JP6304682B2 - 多値変調・復調方法 - Google Patents

Description

本発明は、通信に使用する変調・復調に関して、特に帯域が制限された伝送路において高速通信を実現する場合に有効な多値変調波を、高効率に電力増幅を実現する多値変調・復調方法に関する。

図１は、従来の多値変調方式の１つである３２値振幅位相変調３２ＡＰＳＫ（４＋１２＋１６ＡＰＳＫ）の３２種の信号の振幅と位相を示す信号点配置を示している。図１に示す例では、多重リング状に３２の信号点が配置されている。図２は、従来の３２値直交振幅変調（３２ＱＡＭ）波の信号点配置図であり、信号点が格子状に配置されている。図３は、３ビームを用いて空間重畳技術を用いて３２値振幅位相変調３２ＡＰＳＫ（４ｘ４ｘ２ＡＰＳＫ）を実現する例を示している。これらの３２値振幅位相変調及び３２値直交振幅変調のいずれも変調の単位である１シンボルで５ビットの伝送が可能であり、２^５＝３２種の情報データが伝送可能である多値変調信号波である。

図４は、ワイヤレス通信のシステム構成例を示している。図４（ａ）に示す送信側では、伝送すべき情報をｅｎｃｏｄｅｒにて符号化し、さらに誤り訂正符号によりチャネル符号化される。その後、情報ビットをＭｏｄｕｌａｔｏｒで変調し、その後、帯域制限・整形フィルタ（ＳＲＲＣ ｆｉｌｔｅｒ）でスペクトラム整形し、Ｕ／Ｃで周波数を高い周波数に変換した後、電力増幅器（ＨＰＡ）で電力を高めてアンテナから送信する。図４（ｂ）に示す受信側では、低雑音増幅器（ＬＮＡ）で増幅後、Ｄ／Ｃで周波数を低い値に変換した後、ＳＲＲＣ ｆｉｌｔｅｒでスペクトラム整形し、その後、復調器（Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｏｒ）でベースバンド信号を取り出し、Ｄｅｃｏｄｅｒで符号化された情報の復号を行い、伝送された情報を取り出す。

図５は、従来技術の４＋１２＋１６ＡＰＳＫのシステム構成例を示している。この例では、送信部において、送信データである５ビットの情報をＳ／Ｐで並列分割し、誤り訂正符号化を行った後、ＭＡＰＰＥＲ、ＣＯＮＳＴＥＬＬＡＴＩＯＮ ＧＥＮＥＲＡＴＯＲで図１に示す３重の同心円上に信号点を配置し、Ｉチャネル信号とＱチャネル信号用の２チャネルの信号を出力する。その後、帯域制限・整形フィルタ（ＳＲＲＣ ｆｉｌｔｅｒ）を通過後に、直交する２つの搬送波（ｃｏｓ（ｗｔ），−ｓｉｎ（ｗｔ））でＩチャネル信号とＱチャネル信号の積を取り、周波数を変換した後、電力増幅器（ＨＰＡ）で増幅し、アンテナから送信する構成である。また、受信部では、低雑音増幅器（ＬＮＡ）で増幅後、搬送波を掛けて、ｂａｓｅｂａｎｄ信号を取り出し、ＳＲＲＣ ｆｉｌｔｅｒで帯域制限・整形を施し、Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｏｒにて復調する。その後、Ｄｅｃｏｄｅｒで復号し、Ｐ／Ｓで並列・直列変換を行い、伝送情報を取り出す。

図６は、従来技術の３ビームの空間重畳型４ｘ４ｘ２ＡＰＳＫのシステム構成例を示している。この例では、送信部（図６（ａ））のＥｎｃｏｄｅｒにおいて、送信データに誤り訂正符号化を行った後、１シンボルの５ビットを、２ビットと、２ビットと、１ビットとに３分割し、それぞれ別々にＱＰＳＫ１変調、ＱＰＳＫ２変調とＢＰＳＫ１、２変調を行い、変調信号を出力する。その後、それぞれ帯域制限・整形フィルタ（ＳＲＲＣ ｆｉｌｔｅｒ）を通過後に、ＤＩＶで分配、Ｖ−ＡＴＴでレベル制御、Ｖ−Ｐｈａｓｅｄで位相制御を行い、Ｕ／Ｃで周波数を変換した後、別々に電力増幅器（ＨＰＡ）で増幅し、アンテナから３ビームを用いて送信する構成である。また、受信部では、３ビームを一括受信し、低雑音増幅器（ＬＮＡ）で増幅後、Ｄ／Ｃで低い周波数に変換し、ｂａｓｅｂａｎｄ信号を取り出し、ＳＲＲＣ ｆｉｌｔｅｒで帯域制限・整形を施し、Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｏｒにて復調する。その後、Ｄｅｃｏｄｅｒで復号し、伝送情報を取り出す。

特開２０１３−４８３５４号公報

図７は電力増幅器（ＨＰＡ）の特性例を示しており、入力信号電力（Ｐｉｎ（単位ｄＢ））に対する、出力信号電力（Ｐｏｕｔ（単位ｄＢ））（実線）と電力効率（Ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ（単位％））（◆を結んだ実線）を示している。図７に示すように、入力電力が大きくなるにつれて出力電力が大きくなり、電力効率も増加する。出力が飽和を呈する領域の直前近傍で効率は最大となる。

図８（ａ）、（ｂ）は電力増幅器（ＨＰＡ）の特性例を示しており、入力信号電力（Ｐｉｎ）に対する、出力信号電力（Ｐｏｕｔ、ＡＭ／ＡＭ変換）（図８（ａ））と位相（Ｐｈａｓｅ）の変化（ＡＭ／ＰＭ変換）（図８（ｂ））を示している。図８に示すように、効率を高めるために入力信号電力を高めると、出力信号電力が圧縮され（ＡＭ／ＡＭ変換）、同時に、通過位相が変化（ＡＭ／ＰＭ変換）する。ここで、３２ＡＰＳＫ信号波や３２ＱＡＭ信号は、振幅の値が一定ではなく、時間的に変動するために、図８に示す、ＨＰＡのＡＭ／ＡＭ変換およびＡＭ／ＰＭ変換を受けて、信号点配置が変形する。

図９にＨＰＡの高効率動作が期待できる出力バックオフ点ＯＢＯ＝１．５ｄＢにおける受信側での４＋１２＋１６ＡＰＳＫ（３２ＡＰＳＫ）信号点配置を示す。図９では、熱雑音はなく、ＨＰＡの非線形特性の影響のみを示している。図９から分かるように、受信側では、正しく元の信号を復調することができずに誤り率が増加する問題点がある。

多値変調信号を電力増幅する際、増幅器の非線形特性による伝送性能劣化を抑えるために、図７に示す飽和点から十分出力を下げ（出力バックオフ）、線形性が良好となる動作点で運用することが行われている。しかし、図７に示したように、この場合には電力増幅器の効率が低下する欠点がある。さらに所望の出力を得るためには、より高出力の電力増幅器が必要となり、また消費電力が増加すること、電源が大容量となること、熱対策のハードウエアが必要となる等、システムが高価になる欠点がある。

図６のシステム構成例では、振幅変動の大きな３２ＡＰＳＫ信号波を振幅変動の少ない二つのＱＰＳＫ波（４相位相変調波）と一つのＢＰＳＫに３分割して、それぞれを別々に電力増幅器の効率が高い飽和点近傍で動作させている。その後、アンテナから３ビームを放射し、空間でベクトル合成して３２ＡＰＳＫ信号波を形成している。

図１０はＨＰＡの高効率動作が期待できる出力バックオフ点ＯＢＯ＝１．５ｄＢにおける受信側での４ｘ４ｘ２ＡＰＳＫ（３２ＡＰＳＫ）信号点配置を示す。ＱＰＳＫ波とＢＰＳＫ波は、振幅変動が小さいため、ＨＰＡの非線形特性の影響を受けにくく、個別にＨＰＡの高効率動作が期待できる出力バックオフ点ＯＢＯ＝１．５ｄＢにおいて動作している。しかし、二つのＱＰＳＫと一つのＢＰＳＫ波を作成するために、変調器、電力増幅器の台数が増加すること、さらに３ビームで送信する構成であるため、アンテナ系が複雑になる欠点がある。

以上の問題点・欠点を鑑みて、本発明は、空間重畳合成技術を用いて、複数の電力増幅器を高効率が可能な飽和領域で動作可能とし、電力消費量を低減でき、電源の低容量化、熱制御の簡単化により通信システムの送信系構築を経済化するとともに、さらに構成要素数を削減して従来技術よりも一層簡単な構成で高効率に多値変調波電力増幅・送信を実現でき、経済的にシステム構築を達成できる多値変調・復調方法を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明の多値変調・復調方法は、従来技術の上記課題を解決するために考案したものであって、第一あるいは第二の態様において、１つの８ＰＳＫ波（第一の態様）あるいは１つの８ＡＰＳＫ波（第二の態様）と、１つのＱＰＳＫ波（第一及び第二の態様）とを重畳合成して形成される信号空間配置であり、電力を正規化したとき、信号点間の最小の幾何距離が最大になるように、８ＰＳＫ波あるいは８ＡＰＳＫ波とＱＰＳＫの信号振幅比、及び、８ＰＳＫ波あるいは８ＡＰＳＫ波とＱＰＳＫ波の相対位相関係を決定することを特徴としている。
また、本発明の第三の態様に係る多値変調・復調方法は、二つの８ＰＳＫ波同士を重畳合成して形成される信号空間配置であり、電力を正規化したとき、信号点間の最小の幾何距離が最大になるように、複数の８ＰＳＫ波の間の信号振幅比、複数の８ＰＳＫ波の間の相対位相関係を決定することを特徴としている。

さらに、本発明の多値変調・復調方法は、重畳合成の際に、第一及び第二の態様では８ＰＳＫ波とＱＰＳＫ波を、第三の態様では複数の８ＰＳＫ波を、変調波ごとに２系統のアンテナからそれぞれ送信して空間でベクトル的に重畳合成し、上記２系統のアンテナは、送信中心点が互いに同一なフェーズドアレイアンテナであって、複数のアンテナ素子をそれぞれ有し、Ａ及びＢを整数としたとき、上記フェーズドアレイアンテナは、半径の異なるＡ重の同心円状に前記２系統のアンテナの前記アンテナ素子を配置したものであり、この同心円にはそれぞれＢ個の整数倍のアンテナ素子が、上記２系統のアンテナの系統ごとに交互に、等間隔で配置されていることを特徴としている。

本発明の第一の態様に係る多値変調・復調方法においては、８ＰＳＫ波の８つの信号空間配置点に関して、隣接の信号点間の角度が均一ではなく、異なる値Ｔｈ１とＴｈであり、それらが交互に配置されたことを特徴とする。

本発明の第一の態様に係る多値変調・復調方法においては、８ＰＳＫ波の８つの信号空間配置点に関して、隣接の信号点間の角度が異なる値Ｔｈ１とＴｈ２であり、２２．０度≦Ｔｈ１≦２８．０度、６２．０度≦Ｔｈ２≦６８．０度の範囲にあり、それぞれ交互に配置され、さらに８ＰＳＫ波とＱＰＳＫの信号振幅比（ｒ２／ｒ１）が０．４≦ｒ２／ｒ１≦０．５の範囲にあることを特徴とする。

本発明の第二の態様に係る多値変調・復調方法においては、８ＡＰＳＫ波の８つの信号空間配置点に関して、８つの信号の振幅が二つの異なる値ｒｒ１、ｒｒ２をとり、０．８５≦（ｒｒ２／ｒｒ１）≦０．９３の範囲にあって、それぞれ交互に配置され、さらに８ＡＰＳＫ波の大きい方の振幅ｒｒ１とＱＰＳＫの信号振幅ｒ２の比（ｒ２／ｒｒ１）が０．１７≦（ｒ２／ｒｒ１）≦０．２７の範囲にあり、かつ８ＡＰＳＫ波とＱＰＳＫ波の相対角度Ｔｈ２は、９．０度≦Ｔｈ１２≦１６．５度であることを特徴とする。

本発明の第三の態様に係る多値変調・復調方法においては、二つの８ＰＳＫ波の一方の８ＰＳＫ波の８つの信号空間配置点に関して、隣接の信号点間の角度が異なる値Ｔｈ１−１とＴｈ２−１であり、２８．０度≦Ｔｈ１−１≦３２．０度、５８．０度≦Ｔｈ２−１≦６２．０度の範囲にあり、それぞれ交互に配置され、二つの８ＰＳＫ波の他方の８ＰＳＫ波の８つの信号空間配置点に関して、隣接の信号点間の角度が異なる値Ｔｈ１−２とＴｈ２―２であり、３２．０度≦Ｔｈ１−２≦４２．０度、４８．０度≦Ｔｈ２−２≦５８．０度の範囲にあり、それぞれ交互に配置され、さらに前記の一方の８ＰＳＫ波の振幅ｒ１と前記の他方の８ＰＳＫの信号振幅ｒ２の比（ｒ２／ｒ１）が０．３８≦ｒ２／ｒ１≦０．４２の範囲にあることを特徴とする。

本発明の第三の態様に係る多値変調・復調方法においては、二つの８ＰＳＫ波の一方の８ＰＳＫ波の８つの信号空間配置点に関して、隣接の信号点間の角度が異なる値Ｔｈ１−２とＴｈ２−２であり、４２．０度≦Ｔｈ１−２≦４８．０度、４２．０度≦Ｔｈ２−２≦４８．０度の範囲にあり、それぞれ交互に配置され、二つの８ＰＳＫ波の他方の８ＰＳＫ波の８つの信号空間配置点に関して、隣接の信号点間の角度が異なる値Ｔｈ１−３とＴｈ２―３であり、４０．０度≦Ｔｈ１−３≦５０．０度、４０．０度≦Ｔｈ２−３≦５０．０度の範囲にあり、それぞれ交互に配置され、二つの８ＰＳＫ波の両方の振幅ｒ１−２とｒ２−２の信号振幅比（ｒ２−２／ｒ１−２）が０．５２≦（ｒ２−２／ｒ１−２）≦０．６の範囲にあることを特徴とする。

本発明の多値変調・復調方法においては、８ＰＳＫ変調又はＱＰＳＫ変調する前に、情報ビットストリームに誤り訂正符号とインターリーバを設置し、符号を撹拌する機能を備えたことを特徴とする。
本発明の多値変調・復調方法においては、図１２に示すように、２種以上の誤り訂正符号を使用し、１つの誤り訂正符号器Ｅｎｃｏｄｅｒ−１ともう１つの誤り訂正符号器Ｅｎｃｏｄｅｒ−２の間に、インターリーバ（Ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｒ）を設置し、符号を撹拌する機能を備えたことを特徴とする。

本発明の多値変調・復調方法においては、隣接する信号点間の符号間距離が最少となるように符号変換を行うことを特徴とする。
本発明の多値変調・復調方法においては、変調後の電力増幅器の非線形特性を考慮して前置歪補償を施した信号配置とすることを特徴とする。

本発明の多値変調・復調方法においては、電力増幅器非線形特性の歪を受けた後に最小の幾何距離が最大になるように、信号配置の半径と相対位相関係を伝送特性が最適となるように調整することを特徴とする。

本発明の多値変調・復調方法においては、受信側において、既知信号を送信して空間重畳に伴う振幅あるいは位相誤差を推定して、この推定誤差をもとに修正した信号空間配置を用いて復調することを特徴とする。

本発明によると、従来構成より少ない変調器、電力増幅器、アンテナ素子数で多値変調波の高効率電力増幅・送信が構成できる。８ＰＳＫ（８相位相変調波）あるいは８ＡＰＳＫ波（８相振幅位相変調波）、ＱＰＳＫ変調波（４相位相変調波）の電力増幅器を高効率が可能な飽和領域で動作可能とし、電力消費量を低減でき、電源の低容量化、熱制御の簡単化により通信システムの送信系構築を経済的に達成できる。また、変形した信号配置、重畳誤差を推測する機能を追加することにより、重畳誤差の影響が小さくなり、誤り率が低下し、送信電力の低減、低消費電力化に一層効果がある。さらに、図１に示すように従来の多重円上に信号点を配置した信号空間配置に比べて、電力増幅器の非線形特性に起因する伝送特性劣化が減少し、電力増幅器を高効率動作が可能となり、低消費電力化を大幅に実現できる。

また、従来の３ビームを用いた空間重畳技術を用いた４ｘ４ｘ２−ＡＰＳＫ変調に比べて、少ない変調器、電力増幅器、アンテナ素子で構成可能であり、一層の経済化が実現できる。

多重リング状に配置した従来の３２ＡＰＳＫの信号空間配置の例を示す図である。 格子状に配置した従来の３２ＱＡＭの信号空間配置の例を示す図である。 本発明の実施形態における空間重畳技術を用いて実現する３２ＡＰＳＫ（４ｘ４ｘ２ＡＰＳＫ）の信号空間配置の例を示す図である。 ワイヤレス通信システムの構成図であって、（ａ）は送信側、（ｂ）は受信側を示す図である。 従来技術の４＋１２＋１６ＡＰＳＫシステム構成図である。 従来の３ビームの空間重畳合成を用いた４ｘ４ｘ２ＡＰＳＫの構成例を示す図であって、（ａ）は送信側、（ｂ）は受信側を示す図である。 典型的な電力増幅器の入出力特性と電力効率特性を示すグラフである。 電力の非線形特性例を示すグラフであって、（ａ）はＡＭ−ＡＭ変換、（ｂ）はＡＭ−ＰＭ変換の場合を示す。 ３２ＡＰＳＫ信号波がＨＰＡの非線形特性によって変形した信号点配置を示す図である。 ＨＰＡの非線形特性により３２ＡＰＳＫ信号波が変形した信号点配置を示す図である。 本発明の実施形態において１つの８ＰＳＫ信号と１つのＱＰＳＫ信号の合成による信号空間配置を実現する形成方法を示す図である。 インターリーバを介した連接誤訂正符号の構成例を示す図である。 本発明の実施形態において、１つの８ＰＳＫ信号と一つのＱＰＳＫ信号の合成によって信号空間配置を実現する形成方法を示す図であって、（ａ）はｍｏｄｉｆｉｅｄ ８ＰＳＫ信号を示し、（ｂ）はＱＰＳＫ信号を示し、（ｃ）は合成した信号空間配置（８ｘ４＝３２ＡＰＳＫ）を示す。 変調信号のレベル分布を示すグラフであって、（ａ）はｍｏｄｉｆｉｅｄ ８ＰＳＫ信号、（ｂ）はＱＰＳＫ信号、（ｃ）は４＋１２＋１６ＡＰＳＫ信号、（ｄ）は３２ＱＡＭ信号を示す。 （ａ）はフェーズドアレイアンテナを用いた空間重畳合成技術による８ｘ４ＡＰＳＫ変調の構成例を示す図であって、（ａ）は送信側、（ｂ）は受信側を示す図である。 アンテナ間の距離による受信点における位相誤差の発生を説明する図である。 空間重畳誤差を小さく抑えることが可能なフェーズドアレイアンテナシステムの構成例を示す図である。 ２波の空間重畳誤差を小さく抑えることが可能なフェーズドアレイアンテナシステムの構成例を示す図であって、（ａ）はアンテナ素子が２＋２の例、（ｂ）はアンテナが３＋３の例を示す。 ２ビーム空間重畳用アレイアンテナ前方からの角度に対する２波空間重畳合成の利得誤差と位相誤差（２＋２システム）を示す図である。 ２ビーム空間重畳用アレイアンテナ前方からの角度に対する２波空間重畳合成の利得誤差と位相誤差（３＋３システム）を示す図である。 ２ビーム空間重畳合成時において重畳誤差があるときの信号空間配置を示す図である。 本発明の実施例における３２ＡＰＳＫと従来方法の線形動作時（ＯＢＯ＝６ｄＢ）と非線形動作時（ＯＢＯ＝１．６ｄＢ）の伝送特性を示すグラフである。 空間重畳誤差が存在するときの信号空間配置の変形を示す図である。 本発明の実施例における３２ＡＰＳＫの空間重畳誤差があるときの伝送特性を比較して示すグラフである。 ＨＰＡの消費電力算出に使用した固定電力増幅器（ＳＳＰＡ）の特性を示すグラフである。 （ａ）は、従来方式の３ビームの空間重畳合成を用いた３２ＡＰＳＫシステムに用いるアンテナの構成例を示し、（ｂ）は３２ＡＰＳＫシステムの構成例を示す図である。 （ａ）は、本発明の実施形態における２ビームの空間重畳合成を用いた３２ＡＰＳＫシステムに用いるアンテナの構成例を示し、（ｂ）は３２ＡＰＳＫシステムの構成例を示す図である。 本発明の衛星システムへの適用例を示す図であって、（ａ）はベントパイプ型を示し、（ｂ）は再生機能を有するタイプを示す。 ｍｏｄｉｆｉｅｄ ８ＰＳＫとＱＰＳＫの２ビームの空間重畳合成により実現する３２ＡＰＳＫの原理を示す図であって、（ａ）は不均一配置８ＰＳＫを示し、（ｂ）はＱＰＳＫを示し、（ｃ）は３２ＡＰＳＫを示す。 ｍｏｄｉｆｉｅｄ ８ＰＳＫの角度（位相）配置を示す図である。 ８ＰＳＫｘＱＰＳＫ＝３２ＡＰＳＫの８ＰＳＫの空間信号配置のｔｈ０（点間角度／２）と空間信号配置の（点間幾何距離ｄの二乗/送信平均電力Ｐａｖ）の関係を示す図である。 ８ＰＳＫｘＱＰＳＫ＝３２ＡＰＳＫの振幅比と空間信号配置の（点間幾何距離ｄの二乗/送信平均電力Ｐａｖ）の関係を示す図である。 （ａ）は、８ＡＰＳＫ波とＱＰＳＫ波の２ビーム空間重畳合成による３２ＡＰＳＫ変調における８ＡＰＳＫ波を示す図、（ｂ）はＱＰＳＫ波を示す図、（ｃ）は変調された３２ＡＰＳＫを示す図である。 ２ビーム空間重畳合成による３２ＡＰＳＫ変調実現時の８ＡＰＳＫの空間信号配置のＴｈ０（点間角度／２）ならびに振幅比と空間信号配置の（点間幾何距離ｄの二乗/送信平均電力Ｐａｖ）の関係を示す図である。 ２ビーム空間重畳合成による３２ＡＰＳＫ変調実現時の８ＡＰＳＫとＱＰＳＫの相対角度（φ）と空間信号配置の「点間幾何距離ｄの二乗/送信平均電力Ｐａｖ」の関係を示す図である。 ２ビーム空間重畳合成による３２ＡＰＳＫ変調実現時の８ＡＰＳＫのとＱＰＳＫの振幅比（ｒ２／ｒ１１）と空間信号配置の（点間幾何距離ｄの二乗/送信平均電力Ｐａｖ）の関係を示す図である。 従来の６４ＱＡＭの信号空間配置を示す図である。 ６４ＡＰＳＫの信号空間配置を示す図である。 ３ビーム空間重畳型６４ＱＡＭの動作原理を示す図である。 本発明の実施例である２ビーム空間重畳型６４ＡＰＳＫの構成例を示す図であって、（ａ）、（ｂ）は重畳合成する、２波の８ＰＳＫの空間信号配置をそれぞれ示す図であり、（ｃ）は重畳合成された６４ＡＰＳＫを示す図である。 ６４ＡＰＳＫの８ＰＳＫ−１の信号空間配置におけるＴｈ０１「点間角度（位相）／２」と信号空間配置点間の（点間幾何距離ｄの二乗/送信平均電力Ｐａｖ）の関係を示す図である。 ６４ＡＰＳＫの８ＰＳＫ−２の信号空間配置におけるＴｈ０２「点間角度（位相）／２」と（点間幾何距離ｄの二乗/送信平均電力Ｐａｖ）の関係を示す図である。 ６４ＡＰＳＫの８ＰＳＫ−１と８ＰＳＫ−２の振幅比と信号空間配置における点間幾何距離ｄの二乗/送信平均電力Ｐａｖ）の関係を示す図である。 本発明の実施例である２ビーム空間重畳型６４ＡＰＳＫの構成例を示す図であって、（ａ）、（ｂ）は重畳合成する、２波の８ＰＳＫの信号空間配置をそれぞれ示す図であり、（ｃ）は重畳合成された６４ＡＰＳＫを示す図である。 ６４ＡＰＳＫの８ＰＳＫ−１と８ＰＳＫ−２の信号空間配置における振幅比（ｒ２／ｒ１）と点間幾何距離の関係を示す図である。 ６４ＡＰＳＫの８ＰＳＫ−１の信号空間配置における「点間角度（位相）／２」と点間幾何距離の関係を示す図である。 ６４ＡＰＳＫの８ＰＳＫ−２の信号空間配置における「点間角度（位相）／２」と点間幾何距離の関係を示す図である。 重畳誤差ｅを推定するパイロット信号Ｓ１、Ｓ２と受信信号Ｓｒ１、Ｓｒ２を示す図である。

本発明の多値変調・復調方法は、電力増幅器の非線形特性の影響を抑えるために、図１の３２ＡＰＳＫ又は図２に示す３２ＱＡＭ等の信号空間配置に代えて、図３の信号空間配置として、１つの８ＰＳＫ波あるいは８ＡＰＳＫ波と、１つのＱＰＳＫ波とを重畳合成してこの空間配置を形成する構成としている。さらに、多値変調波を図４、５に示すようにＨＰＡで一括に電力増幅する代わりに、振幅変動の小さい８ＰＳＫ変調波あるいは８ＡＰＳＫ波とＱＰＳＫ変調波に分割し、各々を個別に高効率電力増幅する構成をなし、８ｘ４ＡＰＳＫの重畳合成している。このため、増幅器の非線形特性により信号空間配置の変形を受けにくく、高効率電力増幅が可能となる。さらに、図６に示す４ｘ４ｘ２ＡＰＳＫに比べて少ない装置でシステム構成を実現できる。

図１１に８ＰＳＫ波とＱＰＳＫ波を空間重畳合成して８ｘ４ＡＰＳＫを実現する構成を示している。
空間で電力合成する場合には、受信側が一点ではなく、広い地域をカバーする場合には、利得と位相に重畳誤差を伴う。これらの影響を小さくするために、変調側では、重畳する８ＰＳＫ波とＱＰＳＫ波の信号レベルを調整し、復調側では、利得と位相誤差を推測する機能を備え、利得誤差と位相誤差を算出し、変調時の信号空間配置に対して、推測した利得誤差、位相誤差をもとに変形した信号空間配置を求め、この配置に基づいて復調を行うようにした。

以下、本発明の実施形態に係る多値変調・復調方法について図面を参照しつつ詳しく説明する。
＜構成＞
図３は、本実施形態に係る３２値の信号空間配置を示している。図１１は、本実施形態において１つの８ＡＰＳＫ（８相振幅位相変調）信号と１つのＱＰＳＫ（４相位相変調）信号の合成による信号空間配置を実現する形成方法を示している。

図１１に示すように、図３に示した信号空間配置は、１つの８ＰＳＫ変調器（８ＰＳＫ）の出力と、１つのＱＰＳＫ変調器の出力（ＱＰＳＫ）を重畳合成することで実現できる。２つの信号波の複素数表示を次式に示す。

この式において、ｒ_ｉ、φ_ｉ，ｊ、φ_ｉ、ｋは各８ＰＳＫ信号とＱＰＳＫ信号の振幅と位相を示す。ここで、ｉ＝１、２，ｊ＝１，２，．．８，ｋ＝１，２，．．４である。各々の８ＰＳＫとＱＰＳＫの出力信号Ｓ_１、Ｓ_２はほぼ一定の振幅を有しており、ＡＭ変動が小さくなるために、この信号を別々に電力増幅器に入力すると図８に示す電力増幅器の非線形特性であるＡＭ／ＡＭ変換、ＡＭ／ＰＭ変換の影響を受け難くなる。

＜信号配置の最適化＞
図３に示すような信号点配置による伝送誤りは、伝送上の干渉波、熱雑音等により、伝送した信号点が隣接の信号点に変位するために、受信側で正しい信号点が識別できずに信号誤りが発生する。信号誤りを小さくするためには、同じ送信電力において、信号点配置における幾何学上の最小距離ｄを大きくすることが重要である。図１３に示す信号点配置における送信電力Ｐｏｕｔは次式で与えられる。
Ｐｏｕｔ＝１／２（ｒ_１ ^２＋ｒ_２ ^２）
ｒ_２／ｒ_１とｔｈを調整することにより、（ｄ^２）／Ｐｏｕｔを最大にすることが可能である。

この結果、送信電力Ｐｏｕｔは、ｒ_２／ｒ_１＝０．４４２、ｔｈ＝１２．７６度において最大となる。このときの８ＰＳＫの信号配置は、図１２（ａ）に示すように、従来の８ＰＳＫのように円周上に等間隔には並ばずに、不均一となり、「ｍｏｄｉｆｉｅｄ ８ＰＳＫ」と呼ぶこととする。
このように、振幅比と相対位相関係を調整することにより、（ｄ^２）／Ｐｏｕｔを高めることができる。このときの信号空間配置図を図１３（ｃ）に示す。

図１４に各変調波のレベル分布を示す。図１４から分かるように、ｍｏｄｉｆｉｅｄ ８ＰＳＫ（図１４（ａ））とＱＰＳＫ（図１４（ｂ））は、他の変調波（（図１４（ｃ）、（ｄ）））に比べて、レベルの分布が集中しており、振幅変動が小さいことが分かる。

表１は、各変調信号を帯域制限フィルタ（Ｓｑｕａｒｅｄ Ｒｏｏｔ Ｒａｉｓｅｄ Ｃｏｓｉｎｅ ｒｏｌｌ−ｏｆｆ ｆｉｌｔｅｒ：ＳＲＲＣ）を用いて帯域制限・整形した信号の振幅ｘ（ｔ）の変動を次式に示す各信号波の最大電力値と平均電力値との比であるＰＡＰＲ値を用いて評価したものである。ただし、ｒｏｌｌ−ｏｆｆ率＝０．３５としたときの値を示している。

表１から、従来の３２ＡＰＳＫが４．４ｄＢであるのに対して、ＱＰＳＫ信号は３．９ｄＢ、８ＰＳＫ信号は３．６ｄＢ、であることが分かる。したがって、従来の３２ＡＰＳＫのＰＡＰＲに比べて、８ＱＰＳＫ、ＱＰＳＫ信号はＰＡＰＲ値が小さい。このことは、本実施形態の変調方法が、従来技術に比べて、ＨＰＡをより効率の良好な飽和点に領域で動作させることを可能としていることを示している。

＜２波の信号波の重畳合成方法＞
各８ＰＳＫ波（８相位相変調波）あるいはＱＰＳＫ変調出力を合成する際に、マイクロ波回路による重畳では回路損失を伴うが、別々のアンテナを用いて空間で重畳合成することにより回路損失を伴わないで、重畳可能となる。

図１５は、２波を個別に送信して空間重畳合成して３２ＡＰＳＫを実現する本実施形態のシステムの構成例である。図１５（ａ）に示す送信側は、８ＰＳＫ波とＱＰＳＫ波の２個の変調器と２個の個別の電力増幅器とアンテナを有し、個別に変調後、にＦＩＬでスペクトラムの整形を行い、フェーズドアレイアンテナ素子に給電するために、ＤＩＶで分配し、信号レベルと位相を制御する。その後、Ｕ／Ｃで搬送波と掛け合わされ、周波数を高め、その後、ＨＰＡで電力増幅した後に、別々のアンテナから送信し、２ビームを空間で重畳合成して、実現できる。伝送すべき入力情報ビット列をＳ／Ｐで直並列変換し、Ｅｎｃｏｄｅｒにおいて誤り訂正符号によりチャネル符号化される。その後、情報ビット列をＭｏｄｕｌａｔｏｒにおいて、図１１に示すように重畳して信号点空間配置を形成するように変換する。
このとき、変調器において、隣接する信号点間の符号間距離（“０”と“１”の異なる数）が最小となるように符号変換する。

ＨＰＡのＡＭ／ＰＭ変換による位相回転は、変調器ごとに設けた可変位相器Ｖ−Ｐｈａｓｅ）およびＡＭ／ＡＭ変換による利得変化を可変利得器で調整することにより、理想状態の信号空間配置を実現できる。
図１５（ｂ）に示す受信側は従来技術と同様な構成であり、重畳合成された波を一括受信して復調し、伝送情報を取り出す。

理想的な送信側の信号Ｃは、８ＰＳＫの信号波Ｓ_１、ＱＰＳＫの信号波をＳ_２用いると、次式のように表すことができる。
Ｃ＝Ｓ_１＋Ｓ_２
現実には、合成する際に誤差が伴うために、送信信号Ｔは以下の式で表される。

ここで、α_２ｔ、β_２ｔは、Ｓ_１とＳ_２を合成する際の送信機内の相対利得誤差、相対位相誤差を示す。
これらの誤差のうち、利得誤差および位相誤差を調整するために、図１５に示す可変利得器（Ｖ−ＡＴＴ）、可変位相器（Ｖ−Ｐｈａｓｅ）を使用することが可能である。可変利得器と可変位相器は、また図８に示したＨＰＡのＡＭ／ＡＭ変換、ＡＭ／ＰＭ変換による利得変化、位相変化を調整する目的でも使用可能である。

＜空間重畳誤差＞
空間重畳では、図１６に示すように、上記の２個のアンテナが距離ｄａを置いて設置される場合には、それらの距離に応じて、受信側では経路長の差に基づく重畳誤差が発生する、特に位相に誤差が発生する。
送信点と受信点の伝搬距離の差による位相誤差、放射パターンによる利得と位相誤差が発生すると、次式で示すように、受信信号が変化する。

ここで、α_２ｒ、β_２ｒが受信時の空間重畳に伴う利得誤差、位相誤差を示し、ｎは雑音を示す。このため、アンテナの形式として、広い受信エリアにおいて、位相誤算が少ないものが望まれる。

このようなアンテナを実現するモデルとして、図１７に示す３ビームの空間重畳合成を実現するフェーズドアレイアンテナが考案されている（特許文献１）。このフェーズドアレイアンテナでは、同心円状にアンテナ素子を配列している。図１８は、２ビームの空間重畳合成誤差を小さく抑えることが可能なフェーズドアレイアンテナシステムの構成例である。ビームごとに２個のアレイ素子を使用した２＋２の構成（図１８（ａ））と、３個のアレイ素子を使用した３＋３のアレイ構成（図１８（ｂ））を示す。２ビームを送信するアレイアンテナが同心円状に配置され、等価的に円の中心がアンテナの基準点となることから、２ビームのアンテナと受信点の距離がほぼ等しくなるために、重畳誤差が小さくなる。

図１９は、２＋２構成のアレイアンテナにおいて、アンテナ前方からの角度（Ｔｈｅｔａ）を変化させたときの２ビーム間の利得誤差（図１９（ａ））と位相誤差（図１９（ｂ））を示し、図２０は３＋３構成のアレイアンテナにおいて、アンテナ前方からの角度（Ｔｈｅｔａ）を変化させたときの２ビーム間の利得誤差（図２０（ａ））と位相誤差（図２０（ｂ））を示している。アンテナ前方からの角度が±５度の範囲で、２＋２構成では、利得誤差０．４ｄＢ、位相誤差０度を、３＋３構成では、利得誤差０ｄＢ、位相誤差０．６度を実現できることを示している。
２ビーム空間重畳合成時において、重畳誤差があるときの信号点配置は図２１に示すように変形する。

＜伝送特性の評価＞
図２２は、本発明の実施例であり、電力増幅器の非線形領域（出力バックオフＯＢＯ＝１．６ｄＢ）で動作しているときのビット誤り率特性（ＢＥＲ）、及び、従来方法におけるビット誤り率特性を示している。図２２において、８ｘ４ ＡＰＳＫは本実施例であり、４ｘ４ｘ２ ＡＰＳＫと４＋１２＋１６ＡＰＳＫ（ＯＢＯ＝１．６ｄＢ又は６ｄＢ）は従来方法である。またＮＳ８ｘ４ ＡＰＳＫは、８ｘ４ ＡＰＳＫと同一の信号空間配置であるが、空間合成を行わずに一括で電力増幅して、１ビームで送信した時の特性である。
図２２より、従来法に比べて、格段に良好であり、非線形増幅に対して耐性を有していることが分かる。また、空間重畳合成時の重畳合成誤差による信号空間配置の変形は図２３に示すとおりである。

図２４はこのように重畳合成誤差が存在するときの伝送特性を示している。ＢＣＨとＬＤＰＣ誤り訂正符号（ＦＥＣ）とインタリーバ（Ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｒ）を使用した際のビット誤り特性（ＢＥＲ）を示しており、ＦＥＣの機能により、利得誤差（Ｇ＿ｅｒｒ）は０．５ｄＢ、位相誤差（Ｐｈ＿ｅｒｒ）は５度まで許容されることが分かる。この誤差は、図１９、図２０に示したように、図１８に示すアレイアンテナで十分実現可能である。

＜低消費電力の具体的な効果＞
表２は、図２５に示す電力増幅器の実測データをもとに消費電力を算出した値の比較である。同一のビット誤り率時の特性である。表２において、８ｘ４ ＡＰＳＫは本実施例であり、４ｘ４ｘ２ ＡＰＳＫおよび４＋１２＋１６ＡＰＳＫは従来方法である。表２より、本実施形態の方式は、従来方式の４＋１２＋１６ＡＰＳＫに比べてＳＳＰＡ Ｐｄｃを１／２に減少可能であることが分かる。また、２ビームの空間重畳合成による３２ＡＰＳＫ（８ｘ４ ＡＰＳＫ）は、以下の示すシステム規模の縮小化を実現すると同時に、３ビームによる場合（４ｘ４ｘ２ ＡＰＳＫ）とほぼ同等の低消費電力化を実現できることが分かる。

＜システム規模の縮小化の効果＞
図２６は、従来の３ビームを空間重畳合成して実現する３２ＡＰＳＫのシステム構成図を示す。図２７は、本実施形態の２ビームの空間重畳合成で実現する３２ＡＰＳＫのシステム構成図を示す。図２６と図２７から、本実施形態のシステムでは、変調器と電力増幅器（ＨＰＡ）とアンテナ素子数が削減でき、よりシステム規模を縮小でき、安価に製造が可能となる。

＜その他の実施例＞
図２８は、本発明を、静止衛星を用いた衛星通信システムに適用したときのシステムを示している。衛星搭載中継器が再生機能のないベントパイプ型（図２８（ａ））では、上り回線に適用することにより、地球局の消費電力を削減できる。また、再生機能を有する衛星搭載中継器を利用する衛星通信システム（図２８（ｂ））では、上りと下り回線の両方で適用可能であり、衛星搭載中継器の消費電力を削減でき、経済的なシステム構築に貢献できる。

＜具体的な信号空間配置の効果＞
図２９は本発明の実施例である不均一（ｍｏｄｉｆｉｅｄ）８ＰＳＫとＱＰＳＫの２ビームの空間重畳合成により実現する３２ＡＰＳＫの原理を示している。図３０は本発明の実施例である不均一（ｍｏｄｉｆｉｅｄ）８ＰＳＫの空間信号配置における点間の角度（位相）を示している。２ｘｔｈ０は２点間の角度を表している。

図３１はこのｔｈ０と空間信号配置の信号点間幾何距離ｄの二乗（平均送信電力Ｐａｖで正規化）との関係を示している。ｔｈ０＝１２．７６度で最大となる。
図３２はｍｏｄｉｆｉｅｄ８ＰＳＫとＱＰＳＫの振幅比と信号点間幾何距離ｄの二乗（平均送信電力Ｐａｖで正規化）との関係を示している。０．４４２でｄが最大となる。
図３１、図３２から、均一の配置よりは性能の良好となる信号空間配置が存在することが分かる。

図３３は８値振幅位相変調（８ＡＰＳＫ）波とＱＰＳＫ波の２ビーム空間重畳合成による３２ＡＰＳＫ変調の実施例である。この場合、８ＡＰＳＫの振幅は、交互に異なる値である。
図３４は、２ビーム空間重畳合成による３２ＡＰＳＫ変調実現時の８ＡＰＳＫの振幅比（ｒｒ１／ｒｒ２の振幅比）と信号点間幾何距離ｄの二乗（平均送信電力Ｐａｖで正規化）との関係を(a)に示している。０．９近辺に最適値が存在する。また，８ＰＳＫの空間信号配置における（点間角度（位相）／２）と信号点間幾何距離ｄの二乗（平均送信電力Ｐａｖで正規化）との関係を(ｂ)に示している。１３．３度付近に最適値が存在する．
図３５は、２ビーム空間重畳合成による３２ＡＰＳＫ変調実現時の８ＡＰＳＫとＱＰＳＫの相対角度（φ）と空間信号配置の信号点間幾何距離ｄの二乗（平均送信電力Ｐａｖで正規化）の関係を示している。１４度近辺に最適値が存在する。

図３６は、２ビーム空間重畳合成による３２ＡＰＳＫ変調実現時の８ＡＰＳＫのとＱＰＳＫの振幅比（ｒ２／ｒ１１）と空間信号配置の信号点間幾何距離ｄの二乗（平均送信電力Ｐａｖで正規化）の関係を示している。ｒ２／ｒ１１＝０．２近辺に最適値が存在する。
以上のように、８ＡＰＳＫの振幅ならびに８ＡＰＳＫとＱＰＳＫの相対角度をある範囲に限定することにより、性能が向上する。

以上、３２値（＝２^５）多値変調について説明したが、以下は、６４値（＝２^６）多値変調について説明する。
図３７は従来の６４ＱＡＭの信号空間配置である。図３８は、６４ＡＰＳＫの信号空間配置である。図３９は３ビーム空間重畳型６４ＱＡＭの動作原理を示す図である。図４０は、６４ＡＰＳＫの実施例であって、６４＝２^６値多値変調波に適用した構成例を示す。図４０（ａ）、（ｂ）に示す２波の８ＰＳＫの出力を重畳合成して、図４０（ｃ）に示す６４ＡＰＳＫが得られる。これにより、従来技術の６４ＡＰＳＫに比べてＨＰＡの低消費電力化の効果が期待できる。

図４１は、６４ＡＰＳＫの８ＰＳＫ−１の信号空間配置におけるＴｈ０１（点間角度（位相）／２）と信号空間配置における信号点間幾何距離ｄの二乗（平均送信電力Ｐａｖで正規化）の関係を示す。図４１から、Ｔｈ０１が１５度近辺のときに最適値が存在することが分かる。

図４２は、６４ＡＰＳＫの ８ＰＳＫ−２の信号空間配置におけるＴｈ０２（点間角度（位相）／２）と信号空間配置における信号点間幾何距離ｄの二乗（平均送信電力Ｐａｖで正規化）の関係を示す。図４２から、Ｔｈ０２が１８．４度近辺のときに最適値が存在することが分かる。

図４３は、６４ＡＰＳＫの ８ＰＳＫ−１と８ＰＳＫ−２の振幅比と信号空間配置における信号点間幾何距離ｄの二乗（平均送信電力Ｐａｖで正規化）の関係を示す。図４３から、ｒ２／ｒ１が０．４１近辺のときに最適値が存在することが分かる。

図４４は、２ビーム空間重畳型６４ＡＰＳＫの実施例である。この場合、図４４（ａ）、（ｂ）に示す二つの８ＰＳＫを重畳合成して図４４（ｃ）に示す６４ＡＰＳＫが得られる。

図４５は、６４ＡＰＳＫの８ＰＳＫ−１と８ＰＳＫ−２の信号空間配置における振幅比（ｒ２／ｒ１）と信号空間配置における信号点間幾何距離ｄの二乗（平均送信電力Ｐａｖで正規化）の関係を示す。図４５から、ｒ２／ｒ１が０．５６６近辺のときに最適値が存在することが分かる。

図４６は、６４ＡＰＳＫの８ＰＳＫ−１の信号空間配置におけるＴｈ０１（点間角度（位相）／２）と信号空間配置における信号点間幾何距離ｄの二乗（平均送信電力Ｐａｖで正規化）の関係を示す。図４６から、Ｔｈ０１が２２．５度近辺のときに最適値が存在することが分かる。

図４７は、６４ＡＰＳＫの８ＰＳＫ−２の信号空間配置におけるＴｈ０２（点間角度（位相）／２）と信号空間配置における信号点間幾何距離ｄの二乗（平均送信電力Ｐａｖで正規化）の関係を示す。図４７から、Ｔｈ０_２が２０から２４度近辺のときに最適値が存在することが分かる。
以上のように、上記実施形態のシステムにおいて、振幅比と角度をある特定の値に調整することにより、性能が向上する。

<空間重畳誤差推定アルゴリズムの例＞
２ビームの空間重畳合成時の重畳誤差を受信側で推定するアルゴリズムの例を以下に示す。
通信中の一定期間ごとに、短期間にパイロット信号として受信側に既知の信号を送信側から送信し、受信信号から重畳誤差を推定することが可能である。
送信側から２つの変調波Ｓ１とＳ２を伝送すると空間重畳合成により下記の式で示すＳｔ１が作成される。この時の受信信号Ｓｒ１は、図４８（ａ）に示すようにＳｔ１に重畳誤差と雑音が付加された信号となる。
さらに、送信側から図４８（ｂ）に示すように先のパイロット信号とは空間信号配置が１８０度異なる−Ｓ１と−Ｓ２の２波を伝送すると、空間重畳合成により下記の式で示すＳｔ２が作成される。

この時の受信信号Ｓｒ２は、Ｓｔ２に重畳誤差と雑音が付加された以下の信号を受信する。ここで重畳合成誤差は二つのパイロット信号間では変化がなく、同じであると考えることができる。

Ｓｒ１とＳｒ２の平均値は、雑音平均が０であると考えることができるので、ｎ１とｎ２の平均は０となり、以下の式で与えられる。

したがって、重畳誤差ｅの推定値は以下の式で推定可能である。

この重畳誤差の推定値をもとに、受信信号Ｓｒからこの重畳誤差を引いた受信信号をもとに復調するか、あるいは送信信号の信号空間配置Ｓｔにこの重畳誤差を加算した重畳誤差を加味した信号空間配置で復調することにより、空間重畳合成時の誤差の影響を提言することが可能となる。
本発明について上記実施形態を参照しつつ説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、改良の目的または本発明の思想の範囲内において改良または変更が可能である。

以上のように、本発明に係る多値変調・復調方法は、ＨＰＡの非線形特性の影響を受けにくく、信号空間配置の変形が小さく、高効率電力増幅が可能である。

Claims (4)

1. 一つの８ＰＳＫ波と一つのＱＰＳＫ波を重畳合成して形成される信号空間配置であり、送信電力を正規化したとき、信号点間の最小の幾何距離が最大になるように前記８ＰＳＫ波と前記ＱＰＳＫの信号振幅比と前記８ＰＳＫ波と前記ＱＰＳＫの相対位相関係を決定し、
   前記重畳合成の際に、前記８ＰＳＫ波と前記ＱＰＳＫ波を変調波ごとに２系統のアンテナからそれぞれ送信して空間でベクトル的に重畳合成し、
   前記２系統のアンテナは、送信中心点が互いに同一なフェーズドアレイアンテナであって、複数のアンテナ素子をそれぞれ有し、
   Ａ及びＢを整数としたとき、前記フェーズドアレイアンテナは、半径の異なるＡ重の同心円状に前記２系統のアンテナの前記アンテナ素子を配置したものであり、前記同心円にはそれぞれＢ個の整数倍の前記アンテナ素子が、前記２系統のアンテナの系統ごとに交互に、等間隔で配置され、さらに前記８ＰＳＫ波の８つの信号空間配置点に関して、隣接の信号点間の角度が均一ではなく、異なる値Ｔｈ１とＴｈ２であり、それらが交互に配置された多値変調・復調方法であって、
   前記８ＰＳＫ波の８つの信号空間配置点に関して、隣接の信号点間の角度が異なる値Ｔｈ１とＴｈ２であり、２２．０度≦Ｔｈ１≦２８．０度、６２．０度≦Ｔｈ２≦６８．０度の範囲にあり、それぞれ交互に配置され、さらに８ＰＳＫ波とＱＰＳＫの信号振幅比（ｒ２／ｒ１）が０．３８≦ｒ２／ｒ１≦０．５の範囲にあることを特徴とする多値変調・復調方法。
2. 一つの８ＡＰＳＫ波と一つのＱＰＳＫ波を重畳合成して形成される信号空間配置であり、送信電力を正規化したとき、信号点間の最小の幾何距離が最大になるように前記８ＡＰＳＫ波と前記ＱＰＳＫの信号振幅比と前記８ＡＰＳＫ波と前記ＱＰＳＫの相対位相関係を決定し、
   前記重畳合成の際に、前記８ＡＰＳＫ波と前記ＱＰＳＫ波を変調波ごとに２系統のアンテナからそれぞれ送信して空間でベクトル的に重畳合成し、
   前記２系統のアンテナは、送信中心点が互いに同一なフェーズドアレイアンテナであって、複数のアンテナ素子をそれぞれ有し、
   Ａ及びＢを整数としたとき、前記フェーズドアレイアンテナは、半径の異なるＡ重の同心円状に前記２系統のアンテナの前記アンテナ素子を配置したものであり、前記同心円にはそれぞれＢ個の整数倍の前記アンテナ素子が、前記２系統のアンテナの系統ごとに交互に、等間隔で配置されている多値変調・復調方法であって、
   前記８ＡＰＳＫ波の８つの信号空間配置点に関して、隣接の信号点間の角度が異なる値Ｔｈ１とＴｈ２であり、２４．０度≦Ｔｈ１≦２９．０度、６１．０度≦Ｔｈ２≦６６．０度の範囲にあり、それぞれ交互に配置され、さらに８つの信号の振幅が二つの異なる値ｒｒ１、ｒｒ２をとり、０．８５≦（ｒｒ２／ｒｒ１）≦０．９３の範囲にあって、それぞれ交互に配置され、さらに８ＡＰＳＫ波の大きい方の振幅ｒｒ１とＱＰＳＫの信号振幅ｒ２の比（ｒ２／ｒｒ１）が０．１７≦（ｒ２／ｒｒ１）≦０．２７の範囲にあり、かつ８ＡＰＳＫ波とＱＰＳＫ波の相対角度Ｔｈ１２は、９．０度≦Ｔｈ１２≦１６．５度であることを特徴とする多値変調・復調方法。
3. 二つの８ＰＳＫ波を重畳合成して形成される信号空間配置であり、送信電力を正規化したとき、信号点間の最小の幾何距離が最大になるように前記の二つの８ＰＳＫ波の信号振幅比と前記二つの８ＰＳＫ波の相対位相関係を決定し、
   前記重畳合成の際に、前記二つの８ＰＳＫ波を変調波ごとに２系統のアンテナから送信して空間でベクトル的に重畳合成し、
   前記２系統のアンテナは、送信中心点が互いに同一なフェーズドアレイアンテナであって、複数のアンテナ素子をそれぞれ有し、
   Ａ及びＢを整数としたとき、前記フェーズドアレイアンテナは、半径の異なるＡ重の同心円状に前記２系統のアンテナの前記アンテナ素子を配置したものであり、各同心円にはＢ個の整数倍の前記アンテナ素子が、前記２系統のアンテナの系統ごとに交互に、等間隔で配置されている多値変調・復調方法であって、
   前記二つの８ＰＳＫ波の一方の８ＰＳＫ波の８つの信号空間配置点に関して、隣接の信号点間の角度が異なる値Ｔｈ１−１とＴｈ２−１であり、２８．０度≦Ｔｈ１−１≦３２．０度、５８．０度≦Ｔｈ２−１≦６２．０度の範囲にあり、それぞれ交互に配置され、
   前記二つの８ＰＳＫ波の他方の８ＰＳＫ波の８つの信号空間配置点に関して、隣接の信号点間の角度が異なる値Ｔｈ１−２とＴｈ２―２であり、３２．０度≦Ｔｈ１−２≦４２．０度、４８．０度≦Ｔｈ２−２≦５８．０度の範囲にあり、それぞれ交互に配置され、さらに前記の一方の８ＰＳＫ波の振幅ｒ１と前記の他方の８ＰＳＫの信号振幅ｒ２の比（ｒ２／ｒ１）が０．３８≦ｒ２／ｒ１≦０．４２の範囲にあることを特徴とする多値変調・復調方法。
4. 二つの８ＰＳＫ波を重畳合成して形成される信号空間配置であり、送信電力を正規化したとき、信号点間の最小の幾何距離が最大になるように前記の二つの８ＰＳＫ波の信号振幅比と前記二つの８ＰＳＫ波の相対位相関係を決定し、
   前記重畳合成の際に、前記二つの８ＰＳＫ波を変調波ごとに２系統のアンテナから送信して空間でベクトル的に重畳合成し、
   前記２系統のアンテナは、送信中心点が互いに同一なフェーズドアレイアンテナであって、複数のアンテナ素子をそれぞれ有し、
   Ａ及びＢを整数としたとき、前記フェーズドアレイアンテナは、半径の異なるＡ重の同心円状に前記２系統のアンテナの前記アンテナ素子を配置したものであり、各同心円にはＢ個の整数倍の前記アンテナ素子が、前記２系統のアンテナの系統ごとに交互に、等間隔で配置されている多値変調・復調方法であって、
   前記二つの８ＰＳＫ波の一方の８ＰＳＫ波の８つの信号空間配置点に関して、隣接の信号点間の角度が異なる値Ｔｈ１−２とＴｈ２−２であり、４２．０度≦Ｔｈ１−２≦４８．０度、４２．０度≦Ｔｈ２−２≦４８．０度の範囲にあり、それぞれ交互に配置され、
   前記二つの８ＰＳＫ波の一方の８ＰＳＫ波の８つの信号空間配置点に関して、隣接の信号点間の角度が異なる値Ｔｈ１−３とＴｈ２―３であり、３８．０度≦Ｔｈ１−３≦５２．０度、３８．０度≦Ｔｈ２−３≦５２．０度の範囲にあり、それぞれ交互に配置され、
   前記二つの８ＰＳＫ波の両方において、振幅ｒ１−２とｒ２−２の信号振幅比（ｒ２−２／ｒ１−２）が０．５２≦（ｒ２−２／ｒ１−２）≦０．６の範囲にあることを特徴とする多値変調・復調方法。