JP3887022B2

JP3887022B2 - 直交振幅変調データ用送信機

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Publication number: JP3887022B2
Application number: JP50159898A
Authority: JP
Inventors: デント，ポール，ダブリュ．
Original assignee: Ericsson Inc
Current assignee: Ericsson Inc
Priority date: 1996-06-12
Filing date: 1997-05-19
Publication date: 2007-02-28
Anticipated expiration: 2017-05-19
Also published as: DE69738130T2; WO1997048219A3; SG143061A1; BR9709696B1; SA97180141B1; CN1222277A; CN1183730C; MY132622A; CA2257930A1; CA2257930C; AU3069297A; JP2000512457A; TW329582B; EP0904650A2; DE69738130D1; BR9709696A; EP0904650B1; AU739232B2; WO1997048219A2; US5815531A

Description

背景
本発明は電話線のラジオチャンネルのような限られたバンド幅のチャンネルを使ったディジタル情報の送信に関するものである。この場合のディジタル情報は、例えばディジタル符号化音声を含めることができる。
周知のことであるが、直交振幅変調（ＱＡＭ）においては、データビットは複素ベクトル信号に符号化され、その実部および虚部はそれぞれ複数のレベルの一つをとる。例えば、１６ＱＡＭでは、実部および虚部はそれぞれ４個の等間隔値３、１、−１、−３の一つを取る。４×４個の可能な点配列は信号点配置（ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ）と呼ばれ、図１（ａ）に示される。この手法による変調では、Ｂ₀Ｂ₁Ｂ₂Ｂ₃で表される４ビットデータ値が図に示すような個別の１６個の複素信号値上でマッピングが行なわれる。
４ビットデータ値から上記信号点配置を生成する従来の１６ＱＡＭ送信機を図１（ｂ）に示す。４個の値の中から実部を決定するために、第１のビット対Ｂ₀Ｂ₁が第１の２ビットディジタルアナログ（Ｄ／Ａ）コンバータ１０１に入力される。４個の値の中から虚部を決定するために、第２のビット対Ｂ₂Ｂ₃が第２の２ビットＤ／Ａコンバータ１０３に入力される。Ｄ／Ａコンバータ１０１および１０３の出力はそれぞれ低域フィルタ１０５および１０７に入力される。低域フィルタ１０５および１０７の機能はビットＢ₀Ｂ₁Ｂ₂Ｂ₃のいずれかが変化するときにその値の変化をスムーズにすることによって送信スペクトルを得ることである。ビット変化後の正規サンプリング時に正確に、フィルタ出力が入力ビットＢ₀Ｂ₁Ｂ₂Ｂ₃によって決まる値になるように、低域フィルタ１０５および１０７はナイキストフィルタであることが好ましい。スムーズにされた実部１０９および虚部１１１はそれぞれコサイン変調器１１３およびサイン変調器１１５に入力される。変調されたサイン波１１７およびコサイン波１１９は加算点１２１で加算され、位相および振幅の双方が変化する複合変調搬送波が生成される。振幅変化を保存するため、従来技術では、この信号を線形電力増幅器で増幅する必要がある。低域フィルタ１０５および１０７のナイキスト特性により、出力信号ベクトル１２７は適切な周期でサンプリングすると、１６個の複素数の一つが図１（ａ）の格子図に示すように観測される。
従来の１６ＱＡＭ送信機は、線形電力増幅器１２５の能率が低く、歪や非線形性が生じると、出力信号ベクトル１２７に所望の１６信号点配置が得られなくなることが欠点である。同様に、低域フィルタ１０５および１０７を含む通信チャンネルが厳密にナイキスト性でなければ、記号間干渉（ＩＳＩ）によって所望の信号点が得られなくなる。
ＵＳ−Ａ−４４８５３５７は、アナログＳＳＢ信号のように振幅および位相の双方で連続変調した信号を生成する方法を開示している。この特許の方法はＣｈｉｒｅｉｘの論文「ハイパワーアウトフェージングモジュレーション」（ＨｉｇｈＰｏｗｅｒＯｕｔｐｈａｓｉｎｇＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ，ＰＲＯＣＩＲＥ．ｖｏｌ．２３，Ｎｏ．１１，１９３５）で発表された。この従来の方法では、２つの同等の電力増幅器が結合され、ピーク振幅に対する所望振幅の比のアークコサインだけ位相角の異なる信号で駆動される。この特許には、ディジタル的ビット変調方式は開示されていない。
ＵＳ−Ａ−４７３７９６８は、主に位相変調信号の位相をフィルタに通すための位相同期回路の使用について開示している。このフィルタはすべての振幅変調を除去する。位相フィルタを通した信号は（ミキサ８４で）アップコンバートされ、所望の送信周波数が得られる。
ＥＰ−Ａ−０３８２６９７は、ディジタル変調信号用送信装置に使用される制御電圧発生器を開示している。この明細書には、ＱＡＭ送信機用の定包絡線電力増幅器の使用法と、データビットの符号化用ＯＱＰＳＫの使用法が示されている。
概要
本発明はデータビットから変調信号を生成する装置を提供する。一実施例において、第１の直交位相偏移（ＱＰＳＫ）変調器を使用してデータビットから直交振幅変調信号を取り出して、第１のデータビット対を４つの搬送信号位相の一つに符号化することにより、第１のＱＰＳＫ信号が得られる。また、第２ＱＰＳＫ変調器を使用して第２のデータビット対を４つの搬送信号位相の一つに符号化することにより、第２のＱＰＳＫ信号が得られる。第１のＱＰＳＫ信号は第１電力レベルに増幅され、第２のＱＰＳＫ信号は第２電力レベルに増幅される。第１および第２の増幅信号は合成されて、４個の符号化データビットを含む信号が発生する。
本発明はまた、データビットをコサイン波キャリアのレベルとサイン波キャリアのレベルに交互に符号化するオフセット型直交位相偏移（ＯＰＱＳＫ）と呼ばれるスペクトル効率の良い新規の変調法を開示する。実施例において、データビットの符号化は、クロックの奇数期間でデータビットの第１部分群を複素信号の実部に符号化し、クロックの偶数期間でデータビットの第２部分群を複素信号の虚部に符号化することによって行なわれる。ＯＰＱＳＫ変調はすべての信号トランジッションを一定半径の円の周囲でスムーズなトラジェクトリで囲むことができる利点があるので、定包絡線（ｃｏｎｓｔａｎｔｅｎｖｅｌｏｐｅ）増幅器を使用するときにスペクトルの閉じ込めは良くなる。
本発明はさらに、ＯＱＡＭ記号の第１および第２ビット対で形成されるオフセット型ＱＰＳＫ、ＭＳＫ、ＧＭＳＫ信号を増幅する２個以上の電力増幅器を備えた新規なオフセット型直交振幅変調用送信機を開示する。第１ＱＰＳＫ（ＭＳＫまたはＧＭＳＫ）信号は第１電力レベルまで増幅され、第２ＱＰＳＫ（ＭＳＫまたはＧＭＳＫ）信号は第２電力レベルまで増幅される。第１および第２増幅信号は合成され、４個の符号化データビットを含む信号が発生する。
【図面の簡単な説明】
本発明の目的および特長は以下の説明と付図によって明らかにされる。
図１（ａ）は従来の１６ＱＡＭ送信機で生成される複素信号値の配置の格子図。
図１（ｂ）は従来の１６ＱＡＭ送信機の図。
図２は本発明による送信器のブロック図。
図３（ａ）〜図３（ｅ）は本発明の実施例における各ノードに関連する信号および信号配置点を示す図。
図４は本発明にしたがってオフセット型ＱＡＭを生成するＯＱＰＳＫ変調方式を採用した送信機のブロック図。
図５（ａ）〜５（ｈ）は本発明によるオフセット型ＱＡＭ送信機実施例における各ノードに関連する信号および信号配置点を示す図。
詳細な説明
以下に付図を参照しながら本発明の特徴を説明する。なお、同一部材は同一参照符号で表すものとする。
第２図は本発明による送信機２００のブロック図である。送信機２００の一つの特徴は非線形増幅器を使用する場合でも１６個のＱＡＭ信号点が得られることである。
好ましい実施例において、第１直交位相偏移（ＱＰＳＫ）変調器に２つの情報ビットＢ₀Ｂ₁が入力され、周知の方法で搬送波が変調される。すなわち、ＱＰＳＫ信号点配置は第１情報にしたがって＋１と−１の間の実部（Ｉまたはコサイン成分）を変化させ、第２情報にしたがって＋ｊと−ｊの間の虚部（Ｑまたはサイン成分）を変化させことによって、２ビットを４つのベクトル値±１±ｊの一つに符号化する。４つの可能なベクトルはすべて同一振幅

であるので、第１のＱＰＳＫ変調器２０１の出力信号は定包絡線電力増幅器２０３によって忠実に増幅される。定包絡線電力増幅器２０３や、本発明の実施に使用されるその他の増幅器の代替として、出力飽和で動作する電力増幅器、Ｃ級増幅器、Ｂ級増幅器も使用可能である。定包絡線電力増幅器２０３の出力に含まれるＩ成分およびＱ成分を図３（ａ）、ベクトルの対応信号点配置を図３（ｂ）にそれぞれ示す。
残りの２情報ビットＢ₂Ｂ₃は第２のＱＰＳＫ変調器２０５によって別のＰＱＳＫ信号点配置に符号化される。第２のＱＰＳＫ変調器２０５の出力信号は第２の定包絡線増幅器２０７に入力され、そこで、第１定包絡線電力増幅器２０３との比較で半分の電力レベルまで忠実に増幅される。その結果、Ｉ成分およびＱ成分の振幅は第１定包絡線電力増幅器２０３の場合の１／√２倍になる。第２定包絡線電力増幅器２０７の出力に含まれる増幅されたＩ成分およびＱ成分を図３（ｃ）に示す。したがって、第２定包絡線電力増幅器２０７の出力に発生する信号点は

で表され、図３（ｄ）のようになる。
第１および第２の定包絡線電力増幅器２０３および２０７の出力は、例えば図２に示す方向性結合器２０９のような信号加算手段にそれぞれ入力される。方向性結合器２０９は、第２定包絡線電力増幅器２０７からの低電力信号を第１定包絡線電力増幅器２０３からの高電力信号の電圧スケーリングに比べて１／√２倍の値でスケーリングする。そのスケーリングされた信号は高電力信号に加算される。方向性結合器２０９等の無損失受動回路で行なわれる上記スケーリングは

であらわされる値に限定される。
相対スケーリングが１／√２になるためには、低電力信号の結合係数ｋを１／√３にする必要があり、そして、高電力信号の結合係数は

となる。
高電力信号と比較して既に１／√２レベルになっている低電力信号に対して、さらに１／√２の追加相対スケーリングを行うと、高電力信号の１／２レベルになった信号が得られる。したがって、±１±ｊの高電力信号は（±１±ｊ）／２に追加スケーリングされた低電力信号と合成されて実部および虚部からなる１６の信号配置点が得られ、各信号点は４個の値±１，５、±０．５のいずれがであり、それらはさらに、方向性結合器２０９から得られる総スケーリング√（２/３だけ減衰する。したがって、最大振幅

を持つ配置信号点については、方向性結合器からの出力が

となり、ピーク電力レベル

に対応する。これは増幅器出力の合計に等しい。したがって、結合回路はピーク出力電力レベルにおいて能率１００％である。電力増幅器間に１／√２、相対結合に１／√２を割り当てる以外に、最上位ビットで変調された信号と最下位ビットで変調された信号との間にも総スケーリング１／２を割り当てることが可能である。しかし、上記の好ましい構成によれば、出力電力点において最大能率が得られる。そして、定包絡線（非線形）増幅器２０３および２０７を使用した場合でも、図３（ｅ）に示す１６ＱＡＭの配置信号点が忠実に再生される。
図２に示す本発明の送信機の場合、信号点配置間トランジッションのスムージング（ｓｍｏｏｔｈｉｎｇ）は、第１ＱＰＳＫ変調器２０１および第２ＱＰＳＫ変調器２０５において、ＩまたはＱのトランジッションのスムージング（線形フィルタリングと呼ぶ）あるいは２点間の相トランジッションのスムージングによって達成される。線形フィルタリングは信号を信号点配置間の一定振幅から偏らせ、非線形の定包絡線増幅器２０３および２０７は振幅変動を歪ませる。それでも、適切なサンプリング点においてベクトルが正確な値を取れば、正確な信号点が得られる。時間依存の歪があると、スペクトルエネルギが隣接チャンネルにまで広がることがある。それでも、本発明の１６ＱＡＭ送信機を用いた送信のスペクトルの閉じ込めは、定包絡線電力増幅器との併用に適する従来の変調変調方式の場合より優れている。電力増幅器内の歪は、周知の従来技術、例えばエケルンド（Ｅｋｅｌｕｎｄ）ほかの米国特許第５，１９１，５９７号記載のプレディストーション法によって軽減することができる。なお、上記特許は引用によって本願に包含される。エケルンドほかの特許には、（それぞれ振幅、位相に関する）伝達関数Ｈ_RおよびＨ_φを持ち、線形ディジタル変調用直交型無線送信機に含まれる終段増幅器における非直線性を補償する方法が開示されており、任意のベクトルαで定められる直交成分のサインおよびコサインのディジタル値（Ｉ（ｔ，α）、Ｑ（ｔ，α））がテーブルルックアップユニット（ＳＴ、ＣＴ）に記憶されることになっている。この方法によれば、直交振幅変調無線信号ｒ（ｔ，α）に対する伝達関数Ｈ_RおよびＨ_φの値は多数のＨ_RおよびＨ_φの値を記憶しているメモリを読み出すことによって計算することができる。読み出されたＨ_RおよびＨ_φの値のサインおよびコサインも生成される。このように算出された値はテーブルルックアップユニット（ＳＴ、ＣＴ）に保存されたディジタル値と乗算され、さらにＨ_Rの逆数と乗算される。その結果、直交成分に対する新しい修正値（（ｔ、α）、（ｔ、α））が得られ、これによって、終段増幅器の非直線性が補償される。
定振幅トラジェクトリにおいても信号点間のトランジッションをスムーズにすることが可能である。例えば、定包絡線電力増幅器２０３で生成されたＱＰＳＫ信号点配置の値１＋ｊと１−ｊの間のトランジッションは半径√２の円周を時計回りに９０度回転することによって得られる。しかし、ＱＰＳＫを使うと、対角線上反対側へのトランジッションが必要なことがあって、定半径円周を時計回りまたは反時計回りで１８０度いずれ方向に回転しても、原点を通るトランジッションと比較してスペクトルの閉じ込めが良くならない。これは定包絡線電力増幅器２０３を使って満足に取扱いができない不定振幅のトランジッションである。
また、本発明によるオフセット型ＱＡＭと称する新変調方式では、実部、虚部を同時に変化させずに交互の時間間隔で変化させることによってＱＰＳＫ成分信号の直径方向トランジッションを回避する。この変調方式の最も一般的な場合、データ記号が格子上の信号点に対応せず、データ記号を形成するデータビットの半分が例えば、データクロックの奇数期間に生じる複素信号の実数に符号化され、残りの半分がデータクロックの偶数期間に生じる複素信号の虚数に符号化される。もちろん、交番クロック期間の「奇数」期間、「偶数」期間の選択は任意であり、限定的な意味はない。最初の例では、虚部が虚数間または不定である奇数期間に信号の実部をサンプリングし、実部が不定である偶数期間に信号の虚部をサンプリングすることによって、データの復号すなわち復調を行う。したがって、信号点の格子は存在せず、偶数期間には一組の虚または水平「ストライプ」、奇数期間には一組の実または垂直ストライプが現れる。
オフセット型ＱＰＳＫの場合、トランジッションは、例えば１＋ｊと１−ｊの間（すなわち９０度以下）にのみ現れ、１＋ｊから−１−ｊまでのような１８０度にわたる対角上には決して現れない。したがって、すべてのトランジッションは定半径円周トラジェクトリに閉じ込めることができる。この閉じ込めによって、高能率のＣ級電力増幅器で増幅可能な定包絡線信号が得られる。このようにして得られる１６ＱＡＭ信号のスペクトルの閉じ込めは、非線形増幅器を用いた従来の１６ＱＡＭ変調方式に比べて優れている。
図４を参照しながら、オフセット型１６ＱＡＭを採用した送信機４００の実施例を説明する。この実施例では、第１オフセット型ＱＰＳＫ変調器４０１に２個の情報ビットＢ₀Ｂ₁が入力され、上記発明技術にしたがって搬送波を変調する。すなわち、情報ビットＢ₀の値に応じてデータクロックの奇数期間の＋１と−１の間で実部（Ｉすなわちコサイン成分）を変化させることによって、一方のビット、例えばＢ₀が符号化され、また、情報ビットＢ₁の値に応じてデータクロックの偶数期間の＋ｊと−ｊの間で虚部（Ｑすなわちサイン成分）を変化させることによって、他方のビット（この例ではＢ₁）が符号化される。これら実部および虚部はオフセット型ＱＰＳＫ変調器４０１で合成され、その出力信号は定包絡線増幅器４０３に供給される。この信号のすべてのトランジッションは定半径円周のトラジェクトリに閉じ込められ定包絡線信号が発生するので、これら信号は高能率のＣ級電力増幅器等の定包絡線増幅器４０３によって忠実に増幅することができる。定包絡線電力増幅器４０３の出力に現れるＩ成分およびＱ成分を図５（ａ）に示す。この種の変調方式は上述のように、従来のＱＰＳＫ変調方式のような点ベクトルの信号点配置を作らない。それに代わって、図５（ｂ）に示すように虚の成分が不定である奇数期間に実部の成分が±１の値を取り、図５（ｃ）に示すように実の成分が不定である偶数期間に虚部の成分が±ｊの値を取る。
残りの情報ビットＢ₂Ｂ₃は第２オフセット型ＱＰＳＫ変調器４０５によって垂直および水平ストライプを含むもう一組のオフセット型ＱＰＳＫに符号化される。第２オフセット型ＱＰＳＫ変調器４０５の出力は第２の定包絡線電力増幅器４０７に供給され、第１定包絡線電力増幅器４０３の時に比べて半分の電力レベルに増幅される。その結果、Ｉ成分およびＱ成分の振幅は第１定包絡線電力増幅器４０３の時の１／√２倍になる。第２定包絡線電力増幅器４０７の出力に現れる増幅されたＩおよびＱ成分を図５（ｄ）に示す。奇数クロック期間に現れる増幅された垂直ストライプを図５（ｅ）に示す。偶数クロック期間に第２定包絡線電力増幅器４０７の出力に現れる増幅された水平ストライプを図５（ｆ）に示す。
第１定包絡線電力増幅器４０３および第２定包絡線電力増幅器４０７の各出力は図４に示す方向性結合器４０９等の信号加算器にそれぞれ入力される。方向性結合器４０９は、第２定包絡線電力増幅器４０７からの低電力信号を第１定包絡線電力増幅器４０３からの高電力信号の電圧スケーリングに比べて１／√２倍の値でスケーリングする。この方向性結合器による相対スケーリング法は図２の実施例との関連で上述されている。スケーリング後の信号は高電力信号に加算される。
高電力信号と比較して既に１／√２レベルになっている低電力信号に対して、さらに１／√２の追加相対スケーリングを行うと、高電力信号の１／２レベルになった信号が得られる。したがって、高電力信号は（±１±ｊ）／２に追加スケーリングされた低電力信号と合成され、偶数クロック期間には図５（ｇ）の垂直ストライプ（実部）、奇数クロック期間には図５（ｈ）の水平ストライプ（虚部）が発生する。垂直ストライプは４個の値±１．５、±０．５のいずれかであり、それらはさらに、方向性結合器４０９から得られる総スケーリング√（２/３）だけ減衰する。同様に、水平ストライプは４個の値±１．５ｊ、±０．５ｊのいずれかであり、それらはさらに、方向性結合器４０９から得られる総スケーリング√（２/３）だけ減衰する。奇数クロック期間と、その対応偶数クロック期間で信号のサンプリングを行うと、互いに異なる１６の値の１個を決定することができる。
さらに、本発明のによれば、適切なパワースケーリングを持つ第３または第４の定包絡線電力増幅器を追加して、２進電圧比１：１／２：１／４…で出力信号点配置の一部を生成する出力合成器を用いたスケーリング加算を行うことによって、上記原理は、例えば６４点または２５６点を含んだ高次ＱＡＭ信号点配置まで拡張することができる。このような変形は、添付「特許請求の範囲」に規定される範囲および趣旨に包含されるものである。
ベクトルトラジェクトリが角度変化のスムージングによって定包絡線円に追従させれば、トランジッションの位相角が９０度以下のオフセット型ＱＰＳＫはスペクトルの閉じ込めが容易になることは周知である。位相角の変化率は信号周波数の中心からの瞬時変動によって定義される。あるデータビットから次のデータビットまでの位相角変化の割合が一定、すなわち１ビット期間中に位相角を±９０度回転することによって、等価周波数変化がビット期間当り４分の１周期、つまりＢ／４Ｈｚになる。ただし、Ｂはビットレートとする。このような定率位相変化によって、最小偏移変調（ＭＳＫ）と呼ばれる定包絡線方式が得られる。
ＭＳＫにおいて、位相は緩やかな定率で変化するが、その導関数すなわち瞬時周波数は、位相変化の方向が時計回りから反時計回りに変化するときに急激に変化する。したがって、角度は連続関数になり、その導関数（周波数）も連続関数（急峻なステップ関数）になるが、周波数の導関数は急峻なステップ点において無限不連続性（ディラック関数）を示す。
スペクトルが所望の信号バンド幅外になるときのレートは６ＮｄＢ／オクターブになる。ただし、Ｎは不連続性を含む最低次導関数の次数とする。したがって、ＭＳＫの場合は位相角の２次導関数が不連続点を含むので、スペクトルは１２ｄＢ／オクターブで帯域外になる。
急峻なステップが緩やかな周波数変化に置き換わるように周波数波形をさらにフィルタに通すと、不連続点が位相の２次導関数から高次の導関数に置きかわって、スペクトルが早く減衰することがある。しかし、定包絡線変調の場合は常に送信信号のアクチャル成分が位相のサインおよびコサインに比例、すなわち非線形になるので、スペクトルの閉じ込めには制限がある。このような条件下では周波数波形をガウス型低域フィルタに通すことによってスペクトルの閉じ込めが最も良くなることが経験的にわかっている。この変形ＭＳＫはガウシアンフィルタード最低偏移変調（ＧＭＳＫ）として知られ、移動通信用グローバルシステム（ＧｌｏｂａｌＳｙｓｔｅｍｆｏｒＭｏｂｉｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）（ＧＭＳＫ）と呼ばれる欧州ディジタルセルラーシステム（ＥｕｒｏｐｅａｎＤｉｇｉｔａｌＣｅｌｌｕｌａｒＳｙｓｔｅｍ）に採用されている。実際、ＧＭＳＫはガウスフィルタの−３ｄＢバンド幅と情報ビットの持続時間Ｔ（ビット周期）との積ＢＴで表される変調方式の一種である。ＢＴの値が小さいとき、スペクトルの閉じ込めはきびしくなるが、信号は次のビット周期の新トラジェクトリに乗り始めるまでに公称信号点に達しない。この現象は「部分応答」（ｐａｒｔｉａｌｒｅｓｐｏｎｓｅ）と呼ばれ、信号の能率的符号化を一層困難にする。スペクトルの閉じ込めと部分応答の妥協点は各システムの設計者に委ねられる。
他の周波数波形フィルタ、例えばナイキストフィルタが使用可能であって、この場合は、信号（受信時が不可能でも、少なくとも送信時は）の正確な公称信号点通過が保証される。すなわち、部分応答現象は生じない。
フィルタを通すことによって信号点間のトランジッションをスムーズにすれば常に、トランジッションの形（トラジェクトリ）は始点および終点（その時点のデータビット）のみならず前後のデータビットにも依存する。トラジェクトリの形が依存する連続データビット数はフィルタのインパルス応答長に等しい。有限インパルス応答フィルタ（ＦＩＦ）を使用する場合、連続データビット数が有限のデータビット個数Ｌとすれば、２のＬ乗個の異なるトラジェクトリ形状が可能であって、これはＬ個のバイナリビットからなる可能な全パターンに相当する。これらの波形は、あらかじめ計算して一連の波形サンプルとしてルックアップテーブルに保存しておき、連続Ｌ個のデータビットで形成されるアドレスに基づいて読み出すことができる。読み出されたサンプルはディジタルアナログ（Ｄ／Ａ）変換によってＩおよびＱのアナログ変調波形を生成することができる。引用により本願に包含された米国特許第５，５３０，７２２号に記載されているように、あらかじめ計算されたデルタシグマ変調表記ビット列を保存しておけば、Ｄ／Ａ変換器は省略することが可能である。
上記説明の通り、少なくともＱＰＳＫ、ＭＳＫ、ＧＭＳＫを含む一群の変調法は相互に密接な関連を持ち、また、信号点間のトランジッション形態を異にするものの基本的には同一の信号点でデータを表示する。これら変調法は、いずれも本発明において、データビット対を符号化した後、異なるデータビット対で符号化した信号をスケーリングおよび加算してオフセット型ＱＡＭ信号を得るために利用される。
以上、特定の実施例にしたがって本発明の説明を行った。当業者には明らかなことと考えられるが、上記の好ましい実施例以外の具体的な形態で本発明を実施することが可能である。好ましい実施例は単なる説明手段であって、何ら制限的意味を持たない。

Claims

データビットから変調信号を生成する装置において、
前記データビットにおける第１データビット対を符号化して第１信号を生成する第１符号化手段と、
前記データビットにおける第２データビット対を符号化して第２信号を生成する第２符号化手段と、
前記第１信号を第１電力レベルに増幅し、第１増幅信号を出力する第１電力増幅器と、
前記第２信号を前記第１電力レベルの半分である第２電力レベルに増幅し、第２増幅信号を出力する第２電力増幅器と、
前記第１増幅信号の振幅と前記第２増幅信号の振幅とを１：（１／√２）の割合でスケーリングして、前記スケーリングされた第１増幅信号を前記スケーリングされた第２増幅信号と合成することにより、前記変調信号を生成する合成手段と、
を有する装置。
請求項１において、
前記第１符号化手段が、前記第１データビット対を４つの搬送波信号位相の１つに符号化して第１ＱＰＳＫを生成する第１直交位相偏移変調ＱＰＳＫ手段であって、
前記第２符号化手段が、前記第２データビット対を４つの搬送波信号位相の１つに符号化して第２ＱＰＳＫ信号を生成する第２ＱＰＳＫ手段であることを特徴とする前記装置。
請求項２において、さらに、前記第１および第２ＱＰＳＫ信号の一つの位相符号化値から他の位相符号化値へのトランジッションをスムーズにする手段を含むことを特徴とする前記装置。
請求項３において、１個以上の低域フィルタが前記スムージング手段に含まれることを特徴とする前記装置。
請求項３において、ルックアップテーブルに保存された計算済みディジタル化波形を利用する手段が前記スムージング手段に含まれることを特徴とする前記装置。
請求項５において、前記第１および第２電力増幅器内で歪補償された計算済み波形が前記ルックアップテーブルに保存され、前記第１および第２電力増幅器の出力歪が軽減されることを特徴とする前記装置。
請求項１において、前記第１および第２電力増幅器がＣ級増幅器であることを特徴とする前記装置。
請求項１において、前記第１および第２電力増幅器がＢ級増幅器であることを特徴とする前記装置。
データビット群を変調信号としての送信用複素信号に符号化する装置であって、
第１複素信号を生成するために前記データビットにおける第１データビット対を符号化する第１符号化手段であって、クロックの奇数期間に前記第１データビット対における一方のビットを前記第１複素信号の実部に符号化し、前記クロックの偶数期間に前記第１データビット対における他方のビットを前記第１複素信号の虚部に符号化するように構成される第１符号化手段と、
第２複素信号を生成するために前記データビットにおける第２データビット対を符号化する第２符号化手段であって、前記クロックの奇数期間に前記第２データビット対における一方のビットを前記第２複素信号の実部に符号化し、前記クロックの偶数期間に前記第２データビット対における他方のビットを前記第２複素信号の虚部に符号化するように構成される第２符号化手段と、
前記第１複素信号を第１電力レベルに増幅し、第１増幅信号を出力する第１電力増幅器と、
前記第２複素信号を前記第１電力レベルの半分である第２電力レベルに増幅し、第２増幅信号を出力する第２電力増幅器と、
前記第１増幅信号の振幅と前記第２増幅信号の振幅とを１：（１／√２）の割合でスケーリングして、前記スケーリングされた第１増幅信号を前記スケーリングされた第２増幅信号と合成することにより、前記変調信号を生成する合成手段と、
を有する装置。
請求項９において、
前記第１データビット対のビット極性に応じて所定信号値を１つ選び出す手段が前記第１符号化手段に含まれ、
前記第２データビット対のビット極性に応じて所定信号値を１つ選び出す手段が前記第２符号化手段に含まれることを特徴とする前記装置。
請求項１０において、前記各所定信号値が相互に等間隔であることを特徴とする前記装置。
請求項１において、
前記第１符号化手段が前記第１データビット対を第１オフセット型直交位相偏移変調ＯＱＰＳＫ信号に符号化する手段であり、
前記第２符号化手段が前記第２データビット対を第２ＯＱＰＳＫ信号に符号化する手段であることを特徴とする前記装置。
請求項１２において、さらに、前記第１および第２ＯＱＰＳＫ信号の一つの符号化信号値から他の符号化信号値へのトランジッションをスムーズにするスムージング手段を設けることにより、複素ベクトル変調信号のスペクトルの閉じ込めを行なうことを特徴とする前記装置。
請求項１３において、前記第１および第２ＯＱＰＳＫ信号の一つの符号化信号値から他の符号化信号値へのトランジッションをスムーズにするための少なくとも１個の低域フィルタが前記スムージング手段に含まれることを特徴とする前記装置。
請求項１３において、前記第１および第２ＯＱＰＳＫ信号の一つの符号化信号値から他の符号化信号値へのトランジッションをスムーズにするため、保存された計算済みディジタル化トランジッション波形を利用する手段が前記スムージング手段に含まれることを特徴とする前記装置。
請求項１５において、前記保存ディジタル化トランジッション波形を前記第１および第２電力増幅器内で歪補償することにより、前記第１および第２電力増幅器から出力される増幅信号の歪が実質的に軽減されることを特徴とする前記装置。
請求項１５において、前記保存ディジタル化トランジッション波形が定振幅トラジェクトリに従うことを特徴とする前記装置。
請求項１７において、前記定振幅トラジェクトリがガウシアンミニマム偏移変調によって形成されることを特徴とする前記装置。
請求項１３において、前記スムージング手段によって、一つの符号化信号値から他の符号化信号値へのトランジッションがスムーズにされると同時に定振幅信号トラジェクトリが維持されることを特徴とする前記装置。
請求項１９において、定振幅信号トラジェクトリがガウシアンミニマム偏移変調ＧＭＳＫ信号を形成することを特徴とする前記装置。
請求項１２において、前記第１および第２電力増幅器が定包絡線電力増幅器であることを特徴とする前記装置。
請求項１２において、前記第１および第２電力増幅器が出力飽和状態で動作することを特徴とする前記装置。
請求項１２において、前記第１および第２電力増幅器がＣ級増幅器であることを特徴とする前記装置。
請求項１２において、前記第１および第２電力増幅器がＢ級増幅器であることを特徴とする前記装置。
データビットから変調信号を生成する方法において、
前記データビットにおける第１データビット対を符号化して第１信号を生成する第１符号化ステップと、
前記データビットにおける第２データビット対を符号化して第２信号を生成する第２符号化ステップと、
第１電力増幅器により、前記第１信号を第１電力レベルに増幅して第１増幅信号を生成する第１増幅ステップと、
第２電力増幅器により、前記第２信号を前記第１電力レベルの半分である第２電力レベルに増幅して第２増幅信号を生成する第２増幅ステップと、
前記第１増幅信号の振幅と前記第２増幅信号の振幅とを１：（１／√２）の割合でスケーリングして、前記スケーリングされた第１増幅信号を前記スケーリングされた第２増幅信号と合成することにより、前記変調信号を生成する合成ステップと、
を含む前記方法。
請求項２５において、
直交位相偏移変調ＱＰＳＫを利用して前記第１データビット対を４つの搬送波信号位相の１つに符号化することにより前記第１信号を生成し、それによって第１ＱＰＳＫ信号を生成し、
ＱＰＳＫを利用して前記第２データビット対を４つの搬送波信号位相の１つに符号化することにより前記第２信号を生成し、それによって第２ＱＰＳＫ信号を生成することを特徴とする前記方法。
請求項２６において、さらに、前記第１および第２ＱＰＳＫ信号の一つの位相符号化値から他の位相符号化値へのトランジッションをスムーズにするステップを含むことを特徴とする前記方法。
請求項２７において、１個以上の低域フィルタによって前記第１および第２ＱＰＳＫ信号の一つの位相符号化信号値から他の位相符号化信号値へのトランジッションをスムーズにするステップが、前記スムージングステップに含まれることを特徴とする前記方法。
請求項２７において、ルックアップテーブルに保存された計算済みディジタル化波形によって前記第１および第２ＱＰＳＫ信号の一つの位相符号化信号値から他の位相符号化信号値へのトランジッションをスムーズにするステップが、前記スムージングステップに含まれることを特徴とする前記方法。
請求項２９において、前記第１および第２増幅信号生成ステップで歪軽減補償される計算済み波形が前記ルックアップテーブルに保存されることを特徴とする前記方法。
請求項２６において、
第１のＣ級増幅器を用いて前記第１ＱＰＳＫ信号を前記第１電力レベルまで増幅するステップが前記第１増幅ステップに含まれ、
第２のＣ級増幅器を用いて前記第２ＱＰＳＫ信号を前記第２電力レベルまで増幅するステップが前記第２増幅ステップに含まれることを特徴とする前記方法。
請求項２６において、
第１Ｂ級増幅器を用いて前記第１ＱＰＳＫ信号を前記第１電力レベルまで増幅するステップが前記第１増幅ステップに含まれ、
第２Ｂ級増幅器を用いて前記第２ＱＰＳＫ信号を前記第２電力レベルまで増幅するステップが前記第２増幅ステップに含まれることを特徴とする前記方法。
データビット群を変調信号としての送信用複素信号に符号化する方法であって、
第１複素信号を生成するために前記データビットにおける第１データビット対を符号化するステップであって、クロックの奇数期間に前記第１データビット対における一方のビットを前記第１複素信号の実部に符号化し、前記クロックの偶数期間に前記第１データビット対における他方のビットを前記第１複素信号の虚部に符号化するようになされた第１符号化ステップと、
第２複素信号を生成するために前記データビットにおける第２データビット対を符号化するステップであって、前記クロックの奇数期間に前記第２データビット対における一方のビットを前記第２複素信号の実部に符号化し、前記クロックの偶数期間に前記第２データビット対における他方のビットを前記第２複素信号の虚部に符号化するようになされた第２符号化ステップと、
前記第１複素信号を第１電力レベルに増幅し、第１増幅信号を出力する第１増幅ステップと、
前記第２複素信号を前記第１電力レベルの半分である第２電力レベルに増幅し、第２増幅信号を出力する第２増幅ステップと、
前記第１増幅信号の振幅と前記第２増幅信号の振幅とを１：（１／√２）の割合でスケーリングして、前記スケーリングされた第１増幅信号を前記スケーリングされた第２増幅信号と合成することにより、前記変調信号を生成する合成ステップと、
を有する方法。
請求項３３において、
前記第１データビット対のビット極性に応じて所定信号値を１つ選び出すステップが第１符号化ステップに含まれ、
前記第２データビット対のビット極性に応じて所定信号値を１つ選び出すステップが第２符号化ステップに含まれることを特徴とする前記方法。
請求項３４において、前記各所定信号値が相互に等間隔であることを特徴とする前記方法。
請求項２５において、
前記第１データビット対を第１オフセット型直交位相偏移変調ＯＱＰＳＫ信号に符号化することによって前記第１信号が生成され、
前記第２データビット対を第２ＯＱＰＳＫ信号に符号化することによって前記第２信号が生成されることを特徴とする前記方法。
請求項３６において、さらに、前記第１および第２ＯＱＰＳＫ信号の一つの符号化信号値から他の符号化信号値へのトランジッションをスムーズにするスムージングステップを含むことにより、複素ベクトル変調信号のスペクトルの閉じ込めを行なうことを特徴とする前記方法。
請求項３７において、前記第１および第２ＯＱＰＳＫ信号の一つの符号化信号値から他の符号化信号値へのトランジッションを低域フィルタによってスムーズにするステップが前記スムージングステップに含まれることを特徴とする前記方法。
請求項３７において、保存された計算済みディジタル化波形を利用して前記第１および第２ＯＱＰＳＫ信号の一つの符号化信号値から他の符号化信号値へのトランジッションをスムーズにするステップが、前記スムージングステップに含まれることを特徴とする前記方法。
請求項３９において、前記保存ディジタル化トランジッション波形を前記第１および第２電力増幅器内で歪補償することにより、前記第１および第２電力増幅器から出力される増幅信号の歪が実質的に軽減されることを特徴とする前記方法。
請求項３９において、前記保存ディジタル化トランジッション波形が定振幅トラジェクトリに従うことを特徴とする前記方法。
請求項４１において、前記定振幅トラジェクトリがガウシアンミニマム偏移変調によって形成されることを特徴とする前記方法。
請求項３７において、一つの符号化信号値から他の符号化信号値へのトランジッションをスムーズにするステップが定振幅信号トラジェクトリを維持するステップを含むことを特徴とする前記方法。
請求項４３において、前記定振幅トラジェクトリがガウシアンミニマム偏移変調信号を形成することを特徴とする前記方法。
請求項３６において、前記第１および第２電力増幅器が定包絡線電力増幅器であることを特徴とする前記方法。
請求項３６において、前記第１および第２電力増幅器が出力飽和状態で動作することを特徴とする前記方法。
請求項３６において、前記第１および第２電力増幅器がＣ級増幅器であることを特徴とする前記方法。
請求項３６において、前記第１および第２電力増幅器がＢ級増幅器であることを特徴とする前記方法。