JP2000504528A - 定振幅特性を有する双直交振幅変調（ｑ▲上２▼ａｍ）方法及びその装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 本発明は８ビットを２ビット単位にレベル変換して変調した後、これを加算して伝送するようにした従来の双直交振幅変調方式において、伝送ビットを４ビットにし４ビットのパリティビットを付加する。そして、前記パリティビットは出力される変調信号の振幅が定振幅を有するようにそのデータ値が設定される。本発明においては前記パリティビットを生成する定振幅符号器が提供される。そして、前記定振幅符号器は送信するデータを所定の組み合わせ単位に加算するモジューロ−２加算器を含めて構成される。これにより、本発明は割合に簡単な構成で双直交振幅変調方式に定振幅特性を付加することにより、非線形システムに適用できる帯域幅効率に優れた変調方法を提供する。

Description

【発明の詳細な説明】 定振幅特性を有する双直交振幅変調（Ｑ² ＡＭ）方法及びその装置 技術分野 本発明は双直交振幅変調（Quadrature Quadrature Amplitude Modulation: Ｑ² ＡＭ）に関し、特にその変調された出力信号が定振幅特性を有するようにす る双直交振幅変調方法及びその装置に関する。 背景技術 最近、社会の情報化につれて、個人通信用端末機や移動通信用端末機のような 多様な通信用端末機が開発され普及しつつある。 かかる通信用端末機は、一般にディジタル方式で動作し、かつその信号伝送媒 体として空中波伝送網を用いるため、信号の送受信はデータビットについて所定 周波数の信号（正弦波）、例えばサイン波又はコサイン波をミクシングするディ ジタル変調方式を採用している。 現在、前述した移動通信や個人通信分野においては、そのディジタル変調方式 として主にＱＰＳＫ (Quadrature Phase Shift Keying)やＭＳＫ(Minimum Shift Keying) 系の変調方式を採用している。しかし、限られた周波数資源を使用す べき現在の通信環境の許では、上述した変調方法では画像データの伝送のような 高速かつ大量の情報伝送の要求を満足させる事はできない。 従って、最近は既存のＱ² ＰＳＫとＱＡＭの２つの方式を結合させて帯域幅効 率を向上させたＱ² ＡＭ方式、すなわち双直交振幅変調方式が開発されている。 図１は、現在概念化されている従来の双直交振幅変調方式（方法及び装置）を 示したブロック構成図である。 図１において、参照番号１１は８ビットのデータｍ１、ｍ２、ｍ３、ｍ４、ｍ ５、ｍ６、ｍ７、ｍ８を直列に入力して、これを２ビット単位に並列出力する直 列／並列変換器である。１２ないし１５はこの直列／並列変換器１１から出力さ れるそれぞれの２ビットデータを該当データ値に応ずるレベル信号に変換するレ ベル変換器である。 ここで、前記レベル変換器１２〜１５は奇数番目入力データをＭｉとし、偶数 番目入力データをＭｊとする際、例えば次の表１のように入力されるデータ値に より所定のレベル信号を出力する。 但し、前記表１においてβはパラメータであって、平均信号エネルギーＥ_S に また、図において参照番号１６ないし１９は前記レベル変換器１２〜１５から 出力されるそれぞれのレベル信号ａ₁〜ａ₄について所定の周波数信号［ｓ₁（ｔ ）〜Ｓ₄（ｔ）］をミクシングするミキサである。 ここで、前記周波数信号［Ｓ₁（ｔ）〜Ｓ₄（ｔ）］は次の数式１ないし４の通り である。 そして、図において参照番号２０は前記ミキサ１６〜１９から出力される周波 数信号を加算して出力する加算器であって、この加算器２０から出力される出力 信号［Ｓ_Q ² _AM（ｔ）］は次の数式５の通りである。 すなわち、前述した構成の双直交振幅変調装置においては、８ビットのデータ が同時に変調され出力される。従って、一つのデータビットに当たる信号区間を Ｔｂとすると、直列／並列変換器１１に８ビットのデータが入力される８Ｔｂの 時間中それぞれのデータビットが出力される。 一方、図２は空中波伝送網に出力される変調信号の周波数スペクトルを示した グラフであって、既知の通り、信号の周期をＴとすると、送受信周波数の帯域幅 は１／Ｔに設定される。 従って、上記の双直交振幅変調方式による信号の帯域幅は、１／（８Ｔｂ）に なるので、従来のＱＰＳＫ方式における１／（２Ｔｂ）やＰＳＫ方式における１ ／Ｔｂに比べて帯域幅効率が４倍または８倍向上することは勿論、従来のＱＡＭ 方式よりも帯域幅効率を２倍まで向上させうる。 一方、図３は前述したように双直交振幅変調された信号を受信して復調する ための受信装置の構成を示した構成図である。 図において、参照番号３１ないし３４は双直交振幅変調された受信信号につい てそれぞれ送信側でミクシングされた所定の周波数［Ｓ₁ (ｔ) 〜Ｓ₄（ｔ）］を ミクシングするミキサであり、３５ないし３８は前記ミキサ３１〜３４から出力 される信号を１シンボル区間又は８Ｔｂの間積分する積分回路、３９ないし４２ はこの積分回路３５〜３８から出力される積分信号のレベルを判定して該当レベ ルに応ずる２ビットのデータに出力するレベル判定回路、４３はこのレベル判定 回路３９〜４２から出力されるデータビットを並列に入力して直列に出力する並 列／直列変換器である。 前述した構成においては、前記数式５に示したような双直交振幅変調された信 号が受信されれば、各ミキサ３１〜３４を通して受信信号について送信側でミク シングした周波数信号［Ｓ₁(ｔ) 〜Ｓ₄(t)］をミクシングし、これを積分回路 ３５〜３８を通して１シンボル周期（８Ｔｂ）の間積分することにより、図１に おいてレベル変換器１２〜１５から出力されたレベル信号に応ずる信号レベルを 検出することになる。 そして、前記積分回路３５〜３８から出力されるレベル信号をレベル判定回路 ３９〜４２によって判定することにより該当レベル信号に応ずるデータビット、 すなわち表１に示したような対応規格を有する２ビットのデータを検出した後、 これを並列／直列変換器４３を通して直列データに変換して出力することにより 当初送信側から送り出した８ビットのデータを出力する。 しかし、前述した従来の双直交振幅変調方式においては次のような問題点があ る。 すなわち、前述した双直交振幅変調装置において、例えば変調装置に入力され るデータが’“００１１０１００ １１１０１００１ ０１０１００１１・・・ ”とすると、図１におけるレベル変換器１２に印加されるデータは“００ １１ ０１・・”となるので、ミキサ１６から出力される信号は図４Ａに示されるよう になり、またこれと同様な方法でミキサ１７〜１９から出力される信号はそれぞ れ図４のＢ〜Ｄのようになる。そして、かかる図４Ａ〜図４Ｄの信号が加算器２ ０により加算されれば図４Ｅのようになることにより、加算器２０によって出力 される信号［Ｓ_Q ² _AM（ｔ）］は変調されるデータによって異なった振幅包絡線(d ifferent envelopes)になる。 一方、無線通信においては、アンテナを介して出力される信号レベルの増幅が 必要になるので、通常アンテナの前段に高出力増幅器を使用することになる。特 に、衛星通信システムにおいては地上局と人工衛星とのデータ送受信信が求めら れるので、出力端において高出力増幅器が必須に使用される。 前述した高出力増幅器においては電力効率を高めるため、通常Ｃ級増幅器を採 用することになる。ところが、かかるＣ級増幅器は入力対出力特性が非線形特性 を有するので、入力信号の振幅が変われば、その振幅信号の変動により位相成分 が変動される結果を招き、これは結局システムの性能を劣化させる要因となる。 従って、一般にＣ級増幅器のような高出力増幅器においては入力信号の一定の 振幅包絡線(constant envelope)特性（以下、単に「定振幅特性」という。）が 求められる。 然し乍ら、前述したように従来の双直交振幅変調方式においては、出力信号の 振幅が出力データにより変動する。従って、前述した従来の双直交振幅変調方式 はその帯域幅効率が高いという長所にもかかわらず、非線形通信システムには使 用できない短所がある。 発明の開示 本発明は前述した事情に鑑みて創出されたもので、定振幅特性を有する双直交 振幅変調方法及びその装置を提供することをその目的とする。 前述した本発明の目的を達成するための本発明の第１態様による双直交振幅変 調方法は、４ビットの情報ビットを入力する情報ビット入力段階と、前記情報ビ ットについて４ビットのパリティビットを加え、４ビットのデータビットが定振 幅特性を有するようにするパリティビット付加段階と、前記８ビットのデータビ ットを２ビットの単位にしてそのデータ値に応ずるレベル信号に変換するレベル 変換段階と、前記レベル信号についてそれぞれ異なる所定の周波数信号（正弦波 信号）をミクシングする変調段階と、前記変調段階で変調されたそれぞれの信号 を加算して出力する変調信号出力段階を含めて構成されることを特徴とする。 また、本発明の第２態様による双直交振幅変調装置は、４ビットの情報ビット 入力について４ビットのパリティビットを付加して出力する符号化手段と、前記 符号化手段から出力される８ビットのうちそれぞれの２ビットについてそのデー タ値に応ずるレベル信号を出力する第１ないし第４レベル変換手段と、前記レベ ル変換手段から出力されるそれぞれレベル信号についてそれぞれ異なる所定の周 波数信号（正弦波信号）をミクシングする第１ないし第４ミキサ、及び前記第１ ないし第４ミキサから出力される信号を加算し出力する加算手段を含めて構成さ れることを特徴とする。 また、前記第１及び第２レベル変換手段は、入力される２ビットのデータを− １．１８〜−１．２５、＋１．１８〜＋１．２５、−２．９０〜−２．９５、＋ ２．９０〜＋２．９５の値、望ましくは−１．２１、＋１．２Ｌ−２．９２、＋ ２．９２の値のうち少なくとも一つのレベル信号に変換することを特徴とする 。 図面の簡単な説明 本発明の容易な理解と、明細書の一構成要素として明細書上に含まれた次の図 面は本発明の実施例を説明し、詳細な説明部と共に本発明の原理を説明するため に提供される。 図１は一般の双直交振幅変調装置を示したブロック構成図である。 図２は双直交振幅変調装置の帯域幅効率を説明するためのグラフである。 図３は双直交振幅変調された信号を復調するための復調装置を示したブロック 構成図である。 図４（Ａ）ないし（Ｅ）は従来の双直交振幅変調方式の問題点を説明するため の変調信号図である。 図５は本発明の一実施例による定振幅双直交振幅変調装置の構成を示したブロ ック構成図である。 図６は図５において定振幅符号器の一例を示した構成図である。 図７（Ａ）ないし（Ｅ）は本発明による定振幅双直交振幅変調装置の出力波形 を示した変調信号図である。 図８は本発明の一実施例による復調装置の構成を示したブロック構成図である 。 図９及び図１０は本発明による定振幅双直交振幅方式の信号空間図である。 図１１は本発明による定振幅双直交振幅変調方式のシンボルエラー率を説明す るためのグラフである。 発明を実施するための最良の形態 本発明の実施例が詳細に紹介され、この例は添付した図面に説明されている。 以下、図面に基づき本発明による実施例を以下に説明する。 まず、本発明の基本的な概念を説明する。 図１の構成において、加算器２０を介して出力される変調信号［ＳＱ²ＡＭ(ｔ )］は前述したように数式５で表示され、これは再び次の数式６で示される。 ここで、前記α₁〜α₄は前述したように図１において各レベル変換器１２〜１ ５の出力であって、±１、±３の値を有するが、この際前記変調信号［Ｓ_Q ² _AM（ ｔ）］の振幅（包絡線）Ａ（ｔ）は次の数式７で表示される。 そして、前記数式７を書き直せば、 但し、ここで である。 一方、前記数式８においてα₁ ²（ｔ）＋α₂ ²（ｔ）＝Ｅ₁（ｔ）、ａ₃ ²（ｔ） ＋ａ₄ ²（ｔ）＝Ｅ₂（ｔ）とし、Ｅ₁（ｔ）＝Ｅ₂（ｔ）＝Ｅ（ｔ）とすれば、前 記数式８は次の数式１０で示せる。 そして、ここでθ1 ＝−θ2 とすれば、双直交振幅変調信号の振幅（包絡線、 envelope）において動揺成分が一定した値を保つので、定振幅特性を満たせる。 従って、前記数式で得られた定振幅条件は次の数式１１及び数式１２で表示さ れる。 ところが、図１で説明したように、レベル変換器１２〜１５の出力値α₁ 〜α₄ は任意的に決定されることではなく、送信する２ビットのデータによりその値 が定められるので、変調する８ビットデータに基づき定振幅特性を満たすことが 不可能になる。 これに、本発明者は送信するデータを４ビットにし、ここで４ビットのパリテ ィビットを付加することにより出力信号が定振幅特性を有するようにする方法を 工夫した。 勿論、このようになればデータの伝送率が１／２に減少されるが、付加される パリティビットにより定振幅特性が得られると共に、最小ハーミング距離が増加 することにより信号対雑音比（Ｓ／Ｎ比）が向上される効果が得られる。 一方、次の表２は前記数式１１及び数式１２から得られた定振幅条件により設 計された各レベル変換器１２〜１５の対応規則を示したものであり、表３はこの 表２により生成される符号語とそれによるレベル変換器１２〜１５の出力値を示 したことである。 但し、表２及び表３においてＭｉはデータ、Ｐｉはパリティビットを示す。 一方、図５は前述した概念を実現した本発明の一実施例による双直交振幅変調 装置の構成を示したブロック構成図である。また、図５において前述した図１と 同様な部分には同様な参照番号を付し、その詳細な説明は省く。 図５において、参照番号５１は４ビットの直列データＭ１、Ｍ２、Ｍ３、Ｍ４ を入力され、これを並列に出力する直列／並列変換器であり、５２はこの直列／ 並列変換器５１から印加される４ビットのデータＭ１、Ｍ２、Ｍ３、Ｍ４につい て所定のパリティビットＰ１〜Ｐ４を付加して、定振幅特性を有する８ビットの データＭ１〜Ｍ４、Ｐ１〜Ｐ４を生成する定振幅符号器である。 ここで、前記定振幅符号器５２は入力される４ビットデータＭ１、Ｍ２、Ｍ３ 、Ｍ４について前記表３に示した符号化規則により４ビットのパリティビットＰ １〜Ｐ４を付加することにより定振幅特性を有する８ビットのデータを生成する ことになる。 図６は前記定振幅符号器５２の構成を示す。 図６において、参照番号６１ないし６４は入力されるデータを排他的に論理和 するモジューロ−２加算器である。ここで、モジューロ−２加算器６１は入カデ ータＭ１、Ｍ２、Ｍ３に基づき第１パリティビットＰ１を生成し、モジューロー ２加算器６２は入カデータＭ１、Ｍ２、Ｍ４に基づき第２パリティビットＰ２を 生成し、モジューロ−２加算器６３は入カデータＭ１、Ｍ３、Ｍ４に基づき第３ パリティビットＰ３、モジューロ−２加算器６４は入力データＭ２、Ｍ３、Ｍ４ に基づき第４パリティビットＰ４を生成することになる。 前記双直交振幅変調装置においては入力される４ビットのデータＭ１〜Ｍ４に ついて定振幅特性を有する４ビットのパリティビットＰ１〜Ｐ４を付加するので 、図７に示した通り、各ミキサ１６〜１９から出力される変調信号〔図７（Ａ） ないし図７（Ｄ）〕が加算器２０で加算されれば、その出力信号Ｓ_Q ² _AMは常に一 定した振幅を有する〔図７（Ｅ）〕。 一方、図８は前記図７に示した変調装置から出力される信号を復調するための 復調装置を示した構成図であって、これは図３に示した従来の復調装置と実質的 に同様な構成である。 但し、図８において、並列／直列変換器４３はレベル判定器３９〜４１から出 力される情報ビットＭ１〜Ｍ４のみを入力して直列データに出力し、レベル判定 器４０〜４２から出力されるパリティビットＰ１〜Ｐ４は別のポートを通して出 力される。 従って、前記実施例による変調方法においては、単なる送受信データを変換す るための定振幅符号器を追加することのみで出力周波数信号の定振幅を実現でき る。 一方、図９は本発明による双直交振幅変調方法の信号空間度を示した図である 。図からわかるように、本発明の双直交振幅変調方法においてはそれぞれの信号 点が中心点を基準として同距離上に配置され定振幅特性が実現されたことを示し ている。 然し乍ら、前述した信号空間度において、例えばデータ“０１０１”とデータ “００００”の空間距離に比べてデータ“００００”とデータ“００１１”との 空間距離が相対的に小さく設定されていると、これはシステム性能の効率を制限 する。 本発明者の研究によれば、データビット変調の変換レベルを従来の±１、±３ ではなく、±１．２１、±２．９２に設定すると、最適の信号空間分布が得られ 、略１０％の最小空間距離の増加が得られ、かつ略±１．１８〜±１．２５と± ２．９０〜±２．９５の範囲内で割合に良好な最小空間距離が得られている。 次に、表４は前述した変換レベル関係を示す。 図１０は前記表４に示すようにデータビットに対する変換レベルを±１．２１ と±２．９２とした場合の信号空間図を示す。図９と比較すると、図１０におい ては各信号点が空間上に均一に分布され最小空間距離が増加している。 以上説明した通り、前述した実施例によれば、帯域幅効率の高い双直交振幅変 調方式について定振幅特性を満たすことにより、非線形系通信システムにも適用 できる定振幅双直交振幅変調（ＣｅＱ²ＡＭ）方法を提供できる。 また、前記実施例においては定振幅特性の実現のため付加されるパリティビッ トにより最小ハーミング距離Ｈ_minが増加することにより、ユニクリッド距離、 すなわち信号波形の非同一性が増加される。 すなわち、一般にＳＮ比例に対する信号誤率（Ｐ*_E）は次の式で近似して示さ れる。 そして、前記数式１３は次の数式１４のようになり、 数式１５のように表示されるので、信号誤率（Ｐ*_E）は次の数式１６で表示さ れる。 ここで、γはＳＮ比であり、Ｍは信号点の数であり、Ｅ_Sは平均シンボルエネ ルギーである。一方、ハミング距離を考慮する場合の信号誤率は、数式１７で与 えられる。 但し、ここでＨ_minは最小ハーミング距離であり、Ｒは符号化率である。 本発明による双直交振幅変調方法においては最小ハーミング距離が４であり符 号化率が４／８となるので、前記数式１７は次の数式１８のように表示できる。 従って、前記数式１８は前記数式１６に比べて√２倍、すなわち１．４１倍ほ どユクリッド距離が増加される。 図１１はそれぞれのディジタル変調方式による信号誤率（シンボルエラー率） を示した特性曲線図である。本発明による定振幅双直交振幅変調方式による１６ −ＣｅＱ²ＡＭは、既存の定振幅Ｑ²ＰＳＫ方式に比べて１．１ｄＢほどのＥ_b/Ｎ 。がさらに求められるが、帯域幅効率においては、１．３３倍の増加があり、ま た１６−ＱＡＭと比較すれば帯域幅効率は同一な反面、定振幅特性を有すると共 に、ＢＥＲ＝１０^-5において略４．４ｄＢほど性能が向上される。 本発明によるＣＥ−Ｑ²ＡＭ方法及び装置は本技術分野の通常の知識を持つも のなら本発明の保護範囲を逸脱しないレベルでこれにより多様な変形が可能であ ることが理解できるであろう。したがって、本発明は添付した請求の範囲及びそ の均等物の範疇内で多様な変形が可能である。 かくして、本発明においては、定振幅特性を有する双直交振幅変調方法及び装 置を実現でき、また、従来の双直交振幅変調方式に比べて良好なシステム性能を 有する双直交振幅変調方式を実現できる。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．データビットを送信前に８ビット単位に変調して送信するようにした直交 振幅変調方法において、 情報ビットの４ビットについて４ビットのパリティビットを付加して双直交振 幅変調することを特徴とする双直交振幅変調方法。 ２．前記パリティビットは情報ビットの４ビットについて定振幅特性を有する ことを特徴とする請求項１に記載の双直交振幅変調方法。 ３．所定ビット数の情報ビットを入力する情報ビット入力段階と、 前記情報ビットについて所定ビット数のパリティビットを付加し、パリティビ ットの付加されたデータビットが定振幅特性を有するようにするパリティビット 付加段階と、 前記パリティビットの付加されたデータビットを双直交振幅変調する変調段階 とを含めて構成されることを特徴とする双直交振幅変調方法。 ４．４ビットの情報ビットを入力する情報ビット入力段階と、 前記情報ビットについて４ビットのパリティビットを付加し、４ビットのデー タビットが定振幅特性を有するようにするパリティビット付加段階と、 前記８ビットのデータビットを２ビットの単位にし、そのデータ値に応ずるレ ベル信号に変換するレベル変換段階と、 前記レベル信号についてそれぞれ異なる所定の正弦波信号をミクシングする変 調段階と、 前記変調段階で変調されたそれぞれの信号を加算して出力する変調信号出力段 階とを含めて構成されることを特徴とする双直交振幅変調方法。 ５．前記パリティビット付加段階においては前記レベル変換段階から出力され る各２ビットに対する変換レベルをそれぞれａ₁，ａ₂，ａ₃及びａ₄とする際、 ｜ａ₁ ｜＝｜ａ₄ ｜、 ｜ａ₂ ｜＝｜ａ₃ ｜、ａ₂／ａ₁＝−（ａ₃／ａ₄） の条件を満たすパリティビットを付加することを特徴とする請求項４に記載の双 直交振幅変調方法。 ６．前記レベル信号は−１、＋１、−３、＋３の値のうち少なくとも一つのレ ベル値を有することを特徴とする請求項４に記載の双直交振幅変調方法。 ７．前記レベル信号は−１．１８〜−１．２５、＋１．１８〜＋１．２５、− ２．９０〜−２．９５、＋２．９０〜＋２．９５の値のうち少なくとも一つのレ ベル値を有することを特徴とする請求項４に記載の双直交振幅変調方法。 ８．前記レベル信号は−１．２１、＋１．２１、−２．９２、＋２．９２の値 のうち少なくとも一つのレベル値を有することを特徴とする請求項４または７に 記載の双直交振幅変調方法。 ９．４ビットの情報ビット入力について４ビットのパリティビットを付加して 出力する符号化手段と、 前記符号化手段から出力される８ビットのうちそれぞれ２ビットについてその データ値に応ずるレベル信号を出力する第１ないし第４レベル変換手段と、 前記レベル変換手段から出力されるそれぞれのレベル信号についてそれぞれ異 なる所定の正弦波信号をミクシングする第１ないし第４ミキサと、 前記第１ないし第４ミキサから出力される信号を加算して出力する加算手段と を含めて構成されることを特徴とする双直交振幅変調装置。 １０．前記レベル変換手段は入力される２ビットのデータを−１、＋１、−３ 、＋３の値のうち少なくとも一つのレベル信号に変換することを特徴とする請求 項９に記載の双直交振幅変調装置。 １１．前記レベル変換手段は入力される２ビットのデータを−１．１８〜−１ ．２５、＋１．１８〜＋１．２５、−２．９０〜−２．９５、＋２．９０〜＋２ ．９５の値のうち少なくとも一つのレベル信号に変換することを特徴とする請求 項９に記載の双直交振幅変調装置。 １２．前記レベル変換手段は入力される２ビットのデータを−１．２１、＋１ ．２１、−２．９２、＋２．９２の値のうち少なくとも一つのレベル信号に変換 することを特徴とする請求項９または１１に記載の双直交振幅変調装置。 １３．前記符号化手段は入力される４ビットの情報ビットに基づきパリティビ ットを生成することを特徴とする請求項９に記載の双直交振幅変調装置。 １４．前記符号化手段は前記第１ないし第４レベル変換手段から出力される各 ２ビットに対する変換レベルをそれぞれａ₁〜ａ₄とする際、 ｜ａ₁｜＝｜ａ₄｜、 ｜ａ₂｜＝｜ａ₃｜、ａ₂／ａ₁＝−（ａ₃／ａ₄） の条件を満たすパリティビットを付加することを特徴とする請求項９に記載の双 直交振幅変調装置。 １５．前記符号化手段はモジューロ−２加算器を含めて構成されることを特徴 とする請求項１３または１４に記載の双直交振幅変調装置。