JPH07154437A - ディジタル無線送信機を構成する方法 - Google Patents

ディジタル無線送信機を構成する方法

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JPH07154437A
JPH07154437A JP6153972A JP15397294A JPH07154437A JP H07154437 A JPH07154437 A JP H07154437A JP 6153972 A JP6153972 A JP 6153972A JP 15397294 A JP15397294 A JP 15397294A JP H07154437 A JPH07154437 A JP H07154437A
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JP
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encoder
distance
maximum
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symbols
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JP6153972A
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English (en)
Inventor
Rajaram Ramesh
エヌエムエヌ ラメッシュ ラジャラム
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ERICKSON G II MOBIL COMMUN Inc
Ericsson Inc
Original Assignee
ERICKSON G II MOBIL COMMUN Inc
Ericsson GE Mobile Communications Inc
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Filing date
Publication date
Application filed by ERICKSON G II MOBIL COMMUN Inc, Ericsson GE Mobile Communications Inc filed Critical ERICKSON G II MOBIL COMMUN Inc
Publication of JPH07154437A publication Critical patent/JPH07154437A/ja
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
    • H04L27/186—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying in which the information is carried by both the individual signal points and the subset to which the individual signal points belong, e.g. coset coding or related schemes

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【目的】 包絡線変化が低減され、低いビット誤り率を
有する通信方法を提供すること、及び伝送符号のインタ
ーリーブを可能にする伝送電力包絡線変化が低減された
データ伝送方法を提供することを目的とする。 【構成】 ディジタル無線通信システムにおいて、入力
ビットの各セットに対して１セットの符号化されたビッ
トを構成する符号器を使用する。送信機内のマッピング
装置は、次に伝送されるシンボルとの間の、位相角の差
が最大値によって制限される変調方式を使用する。制限
された最大位相角内に多数の冗長なシンボルを有する配
置が選択される。繰り返し探索を行って、結果として得
られる符号化方式が、チャネルタイプに対して最適なビ
ット誤り率（ＢＥＲ）性能を実現できるように、１セッ
トの符号化ビットに、これらのシンボルのそれぞれを割
り当てる。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は陸上移動無線システムに
関し、さらに詳細には、伝送範囲を犠牲にすることなく
移動無線システムのための送信電力包絡線変化（transm
itted powerenvelope variations）を制限することによ
って隣接チャネル干渉を低減するための方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】本発明は、本願と同時に出願されたRaja
ram Rameshによる米国特許出願、“AModulation Scheme
with Low Envelope Variation for Mobile Radio”、1
992年６月15日に出願された出願番号第07/898,670号のS
andeep Chennakeshu、Amer A.Hassan及びJohn B. Ander
sonによる“Trellis Coding Technique to Improve ACI
PR in Land Mobile Radio Systems Under Peak Power C
onstraints”、並びに1992年６月12日に出願された出願
番号第07/975,201号のSandeep Chennakeshu、Rajaram R
amesh、Amer A. Hassan及びJohn B. Andersonによる“I
mproved Trellis Coding Technique to Increase Adjac
ent Channel Interference ProtectionRatio in Land M
obile Radio Systems Under Peak Power Constraints”
に関連する。これら全ては本願の譲渡人へ譲渡されてお
り、本明細書において援用されている。
【０００３】従来の陸上移動無線（ＬＭＲ）のチャネル
は、移動無線ユニットと通信するために基地局に対して
狭帯域周波数分割多重化（ＦＤＭＡ）システムを用いて
いる。通信を行っている基地ユニット／移動ユニットの
各対は、異なる周波数帯域を用いている。
【０００４】音声による通信は、音声をディジタル化
し、符号化音声情報を伝送することによって行われ得
る。他のディジタル情報を基地と移動無線ユニットとの
間で通信することも望まれ得る。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】現在、安全な公衆回線
（public safety trunking）などの実用のために、米国
ではＬＭＲシステムの容量を増大させることが早急に必
要とされている。ＬＭＲシステムで用いられている既存
の各２５ＫＨｚチャネルを、２つの１２.５ＫＨｚチャ
ネルへ分割することによって容量を増大させる方法が主
流である。しかしながら、これによって隣接チャネル干
渉（ＡＣＩ）が引き起こされる。ＡＣＩは、隣接チャネ
ルに対応する周波数で送信している送信機が受信機に対
して引き起こす干渉であり、これは隣接チャネル「スプ
ラッタ」と称されることがある。この干渉は、送信機の
無線周波（ＲＦ）増幅器における非線形性によって引き
起こされる相互変調及び高調波歪みによって増大され
る。
【０００６】陸上移動無線（ＬＭＲ）システムにおける
通話容量に対する要望は、スペクトル効率を（１ビット
／秒／Ｈｚよりも大きな値へ）改善することによって満
足され得る。しかし達成可能なスペクトル効率は、厳し
い隣接チャネル干渉保護仕様によって制限されている。
【０００７】４値ディジタルＦＭなどの連続位相変調
（ＣＰＭ）方式は、隣接チャネル干渉保護比（ＡＣＩＰ
Ｒ）について、ＬＭＲに対する現在の要件を満たすこと
が可能であり、非線形ＲＦ増幅器から生じる歪も許容可
能なものである。しかしこれらの方式は、容量が将来、
増加することに適合するには、不充分なスペクトル効率
（０.７５ビット／秒／Ｈｚ）しかもたない。
【０００８】線形変調、例えばπ／４シフト（π/4-shi
fted）差動直交位相偏移変調（differential quadratur
e phase shift keying: ＤＱＰＳＫ）は、定包絡線ＣＰ
Ｍ方式よりもスペクトル効率は高いが、ＡＣＩを抑制す
るためには、より高い直線性をもつＲＦ増幅器を必要と
する。直線性の高いＲＦ増幅器が必要な理由は、π／４
シフトＤＱＰＳＫが呈する高包絡線変化である。フィル
タを通過したπ／４シフトＤＱＰＳＫは、直線性をもつ
従来のＡＢ級電力増幅器を用いて約４０〜４５ｄＢのＡ
ＣＩＰＲを示す。このことは、Y. Akaiwa及びY. Nagata
の“Highly Efficient Digital Mobile communications
with a Linear Modulation Method”、IEEE Journal o
f Sel. Areas in Commun., vol SAC-5 no. 5, pp. 890,
1987年6月、及び1992年６月15日出願の出願番号第07/9
75,201号のS. Chennakeshuらによる米国特許出願“Impr
oved Trellis Coding Technique to Increase Adjacent
Channel Interference Protection Ratio in Land Mob
ile Radio Under Peak Power Constraints”において説
明されている。
【０００９】定包絡線変調方式及び線形変調方式の上記
比較は、電力及び帯域幅占有率に基づいている。しかし
ながら、これら２つの方式の復号化の複雑さを考慮する
ことも重要である。線形変調方式は、増幅器の直線性を
要求するが、連続位相変調方式に比べ、符号間干渉（Ｉ
ＳＩ）に対して同期化及び等化を行うことが容易であ
る。
【００１０】関連する問題は、スペクトル効率およびＡ
ＣＩＰＲが、電力を犠牲にして満足され、結果として伝
送範囲が狭くなることである。この到達範囲の縮小は、
基地ユニットと移動ユニットとの通信エリアが非常に広
い場合には、深刻な問題となり得る。伝送エリアを広げ
ることは、基地局のコストを増加させ、基地局を複雑に
することを意味する。既存のアナログＦＭシステムと同
程度の伝送範囲が望まれる。伝送範囲は、所定の信号対
雑音比に対する、許容可能なビット誤り率（ＢＥＲ）に
直接関係している。
【００１１】ＲＦ増幅器に対する直線性の要件が厳しく
ないにもかかわらず、ＡＣＩＰＲに対する厳しい仕様は
満足し、かつ伝送範囲が改善された線形変調方式を用い
るディジタル移動無線システムが求められている。
【００１２】本発明は、上記問題を鑑みて成し遂げられ
たものであり、その目的とするところは、従来のシステ
ムと比較してより広い伝送範囲を与えると共に、送信機
増幅器に対する直線性の条件が緩和した線形変調方式を
提供することである。
【００１３】本発明の他の目的は、低包絡線変化および
低電力消費である線形変調方式を用いることによって、
電池の寿命を延長させる、ディジタル無線通信システム
を提供することである。
【００１４】本発明のさらに他の目的は、所定のレンジ
および最大伝送電力で、従来の通信システムと比較して
高い平均伝送電力を有し、それによって低いビット誤り
率（ＢＥＲ）を達成する通信システムを提供することで
ある。
【００１５】本発明のさらに他の目的は、従来技術と比
較して、包絡線変化が低減され、低いＢＥＲを有する通
信方法を提供することである。
【００１６】本発明のさらに他の目的は、伝送符号のイ
ンターリーブを可能にする伝送電力包絡線変化が低減さ
れたデータ伝送方法を提供することである。
【００１７】
【課題を解決するための手段】本発明の方法は、相加的
白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）チャネル内で伝送するため
の、符号器およびマッピング装置を有するディジタル無
線送信機を構成する方法であって、ａ）入力ビットの各
セットに対して１セットの符号化ビットｌビットを与え
ることが可能な符号器であって、複数の符号器状態とな
り得る符号器を選択する工程と、ｂ）シンボル伝送に許
容される最大位相角遷移である最大制約角Θを選択する
工程と、ｃ）該最大制約角Θ内の１セットの配置シンボ
ルを選択する工程と、ｄ）各可能なセットの符号器ビッ
トを所望の配置シンボルに割り当てる工程と、ｅ）１セ
ットの符号器ビットが提供されるときに、１セットの符
号器ビットに割り当てられたシンボルを提供できるよう
に該マッピング装置を適用する工程と、ｆ）該符号器に
対して生成多項式を選択する工程と、ｇ）すべての可能
な閉塞パスＰiを決定する工程であって、ここで、閉塞
パスがシンボルにそれぞれ関連した時間にわたる１セッ
トの符号器状態遷移であり、該すべての可能な閉塞パス
Ｐiが同一の初期および最終状態を有する、工程と、
ｈ）閉塞パスのすべての可能な対（Ｐi、Ｐj）（ここで
ｉ≠ｊ）間の累算されたユークリッド距離ｄ2 ijを決定
する工程と、ｉ）任意の２つの閉塞パス間の該ユークリ
ッド距離ｄ2 ijの最小値である、累算された最小ユーク
リッド距離ｄ2 minを決定する工程と、ｊ）すべての可能
な生成多項式に関して工程「ｇ」から工程「ｉ」を繰り
返す工程と、ｋ）該累算された最小ユークリッド距離ｄ
2 minの最大値である、累算された最大の最小距離Ｄ2 min
を決定する工程と、ｌ）連続するデータを符号化して、
包絡線変化が低減され、かつ連続する伝送シンボル間の
最大距離を有する伝送信号を得る際に、該累算された最
大の最小距離Ｄ2 minと関連した該生成多項式を用いるよ
うに該符号器を適用する工程と、を包含しており、その
ことにより上記目的が達成される。
【００１８】また、前記累算されたユークリッド距離ｄ
2 ijが次の式で計算され、
【００１９】
【数４】
【００２０】ここで、ｓi n−ｓj nが、パスＰiおよびＰj
のそれぞれに対するｎ番目のシンボル期間からの複合シ
ンボル間の距離であり、Ｎが各パスに対して伝送された
シンボルの数の合計とすることもできる。
【００２１】本発明の方法は、フェーディングのあるチ
ャネル内で伝送するための、符号器およびマッピング装
置を有するディジタル無線送信機を構成する方法であっ
て、ａ）入力ビットの各セットに対して１セットの符号
化ビットを与えることが可能な符号器であって、複数の
符号器状態となり得る符号器を選択する工程と、ｂ）次
の式に従って最大制約角Θ（ラジアン）を選択する工程
と、
【００２２】
【数５】
【００２３】ここで、ｋは正の整数であり、ｌは符号化
ビットの数であり、Θはシンボル伝送に許容可能な最大
位相角遷移である、ｃ）πラジアン未満の該最大制約角
Θ内の１セットの配置シンボルを選択する工程と、ｄ）
各可能なセットの符号器ビットを所望の配置シンボルに
割り当てる工程と、ｅ）１セットの符号器ビットが提供
されたときに、１セットの符号器ビットに割り当てられ
たシンボルを提供できるように該マッピング装置を適用
する工程と、ｆ）該符号器に対して生成多項式を選択す
る工程と、ｇ）すべての可能な閉塞パスＰiを決定する
工程であって、ここで、閉塞パスがシンボルにそれぞれ
関連した時間にわたる２セットの符号器状態遷移であ
り、該すべての可能な閉塞パスＰiが同一の初期および
最終状態を有する、工程と、ｈ）閉塞パスのすべての可
能な対（Ｐi、Ｐj）（ここでｉ≠ｊ）間のハミング距離
ｄ2 Hijを決定する工程と、ｉ）閉塞パス対間の該ハミン
グ距離ｄ2 Hijの最小値である、最小ハミング距離ｄ2
Hminを決定する工程と、ｊ）すべての可能な生成多項式
に関して工程「ｇ」から工程「ｉ」を繰り返す工程と、
ｋ）該最小ハミング距離ｄ2 Hminの最大値である、最大
の最小ハミング距離Ｄ2 Hminを有する生成多項式を決定
する工程と、ｌ）該最大の最小ハミング距離Ｄ2 Hminを
有する生成多項式を選択する工程と、ｍ）連続するデー
タを符号化して、包絡線変化が低減され、かつ連続する
伝送シンボル間の最大距離を有する伝送信号を得る際
に、該選択された生成多項式を用いるように該符号器を
適用する工程と、を包含しており、そのことにより上記
目的が達成される。
【００２４】また、ｌ＝３である前記最大制約角Θおよ
び前記最大制約角Θが次の式で定義され、 Θ＝７π／ｋラジアン ここで、ｋは整数であり、２ｋの全配置シンボルとする
こともできる。
【００２５】また、前記ハミング距離ｄ2 Hijは、ｎ＝
１、２、３、．．．Ｎに対してｓi n≠ｓj nが発生した回
数であり、ここでｓi nがパスＰiに対してｎ番目の期間
に伝送されるシンボルであり、ｓj nがパスＰjに対して
該ｎ番目の期間に伝送されるシンボルであり、Ｎが各パ
スに対して伝送されるシンボルの数の合計であるように
することもできる。
【００２６】また、前記生成多項式を選択する工程が、
ａ）前記最大の最小ハミング距離Ｄ2 Hminと関連した生
成多項式から生成多項式を選択する工程と、ｂ）該最大
の最小ハミング距離Ｄ2 Hminをそれぞれ有する前記ハミ
ングパスＰHを選択する工程と、ｃ）すべての可能なハ
ミングパス対（ＰHi、ＰHj）（ここでｉ≠ｊ）間の積距
離ｄ2 prod:ijを決定する工程と、ｄ）該ハミングパス対
間の該積距離ｄ2 prod:ijの最小値である、最小積距離ｄ
2 prod:minを決定する工程と、ｅ）該最大の最小ハミン
グ距離Ｄ2 Hminと関連した残りのすべての生成多項式に
関して工程「ｂ」から工程「ｄ」を繰り返す工程と、
ｆ）該最小積距離ｄ2 prod:minの最大値と関連した生成
多項式を選択する工程と、を包含することもできる。
【００２７】また、前記積距離ｄ2 prod:ijが次の式によ
って計算され、
【００２８】
【数６】
【００２９】ここで、積は、ｓi n≠ｓj nであり、かつｓ
i n−ｓj nが、残りのハミングパスＰHiおよびＰHjのそれ
ぞれに対するｎ番目のシンボル期間からの複合シンボル
間の距離であるようなｎに対してのみ計算され、またＮ
は各パスに対して伝送されたシンボルの数の合計とする
こともできる。
【００３０】
【作用】符号器とマッピング装置とを有するディジタル
無線送信機を構成する方法によると、まず、入力ビット
の各セットに対して１セットの符号化ビットを提供する
ことが可能な符号器であって、複数の符号器状態となり
得る符号器が選択される。
【００３１】シンボル伝送に許容可能な最大位相角遷
移、および最大制約角Θ内の１セットの配置シンボルが
選択される。マッピング装置は、１セットの符号器ビッ
トが提供されるときに、割り当てられたシンボルを提供
するように構成される。
【００３２】符号器に対する生成多項式が選択される。
所定数のシンボル遷移にわたってすべての可能な符号器
状態遷移（パス）が入れ替えられる。同一の初期および
最終状態を有するパスは閉塞パスと呼ばれる。すべての
可能な閉塞パス対間の距離を測定する測定基準が決定さ
れる。この測定基準は、相加的白ガウスチャネルに対し
てはユークリッド距離であり、フェージングチャネルに
対してはハミング距離であり得る。最小距離は、各生成
多項式に対する２つの最も近接した閉塞パス間で決定さ
れる。次に、最小距離は、他のすべての生成多項式に対
する２つの最も近接した閉塞パス間で決定される。
【００３３】最大の最小距離を有する生成多項式が選択
され、符号器は、連続するデータを符号化して、包絡線
変化が低減され、かつ連続する伝送シンボル間の最大距
離を有する伝送信号を得るように構成される。
【００３４】フェージングチャネルに関しては、最大の
最小ハミング距離を共有するいくつかの生成多項式があ
り得る。この場合、以下のプロセスが、最大の最小ハミ
ング距離を示すパスについてのみ繰り返される。積測定
基準は、これらのパスで使用され、残りの生成多項式の
それぞれに対する残りのパスのすべての可能なパス間の
最小積距離を決定し、最大の最小積距離を有する生成多
項式が選択される。
【００３５】
【実施例】典型的には、陸上移動無線（ＬＭＲ）システ
ムにおいて、連続した地理的エリアではスペクトルが隣
接するチャネルを用いることが可能である。図１では、
エリアＩ及びエリアＩＩは地理的に隣接する領域であ
る。ＬＭＲ基地ユニット２は移動ユニット４とは周波数
ｆ1で通信する。同様にＬＭＲ基地ユニット６は移動ユ
ニット８とは周波数ｆ2で通信する。
【００３６】図２は、本発明の符号化方式を使用するこ
とが可能なディジタル無線システムの概略ブロック図で
ある。伝送したいディジタル情報は、送信機９０の符号
器９４に入力される。ディジタル情報は、ディジタルソ
ースまたは（ディジタイズされた音声の場合は）ディジ
タイズされたアナログ信号から得られる。符号器９４
は、ディジタル情報を符号化信号に変換し、この信号は
マッピング装置９６に伝送される。マッピング装置（ma
pper）９６は、符号化信号を信号点配置（signalconste
llation）上のシンボル（symbol）にマッピングする
（遅延回路９７ａおよび乗算器９７ｂは、差動位相符号
化の場合、現在の符号と次の符号との差分を生成するよ
うに動作する）。この信号は、平行処理ブランチを通過
した同相成分（Ｉ）および直交相成分（Ｑ）によって示
され得る。これらの信号のそれぞれは、送信フィルタ９
８ａ、９８ｂ、Ｄ／Ａコンバータ９９ａ、９９ｂ、およ
びローパスフィルタ１００ａ、１００ｂを通過し、直交
変調器１０２ａ、１０２ｂで周波数がシフトされ、最後
に、加算器９７で加算される。加算器９７からの信号
は、信号の利得を増加させるＲＦ増幅器１０１に伝送さ
れる。ＲＦ増幅器１０１は、増幅された信号をアンテナ
１０３に伝送し、アンテナ１０３はこの信号を離れたと
ころにある受信機１１０の第２アンテナ１０４に伝送す
る。受信された信号は、ＲＦ前置増幅器１０５を通過し
た後、ＭＨｚレンジで受信された信号の周波数をｋＨｚ
レンジの中間周波信号に変換する第１ダウンコンバータ
１０６に伝送される。中間周波信号は、中間周波受信フ
ィルタ１０７に伝送され、第２ダウンコンバータ１０９
を通して、フィルタを通ったベースバンド信号を発生す
る。フィルタを通過したベースバンド信号は、アナログ
／ディジタルコンバータ１０８によってディジタル化さ
れ、遅延素子１０９ａ、位相反転器１０９ｂおよび乗算
器１０９ｃを用いて差動復調される。次に、ベースバン
ド信号は、復号器１１１に伝送され、復号器１１１は、
そのベースバンド信号を最初に符号化したときの方法に
従って、ディジタル化ベースバンド信号を処理して、伝
送信号情報を再生する。
【００３７】従来のマッピング装置において、ディジタ
イズされた音声など、伝送されるディジタル情報は、図
３に示されるような信号配置などの「配置（constellat
ion）」から選択されるシンボルに符号化される。この
配置はシンボル０から７によって示される８つの信号状
態を有している。各シンボルは、その位相角及び大きさ
（配置の中央からの距離）によって表される。送信機に
よって送られた最後のシンボルがシンボル７であった場
合、位相角は現在７π／４ラジアンである。次に送られ
るシンボルがシンボル３である場合、位相角は、次のシ
ンボルに対して割り当てられた時間量（Ｔs）において
πラジアンだけ変化しなくてはならない。１つのシンボ
ルから次のシンボルまでの各遷移に割り当てられた期間
はＴsに固定されているので、時間に対する位相角の変
化（ｄθ／ｄｔ）は、ある１つのシンボルと次に伝送さ
れるシンボルとの位相角の差に依存する。
【００３８】ｆ＝ｄθ／ｄｔ 時間ｔに対する位相角θの変化が、周波数についての要
件及び伝送される信号の電力包絡線変化を決定する。大
きな位相角変化、例えば遷移９２が許容されるならば、
電力変化は非常に大きくなる。電力は配置の中心と遷移
パス（transition path）上の任意の点との距離によっ
て示される。遷移９２に対して、最小伝送電力はＰ
92minとして示され、最大伝送電力及び平均伝送電力は
それぞれＰ92m ax及びＰ92aveである。比較的小さな遷移
８４について最大伝送電力は同じであるが、最小伝送電
力Ｐ84min及び平均伝送電力Ｐ84aveは、それぞれ最大伝
送電力Ｐ84ma xにさらに近くなっている。遷移８２及び
９２などの大きな位相角遷移を排除し、８４、８６、及
び８８などの小さな遷移のみを許すことによって、送信
機の電力変化を小さくし、送信機の周波数スペクトルを
狭くすることができる。信号配置は、伝送しようとする
シンボルの数より多い余分なシンボルを有するものを用
いなくてはならない。これによって、大きな包絡線電力
変化を引き起こす位相角遷移を避けながら、多くのシン
ボルを符号化することが可能となる。
【００３９】図４はシンボル６からシンボル０及びその
逆の位相遷移を示している。シンボル６からシンボル０
への遷移は、理論的には破線８８で示すようになるべき
である。しかしながら実際のシステムでは、シンボル６
からシンボル０への遷移はパス８７又はパス８９のいず
れかを通る。パス８９及び８７は、図２の送信フィルタ
９８及びマッピング装置９６の特性によってパス８８と
は異なっている。遷移８９に必要な最大電力は矢印Ｐ
88maxによって示され、必要な最小電力は矢印Ｐ8 8minに
よって示され、平均はＰ88aveである。
【００４０】直線性に対する要求 トレリス符号は、通常、非定包絡線（non-constant env
elope）に対応し、直線性をもつ電力増幅器（linear po
wer amplifier）を必要とする。この状況下では、伝送
信号の最大値から平均値への伝送電力変化（maximum-to
-average transmitted power variation）Ｐmax／Ｐave
が小さいことが望ましい。これにより、増幅器の動作領
域が縮小される。増幅器は、小さな動作領域で直線性の
よい出力が得られればよく、電力増幅器に対する直線性
の条件が緩和される。さらに、所定の最大伝送電力につ
いては、より高い平均電力によって、特定のビット誤り
率（ＢＥＲ）の範囲が広がる。
【００４１】最大伝送電力を引き上げると、平均伝送電
力および最小伝送電力が増加する。しかし、電力が増加
するにつれて、移動ユニットの電池寿命が減少する。従
って、最小伝送電力を増加させ、所望のレンジで通信を
可能にする平均伝送電力を維持しながら、いっぽうで最
大伝送電力を減少させることが望ましい。
【００４２】隣接シンボル間の位相角が大きく変化する
と、伝送電力の変化も大きく変化するので、位相角の遷
移を制限して、包絡線変化として知られる伝送電力変化
を限定することが有利である。
【００４３】符号器 図５は、各入力ビットｘiに対して３つの出力ビットを
生成する符号器の概略図である。これは、レート１／３
の符号器として知られている。符号器は、それぞれがビ
ットを保持する２つのメモリレジスタ１１７、１１９、
および入力ビットｘiを受信する入力レジスタ１１５を
有している。符号器内のレジスタは、右側から左側へ
０、１、２と番号が付けられている。生成多項式（gene
rator polynomial）は、レジスタの内容を選択し、それ
らにモジュロ２（modulo２）の加算を行い出力ビットを
生成する２進乗算器である。各出力ビットに対して１つ
の生成多項式が存在する。図５の符号器については、３
つの生成多項式がある。第１生成多項式（first genera
tor）１２０は、レジスタ１およびレジスタ２の内容を
加算するが、レジスタ０の内容は加算しない。第１生成
多項式１２０は、２進数１１０または８進数６で示され
る。第２生成多項式１２１は、２進数０１０または８進
数２で示され、第３生成多項式１２２は、２進数００１
または８進数１で示される。図５の生成多項式は、省略
表記では（６、２、１）である。レジスタ１および２
は、符号器σiの状態を決定する。
【００４４】線形シフトレジスタ符号器は、例として挙
げているにすぎない。本発明で使用される符号器のタイ
プは、線形シフトレジスタ符号器または線形符号器に限
定されない。本開示を満足する多くのタイプの符号器が
使用され得る。
【００４５】本発明は、差動位相角シンボルにおいてデ
ィジタル情報を伝送する。符号器からの符号化出力ビッ
トは、各配置のシンボルに割り当てられる。好ましい実
施態様では、最大位相角変化Θは、Θ＝［（２l−１）
π］／ｋを満足するように選択されなければならない。
ここで、ｋは整数であり、ｌは、２ｋの可能な配置シン
ボルとなる、１つの伝送シンボルに対する符号化ビット
の数である。最大位相角変化Θを任意に選択すると、可
能な配置シンボルの数が過剰になり、等価（equalizati
on）およびコヒーレント検出（coherent detection）に
問題を引き起こす。
【００４６】例えば、図５の符号器については、３つの
出力ビットまたは２3＝８の可能なシンボルが存在す
る。連続する伝送シンボル（subsequent transmitted s
ymbol）間の最大差動位相角Θ＝７π／ｋ（ここで、ｋ
は整数である）が選択される。図６に示されるように、
選択された最大差動位相角Θ内で均等に配置されている
８つのシンボルは、ｋ＝１４の値を有する。Θの値は、
許容される包絡線変化の量を決定する。Θの値が低いと
きには、包絡線変化も低くなる。伝送シーケンスｓ
（ｎ）は、次の式によって定義される。
【００４７】
【数７】
【００４８】ここで、ｎは、シンボルが伝送される期間
の指標であり、φ（ｎ）は、シンボル位相角である。各
シンボルは、すべてのシンボル期間において、誤り検出
および訂正に対する冗長ビットを有するので、要求され
るシンボルは、配置から得られるシンボルよりも少ない
ものになる。
【００４９】ＡＷＧＮの最小距離 相加的白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）チャネルについて
は、ユークリッド距離の最小値ｄ2 minとして知られる伝
送シーケンス（transmitted sequence）間の最小間隔
（minimum separation）が、方式（scheme）が干渉に対
する耐力（immunity）の量を決定する。伝送シーケンス
間の間隔が大きいときは、誤った決定に到るには干渉が
より大きくなければならないことを意味している。従っ
て、ユークリッド距離の最小値は、より高いことが好ま
しい。シーケンスｄ2 min間の最小距離は、MacMillan Pu
blishing Co., New York, NY 1991から出版されているB
iglieriらによる、"Introduction to Trellis Coded Mo
dulation with Applications”の527〜539頁に記載され
ているように計算され得る。この文献を本願では参考の
ために援用している。
【００５０】図７は、図２の復号器１１１で伝送情報を
復号化する際に用いられる、トレリス線図として公知
の、多数の伝送信号期間にわたる提案されている符号器
の状態遷移のグラフである。トレリス線図は、信号が発
生され、伝送される際の符号器状態およびその遷移のシ
ミュレーションである。「１」、「２」、「３」および
「４」と番号付けされた垂直に並ぶノードは、図２の符
号器９４の状態を示している。時間は水平方向に進行
し、ノードの第１欄は、時間ｔ＝ｎに対応し、第２欄は
ｔ＝ｎ＋１などに対応する。
【００５１】与えられた符号器状態および信号時間から
スタートすると、２つの入力ビットは、０または１をと
りうる。それぞれのビットは、異なる符号器状態になる
ように遷移を引き起こし、異なる出力シンボルを発生す
る。ここで使用されている用語は、入力ビットがスラッ
シュ、それに対応する出力がシンボルであることを示し
ている。図７の格子（trellis）において、ｔ＝ｎおよ
び符号器状態＝１で定義されるノードにおいて、０の入
力ビットは、（０／ａ）で示される状態変化のないシン
ボルａを生成する。同一のノードにおいて、１の入力ビ
ットは、（１／ｂ）で示される、シンボルｂが伝送され
る、状態１から状態２への状態変化を作り出す。
【００５２】繰り返し探索（iterative search）を行っ
て、伝送シンボルシーケンス（transmitted symbol seq
uence）間の最小距離ｄ2 minを最大にする、与えられた
入力ビットに対する上記シンボルの、状態変化への割り
当てを以下のように決定する。 ａ）生成多項式を選択
する；ｂ）可能な３ビット符号器出力シーケンスをそれ
ぞれ、すべての配置に対する配置シンボルに割り当て
る；ｃ）格子を通るすべての可能なパス（path）Ｐを入
れ替え、初期状態と同一の終了状態で終了しないパス
を、残りのパスが閉塞パス（closed path）であるとし
て棄却する。
【００５３】ｄ）累算された（accumulated）ユークリ
ッド距離ｄ2 ijを、すべての可能な閉塞パス対に対して
決定する；ｅ）２つの最も近接したパス間の最小距離ｄ
2 minを決定し、対応する生成多項式で記憶する；ｆ）工
程「ｃ」〜「ｅ」をすべての可能な生成多項式について
繰り返す；そしてｇ）最小距離ｄ2 minの最大値に対応す
る生成多項式を符号器で用いる。
【００５４】累算されたユークリッド距離ｄ2 ijは、次
の式を用いて計算される：
【００５５】
【数８】
【００５６】ここで、ｓi n−ｓj nは、閉塞パスＰiおよ
びＰjのそれぞれに対するｎ番目のシンボル期間からの
複合シンボル間の（Ｉ、Ｑ平面内の）距離であり、ここ
で、ｉ≠ｊであり、Ｎは、各パスについて伝送されたシ
ンボルの数の合計である。
【００５７】フェーディングのあるチャネル（fading c
hannel）については、最適な符号化方式を選択するため
の基準は、上記のＡＷＧＮチャネルの基準とは異なる。
さらに、伝送されたシンボルは、フェーディングのある
チャネルにおいて良好なビット誤り率（ＢＥＲ）の性能
を得るために、インターリーブされなければならない。
Biglieriの399〜401頁にさらに詳細な議論が提供されて
いる。ＢＥＲは、フェーディングの悪影響がインターリ
ービングによって、分散されるために低減する。
【００５８】本発明は、インターリービングが、１つの
伝送シンボルから次の伝送シンボルへの、最大位相角遷
移を変化させることなく、目的とする低伝送電力包絡線
変化を保持するため有利である。
【００５９】フェーディングのあるチャネルについて
は、すべての可能な閉塞パス対（Ｐi、Ｐj）（ここでｉ
≠ｊである）間のハミング距離ｄ2 Hijが計算される。ハ
ミング距離は、２つのパス間で異なるシンボル遷移の数
を単に計算したものである。ハミング距離は、ｎ＝１、
２、３．．．Ｎのときのｓi n≠ｓj nの発生回数を計算し
たものである。ここで、ｓi nは、パスＰiのｎ番目の期
間で伝送されたシンボルであり、ｓj nは、パスＰjのｎ
番目の期間で伝送されたシンボルであり、Ｎは、各パス
について伝送されたシンボルの数の合計である。
【００６０】最小ハミング距離は、すべての可能な生成
多項式について決定される。多くの生成多項式は、同一
の最も大きな最小ハミング距離Ｄ2 Hminであり、１つの
生成多項式のみが与えられた時間で使用され得るため、
符号器を構成するためには、一つの生成多項式が、選択
されなければならない。
【００６１】次に符号器は、連続するデータが、低い包
絡線変化を有し、かつ連続する伝送されるシンボル間の
最大距離を有する伝送信号となるように、選択された生
成多項式を用いるために、布線またはプログラムによっ
て構成される。
【００６２】最も大きな最小ハミング距離Ｄ2 Hminに関
連する２つ以上の生成多項式が同定される場合、ハミン
グパスＰHと呼ばれるこれらのパスはさらに処理され
る。積距離（product distance）ｄ2 prod:ijは、ハミン
グパスのすべての可能な対（ＰHi、ＰHj）（ここでｉ≠
ｊ）間で、次の式を用いて計算される。
【００６３】
【数９】
【００６４】ここで、積（product）は、ｓi n≠ｓj nで
あり、かつｓi n−ｓj nが、残りのハミングパスＰHiおよ
びＰHjのそれぞれに対する、ｎ番目のシンボル期間から
の複合シンボル間の距離であるようなｎに対してのみ計
算され、ハミングパスＰHiおよびＰHjは、それぞれ、最
も大きな最小ハミング距離Ｄ2 Hminを有し、またＮは、
各パスに対する伝送シンボルの数の合計である。次に、
ハミングパス対間のｄ2 p rod: ijの最小値である最小積距
離ｄ2 prod:minが決定される。残りのすべての生成多項
式に関する最小積距離ｄ2 prod:minが決定される。次
に、最小積距離ｄ2 pr od:minの最大値に関連する生成多
項式は、符号器を構成するために用いられ、伝送レンジ
を確保しながら伝送電力包絡線変化が低減された伝送信
号がつくられる。
【００６５】上記のように、送信機のＲＦ電力増幅器は
非線形応答を有し、他のチャネルに与えるスペクトルス
プラッタを低くするためには、伝送信号の包絡線変化が
小さいことが望ましい。本発明の変調方式は、伝送信号
の包絡線変化が小さくなることを実現するために選ばれ
た。π／４シフトＤＱＰＳＫの包絡線変化および提案さ
れている変調方式を用いて得られる包絡線変化は、それ
ぞれ、図８および図９に示される。包絡線変化は、Ｉ信
号の振幅対Ｑ信号の振幅（両方とも時間とともに変化す
る）を示すＩ−Ｑ座標にプロットされている。図８およ
び図９に示されるＩ信号およびＱ信号は、図２に示され
るローパスフィルタを通った後のＩ信号およびＱ信号に
対応する。Ｉ成分とＱ成分とのベクトル和は、任意の時
間の包絡線の値を示す。従って、原点からＩ−Ｑプロッ
ト上の点までの距離は、包絡線の値を示す。したがって
Ｉ−Ｑプロットは、伝送信号の包絡線変化の幅を示す。
図示されるＩ−Ｑプロットから、提案されている変調方
式は、π／４シフトＤＱＰＳＫよりもかなり包絡線変化
が小さいことは明らかである。
【００６６】図１０は、伝送前にデータをインターリー
ブする本発明の実施態様を示す。伝送するつもりのデー
タは、図２の装置の場合のように、もとの順番に取り込
まれず、インターリーバ（interleaver）９３によって
伝送される前にシャッフル（shuffle）される。データ
が伝送されるとき、短い期間の信号欠落である「フェー
ディング」によって、この期間に伝送された情報は誤り
を含むことになる。信号が受信機１１０によって受信さ
れると、復調されたのち信号は、データをもとの順番に
リシャッフル（reshuffle）するデインターリーバ（dei
nterleaver）１１３によってデインターリーブ（deinte
rleave）される。誤りを含む情報は、信号全体にまばら
に分散される。次に、誤り検出方式および誤り訂正方式
によって、これらの誤っているビットの多くは、復元し
得る。これらの方式は、誤っていないビットが十分ある
場合に、いくつかのビットを訂正するだけのものなの
で、フェーディングがあるときは、インターリーブなし
では機能しない。
【００６７】本発明の符合化方式を用いる図１０の装置
に対する伝送信号電力プロットＩ−Ｑを図１１に示す。
伝送電力包絡線変化は、インターリーブを用いない図９
のプロットと類似している。従って、本発明の符合化方
式は、伝送電力包絡線変化にあまり変化を与えずにイン
ターリーブと組み合わせて用いられ得るため、フェーデ
ィングのあるチャネルにも適用できる。
【００６８】提案されている変調方式は、伝送シンボル
シーケンスを選択しながら、最大位相変化を制限するこ
とによって低包絡線変化を実現し、最適なＢＥＲ性能を
得る。
【００６９】ＬＭＲチャンルについて記載したが、本願
に記載の発明は、他のディジタル無線システムにも同様
に適用され得る。
【００７０】本発明の現在好ましい実施例の幾つかを詳
細に説明してきたが、多くの修正及び変形が当業者には
明らかとなるであろう。従って添付の請求項は、本発明
の精神の範囲内であるそのような全ての修正及び変形を
包含するものであることは理解されるべきである。
【００７１】
【発明の効果】本発明によれば、従来のシステムと比較
してより広い伝送範囲を実現すると共に、送信機のＲＦ
増幅器に対する、直線性の要件が緩和した線形変調方式
を実現できる。
【００７２】また低包絡線変化および低電力消費である
線形変調方式を用いることによって、電池の寿命を延長
させることができる。
【００７３】またレンジおよび最大伝送電力が与えられ
ているとき、従来の通信システムと比較して高い平均伝
送電力を有し、それによって低いビット誤り率（ＢＥ
Ｒ）を得られる。
【００７４】また従来技術と比較して、包絡線変化が低
減されるため、低いビット誤り率（ＢＥＲ）を得られ
る。
【００７５】また伝送符号のインターリーブを可能にす
る、伝送電力包絡線変化が低減されたデータ伝送が可能
である。
【図面の簡単な説明】
【図１】隣接周波数帯域を用いて、地理的に隣接するエ
リア内において通信する２つのディジタル無線システム
を示す図である。
【図２】本発明による通信システムの第１実施態様の概
略ブロック図である。
【図３】理論的なシンボル遷移が重ねて示されている８
シンボル信号配置の図である。
【図４】実際のシンボル遷移が重ねて示されている、図
３の８シンボル信号配置の図である。
【図５】８進表記法で（６、２、１）として示される３
つの生成多項式を有する、メモリ長Ｌ＝２、レート１／
３のたたみ込み符号器のブロック図である。
【図６】π／２へ制限された最大位相角Θを有する本発
明の信号配置点を示す図である。
【図７】本発明の符号器の状態遷移を示すトレリス線図
である。
【図８】π／４シフトＤＱＰＳＫの電力包絡線変化を示
すグラフである。
【図９】本発明の第１実施態様を用いた変調方式の電力
包絡線変化を示すグラフである。
【図１０】本発明の符号化方式の第２実施態様を用いた
送信機および受信機の概略ブロック図である。
【図１１】本発明の第２実施態様を用いた変調方式の電
力包絡線変化を示すグラフである。
【符号の説明】
２ ＬＭＲ基地ユニット ４ 移動ユニット ６ ＬＭＲ基地ユニット ８ 移動ユニット ９０ 送信機 ９４ 符号器 ９６ マッピング装置 ９７ａ 遅延回路 ９７ｂ 乗算器 ９８ａ 送信フィルタ ９８ｂ 送信フィルタ ９９ａ Ｄ／Ａコンバータ ９９ｂ Ｄ／Ａコンバータ １００ａ ローパスフィルタ １００ｂ ローパスフィルタ １０１ ＲＦ増幅器 １０２ａ 直交変調器 １０２ｂ 直交変調器 １０３ アンテナ １０４ 第２アンテナ １０５ ＲＦ前置増幅器 １０６ 第１ダウンコンバータ １０７ 中間周波受信フィルタ １０８ アナログ／ディジタルコンバータ １０９ 第２ダウンコンバータ １０９ａ 遅延素子 １０９ｂ 位相反転器 １０９ｃ 乗算器 １１１ 復号器

Claims (7)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 相加的白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）チャ
    ネル内で伝送するための、符号器およびマッピング装置
    を有するディジタル無線送信機を構成する方法であっ
    て： ａ）入力ビットの各セットに対して１セットの符号化ビ
    ットｌビットを与えることが可能な符号器であって、複
    数の符号器状態となり得る符号器を選択する工程と； ｂ）シンボル伝送に許容される最大位相角遷移である最
    大制約角Θを選択する工程と； ｃ）該最大制約角Θ内の１セットの配置シンボルを選択
    する工程と； ｄ）各可能なセットの符号器ビットを所望の配置シンボ
    ルに割り当てる工程と； ｅ）１セットの符号器ビットが提供されるときに、１セ
    ットの符号器ビットに割り当てられたシンボルを提供で
    きるように該マッピング装置を適用する工程と； ｆ）該符号器に対して生成多項式を選択する工程と； ｇ）すべての可能な閉塞パスＰiを決定する工程であっ
    て、ここで、閉塞パスがシンボルにそれぞれ関連した時
    間にわたる１セットの符号器状態遷移であり、該すべて
    の可能な閉塞パスＰiが同一の初期および最終状態を有
    する、工程と； ｈ）閉塞パスのすべての可能な対（Ｐi、Ｐj）（ここで
    ｉ≠ｊ）間の累算されたユークリッド距離ｄ2 ijを決定
    する工程と； ｉ）任意の２つの閉塞パス間の該ユークリッド距離ｄ2
    ijの最小値である、累算された最小ユークリッド距離ｄ
    2 minを決定する工程と； ｊ）すべての可能な生成多項式に関して工程「ｇ」から
    工程「ｉ」を繰り返す工程と； ｋ）該累算された最小ユークリッド距離ｄ2 minの最大値
    である、累算された最大の最小距離Ｄ2 minを決定する工
    程と； ｌ）連続するデータを符号化して、包絡線変化が低減さ
    れ、かつ連続する伝送シンボル間の最大距離を有する伝
    送信号を得る際に、該累算された最大の最小距離Ｄ2 min
    と関連した該生成多項式を用いるように該符号器を適用
    する工程と、 を包含する方法。
  2. 【請求項２】 前記累算されたユークリッド距離ｄ2 ij
    が次の式で計算され、 【数１】 ここで、ｓi n−ｓj nが、パスＰiおよびＰjのそれぞれに
    対するｎ番目のシンボル期間からの複合シンボル間の距
    離であり、Ｎが各パスに対して伝送されたシンボルの数
    の合計である、請求項１に記載のディジタル無線送信機
    を構成する方法。
  3. 【請求項３】 フェーディングのあるチャネル内で伝送
    するための、符号器およびマッピング装置を有するディ
    ジタル無線送信機を構成する方法であって： ａ）入力ビットの各セットに対して１セットの符号化ビ
    ットを与えることが可能な符号器であって、複数の符号
    器状態となり得る符号器を選択する工程と； ｂ）次の式に従って最大制約角Θ（ラジアン）を選択す
    る工程と； 【数２】 ここで、ｋは正の整数であり、ｌは符号化ビットの数で
    あり、Θはシンボル伝送に許容可能な最大位相角遷移で
    ある； ｃ）πラジアン未満の該最大制約角Θ内の１セットの配
    置シンボルを選択する工程と； ｄ）各可能なセットの符号器ビットを所望の配置シンボ
    ルに割り当てる工程と； ｅ）１セットの符号器ビットが提供されたときに、１セ
    ットの符号器ビットに割り当てられたシンボルを提供で
    きるように該マッピング装置を適用する工程と； ｆ）該符号器に対して生成多項式を選択する工程と； ｇ）すべての可能な閉塞パスＰiを決定する工程であっ
    て、ここで、閉塞パスがシンボルにそれぞれ関連した時
    間にわたる２セットの符号器状態遷移であり、該すべて
    の可能な閉塞パスＰiが同一の初期および最終状態を有
    する、工程と； ｈ）閉塞パスのすべての可能な対（Ｐi、Ｐj）（ここで
    ｉ≠ｊ）間のハミング距離ｄ2 Hijを決定する工程と； ｉ）閉塞パス対間の該ハミング距離ｄ2 Hijの最小値であ
    る、最小ハミング距離ｄ2 Hminを決定する工程と； ｊ）すべての可能な生成多項式に関して工程「ｇ」から
    工程「ｉ」を繰り返す工程と； ｋ）該最小ハミング距離ｄ2 Hminの最大値である、最大
    の最小ハミング距離Ｄ2 Hminを有する生成多項式を決定
    する工程と； ｌ）該最大の最小ハミング距離Ｄ2 Hminを有する生成多
    項式を選択する工程と； ｍ）連続するデータを符号化
    して、包絡線変化が低減され、かつ連続する伝送シンボ
    ル間の最大距離を有する伝送信号を得る際に、該選択さ
    れた生成多項式を用いるように該符号器を適用する工程
    と、 を包含する方法。
  4. 【請求項４】 ｌ＝３である前記最大制約角Θおよび前
    記最大制約角Θが次の式で定義され、 Θ＝７π／ｋラジアン ここで、ｋは整数であり、２ｋの全配置シンボルとな
    る、請求項３に記載のディジタル無線送信機を構成する
    方法。
  5. 【請求項５】 前記ハミング距離ｄ2 Hijは、ｎ＝１、
    ２、３、．．．Ｎに対してｓi n≠ｓj nが発生した回数で
    あり、ここでｓi nがパスＰiに対してｎ番目の期間に伝
    送されるシンボルであり、ｓj nがパスＰjに対して該ｎ
    番目の期間に伝送されるシンボルであり、Ｎが各パスに
    対して伝送されるシンボルの数の合計である、請求項３
    に記載のディジタル無線送信機を構成する方法。
  6. 【請求項６】 前記生成多項式を選択する工程が、 ａ）前記最大の最小ハミング距離Ｄ2 Hminと関連した生
    成多項式から生成多項式を選択する工程と； ｂ）該最大の最小ハミング距離Ｄ2 Hminをそれぞれ有す
    る前記ハミングパスＰHを選択する工程と； ｃ）すべての可能なハミングパス対（ＰHi、ＰHj）（こ
    こでｉ≠ｊ）間の積距離ｄ2 prod:ijを決定する工程と； ｄ）該ハミングパス対間の該積距離ｄ2 prod:ijの最小値
    である、最小積距離ｄ2 prod:minを決定する工程と； ｅ）該最大の最小ハミング距離Ｄ2 Hminと関連した残り
    のすべての生成多項式に関して工程「ｂ」から工程
    「ｄ」を繰り返す工程と； ｆ）該最小積距離ｄ2 prod:minの最大値と関連した生成
    多項式を選択する工程と、 を包含する、請求項３に記載のディジタル無線送信機を
    構成する方法。
  7. 【請求項７】 前記積距離ｄ2 prod:ijが次の式によって
    計算され、 【数３】 ここで、積は、ｓi n≠ｓj nであり、かつｓi n−ｓj nが、
    残りのハミングパスＰHiおよびＰHjのそれぞれに対する
    ｎ番目のシンボル期間からの複合シンボル間の距離であ
    るようなｎに対してのみ計算され、またＮは各パスに対
    して伝送されたシンボルの数の合計である、請求項６に
    記載のディジタル無線送信機を構成する方法。
JP6153972A 1993-07-06 1994-07-05 ディジタル無線送信機を構成する方法 Withdrawn JPH07154437A (ja)

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