JP2007251243A - 送信回路、無線基地局装置及び無線端末装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ＰＡＰＲによる送信回路の性能劣化を抑えつつ、送信回路歪みを抑えること。
【解決手段】入力信号から２つの定包絡線信号を生成し、第１および第２分配器で上記２つの定包絡線信号をそれぞれ分配し、上記第１および第２分配器のそれぞれの一方の出力を第１および第２増幅器で増幅し、上記第１および第２増幅器の出力を無損失合成器で合成し、上記第１および第２分配器のそれぞれの他方の出力を、アイソレーションで合成し、上記無損失合成器の出力に前記アイソレーション合成器の出力を加算して、上記無損失合成器で発生する歪みを検出し、上記検出された歪みを補助増幅で増幅し、上記補助増幅器により増幅された歪みを上記無損失合成器の出力に振幅逆相で再注入し、上記無損失合成器の出力の歪み成分を相殺して除去する。
【選択図】図１

Description

本発明は、送信回路、無線基地局装置及び無線端末装置に関し、特に無線通信や放送に用いる送信装置において送信信号を増幅して出力する送信回路、無線基地局装置及び無線端末装置に関する。

無線通信や放送に用いられる送信装置において、近年、周波数の利用効率の向上を図るために、情報を振幅、位相方向に多重する多値変調方式や、周波数方向に多重するＯＦＤＭ変調信号を送信する場合が多くなっている。これらの伝送方式は一度に伝送できる情報量を多くできるが、信号の平均電力に対して最大電力が非常に大きな信号となる。このため、これらの伝送方式において、信号を増幅して送信する送信回路には高い線形性が求められている。一方で、送信回路の消費電力を削減するために、送信回路には高い電力効率も要求されている。上記のような送信回路の線形性及び電力効率を両立させるために、歪み補償や効率改善のための様々な手法が提案されている。

従来の送信回路の方式の１つにフィードフォワード（ＦＦ）方式がある。ＦＦ方式を適用した送信回路について説明する。

図８は、ＦＦ方式の送信回路１０の構成を示す図である。図８において、送信回路１０は、Ｄ／Ａ（ディジタル／アナログ）変換器１１、フィルタ１２、ミキサ１３、局部発振器１４、前置増幅器１５、前置分配器１６、歪み検出用ベクトル調整器１７、主増幅器１８、主波分配器１９、遅延線２０、歪み検出用合成器２１、歪み除去用ベクトル調整器２２、副増幅器２３、遅延線２４及び歪み除去用合成器２５から構成される。

上記前置分配器１６、歪み検出用ベクトル調整器１７、主増幅器１８、主波分配器１９、遅延線２０及び歪み検出用合成器２１は、歪み検出ループを構成し、上記主波分配器１９、歪み検出用合成器２１、歪み除去用ベクトル調整器２２、副増幅器２３、遅延線２４及び歪み除去用合成器２５は、歪み除去ループを構成する。歪み検出ループは、主増幅器の出力信号と主増幅器の入力信号とを比較して主増幅器で発生した歪みを検出し、歪み除去ループは、検出した歪みを増幅器で増幅して主増幅器の出力信号と合成して抑圧することにより、主増幅器の出力信号から主増幅器の歪みを除去して、歪みが含まれてない信号を得る。

Ｄ／Ａ変換器１１では、入力された送信信号に対してＤ／Ａ変換を行い、得られたアナログ信号はフィルタ１２の処理によって不要な周波数成分を除去された後、ミキサ１３に出力される。ミキサ１３は、フィルタ１２から入力される信号と、局部発振器１４から入力される送信周波数の搬送波信号とをミキシングして送信周波数に変換する。前置増幅器１５では、ミキサ１３から入力され、送信周波数に変換された信号を増幅して、前置分配器１６に出力する。前置分配器１６は、前置増幅器１５で増幅された信号を２つの信号に分配する。

歪み検出用ベクトル調整器１７では、前置分配器１６の分配処理により得られる２つの信号のうち、一方の信号に対してベクトル調整を行う。主増幅器１８では、歪み検出用ベクトル調整器１７でベクトル調整された信号を増幅して主波分配器１９に出力する。主波分配器１９では、主増幅器１８から入力される信号をさらに２つの信号に分配する。歪み検出用合成器２１は、前置分配器１６の分配処理により得られる２つの信号のうち、他方が遅延線２０により遅延されて得られた信号と、主波分配器１９の分配処理により得られた２つの信号のうちの一方とを合成する。ここで主波分配器１９から歪み検出用合成器２１に入力される信号は、希望の送信信号成分を含むほか、主増幅器１８の増幅処理により生じた歪みを含む。また前置分配器１６、歪み検出用ベクトル調整器１７及び遅延線２０の処理により、遅延線２０から歪み検出用合成器２１に入力される信号は、希望の送信信号に対して時間遅延がなく同振幅で位相が１８０度異なるようになる。以下、遅延線２０から歪み検出用合成器２１に入力される信号を歪み検出用基準信号と称する。この歪み検出用基準信号は、所望の送信信号に対して時間遅延がなく同振幅で位相が１８０度異なる。歪み検出用合成器２１の合成処理により、希望の送信信号成分と歪み検出用基準信号とは相殺され、主増幅器１８の増幅処理により生じた歪み成分が出力される。上記歪み検出ループの処理により、主増幅器１８で発生した歪みが検出される。

歪み除去用ベクトル調整器２２では、歪み検出用合成器２１から入力され、主増幅器１８の歪み成分信号に対してベクトル調整を行う。副増幅器２３は、歪み除去用ベクトル調整器２２でベクトル調整された信号を増幅し、歪み除去用合成器２５に出力する。歪み除去用合成器２５は、副増幅器２３から入力される信号と、主波分配器１９で分配された２つの信号のうち、他方が遅延線２４により遅延され得られた信号とを合成する。ここで、遅延線２４から歪み除去用合成器２５に入力される信号は、希望の送信信号成分と主増幅器１８の歪み成分とを含む。また歪み除去用ベクトル調整器２２、副増幅器２３及び遅延線２４の処理により、副増幅器２３から歪み除去用合成器２５に入力される信号は主増幅器１８の歪み成分信号に対して時間遅延がなく、同振幅で、位相が１８０度異なる。以下、副増幅器２３から歪み除去用合成器２５に入力される信号を基準歪み信号と称する。この歪み基準信号は主増幅器１８の歪み成分信号に対して時間遅延がなく、同振幅で、位相が１８０度異なる。歪み除去用合成器２５の合成処理により、歪み基準信号と、遅延線２４からの入力信号が含む歪み成分とは相殺され、所望の送信信号が出力される。すなわち、歪み除去ループの処理により、歪みを含まない増幅信号が得られる。

上記ＦＦ方式の送信回路１０は、歪み検出ループと歪み除去ループの処理により回路の歪みを抑えることができる。

また、このようなＦＦ方式の送信回路として、特許文献１には歪み検出ループと歪み除去ループとの平衡を自動的に行い、安定性及びさらなる低歪み化を図るＦＦ増幅器が開示されている。

また、放送送信装置や無線通信の基地局装置では、複数のキャリアを一括して送信するために、図９に示すように複数の送信部を備える。

図９は、複数キャリアの信号を増幅するＦＦ方式の送信回路３０の構成を示す図である。図９において、図８と同一構成部分には同一符号を付して重複箇所の説明を省略する。送信回路３０は、Ｄ／Ａ変換器１１−１，１１−２，…，１１−ｎ、フィルタ１２−１，１２−２，…，１２−ｎ、ミキサ１３−１，１３−２，…，１３−ｎ、局部発振器１４−１，１４−２，…，１４−ｎ、前置増幅器１５−１，１５−２，…，１５−ｎ、前置合成器３１、前置分配器１６、歪み検出用ベクトル調整器１７、主増幅器１８、主波分配器１９、遅延線２０、歪み検出用合成器２１、歪み除去用ベクトル調整器２２、副増幅器２３、遅延線２４及び歪み除去用合成器２５から構成される。図９に示す送信回路３０は、図８に示す送信回路１０と比べ、Ｄ／Ａ変換器１１、フィルタ１２、ミキサ１３、局部発振器１４及び前置増幅器１５を、複数キャリアの数分だけ備え、前置合成器３１をさらに備える点で相違する。図９に示す各構成要素の機能は、図８に示す送信回路１０の各構成要素と同様であるため、詳細な説明は省略する。送信回路３０は、ミキサ１３−１，１３−２，…，１３−ｎで各々のキャリア信号成分を別々に異なる周波数の搬送波信号に変換し、前置増幅器１５−１，１５−２，…，１５−ｎで前置増幅した後に、前置合成器３１でマルチキャリアのＲＦ信号を合成し、フィードフォワード方式で増幅している。これは、複数キャリアの信号を合成した後では信号のＰＡＰＲが増加してしまうので、合成後に周波数変換や前置増幅を行うと、ミキサや前置増幅器で歪みが発生してしまうため、不要な歪み成分を発生させないように、各キャリア成分毎に周波数変換や前置増幅を行う構成としている。

従来の送信回路の別の方式にＬＩＮＣ（Linear Amplification with Nonlinear Components）方式と呼ばれるものがある。この方式では、送信信号を２つの定包絡線信号に分岐し、電力効率の高い非線形増幅器で増幅した後に合成することにより、線形性及び電力効率の両立を図っている。

図１０は、ＬＩＮＣ方式の送信回路４０の構成を示す図である。この図において、送信回路４０は、定包絡線信号生成部４１、増幅器４２、増幅器４３及び合成器４４を備えて構成される。

定包絡線信号生成部４１は、入力信号Ｓ（ｔ）から、２つの定包絡線信号Ｓａ（ｔ）及びＳｂ（ｔ）を生成する。例えば、入力信号Ｓ（ｔ）が次式（１）で表されたときに各定包絡線信号Ｓａ（ｔ）、Ｓｂ（ｔ）を次式（２）及び次式（３）とすれば、各定包絡線信号Ｓａ（ｔ）、Ｓｂ（ｔ）は、振幅方向が定数となる。
Ｓ（ｔ）＝Ｖ（ｔ）×ｃｏｓ｛ωｃｔ＋φ（ｔ）｝ …（１）
ただし、Ｖ（ｔ）の最大値をＶｍａｘ、入力信号の搬送波の角周波数をωｃとする。
Ｓａ（ｔ）＝Ｖｍａｘ／２×ｃｏｓ｛ωｃｔ＋ψ（ｔ）｝ …（２）
Ｓｂ（ｔ）＝Ｖｍａｘ／２×ｃｏｓ｛ωｃｔ＋θ（ｔ）｝ …（３）
ただし、ψ（ｔ）＝φ（ｔ）＋α（ｔ）、θ（ｔ）＝φ（ｔ）−α（ｔ）とする。

図１１は、定包絡線信号の生成動作を直交平面座標上で、信号ベクトルを用いて示す図である。この図に示すように、入力信号Ｓ（ｔ）は、振幅がＶｍａｘ／２である２つの定包絡線信号Ｓａ（ｔ）、Ｓｂ（ｔ）のベクトル和で表される。

再び図１０に戻って、２つの増幅器４２，４３では、２つの定包絡線信号をそれぞれ増幅する。このとき、増幅器４２，４３の利得をＧとすると、増幅器４２，４３の出力信号は、それぞれＧ×Ｓａ（ｔ）、Ｇ×Ｓｂ（ｔ）となる。合成器４４でこれらの出力信号Ｇ×Ｓａ（ｔ）、Ｇ×Ｓｂ（ｔ）を合成すると、出力信号Ｇ×Ｓ（ｔ）が得られる。

ＬＩＮＣ方式の送信回路を実現するための具体的な手段として、無損失合成器又はスイッチングアンプを用いることで負荷に無効電力が発生しないようにして効率を改善する手法が提案されている（例えば、特許文献２参照）。
特公平７−７７３３０号公報 特表２００２−５１０９２７号公報

しかしながら、このような従来の送信回路にあっては、上記ＦＦ方式及びＬＩＮＣ方式の何れの送信回路でも、送信する信号の平均電力に対する最大電力の比ＰＡＰＲ（Peak to Average Power Ratio）が大きくなるに従い、効率が劣化し、送信信号に歪みが発生してしまうという問題がある。

以下、ＰＡＰＲ増大による効率劣化及び送信信号の歪み発生について説明する。

図８に示すＦＦ方式の送信回路１０では、主増幅器１８で発生する歪み成分を歪み抑圧ループにより抑圧する。この場合、歪み除去用合成器２５が出力する歪み抑圧後の希望信号対歪み検出用合成器２１が出力する歪み成分信号の値は、主増幅器１８で発生する歪みの量に依存する。ＰＡＰＲの大きな信号に対しては、主増幅器１８で発生する歪み成分も大きくなるので、十分な希望信号レベル対歪み信号レベルの値を得るためには、主増幅器の飽和レベルに対して十分なバックオフ量をとって信号を増幅する必要がある。つまり、ＰＡＰＲが大きくなるに従い効率が劣化する。

図１０に示したＬＩＮＣ方式の送信回路４０では、増幅器４２，４３が理想的なＢ級増幅器からなり、合成器４４がアイソレーション合成器からなる。ＰＡＰＲの逆数、すなわち送信する信号の最大電力に対する平均電力の比を平均電力／最大電力と記す。平均電力／最大電力と送信回路の効率との関係は図１２に示すようになる。図１２に示すように、平均電力／最大電力が小さく、すなわちＰＡＰＲが大きくなるに従い、送信回路の効率は直線的に劣化していく。

ＰＡＰＲの増加による送信回路の効率の低下を抑えるために前記特許文献２では、ＬＩＮＣ方式の送信回路の合成部として無損失合成器又はスイッチングアンプを用いている。無損失合成器又はスイッチングアンプを用いることにより、負荷抵抗に無効電力が発生しないため、送信回路の効率をさらに改善することができる。例えば、図１０に示したＬＩＮＣ方式の送信回路４０で、増幅器４２，４３を理想的なＢ級増幅器とし、合成器４４を無損失合成器とする場合、平均電力／最大電力と送信回路の効率との関係は図１３で示される。図１３に示すように、送信回路の効率の低下とＰＡＰＲの増加とは直線的な関係にあるのではなく、ＰＡＰＲが大きくなるに従い、送信回路の効率の低下傾向は緩やかになる。劣化の仕方が直線的でないため、ＰＡＰＲが大きな信号に対して効率の劣化を少なくすることができる。

しかし、上記の無損失合成器を用いたＬＩＮＣ方式の送信回路は、２つの増幅器の出力間にアイソレーションがないため、歪みが発生するという問題がある。

図１４（ａ）は、アイソレーション合成器を用いたＬＩＮＣ方式の送信回路の出力信号のスペクトルを示す図であり、図１４（ｂ）は、無損失合成器を用いたＬＩＮＣ方式の送信回路の出力信号のスペクトルを示す図である。図１４（ａ）に示すスペクトルを希望信号スペクトルとする場合、図１４（ｂ）に示すスペクトルは希望信号スペクトルの両側に不要な歪み成分を含む。図１５は、図１４（ａ）が示すスペクトルと図１４（ｂ）が示すスペクトルとの差を示す図である。図１５に示す歪み成分スペクトルは、図１４（ｂ）に示す希望信号スペクトルの両側の不要な歪み成分スペクトルである。図１５は、アイソレーション合成器を用いたＬＩＮＣ方式の送信回路の歪みに対して、無損失合成器を用いたＬＩＮＣ送信回路の歪みの増加分を示す。

また、ＦＦ方式の送信回路を用いて複数キャリアの信号を増幅して出力する場合は、図９に示したように、Ｄ／Ａ変換器１１、フィルタ１２、ミキサ１３、局部発振器１４及び前置増幅器１５を、複数キャリアの数だけ備える必要がある。図１５に示すように、複数キャリアの信号を増幅して出力するＦＦ方式の送信回路の規模は大きく、消費電力が増加するという問題がある。

本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、高い電力効率で歪みの少ない増幅信号を得ることができ、より小さい回路規模で複数キャリアの送信信号を送信することができる送信回路、無線基地局装置及び無線端末装置を提供することを目的とする。

本発明の送信回路は、入力信号から２つの定包絡線信号を生成する定包絡線信号生成手段と、２つの定包絡線信号をそれぞれ分配する第１及び第２分配手段と、前記第１及び第２分配手段のそれぞれの一方の出力を増幅する第１及び第２増幅手段と、前記第１及び第２増幅手段の出力を合成する無損失合成手段と、前記第１及び第２分配手段のそれぞれの他方の出力を、アイソレーションを持って合成するアイソレーション合成手段と、前記無損失合成手段の出力に前記アイソレーション合成手段の出力を加算して、前記無損失合成手段で発生する歪みを検出する歪み検出ループ手段と、前記検出された歪みを増幅する補助増幅手段と、前記補助増幅手段により増幅された歪みを前記無損失合成手段の出力に振幅逆相で再注入し、前記無損失合成手段の出力の歪み成分を相殺して除去する歪み除去ループ手段と、を具備する構成を採る。

本発明によれば、送信回路の電力効率の向上し、ＰＡＰＲによる送信回路の性能劣化を抑えつつ、無損失合成器で発生する歪みを抑えることができ、より小さい回路規模で複数キャリアの送信信号を送信することができる。

以下、本発明の実施の形態について、添付図面を参照して詳細に説明する。

まず、本発明の基本的な考え方について説明する。

図８に示すような従来のＦＦ方式の送信回路は、図１２に示したようにＰＡＰＲの増加により性能が直線的に劣化する。また、マルチキャリアの場合は、ミキサや前置増幅器を非常に線形的に非常に作らなければならないが、これは困難なので実際には図９に示すように、キャリア数分の送信部を設ける必要がある。

またＬＩＮＣ方式の送信回路は、入力信号の振幅の変動が起こらないため、効率が良くなる。さらにＬＩＮＣ方式の送信回路に無損失合成器を用いれば、上述したＰＡＰＲによる送信回路の性能劣化を抑えることができる。無損失合成器としてスイッチング増幅器又はＣｈｉｒｅｉｘ増幅器がある。

本発明者らは、ＬＩＮＣ方式をＦＦ方式に組み込むことで、ＰＡＰＲの増加による性能をＬＩＮＣで抑え、歪みはＦＦで解消できることを見出した。しかし、単なる組み合わせではかかる効果は実現しない。これについて説明する。

例えば、図１０に示したＬＩＮＣ方式の送信回路４０で、増幅器４２，４３を理想的なＢ級増幅器とし、合成器４４を無損失合成器の一種であるＣｈｉｒｅｉｘ合成器とする場合、平均電力／最大電力と送信回路の効率との関係は図１３で示される。図１３に示すように、送信回路の効率の低下とＰＡＰＲの増加とは直線的な関係にあるのではなく、ＰＡＰＲが大きくなるに従い、送信回路の効率の低下傾向は緩やかになる。ＬＩＮＣ方式の送信回路は無損失合成器、例えばＣｈｉｒｅｉｘ合成器を用いることで、ＰＡＰＲによる送信回路の効率への影響度合いを抑えることができる。

そこで、ＬＩＮＣ方式の送信回路を用いて信号を増幅することが考えられる。ただし、上記のＣｈｉｒｅｉｘ合成器を用いたＬＩＮＣ方式の送信回路は、２つの増幅器の出力間にアイソレーションがないため、歪みが発生するという問題がある。例えば図１４及び図１５が示すように、送信回路においてＰＡＰＲによる性能劣化を抑えることができる無損失合成を用いれば、送信回路の歪みが増加してしまうという問題が生じる。

そこで無損失合成器で発生した歪みを除去するため、ＦＦ方式の送信回路と上記の無損失合成器を用いるＬＩＮＣ方式の送信回路を組み合わせる。さらにＬＩＮＣ方式式の送信回路と組み合わせるＦＦ方式の送信回路においてアイソレーション合成器を用いることに、Ｃｈｉｒｅｉｘ合成器を用いるＬＩＮＣ方式において２つの増幅器の出力間にアイソレーションがないため発生した歪みを解消する。

（実施の形態１）
図１は、上記基本的な考え方に基づく本発明の実施の形態１に係る送信回路の主要な構成を示す図である。本実施の形態は、無線通信や放送に用いる送信装置において送信信号を増幅して出力する送信回路に適用した例である。

図１において、送信回路１００は、定包絡線信号生成部１０１、Ｄ／Ａ変換器１０２，１０３、局部発振器１０４、ミキサ１０５，１０６、前置増幅器１０７，１０８、前置分配器１０９，１１０、歪み検出用ベクトル調整器１１１，１１２、主増幅器１１３，１１４、無損失合成器１１５、主波分配器１１６、アイソレーション合成器１１７、遅延線１１８、歪み検出用合成器１１９、歪み除去用ベクトル調整器１２０、副増幅器１２１、遅延線１２２及び歪み除去用合成器１２３を備えて構成される。また、局部発振信号の漏洩など不要なスプリアス(Spurious)を抑圧するために、フィルタなどをさらに備えても良い。

定包絡線信号生成部１０１は、振幅制限されたベースバンド信号Ｓｉ，Ｓｑを用いて、２つの定包絡線信号を生成する。定包絡線信号生成部１０１は、Ｓｉ＋ｊＳｑ＝Ｓａを満たす、ベースバンド信号Ｓｉ，Ｓｑを用いて第１定包絡線信号Ｓωａ１及び第２定包絡線信号Ｓωａ２を生成し、Ｄ／Ａ変換器１０２，１０３にそれぞれ出力する。定包絡線信号Ｓωａ１，Ｓωａ２をベクトル合成して得られた信号と、ベースバンド信号Ｓｉ，Ｓｑを周波数ωａの搬送波周波数で直交変調して得られた信号とは等価である。ここで、定包絡線信号生成部１０１は、例えばＤＳＰ（Digital Signal Processor）、ＣＰＵ（Central Processing Unit）又はＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）等で構成されるディジタル信号処理回路であり、その動作はディジタル信号の演算により処理される。

Ｄ／Ａ変換器１０２は、第１定包絡線信号Ｓωａ１をＤ／Ａ変換し、ミキサ１０５に出力する。Ｄ／Ａ変換器１０３は、第２定包絡線信号Ｓωａ２をＤ／Ａ変換し、ミキサ１０６に出力する。

局部発振器１０４は、周波数シンセサイザなどの発振回路から構成され、例えば位相負帰還制御系（ＰＬＬ）で用いられる電圧制御発振器（ＶＣＯ）である。局部発振器１０４は、送信周波数の搬送波信号、すなわち局部発振信号を生成してミキサ１０５，１０６に出力する。

ミキサ１０５は、Ｄ／Ａ変換器１０２から入力される信号と、局部発振器１０４から入力される局部発振信号とをミキシングして第１定包絡線信号Ｓωａ１をアップコンバートし、前置増幅器１０７に出力する。ミキサ１０６は、Ｄ／Ａ変換器１０３から入力される信号と、局部発振器１０４から入力される局部発振信号とをミキシングして第２定包絡線信号Ｓωａ２を送信周波数にアップコンバートし、前置増幅器１０８に出力する。

前置増幅器１０７，１０８は、ミキサ１０５，１０６で周波数変換された信号をそれぞれＧ１倍に増幅する。

前置分配器１０９，１１０は、例えばカプラ、バラン又は抵抗分配などから構成され、入力される信号を一定の電力比率で２つの信号に分配する。前置分配器１０９，１１０は、前置増幅器１０７，１０８で増幅された第１定包絡線信号Ｇ１×Ｓωｃ１、第２定包絡線信号Ｇ１×Ｓωｃ２を歪み検出用ベクトル調整器１１１，１１２及びアイソレーション合成器１１７に分配して出力する。

歪み検出用ベクトル調整器１１１，１１２は、例えば可変位相器又は可変減衰器などから構成され、入力される信号のベクトルを変化させる。歪み検出用ベクトル調整器１１１，１１２はそれぞれ、前置分配器１０９、１１０が出力した一方の第１定包絡線信号Ｓωｃ１及び第２定包絡線信号Ｓωｃ２それぞれのベクトルを所望値に変化させて、主増幅器１１３，１１４それぞれに出力する。

主増幅器１１３，１１４は、歪み検出用ベクトル調整器１１１，１１２それぞれでベクトル調整された第１定包絡線信号Ｓωｃ１及び第２定包絡線信号Ｓωｃ２をそれぞれ増幅して、無損失合成器１１５に出力する。

無損失合成器１１５は、例えばＣｈｉｒｅｉｘ合成器やバランなどから構成され、主増幅器１１３，１１４で増幅された信号を信号間にアイソレーションなく合成し、主波分配器１１６に出力する。

上述した定包絡線信号生成部１０１、Ｄ／Ａ変換器１０２，１０３、局部発振器１０４、ミキサ１０５，１０６、前置増幅器１０７，１０８、前置分配器１０９，１１０、歪み検出用ベクトル調整器１１１，１１２、主増幅器１１３，１１４及び無損失合成器１１５は、全体としてＬＩＮＣ方式の送信回路を構成し、ここではＬＩＮＣ方式増幅回路１５０と記す。ＬＩＮＣ方式増幅回路１５０が出力する信号は、主波信号である。

主波分配器１１６は、例えばカプラ、バラン又は抵抗分配などから構成され、入力信号を一定の電力比率で２つの信号に分配する。主波分配器１１６は、無損失合成器１１５で合成された主波信号を歪み検出用合成器１１９及び遅延線１２２に分配して出力する。

遅延線１２２は、基板上や同軸線路上において、所定の遅延量をもった伝送線路である。遅延線１２２は、主波分配器１１６が出力する信号を遅延して歪み除去用合成器１２３に出力する。

アイソレーション合成器１１７は、例えばＷｉｌｋｉｎｓｏｎ合成器、１端をアイソレーション抵抗で終端した２分岐線路型方向性結合器、又は４端子合成器などから構成される。アイソレーション合成器１１７で合成される、前置分配器１０９，１１０の他方の出力信号の間のアイソレーションは挿入損失より大きい。

遅延線１１８は、基板上や同軸線路上において、所定の遅延量をもった伝送線路である。遅延線１１８は、アイソレーション合成器１１７が出力する信号を遅延して歪み検出用合成器１１９に出力する。

歪み検出用合成器１１９は、例えばカプラ、Ｗｉｌｋｉｎｓｏｎ合成器、１端をアイソレーション抵抗で終端した２分岐線路型方向性結合器、又は４端子合成器などから構成され、主波分配器１１６で分配、出力された一方の信号と遅延線１１８が出力する信号とを合成して、合成した信号Ｘωａを歪み除去用ベクトル調整器１２０に出力する。

歪み除去用ベクトル調整器１２０は、例えば可変位相器や可変減衰器などから構成され、歪み検出用合成器１１９が出力した信号Ｘωａのベクトルを所望値に変化させて、副増幅器１２１に出力する。

副増幅器１２１は、歪み除去用ベクトル調整器１２０から出力信号Ｘωａを増幅し、歪み除去用合成器１２３に出力する。

歪み除去用合成器１２３は、例えばカプラ、Ｗｉｌｋｉｎｓｏｎ合成器、又は４端子合成器等から構成され、副増幅器１２１が出力する信号と遅延線１２２が出力する信号とを合成して、送信回路１００の出力信号を得る。

上記のＬＩＮＣ方式増幅回路１５０と、主波分配器１１６、アイソレーション合成器１１７、遅延線１１８、歪み検出用合成器１１９、歪み除去用ベクトル調整器１２０、副増幅器１２１、遅延線１２２及び歪み除去用合成器１２３は、全体としてＦＦ方式送信回路を構成する。そのうち、ＬＩＮＣ方式増幅回路１５０、主波分配器１１６、アイソレーション合成器１１７、遅延線１１８、歪み検出用合成器１１９は、ＦＦ方式送信回路の歪み検出ループを構成し、主波分配器１１６、歪み検出用合成器１１９、歪み除去用ベクトル調整器１２０、副増幅器１２１、遅延線１２２及び歪み除去用合成器１２３は、ＦＦ方式送信回路の歪み除去ループを構成する。送信回路１００は、主増幅器としてＬＩＮＣ方式増幅回路１５０を用いる。また送信回路１００は、アイソレーション合成器１１７を用いて歪み検出用基準信号を生成する。送信回路１００は、全体として無損失合成器１１５を用いたＬＩＮＣ方式送信回路と、アイソレーション合成器を用いたＦＦ方式の送信回路とを組み合わせた構成である。

以下、上述のように構成された送信回路の動作について説明する。

まず定包絡線信号生成部１０１では、入力信号Ｓａ＝Ｓｉ＋ｊＳｑを構成するＳｉ、Ｓｑから第１定包絡線信号Ｓωａ１（ｔ）、第２定包絡線信号Ｓωａ２（ｔ）を生成する。Ｄ／Ａ変換器１０２，１０３は、第１定包絡線信号Ｓωａ１（ｔ）、第２定包絡線信号Ｓωａ２（ｔ）をアナログ信号に変換する。ミキサ１０５，１０６では、アナログ変換された第１定包絡線信号Ｓωａ１（ｔ）、第２定包絡線信号Ｓωａ２（ｔ）を送信周波数ωｃにアップコンバートしてＳωｃ１（ｔ）、Ｓωｃ２（ｔ）を得る。

前置増幅器１０７では、Ｓωｃ１（ｔ）をＧ１倍に増幅して得られるＧ１×Ｓωｃ１（ｔ）を前置分配器１０９に出力する。また、前置増幅器１０８では、Ｓωｃ２（ｔ）をＧ１倍に増幅して得られるＧ１×Ｓωｃ２（ｔ）を前置分配器１１０に出力する。

前置分配器１０９では、前置増幅器１０７から入力される信号Ｇ１×Ｓωｃ１（ｔ）を所定の比率で２つの信号に分配する。前置分配器１１０では、前置増幅器１０８から入力される信号Ｇ１×Ｓωｃ２（ｔ）を所定の比率で２つの信号に分配する。歪み検出用ベクトル調整器１１１では、前置分配器１０９の分配処理により得られた２つの信号のうち一方に対してベクトル調整を行い、歪み検出用ベクトル調整器１１２では、前置分配器１１０の分配処理により得られた２つの信号のうち一方に対してベクトル調整を行う。

主増幅器１１３では、歪み検出用ベクトル調整器１１１でベクトル調整された信号を増幅し、主増幅器１１４では、歪み検出用ベクトル調整器１１２でベクトル調整された信号を増幅する。主増幅器１１３，１１４それぞれの出力信号はＧ２Ｓωｃ１（ｔ）、Ｇ２Ｓωｃ２（ｔ）となる。上記Ｇ２は、Ｓωｃ１（ｔ）が前置増幅器１０７及び主増幅器１１３により増幅された際の利得量であり、Ｓωｃ２（ｔ）が前置増幅器１０８及び主増幅器１１４により増幅された際の利得量でもある。このように、主増幅器１１３，１１４が増幅する信号は定包絡線信号であるため、高い電力効率を得ることができる。

無損失合成器１１５では、主増幅器１１３，１１４から入力されるＧ２Ｓωｃ１（ｔ）、Ｇ２Ｓωｃ２（ｔ）を合成してＧｘ×Ｓａωｃ（ｔ）＋α（ｔ）を得る。Ｇｘは、定包絡線信号生成部１０１の入力信号Ｓａ（Ｓａ＝Ｓｉ＋ｊＳｑ）を送信周波数ωｃにアップコンバートして前置増幅器１０７，１０８、主増幅器１１３，１１４で増幅された際のトータルの利得量であり、α（ｔ）は、無損失合成器１１５の出力信号に含まれる歪み成分を示す。無損失合成器１１５は、主増幅器１１３，１１４から入力されるＧ２Ｓωｃ１（ｔ）、Ｇ２Ｓωｃ２（ｔ）をアイソレーションなく合成する。すなわち、無損失合成器１１５で合成される２つの信号はＧ２Ｓωｃ１（ｔ）＝−Ｇ２Ｓωｃ２（ｔ）の関係を満たすため、主増幅器１１３と１１４とはそれぞれ電流が流れない。したがって、主増幅器１１３，１１４がスイッチングアンプのように定電圧源的な動作をする増幅器である場合、増幅器の消費電力が低減され、効率が改善される。

定包絡線信号生成部１０１、Ｄ／Ａ変換器１０２，１０３、局部発振器１０４、ミキサ１０５，１０６、前置増幅器１０７，１０８、前置分配器１０９，１１０、歪み検出用ベクトル調整器１１１，１１２、主増幅器１１３，１１４及び無損失合成器１１５が、全体として構成したＬＩＮＣ方式増幅回路１５０では、入力される信号を２つの定包絡線信号に分岐し増幅してから合成するため、線形性および電力効率を両立させる。ＬＩＮＣ方式増幅回路１５０では、無損失合成器を用いるためＰＡＰＲの増加による送信回路の効率劣化を抑える。

主波分配器１１６は、無損失合成器１１５から入力される信号ＧｘＳａωｃ（ｔ）＋α（ｔ）を所定の比率で２つの信号に分配する。

アイソレーション合成器１１７では、前置分配器１０９の分配処理により得られた２つの信号のうちの他方の信号と、前置分配器１１０の分配処理により得られた２つの信号のうちの他方の信号とを合成する。遅延線１１８では、アイソレーション合成器１１７が出力する信号を遅延し、無損失合成器１１５の歪みを検出するための歪み検出用基準信号として歪み検出用合成器１１９に出力する。

歪み検出用合成器１１９では、遅延線１１８から入力される信号と、主波分配器１１６の分配処理により得られる２つの信号のうちの一方の信号とを合成する。遅延線１１８から歪み検出用合成器１１９に入力される歪み検出用基準信号をＧ３×Ｓａωｃ（ｔ）と表し、主波分配器１１６から歪み検出用合成器１１９に入力される信号をＧｘ×Ｌｘ×Ｓａωｃ（ｔ）＋Ｌｘ×α（ｔ）（Ｌｘは主波分配器１１６の分配損失でＬｘ＜１）と表す。前置分配器１０９，１１０と主波分配器１１６との分配処理、歪み検出用ベクトル調整器１１１，１１２のベクトル調整処理、遅延線１１８の遅延処理により、Ｇ３とＧｘ×ＬｘとはＧ３＝Ｇｘ×Ｌｘの関係を満たす。この場合、信号Ｇ３×Ｓａωｃ（ｔ）と信号Ｇｘ×Ｌｘ×Ｓａωｃ（ｔ）との位相差が１８０度となるため、すなわちＧ３×Ｓａωｃ（ｔ）＝−Ｇｘ×Ｌｘ×Ｓａωｃ（ｔ）となるため、歪み検出用合成器１１９が出力する信号はＬｘ×α（ｔ）となる。同様に歪み検出用合成器１１９が出力する信号Ｌｘ×α（ｔ）の振幅も、前置分配器１０９，１１０と主波分配器１１６との分配処理、歪み検出用ベクトル調整器１１１，１１２のベクトル調整処理、遅延線１１８の遅延処理により決まる。また、歪み検出用合成器１１９が出力する信号Ｌｘ×α（ｔ）の位相、遅延量も同様に決まる。具体的には、前置分配器１０９，１１０と主波分配器１１６との分配損失、歪み検出用ベクトル調整器１１１，１１２のベクトル変化量、遅延線１１８の遅延量を調整することにより、歪み検出用合成器１１９が出力する信号Ｌｘ×α（ｔ）の振幅、位相、遅延量を調整する。

歪み除去用ベクトル調整器１２０では、歪み検出用合成器１１９から入力される信号Ｌｘ×α（ｔ）に対してベクトル調整を行う。副増幅器１２１では、歪み除去用ベクトル調整器１２０でベクトル調整された信号をＧ４倍に増幅して、得られるＧ４×Ｌｘ×α（ｔ）を歪み除去用合成器１２３に出力する。

一方、遅延線１２２では、主波分配器１１６の分配処理により得られる２つの信号のうちの他方の信号を遅延し、歪み除去用合成器１２３に出力する。ここでは主波分配器１１６から遅延線１２２を通過して歪み除去用合成器１２３に出力される信号をＬｙ×（Ｇｘ×Ｓａωｃ（ｔ）＋α（ｔ））と表す。上記Ｇｘ×Ｓａωｃ（ｔ）＋α（ｔ）はすでに説明した通り、無損失合成器１１５から主波分配器１１６に入力される信号であり、Ｌｙ（Ｌｙ＜１）は主波分配器１１６から遅延線１２２を通過して歪み除去用合成器１２３に入力される信号の損失である。

歪み除去用合成器１２３では、遅延線１２２から入力される信号と、副増幅器１２１から入力される信号とを合成して、合成された信号を出力する。ここで、歪み除去用合成器１２３の合成損、副増幅器１２１の利得、歪み除去用ベクトル調整器１２０のベクトル変化量及び遅延線１２２の遅延量を調整することにより、Ｌｙと（Ｇ４×Ｌｘ）とはＬｙ＝Ｇ４×Ｌｘの関係を満たすようになる。いま、Ｌｙ×（Ｇｘ×Ｓａωｃ（ｔ）＋α（ｔ））のα（ｔ）成分と、Ｇ４×Ｌｘ×α（ｔ）のα（ｔ）成分とは、遅延量が等しく、位相差が１８０度となるようにする。すると歪み除去用合成器１２３が出力する信号はＧｘ×Ｌｙ×Ｓａωｃ（ｔ）＋Ｌｙ×α（ｔ）−Ｇ４×Ｌｘ×α（ｔ）＝Ｇｘ×Ｌｙ×Ｓａωｃ（ｔ）となる。信号Ｇｘ×Ｌｙ×Ｓａωｃ（ｔ）の振幅も歪み除去用合成器１２３の合成損、副増幅器１２１の利得、歪み除去用ベクトル調整器１２０のベクトル変化量及び遅延線１２２の遅延量により決まる。信号Ｇｘ×Ｌｙ×Ｓａωｃ（ｔ）の位相、遅延も同様に決まる。このように、無損失合成器１１５が出力する信号に含まれる歪み成分α（ｔ）は除去される。

無損失合成器１１５を用いたＬＩＮＣ方式の送信回路と、アイソレーション合成器１１７を用いたＦＦ方式の送信回路とを組み合わせた構成を採る送信回路１００では、無損失合成器１１５を用いたＬＩＮＣ方式送信回路により増幅の効率及び性能を向上し、２つの増幅器間にアイソレーションがないため無損失合成器１１５で発生した歪みを、アイソレーション合成器１１７を用いたＦＦ方式の送信回路により除去する。

上記の送信回路装置１００の動作を、前記図１４及び図１５を参照してさらに詳細に説明する。

図１４（ａ）は、遅延線１１８から歪み検出用合成器１１９に入力される信号、すなわち歪み検出用基準信号Ｇ３×Ｓａωｃ（ｔ）のスペクトルを示す図である。図１４（ｂ）は無損失合成器１１５から歪み検出用合成器１１９に入力される信号のスペクトルを示す図である。図１４（ｂ）はＧｘ×Ｓａωｃ（ｔ）＋α（ｔ）のスペクトルを示し、図示のように歪み成分であるα（ｔ）が歪み検出用基準信号帯域外の周波数成分として現れる。歪み検出用合成器１１９では、歪み検出用基準信号Ｇ３×Ｓａωｃ（ｔ）が相殺され歪み成分Ｌｘ×α（ｔ）のみが出力される。図１５は、歪み検出用合成器１１９が出力する歪み成分Ｌｘ×α（ｔ）のスペクトルを示す。この歪み成分Ｌｘ×α（ｔ）は歪み除去用合成器１２３の合成処理により除去されるため、歪み除去用合成器１２３が出力する信号は図１４（ａ）に示すように歪み検出用基準信号となる。すなわち、図１４（ａ）に示すスペクトルは希望新合成分が主となる。

本実施の形態によれば、送信回路１００は無損失合成器１１５を用いたＬＩＮＣ方式の送信回路と、アイソレーション合成器１１７を用いたＦＦ方式の送信回路とを組み合わせた構成を採り、無損失合成器１１５を用いたＬＩＮＣ方式送信回路により送信信号を増幅する効率および性能を向上し、無損失合成器１１５で発生した歪みを、アイソレーション合成器１１７を用いたＦＦ方式の送信回路により除去することができる。すなわち、送信回路の線型性及び電力効率の両立、ＰＡＰＲの増加により性能劣化を低減させることができる。

特に、本実施の形態では、無損失合成器１１５を用いるＬＩＮＣ方式の送信回路において２つの増幅器間にアイソレーションがないことが、ＬＩＮＣ方式の送信回路の歪みの増加の原因となるため、ＦＦ方式の送信回路にアイソレーション合成器を用いて歪みをさらに抑止することができる。なお、ＬＩＮＣ方式にアイソレーション合成器を使うと、ＬＩＮＣ方式自体に歪み問題がないため、ＦＦ方式を組み合わせる必要がない。

なお、本実施の形態ではアイソレーション合成器１１７及び歪み検出用合成器１１９の出力に歪み成分が含まれていない場合を例にとって説明したが、実際の回路において歪み成分が含まれていても、無損失合成器１１５の出力よりは小さい歪み成分であれば、本実施の形態の効果が得られる。

（実施の形態２）
図２は、本発明の実施の形態２に係る送信回路の構成を示す図である。本実施の形態の説明に当たり、図１と同一構成部分には同一符号を付して重複箇所の説明を省略する。

図２において、送信回路２００は、定包絡線信号生成部１０１、Ｄ／Ａ変換器１０２，１０３、局部発振器１０４、ミキサ１０５、１０６、前置増幅器１０７，１０８、前置分配器１０９，１１０、主増幅器１１３，１１４、無損失合成器１１５、主波分配器１１６、アイソレーション合成器１１７、遅延線１１８、歪み検出用合成器１１９、歪み除去用ベクトル調整器１２０、副増幅器１２１、遅延線１２２、歪み除去用合成器１２３及び誤差補正兼歪み検出用ベクトル調整器２１１，２１２を備えて構成される。

送信回路２００は、歪み検出用ベクトル調整器１１１，１１２に代えて誤差補正兼歪み検出用ベクトル調整器２１１，２１２を備え、その配置をアイソレーション合成器１１７の前段にした点で実施の形態１に示した送信回路１００と相違する。

誤差補正兼歪み検出用ベクトル調整器２１１，２１２は、例えば可変位相器及び可変減衰器から構成され、調整対象となる信号のベクトルを変化させる。誤差補正兼歪み検出用ベクトル調整器２１１，２１２は、前置分配器１０９、１１０が出力した一方の第１包絡線信号Ｓωｃ１及び第２定包絡線信号Ｓωｃ２のベクトルをそれぞれ所望値に変化させて、アイソレーション合成器１１７に出力する。

図３は、誤差補正兼歪み検出用ベクトル調整器２１１，２１２の具体的構成を示す図であり、誤差補正兼歪み検出用ベクトル調整器２１１，２１２のベクトル調整用の位相制御信号を生成する回路を示す。

図３において、誤差補正兼歪み検出用ベクトル調整器２１１，２１２は、ベクトル調整器２１１ａ，２１２ａ及び加算器２２１，２２２から構成される。

ベクトル調整器２１１ａ，２１２ａは、信号入力端子、信号出力端子及び位相制御信号入力端子を有し、信号入力端子は前置分配器１０９に、信号出力端子はアイソレーション合成器１１７に、位相制御信号入力端子は、加算器２２１，２２２にそれぞれ接続される。

加算器２２１，２２２は、例えばオペアンプ（Opamp）などから構成され、複数の電圧を加算して出力する。加算器２２１は、制御電圧Ｖ１と制御電圧Ｖａとを加算して加算結果を、位相制御信号としてベクトル調整器２１１ａの位相制御信号入力端子に出力する。加算器２２２は、制御電圧Ｖ２と制御電圧Ｖａとを加算して加算結果を、位相制御信号としてベクトル調整器２１２ａの位相制御信号入力端子に出力する。

次に、上記構成を有する送信回路２００の動作について説明する。送信回路２００の基本動作は、実施の形態１に示す送信回路１００と同様であり、誤差補正兼歪み検出用ベクトル調整器２１１，２１２の誤差補正の動作について説明する。

図１１に示したように２つの定包絡線信号に分岐して増幅するＬＩＮＣ方式の送信回路では、それぞれの定包絡線信号を同じ利得特性、位相特性で増幅、合成する必要がある。２つの信号経路の利得特性、位相特性に差異があると、合成した信号の歪み成分となって現れる。実施の形態１で説明したように、アイソレーション合成器１１７が出力する信号は、歪み検出用合成器１１９で無損失合成器１１５が出力する信号に含まれる歪み成分を検出する基準の信号として用いられる。すなわち、歪み成分をより精度良く検出するためには、アイソレーション合成器１１７が出力する信号に含まれる歪み成分を極力小さくする必要がある。本実施の形態では、まず、アイソレーション合成器１１７に入力される２つの定包絡線信号の利得特性、位相特性の差異が小さくなるように、誤差補正兼歪み検出用ベクトル調整器２１１，２１２のベクトルを調整する。

誤差補正兼歪み検出用ベクトル調整器２１１，２１２の位相特性は、それぞれ位相制御信号によって制御される。

加算器２２１では、制御電圧Ｖ１と制御電圧Ｖａとを加算して加算結果を、位相制御信号としてベクトル調整器２１１ａの位相制御信号入力端子に出力する。加算器２２２では、制御電圧Ｖ２と制御電圧Ｖａとを加算して加算結果を、位相制御信号としてベクトル調整器２１２ａの位相制御信号入力端子に出力する。こうして、制御電圧Ｖ１、Ｖ２はそれぞれ独立して誤差補正兼歪み検出用ベクトル調整器１２１ａ、１２１ｂの位相特性を制御できる。

図４は、ベクトル調整器２１１ａ，２１２ａの位相制御電圧と位相との関係を示す図である。アイソレーション合成器１１７で合成されるまでの２つの定包絡線信号の信号経路の位相特性の差異がΔθａであるとすると、図４に示した電圧値Ｖα、ＶβとなるようにＶ１及びＶ２を設定すれば、位相差Δθａを略０に調整することができる。現実的には、アイソレーション合成器１１２の出力信号をモニタリングして、信号歪みが小さくなるように制御電圧Ｖ１又はＶ２を変化させることで、アイソレーション合成器１１７で合成されるまでの２つの定包絡線信号の信号経路の位相特性の差異を極力小さくすることができる。

誤差補正兼歪み検出用ベクトル調整器２１１，２１２の利得特性に関しても、同様の構成を採り、同様の動作が可能である。

またＦＦ方式の送信回路の歪み検出では、主増幅器を通過する信号と、通過しない信号の希望波成分を逆位相、同振幅で合成することで歪みを検出するので、この合成に位相誤差、振幅誤差が生じた場合、歪み検出にも誤差が発生し、それが歪み除去の誤差となり、結果的に送信回路の出力の歪み成分となる。

そこで、本実施の形態では、歪み検出用合成器１１９の出力で、より精度良く歪み成分を検出するために、歪み検出用合成器１１９に入力される無損失合成器１１５を通過する経路の信号と、アイソレーション合成器１１７を通過する経路の信号との２つの信号に含まれる希望波成分を逆位相、同振幅で歪み検出用合成器１１９で合成されるように誤差補正兼歪み検出用ベクトル調整器２１１，２１２のベクトルを調整する。

このとき、図３に示した制御電圧Ｖａを制御することで、位相制御信号は誤差補正兼歪み検出用ベクトル調整器２１１，２１２に同様の値だけ制御することができる。無損失合成器１１５を通過する経路の信号と、アイソレーション合成器１１７を通過する経路の信号との２つの信号に含まれる希望波成分の位相差がΔθｂである場合、図４に示した電圧値ＶγとなるようにＶａを設定すれば、誤差補正兼歪み検出用ベクトル調整器２１１，２１２に入力する位相制御電圧はそれぞれＶα＋Ｖγ、Ｖβ＋Ｖγとなり、互いの位相差Δθａを保ったまま、位相差Δθｂを略０に調整することができる。

すなわち、上述した２つの定包絡線信号の信号経路の差異を極力小さくし、位相特性の差異に影響を与えることなく、アイソレーション合成器１１７を通過する経路の信号の位相特性を制御することができる。

このように、本実施の形態によれば、誤差補正兼歪み検出用ベクトル調整器２１１，２１２により、２つの定包絡線信号が通過する経路の利得特性、位相特性の誤差を補正し、主増幅器を通過する信号と、通過しない信号の希望波成分との利得特性、位相特性の誤差を補正するため、送信回路２００全体の歪みをさらに低減することができる。また、送信回路２００において、歪み検出ループのベクトル調整と、２つの定包絡線信号間のベクトル調整を誤差補正兼歪み検出用ベクトル調整器２１１，２１２で共用することができるので、簡単な回路構成で、高い電力効率で歪みの少ない出力信号を得ることができる。

なお、本実施の形態では、図４に示すように位相制御電圧信号の電圧値と位相の関係が線形である場合を例に採り説明したが、これに限定されず、位相制御電圧信号の電圧値と位相の関係が非線形の場合にも適用可能である。この場合には、線形特性から制御電圧を補償する補償回路を設ければ良く、同様の効果を期待できる。

また、本実施の形態では、誤差補正兼歪み検出用ベクトル調整器２１１，２１２がベクトル調整に電圧値を用いるベクトル調整器の構成例であるが、ディジタル制御のベクトル調整器であっても良い。

（実施の形態３）
図５は、本発明の実施の形態３に係る送信回路の構成を示す図である。本実施の形態の説明に当たり、図１と同一構成部分には同一符号を付して重複箇所の説明を省略する。

図５において、送信回路３００は、マルチキャリア合成部３０１、定包絡線信号生成部１０１、Ｄ／Ａ変換器１０２，１０３、局部発振器１０４、ミキサ１０５、１０６、前置増幅器１０７，１０８、前置分配器１０９，１１０、歪み検出用ベクトル調整器１１１，１１２、主増幅器１１３，１１４、無損失合成器１１５、主波分配器１１６、アイソレーション合成器１１７、遅延線１１８、歪み検出用合成器１１９、歪み除去用ベクトル調整器１２０、副増幅器１２１、遅延線１２２及び歪み除去用合成器１２３を備えて構成される。

送信回路３００は、実施の形態１に示した送信回路１００の前段にマルチキャリア合成部３０１をさらに備える。

マルチキャリア合成部３０１は、入力される複数キャリアのベースバンド信号Ｓｉ１，Ｓｑ１，Ｓｉ２，Ｓｑ２，…，Ｓｉｎ，Ｓｑｎに対してωｃを用いる直交変調処理及び合成処理を施し、マルチキャリアベースバンド信号Ｓｉ，Ｓｑを生成する手段であり、例えばＤＳＰ、ＣＰＵ又はＡＳＩＣ等を含むディジタル信号処理回路により構成可能である。

次に、上記構成を有する送信回路３００の動作について説明する。送信回路３００の基本動作は、実施の形態１に示す送信回路１００と同様であり、マルチキャリア合成部３０１の動作について説明する。

まず、マルチキャリア合成部３０１は、入力される複数キャリアのベースバンド信号Ｓｉ１，Ｓｑ１，Ｓｉ２，Ｓｑ２，…，Ｓｉｎ，Ｓｑｎを用いてマルチキャリアベースバンド信号Ｓｉ，Ｓｑを生成して、定包絡線信号生成部１０１に出力する。図６は、マルチキャリア合成部３０１が出力する、ωｃで直交変調されたマルチキャリアベースバンド信号Ｓｉ，Ｓｑのスペクトルを示す図である。図１４に示すように、マルチキャリアベースバンド信号Ｓｉ，Ｓｑは複数キャリア成分からなる。次いで定包絡線信号生成部１０１は、マルチキャリアベースバンド信号Ｓｉ，Ｓｑを用いて定包絡線信号Ｓωａ１，Ｓωａ２を生成する。定包絡線信号Ｓωａ１，Ｓωａ２は振幅が一定であるため、ミキサ１０５，１０６、前置増幅器１０７，１０８においては振幅変動による歪みが発生しない。これにより複数キャリアの信号を増幅する際の歪みを抑えることができる。

次いで、従来技術と比較しながら本実施の形態の効果を説明する。再び図８に示す送信回路１０を参照し、送信回路１０を用いて複数キャリアの信号を増幅する場合を考える。ここでは、送信回路１０において、複数キャリアの信号が合成されたマルチキャリア合成信号がＤ／Ａ変換部１１に入力される場合を例にとる。

かかる場合、複数キャリアの信号に比べて、複数キャリアの信号を合成して得られるマルチキャリア合成信号のＰＡＰＲは増加するため、マルチキャリア信号をミキサ１３でアップコンバートし、前置増幅器１５で前置増幅すると、ミキサ１３及び前置増幅器１５で歪みが増加する。従って実際の複数キャリアの信号を増幅する送信回路では、複数キャリアの信号を増幅する際の歪みを抑えるため、図９に示すように、各キャリアの信号毎にアップコンバート及び前置増幅を行う。送信回路３０において、局部発振器１４−１，１４−２，…，１４−ｎは各々異なる周波数の搬送波信号を生成する。各キャリアの信号はミキサ１３−１，１３−２，…，、１３−ｎで各々異なる周波数の搬送波信号に変換され、前置増幅器１５−１，１５−２，…，１５−ｎそれぞれで前置増幅された後に、前置合成器３１でマルチキャリア信号に合成される。合成されたマルチキャリア信号は、フィードフォワード方式で増幅される。

このように図９に示す送信回路３０と、本実施の形態に係る送信回路３００とは何れも複数キャリアの信号を増幅する際の歪みを抑えることができるが、Ｄ／Ａ変換器１１、フィルタ１２、ミキサ１３、局部発振器１４及び前置増幅器１５を、増幅する複数キャリアの数だけ備える送信回路３０に比べ、本実施の形態に係る送信回路３００は送信部の構成が１つであるため、回路規模が小さく回路構成が簡単という効果がある。

また、本実施の形態では、マルチキャリア信号を一旦合成した後に、定包絡線信号を生成するので、マルチキャリア信号であるにも関わらず、振幅が一定となる。すなわち、ミキサや前置増幅器において、振幅変動による歪みが発生しない。したがって、マルチキャリア信号を送信する送信回路であるにも関わらず、ミキサや局部発振器などをキャリア数分設ける必要がないので、回路規模が小さく、簡単な回路構成で、高い電力効率で歪みの少ない出力信号を得ることができる。

（実施の形態４）
図７は、本発明の実施の形態４に係る無線送受信装置の構成を示す図である。無線送受信装置は、無線通信や放送に用いる無線基地局また無線端末装置の例である。

図７において、無線送受信装置４００は、アンテナ４０１、アンテナ共用器４０２、送信回路４０３及び受信回路４０４を備えている。

アンテナ４０１は、無線信号の送信と受信を行う共用アンテナである。

アンテナ共用器４０２は、送信回路４０３の送信信号をアンテナ４０１に伝えて自由空間に送信させ、またアンテナ４０１から受信された信号を受信回路４０４に伝えて受信処理を行わせる。

送信回路４０３は、実施の形態１〜３で説明した送信回路１００，２００，又は３００を備え、送信信号を増幅して無線送信信号を生成し、アンテナ共用器４０２を介してアンテナ４０１から自由空間に放射させる。

受信回路４０４は、アンテナ共用器４０２から入力される受信無線信号を低雑音増幅、周波数変換、アナログ／ディジタル変換を行って受信信号を得る。

本実施の形態によれば、無線送受信装置４００の送信回路４０３が実施の形態１〜３で説明した送信回路を備えるため、電力効率を向上し、ＰＡＰＲによる性能劣化を抑えつつ歪みを抑えることができる。従って、送信回路４０３を備える無線送受信装置４００は、全体として高い電力効率で歪みが少ない送信信号を得ることができる。

本実施の形態で説明した無線送受信装置４００は、無線通信用及び放送用のネットワークで使用される無線基地局装置や通信端末装置に適用することが可能である。

本発明に係る送信回路は、上記各実施の形態に限定されず、種々変更して実施することが可能である。

本発明に係る送信回路は、移動体通信システムにおける通信端末装置および基地局装置に搭載することが可能である。

本発明の送信回路は、回路規模の増大を抑制しつつ高い電力効率で歪みの少ない送信信号を得るのに有用であり、例えば無線通信や放送に用いる無線送信装置の送信回路において無線送信信号を増幅する送信回路として好適である。

本発明の送信回路は、歪みを抑えつつ、高電力効率で通信品質を向上する効果を有し、例えば無線通信や放送に用いる送信装置において送信信号を増幅する終段の送信回路として有用である。

本発明の実施の形態１に係る送信回路の主要な構成を示す図 本発明の実施の形態２に係る送信回路の構成を示す図 本発明の実施の形態２に係る誤差補正兼歪み検出用ベクトル調整器の具体的構成を示す図 本発明の実施の形態２に係るベクトル調整器の位相制御電圧と位相の関係を示す図 本発明の実施の形態３に係る送信回路の構成を示す図 本発明の実施の形態３に係るマルチキャリア合成部が出力する信号のスペクトルを示す図 本発明の実施の形態４に係る無線送受信装置の構成を示す図 従来のＦＦ方式の送信回路の構成を示す図 従来の複数キャリアの信号を増幅するＦＦ方式の送信回路の構成を示す図 従来のＬＩＮＣ方式を適用した送信回路の一般例 従来のＬＩＮＣ方式の送信回路の動作を直交平面座標上で示す図 従来のＬＩＮＣ方式の送信回路の効率と、平均電力／最大電力との関係を示す図 従来のＬＩＮＣ方式の送信回路の効率と、平均電力／最大電力との関係を示す図 従来のＬＩＮＣ方式の送信回路の出力信号のスペクトルを示す図 図１４（ａ）が示すスペクトルと図１４（ｂ）が示すスペクトルとの差を示す図

符号の説明

１０１ 定包絡線信号生成部
１０２，１０３ Ｄ／Ａ変換器
１０４ 局部発振器
１０５，１０６ ミキサ
１０７，１０８ 前置増幅器
１０９，１１０ 前置分配器
１１１，１１２ 歪み検出用ベクトル調整器
１１３，１１４ 主増幅器
１１５ 無損失合成器
１１６ 主波分配器
１１７ アイソレーション合成器
１１８ 遅延線
１１９ 歪み検出用合成器
１２０ 歪み除去用ベクトル調整器
１２１ 副増幅器
１２２ 遅延線
１２３ 歪み除去用合成器

Claims (9)

1. 入力信号から２つの定包絡線信号を生成する定包絡線信号生成手段と、
   前記２つの定包絡線信号をそれぞれ分配する第１及び第２分配手段と、
   前記第１及び第２分配手段のそれぞれの一方の出力を増幅する第１及び第２増幅手段と、
   前記第１及び第２増幅手段の出力を合成する無損失合成手段と、
   前記第１及び第２分配手段のそれぞれの他方の出力を、アイソレーションを持って合成するアイソレーション合成手段と、
   前記無損失合成手段の出力に前記アイソレーション合成手段の出力を加算して、前記無損失合成手段で発生する歪みを検出する歪み検出ループ手段と、
   前記検出された歪みを増幅する補助増幅手段と、
   前記補助増幅手段により増幅された歪みを前記無損失合成手段の出力に振幅逆相で再注入し、前記無損失合成手段の出力の歪み成分を相殺して除去する歪み除去ループ手段と、
   を具備する送信回路。
2. 前記無損失合成手段は、
   第１及び第２の入力端子を有し、前記第１と第２の入力端子間の位相差がおよそ１８０度である、
   請求項１記載の送信回路。
3. 前記無損失合成手段は、
   Ｃｈｉｒｅｉｘ合成器、又はバランにより構成される、
   請求項１記載の送信回路。
4. 前記アイソレーション合成手段は、
   Ｗｉｌｋｉｎｓｏｎ合成器、一端をアイソレーション抵抗で終端した２分岐線路型方向性結合器、又は４端子合成器である、
   請求項１記載の送信回路。
5. 前記第１及び第２分配手段の出力のベクトルを調整する第１及び第２ベクトル調整手段を具備する、
   請求項１記載の送信回路。
6. 前記第１及び第２のベクトル調整手段は、
   前記２つの定包絡線信号の振幅誤差及び位相誤差を補正する、
   請求項５記載の送信回路。
7. 入力される複数のキャリア信号成分を合成するマルチキャリア合成手段をさらに具備する、
   請求項１記載の送信回路。
8. 請求項１記載の送信回路を有する無線基地局装置。
9. 請求項１記載の送信回路を有する無線端末装置。
   

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