CN106165365A - 组合振幅‑时间调制和相位调制 - Google Patents

Abstract

一种用于生成具有一个或多个基本上正弦曲线波形的合成信号波的方法，其包含与(多个)可变相位变化波形相结合的编码数字信息产生合成缺口正弦波形，所述合成缺口正弦波形包括至少振幅‑时间调制正弦波和至少一个相位调制波。在相位内波的正弦曲线振幅的变化的存在或不存在表示数据值。这些数据值可以在数据周期或包内被改变。当与经典的振幅调制技术相比时，振幅‑时间调制技术表现减少的调制失真。在通信信号中的该减少的失真导致增加的有效传输长度、降低的误差率、更高的数据速率以及改进的数据安全性。

Description

组合振幅-时间调制和相位调制

相关申请的交叉引用

本申请要求2014年1月7日提交的题为“NuSine”的专利申请序列号61/924,304和2014年12月18日提交的题为“Combined Amplitude-Time and Phase Modulation”的专利申请序列号14/574,577的优先权，这两者通过引用以其整体并入本文。

技术领域

本发明通常涉及数据传输，并且更具体地涉及提供增加的传输速率的正弦波调制技术。

背景技术

数字数据的传输通常通过修改波振幅、频率和相位的特性属性中的一个或多个以调制被用作载波的正弦波从点到点完成。

正弦波振幅调制已经典地通过直接改变关系到要被发射的源的作为载波的正弦波的振幅来实现。典型的信号正弦波通过其振幅、频率和相位表征。正弦波被用于通过不同媒体传输数据。对于振幅调制(AM)无线电，广播载波(正弦)波利用声音被调制，并且简单的AM接收器可以利用二极管将声音从载波信号中分离，通过扬声器放大并播放声音。AM无线电受到信号噪声副产物的影响，所述信号噪声副产物限制信号的范围、质量和可靠性。通常，对纯正弦波的调制或其他改变将导致包括谐波、边带、反射以及电磁干扰的副产物。

作为载波的正弦波的直接调制产生难以滤波的显著噪声。频率调制技术已典型地通过改变波的瞬时频率以在作为载波的正弦波上编码信息来实现。相位调制技术已典型地通过载波瞬时相位的变化在作为载波的正弦波上编码信息来实现。

混合调制方案已得到发展并且包括QAM、SM和SSB。这些建立的混合调制方案改进了数据传输，但仍受到降低实际传输速率并使用额外的频谱资源的显著噪声和其他调制副产物的影响。

因此，在数据的波调制编码中寻求改进。

发明内容

本发明解决现有技术的缺点的方法将在下面详细讨论，一般地，本发明提供能提供新颖的调制技术，所述调制技术提供显著增强的信噪比(即，产生的数据能量除以(over)信道噪声能量)、降低的带宽需求、在以给定的误码率(BER)恢复数据中提高的抗噪声性以及改进的调制过程的动态控制。

与现有调制方法/技术相比，相位-振幅-时间调制提供数据传输速率的显著增加。该新技术可以被应用到任何频率和大多数现有的有线和无线电信基础设施。

本发明特征的一个方面，在一些实施例中，用于编码数字数据的方法包括生成用于在0相位处传输的正弦波；限制来自峰值和过零相位的多个附加波传输；在可变非受限相位期间生成至少一个附加正弦波；通过振幅-时间调制的失真使一个或多个正弦波失真以编码数字信息；以及在正弦波失真期间通过振幅-时间调制编码1至n的位内容。

在一些实施例中，该方法包括在周期内以密度1到n发射相移的正弦波。

在一些实施例中，该方法包括从正弦波振幅的相位变化失真解码数字信息。

在一些实施例中，振幅-时间调制的失真通过保持正弦波的振幅达短时段和最低限度地延迟正弦波的振幅达短时段中的至少一个来完成。

在一些实施例中，正弦波的振幅-时间调制的失真接近正弦波上的阶梯。

在一些实施例中，该方法包括将数据值和控制信息中的一个编码为正弦波中的一个的相移。在一些实施例中，相移指示以下中的一个或多个：调制取向反演；最高有效位(MSB)的位置反演；数据位位置的预定义格式化；以及针对符号的附加数据位的表示。

在一些实施例中，正弦波的一个或多个的振幅分量和相位分量相互正交地被发送。

在一些实施例中，该方法包括求和正弦波、转换正弦波和发射正弦波。在一些实施例中，该方法包括接收正弦波并从正弦波破译数字信息。

本发明特征的另一个方面，在一些实施例中，提供一种用于在正弦波上编码数字数据的系统。该系统包括发生器电路，其被配置为生成正弦波；控制器/计数器电路，其被配置为限制来自峰值和过零相位的可变波传输，并且在非受限相位期间生成可变波传输；控制器/延迟电路，其被配置为使正弦波的振幅-时间调制失真以在周期内利用1到n的位内容编码数字信息；求和电路，其被配置为将第一正弦波与可变相移正弦波求和成合成正弦波；上变频电路，其被配置为转换合成正弦波用于传输；以及前端电路，其被配置为发射合成正弦波。

在一些实施例中，该系统包括下变频电路，其被配置为从合成正弦波解码数字数据。

在一些实施例中，控制器/延迟电路被配置为延迟波相位以产生正弦波的振幅-时间失真。在一些实施例中，正弦波的振幅-时间失真表现为波特征(signature)中的阶梯。

在一些实施例中，控制器/计数器电路被配置为沿正弦波在预定相位位置时段处产生多个正弦波载波1到n。

本发明特征的另一个方面，在一些应用中，提供一种用于组合正弦波的振幅-时间调制和可变相位调制的调制方法。振幅-时间调制通过正弦波振幅的小相位变化失真避免传统调制技术表现出的大多数假(spurious)发射。在一些实施方式中，振幅-时间调制被描述为基于小的每位修改的阶梯-门廊(step-porch)失真，所述小的每位修改表现为在振幅-时间调制期间对正弦波的阶梯或门廊状的相位改变。

由于噪声和其他调制副产物，传统调制方案通常被限制到每周期小数量的信息的位。相比之下，振幅-时间调制能够是每周期1到n位，n仅受通信硬件设备的体系结构以及峰值和交叉相位限制。n位的每个集合可以包含位于每个波的集相位角处的位集。此外，利用振幅-时间调制的降低噪声特征每周期更多的位可以被发射。一般地，“零”值位通过正弦波值没有变化来表示，“一”值位通过在波上的指定位置处(稍微地)增大或减小正弦波振幅来表示。经典的编码技术诸如反向(invert)交替位和自适应改变也可以被应用到振幅-时间调制。

振幅-时间调制与降低噪声的组合可以增加可变相移的信号的密度并允许多个正弦载波1到n沿正弦波被放置在预定相位位置时段(period)。放置可以在波上的任意位置处，其中n的值取决于例如设备硬件体系结构、峰值和交叉相位以及时钟速度。正弦波的可变相位调制的添加可以被实施以在传输内增加数据内容。可变相位调制数据还可以有助于附加数据位和/或控制位以在给定带宽内提高传输数据的数量和安全性。

振幅-时间调制的正弦波与(多个)可变相位正弦波的1到n度相结合以形成用于通信目的的合成信号波。合成信号波可以在大多数任意形式的通信系统上被格式化、调制和发射。然后，合成信号波可以被解调并被破译为典型的通信数据。有线和无线通信系统的任意组合可以受益于相位-振幅-时间调制技术。

相位-振幅-时间调制可以利用列表和查找表与经典的电子硬件并且与不同的应用中的定制设备或软件解决方案一起被采用。

因此，公开的相位-振幅-时间调制技术提供显著增强的信噪比、降低的带宽需求、增加的抗噪性和改进的调制过程的控制。

附图说明

当结合附图考虑时，通过参考详细的描述和权利要求可以获得对本发明的更完全的理解，并且：

图1示出具有通过振幅-时间调制(ATM)编码的数字信息的正弦波；

图2示出正周期ATM编码选项；

图3示出负周期ATM编码选项；

图4示出每符号8位ATM信号；

图5示出ATM信道和相位调制信道信号之间的关系；

图6示出结合ATM和相位调制信号的组合器；

图7示出用于产生调制正弦波载波信号的调制器电路的框图；

图8是用于传递正弦波载波信号的频率上变频器的框图；

图9是用于传递正弦波载波信号的频率下变频器的框图；

图10是调制器电路的框图，该调制器电路设有单独调制的正弦波载波与输出混合在一起以形成合成信号波；

图11是用于从调制正弦波提取编码信息的解调器电路的框图；

图12是具有n-多个相调制流的解调器电路的框图；

图13是具有振幅-时间编码的发射/接收通信系统的图；

图14是用于实施用于产生合成信号波的软件可配置方法的接口电路的框图；

图15示出现有技术QAM 256星座；

图16示出现有技术QAM 1024星座；以及

图17示出被配置为指定象限值和振幅-时间信道以便为每一个象限提供8位数据值的相位信道的实施方式。

具体实施方式

以下描述仅为本发明的示例性实施例，并不旨在限制本发明的范围、适用性或配置。相反，以下描述旨在为实施本发明的各种实施例提供方便性说明。如将变得明显的，可以对这些实施例中描述的元件的功能和布置进行各种改变而不背离如本文阐明的本发明的范围。应当认识到，在此的描述可以适合于与具有不同的组件、调制/解调机构等的可替代地配置的设备使用，并且仍落入本发明的范围内。因此，在此详细的描述为说明目的而非限制性被呈现。

说明书中对“一个实施例”或“实施例”的引用旨在表明结合实施例描述的特定特征、结构或特性包含在本发明的至少一个实施例中。在说明书中不同位置处出现“在一个实施例中”或“实施例”短语不一定全部指同一实施例。

根据本发明的各个方面，正弦波的相位-振幅-时间调制提供了降低噪声和增加数据密度。本发明可以用于有效地编码用于通过通信系统传输的数据。

参考图1，示出低失真数字合成正弦波，其中通过使用由数据流中存在或不存在数据位表征的阶跃函数在该正弦波上施加或编码数据。数字信息可以通过显示为阶梯-门廊型波失真的振幅-时间调制进行编码。在不同的实施例中，该阶跃函数被称为振幅-时间调制(“ATM”)或该ATM分量。与传统的AM信号相比，编码信息的阶梯-门廊失真减轻信号失真。减少失真的额外益处包括较大字长(1到n)、每周期更多数据以及可用频谱的有效使用。

代表性的正弦波可以使用被施加在数模转换器上的正弦查找表来生成。

在此描述的新颖的调制技术被称作相位-振幅-时间调制。相位-振幅-时间调制进一步提出变化相位正交信号(“相位分量”)，其允许在该信号上实例化的数据通过用户是可编程的。因此，相位-振幅-时间调制可以在ATM分量和相位分量方面描述。

相位-振幅-时间调制中的主数据信道是ATM调制正弦波或ATM分量。在电信中，每个周期通常被称为“符号”。虽然使用ATM在该信道上已经实现每符号16位的数据速率，但是随着技术的进一步发展，更高的数据速率被预期。ATM调制的取向或数据位在ATM正弦波上被表示的方式是由用户完全可编程的。图2和图3示出可以选择性地表示数据值1或0的选项。再次，每个符号的位的数量(从1到n)是可变的并由用户可选择的，如同数据的位置和方向。

在接收器处，n位字的原始位可以接着从正弦波分离，其中代表0和1数据位的峰和谷由前导码或控制字指令控制。除了每符号(周期)位的取向和数量外，位在周期上的位置，即位驻留在波上的角度)也是可编程的。该原始数据可以被归一化、调节(conditioned)和适当存储。

参考图4，ATM位取向可以被选择以表示要被编码的值。相关联的接收器可以被通知该配置以正确地确定预期值。最后，ATM调制在每个位置处的持续时间也是可编程的。注意，位持续时间可能不与后续位的开始交叠。

现在转到相位-振幅-时间调制的相位分量的描述，不像包含实际数据值的ATM信道/分量，相位信道/分量是数据值或控制信息的“表示”。在相位-振幅-时间调制方案中的该信道通过求和(sum)两个波向ATM信道引入相移来创建。该附加信道允许相移值用作向符号添加附加数据位或在发送器和接收器之间关于ATM信道数据的形式发送控制信号的方式。因此，相位信道分量使能动态可控物理层调制。例如，特定相移的引入可以向接收器指示随后的ATM信道调制将指示：调制的取向将被反向直到进一步通知；最高有效位(MSB)的位置将与当前配置相反(opposite)直到进一步通知；数据位位置将被改变为预定义形式直到进一步通知；用户创建的自定义配置将生效直到进一步通知；或未来相位信息将表示符号的附加数据位直到进一步通知。

在一些实施例中，调制的相位信道特性的控制的动态性质甚至可以被用于动态改变每个包边界(packet boundary)或甚至每个符号上的调制特性。

由该信道表示的数据位的数量将是配置从属的，例如，取决于相位信道分成四个可能值，移动45°、90°、135°和180°。在这个用例中，用户可以每个符号添加两个附加数据位，45°＝00，90°＝01，135°＝10以及180°＝11。这些位在同一符号期间被检测并被添加到在ATM信道上传输的数据。显然，更多可能的相位值允许更多的数据位。

该信道也可以用作同步利用表示数据字节、字或者甚至包的开始或结束的特定移动传输的数据的装置。和其他调制技术一样，这通过不需要扩展的前导码控制位而允许更大实际数据有效负载效率被发送以协调传输。这些各种特征的实施方式可以创建自定义的专有协议或满足独特的应用需求。这种性能在利用该技术的系统的有效数据速率中创造了额外的益处。

参考图5，示出了ATM信道和相位信道之间的关系，其中相位信道与ATM信道正交(90°异相)。这两个波的值被独立编码。相位信道的相位和振幅特性的组合反映给定符号的数据/控制信息。

参考图6，符号编码的组合数据值被称为复合调制信号。图4表示由该技术创建的两个信道。上信道为ATM(振幅时间调制)信道。这是主数据信道。这使用在图1、图2和图3中描述的调制的存在或不存在在该数据信道上编码每个符号1到n数据位。

下信道为相位信道。此信道为该技术添加附加位和/或控制位。相位信道的相位和/或振幅被调制以表示在信号上被编码的期望信息或数据位。相位调制和振幅调制的组合用来表示在该信道上的n个值。在该信道上每个符号的位的数量受限于发射电路和接收电路快速响应足以创建和识别被编码/解码的数据值的能力。

两个信道相互正交，或换句话说，相互90°异相。这两个信号的组合产生复合信号，所述复合信号包含从发射设备到接收设备的传输数据和/或控制。

在一些实施方式中，数据可以单独在ATM信道中被编码，即在相位信道上有00相移或0位数据。

现在转而描述相位-振幅-时间调制信号的传输的实施方式，调制正弦波被发送到增益块以产生谐波分量，例如，在3dB压缩点处。该块作为软(soft)混频器，其混合数据速率和正弦载波速率以在载波的第三、第五、第七谐波处产生能量。

相位-振幅-时间调制技术的另一个独特特性为信号可以主要使用谐波及其AM和PM分量被发射。所产生的信号能量通过以谐波分量频率为中心的带通滤波器。除谐波之外的所有波被滤除，因为这是具有AM和PM锯齿能量分量的必需恢复传输信息的频谱。这些分量在同一个时隙中彼此互补并且彼此对称相反。

现如今使用的常规调制形式通常为带内或边带能量产生，即产生的能量连同产生的噪声和其它副产物一起在信道中。这通常导致SNR或Eb/No的降低。

相比之下，相位-振幅-时间调制几乎不产生带内噪声产物，因为其主要使用频谱的谐波部分中的能量。所有的边带和载波能量被以谐波频率为中心的带通滤波器移除。例如，如果载波频率为100kHz并且具有每纵坡(vertical slope)9位(或阶梯(step))，该数据速率将是载波速率的18倍或1.8Mb/s。能量的高斯分布集中(concentration)在谐波频率处被产生并具有单位值振幅和相位，以位速率交叉(crossing)。然后，利用DSP(数字信号处理)引擎或等效电路实施方式解调该能量，所述DSP(数字信号处理)引擎或等效电路实施方式被配置为充当针对ATM信道和相位信道的相位和振幅检测器。

理论噪底极限(被认为kTB)在室温下对于100kHz是-124dBm，但是数据的峰值功率实际上是-70dBm。这产生大于50dB RMS的SNR。

注意：对于10e-8的BER，该数据速率将通常需要接近100dB的Eb/No。然而，由于相位-振幅-时间调制不产生信道内噪声或假象(artifacts)并仅发送差异数据位，其需要小于70dB Eb/No。

转而描述相位-振幅-时间调制信号的接收，谐波载波(即谐波自身)加上载波附近相关联的能量被输入正交检测器。这可以通过使用在本地振荡器中具有90°相移的一对双平衡混频器，创建IQ解调器来完成。锁定由谐波的值分开的谐波上的本地振荡器，我们现在具有从IQ解调器或双平衡混频器的正交和输入端口产生的时隙数据信息。当相位分量和振幅分量相互交叉时，根据数据是否已被反向输出“1”或“0”。

配置检测器的另一种方法是获取载波的原始频率，将其输入到双平衡混频器，并且以相同的频率输入在本地振荡端口中无数据的另一个正弦波。由于双平衡混频器的输出数据是这两个载波之间的差，所以这种配置充当差分检测器。因此在这些载波的任何一个中的任何相移或振幅移动都可以用于产生数据流。载波和边带分量可以被丢弃，从而减小噪声和频谱需求。在该实施方式中，仅使用针对第一组载波的谐波失真分量。如果一个以上的正弦波被传递流，仅一个正弦波被用作时钟，例如，通常为顶部或底部正弦波。

在多信道环境中，仅一个谐波被发送。虽然本文依据第三谐波描述一些示例，任何合适的谐波可以被使用。如果信号全部在同一相位处开始，一个信号可以被用于全部信道的帧时钟，如同在ATM模式中当信号再次相干时。因此相位-振幅-时间调制更有效地从单信道移动到多信道使用。

相位-振幅-时间调制技术的一个主要优势是在给定的带宽内传播比现有技术更多信息的能力。目前，调制的商业可用形式可以通过现有的行业标准基础设施实现大约10位每赫兹。传统调制技术通常牺牲误码率来提高每赫兹的信息速率，其中行业标准要求大约10的-8次方误码率(BER 10e-8)。

图7是用于产生调制正弦载波信号的控制器电路/延迟电路或调制器电路的框图。显示的框图是用于实施振幅-时间调制的功能基础。尽管示出经典的块功能，其他信号处理技术例如程序化微指令、数字信号处理器、状态机也适用此任务。正弦波查找表(LUT)驱动D/A转换器。0°到360°的相位角被量化成n个离散值。多位计数器通过这些离散值在时钟速率处连续计数。多位计数器的输出寻址正弦函数查找表，所述正弦函数查找表针对每个量化相位角提供数字编码的正弦函数值。D/A转换器输出与在查找表的输入处的离散相位角的正弦成比例的电压。时钟发生器被示出驱动带有延迟元件的多位计数器，并且当值是低时高是透明(transparent)时锁存该值。输出驱动查找表。查找表驱动D/A转换器。通过将输入保持到查找表达与实施期望的相位时段的时间间隔相等的期望的时钟脉冲的数量而实施阶梯-门廊振幅-时间调制技术的调制。

要被编码的信息被引入数据输入寄存器。数据输入大小是n，取决于设备硬件和时钟速度。数据输入寄存器由存储器记录时钟(clock)。数据被预加载并且初始数据位出现在数据输入寄存器的输出(串行)上。如果当计数器和数据输入寄存器出现在和函数处其二者均包含1的值，D/A转换器的输出将保持不变。在操作期间，计数器继续并且输出顺序地寻址储存器内容。当检测到计数器和寄存器之间的值的差异时，D/A输出将仅改变。可以采用许多变体来实现数字信息的编码，所述数字信息的编码最小化信号失真同时最大化数据吞吐量。位速率控制器可以自适应地被配置为改变位速率或相位间隔以适应通信信道状况。附加地，位速率控制器可以适应于实施数据传输的安全性和控制功能。

图8是用于传递正弦波载波信号的频率上变频器的框图。本地振荡器驱动平衡混频器的一个输入。调制正弦波载波集从平衡混频器的其他输入混合。平衡混频器的输出连接到带通滤波器。带通滤波器的输出准备通过适当的驱动电路被发射。

图9是用于传递正弦波载波信号的频率下变频器的框图。本地振荡器驱动平衡混频器的输入。接收的RF输入被混合到平衡混频器的其他输入。平衡混频器的输出被传递到检测器，用于破译和调节。

图10是调制器电路的框图，该调制器电路设有单独调制的正弦波载波与输出混合在一起以形成合成(compound)信号波。如图所示，(多个)模块化电路(MOD.1、MOD.2、MOD.3、MOD.4)表示振幅-时间调制正弦载波。这些模块化电路被馈入加法器/组合器以混合成复合波形，用于调节、传输以及接收/破译。加法器/组合器输出被并联或串联到数据卷积器以用于传播。可变正弦波载波的定位可以通过图4和图11所示的列表、查找表或软件控制改变。虽然4个模块化电路被显示多至n个电路，但是所述n个电路可能仅受限于硬件设备架构和时钟速率而被采用。

图11是用于从调制正弦波提取编码信息的解调器电路的框图。最初，输入调制正弦波载波被输入到输入信号调节块。各种信号调节函数在信号调节块内被利用以适应传输类型。传输类型包括但不限于双绞线、无线、微波或差分线路。信号调节块的输出被连接到带通滤波器。带通滤波器通常以载波频率为中心频率且具有Q＞100。来自带通滤波器的信号被Amp块放大并被插入到平衡混频器块。混频器块将放大的信号与数控振荡器NCO块混合。数控振荡器的频率和相位被设置为在带通滤波器的通带内的一个振幅-时间调制正弦波的频率和相位。

图12是具有n-多个相位调制流的解调器电路的框图。所示的是通信信道内多个调制载波，其中每个载波的单独解调用来破译编码数据。六个平衡混频器的集合被示出，但是利用硬件设备架构和时钟速率的限制n个混频器可以被实施。(多个)输入线供给所有的平衡混频器。每个平衡混频器具有到对数控振荡器多频正弦波发生器的唯一连接。发生器的输出线以载波的特殊频率发射从载波数据中提取的数据。(多个)混频器输出是来自载波的信息，并且该混频器输出也连接到数据卷积器。数据卷积器重新装配来自(多个)单独振幅-时间调制正弦波信号的数字数据。通过使用自适应控制信息，输入的载波可以是不同的频率和数据速率。

图13是具有振幅-时间编码的发射/接收通信系统的图。作为示例，示出RF无线通信端到端的框图。每个站具有用于控制通信功能的用户接口。附加地，每个站具有用于信号的编码/解码的调制器/解调器功能。此外，每个站具有收发器以调制/解调要被发射/接收的载波信号。任何最后级调节和收发器功能适合于调制通信技术。

图14是用于实施用于产生合成信号波的软件配置方法的接口电路的框图。本框图是可以是被配置成适用于大多数任何通信系统的软件的硬件功能。接口电路被实施有控制平面，所述控制平面是与由GPU控制的I/F信号联接的CPU(数量n)的集合。GPU表示数据平面并操作转变接收和发射功能。控制平面和数据平面联接到包含自定义I/O逻辑和缓冲器的FPGA。FPGA也促进系统联接。FPGA也联接到用于信号传输准备的调制器/解调器。调制器/解调器也联接到用于信号发射和接收功能的RF接口。示出的CPU/GPU实施方式可以用被编程以执行相同功能的数字信号处理器(DSP)替代。

在任何调制技术中的重要指标是信噪比(SNR)。这是要求的信号强度(以分贝数(DBs)测量)高于环境噪声，并且经常表示与在该水平上实现的BER的关系。换句话说，对于给定的高于环境噪声的信号强度，调制技术可以可靠地产生特定BER。

符号误差率(SER)考虑每个符号的位的数量。较强信号可能被要求产生较低的BER。在256QAM情况下，这将是每个符号8位，因此SER通过BER除以每符号8位来计算。更多的混合调制方案通常更易受噪声影响。因此，信号必须比噪声越来越高，以便可靠地被检测和正确地被解释。当接收器错误地解释发射信号时，可以基于被使用的误差检测和校正方案实施软件中的前向误差校正算法，或可以请求发射器重新发送数据。这两个选项都可能负面影响依赖于技术的网络的性能。因此，在最小可能的SNR处产生最低的BER是有利的。

尽管QAM(QAM16、QAM64到QAM1024)目前被认为是最好的常规调制，但是其固有的局限性是在信道内产生假象和噪声。关于QAM，通过放大信号提升信噪比的任何试图通过相同的因素扩大噪声。因此，Shannon的极限总是达到的。因此，最小QAM阶梯通常不得不比信道内的噪声大6dB。如果信道内没有噪声，在遇到噪声之前必须放大信号。事实上，QAM的限制也适用于其他现有的调制形式，因为它们也使用带内、边带或相关分量类型的调制。

振幅调制(AM)是带内调制并具有两个边带，尽管不需要载波，因此载波和一个边带在接收器中被滤除，仅剩单个边带以提供发射的信息。虽然频率调制(FM)在抗噪方面有一定的优势，但是它不节省频谱。

QAM一般被认为优于PCM、BPSK、AFSK和其他调制形式。QAM采用正弦波的正交运动和每个信号波的振幅阶梯。根据信号波速率，存在相位向前或向后移动的AM分量和边带噪声产生效应。除了产生FM或PM的信号波运动外，QAM采用具有其自身假象的振幅阶梯。这两个结合的元素在信道内产生随机噪声。因此，常规调制方式采用边带或其他假象产生数据传输方法。

例如，1MHz的AM无线电频率传输音乐，可以使用高达1MHz一半或500KHz而没有突破Nyquist极限是可能的。如果我们超过极限，在我们发送的信息和我们将信息发送在其上的载波之间将没有频谱差异。如果该极限被超出，产生边带产物。

相反，相位-振幅-时间调制在发射之前丢弃或滤除载波、边带和信道内无关元素。因此，当超过16个阶梯被调制到正弦波上时，相位-振幅-时间调制可以突破Nyquist极限。通过相位-振幅-时间调制，使用相同的1MHz载波，支持每秒16Megabit的数据速率是可行的，超过Nyquist极限(例如，在1MHz内调制16MHz载波)。然而，这不是16MHz的载波，而是数据流。数据流可以是几个类型频率例如101、001和010之一，具有附加的组合高至信道宽度极限。

在具体的实施例中，相位-振幅-时间调制的正弦波使用100KHz载波和数控振荡器(NCO)来合成。数模转换器被用于设置位步长大小，例如，到最小有效位或下一个到最小有效位。“1”“0”的选择性触发在正弦波中产生阶梯或门廊，称为ATM。因此，阶梯或门廊表示在每隔一个位位置和每隔一个时隙位置中所产生的“1”或“0”，因此每个时隙是不同的。这些阶梯或门廊通常仅产生在正弦波更竖直的部分。例如，在1MHz正弦波的情况下，在竖直坡的更线性的部分的每个上可以有16个阶梯，8位。

相位-振幅-时间调制ATM信道(每个符号仅8位)在数据吞吐量上与QAM256相等。再次，使用ATM信道发射的数据是数据的真实值，仅需要一个调制波，并且不是如在QAM256中数据的表示，QAM256需要两个调制波以传递相同的数据值。图15示出QAM256“星座”，其中星座中的每个点表示在0到255之间的8位二进制值。

参考图16，QAM 1024星座图的每个象限包含256个点。利用QAM 256存在的挑战比利用QAM 1024甚至更加明显。例如，准确地识别在星座上的预期点并确定其准确值需要两个波在符号频率处准确地被测量和被解释。准确性对维持系统的BER和SER是关键的，从而降低接收器处理或更糟的(worse)并且避免数据重发的需要。

在具体的相位-振幅-时间调制使用的实例中，相位信道被用于指定四个值中的一个，提供增加的数据吞吐量。此使用实例利用ATM信道的可靠数据传输性能并实现相位信道数据至有效数据吞吐量的四倍(4X)。与QAM 1024类似，除了真实数据值被编码在ATM信道波上之外，在相位信道上的值与象限相关联，而相位信道指定在“星座”上的“象限”位置。

参考图17，相位-振幅-时间调制的QAM 1024等效吞吐量实施方式可以被设想为优越的解决方案。这类似于QAM 1024但是具有相位-振幅-时间调制的益处。此使用实例强调通过在相位信道上仅编码两位数据和在ATM信道上每符号仅编码8位而相位信道带入(bring to)ATM信道的能力，QAM 1024等效数据速率可以通过相位-振幅-时间调制实现。此外，相位-振幅-时间调制的改进的SNR和频谱利用被维持。相位-振幅-时间调制吞吐量可以通过添加附加位到相位信道而成比例地被增加。

这些相位信道值也可以被看作为针对ATM数据的“信道”。换句话说，相位信道数据的三位针对ATM数据引起八个独特的“信道”。

ATM信道信号被发送到增益块并且到增益块的输入被调整以达到正弦波的峰峰值的压缩点。压缩点是放大器的非线性部分，其中当输入信号增加时，输出不跟随输入水平。尽管相位-振幅-时间调制技术目前能够使用32个谐波中的任意一个，在此描述集中在第三谐波上。具体选定的谐波的使用是可编程特征，这取决于应用的使用实例和需求。感兴趣的压缩点是全部第三谐波载波和分量信息被定位所在的点。因此，如果阶梯的数量已使正弦波失真30-40dB，将导致第三谐波载波从基础频率载波振幅下降30dB。到增益块的输入进一步被调整，使得相关联的阶梯分量等于在三倍载波速率下的正弦波。

调整上述放大器中的压缩点(例如，到线性压缩的约2dB或3dB)，第三谐波可以用作时钟。第三谐波周围的分量是产生的数据符号。能量的高斯分布(或该实例中的数据)集中在振幅上是相等的，其可以有利地被用于优化Eb/No比，即，位中的信号能量除以噪底(noise floor)。相位-振幅-时间调制的正弦波的阶梯表现为两个分量：振幅和相位。当这两个分量交叉时，它们呈现为在第三谐波周围具有高斯分布的傅里叶分量。

在常规的调制中，像FM传输，信号的调制速率是被发送的载波的频率偏置。频率的偏差量是调制信号的容量(volume)。在相位调制中，载波基于调制信号在相位上偏离。关于相位-振幅-时间调制，使用谐波，没有容量分量，仅有不再在信道频谱中的速率，这导致信道的调制产生的噪声的清除。

相位分量(其是傅里叶分量的能量的一部分)不被发送，并且因此相位分量不需要频谱。在相位-振幅-时间调制方案中，仅振幅阶梯需要在谐波周围的频谱。相位可以用两种方式恢复。第一种方法是通过对振幅分量的正交检测。锁定(locking)到谐波上，锁定的校正也产生相位分量。当振幅和相位交叉时，数据位在检测器中被输出。

关于相位-振幅-时间调制，仅存在一个振幅阶梯而没有产生能量低于噪底的微小分量。例如，每正弦波具有16个阶梯的100KHz信号导致1.6Mb/s的数据通过85KHz信道(85KHz的KTB是负125dBm)。因此，在“0”dBm处发射该信号，得到125dB的信噪比。

将相位-振幅-时间调制与其他调制方案比较，使用Shannon极限，相位-振幅-时间调制产生带内假象的信道清除，具有大大超过通常被发送的数据能力，例如我们的在85KHz信道内1.6Mb。作为结果，相位-振幅-时间调制具有比其他调制形式大得多的信噪比。

因为振幅和相位分量以相互正交的方式被发送，相位-振幅-时间调制提供一定水平的抗噪声。这两个分量的跨交(crossover)点在ATM信道中针对数据被检测到。由于噪声的相位不移动，通常噪声阈值本身可以被接近，具有大约2dB的信噪比，并且仍检测数据。对于相等的误码率(BER)，其他常规的调制形式可以需要超过12dB SINAD或6dB信噪比。显著的数据损坏需要多次重新发送数据以达到可用BER例如10e-8。信道内的噪声通常降低信噪比，所述噪声包括噪底kTB的因子、插入损耗、放大器噪声和产生的各种假象。因此，在也不提高信道内噪声的情况下，可用的信号功率不能被提高。

然而，因为相位-振幅-时间调制仅发送瞬态分量，它们可以在非常高的电平处被发送，导致大的Eb/No比，例如，即使当SNR仅为2dBEb/No比率时，数据可以容易地被检测。

第三谐波可以携带三倍的相位数据，在基础处生成作为数字合成振荡器。当产生正弦波时振荡器将产生失真，这取决于例如时钟的频率、阶梯大小和数模转换器是如何单调的(monotonic)(其是否为R2R梯(1adder)或其他类型)。对于8位R2R阶梯或数模转化器，在来自第三谐波载波频率的10kHz处可以实现来自振荡器的每赫兹160dB。

在典型的实例中，第三谐波具有一些随机边带和数字噪声，但在来自第三谐波载波频率的10KHz处其是160dB以下(down)。这低于傅里叶分量的振幅在三阶截点(IP3)处的阈值。作为结果，第三谐波噪声不是因素。

现在转而描述多载波效果，大多数先进的调制方式用于多载波环境，其中噪声从多个源产生。尽管如此，相位-振幅-时间调制基本上保持抗噪性，无论对发射其自身信号还是对其他载波产生的跨交噪声。然而，一些调制形式像脉冲编码调制(PCM)、PSK31、AFSK和各种其它调制形式具有非归零分量，所述非归零分量可以偶尔干涉相位-振幅-时间调制正在尝试接收的时隙。例如，在信道中具有许多净空分量和其他假象的电视频率的实例中，在相位-振幅-时间调制的相位的速率处可能遇到干涉，导致降低误码率。然而，因为相位-振幅-时间调制的能量高斯集中是总能量的68％，据估计，这些事件的最大发生率为约16％。剩余的16％在能量的高斯集中的该部分的互补区域之外。统计地，相位-振幅-时间调制将遇到的最干涉将是总时间的16％。因此，相位-振幅-时间调制是相当地抗噪声。

被使用的分量能量在给定的谐波周围的频谱的该部分中不产生额外噪声。还存在利用信道带通滤波器被消除的互调失真分量和其他边带产生噪声元素。

在具体的示例中，如果带通滤波器具有100KHz的通带，用于在100KHz信道内以1.6M传输，基于Shannon极限需要大约80dB的信噪(SN)比。在-124dBm的理论噪底下，通过相位-振幅-时间调制最小信号功率将仅是-44dBm。如果需要，100KHz信道带宽可以被减少，并且信噪比从10dB增加到20dB导致在信道内可用的双倍数据速率。

再次，当使用第三谐波时，相位-振幅-时间调制基本丢弃第五和第七谐波数据以及在数据可能存在的三个频率中的一个频率处产生的边带，加上或减去使用的载波频率。尽管存在两个能量集中，但是它们不被发射，因为它们在发射器中被过滤。这些将仅仅向信道添加不必要的能量并且不是必须的。

相位-振幅-时间调制信号是可以在任意期望功率水平处发射的单个振幅。这是与谐波相关联的能量。如果随机数据被发射，它是能量的高斯集中(sine x/x)，其可以被放置在任意边带上或第三谐波的中心中。这通过在产生正弦波期间门廊或阶梯的对称性来完成。优选地，能量集中被放置在谐波载波的高频侧上，伴随在被发送的能量、振幅和载波之间的时间相干性。谐波载波的振幅是正弦波本身的总失真的函数，因此没必要发射它或(either)用于在接收器中检测。

相位-振幅-时间调制提供使用最小有效位、下一个最小有效位(the next toleast)或其他组合的灵活性，用以在正弦波上产生阶梯大小。波可以被暂停，并且在必要时触发选择位。此外，来自以前位置的位可以在当前位置之前在查找表中被触发，因此产生阶梯或门廊。这容纳了许多可能组合。

因此，不仅相关联的能量集中可以在谐波周围被最大化，而且在数据组合之间交替和产生两个附加能量集中也是可能的。位的多个信道组合可以被发射。三重(trinary)、双二重和许多其他组合也是可能的。作为额外的安全利益，这些组合可以做的非常复杂，这样没有合适的密钥序列它们不能被解码。

相位-振幅-时间调制的显著方面是频谱的节约。当发送数据值中的变化时，相位-振幅-时间调制使用频谱，这在谐波中显示为互调失真产物。这些是导致发射的能量的傅里叶分量。因为仅数据变化被发送，并且典型数据是随机的，仅正常所需能量的50％必须发射。因此，所需要的总功率谱密度是一半。如果期望发送每一位，每隔一位可以被反向。作为结果，几乎全部该数据是对称的并且在谐波周围它成为经典的能量的高斯分布。然而，它仅包含正常需求的带宽能量的一半。

本发明的各个方面适用于卫星通讯，提供具有降低噪声影响的更大数据吞吐量。作为测试示例，具有300KHZ数据第三谐波的100KHz正弦波被用于在85KHz中发送1.6MB数据。Shannon极限可以通过以下来估计：以2为底的SNR的对数是用dB表示的SNR值的.332倍。假设SNR是120dB并且忽略加1和数值，如果载波的功率水平为+30dBm或一瓦特，这个值可以被考虑，因为所得的第三谐波载波将在大约0dBm处，并且理论噪底将是-125dBm。将以dB的功率比率转换到数值并添加加1，结果是以dB的SNR乘以(time)85KHz的.332倍，这表示以每秒Mb给定这些参数的总Shannon极限。在这种情况下，将导致3.0101Mbps。除以85KHz，根据Shannon，最高理论吞吐量可能将出现是每赫兹35.41位。

对于30dB放大器，信道具有高于噪底120dB的动态范围，并且信道中的噪声放大了30dB。120dB减去30dB，总SNR降低到90dB。这些因素混合并将39.84位每赫兹降低到约30位每赫兹，例如实际的极限。虽然标准的调制形式严重受到这些因素的影响，但是相位-振幅-时间调制允许数据没有这些限制因素而传输，具有显著的效果。

本发明的各个方面进一步适用于井下数据传输，即，在地下钻探和勘探期间传输各种传感器数据、图像数据等。相位-振幅-时间调制的抗噪性、数据速度以及安全性方面在该应用中特别有利。

相位-振幅-时间调制接收器实施方式

如果滤波的接收器以只接收谐波及其分量，一个接收器结构实施例是直接转换或零。在300KHz的示例中，这种接收器将寻找相位的真实的和正交想象的分量。接收器将锁定在第三谐波上，除以三，取两个输出并且针对它们相交(cross)所在处的相位和振幅检查它们。因为只存在一个振幅阶梯大小，振幅是总能量集中中功率的函数。如果它是0dBm，我们将检测200毫伏。在将干涉数据检测之前噪声将不得不增加到190毫伏。噪声与数据不相干的事实也是相位-振幅-时间调制特有的。

尽管不需要，经济有效的检测方法是数字信号处理器(DSP)引擎，其可以利用相位-振幅-时间调制/解调提供更多复杂特征。用于相位-振幅-时间调制的通用DSP引擎已经针对一些列应用被证明。

IQ解调器实施方式

在一些实施方式中，接收器包括类似于在手机中使用的那些IQ解调器的IQ解调器。IQ解调器可以被用于设置时钟三分频器(clock driver by three)并破译时隙，以确定何时查找数据和何时不查找数据。DSP需要数学模型来有效地破译数据而无需浪费时钟周期。IQ解调器是输入(incident)和正交检测器，其在两个双平衡混频器之间具有九十度相移。输入信号驱动双平衡混频器的R端口。本地振荡器在第三谐波的载波速率处产生。这些端口相互正交。

作为结果，当输出出现在一个端口时，正交图像出现在另一个端口。一个输出表示相位并且另一个输出表示振幅。由于它们显示为相对的锯齿状波，在它们相互交叉的情况下，互补的值导致采取明确地定义振幅或能量脉冲的形式的值。这很容易检测，即使当正常地与信道中的损伤诸如噪声、混淆或其他假象结合。

接收器带通滤波器要求

在一个实施方式中，相位-振幅-时间调制技术的ATM信道使用椭圆滤波器。椭圆滤波器提供锐利的频率截止，然而它们仍通过组延迟表征。这意味着不是所有的频率利用同一时间延迟通过滤波器。该组延迟是相位的变化，取决于频率，所述组延迟与频率呈线性(对数线性)关系。因此，滤波器被配置为最小化组延迟以避免扰乱要被检测到的相位分量。由于接受的位的数量增加，组延迟在滤波器的上转折(upper corner)频率处变得越来越重要。

在上转折频率处，滤波器拒绝高于截止频率的频率并接受低于截止频率的那些频率。这创建导致作为回波损耗被测量的反射的阻抗不连续性。回波损耗是被反射的功率与被接收的功率之间的电压比率，使得转折频率起皱无论转移斜率是什么的相位分量。此条件创建数据分量要被检测所在的区域相位-振幅-时间中的失真。因此，组延迟和组延迟的相位补偿二者是重要的考虑因素。精心构造的椭圆滤波器可以有效地处理以上针对相位-振幅-时间调制应用所概述的问题。

合适的通信系统背景在Forrest J.Brown等人在2006年5月16日发布的美国专利7046741(现已过期)的附图中更详细地被公开。所述专利的主题在此通过引用以其整体纳入本公开。

振幅-时间调制的合成信号波调制器/解调器将通常被配置为经典的通信发射/接收系统。振幅-时间调制技术也可以是专用的独立通信发射/接收系统。

将意识到，相位-振幅-时间调制为信息通信提供新方法，所述新方法克服了常规调制方法的许多挑战。利用该新的调制技术，重要的信道带宽和噪声问题可以被解决。相位-振幅-时间调制已被证实提供更高的数据速率，更有效地频率利用和更大抗噪声效果。

各种可替代的实施例可以包括用于卫星数据调制解调器的使用实例、用于石油/天然气产业的井下传感器通信、蜂窝客户端和基础设施通信、电话和xDSL以及大量无线和电缆通信。

类似的，尽管本发明在此已被描述为用于数据通信的信号调制装置和方法。本发明可以容易地与任意数量的通信系统或现在已知或以后开发的其他类似的设备一起使用。

最后，虽然本发明关于以上各种示例性实施例被描述，但在不背离本发明的范围的情况下，可以对示例性实施例进行许多改变、组合和修改。例如，不同的组件可以用可替代的方式实现。这些可替代方式可以根据特定的应用或考虑任意数量的与该设备操作相关联的因素而被适当地选择。此外，本文描述的技术可以被扩展或被修改以与其他类型的设备一起使用。这些和其他改变或修改意图被包含在本发明的范围内。

Claims (15)

1.一种用于编码数字数据的方法，其包含：

生成用于在0相位处传输的正弦波；

限制来自峰值和过零相位的多个附加波传输；

在可变非受限相位期间生成至少一个附加正弦波；

通过振幅-时间调制的失真使一个或多个所述正弦波失真以编码数字信息；以及

在所述正弦波失真期间通过振幅-时间调制编码由1至n的位内容。

2.根据权利要求1所述的方法，进一步包含在周期内以密度1到n发射相移的正弦波。

3.根据权利要求1所述的方法，进一步包含从所述正弦波振幅的相位变化失真解码所述数字信息。

4.根据权利要求1所述的方法，其中所述振幅-时间调制的失真通过保持正弦波的振幅达短时段和最低限度地延迟正弦波的振幅达短时段中的至少一个来完成。

5.根据权利要求1所述的方法，其中所述正弦波的所述振幅-时间调制的失真接近所述正弦波上的阶梯。

6.根据权利要求1所述的方法，进一步包含将数据值和控制消息中的一个编码为所述正弦波中的一个的相移。

7.根据权利要求6所述的方法，其中所述相移指示以下中的一个或多个：调制取向反演；最高有效位即MSB的位置反演；数据位位置的预定义格式化；以及针对符号的附加数据位的表示。

8.根据权利要求1所述的方法，其中所述正弦波的一个或多个的振幅分量和相位分量相互正交地被发送。

9.根据权利要求1所述的方法，进一步包含求和所述正弦波、转换所述正弦波以及发射所述正弦波。

10.根据权利要求9所述的方法，进一步包含接收所述正弦波并从所述正弦波破译所述数字信息。

11.一种用于在正弦波上编码数字数据的系统，其包含：

发生器电路，其被配置为生成正弦波；

控制器/计数器电路，其被配置为限制来自峰值和过零相位的可变波传输，并且在非受限相位期间生成可变波传输；

控制器/延迟电路，其被配置为使所述正弦波的振幅-时间调制失真以在周期内利用1到n的位内容编码数字信息；

求和电路，其被配置为将第一正弦波与可变相移的正弦波求和成合成正弦波；

上变频电路，其被配置为转换所述合成正弦波用于传输；以及

前端电路，其被配置为发射所述合成正弦波。

12.根据权利要求11所述的系统，进一步包含下变频电路，其被配置为从所述合成正弦波解码所述数字数据。

13.根据权利要求11所述的系统，其中所述控制器/延迟电路被配置为延迟波相位以产生所述正弦波的振幅-时间失真。

14.根据权利要求13所述的系统，其中所述正弦波的振幅-时间失真表现为波特征中的阶梯。

15.根据权利要求11所述的系统，其中所述控制器/计数器电路被配置为沿所述正弦波在预定相位位置时段处生成多个正弦波载波1到n。