JP2007514382A - マルチ入力マルチ出力システムにおけるシンボル・デマッピング方法 - Google Patents

Abstract

マルチ入力マルチ出力（ＭＩＭＯ）システムにおいて、複数の受信アンテナが受信アンテナ各々の要素を含む被受信信号ベクトルＹを生成する。ＭＩＭＯ受信機内で実行されるデマッピング方法の一実施例においては、直交位相偏移変調（ＱＰＳＫ）検索がシンボルポイントの全配座を含む検索空間内で実行される。ＱＰＳＫ検索の結果に基づき、検索空間は全ての象限よりも少なくなり、被受信信号ベクトル・データは、縮小された検索空間に合わせてスケーリングされ変換される。より低レベルのＱＰＳＫ検索が実行され、変調次数がＱＰＳＫ配座になるまでこのプロセスが繰り返される。ここで、検索結果に対応するハードまたはソフト決定をデコーダに伝えることができる。

Description

本発明の主題は、データ通信に関し、さらに詳しくは、マルチ入力マルチ出力（ＭＩＭＯ：multiple-input multiple-output）システムにおける受信機装置およびシンボル・デマッピング方法に関する。

ワイヤレス通信サービスに対する需要が増大しつつあるために、システムの開発者はワイヤレス・システムの容量を大きくすることに不断の努力を注いでいる。このことは、たとえば携帯電話システムやワイヤレス・ローカル・エリア・ネットワーク（ワイヤレスＬＡＮ：ＷＬＡＮ）システムにおいて特に当てはまる。システム容量を増大させるために、携帯電話およびＷＬＡＮ用途のためのマルチ入力マルチ出力（ＭＩＭＯ）技術が開発されつつある。

ＭＩＭＯシステムにおいては、ＭＩＭＯ送信機がデータ送信用の複数の送信アンテナを備え、ＭＩＭＯ受信機がデータ受信用の複数の受信アンテナを備える。コヒーレンス距離より大きな間隔を置いて配置される複数のアンテナによって信号が同時に送信されると、この信号はそれぞれ個別の空間シグネチャを有することになる。コヒーレンス距離とは、個々のフェージングのためのアンテナの最低限の空間的離隔であり、この値はアンテナ・アレイに到達する、あるいはそこから出発する多重経路の角度の広がりに依存する。ＭＩＭＯシステムは、アンテナ・アレイ内の複数のアンテナ間の空間的多様性を追求することにより、既知の技術と比べて大きなシステム容量および／または品質を提供することができる。ＭＩＭＯシステムの開発者は、容認しうるシステム性能をもたらすＭＩＭＯ処理技術を開発することにより、システム容量の増大することを常に試みている。

本明細書に記載する発明の主題の種々な実施例には、マルチ入力マルチ出力（ＭＩＭＯ）シンボルのデマッピングおよび復調のための方法と装置とが含まれる。発明の主題の実施例は、本明細書においては個別に、さらに／あるいは集合的に「発明」という用語で引用される。この用語を使用することは単に便宜上のものであり、発明または発明概念が２つ以上開示される場合にも、本出願の範囲をいずれか１つの発明または発明概念に自発的に制限するものではない。

本発明の実施例を組み込むことのできる種々の電子システムおよび装置の例には、いくつか名前をあげるとワイヤレスＬＡＮ（ＷＬＡＮ）システム，携帯電話システム，無線ネットワーク，コンピュータ（例えば、デスクトップ，手持ち式，サーバなど）およびワイヤレス通信装置（例えば携帯電話，ページャ，無線機など）が含まれるが、これだけとは限らない。本明細書の説明に基づき、当業者には明白であろうが、本発明の実施例は他種のシステムおよび／または装置にも同様に用いることができる。本明細書に説明する発明の主題は、本書内に説明するシステムおよび装置に限られるものではない。

図１は、本発明のある実施例による、ＭＩＭＯ装置１０２，１０６間の多重経路通信を示す簡略図である。２つの装置１０２，１０６しか図示されないが、ＭＩＭＯシステムには、複数の装置１０２，１０６を包含することができる。装置１０２，１０６は可動式でも、携帯用でもあるいは固定式でもよい。１つ以上の装置１０２，１０６は、ネットワーク・アクセス・ポイント，携帯式または固定式コンピュータ（例えばラップトップ，デスクトップまたはサーバ・コンピュータ），携帯電話，ハンドヘルド無線機またはワイヤレス媒体を介して単信または複信通信を実行する能力を有する数多くのその他の種類の装置内に組み込むことができる。

各装置１０２，１０６は、送信機，受信機またはその両方を具備することがある。装置１０２，１０６が送信機と受信機の両方を備える場合は、複信通信に対応することができる。説明のために、以下の説明では装置１０２を送信機とし、装置１０６を受信機とする。しかし、装置１０２，１０６には、２台以上の受信機および送信機がそれぞれ含まれることもある点を理解頂きたい。本明細書における詳細説明は、送信機１０２と受信機１０６との間のポイント間リンクを有する単独ユーザの通信モデルの例を論じる。

前述の如く、ＭＩＭＯシステムは、システム容量および／または信号品質を増大させるためにそのアンテナ・アレイ内の空間ダイバーシティを活用する。図１に示すシステム例においては、送信機１０２は複数個ｎ_Ｔの送信アンテナ１０４を備え、受信機１０６は複数個ｎ_Ｒの受信アンテナ１０８を備える。送信アンテナの数と受信アンテナの数とは同じであっても同じでなくてもよい。

送信機１０２は受信機１０６に対して無線周波数（ＲＦ）信号１１０，１１２，１１４を「チャネル」上に送る。チャネルには、通常は自由空間の媒体が含まれる。ｎ_Ｔｘｎ_Ｒマトリクスのチャネルの入力と出力の関係は、以下の等式（１）により表される。

ただしＹ＝[y0y1...yn_R-1]^Tは、ｎ_Ｒｘ１受信信号ベクトルであり、Ｈはｎ_Ｔｘｎ_Ｒチャネル伝達マトリクスであり、ｘ＝[x0x1...xn_T-1]^Tは、ｎ_Ｔｘ１送信信号ベクトルであり、Ｎはノイズ・ベクトルである。

チャネル伝達マトリクスは、送信機１０２では未知のことが多いが、受信機１０６においてはほぼ完全に既知であり、追跡される。送信機１０２のチャネル認識は、受信機のフィードバックを通じて、および／または送信受信複信化チャネル・マッピング方法を利用することにより得ることができる。

システム容量を増大するために用いるＭＩＭＯ技術の１つを「空間多重化」と呼ぶ。空間多重化の考え方は、送信機と受信機における複数のアンテナを、伝播環境内に豊富に散乱させて利用することで、同じ周波数帯域内に複数のデータ・パイプが開くという考え方である。送信機では、入力シンボルストリームが複数の独立した下位のサブストリームに分割される。これらのサブストリームを変調して個別の信号を形成し、この信号を別々の送信アンテナ上で送信する。

送信アンテナが空間的に充分に離隔している場合、またワイヤレス・チャネルが充分な多重経路特性を持っている場合は、各々の被送信シンボルサブストリームは、受信機アンテナ・アレイ上に異なる空間シグネチャを導く。受信機アンテナに導かれる信号の空間シグネチャが充分に離隔している場合、受信機は複数の被送信信号を分離してサブストリームの推定値を生成することができる。このサブストリームが再結合されて、元のシンボルストリームの推定値を形成する。空間多重化の利用により、潜在的に線形の（即ち、アンテナ数において）容量増加をもたらす。

変調シンボルは、通常は、ＢＰＳＫ（双極位相偏移変調）または矩形ＱＡＭ（直交振幅変調）配座などの標準的配座に通常はマッピングする。矩形ＱＡＭ配座には、例えばＱＰＳＫ（直交位相偏移変調），１６ＱＡＭ，６４ＱＡＭ，２５６ＱＡＭなどがある。矩形ＱＡＭ変調を用いると、送信信号ベクトルｘおよび受信信号ベクトルＹは複素変調シンボルのベクトルとなる。

図２は、本発明のある実施例による、空間多重化技術を用いてシンボルストリームの記号化，変調および送信をすることのできるＭＩＭＯ装置２００の簡略なブロック図である。一実施例においては、装置２００は、情報ビット源２０２，エンコーダ２０４，デマルチプレクサ２０６および複数のアンテナ・サブシステム２０８，２１０，２１２を備える。３つのアンテナ・サブシステム２０８，２１０，２１２が図２には示されるが、他の実施例では、アンテナ・サブシステムはそれよりも多くても少なくてもかまわない。

情報ビット源２０２は、ビット・ストリーム２３０を生成する。情報ビット源２０２は、より高レベル層の通信アーキテクチャ（例えば、媒体アクセス制御（ＭＡＣ）層）または他の形式のビット源とすることもできる。情報ビット源２０２には、例えば、１つ以上の汎用または特定目的プロセッサ，特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ），多重チップ・モジュール，これらの組合せやその他の装置が含まれる。

ビット・ストリーム２３０は、連続的であっても間欠的であってもよい。ビット・ストリーム２３０は、種々の異なる種類の情報を含むことができ、その情報を解凍または圧縮，暗号解読または暗号化することや、さらに／あるいは複数のパケット化および／または処理技術のいずれかを予め行うこともできる。一実施例においては、例えばビット・ストリーム２３０には、複数ユーザ用途のための時分割多重接続（ＴＤＭＡ）フレームが含まれてもよい。

ビット・ストリーム２３０は、エンコーダ２０４により受信される。エンコーダ２０４が情報ビットに冗長性を加えて受信機におけるビット誤差の検出と修正とを可能にする。例えば、エンコーダ２０４は他の記号化技術のうち、順方向の誤差修正（ＦＥＣ）記号化を行うことができる。エンコーダ２０６は、暗号化されたビット・シーケンス２３２を生成する。

暗号化されたビット・シーケンス２３２はデマルチプレクサ２０６が受信する。デマルチプレクサ２０６は、ｎ_Ｔ個の（即ち送信アンテナ数の）空間チャネル２３４，２３６，２３８を生成し、これらは暗号化されたビット・シーケンス２３２のサブストリームである。これらのサブストリーム２３４，２３６，２３８の各々には、異なる情報を入れることができる。サブストリーム２３４，２３６，２３８は、それぞれ複数のアンテナ・サブシステム２０８，２１０，２１２に送られる。

アンテナ・サブシステム２０８，２１０，２１２は、サブストリーム２３４，２３６，２３８内の情報を変調し、同じ周波数帯域内で同時に送信することができる。アンテナ・サブシステム２０８，２１０，２１２は、いくつかあげると、狭帯域変調，ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）およびＣＤＭＡ（シンボル分割多重接続）を含み、これらに限定されない種々の異なる変調技術を利用することができる。

ある実施例においては、各送信アンテナ・サブシステム２０８，２１０，２１２は、インターリーバ２１４，ビット対シンボルマッパ２１６，変調器２１８およびアンテナ２２０を備える。別の実施例においては、インターリーバおよび／またはビット対シンボルマッパは、各アンテナ・サブシステム２０８，２１０，２１２内ではなく、エンコーダ２０４とデマルチプレクサ２０６との間の送信機に含めることもできる。

インターリーバ２１４は、暗号化されたサブストリーム２３４をデマルチプレクサ２０６から受信する。インターリーバ２１４は、ビットの順序を並べ替えて被送信信号をより強固なものとする。

ビット対シンボルマッパ２１６は、挟み込まれたサブストリームを受信し、サブストリームのビットを一連のシンボルにマッピングする。各シンボルは、１つ以上のビットの集合に対応し、各シンボルはシンボルベクトルで表すことができる。マッピングのプロセスは、使用されるシンボル配座の種類と、配座内のポイント数とに依存する。ある実施例においては、シンボルベクトルは、ＢＰＳＫまたはＱＰＳＫ，１６ＱＡＭ，６４ＱＡＭ，２５６ＱＡＭなどを含み、これらに限定されない種々の矩形ＱＡＭ技術を用いて記号化される複素ベクトルである。代替の実施例では、シンボルベクトルはＰＡＭ（パルス振幅変調）技術を用いて記号化される単純なベクトルである。図４ないし６に関して、種々のシンボル配座例を下記に説明する。

ある実施例においては、シンボルベクトルは、各々が位相と振幅成分とを有する複素数により表される。これらの複素シンボルベクトルが変調器２１８に伝えられる。変調器２１８は、シンボルベクトル値をＲＦ波形に変換する。これにより、変調器２１８は変調手順（例えばＯＦＤＭまたはＣＤＭＡ）を適用して、被変調信号をアナログの時間領域に変換し（例えば高速フーリエ逆変換（ＦＦＴ）を用いる）、種々の濾波および増幅手順を実行し、信号をＲＦ周波数に上方変換する。

変調器アーキテクチャの少なくとも一部分は、採用する変調技術に依存する。例えば、ＯＦＤＭを用いてシンボルを変調すると、各変調器２１８は並列直列（Ｓ−Ｐ）変換器（図示せず）を備えることができ、この変換器は着信する多数のシンボルベクトル・ストリームからいくつかのベクトルを取り入れて、ＩＦＦＴ（逆ＦＦＴ）を行うＯＦＤＭ副帯チャネルに対応する複数の出力シンボルを生成して、時間領域信号を作成する。ＣＤＭＡシステムに関しては、変調シンボルが暗号化された波形に変調される。他の変調技術に関しては、他の変調器アーキテクチャを利用することができるが、これは本明細書の説明に基づき当業者には明白であろう。

変調器２１８が生成したＲＦ波形はアンテナ２２０に送られ、アンテナがＲＦ信号２４０を空中インタフェース上に送信する。他のアンテナ・サブシステム２１０，２１２の各々もＲＦ信号を生成し空中インタフェース上に送信する。信号２４０，２４２，２４４は、同じ周波数帯域を占有する（即ち、これらの信号は同一チャネル信号である）。送信アンテナ（例えばアンテナ２２０）が適切に離隔していると、信号２４０，２４２，２４４はそれぞれ個別の空間シグネチャを有することになる。

ＭＩＭＯ受信機は、図３に関連してより詳細に説明するが、複数の受信アンテナを備える。各受信アンテナは、弱まったｎ_Ｔ個の被送信信号２４０，２４２，２４４の異なる雑音重畳を観測する。ＭＩＭＯ通信の複雑さの一部は、受信機において複数のデータ・パイプ間にかなりの量のクロストークが起こりうるという事実によるものである。空間多重システムにおいては、受信機が構成シンボルサブストリームを決定し、元のシンボルストリームの推定値を生成する。

被受信信号ベクトルを被送信シンボルストリームの推定値に変換する目的で、いくつかの異なる種類の線形および非線形ＭＩＭＯ受信機が存在する。これらの受信機の種類には、ゼロフォーシング受信機，最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）受信機，連続緩衝消去（ＳＩＣ）受信機（例えば、ベルラボ積層空間時間（ＢＬＡＳＴ）およびＶ−ＢＬＡＳＴ），最尤（ＭＬ）受信機および球体デコーダなどの複雑性を軽減したＭＬ受信機が含まれる。

各種類の受信機では、性能と複雑性の相殺性が異なる。例えば、線形ゼロフォーシング受信機とＭＭＳＥ受信機には大きな雑音の増進があるために、ＭＩＭＯシステムではこのような種類の受信機は広く用いられてはいない。非線形ＭＬおよびＳＩＣ受信機は、ＭＩＭＯ設定においては、より好都合な役割を果たすことができるので、これらの受信機の基礎をなす原理を以下に短く説明する。

ＭＬ受信機は重畳ＭＩＭＯシンボルの集合を復調するために「ＭＬルール」を適用する。ＭＬルールは、以下の等式（２）により示される。

ただしｘ＾＝[x＾₀x＾₁...x＾n_T-1]^Tはｎ_Ｔｘ１送信信号ベクトルの推定値であり、Ｙ＝[y₀y₁...yn_R-1]^Tはｎ_Ｒｘ１受信信号ベクトルであり、Ｈはｎ_Ｒｘｎ_Ｔチャネル伝達マトリクスであり、ｘ＝[x₀x₁...xn_T-1]^Tはｎ_Ｔｘ１送信信号ベクトルである。ＱＡＭ変調を用いると、ｘ＾，Ｙおよびｘは、複素変調シンボルのベクトルとなる。

ＭＬルールを用いる場合、可能性のあるＭＩＭＯシンボルｘの数はＭ^ｎＴに等しい。ただしＭは変調配座内のポイント数である。例えば、４ｘ４のＱＡＭシステム（すなわち、ｎ_Ｔ＝ｎ_Ｒ＝４の１６ＱＡＭシステム）は１６^４＝６５，５３６個の可能性のあるシンボル値を有する。全ＭＬ検索を用いると、シンボル値の数は、解に到達するために実行される計算の数に比例する。従って、全ＭＬ復調の大きな欠点は、より高次の変調法を用いて変調されたシンボルを復調するために莫大な数の計算を必要とするということである。

ＭＬデマッピングの代替法として、ＢＬＡＳＴまたはＶ−ＢＬＡＳＴアルゴリズム（これらを総称して「ＢＬＡＳＴアルゴリズム」と呼ぶ）などのＳＩＣアルゴリズムを利用するデマッピングがある。ＢＬＡＳＴアルゴリズムは、ゼロフォーシングまたはＭＭＳＥ推定量に基づくが、改良を加えている。ＢＬＡＳＴアルゴリズム技術を用いると、最強のシンボル（すなわち、推定誤差分散のもっとも低いシンボル）が推定される。この後で、このシンボルがデマッピングされる（すなわち推定ベクトルがもっとも近い配座ポイントに相関され、そのポイントに対応するデータ・ビットが得られる）。この後、結果として得られるデータ・ビットが変調シンボルに再マッピングされ、チャネル・マトリクスＨが再変調された信号に適用される。その結果得られるベクトルを被受信ベクトルＹから減ずる。これでｘの寸法が小さくなり、Ｈの列が削除される。このプロセスを、次に強いシンボルに関して繰り返し、すべての重畳シンボルをデマッピングするまでこのプロセスが行われる。

ＢＬＡＳＴアルゴリズムを用いると、ＭＬデマッピングに比べて、解を得るために実行する必要のある計算が少なくて済む。しかし、ＢＬＡＳＴアルゴリズムの誤差伝播特性のために、ＭＬデマッピングと比べて性能が落ちる。

本発明の実施例には、全ＭＬデマッピングよりも計算の複雑性が小さい復調およびデマッピング法がある。また、本発明の実施例には、ＢＬＡＳＴアルゴリズム復調技術よりも性能が優れた復調デマッピング法がある。

種々の実施例の復調デマッピング法をここでは「ビット階層」（ＢＨ：bit-hierarchical）」ＭＩＭＯデマッピング法と呼ぶ。本明細書で［ビット階層］という用語を使う理由は、本発明の実施例がある種の変調の階層的特徴、すなわち変調を階層の自然な次数を伴う基本変調の階層的シーケンスに分解することができるという特徴を採用するためである。本発明のある実施例は、基本変調としてＱＰＳＫを伴うＱＡＭに適用することができる。しかし、本発明の他の実施例は、基本変調としてＢＰＳＫを伴うＰＡＭに適用することができる。種々の実施例によるＢＨ ＭＩＭＯデマッピング法は、ＭＩＭＯ受信機を有するＭＩＭＯ装置内で実行される。

図３は、本発明の実施例による、空間的に多重化されたＲＦ信号を受信および復調することのできるＭＩＭＯ装置３００の簡単なブロック図である。ある実施例においては、装置３００は情報ビット宛先３０２，チャネル・デコーダ３０４，マルチプレクサ３０６および複数のアンテナ・サブシステム３０８，３１０，３１２を備える。３つの受信アンテナ・サブシステム３０８，３１０，３１２が図示されるが、他の実施例ではアンテナ・サブシステムの数はそれより多くても少なくてもよい。

ｎ_Ｒ個のアンテナ・サブシステム３０８，３１０，３１２の各々は、弱められたｎ_Ｔ個の被送信信号（例えば図２の信号２４０，２４２，２４４）の異なる雑音重畳を含むＲＦ信号３２２，３２４，３２６を受信する。種々の実施例により、各受信アンテナ・サブシステム３０８，３１０，３１２は、次に被受信信号３２２，３２４，３２６を復調して、ＢＨ ＭＩＭＯデマッピング技術を適用する。

ある実施例では、各受信アンテナ・サブシステム３０８，３１０，３１２は、アンテナ３１４，復調器３１６，シンボル・デマッパ３１８およびデインターリーバ３２０を備える。他の実施例では、シンボル・デマッパおよび／またはデインターリーバは、各アンテナ・サブシステム３０８，３１０，３１２内ではなく、デコーダ３０４とマルチプレクサ３０６との間にある受信機内に入れることもできる。１つのアンテナ・サブシステム３０８による信号処理を以下に説明する。他のアンテナ・サブシステム３１０，３１２も同時に同様の処理を実行することができることが理解頂けよう。

アンテナ３１４は、ワイヤレス・チャネルからＲＦ信号３２２を受信する。復調器３１６は、このＲＦ信号を増幅し、この信号をＲＦ信号から中間周波数またはベース帯域に下方変換する。復調器３１６は、信号をアナログ領域からデジタル領域へと（例えばＦＦＴを用いて）変換することも行う。種々の濾波手順も実行することができる。

復調器３１６は、さらにデジタル信号を一連の被受信シンボルベクトル表現に変換する。復調器アーキテクチャのこの部分は、採用される変調技術に依存する。例えば、ＯＦＤＭを用いてシンボルを復調する場合、各復調器３１６は直列並列（Ｓ−Ｐ）変換器（図示せず）を有することがあり、この変換器は複数の入力サンプルをＦＦＴにかけて、ＯＦＤＭサブバンド・チャネルを生成したり、出力ベクトル・ストリームとして多数のベクトルを生成したりする。例えば、ＣＤＭＡなどの他の変調技術に関しては、本明細書の説明に基づき当業者には明白であるように、他の復調器アーキテクチャを利用することができる。

シンボル・デマッパ３１８は、被受信シンボルベクトルを受信するシンボル処理要素である。これらのベクトルに基づいて、シンボル・デマッパ３１８は、本発明の種々の実施例によるＢＨ ＭＩＭＯデマッピングを実行する。これについては以下に述べる。ＢＨ ＭＩＭＯデマッピングによって、ｎ_Ｔｘ１の送信信号ベクトルの推定値が生成される。これをｘ＾＝[x＾₀x＾₁...x＾n_T-1]と表す。

ある実施例においては、シンボル・デマッパ３１８は、さらに推定した信号ベクトルをスライスして各スライス済みベクトルに対応するデータ・ビットを得る。データ・ビット値に関するこれらの「ハード決定」は、デインターリーバ３２０に送られ、最終的にデコーダ３０４に送られる。

別の実施例においては、シンボル・デマッパ３１８は、その代わりにデータ・ビット値に関する「ソフト決定」を生成し、これらのソフト決定はビット毎対数尤度比（ＬＬＲ：log-likelihood ratio）の集合，ＬＬＲの概算値または他のソフト決定指標としてレジスタ内に記憶される。これらのソフト決定値はデコーダ３０４が利用できるようになっており、ここで最終的なビット値が決まる。種々の実施例のＢＨ ＭＩＭＯデマッピング法の詳細は、図７ないし９に関して、下記に詳述する。

ある実施例においては、デインターリーバ３２０はデータ・ビット値またはソフト・データ・ビット値をシンボル・デマッパ３１８から受信する。次にデインターリーバ３２０は、送信機が実行した挟み込み（インターリービング）プロセスを逆に行う。デインターリーブされたデータ・ビット値は、サブストリーム３２８としてマルチプレクサ３０６に送られる。

マルチプレクサ３０６は、種々の受信アンテナ・サブシステム３０８，３１０，３１２から受信した複数のサブストリーム３２８，３３０，３３２を、送信機が実行した逆多重化と整合する方法で結合する。この結果、データ・ビット３３２のシリアル・ストリームが得られ、これはデコーダ３０４に送られる。

ある実施例においては、デコーダ３０４は、シリアル・ビット・ストリーム３３４を受信する。別の実施例では、デコーダ３０４は、ソフト決定値（例えば、ＬＬＲ，ＬＬＲの概算値または他のソフト決定値）を受信する。復号には、例えば、ＦＥＣ復号および／または他の復号技術が含まれる。デコーダ３０４が行うプロセスは、チャネル上での送信に先立ち送信機（例えば図２の送信機２００）内でデータがどのように記号化されたかに依存する。

情報ビット宛先３０２は、復号化されたビット・ストリーム３３６を受信し、その情報を消費，修正，記憶し、さらも／あるいは１つ以上の異なる処理要素または装置に送る。情報ビット宛先３０２は、例えば装置のＭＡＣ層であるが、これに限らない。情報ビット宛先３０２には、例えば、１つ以上の汎用または特殊用途プロセッサ，ＡＳＩＣ，多重チップ・モジュール，これらの組合せ、または他の装置がある。

図３の受信機アーキテクチャを用いて、種々の実施例による、ＢＨ ＭＩＭＯ復調デマッピングを実行することができる。復調とデマッピングは、多数の異なる変調配座の種類について実行することができる。例えば、種々の実施例を利用して被変調データをＰＡＭ配座（例えばＢＰＳＫ）または矩形ＱＡＭ配座に復調およびデマッピングすることができるが、これに限るものではない。ＱＡＭ配座には、ＱＰＳＫ，１６ＱＡＭ，６４ＱＡＭ，２５６ＱＡＭなどが含まれるが、これに限るものではない。図４ないし６ではＱＰＳＫ，１６ＱＡＭおよび６４ＱＡＭ配座をそれぞれ説明する。これらの図面は図示される配座に種々の実施例の適用を限定するためのものではなく、本発明の主題を説明しやすくするためのものである。

ＢＰＳＫまたはＱＰＳＫ変調を利用すると、搬送波信号の位相が、送信されるデータの値により可変する。例えば、搬送波において１８０度の位相シフト（偏移）が起こるとバイナリ１が送信され、０度の位相シフトではバイナリ０を表すことができる。「直交振幅変調」および「直交位相偏移変調」における「直交」という語は、送信されるデータのビット値に基づいて、４つの可能性のある位相レンジ（即ち、０ないし９０度，９０ないし１８０度，１８０ないし２７０度および２７０ないし３６０度）のうちの１つにシフトできるという搬送波の能力に由来する。

図４は、４ポイントのＱＰＳＫ配座パターン４００を示す。パターン内の各ポイントは、４つの象限４０２，４０４，４０６，４０８の１つにあり、各ポイントを複素シンボルベクトルで表すことができる。配座には４つのポイントが含まれるので、配座を用いて４つの双ビットの組合せを記号化することができる。特定のポイントに対応する双ビットの組合せは、マッピング／デマッピングのプロセスを通じて決めることができる。例えば、象限４０２内にある配座ポイントは、図４に示すように双ビット値「００」に対応することができる。他の２ビット・マッピングの例も、各配座ポイントに関して図４内に示される。

図５は１６ＱＡＭ配座パターン５００を示す。１６ＱＡＭ変調は、位相シフトと振幅の種々の組合せを用いて、象限５０２，５０４，５０６，５０８の各々に４つのポイントを有するパターン５００を生成する。計１６のポイントの各々を、特定の４ビットの組合せにマッピングすることができる。各配座ポイントに関連して、図５内に種々の４ビット・マッピングを示す。

図６は、６４ＱＡＭ配座パターン６００を示す。６４ＱＡＭ変調では、位相シフトと振幅の種々の組合せを用いて、象限６０２，６０４，６０６，６０８の各々に１６のポイントを有するパターン６００を生成する。この場合、６４のポイントの各々を特定の６ビットの組合せにマッピングすることができる。各配座ポイントに関連して、図６内に種々の６ビット・マッピングを示す。

種々の実施例の方法および装置を矩形ＱＡＭ変調（例えば、ＱＰＳＫ，１６ＱＡＭ，６４ＱＡＭなど）に関連して説明するが、この方法および装置はＢＰＳＫ変調にも同様に適用することができる。ここでは、パラメータｍを用いて変調次数を示す。信号配座ポイントの数は４^ｍである。このため、ｍ＝１はＱＰＳＫ，ｍ＝２は１６ＱＡＭ，ｍ＝３は６４ＱＡＭであり、以降も続く。

１つのＭＩＭＯシンボルはｎ_Ｔ４^ｍビットを送信することになる。これらのビットは、等式（３）により２ｍのベクトル内に並べられる。

ＱＰＳＫベクトルは等式（４）により定義される。

ＱＰＳＫベクトルの各要素は、ある実施例では±１±ｊである。従って、ＱＡＭ ＭＩＭＯシンボルを等式（５）のように書くことができる。

ただし２△はＱＡＭ配座の自由ユークリッド距離（即ち、最寄りの近隣配座ポイント間の距離）である。実際のビット・マッピングにはｉとｑのベクトルへの変換が含まれるが、様々な配座をこの形式で書くことができる。

種々の実施例の方法には、決定のシーケンスとそれに続く干渉配座が含まれる。しかし、変調シンボルを順次的にデマッピングする従来のＳＩＣアルゴリムとは異なり、種々の実施例の方法は順次的にエレメント検索（例えばＱＰＳＫ検索）を実行して、基本変調シンボルｘ０，ｘ１，ｘ２・・・（例えばＱＰＳＫシンボル）のベクトルをデマッピングする。言い換えると、種々の実施例の方法は、すべての変調シンボルのより高次のビットを復調し、干渉を打ち消して変調次数を下げ、変調次数が要素配座まで削減されるまでこのプロセスを繰り返す。

本発明の種々の実施例の基本的な方法は、次の擬似コードにより表すことができる。

ただしＹ〜_ｋは、各検索レベルｋにおける被受信信号ベクトルをスケーリングしたものであり、ｘ〜_ｋは、各検索レベルｋのＱＰＳＫベクトルであり、Ｈはチャネル伝達マトリクスであり、ｘは送信信号ベクトルである。下記に詳述するが、等式（６）は初期化プロセスを表し、等式（７）は高次の干渉を打ち消して被受信信号ベクトル・データをスケーリングし、等式（８）はレベルｋのＱＰＳＫ検索を表す。

上記のアルゴリズムが示すように、ある結果に到達するために検索されるポイント数は、全ＭＬ検索を利用して検索されるポイント数よりも実質的に小さい。等式（６−８）に示す基本アルゴリズムについては、検索ポイント数は、全ＭＬ検索が４^ｍｎＴなのに対してｍ４^ｎＴである。例えば、ｎ^Ｔ＝４とｍ＝２（即ち１６ＱＡＭ）の場合、全ＭＬ検索では６５，５３６ポイントを検索する。本発明の実施例による基本的検索では、この検索を約５１２ポイントで終了する。従って、本発明の種々の方法を用いると、検索ポイントの数を大幅に減らす。

図７は、本発明のある実施例による１６ＱＡＭ配座７００内の１つの被受信ベクトル要素のＢＨ ＭＩＭＯデマッピングを示す。図７は、二次元の配座表現であるが、この図面は被受信信号ベクトルの一つの要素であるＹをデマッピングする例を示すことを理解頂きたい。

ＭＩＭＯシステムにおいては、被受信信号ベクトルＹは、送信アンテナの数に等しい数のベクトル要素を含む。本発明のある実施例では、ＢＨ ＭＩＭＯデマッピング法では、被受信信号ベクトルＹの複数のベクトル要素が位置する一つ以上の象限の識別を行う。従って、実際の配座表現は複数の複素次元を有するが、図７では１つの複素次元のみを示す。図７は、実際に２つの次元に示すが、１つの複素信号ベクトルについては説明を明確にするためである。本明細書の説明に基づき、多重要素のデマッピングに適応するために図７の説明をいかにして概念的に拡大するかは、当業者には明白であろう。

本明細書の説明に基づき、等式（８）のＱＰＳＫベクトル検索には、１つの要素や、要素毎（たとえばＳＩＣの場合のように）ではなく、チャネル・マトリクスＨにより歪められた多次元ＭＩＭＯシンボル空間内で最も近いＱＰＳＫベクトルを探す過程が含まれることが理解頂けよう。実際には、チャネル・マトリクスＨ内のクロストーク要素により、要素毎の最小距離の結果は、等式（８）のＱＰＳＫベクトル解とは一致する可能性が少ない。本発明の主題は、多次元配座空間内の被受信信号ベクトルＹの複数の要素をデマッピングすることである。しかし、図７は本発明の主題の基本概念を理解するために有用である。

図７を参照して、１６ＱＡＭ配座７００が図示され、当初の原点７０２が配座のほぼ中心に図示される。配座は複数の象限（例えば象限７１６）に分割される。配座のシンボルはポイント（例えばポイント７１８）により表す。ある実施例においては、シンボルは２△の自由ユークリッド距離７０４により垂直方向および水平方向に離隔される。他の実施例では、シンボルを異なる水平および／または垂直距離だけ隔てることもできる。２△の値は、説明のために用いるものであって、限定するものではない。

被受信信号ベクトルを矢印７０６で示す。説明をわかりやすくするために、被受信信号ベクトル７０６を被受信信号ベクトルＹの１つの要素に対応するものとする。図７に示すように、ベクトル７０６はシンボル７１８に近接して位置するデータ・ポイントを示す。

ある実施例においては、ＢＨ ＭＩＭＯデマッピング法の第１回目の反復中に、第１レベルのＱＰＳＫ検索が実行されて、被受信信号ベクトル７０６に近接する少なくとも１つの象限を決定する。「＋」のマーク７０８，７１０，７１２，７１４は、第１レベルのＱＰＳＫ検索に関して第１レベルのＱＰＳＫベクトル２△ｘ_０を示す。図示される例では、「＋」マーク７０８に対応するＱＰＳＫベクトルは第１レベルの検索の結果として認識される。「＋」マーク７０８は象限７１６を識別する。

ある実施例においては、次に検索空間が、縮小した検索空間７２０に制限される。この空間には識別された象限７１６内に位置する配座ポイントが含まれる。縮小した検索空間は、ＱＰＳＫ配座７２０により示すことができ、ここには配座７２０の中心に位置する新たな原点７２２が含まれる。配座がＱＰＳＫ配座に縮小されたので、配座ポイントはＱＰＳＫベクトル２△ｘ_１に対応する。ある実施例においては、これらのベクトルを正規化する。

ある実施例においては、被受信信号ベクトルを新たな原点７２２に変換する。この新たな原点に対するこの変換は、上述した擬似コード表現の等式（７）の演算に対応する。また、被受信信号ベクトルは、ＱＰＳＫベクトルの正規化に対応するようスケーリングされる。変換されスケーリングされたベクトルをベクトル７２４で示す。

縮小した検索空間７２０と、変換されスケーリングされたベクトル７２４とに基づき、より低レベルのＱＰＳＫ検索が実行され、ベクトル７２４に近接する少なくとも１つのサブ象限が決まる。図示される例では、配座ポイント７２６に対応するＱＰＳＫベクトルは、低レベルの検索の結果として認識される。これは最低レベルの検索である（即ち、配座ポイントはＱＰＳＫベクトルに対応する）ので、配座ポイント７２６はデマッピング済みのシンボルとして識別される。

配座ポイント７２６は、縮小した検索空間７２０内にあるポイントを表す。そのため、全配座内に実際のシンボルを識別するために、当初の１６ＱＡＭ配座７００内で、配座ポイント７２６が対応するシンボルに関する決定を行う。図示される例では、配座ポイント７２６はシンボル７１８に対応する。従って、被受信信号ベクトルはシンボル７１８にデマッピングすることができる。

図７は、上記の如く、１６ＱＡＭ配座内のＢＨ ＭＩＭＯデマッピングを説明する。この例を、より低レベルまたは高レベルの配座に拡大することができる。例えば、６４ＱＡＭ配座においては、１つの被受信信号ベクトル要素に対する第１レベルのＱＰＳＫ検索により、１６の配座ポイントをもつ象限を識別することができる。検索空間は識別された象限に縮小され、新たな原点が認識され、データが変換およびスケーリングされて、第２レベルのＱＰＳＫ検索が実行される。第２レベルのＱＰＳＫ検索により、４つの配座ポイントをもつサブ象限を識別することができる。検索空間が識別されたサブ象限に再び縮小され、別の新たな原点が認識され、この場合もデータが変換およびスケーリングされて、第３レベルのＱＰＳＫ検索が実行される。第３レベルのＱＰＳＫ検索により、最終的な配座ポイントが識別される。最終ポイントと当初の配座内のシンボルとの間の対応が判定され、被受信ベクトル要素が識別されたシンボルにデマッピングされる。本明細書の説明に基づき、本発明の主題をさらに高レベルの配座（例えば２５６ＱＡＭやそれ以上の）に拡大する方法は、当業者には明白であろう。

上記の検索動作のシーケンスは、ＱＡＭ配座ポイントの階層性のみに依存し、これらのポイントに対するビット・マッピングには依存しない。しかし、図４ないし６に示すようなある種の特定のビット対変調シンボルのマッピングについては、階層検索の各レベルにおける決定が直接特定のビットを識別することができる。

図８は、本発明のある実施例により、ＢＨ ＭＩＭＯデマッピングを実行する手順のフローチャートである。図８の手順の各動作を個別の動作として例証および説明するが、１つ以上の各動作を平行して実行することもできる。さらに、これらの動作を図示する順序に実行する必要もない。

本方法は、ブロック８０２において、セットアップ計算を実行することで開始する。セットアップ計算は、Ｈの機能である。セットアップ計算は一回の計算とすることができ、連続するＭＩＭＯベクトルシンボルがデマッピングされても繰り返さなくてもよく、また雑音のある被受信信号ベクトルＹに実際には依存しないものでもよい。例えば、等式（８）において、Ｈｘ値は、同一のチャネルＨ上に送信される全てのシンボルと階層検索の全てのレベルに関して同じである。そのため、これらのＨｘ値は一度計算すれば、記憶して再利用することができる。また、等式（８）の基本的なユークリッド距離の数学的操作によって、この表現法の代替のただし等しい形式を導くことができる。このため、より効率的な実行を行うことができる。ブロック８０２のセットアップ計算は、このような変形に対応することもできる。

ブロック８０４において、多重アンテナ受信機（例えばＭＩＭＯ受信機）は、ｎ_Ｒ個の複素復調シンボルの被受信信号ベクトルＹを生成する。このときＹの各要素は個々の受信アンテナに対応し、各要素は弱められたｎ_Ｔ個の被送信信号の重畳を示す。

ブロック８０６において、ループ変数ｋが０の値に初期化される。ループ変数ｋは、ＱＰＳＫ検索の様々なレベルを通じて進み、ループをいつ終了するかを示すために用いられる（例えば、最低レベルのＱＰＳＫ検索が終了したときなど）。

また、ブロック８０６では、第１回のＱＰＳＫ検索の検索空間が、最高レベルのＱＰＳＫベクトルｘ＾_ｋ＝０を定義することによって、最高レベルの階層に初期化される。ある実施例では、最高レベルの階層には全配座が含まれる。例えば、被送信ベクトルｘの要素が１６ＱＡＭ配座に対応する場合、検索空間は１６ＱＡＭ配座に初期化され、原点は配座のほぼ中央にある。

ブロック８０８において、ｘ＾_ｋを見つけるためのレベルｋのＱＰＳＫ検索が実行される。ある実施例においては、レベルｋのＱＰＳＫ検索は上記の等式（８）に従って実行される。検索結果は、少なくとも一時的に記憶される。

次にブロック８１０において、ｋ＝ｍ−１であるか否かの判断が行われる。ただし、ｍは変調次数（例えばＱＰＳＫではｍ＝１，１６ＱＡＭではｍ＝２，１６ＱＡＭではｍ＝３など）。ｋ＝ｍ−１でない場合、ブロック８１２で、被受信信号ベクトルＹ内のデータ要素が新しい原点にスケーリングされ、ブロック８０８で認識された１つ以上の象限を実質的に含む縮小した検索空間に対応する。データ・ベクトルが正規化され、次のＱＰＳＫ検索が±１シンボルを用いて実行されるようにする。この結果は、スケーリングされた被受信ベクトルＹ〜である。

ブロック８１４でループ変数ｋが１だけ増分され、手順が繰り返される。詳しくは、ブロック８０８が繰り返され、その間に、レベルｋのＱＰＳＫ検索が縮小検索空間内で実行されて新しいｘ＾_ｋを見つける。

ブロック８０８，８１０，８１２，８１４は、ブロック８１０において、ｋ＝ｍ−１と判定されるまで繰り返される。このとき、ブロック８１６では、実行された最低レベルのＱＰＳＫ検索に基づいて検索結果が生成され、方法は終了する。

ある実施例では、検索結果には「ハード決定」が含まれる。ハード決定は、最低レベルのＱＰＳＫ検索で識別されたシンボルに、どのビット値が対応するかを表す特定の指標に対応する。

別の実施例においては、「ソフト決定」が生成され、これをデコーダ（例えば図３のデコーダ３０４）が用いて、ビット値の最終的な決定を行う。ある実施例においては、ソフト決定には、ＬＬＲの集合またはＬＬＲ の概算値（例えば、後述の誤差−最小値−誤差（difference-min-difference）または等価の計算）。

正確な（対数−ＭＡＰ）ＬＬＲ計算に対する概算を「誤差−最小値−誤差」ルールと呼ぶ。この概算は、正確な対数尤度公式に適応されるいわゆる対数ＭＡＸ概算から導かれる。あるビットｂ_ｘに関して、このルールが等式（９）として与えられる。

ただし、σｎはＹベクトルの要素に対する加法ノイズ分散である。

この実施例により、arg min_x:bx=0/1||Y-Hx||²の値がＱＰＳＫサブ検索の一部として得られ、（例えばレジスタ内に）記憶される。結果は、等式（９）に当てはまる最終値の一部が真のＱＡＭ配座ポイントであり、一部はより高次のＱＰＳＫ検索の結果によるものであるということになる。しかし、最低レベルの検索では、最寄りの近隣ポイントがチェックされる。そのために、これらの実施例の精度は、最寄りの近隣代替ＬＬＲについては大きくなることになる。ビット値の代替値が最寄りの近隣でない場合、ＬＬＲ値はより大きくなり、解読プロセスはこれらの場合には、概算誤差に影響を受けない。

図８のフローチャートは、本発明のある実施例による、基本的なＢＨ ＭＩＭＯデマッピング法を示す。階層検索の各レベルにおいて、１回のＱＰＳＫベクトル検索が実行される。他の実施例では、アルゴリズムはいくつかのツリー検索技術のうちのいずれかの技術まで含めるように拡大されるが、複数のＱＰＳＫ検索が１回の反復の間に実行されることもある。

ツリー検索技術は既知であるが、本発明の主題のコンテクストにおいては適用されたことはない。ある実施例では、Ｍアルゴリズム・ツリー検索は、１つ以上のレベルのＱＰＳＫ検索に組み込まれ、この間に「Ｍ」個の最良のＱＰＳＫベクトルが次の反復（行われる場合は）のための縮小検索空間に入れられるものと認識される；即ち、ユークリッド距離値||Y-Hx||が最も小さいＭ個のＱＰＳＫベクトルである。別の実施例においては、Ｔアルゴリズム・ツリー検索が１つ以上のレベルのＱＰＳＫ検索に組み込まれ、この間に最良ＱＰＳＫベクトルの閾値Ｔ内にあるユークリッド距離を有するＱＰＳＫベクトルが、次の反復（行われる場合は）のための縮小検索空間に入れられるものと認識される。

図９は、本発明の種々の実施例に組み込むことのできるツリー検索アルゴリズムを示す樹形図９００である。樹形図９００は、ツリー・レベル９０２，９０４，９０６を含む。ツリーのルート９１０において、最高レベルのＱＰＳＫ検索が実行されて、被受信検索ベクトルＹに関するＷ個の可能なＱＰＳＫ検索値を識別する。Ｗは、各レベルの可能な検索値の数、または「分岐点（枝）」の数である。従って、レベル９０２の初回のＱＰＳＫ検索については、Ｗ＝４^ｎＴとなる。例えば、ｎ_Ｔ＝３送信アンテナの場合、ツリー内のノード毎に６４の分岐点があることになる。図９は、１つのノードについて４つの分岐点しかない場合を示す。

レベル９０４において、初回のＱＰＳＫ検索の結果は、ノード９１１，９１２，９１３，９１４に記憶される。各ノードは、スケーリングされたＱＰＳＫ配座の象限に対応する。本発明の種々の実施例により、各象限内ではより低レベルのＱＰＳＫ検索を実行することが可能である。従って、４個の分岐点は各ノード９１１，９１２，９１３，９１４から延び、ツリー幅はこのレベルではＷ＝１６となる。

この時点で、分岐点（枝）を「剪定」して検索を縮小することが可能である。例えば、Ｍアルゴリズムに関して、Ｍ個の最良ノードを選択することができる。Ｔアルゴリズムについては、選択されたノードには、最良値のノードと、最良ノードの値の閾値Ｔ内の値をもつ全てのノードとが含まれる。検索は、選択されたノードに対応する分岐点に関して継続され、残りの分岐点は剪定される（即ち、対応する象限内で検索は継続されない）。

例えば、Ｍアルゴリズム・ツリー検索がＭ＝２で実行され、ノード９１２，９１３が２つの最良値を含む場合、検索空間は２つの対応する象限に縮小される。これらの各象限内で、相応に変換およびスケーリングされたデータを用いて、ＱＰＳＫ検索が追加的に実行される。８個の検索結果値が生成され、これらはノード９１５，９１６，９１７，９１８，９１９，９２０，９２１，９２２内に記憶される。これが最低レベルの検索であるとすると、そこから、最良の結果を決定することができる。

ツリー検索技術を用いて、任意のあるいは全ての検索レベルにおいて、より低レベルのＱＰＳＫ検索のための１つ以上の分岐点を保持することができる。それぞれ、ＭアルゴリズムとＴアルゴリズム検索に関して、ＭまたはＴの値を各検索レベルにおいて同じにすることも、また各レベルで変えることもできる。例えば、Ｍアルゴリズムを用いて、Ｍの値を最高レベルのＱＰＳＫ検索の間、２とすることができる。また、その値を次のより低レベルの検索に関して、１にもできる。他の実施例では、他の種類のツリー検索アルゴリズムを検索アルゴリズムに組み込むこともできる。これは、本明細書の説明に基づいて当業者には明白であろう。

種々の実施例による拡張アルゴリズムを数学的に説明することができる。ｘ＾（^ｌ）_ｋが等式（１０）に与えられるレベルｋ検索のランク付けした結果を示すものとする。

次にレベルｋ＋１では、全てのレベルｋの解ｘ＾（^ｌ）_ｋについて、等式（１１）が満足されるようにＱＰＳＫ検索を実行する。

ただし、γはＴアルゴリズムで用いる幅のパラメータである。γの値を大きくすれば、検索空間が拡大する。この拡張アルゴリズムは、ツリー検索と見ることができ、分岐点と剪定の観点を有する。

以上、ＭＩＭＯシンボルを復調およびデマッピングするための方法および装置の種々の実施例が説明された。本発明の主題は、ＷＬＡＮシステム，その他のワイヤレス・ネットワーク，陸上携帯電話，衛星携帯電話，無線機システム，ページング・システムおよびその他の種類のシステムを含む種々の実施例における多数の異なる種類のシステムに実現することができる。他の実施例も、当業者には容易に明白となろう。

本発明の主題は、特定のアーキテクチャまたは機能要素の組合せまたは集積回路のうち任意のものに限定すると解釈されるものではない。本発明の主題の用途はきわめて柔軟性をもち、この利点を達成したい任意の電子システムに容易に適応可能である。図面内に説明するシステムおよび装置は、本発明の主題を利用することのできる電子システムおよび装置の単なる例に過ぎない。

図面内の装置図の種々の変形は、本開示の恩恵を受ける当業者には明白であろう。例えば、説明および図面では、４ｘ４の１６ＱＡＭ変調を利用するシステムにおける実施例の適用を示すが、本発明の実施例は、他の数多くの変調法を利用するシステムにも採用することができる。例えば、信号がＰＡＭ変調またはＭ−ＰＳＫ変調でもよい。

本発明の主題の種々の構造は、当業者には周知の種々の要素および方法の任意のものによって実現することができる。２つの例証構造の間にある中間的な構造物（例えば、増幅器，減衰器，ミキサ，マルチプレクサ，インバータ，バッファなど）や、信号とすることもできる。導体は、図示されるように連続したものではなく、中間構造物によって分断されたものでもよい。図面のボックスの境界線は、説明の目的で用いられるに過ぎない。実際の装置は、このような画定された境界をもつ必要はない。さらに、図示される要素の相対的なレイアウトは、実際の相対レイアウトを提示するためのものではない。

本明細書に説明される種々の手順は、ハードウェア，ファームウェアまたはソフトウェア内に実現することができる。ソフトウェアの実行例では、マイクロコード，アセンブリ言語コードまたはより高レベルの言語コードを利用してもよい。コードは、実行中または他の時間には、１つ以上の揮発性または不揮発性のコンピュータにより読取が可能な媒体に格納することもできる。コンピュータによる読取が可能な媒体には、ハードディスク，リムーバブル磁気ディスク，リムーバブル光学ディスク，磁気カセット，フラッシュ・メモリ・カード，デジタル・ビデオ・ディスク，ベルヌーイ・カートリッジ，ランダム・アクセス・メモリ（ＲＡＭ），読取専用メモリ（ＲＯＭ）などが含まれる。

特定の実施例の上記の説明は、現在の知識を利用することによって、包括的概念から逸脱せずに、他者が容易に修正および／または種々の用途に適応することができるという、本発明の主題の一般的な性質を充分に明らかにする。そのため、このような適応および修正は、開示される実施例と同等のものの意味と範囲内に入る。本明細書に採用される表現法または用語は、説明のためのものであり、制限を加えるためのものではない。従って、本発明の主題は、添付の請求項およびそれと同等のものによってのみ制限されることを明白に意図する。

技術的開示の性質と骨子とを読者が確認することができるようにする要約書を必要とするＣ．Ｆ．Ｒ．１．７２（ｂ）に従うために要約書を提供することを強調する。要約書は、添付の請求項の範囲または意味を解釈または制限するために利用するのではないという前提で提出される。

上記の詳細説明では、開示を簡素化するために種々の特徴を１つの実施例にまとめてある場合がある。開示の本方法は、主題が請求する実施例画各請求構内に明示的に引用されるものより多くの特徴を要するという意図を反映するものと解釈すべきではない。むしろ、添付の請求項に述べるように、本発明の主題は単独の開示実施例の全ての特徴より少ない特徴内にある。このため、添付の請求項は、詳細な説明に組み込まれ、各請求項は個別の好適な実施例として独立する。

添付の請求項は、本明細書に説明する本発明の主題の異なる実施例を個別的に説明する。しかしながら、図面と関連付けて本発明の主題の種々の実施例を考察すると、詳細な説明は、これらの実施例のより完璧な理解を提示する。図面内では、同じ参照番号は図面全体を通じて同様の項目を指す。
本発明の一実施例による、ＭＩＭＯ送信機とＭＩＭＯ受信機との間の多重経路通信を示す簡略図である。 本発明の一実施例による、空間多重化技術を利用してシンボルのストリームを変調および送信することのできるＭＩＭＯ装置の簡単なブロック図である。 本発明の一実施例による、空間的に多重化された無線周波数信号を受信，復調およびデマッピングすることのできるＭＩＭＯ装置の簡単なブロック図である。 ４ポイントＱＰＳＫ（直交位相偏移変調）配座パターンを示す。 １６ＱＡＭ（直交振幅変調）配座パターンを示す。 ６４ＱＡＭ配座パターンを示す。 本発明の一実施例による、１６ＱＡＭ配座内の１つの被受信ベクトル成分のビット階層ＭＩＭＯデマッピングを示す。 本発明の一実施例によるビット階層ＭＩＭＯデマッピングの手順のフローチャートである。 本発明の種々の実施例に組み込むことのできるツリー検索アルゴリズムを示す樹形図の一例である。

Claims (30)

1. 複数の要素を含む被受信信号ベクトルに関して、最高次の基本変調に対する第１回目のエレメント検索を実行する段階であって、前記第１回目のエレメント検索は、第１検索空間内で実行され、基本変調シンボルの被識別ベクトルを生成する、段階と、
   前記被受信信号ベクトルを、前記被識別ベクトルに対応する新しい原点に変換し、変換済みの被受信信号ベクトルとする段階と、
   前記変換済みの被受信信号ベクトルに関して次のエレメント検索を実行する段階であって、前記次のエレメント検索は前記被識別ベクトルにより画定される縮小検索空間内で実行され、前記次のエレメント検索は基本変調シンボルの次の被識別ベクトルを生成する、段階と、
   を含むことを特徴とする方法。
2. 前記被受信信号ベクトルは、直交振幅変調を用いて変調され、直交位相偏移変調が基本変調であることを特徴とする請求項１記載の方法。
3. 前記被受信信号ベクトルは、パルス振幅変調を用いて変調され、双極位相相偏変調が基本変調であることを特徴とする請求項１記載の方法。
4. 複数の要素を含む被受信信号ベクトルに関して、第１回目の直交位相偏移変調（ＱＰＳＫ）検索を実行する段階であって、前記第１回目のＱＰＳＫ検索は、第１検索空間内で実行され、被識別ＱＰＳＫベクトルを生成する、段階と、
   前記被受信信号ベクトルを、前記被識別ＱＰＳＫベクトルに対応する新しい原点に変換し、変換済みの被受信信号ベクトルとする段階と、
   前記変換済み被受信信号ベクトルに関して次のＱＰＳＫ検索を実行する段階であって、前記次のＱＰＳＫ検索は前記被識別ＱＰＳＫベクトルにより画定される縮小検索空間内で実行され、前記次のＱＰＳＫ検索が次の被識別ＱＰＳＫベクトルを生成する、段階と、
   を含むことを特徴とする方法。
5. 前記被受信信号ベクトルを生成する段階であって、前記複数の要素の各々は、マルチ入力マルチ出力受信アンテナ・アレイの複数の受信アンテナの１つのアンテナにより受信される信号に対応する、段階、
   をさらに含むことを特徴とする請求項４記載の方法。
6. 前記次のＱＰＳＫ検索実行の段階に先立ち、前記変換済み被受信信号ベクトルをスケーリングする段階、
   をさらに含むことを特徴とする請求項４記載の方法。
7. 前記次のＱＰＳＫ検索の結果、配座ポイントに対応する次の被識別ＱＰＳＫベクトルが得られるまでに、
   前記変換済み被受信信号ベクトルの変換を繰り返す段階と、
   前記次のＱＰＳＫ検索の実行を繰り返す段階と、
   をさらに含むことを特徴とする請求項４記載の方法。
8. ツリー検索アルゴリズムを、前記第１回目のＱＰＳＫ検索および前記次のＱＰＳＫ検索のいずれか一方あるいはその両方に組み込み、前記縮小検索空間を画定するために用いられる複数の被識別ＱＰＳＫベクトルを生成する段階、
   をさらに含むことを特徴とする請求項４記載の方法。
9. 前記ツリー検索アルゴリズムを組み込む段階は
   Ｍアルゴリズム・ツリー検索をＱＰＳＫ検索に組み込む段階、
   を含むことを特徴とする請求項８記載の方法。
10. 前記ツリー検索アルゴリズムを組み込む段階は、
    Ｔアルゴリズム・ツリー検索をＱＰＳＫ検索に組み込む段階、
    を含むことを特徴とする請求項８記載の方法。
11. デコーダによって使用するための少なくとも１つのソフト決定を含む検索結果を生成する段階、
    をさらに含むことを特徴とする請求項４記載の方法。
12. 前記検索結果を生成する段階は、
    前記少なくとも１つのソフト決定を、対数尤度比の集合としてまたは対数尤度比の概算値として生成する段階、
    を含むことを特徴とする請求項１１記載の方法。
13. 最低レベルの検索の結果として識別されるＱＰＳＫベクトルに対応するデマッピング済みのビット値を含む検索結果を生成する段階、
    をさらに含むことを特徴とする請求項４記載の方法。
14. 複数の要素を含む被受信信号ベクトルＹに関して、第１回目の直交位相偏移変調（ＱＰＳＫ）検索を実行する段階であって、前記第１回目のＱＰＳＫ検索は、第１検索空間内で実行され、被識別ＱＰＳＫベクトルを生成する、段階と、
    縮小検索空間がＱＰＳＫ配座に対応するまで、
    前記被識別ＱＰＳＫベクトルに基づき、より高次の干渉を打ち消し、
    

    

    に応じて前記被受信信号ベクトル内で前記複数の要素をスケーリングする段階であって、このときＹ〜_ｋは検索レベルｋにおける前記被受信信号ベクトルのスケーリングされたベクトルであり、ｘ＾_ｋは検索レベルｋにおけるＱＰＳＫベクトルである、段階と、
    

    

    に応じてレベルｋのＱＰＳＫ検索を実行する段階であって、このときＨはチャネル伝達マトリクスであり、ｘは送信信号ベクトルである、段階と、
    を含むことを特徴とする方法。
15. ツリー検索アルゴリズムを、前記第１回目のＱＰＳＫ検索および前記レベルｋのＱＰＳＫ検索のいずれか一方あるいはその両方に組み込み、前記縮小検索空間を画定するために用いられる複数の被識別ＱＰＳＫベクトルを生成する段階、
    をさらに含むことを特徴とする請求項１４記載の方法。
16. デコーダが使用する少なくとも１つのソフト決定を含む検索結果を生成する段階、
    をさらに含むことを特徴とする請求項１４記載の方法。
17. 前記検索結果を生成する段階は、
    前記少なくとも１つのソフト決定を、対数尤度比の集合としてまたは対数尤度比の概算値として生成する段階、
    を含むことを特徴とする請求項１６記載の方法。
18. 最低レベルの検索の結果として識別されるＱＰＳＫベクトルに対応するデマッピング済みのビット値を含む検索結果を生成する段階、
    をさらに含むことを特徴とする請求項１４記載の方法。
19. その上にプログラム命令を記憶されて、マルチ入力マルチ出力装置内で実行された場合に、
    複数の要素を含む被受信信号ベクトルに関して、第１回目の直交位相偏移変調（ＱＰＳＫ）検索を実行する段階であって、前記第１回目のＱＰＳＫ検索は、第１検索空間内で実行され、被識別ＱＰＳＫベクトルを生成する、段階と、
    前記被受信信号ベクトルを、前記被識別ＱＰＳＫベクトルに対応する新しい原点に変換し、変換済みの被受信信号ベクトルとする段階と、
    前記変換済み被受信信号ベクトルに関して次のＱＰＳＫ検索を実行する段階であって、前記次のＱＰＳＫ検索は前記被識別ＱＰＳＫベクトルにより画定される縮小検索空間内で実行され、前記次のＱＰＳＫ検索は次の被識別ＱＰＳＫベクトルを生成する、段階と、
    を実行することを特徴とするコンピュータ読取り可能な媒体。
20. 前記方法を実行する段階により、
    ツリー検索アルゴリズムを、前記第１回目のＱＰＳＫ検索および前記次のＱＰＳＫ検索のいずれか一方あるいはその両方に組み込み、前記縮小検索空間を画定するために用いられる複数の被識別ＱＰＳＫベクトルを生成する段階、
    がさらに実行されることを特徴とする請求項１９記載のコンピュータ読取り可能な媒体。
21. 前記方法を実行する段階により、
    デコーダが使用する少なくとも１つのソフト決定を含む検索結果を生成する段階、
    がさらに実行されることを特徴とする請求項１９記載のコンピュータ読取り可能な媒体。
22. 前記方法を実行する段階により、
    最低レベルの検索の結果として識別されるＱＰＳＫベクトルに対応するデマッピング済みのビット値を含む検索結果を生成する段階、
    がさらに実行されることを特徴とする請求項１９記載のコンピュータ読取り可能な媒体。
23. 複数の被受信信号を受信することのできる複数の受信アンテナと、
    シンボル処理要素であって、
    前記複数の被受信信号に対応する複数の要素を含む被受信信号ベクトルに関して、第１回目の直交位相偏移変調（ＱＰＳＫ）検索を実行し、前記第１回目のＱＰＳＫ検索は、第１検索空間内で実行され、被識別ＱＰＳＫベクトルを生成し、
    前記被受信信号ベクトルを、前記被識別ＱＰＳＫベクトルに対応する新しい原点に変換し、変換済みの被受信信号ベクトルとし、
    前記変換済み被受信信号ベクトルに関して次のＱＰＳＫ検索を実行し、前記次のＱＰＳＫ検索は前記被識別ＱＰＳＫベクトルにより画定される縮小検索空間内で実行され、前記次のＱＰＳＫ検索は次の被識別ＱＰＳＫベクトルを生成する、
    ことを行うことができるシンボル処理要素と、
    を含むことを特徴とする装置。
24. 前記シンボル処理要素は、
    ツリー検索アルゴリズムを、前記第１回目のＱＰＳＫ検索および前記次のＱＰＳＫ検索のいずれか一方あるいはその両方に組み込み、前記縮小検索空間を画定するために用いられる複数の被識別ＱＰＳＫベクトルを生成する、
    ことをさらに行うことができることを特徴とする請求項２３記載の装置。
25. 前記シンボル処理要素は、
    デコーダが使用する少なくとも１つのソフト決定を含む検索結果を生成する、
    ことをさらに行うことができることを特徴とする請求項２３記載の装置。
26. 前記シンボル処理要素は、
    最低レベルの検索の結果として識別されるＱＰＳＫベクトルに対応するデマッピング済みのビット値を含む検索結果を生成する、
    ことをさらに行うことができることを特徴とする請求項２３記載の装置。
27. 複数の被受信信号を受信することのできる複数の受信アンテナと、
    シンボル処理要素であって、
    前記複数の被受信信号に対応する複数の要素を含む被受信信号ベクトルに関して、第１回目の直交位相偏移変調（ＱＰＳＫ）検索を実行し、前記第１回目のＱＰＳＫ検索は、第１検索空間内で実行され、被識別ＱＰＳＫベクトルを生成し、
    前記被受信信号ベクトルを、前記被識別ＱＰＳＫベクトルに対応する新しい原点に変換し、変換済みの被受信信号ベクトルとし、
    前記変換済み被受信信号ベクトルに関して次のＱＰＳＫ検索を実行する段階であって、前記次のＱＰＳＫ検索は前記被識別ＱＰＳＫベクトルにより画定される縮小検索空間内で実行され、前記次のＱＰＳＫ検索は次の被識別ＱＰＳＫベクトルを生成する、
    ことを行うことができるシンボル処理要素と、
    を含むことを特徴とするマルチ入力マルチ出力通信装置。
28. 前記シンボル処理要素は、
    ツリー検索アルゴリズムを、前記第１回目のＱＰＳＫ検索および前記次のＱＰＳＫ検索のいずれか一方あるいはその両方に組み込み、前記縮小検索空間を画定するために用いられる複数の被識別ＱＰＳＫベクトルを生成する、
    ことをさらに行うことができることを特徴とする請求項２７記載のマルチ入力マルチ出力通信装置。
29. 前記シンボル処理要素は、
    デコーダが使用する少なくとも１つのソフト決定を含む検索結果を生成する、
    ことをさらに行うことができることを特徴とする請求項２７記載のマルチ入力マルチ出力通信装置。
30. 前記シンボル処理要素は、
    最低レベルの検索の結果として識別されるＱＰＳＫベクトルに対応するデマッピング済みのビット値を含む検索結果を生成する、
    ことをさらに行うことができることを特徴とする請求項２７記載のマルチ入力マルチ出力通信装置。

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