆc は搬送波
周波数であり、ｆb はビット周期である。
【００４６】図５を通じて、本発明のスペクトルは、最
小位相偏移変調方式(Minimum ShiftKeying ；ＭＳＫ）
や上げ余弦濾波器を有した多値直交振幅変調方式（Ｍ−
ＱＡＭ）より狭帯域であり、副ローブの再拡散現象が少
ないという良い特性を有することが分かる。図６は本発
明による多値重畳変調の基底帯域信号発生装置の具体的
な構成を示すブロック図であり、多値重畳振幅変調の基
底帯域信号発生のためのものである。
【００４７】以下、図６を参照して本実施例による装置
の構成例を説明する。送信されるｋビットで構成される
ＮＲＺデータＳ１は、伝送経路を通じて信号レベル変換
部１の一方の入力と遅延部２の入力とにそれぞれ連結さ
れ、遅延部２に入力されたデータ列は１シンボル周期の
間遅延された後、出力信号Ｓ２となり信号レベル変換部
１の他方の入力に連結される。信号レベル変換部１に入
力された２つのグループデータＳ１，Ｓ２は、各々それ
に対応する信号空間上の振幅値に当たる出力信号Ｓ１
１，Ｓ１２に変換されて出力され、２つの出力信号Ｓ１
１，Ｓ１２は演算部３の２入力にそれぞれ連結される。
【００４８】演算部３に入力された２つの出力信号Ｓ１
１，Ｓ１２は本具体例の各部分から要求される信号成分
を出力するが、第１減算器２０では、２信号Ｓ１１，Ｓ
１２を受けこれらの差値Ｂ′（＝Ｓ１１−Ｓ１２）を出
力して、第１乗算器２４の一方の入力に提供する。一
方、第３加算器２１では、入力された２信号Ｓ１１，Ｓ
１２の和、即ち出力信号Ｓ１３（＝Ｓ１１＋Ｓ１２）を
第２減算器２２の一方の入力に提供し、第２減算器２２
の他方の入力には外部から多値の数Ｍにより与えられる
（Ｍ＋１）値が連結され、この２つの入力信号間の差値
であるＤ′｛＝Ｓ１３−（Ｍ＋１）｝を出力し、第４加
算器２５の一方の入力と第２乗算器２７の一方の入力と
にそれぞれ提供する。
【００４９】入力されるデータ基本シンボルクロックＳ
５は２つの経路に分けられ、一方は第３パルス発生部２
３の入力に連結され、他方は第４パルス発生部２６の入
力に連結される。第３パルス発生部２３の出力は、第１
乗算器２４の他方の入力に連結され、第１乗算器２４か
らは第１減算器２０の出力から提供される出力信号Ｂ′
と第３パルス発生部２３の出力信号とが乗じられた信号
が出力され、第４加算器２５の他方の入力に提供され
る。第４加算器２５では、第１乗算器２４から提供され
る信号を１つの入力とし他の入力に第２減算器２２の出
力信号Ｄ′が連結されて、２入力の加算値を出力し、第
５加算器２８の一方の入力に連結する。
【００５０】一方、第４パルス発生部２６の出力は、第
２乗算器２７の他方の入力に連結され、第２乗算器２７
からは第２減算器２２の出力から提供される出力信号
Ｄ′と第４パルス発生部２６の出力信号とが乗じられた
信号かを出力され、第５加算器２８の他方の入力に提供
される。第５加算器２８では、第２乗算器２７から提供
される信号を一方の入力とし他方の入力に第４加算器２
５の出力信号が連結されて、２入力の加算値を出力する
ことにより、本具体例の装置の信号である多値重畳変調
の基底帯域信号である最終出力信号Ｓ１０を出力する。
【００５１】本具体例の構成上の特性は、前記実施例で
の演算部３での計算量が多くなることを防止するため
に、信号レベル変換部１が入力されるシンボルに対応す
る振幅値を求める場合、図２に表示した信号空間上の振
幅値の代わって、図７に表示したように、信号空間上の
振幅値に対応する空間番号を振幅の大きさ順或いは逆順
で与え、この番号を出力するようにする。このように構
成することにより、演算部３から出力信号Ｂ，Ｃ，値を
発生する場合のように割り算演算をする必要がなくなる
ので、計算量を減らすことができ結果的に回路を簡単に
することができる。
【００５２】本具体例の構成上他の特徴は、図１で使用
した第１反転器５，第１選択部６，第１増幅部７を２つ
の入力を有する１つの第１乗算器２４で代替し、一方の
入力に第３パルス発生部２３の出力を連結して他方に出
力信号Ｂ′を入力し、この２つの入力信号を互いに乗算
することにより図１の要素の役割を代替するようにした
ことである。
【００５３】同じ原理で、図１に使用した第２反転器１
０，第２選択部１１及び第２増幅部１２を１つの第２乗
算器２７で代替し、一方の入力に第４パルス発生部２６
の出力を連結して他方に出力信号Ｅに当たる出力信号
Ｄ′を入力し、この２つの入力信号を互いに乗算するこ
とにより図１の要素の役割を代替するようにした。前記
のように代替することにより、演算部３の出力信号Ｃ，
Ｅが要らなくなった。
【００５４】本具体例の構成上又他の特徴は、図１の第
２パルス発生部９の役割を果たしている第４パルス発生
部２６の発生信号に、［−（１−Ａ）／２｛１−cos(２
πｔ／Ｔ) ｝］の代わりに［−（１−Ａ）｛１−cos(２
πｔ／Ｔ) ｝］を使用することにより、元々第２増幅器
１２（図６の第２乗算器２７に対応する）のゲイン信号
として供給されるべき出力信号Ｅの乗算値を出力信号
Ｄ′で代替できるようにして、回路の複雑性を減らし
た。なぜならば、次のような式が成り立つからである。
【００５５】
【数８】 Ｅ＝２×Ｄ …（式８） 前述した構成に基づき実施例を図３，図６，図７を参照
して説明する。理解しやすく説明するため、本説明では
多値の数が４である４レベル重畳振幅変調信号に必要な
基底帯域信号発生の場合を例に挙げて説明する。
【００５６】図７は図６に示した装置の動作説明のため
に多値の数Ｍが４である場合の、シンボルが表現する１
つの振幅及び空間番号を信号空間上に配置したグラフで
あり、本実施例の特別な部分であるＢ′，Ｄ′と表示さ
れた部分の説明は図３にある。シンボル周期毎に２ビッ
トずつ入力されるＮＲＺデータＳ１と、これをデータ遅
延部２で１シンボル周期の間遅延させた遅延信号Ｓ２と
が信号レベル変換部１に入力され、信号レベル変換部１
は演算部３から要求する信号レベルに変更させた出力信
号Ｓ１１，Ｓ１２をそれぞれ出力させる。ここで、出力
信号Ｓ１１，Ｓ１２のレベルは、ＮＲＺデータにそれぞ
れ対応する信号空間上の空間番号と同じ値である。即
ち、図７に示したように出力信号Ｓ１１，Ｓ１２は、Ｎ
ＲＺデータ００，０１，１０，１１に対して空間番号
１，２，３，４をそれぞれ対応させた値を意味する。
【００５７】出力信号Ｓ１１，Ｓ１２は演算部３に供給
されて出力信号Ｂ′、Ｄ′を提供するが、図３の時間軸
８番に表示された例、即ち現在の入力データが“１１”
であり以前のシンボル入力データが“０１”の場合、出
力信号（Ｓ１１，Ｓ１２）はそれぞれ（４，２）なの
で、演算部３の出力はそれぞれＢ′＝４−２＝２，Ｄ′
＝４＋２−（４＋１）＝１となる。
【００５８】ここで、演算の入力は空間番号を使用した
が、出力されるＢ′、Ｄ′の値は信号空間上の振幅値で
ある。従って、第１乗算器２４では第３パルス発生部２
３の出力をＢ′の値である“２”で乗ずるので、２×co
s(πｔ／Ｔ）を出力して第４加算器２５に伝送する。第
４加算器２５では、第１乗算器２４の出力信号と演算部
３から提供される出力信号Ｄ′が加えられるが、Ｄ′の
値が“１”なので、結局第２乗算器２７からの出力信号
が１ボルト増圧された電圧レベルに遷移する結果とな
る。
【００５９】一方、第２乗算器２７では、第４パルス発
生部２６の出力信号をＤ′の値である“１”で乗ずるの
で、［−（１−Ａ）｛１−cos(２πｔ／Ｔ) ｝］を出力
して、第５伝送器２８に伝送する。第５加算器２８で
は、第２乗算器２７の出力信号と第４加算器２５との出
力信号が加えられ、本実施例の装置の出力信号である多
値重畳振幅変調の基底帯域信号Ｓ１０が出力される。
【００６０】次のシンボル周期でも前記のような動作
で、図３に表示した最終的な出力信号Ｓ１０のような４
レベル重畳振幅変調信号の基底帯域信号が出力される。
【００６１】
【発明の効果】前述したように、本発明により、多値の
重畳振幅変調の基底帯域信号を発生する場合に、従来の
方式では多値重畳振幅変調された出力信号に当たるパル
ス波形が全て必要だという短所を取り除き、最小の重畳
振幅変調用基底帯域パルスを有する簡単な構造でも多値
重畳振幅変調信号の基本特性である帯域幅及び電力効率
をそのまま保てる。
【００６２】本発明の他の効果としては、使用者がシス
テムの柔軟性のために多値重畳振幅変調信号の多値数を
変更しようとする場合に、装置の単純な変更でこれに対
応する多値重畳振幅変調の基底帯域信号が提供できると
いう点である。本発明による多値重畳振幅変調の基底帯
域信号を使用して得た多値重畳直交振幅変調信号Ｍ−Ｑ
ＡＳＭを、非直線領域で動作する増幅器で増幅して伝送
する場合の規格化された電力密度スペクトルは、最小位
相偏移変調方式ＭＳＫや上げ余弦濾波器を有する多値直
交振幅変調方式Ｍ−ＱＡＭより狭帯域であり、副ローブ
の再拡散現象が良いという特性を提供する効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本実施例の多値重畳振幅変調の基底帯域信号発
生装置の構成ブロック図である。
【図２】前記図１に示した本実施例の装置の動作の説明
のために、多値の数Ｍが４である場合のシンボルが表現
する４つの振幅を信号空間上に配置したグラフを示す図
である。
【図３】前記図１及び図６に示した装置の動作説明のた
めに多値の数が４である場合を時間により説明した図で
ある。
【図４】前記図１に示した本実施例の装置において、多
値の数が４であり重畳度Ａ＝0.8 の際出力される多値重
畳振幅変調の基底帯域信号の目模様を示す図である。
【図５】前記図１に示した本実施例の装置において、多
値の数が４であり重畳度Ａ＝0.8 の際に出力される多値
重畳振幅変調の基底帯域信号の電力密度スペクトルを示
す図である。
【図６】本実施例による多値重畳振幅変調の基底帯域信
号発生装置の具体的な構成を示すブロック図である。
【図７】前記図６に示した具体例の装置の動作説明のた
めに、多値の数Ｍが４の場合のシンボルが表現する４つ
の振幅及び空間番号を信号空間上に配置したグラフを示
す図である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平４−362833（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−105647（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−326229（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−90263（ＪＰ，Ａ) 米国特許4644565（ＵＳ，Ａ) 米国特許4339724（ＵＳ，Ａ) 米国特許4618941（ＵＳ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04L 27/00 - 27/38

Claims (8)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 所定ビット数(k)のデジタルデータを並
    列に入力して所定のシンボル周期の間に遅延して出力す
    る遅延手段と、 前記デジタルデータ及び前記遅延されたデジタルデータ
    を所定信号空間上の２ k 個のうち何れか１つに対応する
    値に変換して出力する信号レベル変換手段と、前記信号
    レベル変換されたデジタルデータ及び遅延されたデータ
    を演算して所定の制御信号を発生する演算手段と、 入力されるデータ列の基本シンボルクロックに同期し、
    シンボル周期の間にcos（πｔ／Ｔ）形態のパルスを反
    復的に発生する第１パルス発生手段と、 入力されるデータ列の基本シンボルクロックに同期し、
    シンボル周期の間に所定の重畳度Ａと定数Ｋとを有する
    ［−Ｋ（１−Ａ）／２｛１−cos(２πｔ／Ｔ)｝］形態
    のパルスを反復的に発生する第２パルス発生手段と、 前記演算手段から出力される所定の制御信号により前記
    第１及び第２パルス発生手段から生じたcos（πｔ／
    Ｔ）及び［−Ｋ（１−Ａ）／２｛１−cos(２πｔ／
    Ｔ)｝］形態のパルスから所定の基底帯域信号を生ずる
    信号合成手段とを含むことを特徴とする多値重畳振幅変
    調の基底帯域信号発生装置。
  2. 【請求項２】 前記信号レベル変換手段で変換されたデ
    ジタルデータ及び遅延されたデジタルデータを各々Ｓ
    ３，Ｓ４とする場合に、前記演算手段は下式の制御信号
    Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ及びＦを生ずることを特徴とする請求項
    １に記載の多値重畳振幅変調の基底帯域信号発生装置。 Ｂ＝｜Ｓ３−Ｓ４｜／２ Ｃ＝ sign［Ｓ３−Ｓ４］ Ｄ＝（Ｓ３＋Ｓ４）／２ Ｅ＝｜Ｓ３＋Ｓ４｜ Ｆ＝ sign［Ｓ３＋Ｓ４］ （但し、 sign［ｘ］はｘの符号を意味する）
  3. 【請求項３】 前記信号合成手段は、 前記演算手段の制御信号により、前記第１パルス発生手
    段の出力信号又は符号の反転された第１パルス発生手段
    の出力信号を選択する第１選択手段と、 前記演算手段の制御信号により、前記第２パルス発生手
    段の出力信号又は符号の反転された第２パルス発生手段
    の出力信号を選択する第２選択手段とを含むことを特徴
    とする請求項１に記載の多値重畳振幅変調の基底帯域信
    号発生装置。
  4. 【請求項４】 前記信号レベル変換手段で変換されたデ
    ジタルデータ及び遅延されたデジタルデータを各々Ｓ１
    １，Ｓ１２とする場合に、前記演算手段は下式の制御信
    号Ｂ’及びＤ’を生ずることを特徴とする請求項１に記
    載の多値重畳振幅変調の基底帯域信号発生装置。 Ｂ′＝Ｓ１１−Ｓ１２ Ｄ′＝Ｓ１１＋Ｓ１２−（Ｍ＋１） （ここで、Ｍは多値の数である）
  5. 【請求項５】 (a)所定ビット数(k)のデジタルデータを
    並列に入力して所定のシンボル周期の間に遅延して出力
    する段階と、 (b)前記デジタルデータ及び前記遅延されたデジタルデ
    ータを所定信号空間上の２ k 個のうち何れか１つに対応
    する値に変換して出力する段階と、 (c)前記(b)段階で信号レベル変換されたデジタルデータ
    及び遅延されたデータを演算して所定の制御信号を発生
    する段階と、 (d)入力されるデータ列の基本シンボルクロックに同期
    し、シンボル周期の間にcos（πｔ／Ｔ）形態の第１パ
    ルスを反復的に発生する段階と、 (e)入力されるデータ列の基本シンボルクロックに同期
    し、シンボル周期の間に所定の重畳度Ａと定数Ｋとを有
    する［−Ｋ（１−Ａ）／２｛１−cos(２πｔ／Ｔ)｝］
    形態の第２パルスを反復的に発生する段階と、 (f)前記(c)段階で出力される所定の制御信号により前記
    第１及び第２パルスから所定の基底帯域信号を生ずる段
    階とを含むことを特徴とする多値重畳振幅変調の基底帯
    域信号発生方法。
  6. 【請求項６】 前記(b)段階で変換されたデジタルデー
    タ及び遅延されたデジタルデータを各々Ｓ３，Ｓ４とす
    る場合に、生じる制御信号はＢ，Ｃ，Ｄ，Ｅ及びＦであ
    り、以下の演算により決定される段階を含むことを特徴
    とする請求項５に記載の多値重畳振幅変調の基底帯域信
    号発生方法。 Ｂ＝｜Ｓ３−Ｓ４｜／２ Ｃ＝ sign［Ｓ３−Ｓ４］ Ｄ＝（Ｓ３＋Ｓ４）／２ Ｅ＝｜Ｓ３＋Ｓ４｜ Ｆ＝ sign［Ｓ３＋Ｓ４］ （但し、 sign［ｘ］はｘの符号を意味する）
  7. 【請求項７】 前記(f)段階は、 (f-1)前記制御信号により、前記第１パルス又は符号の
    反転された第１パルスを選択する段階と、 (f-2)前記制御信号により、前記第２パルス又は符号の
    反転された第２パルスを選択する段階とを含むことを特
    徴とする請求項５に記載の多値重畳振幅変調の基底帯域
    信号発生方法。
  8. 【請求項８】 前記(b)段階で変換されたデジタルデー
    タ及び遅延されたデジタルデータを各々Ｓ１１，Ｓ１２
    とする場合に、生じる制御信号はＢ’及びＤ’であり、
    以下の演算により決定される段階を含む前記演算手段は
    下式の制御信号Ｂ’及びＤ’を生ずることを特徴とする
    請求項１に記載の多値重畳振幅変調の基底帯域信号発生
    装置。 Ｂ′＝Ｓ１１−Ｓ１２ Ｄ′＝Ｓ１１＋Ｓ１２−（Ｍ＋１） （ここで、Ｍは多値の数である）
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