JPH04362833A - 狭帯域重畳変調信号発生装置 - Google Patents
狭帯域重畳変調信号発生装置Info
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- JPH04362833A JPH04362833A JP3252150A JP25215091A JPH04362833A JP H04362833 A JPH04362833 A JP H04362833A JP 3252150 A JP3252150 A JP 3252150A JP 25215091 A JP25215091 A JP 25215091A JP H04362833 A JPH04362833 A JP H04362833A
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
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- H04L25/03834—Arrangements for spectral shaping; Arrangements for providing signals with specified spectral properties using pulse shaping
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はディジタル情報を伝送す
るディジタル伝送システムにおいて狭帯域重畳変調信号
を提供する狭帯域重畳変調信号発生装置に係る。特に、
本発明は伝送される信号が狭い占有帯域幅特性を有し、
非線形増幅器を用いて伝送しても変調波形の歪みが少な
いので限定された伝送媒体帯域幅内でより多くの信号の
伝送が要求され、消費電力の効率性が要求される衛星通
信システム、移動体無線システム、地上マイクロウェー
ブ通信網に有用な装置である。
るディジタル伝送システムにおいて狭帯域重畳変調信号
を提供する狭帯域重畳変調信号発生装置に係る。特に、
本発明は伝送される信号が狭い占有帯域幅特性を有し、
非線形増幅器を用いて伝送しても変調波形の歪みが少な
いので限定された伝送媒体帯域幅内でより多くの信号の
伝送が要求され、消費電力の効率性が要求される衛星通
信システム、移動体無線システム、地上マイクロウェー
ブ通信網に有用な装置である。
【０００２】
【従来の技術】従来のディジタル伝送システムは大体Ｎ
ＲＺ（ノン リターン ツウ ゼロ）信号形態に
なっている２進データ信号が１個の搬送波または直交搬
送波により変調され、衛星又はマイクロウェーブ等の伝
送手段を通じて受信装置に向けて伝送する。送信する直
前の段階で伝送に十分な信号電力を得るために高出力増
幅器で信号を増幅する際、殆どの送信側電力がここで消
耗されるので、電力を効率的に利用するために増幅器を
飽和領域で動作させることが必要である。特に限られた
電源での長時間通信が要求される移動体通信の場合は前
記動作がさらに要求される。なお限定された伝送媒体の
帯域幅内で多数のユーザーが同時に信号を伝送するため
には伝送される変調信号の占有帯域幅が小さい効率的な
信号が要求される。殆どのディジタル伝送システムにお
いて二乗余弦濾波幅で帯域器を制限した４相位相変調方
式が幅広く使われているが、これは線形チャンネルで極
めて狭い占有帯域幅を有し簡単な装置で実現されるから
である。しかし、前記従来はＱＰＳＫ変調信号を濾波器
で帯域制限させ、飽和領域で動作する高出力増幅器を用
いて信号を伝送するとき、増幅器の非線形特性により高
出力増幅器出力で伝送スペクトルのサイドローブが再拡
散される。この再拡散されたサイドローブは隣接チャン
ネルの信号に影響を与えてエラー確率を低下せしめる。 従って、殆どの電力及び帯域幅の効率的な応用において
ＱＰＳＫ変調方法は良い変調技術ではない。
ＲＺ（ノン リターン ツウ ゼロ）信号形態に
なっている２進データ信号が１個の搬送波または直交搬
送波により変調され、衛星又はマイクロウェーブ等の伝
送手段を通じて受信装置に向けて伝送する。送信する直
前の段階で伝送に十分な信号電力を得るために高出力増
幅器で信号を増幅する際、殆どの送信側電力がここで消
耗されるので、電力を効率的に利用するために増幅器を
飽和領域で動作させることが必要である。特に限られた
電源での長時間通信が要求される移動体通信の場合は前
記動作がさらに要求される。なお限定された伝送媒体の
帯域幅内で多数のユーザーが同時に信号を伝送するため
には伝送される変調信号の占有帯域幅が小さい効率的な
信号が要求される。殆どのディジタル伝送システムにお
いて二乗余弦濾波幅で帯域器を制限した４相位相変調方
式が幅広く使われているが、これは線形チャンネルで極
めて狭い占有帯域幅を有し簡単な装置で実現されるから
である。しかし、前記従来はＱＰＳＫ変調信号を濾波器
で帯域制限させ、飽和領域で動作する高出力増幅器を用
いて信号を伝送するとき、増幅器の非線形特性により高
出力増幅器出力で伝送スペクトルのサイドローブが再拡
散される。この再拡散されたサイドローブは隣接チャン
ネルの信号に影響を与えてエラー確率を低下せしめる。 従って、殆どの電力及び帯域幅の効率的な応用において
ＱＰＳＫ変調方法は良い変調技術ではない。
【０００３】電力及び帯域幅が効率的なディジタル伝送
システムを具現するためには非直線的に増幅された変調
信号の電力スペクトルの狭いメーンローブとサイドロー
ブの再拡散減少が少なければならない。そして、エラー
確率を減少させるためには受信された信号のタイミング
ジッタとシンボル相互間の干渉妨害を最小化する必要が
ある。
システムを具現するためには非直線的に増幅された変調
信号の電力スペクトルの狭いメーンローブとサイドロー
ブの再拡散減少が少なければならない。そして、エラー
確率を減少させるためには受信された信号のタイミング
ジッタとシンボル相互間の干渉妨害を最小化する必要が
ある。
【０００４】前記帯域幅及び電力において効率的な変調
信号発生のための従来技術中、特にＤｒ．Ｋａｍｉｌｏ
Ｆｅｈｅｒによる米国特許番号第４，３３９，７２
４号のフィルタ（ＩＪＦ−ＯＱＰＳＫ）とＤｒ．Ｊ・Ｓ
・ＳｅｏとＤｒ．Ｋ・Ｆｅｈｅｒによる米国特許番号第
４，６４４，５６５号の「多重位相変調信号処理器」に
関する発明は、連続して入力されるＮＲＺ信号二つのビ
ットを検出して相互データ形態により２倍周期二乗余弦
パルス波形を発生する変調信号発生装置であって、後者
の発明は前者の上げ余弦信号に異なる振幅を有する単周
期上げ余弦パルスを重畳してメーンとサイドローブが調
節できる機能を有する技術である。
信号発生のための従来技術中、特にＤｒ．Ｋａｍｉｌｏ
Ｆｅｈｅｒによる米国特許番号第４，３３９，７２
４号のフィルタ（ＩＪＦ−ＯＱＰＳＫ）とＤｒ．Ｊ・Ｓ
・ＳｅｏとＤｒ．Ｋ・Ｆｅｈｅｒによる米国特許番号第
４，６４４，５６５号の「多重位相変調信号処理器」に
関する発明は、連続して入力されるＮＲＺ信号二つのビ
ットを検出して相互データ形態により２倍周期二乗余弦
パルス波形を発生する変調信号発生装置であって、後者
の発明は前者の上げ余弦信号に異なる振幅を有する単周
期上げ余弦パルスを重畳してメーンとサイドローブが調
節できる機能を有する技術である。
【０００５】前述した技術は従来のＱＰＳＫ、オフセッ
ト−ＱＰＳＫ、最小位相変調方式より高出力増幅器の非
線形性によるスペクトルの再拡散程度の少ない特性を示
し、優秀なエラー確率特性を有する。従って、前記技術
は帯域幅及び電力において効率的な変調方式として用い
られる。
ト−ＱＰＳＫ、最小位相変調方式より高出力増幅器の非
線形性によるスペクトルの再拡散程度の少ない特性を示
し、優秀なエラー確率特性を有する。従って、前記技術
は帯域幅及び電力において効率的な変調方式として用い
られる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかし、前記技術のメ
ーンローブの占有周波数帯域幅は従来の２乗余弦濾波器
により帯域制限されたＱＳＫ変調方式より広くて、周波
数スペクトル上所望のチャンネルと近接チャンネルとの
間隔で極めて狭い場合エラー確率が増加する問題点があ
る。
ーンローブの占有周波数帯域幅は従来の２乗余弦濾波器
により帯域制限されたＱＳＫ変調方式より広くて、周波
数スペクトル上所望のチャンネルと近接チャンネルとの
間隔で極めて狭い場合エラー確率が増加する問題点があ
る。
【０００７】従って、本発明の目的は高出力増幅器が非
直線的領域、即ち飽和領域で動作してもサイドローブの
再拡散現象が少なくて電力が効率的な変調信号を発生す
るための狭帯域重畳変調信号発生装置を提供することで
ある。
直線的領域、即ち飽和領域で動作してもサイドローブの
再拡散現象が少なくて電力が効率的な変調信号を発生す
るための狭帯域重畳変調信号発生装置を提供することで
ある。
【０００８】本発明の他の目的は直線または非直線性チ
ャンネル環境下で狭いメーンローブ特性を有する帯域幅
が効率的な変調信号を発生するための狭帯域重畳変調信
号発生装置を提供することである。
ャンネル環境下で狭いメーンローブ特性を有する帯域幅
が効率的な変調信号を発生するための狭帯域重畳変調信
号発生装置を提供することである。
【０００９】本発明のさらに他の目的は受信装置でデー
タ復元時簡単な装置ででも良質のエラー確率特性を有す
る変調信号を発生するための狭帯域重畳変調信号発生装
置を提供することである。
タ復元時簡単な装置ででも良質のエラー確率特性を有す
る変調信号を発生するための狭帯域重畳変調信号発生装
置を提供することである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】前述した目的を達成する
ために本発明による狭い帯域重畳変調信号発生装置は、
ディスク伝送のための信号発生装置において、入力され
るＮＲＺ形態のディジタルデータ信号を２倍周期上げ余
弦パルス信号に変換する第１濾波手段と、入力されるＮ
ＲＺ形態のディジタルデータ信号を単周期上げ余弦パル
ス信号に変換する第２濾波手段と、前記第２濾波手段で
出力される信号を減衰させる減衰手段と、前記第１濾波
手段により発生された信号と全減衰手段で調節された信
号とを重畳させる加減算手段と、前記加減算手段により
重畳された信号の占有帯域幅を調節する第３濾波手段を
含むことを特徴とする。
ために本発明による狭い帯域重畳変調信号発生装置は、
ディスク伝送のための信号発生装置において、入力され
るＮＲＺ形態のディジタルデータ信号を２倍周期上げ余
弦パルス信号に変換する第１濾波手段と、入力されるＮ
ＲＺ形態のディジタルデータ信号を単周期上げ余弦パル
ス信号に変換する第２濾波手段と、前記第２濾波手段で
出力される信号を減衰させる減衰手段と、前記第１濾波
手段により発生された信号と全減衰手段で調節された信
号とを重畳させる加減算手段と、前記加減算手段により
重畳された信号の占有帯域幅を調節する第３濾波手段を
含むことを特徴とする。
【００１１】
【作用】本発明は高出力器が非直線領域、即ち飽和領域
で動作してもサイドローブの再拡散減少が少なくて電力
が効率的な変調信号を提供するために第１濾波手段２、
第２濾波手段４、加減算手段３、第３濾波手段６を含む
ことにより衛星通信システム、移動体無線システム、地
上マクロウェーブ通信網に有用である。
で動作してもサイドローブの再拡散減少が少なくて電力
が効率的な変調信号を提供するために第１濾波手段２、
第２濾波手段４、加減算手段３、第３濾波手段６を含む
ことにより衛星通信システム、移動体無線システム、地
上マクロウェーブ通信網に有用である。
【００１２】
【実施例】以下、添付図面を参照して本発明を詳細に説
明する。
明する。
【００１３】図１は本発明による狭帯域重畳変調信号発
生装置の構成図を示す。
生装置の構成図を示す。
【００１４】図１によれば、入力されるＮＲＺ形態のデ
ィジタルデータは伝送経路１を通じて二つの濾波器２，
４に供給されるが、第１濾波器２はＮＲＺデータを受け
てインパルス応答が０．５（１＋ｃｏｓ πｔ／Ｔ）の
特性を有する倍周期余弦関数を発生させる濾波器で、Ｔ
は入力データの一シンボル周期であり、−Ｔ≦ｔ≦Ｔの
範囲内で変化し、第１濾波器２の出力Ｓ１は減算器３の
＋に表示された入力端子に供給される。入力されるＮＲ
Ｚ形態のデータ伝送経路１の残余一側は第２濾波器４に
連結されるが第２濾波器４は−Ｔ≦ｔ≦Ｔ周期の間０．
５（１−ｃｏｓ ２πｔ／Ｔ）のインパルス応答特性を
有する濾波器で第１濾波器２周期の半になる単周期余弦
関数を発生する。
ィジタルデータは伝送経路１を通じて二つの濾波器２，
４に供給されるが、第１濾波器２はＮＲＺデータを受け
てインパルス応答が０．５（１＋ｃｏｓ πｔ／Ｔ）の
特性を有する倍周期余弦関数を発生させる濾波器で、Ｔ
は入力データの一シンボル周期であり、−Ｔ≦ｔ≦Ｔの
範囲内で変化し、第１濾波器２の出力Ｓ１は減算器３の
＋に表示された入力端子に供給される。入力されるＮＲ
Ｚ形態のデータ伝送経路１の残余一側は第２濾波器４に
連結されるが第２濾波器４は−Ｔ≦ｔ≦Ｔ周期の間０．
５（１−ｃｏｓ ２πｔ／Ｔ）のインパルス応答特性を
有する濾波器で第１濾波器２周期の半になる単周期余弦
関数を発生する。
【００１５】前記第２濾波器４の出力Ｓ２は重畳度Ａ値
により（１−Ａ）ほど波形の振幅を減衰させる減衰器５
を通過して減算器の３に“−”に表示された“−”側入
力端子に供給される。
により（１−Ａ）ほど波形の振幅を減衰させる減衰器５
を通過して減算器の３に“−”に表示された“−”側入
力端子に供給される。
【００１６】減算器３に入力される二つの信号Ｓ１，Ｓ
２は減算器に振幅減算、すなわち重畳を行ってＳ３＝Ｓ
１−Ｓ２に変換された信号を出力し、この信号は第３濾
波器６の入力に供給される。
２は減算器に振幅減算、すなわち重畳を行ってＳ３＝Ｓ
１−Ｓ２に変換された信号を出力し、この信号は第３濾
波器６の入力に供給される。
【００１７】第３濾波器６は電力３ｄＢ遮断周波数ｆｃ
が１／Ｔ未満である低濾波器形態である。第３濾波器６
は本発明が用いられるシステムの応用分野及び要求され
る特性により選択した極点数Ｎ及び濾波器伝達関数形態
が用いられている。第３濾波器６は減算器３の出力信号
Ｓ３の周波数スペクトルを制限して、メーンローブ及び
サイドローブが狭帯域になるよう信号を変換して、本発
明の出力Ｓ（ｔ）を発生するように構成されている。
が１／Ｔ未満である低濾波器形態である。第３濾波器６
は本発明が用いられるシステムの応用分野及び要求され
る特性により選択した極点数Ｎ及び濾波器伝達関数形態
が用いられている。第３濾波器６は減算器３の出力信号
Ｓ３の周波数スペクトルを制限して、メーンローブ及び
サイドローブが狭帯域になるよう信号を変換して、本発
明の出力Ｓ（ｔ）を発生するように構成されている。
【００１８】前述したような構成を有する本発明の動作
原理を、図１及び図２を参照して詳細に説明すれば次の
通りである。
原理を、図１及び図２を参照して詳細に説明すれば次の
通りである。
【００１９】本発明の装置にて入力されるＮＲＺ形態の
ディジタルデータは第１濾波器２で倍周期余弦関数に変
換されるところ、図２に表示された通りデータの極性に
より点線で表示された波形が二周期の間以前の波形と重
畳され第１濾波器２の出力には実線で表示されたＳ１波
形が出力される。
ディジタルデータは第１濾波器２で倍周期余弦関数に変
換されるところ、図２に表示された通りデータの極性に
より点線で表示された波形が二周期の間以前の波形と重
畳され第１濾波器２の出力には実線で表示されたＳ１波
形が出力される。
【００２０】一方、第２濾波器４も第１濾波器２と同時
に等しい形態のデータを受けて濾波させ、図２のＳ２で
表示された通りデータの極性により点線で表示された単
周期余弦関数が発生され、これが重畳された後減衰器５
でＡ値により減衰され実線で表示されたＳ２が出力され
る。
に等しい形態のデータを受けて濾波させ、図２のＳ２で
表示された通りデータの極性により点線で表示された単
周期余弦関数が発生され、これが重畳された後減衰器５
でＡ値により減衰され実線で表示されたＳ２が出力され
る。
【００２１】前記二出力信号Ｓ１，Ｓ２は減算器３で減
算（重畳）され、二信号間の振幅差であるＳ３＝Ｓ１−
Ｓ２信号を作る。この信号は帯域幅制限用濾波器である
第３濾波器６を通過して本発明の狭帯域重畳変調信号Ｓ
（ｔ）が生成される。
算（重畳）され、二信号間の振幅差であるＳ３＝Ｓ１−
Ｓ２信号を作る。この信号は帯域幅制限用濾波器である
第３濾波器６を通過して本発明の狭帯域重畳変調信号Ｓ
（ｔ）が生成される。
【００２２】前述したように動作する本発明の装置によ
り生成された狭い帯域重畳変調信号Ｓ（ｔ）のメーンロ
ーブ及びサイドローブの占有帯域幅電力スペクトルは、
減衰器５のＡ値と第３濾波器６の電力３ｄＢ遮断周波数
ｆｃ、極点数Ｎ、または伝達関数により左右される。従
って、本発明の動作には第３濾波器６の特性が非常に重
要なので、データシンボル相互間の妨害減少が少なく受
信時エラー確率を減少させるためには、第３濾波器６の
通過帯域内で脈動（リップル）が少なく周波数上の群遅
延特性が一定する必要がある。前述の理由により第３濾
波器をバタワース形態の伝達関数を有する濾波器で採択
した例において電力３ｄＢ遮断周波数ｆｃ及び極点数Ｎ
、またはＡ値による直線チャンネルでのベースバンド電
力スペクトル変化を図３に示した。前記変数はその変化
に応じて電力スペクトル及びエラー確率性能が変化する
ので本発明を適用しようとするシステムのメーンローブ
及びサイドローブの要求条件に満たすよう相互補完して
決定する。
り生成された狭い帯域重畳変調信号Ｓ（ｔ）のメーンロ
ーブ及びサイドローブの占有帯域幅電力スペクトルは、
減衰器５のＡ値と第３濾波器６の電力３ｄＢ遮断周波数
ｆｃ、極点数Ｎ、または伝達関数により左右される。従
って、本発明の動作には第３濾波器６の特性が非常に重
要なので、データシンボル相互間の妨害減少が少なく受
信時エラー確率を減少させるためには、第３濾波器６の
通過帯域内で脈動（リップル）が少なく周波数上の群遅
延特性が一定する必要がある。前述の理由により第３濾
波器をバタワース形態の伝達関数を有する濾波器で採択
した例において電力３ｄＢ遮断周波数ｆｃ及び極点数Ｎ
、またはＡ値による直線チャンネルでのベースバンド電
力スペクトル変化を図３に示した。前記変数はその変化
に応じて電力スペクトル及びエラー確率性能が変化する
ので本発明を適用しようとするシステムのメーンローブ
及びサイドローブの要求条件に満たすよう相互補完して
決定する。
【００２３】図４は本発明の非直線性チャンネルでの特
性を明白にするための本発明による狭帯域重畳信号発生
装置の設計変数であるＡ＝０．７，３ｄＢ遮断周波数ｆ
ｃ＝１．３ｆｎ（ここでｆｎはナイキスト周波数＝１／
２Ｔ）、極点数Ｎ＝６に選定して非直線性チャンネルで
の基底帯域電力スペクトルを、前記従来の技術のＩＪＦ
ＯＱＰＳＫ，ＳＱＡＭ変調方式及び他の従来技術のＯＱ
ＰＳＫ，ＱＰＳＫ変調方法による電力スペクトルと比較
して示したものである。これは非線形性チャンネルでＩ
ＮＴＥＬＳＡＴ衛星に使われる高出力増幅器が飽和領域
（即ち、０ｄＢｉｎｐｕｔ ｂａｃｋ−ｏｆｆ）で動
作する時の特性モデルを採択してコンピュータ模擬実験
した結果である。
性を明白にするための本発明による狭帯域重畳信号発生
装置の設計変数であるＡ＝０．７，３ｄＢ遮断周波数ｆ
ｃ＝１．３ｆｎ（ここでｆｎはナイキスト周波数＝１／
２Ｔ）、極点数Ｎ＝６に選定して非直線性チャンネルで
の基底帯域電力スペクトルを、前記従来の技術のＩＪＦ
ＯＱＰＳＫ，ＳＱＡＭ変調方式及び他の従来技術のＯＱ
ＰＳＫ，ＱＰＳＫ変調方法による電力スペクトルと比較
して示したものである。これは非線形性チャンネルでＩ
ＮＴＥＬＳＡＴ衛星に使われる高出力増幅器が飽和領域
（即ち、０ｄＢｉｎｐｕｔ ｂａｃｋ−ｏｆｆ）で動
作する時の特性モデルを採択してコンピュータ模擬実験
した結果である。
【００２４】図４に示したように、本発明による電力ス
ペクトルのメーンローブは従来の技術であるＩＪＦ−Ｏ
ＱＰＳＫ，ＳＱＡＭより狭い占有帯域幅を有し、非線形
チャンネルによるサイドローブの再拡散現象は従来のＱ
ＰＳＫ，ＯＱＰＳＫ，ＭＳＫ変調方式より少ない特性を
有する長所があって帯域幅及び電力において効率的な変
調信号に適合したことが明らかである。
ペクトルのメーンローブは従来の技術であるＩＪＦ−Ｏ
ＱＰＳＫ，ＳＱＡＭより狭い占有帯域幅を有し、非線形
チャンネルによるサイドローブの再拡散現象は従来のＱ
ＰＳＫ，ＯＱＰＳＫ，ＭＳＫ変調方式より少ない特性を
有する長所があって帯域幅及び電力において効率的な変
調信号に適合したことが明らかである。
【００２５】図５は図１による一実施例で第１濾波器２
、減衰器５、第３濾波器６は図１と動作及び構成が同一
であり、図１の減算器３の代わりに加算器３１に変更し
て構成した。図５の一実施例においては図１に示した第
２濾波器４の具体的な実施例を重点的に示したもので、
０．５（１−ｃｏｓ ２πｔ／Ｔ）インパルス応答を実
現するために入力されるＮＲＺ形態のディジタルデータ
の基本クロックＳ４が２分周する２分周器４１の入力端
に伝送されるように連結するが、２分周されたクロック
の余弦関数が出力される帯域濾波器４２を通過した信号
は絶対値発生器４３で絶対値を取った信号にさせる。絶
対値発生器４３の出力信号と反転器４５で極性が反転さ
れた入力データを乗算器４４でかけ、そのかけられた出
力信号は減衰器５を通過して切替器４８の一側入力端に
伝送されるよう連結する。切替器４８は二つの入力を有
し切替調節信号Ｓ９により二つのうち一つの入力信号を
出力するが、残余一側入力端には０Ｖを供給し、その出
力信号が加算器３１の一側入力端に伝送されるように連
結する。一方、入力されるＮＲＺデータ信号と遅延器４
６で一シンボル周期の間遅延されたデータを排他的論理
和器４７の入力端に伝送し、その結果の論理状態を切替
器４８の切替調節端子に伝送されるよう連結する。
、減衰器５、第３濾波器６は図１と動作及び構成が同一
であり、図１の減算器３の代わりに加算器３１に変更し
て構成した。図５の一実施例においては図１に示した第
２濾波器４の具体的な実施例を重点的に示したもので、
０．５（１−ｃｏｓ ２πｔ／Ｔ）インパルス応答を実
現するために入力されるＮＲＺ形態のディジタルデータ
の基本クロックＳ４が２分周する２分周器４１の入力端
に伝送されるように連結するが、２分周されたクロック
の余弦関数が出力される帯域濾波器４２を通過した信号
は絶対値発生器４３で絶対値を取った信号にさせる。絶
対値発生器４３の出力信号と反転器４５で極性が反転さ
れた入力データを乗算器４４でかけ、そのかけられた出
力信号は減衰器５を通過して切替器４８の一側入力端に
伝送されるよう連結する。切替器４８は二つの入力を有
し切替調節信号Ｓ９により二つのうち一つの入力信号を
出力するが、残余一側入力端には０Ｖを供給し、その出
力信号が加算器３１の一側入力端に伝送されるように連
結する。一方、入力されるＮＲＺデータ信号と遅延器４
６で一シンボル周期の間遅延されたデータを排他的論理
和器４７の入力端に伝送し、その結果の論理状態を切替
器４８の切替調節端子に伝送されるよう連結する。
【００２６】前述した構成に基づいて、以下図５及び図
６を参照して一実施例の動作を説明する。
６を参照して一実施例の動作を説明する。
【００２７】入力されるＮＲＺ形態のデータ信号は第１
濾波器２を通過して図６のＳ１のような波形に変換され
る。一方、入力データ信号の基本クロック信号Ｓ４は２
分周器４１で２分周されＳ５信号のようになり、この信
号は帯域濾波器４２で濾波されＳ６のような余弦関数に
変形される。この信号は絶対値発生器４３で絶対値が取
られてＳ７のような波形に出力され乗算器４４の一側入
力端子に供給される。乗算器４４の残りの一側入力端子
に入力される信号はデータが反転器４５を通じて反転さ
れた後供給される信号をもって乗算器４４で全２信号が
かけられて減衰器５を通過してＳ８のような波形の信号
になる。前記反転器４５は図１の減算器３の代わりに図
５においては加算器３１を使用したので実際にＳ１から
Ｓ２を減算されるようにするためにＳ８信号の極性を反
転させる役割を果たす。この際、図１のような減算器３
を使用する場合は反転器を必要としない。
濾波器２を通過して図６のＳ１のような波形に変換され
る。一方、入力データ信号の基本クロック信号Ｓ４は２
分周器４１で２分周されＳ５信号のようになり、この信
号は帯域濾波器４２で濾波されＳ６のような余弦関数に
変形される。この信号は絶対値発生器４３で絶対値が取
られてＳ７のような波形に出力され乗算器４４の一側入
力端子に供給される。乗算器４４の残りの一側入力端子
に入力される信号はデータが反転器４５を通じて反転さ
れた後供給される信号をもって乗算器４４で全２信号が
かけられて減衰器５を通過してＳ８のような波形の信号
になる。前記反転器４５は図１の減算器３の代わりに図
５においては加算器３１を使用したので実際にＳ１から
Ｓ２を減算されるようにするためにＳ８信号の極性を反
転させる役割を果たす。この際、図１のような減算器３
を使用する場合は反転器を必要としない。
【００２８】一方、入力されるデータ信号は遅延器４６
で１シンボル周期の間遅延され現在のデータビットと共
に排他的論理和器４７の入力端に伝送される。即ち、二
つの連続される入力データビットを排他的論理和器４７
で論理比較して二ビットの極性が等しければ排他的論理
和器４７の出力で論理０が出力され、このＳ９のような
波形の信号は切替器４８の切替調節端子に供給され切替
器４８はＳ８の信号を加算器に供給する。逆に連続され
る入力データビットの曲線が異なる場合（即ち、［１，
−１］，［−１，１］）は排他的論理和器４７の出力で
論理１が出力され、この信号はＳ９のような波形を有し
、切替器４８が入力データにより０Ｖを出力するように
切り替えさせて加算器３１に供給する。上記の動作はＳ
２波形のような条件付波形に応じて動作する。
で１シンボル周期の間遅延され現在のデータビットと共
に排他的論理和器４７の入力端に伝送される。即ち、二
つの連続される入力データビットを排他的論理和器４７
で論理比較して二ビットの極性が等しければ排他的論理
和器４７の出力で論理０が出力され、このＳ９のような
波形の信号は切替器４８の切替調節端子に供給され切替
器４８はＳ８の信号を加算器に供給する。逆に連続され
る入力データビットの曲線が異なる場合（即ち、［１，
−１］，［−１，１］）は排他的論理和器４７の出力で
論理１が出力され、この信号はＳ９のような波形を有し
、切替器４８が入力データにより０Ｖを出力するように
切り替えさせて加算器３１に供給する。上記の動作はＳ
２波形のような条件付波形に応じて動作する。
【００２９】加算器３１では前記Ｓ１，Ｓ２の二信号を
加えてＳ３波形にし、この信号は第３濾波器６を通過し
て本発明の狭帯域重畳変調信号Ｓ（ｔ）を発生させる。
加えてＳ３波形にし、この信号は第３濾波器６を通過し
て本発明の狭帯域重畳変調信号Ｓ（ｔ）を発生させる。
【００３０】図７は本発明のさらに他の実施例で低い伝
送速度が要求されるシステムで簡単な装置より構成され
る例を示したものである。
送速度が要求されるシステムで簡単な装置より構成され
る例を示したものである。
【００３１】入力されるＮＲＺ形態のディジタルデータ
信号と遅延器４６で一シンボル周期の間遅延されたデー
タ信号、また基本クロックとその基本クロックのＳ倍に
なるクロック１２をＳ分周したＳ計数器１３の出力を読
み専用の記憶素子（ＲＯＭ）１０のアドレス進行に連結
する。ＲＯＭ１０の出力には入力されるデータ信号の極
性とＳクロックにより変化するアドレスに対応するディ
ジタル化された信号を出力するが、ＲＯＭ１０の内容は
連続される入力信号の二ビットに極性変化による本発明
のすべてのＳ３波形を予めＳ倍サンプリングしディジタ
ル値に変化して入力させて置いたものである。
信号と遅延器４６で一シンボル周期の間遅延されたデー
タ信号、また基本クロックとその基本クロックのＳ倍に
なるクロック１２をＳ分周したＳ計数器１３の出力を読
み専用の記憶素子（ＲＯＭ）１０のアドレス進行に連結
する。ＲＯＭ１０の出力には入力されるデータ信号の極
性とＳクロックにより変化するアドレスに対応するディ
ジタル化された信号を出力するが、ＲＯＭ１０の内容は
連続される入力信号の二ビットに極性変化による本発明
のすべてのＳ３波形を予めＳ倍サンプリングしディジタ
ル値に変化して入力させて置いたものである。
【００３２】ＲＯＭ１０の出力はディジタル／アナログ
変換器１１を通過すればｓ３と類似であるが、サンプリ
ングクロックにより量子化された段階波形Ｓ３’が出力
される。殆どの場合量子化された段階波形には基本クロ
ックのＳ倍に該当される不要周波数が含まれておるので
、簡単な余波手段をディジタル／アナログ変換器１１の
出力に設けて前記不要周波数成分を除去して所望の信号
を得るが、本発明の一実施例では本発明の第３濾波器６
をディジタル／アナログ変換器１１の出力に直接に連結
して不要周波数除去と同時に本発明で図る狭帯域重畳信
号Ｓ（ｔ）が発生よう構成する。
変換器１１を通過すればｓ３と類似であるが、サンプリ
ングクロックにより量子化された段階波形Ｓ３’が出力
される。殆どの場合量子化された段階波形には基本クロ
ックのＳ倍に該当される不要周波数が含まれておるので
、簡単な余波手段をディジタル／アナログ変換器１１の
出力に設けて前記不要周波数成分を除去して所望の信号
を得るが、本発明の一実施例では本発明の第３濾波器６
をディジタル／アナログ変換器１１の出力に直接に連結
して不要周波数除去と同時に本発明で図る狭帯域重畳信
号Ｓ（ｔ）が発生よう構成する。
【００３３】図８は本発明による装置をディジタル伝送
システムに適用した一実施例の構成図で、従来のオフセ
ット−ＱＡＭ（あるいはＱＰＳＫ）変調器構造に本発明
の狭帯域重畳信号発生装置の２個を設置したディジタル
信号変調器を示したものである。
システムに適用した一実施例の構成図で、従来のオフセ
ット−ＱＡＭ（あるいはＱＰＳＫ）変調器構造に本発明
の狭帯域重畳信号発生装置の２個を設置したディジタル
信号変調器を示したものである。
【００３４】入力されるＮＲＺ形態のディジタルデータ
信号は分配器２１を経て二つの経路に別れるが、一側は
前記本発明の狭帯域重畳信号発生装置２２Ａに入力され
、残余一側は遅延器２３に供給される。遅延器２３の出
力は本発明の残余狭帯域重畳信号発生装置２２Ｂに入力
される。信号発生装置２２Ａ，２２Ｂの出力は乗算器２
４Ａ，２４Ｂにそれぞれ連結されるが、各乗算器には搬
送波が９０°以上（シフト）分配器２５を通じて残余一
側入力にそれぞれ入力され、０°以上の搬送波と９０°
以上になった搬送波はそれぞれ２４Ａと２４Ｂの乗算器
に供給される。二乗算器２４Ａ，２４Ｂの出力は加算器
２６でスペクトル和が取られ、搬送波にデータが載せら
れた変調信号になり伝送路２７を通じて伝送される。
信号は分配器２１を経て二つの経路に別れるが、一側は
前記本発明の狭帯域重畳信号発生装置２２Ａに入力され
、残余一側は遅延器２３に供給される。遅延器２３の出
力は本発明の残余狭帯域重畳信号発生装置２２Ｂに入力
される。信号発生装置２２Ａ，２２Ｂの出力は乗算器２
４Ａ，２４Ｂにそれぞれ連結されるが、各乗算器には搬
送波が９０°以上（シフト）分配器２５を通じて残余一
側入力にそれぞれ入力され、０°以上の搬送波と９０°
以上になった搬送波はそれぞれ２４Ａと２４Ｂの乗算器
に供給される。二乗算器２４Ａ，２４Ｂの出力は加算器
２６でスペクトル和が取られ、搬送波にデータが載せら
れた変調信号になり伝送路２７を通じて伝送される。
【００３５】前記構成は従来のオフセット−ＱＡＭ変調
方式で上げ余弦濾波器の代わりに本発明の狭帯域重畳信
号発生装置に代置した形態と同等なので本発明を用いて
変調器を構成する場合、付加の帯域制限用濾波手段を必
要としない。言い換えれば本発明の操作を変調器の帯域
制限用濾波手段に使用できる。なお、本発明の装置で図
る変調信号を受信する復調器は従来のオフセットＱＡＭ
復調器をそのまま変更せず使用できる。
方式で上げ余弦濾波器の代わりに本発明の狭帯域重畳信
号発生装置に代置した形態と同等なので本発明を用いて
変調器を構成する場合、付加の帯域制限用濾波手段を必
要としない。言い換えれば本発明の操作を変調器の帯域
制限用濾波手段に使用できる。なお、本発明の装置で図
る変調信号を受信する復調器は従来のオフセットＱＡＭ
復調器をそのまま変更せず使用できる。
【００３６】図９は図８に示した本発明を用いた変調器
の出力を直線性チャンネルを通じて伝送する際、本発明
の第３濾波器６を３ｄＢ遮断周波数ｆｃ＝１．３ｆｎに
極点数Ｎ＝６のバタワース濾波器を採用し、Ａ値を変化
して伝送した後、従来のオフセット−ＱＡＭ形態の復調
器で受信した時、エラー確率Ｐｅ＝１×１０−４を維持
するための理論値との性能劣化程度を受信端濾波機器の
３ｄＢ遮断周波数変化により表示したものである（理論
値はＥｂ／Ｎｏ＝８．４ｄＢ）。
の出力を直線性チャンネルを通じて伝送する際、本発明
の第３濾波器６を３ｄＢ遮断周波数ｆｃ＝１．３ｆｎに
極点数Ｎ＝６のバタワース濾波器を採用し、Ａ値を変化
して伝送した後、従来のオフセット−ＱＡＭ形態の復調
器で受信した時、エラー確率Ｐｅ＝１×１０−４を維持
するための理論値との性能劣化程度を受信端濾波機器の
３ｄＢ遮断周波数変化により表示したものである（理論
値はＥｂ／Ｎｏ＝８．４ｄＢ）。
【００３７】ここでＡ＝０．７であり受信端濾波器３ｄ
Ｂ遮断周波数が１．０ｆｎの場合、ビットエネルギー対
雑音密度（Ｅｂ／Ｎｏ）の劣化程度が０．１ｄＢ以下で
従来の技術の変調方式よりエラー確率性能の向上された
（少ない性能劣化）ことがわかる。
Ｂ遮断周波数が１．０ｆｎの場合、ビットエネルギー対
雑音密度（Ｅｂ／Ｎｏ）の劣化程度が０．１ｄＢ以下で
従来の技術の変調方式よりエラー確率性能の向上された
（少ない性能劣化）ことがわかる。
【００３８】図１０は本発明による装置の変調器出力を
飽和領域で動作される（０ｄＢ入力バックオフ）高出力
増幅器、即ち非直線性チャンネルを通じて伝送した時、
増幅器の非直線性によりサイドローブが再拡散され発生
される近接チャンネル妨害現象（ＡＣＩ）によるＥｂ／
Ｎｏの劣化程度を従来の技術と比較して示したものであ
る。縦軸はエラー確率Ｐｅ＝１×１０−４を維持するた
めの理論値であるＥｂ／Ｎｏ＝８．４ｄＢと比較した劣
化程度を示したもので低いほど性能が良好である。横軸
は近接した他の二つのチャンネル信号間のチャンネル間
隔とこの逆数であるスペクトル効率で表示したもので間
隔が狭くなるほど、即ちスペクトル効率が増加するほど
本発明のＥｂ／Ｎｏ劣化程度が他の変調方式に比べて少
ない（性能が向上される）ことがわかる。言わば他の変
調方式より限定された帯域幅内でさらに多くの信号の伝
送が可能である。
飽和領域で動作される（０ｄＢ入力バックオフ）高出力
増幅器、即ち非直線性チャンネルを通じて伝送した時、
増幅器の非直線性によりサイドローブが再拡散され発生
される近接チャンネル妨害現象（ＡＣＩ）によるＥｂ／
Ｎｏの劣化程度を従来の技術と比較して示したものであ
る。縦軸はエラー確率Ｐｅ＝１×１０−４を維持するた
めの理論値であるＥｂ／Ｎｏ＝８．４ｄＢと比較した劣
化程度を示したもので低いほど性能が良好である。横軸
は近接した他の二つのチャンネル信号間のチャンネル間
隔とこの逆数であるスペクトル効率で表示したもので間
隔が狭くなるほど、即ちスペクトル効率が増加するほど
本発明のＥｂ／Ｎｏ劣化程度が他の変調方式に比べて少
ない（性能が向上される）ことがわかる。言わば他の変
調方式より限定された帯域幅内でさらに多くの信号の伝
送が可能である。
【００３９】
【発明の効果】以上述べたように、本発明による狭い帯
域重畳変調信号発生装置はＮＲＺ形態の入力データ信号
を伝送するに必要な帯域制限用濾波手段として使用でき
るのみならずユーザーの伝送要求特性によりメーンロー
ブの帯域幅とサイドローブの再拡散程度を調節すること
ができ、本発明により発生された信号は非直線性チャン
ネルにおいても狭いメーンローブ占有帯域幅特性とサイ
ドローブの再拡散現象が少なくて帯域幅及び電力におい
て効率的な伝送システム用変調信号を提供する利点があ
る。
域重畳変調信号発生装置はＮＲＺ形態の入力データ信号
を伝送するに必要な帯域制限用濾波手段として使用でき
るのみならずユーザーの伝送要求特性によりメーンロー
ブの帯域幅とサイドローブの再拡散程度を調節すること
ができ、本発明により発生された信号は非直線性チャン
ネルにおいても狭いメーンローブ占有帯域幅特性とサイ
ドローブの再拡散現象が少なくて帯域幅及び電力におい
て効率的な伝送システム用変調信号を提供する利点があ
る。
【００４０】また、本発明による狭い帯域重畳変調信号
発生装置を帯域幅制限用濾波手段として使用した変調器
は簡単な装置より構成され良好なエラー確率特性を有し
、非直線性チャンネルで近接チャンネル妨害現象が従来
の技術より少ないディジタル伝送システムを提供するこ
とができる。
発生装置を帯域幅制限用濾波手段として使用した変調器
は簡単な装置より構成され良好なエラー確率特性を有し
、非直線性チャンネルで近接チャンネル妨害現象が従来
の技術より少ないディジタル伝送システムを提供するこ
とができる。
【図１】本発明による狭帯域重畳変調信号発生装置の構
成図である。
成図である。
【図２】図１の本発明による各部波形図及び狭帯域重畳
信号発生過程を図式的に説明した波形図である。
信号発生過程を図式的に説明した波形図である。
【図３】本発明により発生された狭帯域重畳信号の基底
帯域電力スペクトル図である。
帯域電力スペクトル図である。
【図４】本発明により発生された狭帯域重畳変調信号の
非直線チャンネルでの基底帯域電力スペクトルと他の変
調方法による電力スペクトルの比較図である。
非直線チャンネルでの基底帯域電力スペクトルと他の変
調方法による電力スペクトルの比較図である。
【図５】本発明の一実施例であって図１の第２濾波器を
より具体的に具現した構成図である。
より具体的に具現した構成図である。
【図６】図５による各部動作波形図である。
【図７】記憶素子及び濾波器より構成された本発明のさ
らに他の実施例の図面である。
らに他の実施例の図面である。
【図８】本発明をディジタル伝送システム用変調器に適
用した一実施例の図面である。
用した一実施例の図面である。
【図９】本発明を用いた変・復調装置のエラー確率特性
図である。
図である。
【図１０】本発明による狭帯域重畳信号を非直線性チャ
ンネルを用いて伝送した時、近接チャンネルの妨害によ
るビットエネルギー対雑音密度（Ｅｂ／Ｎｏ）の劣化程
度を従来の技術と比較して図である。
ンネルを用いて伝送した時、近接チャンネルの妨害によ
るビットエネルギー対雑音密度（Ｅｂ／Ｎｏ）の劣化程
度を従来の技術と比較して図である。
２ 第１濾波器
３ 減算器
４ 第２濾波器
５ 減衰器
６ 第３濾波器
Claims (5)
- 【請求項１】 ディジタル伝送のための信号発生装置
において、入力されるＮＲＺ形態のディジタルデータ信
号を倍周期上げ余弦パルス信号に変換する第１濾波手段
と、入力されるＮＲＺ形態のディジタルデータ信号を単
周期上げ余弦パルス信号に変換する第２濾波手段と、前
記第２濾波手段で出力される信号を減衰させる減衰手段
と、前記第１濾波手段により発生された信号と前記減衰
手段で調節された信号とを重畳させる加減算手段と、前
記加減算手段により重畳された信号の占有帯域幅を調節
する第２濾波手段を含むことを特徴とする狭帯域重畳信
号発生装置。 - 【請求項２】 前記第２濾波手段のインパルス応答が
０．５（１−ｃｏｓ ２πｔ／Ｔ）であることを特徴と
する請求項１項記載の狭帯域重畳信号発生装置。 - 【請求項３】 前記第１濾波手段、第２濾波手段及び
減衰手段により発生され、加減算手段を通じて重畳され
た信号を入力データパターンの関数で予めｓ倍サンプリ
ングし量子化してディジタル値に記憶させる記憶手段と
、入力データパターン及びクロックの関数でディジタル
化された波形をアナログ信号に変換させるディジタル／
アナログ変換手段と、前記ディジタル／アナログ変換手
段で出力された信号波形の帯域幅を調節すると同時に変
換過程で発生される不必要な周波数を除去する第３濾波
手段を含むことを特徴とする請求項１記載の狭帯域重畳
信号発生装置。 - 【請求項４】 前記第２濾波手段は、インパルス応答
特性の具現のために入力信号周期に同期されたクロック
を２分周する分周手段と、前記分周された信号から単周
期余弦関数を抜き出す帯域濾波手段と、帯域濾波された
信号の絶対値を取る絶対値発生手段と、絶対値が取られ
た帯域濾波されたクロック信号と入力されるデータ信号
の極性とをかける乗算手段と、前記乗算手段の出力を減
衰手段で通過させた信号を制御信号に応じて切り替える
切替手段と、前記切替手段が連続して入力される二つの
ビットデータ信号の極性が等しい場合、減衰手段の出力
を加算器に供給し、その他の場合は０Ｖ電圧が加算器に
供給されるよう制御する遅延手段と、排他的論理和手段
より構成されたことを特徴とする請求項１又は請求項２
に記載の狭帯域重畳信号発生装置。 - 【請求項５】 乗算手段に供給する入力データ信号を
反転手段を通過して極性を変えることにより加減算手段
を加算手段に代置することを特徴とする請求項４項記載
の狭帯域重畳信号発生装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR1019910008743A KR950007440B1 (ko) | 1991-05-28 | 1991-05-28 | 협대역 중첩변조신호 발생장치 |
| KR8743/1991 | 1991-05-28 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04362833A true JPH04362833A (ja) | 1992-12-15 |
| JP2667316B2 JP2667316B2 (ja) | 1997-10-27 |
Family
ID=19315064
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3252150A Expired - Fee Related JP2667316B2 (ja) | 1991-05-28 | 1991-09-30 | 狭帯域重畳変調信号発生装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5313494A (ja) |
| JP (1) | JP2667316B2 (ja) |
| KR (1) | KR950007440B1 (ja) |
Families Citing this family (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5500877A (en) * | 1993-08-26 | 1996-03-19 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Receiver for a superpose modulated signal |
| US5742640A (en) * | 1995-03-07 | 1998-04-21 | Diva Communications, Inc. | Method and apparatus to improve PSTN access to wireless subscribers using a low bit rate system |
| JPH09261007A (ja) * | 1996-03-27 | 1997-10-03 | Sony Corp | デジタルフィルタ装置 |
| US6072340A (en) * | 1997-03-24 | 2000-06-06 | Tellabs Operations, Inc. | Pulse shaping and filtering circuit for digital pulse data transmissions |
| GB2333674B (en) * | 1998-01-21 | 2003-08-27 | Nokia Mobile Phones Ltd | A radio telephone |
| EP1050139B1 (en) * | 1998-01-21 | 2009-03-25 | Nokia Corporation | Pulse shaping which compensates for component distortion |
| EP0933904B1 (en) | 1998-01-30 | 2004-04-07 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Data transmission using a combination of modulation types |
| US6104761A (en) * | 1998-08-28 | 2000-08-15 | Sicom, Inc. | Constrained-envelope digital-communications transmission system and method therefor |
| US7580488B2 (en) * | 2000-11-29 | 2009-08-25 | The Penn State Research Foundation | Broadband modulation/demodulation apparatus and a method thereof |
| JP3703083B2 (ja) * | 2001-01-10 | 2005-10-05 | 松下電器産業株式会社 | 波形発生装置 |
| US20030108110A1 (en) * | 2001-12-10 | 2003-06-12 | The Boeing Company | Systems and methods for reducing electromagnetic emissions in communications |
| US7019882B1 (en) | 2002-03-21 | 2006-03-28 | Lockheed Martin Corporation | Generation of M-ary digital signaling constellations directly at lightwave frequencies |
| CN109525519A (zh) * | 2017-09-19 | 2019-03-26 | 晨星半导体股份有限公司 | 符号率估计装置、符号率估计方法与邻近通道干扰检测装置 |
| CN108181486B (zh) * | 2018-01-25 | 2019-12-03 | 中国科学院电子学研究所 | 加速度信号的处理方法及装置 |
| US10541701B1 (en) * | 2018-09-07 | 2020-01-21 | Cirrus Logic, Inc. | Analog signal conditioning |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4339724A (en) * | 1979-05-10 | 1982-07-13 | Kamilo Feher | Filter |
| US4644565A (en) * | 1984-06-12 | 1987-02-17 | Canadian Patents And Development Limited-Societe Canadienne Des Brevets Et D'exploitation Limitee | Superposed quadrature modulated baseband signal processor |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4417349A (en) * | 1979-11-08 | 1983-11-22 | Digital Broadcasting Corporation | SCA Data transmission system with a raised cosine filter |
| JPH0714145B2 (ja) * | 1983-04-26 | 1995-02-15 | ソニー株式会社 | 情報変換方法 |
| US4731800A (en) * | 1986-10-03 | 1988-03-15 | Hycom Incorporated | Raised-cosine filtering for modems |
-
1991
- 1991-05-28 KR KR1019910008743A patent/KR950007440B1/ko not_active IP Right Cessation
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Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4339724A (en) * | 1979-05-10 | 1982-07-13 | Kamilo Feher | Filter |
| US4644565A (en) * | 1984-06-12 | 1987-02-17 | Canadian Patents And Development Limited-Societe Canadienne Des Brevets Et D'exploitation Limitee | Superposed quadrature modulated baseband signal processor |
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| KR950007440B1 (ko) | 1995-07-10 |
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