JP4677590B2

JP4677590B2 - フェーズドアレイアンテナ

Info

Publication number: JP4677590B2
Application number: JP2006241688A
Authority: JP
Inventors: 將義田中; 拓弥江口
Original assignee: Nihon University
Current assignee: Nihon University
Priority date: 2005-09-06
Filing date: 2006-09-06
Publication date: 2011-04-27
Anticipated expiration: 2026-09-06
Also published as: JP2007267350A

Description

本発明は、ワイヤレス通信の送信に関して、異なる情報を有する複数の信号波を効率よく合成、送信する手段となるフェーズドアレイアンテナに関する。

電波を用いたワイヤレス通信は、移動通信のようにネットワークへのアクセス回線あるいはブロードバンド通信として大きな役割を担っているが、電波は有限資源であり、周波数帯域が制限されている。一方、情報技術の進展により、高速・大容量通信への要求が高まり、限られた周波数帯域内で高速通信することが望まれている。その一つの解決策が多値変調方式の適用である。多値変調は1シンボルで多ビットの情報量を伝送できる方式であるが、多値化に伴い、シンボル間の識別が難しくなり、雑音、干渉、増幅器の非線形特性による伝送特性の劣化を受け易くなる。

図１は振幅変調器を用いた多値変調の一つである64QAMの構成図である。送信データである6ビットの情報を並列分割し、変調器AM Mod-1、AM Mod-2で直交する二つの搬送波を、それぞれ8レベル(3ビットに対応)を有する振幅変調波に変換し、それぞれの出力を合成器Σでベクトル合成する構成である。合成された64QAM信号波は電力増幅器(HPA)で増幅し、アンテナANTから送信する。

図２に均一配置の64QAM信号波の空間信号配置図を示す。64QAM信号波は振幅が異なる10値を有しており、図３に示す電力増幅器の非線形特性であるAM-AM、AM-PM変換の影響を受けて、図４に示すように空間信号配置が変形する。このため、受信側では、正しく元の信号を復調することができずに誤り率が増加する問題点がある。

これを解決するためには、線形性の良好な増幅器で送信電力を高める必要があるが、線形性の良好な領域では増幅器の効率が低下する上に、送信電力の増大に伴い、増幅器が高価になること、電源の大容量化、発熱対策等でシステムが高価になる欠点がある。

多値変調信号を電力増幅する際、増幅器の非線形特性による伝送性能劣化を抑えるために、図３に示すように飽和点から十分出力を下げ(出力バックオフ)、線形性が良好となる動作点で運用することが行われている。しかし、この場合には電力増幅器の効率が低下する欠点がある。図５は典型的な電力増幅器の入出力特性と電力効率の関係を示している。入力電力が大きくなるにつれて出力電力が大きくなり、電力効率も増加する。出力が飽和を呈する領域の直前近傍で効率は最大となる。この図から明らかなように、線形特性を優先するために出力バックオフすると、出力電力の低下と同時に電力効率が低下する。このため、所望の出力を得るためには、より高出力の電力増幅器が必要となり、また消費電力が増加すること、電源が大容量となること、熱対策のハードウェアが必要となる等、システムが高価になる欠点がある。

ところで、異なる情報を有する複数の信号波を合成する従来の合成法としては、ハイブリッド回路を用いたものが存在するが、理論上の合成損失ならびに回路の線路損失により、電力合成効率が低下する欠点があり、また複数アンテナを用いて個別に複数の信号波を空間で合成する方法もあるが、各アンテナの基準点が異なるために、受信点までの距離が異なり、その結果、利得(振幅と位相)が異なり、受信箇所に依存して合成後のベクトルが変化する欠点がある。

例えば図６は2種類の信号波S-1、S-2をハイブリッド回路(H)を用いて合成した後に、合成波を電力増幅器PAで増幅後一つのアンテナANTから送信する方法であり、図７は、2種類の信号波S-1、S-2を電力増幅器PA-1、PA-2でそれぞれ個別に増幅後にハイブリッド回路Hで合成して、アンテナANTから送信する方法を示すが、この場合、ハイブリッド回路Hでは理論上3dBの合成損失が発生する。さらに回路損失による損失を伴う。

また図８は、4種類の信号波S-1、S-2、S-3、S-4をハイブリッド回路H-1、H-2、H-3を用いて合成した後に、合成波をひとつのアンテナANTから送信する方法を示す。この場合にも、各ハイブリッド回路H-1〜H-3において3dBずつの合成損失が発生する。さらに回路損失による損失も伴う。その他の複数種類の信号波の合成についても同様に合成可能である。図９は2種類の信号波S-1、S-2を二つのアンテナANT-1、ANT-2を用いて二つの信号波を空間で合成する方法である。この場合、所望の方向で位相が同相となるように位相器φ−１、φ−２を調整した後に電力増幅器PA-1、PA-2で個別に増幅する。二つ以上の複数種類の信号波の合成についても、複数のアンテナを用いて同様に合成可能であるが、図６に示す技術では、合成波の振幅が変動する場合には電力増幅器PAの非線形特性の影響を受けて伝送特性が劣化するのを防ぐために、電力増幅器PAを十分線形生の良好な領域で動作させる必要があり、そのために電力効率が低下する欠点がある。

また図７あるいは図８に示す従来のハイブリッド回路を用いた合成方法では、各ハイブリッド回路ごとに理論上3dBの合成損失が発生し、合成損失が大きく合成効率が低下する欠点があることは上述の通りである。

さらに図９に示す複数のアンテナを用いる従来の合成方法では、二つのアンテナ間距離をｄとすると、図１０に示すようにθ方向の無限遠にあるサービスエリア内SAの受信点までの伝搬路の長さにｄ・sinθの経路差が発生する。この結果、図１１に示すようにサービスエリアSA内の受信点での両信号波の位相は、角度θ＝０の場合を除いて異なることとなる。すなわち、角度θに依存して両者の位相が異なるために合成後のベクトルは受信点により異なるのである。
特開平０８−２８８９７０号公報特開平０９−２３８１７１号公報

そこで本発明は、受信点によらずに、複数種類の信号波を重畳合成するときに精度よく略同一のベクトル合成を実現することのできるフェーズドアレイアンテナを提供することを目的とする。

さらに本発明は、電力増幅器(HPA)の非線形特性の影響を受け難く、電力増幅器を高効率で動作可能な多値変調の一つである64値直交振幅変調(64QAM)以上の多値変調の新構成、並び本構成に適した変調、復調を行うことのできるフェーズドアレイアンテナを提供することを目的とする。

また本発明は、ある範囲を有する受信エリアにおいて複数の種類の信号波に対する利得偏差が小さく、受信エリア全域にわたり合成後のベクトルがほぼ同一となり、同一波形を実現できるフェーズドアレイアンテナを提供することを目的とする。

本発明の請求項１に係るフェーズドアレイアンテナは、前記目的を達成するために、半径の異なるＡ重の同心円状にアンテナ素子を配置してなり、各同心円上に配置するアンテナ素子の個数は、Ｂ個の整数倍とし、かつ各同心円上のアンテナ素子を等間隔で配置し、Ａ重の各同心円上の前記アンテナ素子に対して、(Ｂ−１)個おきにＢ個の異なる情報を有する複数の信号波を給電するフェーズドアレイアンテナであって、最大振幅レベルr ₁ に対してr _i =r ₁ ・2 ^-(i-1) 、i=2・・・Nとなる異なる振幅レベルを有するN(3以上の整数)個の4相位相変調(QPSK)の出力を電力増幅後に空間でベクトル的に重畳してM(=2 ^2N )値・直交振幅変調(QAM)を形成することを特徴とする。

同請求項２に係るものは、半径の異なるＡ重の同心円状にアンテナ素子を配置してなり、各同心円上に配置するアンテナ素子の個数をＢ個の整数倍とし、かつ各同心円上のアンテナ素子を等間隔で配置し、Ａ重の各同心円上の前記アンテナ素子に対して、(Ｂ−１)個おきにＢ個の異なる情報を有する複数の信号波を給電するフェーズドアレイアンテナであって、最大振幅レベルr ₁ に対してr _i =r ₁ ・2 ^-(i-1) 、i=2・・・Nとなる異なる振幅レベルを有するN(3以上の整数)個の4相位相変調(QPSK)の出力を電力増幅後に重畳してM(=2 ^2N )値・直交振幅変調(QAM)を形成し、該形成の際に、最大の振幅r ₁ を持つ4相位相変調QPSK-1を除いて、各4相位相変調QPSK-i(i=2〜N)のＢ−１個の出力r _i を電力増幅し、その後にＢ−１個の入力端子、1個の出力端子を有する方向性結合器で合成し、該合成信号を得て前記4相位相変調QPSK-1の出力と該合成信号を2系統のアンテナから送信し、空間でベクトル的に重畳合成することを特徴とする。

同請求項３に係るものは、請求項１または請求項２のいずれかに記載のフェーズドアレイアンテナにおいて、各QPSK変調器の前に直列/並列変換器を備えて2Nビットの入力データを前記各QPSK変調器に分割入力するとともに、データ変換機能により隣接符号間の符号距離が1となるグレイ符号化を行い、かつ可変利得器と可変位相器により、前記各QPSK変調器と電力増幅器の信号経路において利得と位相を調整することを特徴とする。

同請求項４に係るものは、請求項３に記載のフェーズドアレイアンテナにおいて、信号空間配置として、各信号点間の幾何学的な距離が等しい前記均一配置に比べて、振幅が1番大きい前記4相位相変調QPSK-1の振幅を高めた不均一配置の信号空間配置を使用して変調することを特徴とする。

同請求項５に係るものは、請求項４に記載のフェーズドアレイアンテナにおいて、既知の信号を送信したときの受信信号から、前記QPSK-1の出力信号と複数のQPSK-i(i=2〜N)の合成信号のベクトル合成時の誤差である利得(振幅)誤差、位相誤差を推測し、これらの推測値を用いて利得誤差と位相誤差を考慮し、変形した信号空間配置と受信信号から復調シンボルを検出することを特徴とする。

同請求項６に係るものは、請求項１または請求項２のいずれかに記載のフェーズドアレイアンテナにおいて、複数の４相位相変調の出力（QPSK）のうち、最もレベルの大きな出力を、電力分割回路により複数に分割した後に電力増幅器により増幅して前記アンテナ素子に給電し、前記最もレベルの大きな出力以外の出力を、合成した後に、電力分割回路により複数に分割し、電力増幅器により増幅して前記アンテナ素子に給電することを特徴とする。

本発明のフェーズドアレイアンテナは、複数の種類の信号波を重畳合成する際、受信点に依存せずに精度良くほぼ同一のベクトル合成が実現でき、その結果、合成波形はどの受信点でも同一となる。そして、本発明のフェーズドアレイアンテナを同一周波数の複数のQPSK 波を空間で重畳合成することにより形成する空間重畳合成型多値変調波に適用すると、合成時の利得偏差と位相偏差が小さく、各QPSK波の後にある電力増幅器PAを効率の良い領域で動作させることが可能となり、効率的な送信が可能となる。

本発明のフェーズドアレイアンテナは、複数の電力増幅器を高効率が可能な飽和領域で動作可能とし、電力消費量を低減でき、電源の低容量化、熱制御の簡単化によりシステム構築を経済的に達成できる。

また本発明のフェーズドアレイアンテナは、不均一の信号配置、重畳誤差を推測する機能を追加することにより、重畳誤差の影響が小さくなり、誤り率が低下し、送信電力の低減、低消費電力化に一層効果がある。

以下本発明を実施するための最良の形態を説明する。

本発明は、電力増幅器の非線形特性の影響を抑えるために、64QAMを従来技術のように二つの直交する振幅変調器で行う代わりに、3つの4相位相変調器(QPSK)の出力をベクトル構成する構成である。合成する際に、振幅が2番目と3番目に大きいものを方向性結合器で合成後、二つの信号出力を別々の2つのアンテナを用いて空間で重畳合成を行う。空間で電力合成する場合には、利得と位相に重畳誤差を伴う。この誤差の影響を小さくするために、変調側では、不均一の信号空間配置64QAMを行い、復調側では、利得と位相誤差を推測する機能を備え、利得誤差と位相誤差を算出し、変調時の信号空間配置に対して、推測した利得誤差、位相誤差をもとに変形した信号空間配置を求め、この配置に基づいて復調を行う。

すなわち、多値変調の一つである64値直交振幅変調(64QRM)にあって、例えば振幅レベルが異なる3個以上の4相位変調(QPSK)の出力を電力増進後に重畳してM値(64以上でこの2N乗の値)QAMを形成し、形成する際に、一番大きな振幅を持つQPSK-1を除いて、各QPSK-i(i=2〜N)の出力を電力増幅後に方向性結合器で合成して合成信号を得、先ず一番大きな振幅を有するQPSK-1の出力とこの合成信号を空間重畳合成する。各QPSK変調器と電力増幅器の信号経路には、利得と位相を調整する可変位相器と可変利得器を備え、入力データを各変調器に入力する分割器とグレイ符号化のためのデータ変換機能を備える。

本発明の実施形態の構成を説明する。
図１２に示すように64QAM変調を3つのQPSK変調器(以下単にQPSK-1、QPSK-2、QPSK-3)の出力を合成することで、図１に示す従来技術で64QAM変調を行うと出力信号の波形の振幅が大きく変動することを解決できる。各振幅レベルが異なり、信号配置が図２に示すように均一の場合には、それぞれ信号レベルは6dBずつ異なる。この3つのQPSK信号を重畳した本発明の具体例を図１３に示す。

図において、
s₁=r₁・exp(jφ₁)
s₂=r₂・exp(jφ₂)
s₃=r₃・exp(jφ₃)
であり、ここで、r_i、φ_i、(i=1、2、3)は各QPSK信号の振幅と位相を示す。おのおののQPSKの出力信号s₁、s₂、s₃はほぼ一定の振幅を有しており、AM変動が小さくなるために、この信号を別々に電力増幅器HPA-1、HPA-2、HPA-3に入力すると図３に示す電力増幅器の非線形特性であるAM-AM変換、AM-PM変換の影響を受け難くなる。AM-PM変換による位相回転は変調器ごとに設けた可変位相器およびAM-AM変換による利得変化を可変利得器で調整することにより、理想状態の信号空間配置を実現できる。

QPSK-2とQPSK-3の増幅器出力S₂、S₃を6dBの結合度を有する方向性結合器DCで合成して合成出力S₂₃=S₂+S₃を得ており、QPSK-1の出力であるS₁とS₂₃をそれぞれ別々のフェーズドアレイアンテナANTに供給し、空間で重畳合成する。合成する64QAMの符号誤りの影響を小さくするために、隣接する符号間距離を1とするグレイ符号変換を行う。このため、入力データ(d₁、d₂、・・・、d₆)を(d₁、d₂)、(d₃、d₄)(d₅、d₆)に分割後、グレイ符号変換(d’₃、d’₄)(d’₅、d’₆)を行う。

理想的な送信側の信号Cは以下のように表すことができる。
C=S₁+S₂
現実には、合成する際に誤差が伴うために、送信信号Tは以下の式で表される。
T=S₁+S₂₃[α_t・exp(jβ_t)]
ここで、α_tとβ_tはS₁とS₂₃を合成する際の利得誤差、位相誤差を示す。

次に空間重畳について説明する。各QPSK変調出力を合成する際に、マイクロ波回路による重畳では回路損失を伴うが、別々のアンテナを用いて空間で重畳合成することにより回路損失を伴わないで、重畳可能となる。ただし空間重畳では、送信点と受信点の伝搬距離の差による位相誤差、放射パターンによる利得と位相誤差が発生すると、次式で示すように、受信信号Ｒが変化する。
R=S₁+S₂₃[α_t・exp(jβ_t)][α_r・exp(jβ_r)]+n=S₁+S₂₃[α_tα_r・exp(j(β_t+β_r))]+n
ここで、α_r、β_rが空間重畳に伴う利得誤差、位相誤差を示し、nは雑音を示す。このため、アンテナの形式として、伝搬距離と放射パターンが同一となるように、送信中心点が同一で、二つの放射パターンが同一となるフェーズドアレイアンテナを使用することが望ましい。

次に不均一変調について説明する。空間での重畳合成時に位相誤差が発生すると、図２に示す均一信号配置では、QPSK-1に対してQPSK-2+QPSK-3が位相回転するために、図１４に示すように信号空間上における信号点間の距離が接近する。そこで、QPSK-1とQPSK-2+QPSK-3の間に位相誤算が発生しても信号点間の距離を保つために、図１５に示すようにQPSK-1の振幅を増加した不均一信号配置を用いる。不均一信号配置を用いた変調波が利得、位相誤差を伴って時の受信信号配置を図１６に示す。図１６は、信号点間の距離が保たれていることを示している。

さらに、重畳誤差推定機能を有した変形信号空間配置による復調を説明する。復調前に、既知のシンボルを一定期間送信し、受信側で重畳時に発生した利得と位相誤差を推定する。この推測値α’、β’を用いて送信側で設定している信号空間配置に対して、QPSK-1に対してQPSK-2+QPSK-3を位相回転すると同時に利得を変化させることで、次式に示す変形信号空間配置を形成することが可能となる。
C’=S₁+S₂₃・[α’・exp(jβ’)]
この変形信号空間配置を用いて、受信シンボルがどの信号点に最も近いかを判断し、復調を行う。

図１７は従来技術で電力増幅器をそれぞれ出力バックオフ0dB、3dB、5dB、7dBの動作点に設定したときの誤り率と1ビット当たりのエネルギ対雑音電力密度比(Eb/N0)との関係を示している。参考のために、理想状態である線形時の特性も併せて示してある。この特性には、リードソロモン誤り訂正符号と符号化率二分の一の畳み込み誤り訂正符号を適用している。出力バックオフを大きくするに伴い、伝送特性が改善し、誤り率が低下していく。しかし、出力バックオフにつれて出力の低下と同時に、電力効率も低下する。

図１８は、図１３に示す本発明の変調部の構成において、変調は均一信号配置、復調は重畳誤差推測機能を有しない場合の位相誤差と利得誤差をパラメータとしたときの伝送特性を示す。位相誤差と利得誤差により誤り率が増加している。図１９は、図１３に示す本発明の構成において変調は不均一信号配置、復調は重畳誤差推測機能を有する場合の、位相誤差と利得誤差をパラメータとしたときの伝送特性を示す。不均一信号配置、重畳誤差推測機能により、伝送特性は大幅に改善していることが分かる。図１７、図１８、図１９をもとに従来技術と本発明に基づくシステムの消費電力を比較したものを図２０に示す。各条件における誤り率1x10^-5を実現するに必要な1ビット当たりのエネルギ対雑音電力密度比(Eb/N0)と電力増幅器の効率から消費電力を求めている。図２０から、本発明を用いることにより、大幅に消費電力の低減を実現できることがわかる。

実施例1は、64QAMについて説明しているが、図２１に示すように、N=4すなわち256(=2⁸)値QAMに適用した構成等も可能である。本実施例では、QPSK-3とQPSK-4の出力を6dB方向性結合器DC-1で合成してS₃₄を得ている。さらに、QPSK-2の出力とS₃₄を6dB方向性結合器DC-2で合成してS₂₃₄を得ている。そして出力S₁とS₂₃₄を2系統のアンテナを用いて空間で重畳合成する。従って本実施例でも64QAMと同様な効果が期待できる。

既に図９、図１０を用いて示したように、複数のアンテナを用いる従来の合成方法では、二つのアンテナ間距離ｄに起因してサービスエリア内SAの受信点までの伝搬路の長さにｄ・sinθの経路差が発生すると、サービスエリアSA内の受信点での両信号波の位相が角度θ＝０の場合を除いて異なることとなり、角度θに依存して両者の位相が異なるために合成後のベクトルは受信点により異なることを示した。図２２に、図１２に相当する４相位相変調（QPSK）波と１６値直交振幅変調（16QAM）波を空間で重畳合成して64QAMを実現する構成を示す。図２２の構成により送信した場合、二つのアンテナ利得に位相差がない理想状態における64QAMの信号空間配置図を図２３に示す（図１２の右側の64QAMに相当する）。一方、二つのアンテナ利得に位相差がある場合の64QAMの信号空間配置は、既に図１４に示すようになる。すなわち、両アンテナ間の位相偏差により、64QAMの信号空間配置図が変形し、伝送特性が劣化することは既述の通りである。

そこで本発明のフェーズドアレイアンテナは、半径の異なるＡ重（Ａ：整数）の同心円状にアンテナ素子を配置し、各同心円にはＢ個（Ｂ：整数）の整数倍のアンテナ素子を等間隔で配置し、A個の各同心円上のアンテナ素子に対して、（Ｂ−１）個おきにＢ種類の信号波を位相器を介して給電する。その具体的構成を図２４に示す。この実施例は、１個の同心円上に８個のアレイアンテナ素子ANT-1、ANT-2を等間隔で配置した２波重畳合成アンテナの実施例であり、半径を半波長とした場合の例である。図２５は、図２４に示した両アンテナの中で一方のアンテナANT-1の放射パターンを三次元で表現したものである。φは極座標の方位角、θはボアサイト方向からの角度である。他方のアンテナANT-2の放射パターンもほぼ同様の特性を実現できる。

図２６は、両アンテナANT-1、ANT-2間の利得の振幅偏差を示している。θが±５度の範囲において利得偏差はほぼ０であり、一致している。図２７は図２４に示した両アンテナANT-1、ANT-2間の利得の位相偏差を示す。θが±２０度の範囲において位相偏差はほぼ一致している。

図２８は、２重の同心円上に６個ずつのアレイアンテナ素子ANT-1、ANT-2を各同心円上で等間隔に配置した２波重畳合成アンテナの実施例である。第１の同心円の半径を半波長、第２の同心円の半径を半波長の√３倍、第２の同心円上のアレイ素子の給電電圧を第１の同心円上のアレイ素子の給電電圧の０．６倍とした場合である。２個のフェーズドアレイアンテナ群の基準点が同心円の中心点となる。その結果、受信点までの距離が等しく、利得の振幅と位相が両者でほぼ等しい特性を実現できる。

図２９は、図２４に示した両アンテナの中で一方のアンテナANT-1の放射パターンを三次元的に表現したものである。φは局座標の方位角、θはボアサイト方向からの角度である。他方のアンテナANT-2の放射パターンもほぼ同様の特性を実現できる、図２５と比較すると、サイドローブが小さくなっていることが分かる。

図３０は図２８に示した両アンテナ間の利得の振幅偏差を示している。角度θが±２０度の範囲において利得偏差はほぼ０であり、偏差ゼロを実現している。図３１は図２８に示した両アンテナANT-1、ANT-2間の利得の位相偏差を示す。角度θが±５度の範囲において位相偏差はほぼ０．２度以内と、ほぼ一致していることがわかる。すなわち図２４、図２８のような構成とすることにより、２波の信号波に対するアンテナ利得は主ビーム方向の広い範囲で利得（振幅、位相）はほぼ同一となる。この結果、２種類の信号波を空間において重畳合成した波形は、角度θが±１０度の範囲の主ビーム内のどの受信点でもほぼ同一となる。

なお以上の説明においては、２波の合成について説明したが、２以上のＮ種類の信号波の合成も同様である。さらに、半径の異なる複数の同心円状にアンテナを設け、アレイアンテナ素子を増やすことで利得を高め、サイドローブを低下させることが可能である。

上述した本発明に係るフェーズドアレイアンテナをQPSK波と16QAM波の２波を重畳合成して64QAM波を実現する多値変調波送信回路に適用した実施例を図３２に示す。P/Pは入力データを並列-並列変換する装置であり、この入力データをもとに４相位相変調器QPSK−１、QPSK−２、QPSK−３において搬送波を位相変調する。ここで、４相位相変調器QPSK−１、QPSK−２、QPSK−３からの出力のうち、QPSK−１の出力レベルが最も大きい。QPSK−２とQPSK−３をCOM回路で合成して16QAM波を生成している。信号S-1であるQPSK-1波と信号S-2である16QAM波はそれぞれ電力分割回路DIV-1、DIV-2で3分割する。3分割されたS-1波は、その後、位相器φ−１、φ−２、φ−３により位相調整され、それぞれ電力増幅器PA-1、PA-2、PA-3に入力され、増幅された信号波がアンテナANTの各アレイ素子に給電される。一方、3分割されたS-2波は位相器φ−４、φ−５、φ−６により位相調整され、それぞれ電力増幅器PA-4、PA-5、PA-6に入力され、増幅された信号波がアンテナANTの各アレイ素子に給電される。図２６、図２７、図３０、図３１に示したように空間重畳時の位相偏差と利得偏差が小さく、サービスエリア内の受信点において精度の高いベクトル合成が可能であり、特に電力消費の大きい電力増幅器PA-1、PA-2、PA-3は振幅変動の小さいQPSK波を効率的に増幅することが可能となり、効率的な送信機を実現できる。なお、図３２に示す実施例では４相位相変調器からの出力を電力分割回路DIV-1、DIV-2でそれぞれ3分割していたが、この分割数は２以上であれば３以外の数値とすることもできる。

従来の64QAM送信部を示す図均一配置の64QAM信号波の空間信号配置図を示す図電力の非線形特性例を示す図電力増幅器の非線形特性により変形した64QAM信号配置を示す図典型的な電力増幅器の入出力特性と電力効率特性を示す図ハイブリッド回路を用いて２波を合成する従来の電波合成方法を示す図ハイブリッド回路を用いて２波を合成する従来の電波合成方法を示す図ハイブリッド回路を用いて４波を合成する従来の電波合成方法を示す図二つのアンテナを用いて２波を合成する従来の電波合成方法を示す図遠方の受信エリアに対する両アンテナの経路偏差を示す図二つのアンテナ間距離に対する両アンテナ利得の位相偏差を示す図 3つのQPSK信号の合成による64QAM信号の形成方法を示す図本発明を適用した空間重畳型64QAM送信部の構成を示す図合成時の位相誤差と利得誤差により変形した64QAM信号配置を示す図不均一信号配置を示す図不均一信号配置時の利得誤差、位相誤差の影響を示す図出力バックオフによる伝送特性の改善を示す図空間重畳時の位相誤差、利得誤差による伝送特性の劣化を示す図本発明を適用した64QAMの伝送特性を示す図従来方法と本発明を適用した場合の消費電力比較を示す図 256QAMに本発明を適用した場合の構成例を示す図 QPSK 波と１６ＱＡＭ波を重畳合成して64QAMを実現する構成を示す図二つのアンテナ利得に位相差がない場合の64QAMの信号空間配置図を示す図同心円状に８個のアレイアンテナ素子を配置した２波重畳合成アンテナを示す図図２４に示した両アンテナの一つの三次元放射パターンを示す図図２４に示した両アンテナ間の利得の振幅偏差を示す図図２４に示した両アンテナ間の利得の位相偏差を示す図２重の同心円状に６個のアレイアンテナ素子を配置した２波重畳合成アンテナを示す図図２８に示した両アンテナの一つの放射パターンを示す図図２８に示した両アンテナ間の利得の振幅偏差を示す図図２８に示した両アンテナ間の利得の位相偏差を示す図図２８に示したアンテナを適用した空間重畳64QAM変調波を実現する構成を示す図

符号の説明

AM Mod-1、AM Mod-2:変調器
Σ:合成器
HPA:電力増幅器
ANT:アンテナ
QPSK-1、QPSK-2、QPSK-3:QPSK変調器
DC、DC-1、DC-2:方向性結合器
S-1〜S-4:異なる信号波
PA、PA-1〜PA-6：電力増幅器
ANT、ANT-1、ANT-2：アンテナ
H、H-1、H-2、H-3：ハイブッリド回路
COM:電力合成器
DIV:電力分割器
P/P:並列/並列変換
φ−１〜φ−６：位相器
QPSK-１、QPSK-2、QPSK-3：４相位相変調波
16-QAM:１６値直交振幅変調波
64QAM:６４値直交振幅変調波
SA:サービスエリア

Claims

半径の異なるＡ重の同心円状にアンテナ素子を配置してなり、各同心円上に配置するアンテナ素子の個数は、Ｂ個の整数倍とし、かつ各同心円上のアンテナ素子を等間隔で配置し、Ａ重の各同心円上の前記アンテナ素子に対して、(Ｂ−１)個おきにＢ個の異なる情報を有する複数の信号波を給電するフェーズドアレイアンテナであって、
最大振幅レベルr ₁ に対してr _i =r ₁ ・2 ^-(i-1) 、i=2・・・Nとなる異なる振幅レベルを有するN(3以上の整数)個の4相位相変調(QPSK)の出力を電力増幅後に空間でベクトル的に重畳してM(=2 ^2N )値・直交振幅変調(QAM)を形成することを特徴とするフェーズドアレイアンテナ。
半径の異なるＡ重の同心円状にアンテナ素子を配置してなり、各同心円上に配置するアンテナ素子の個数をＢ個の整数倍とし、かつ各同心円上のアンテナ素子を等間隔で配置し、Ａ重の各同心円上の前記アンテナ素子に対して、(Ｂ−１)個おきにＢ個の異なる情報を有する複数の信号波を給電するフェーズドアレイアンテナであって、
最大振幅レベルr ₁ に対してr _i =r ₁ ・2 ^-(i-1) 、i=2・・・Nとなる異なる振幅レベルを有するN(3以上の整数)個の4相位相変調(QPSK)の出力を電力増幅後に重畳してM(=2 ^2N )値・直交振幅変調(QAM)を形成し、該形成の際に、最大の振幅r ₁ を持つ4相位相変調QPSK-1を除いて、各4相位相変調QPSK-i(i=2〜N)のＢ−１個の出力r _i を電力増幅し、その後にＢ−１個の入力端子、1個の出力端子を有する方向性結合器で合成し、該合成信号を得て前記4相位相変調QPSK-1の出力と該合成信号を2系統のアンテナから送信し、空間でベクトル的に重畳合成することを特徴とするフェーズドアレイアンテナ。
請求項１または請求項２のいずれかに記載のフェーズドアレイアンテナにおいて、各QPSK変調器の前に直列/並列変換器を備えて2Nビットの入力データを前記各QPSK変調器に分割入力するとともに、データ変換機能により隣接符号間の符号距離が1となるグレイ符号化を行い、かつ可変利得器と可変位相器により、前記各QPSK変調器と電力増幅器の信号経路において利得と位相を調整することを特徴とするフェーズドアレイアンテナ。
請求項３に記載のフェーズドアレイアンテナにおいて、信号空間配置として、各信号点間の幾何学的な距離が等しい前記均一配置に比べて、振幅が1番大きい前記4相位相変調QPSK-1の振幅を高めた不均一配置の信号空間配置を使用して変調することを特徴とするフェーズドアレイアンテナ。
請求項４に記載のフェーズドアレイアンテナにおいて、既知の信号を送信したときの受信信号から、前記QPSK-1の出力信号と複数のQPSK-i(i=2〜N)の合成信号のベクトル合成時の誤差である利得(振幅)誤差、位相誤差を推測し、これらの推測値を用いて利得誤差と位相誤差を考慮し、変形した信号空間配置と受信信号から復調シンボルを検出することを特徴とするフェーズドアレイアンテナ。
請求項１または請求項２のいずれかに記載のフェーズドアレイアンテナにおいて、複数の４相位相変調の出力（QPSK）のうち、最もレベルの大きな出力を、電力分割回路により複数に分割した後に電力増幅器により増幅して前記アンテナ素子に給電し、前記最もレベルの大きな出力以外の出力を、合成した後に、電力分割回路により複数に分割し、電力増幅器により増幅して前記アンテナ素子に給電することを特徴とするフェーズドアレイアンテナ。