JP4651910B2 - デジタル・データのためのイン・バンド・オン・チャネル放送システム - Google Patents
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Description
【０００１】
本発明は、帯域制限チャネル（band limited channels）を介して高速データ・レートを提供する変調技法に関し、具体的に言えば、デジタル・データ、特にデジタル・オーディオのためのイン・バンド・オン・チャネル（ＩＢＯＣ）ＦＭ放送変調システムに関する。
【０００２】
米国では、ＦＭ放送会社は、自らに割り当てられた搬送波周波数から１００ｋＨｚ以内の側波帯においてはフル・パワーで、搬送波を中心として１００ｋＨｚから２００ｋＨｚの周波数範囲内にある側波帯においてはフル・パワーから３０ｄＢ低下した出力で、情報を伝送することができる。標準のステレオ・オーディオ信号は、搬送波から５３ｋＨｚ以内の帯域幅に配置される。したがって放送会社は、上記の制約を受けながら、残りの帯域幅で他の情報を伝送することができる。
【０００３】
ＦＭ放送会社にとっては、ステレオ・オーディオ・データとデジタル・データとを同時に放送することが望ましくなってきている。たとえば、そのデジタル・データは、放送されるステレオ・オーディオの高品質バージョンを表すことができる。そのためには、比較的高速のデータ・レート・チャネルが必要であるが、そのチャネルは、比較的狭い帯域幅に制限される。たとえば、高品質オーディオを搬送するデジタル・データ・ストリームは、毎秒１２８キロビット（KBPS）のビット・レートを有する場合がある。こうしたデータ・ストリームを搬送する信号は、その信号に必要な帯域幅を減らすための何らかの圧縮形式を使用することなく、ＦＭ放送信号で使用可能な帯域幅で伝送することはできない。
【０００４】
帯域幅が制限されたチャネルを介して、高速のデータ・レートでデータを提供することが常に望ましい。チャネルを介したデータ・レートを上げるために、これまでにも多くの変調技法が開発されてきた。たとえば、Ｍ−ａｒｙ位相シフト・キード（phase shift keyed）（ＰＳＫ）および直交振幅変調（ＱＡＭ）技法は、伝送されるそれぞれのシンボル（symbol）で複数のデータ・ビットを符号化することによって圧縮を可能にする。こうしたシステムには、それらに関連付けられた制約がある。第１に、こうしたシステムに関連付けられたハードウェアは高価である。これは、これらの技法が適切に動作するには、高水準のチャネル線形性（channel linearity）を必要とするためである。したがって、搬送波トラッキング、シンボル・リカバリ（symbol recovery）、補間、および信号成形のために、大規模な信号処理を実行しなければならない。第２に、こうした技法はマルチパス効果に敏感である。これらの効果は、受信機内では補償される必要がある。第３に、これらのシステムは、所望のデータ・レートを得るために、一部のアプリケーション（たとえばイン・バンド・オン・チャネル放送ＦＭ副搬送波サービス）で使用可能なものを超えた帯域幅を必要とすることが多い。
【０００５】
本発明の原理によれば、ＦＭ放送送信機は、放送周波数の搬送波および側波帯を有する放送信号を伝送し、搬送波の周囲の伝送帯域幅以内で、フル・パワーで伝送可能である。これには、放送周波数の搬送波を有し、ステレオ信号を表す伝送帯域幅よりも狭い帯域幅を備えた側波帯を有する、変調されたＦＭステレオ信号の発生源（source）が含まれる。さらに、可変パルス幅符号化信号として符号化されたＩＢＯＣデジタル・データ信号を表す、互いを基準として間隔を空けて配置された搬送波パルスと、ＦＭステレオ信号側波帯と重複することのない、伝送帯域幅内の帯域幅とを有する、変調されたＩＢＯＣ信号の発生源（source）も含まれる。信号コンバイナは、変調ＦＭステレオ信号と変調ＩＢＯＣ信号を組み合わせて放送信号を形成する。
【０００６】
本発明の他の態様によれば、ＦＭ放送受信機は、ＦＭステレオ信号を表す第１の変調信号と、可変パルス幅符号化信号として符号化されたイン・バンド・オン・チャネル（ＩＢＯＣ）デジタル・データ信号を表す、互いを基準として間隔を空けて配置された搬送波パルスを有する第２の変調信号とを含む、放送信号を受け取る。このＦＭ放送受信機は、ＦＭステレオ信号を表す第１の分離信号と、ＩＢＯＣデジタル・データ信号を表す第２の分離信号とを生成するための、信号セパレータを含む。ＦＭ信号処理装置は、ＦＭステレオ信号によって表されるステレオ・オーディオ信号を生成する。ＩＢＯＣ信号処理装置は、ＩＢＯＣデジタル・データ信号によって表されるデジタル・データ信号を生成する。
【０００７】
本発明の原理に従った技法は、比較的高速なデータ・レートのデジタル信号を搬送する第２のチャネルを含む、ＦＭ伝送システムを提供する。このチャネルは、フル・パワーで伝送可能なＦＭ帯域幅の一部分に配置される。こうしたチャネルを実施するのに必要な回路は、比較的単純かつ安価である。さらに、高いチャネル線形性を必要とせず、マルチパス問題の対象となることもない。受信機内でこのチャネルを実施するに必要とする追加の回路は比較的小型であり、受信機内に先在するＩＦ回路の出力に結合することができる。
【０００８】
図１は、本発明で使用できる変調器のブロック・ダイヤグラムである。図１では、入力端子ＩＮがデジタル信号を受け取る。入力端子ＩＮは、エンコーダ１０の入力端子に結合される。エンコーダ１０の出力端子は、微分器（differentiator）２０の入力端子に結合される。微分器２０の出力端子は、レベル検出器２５の入力端子に結合される。レベル検出器２５の出力端子は、ミキサ３０の第１の入力端子に結合される。ローカル発振器４０は、ミキサ３０の第２の入力端子に結合される。ミキサ３０の出力端子はバンド・パス・フィルタ（ＢＰＦ）５０の入力端子に結合される。ＢＰＦ５０の出力端子は出力端子ＯＵＴに結合され、これが入力端子ＩＮでのデジタル信号を表す変調された信号を生成する。
【０００９】
図２は、図１に示された変調器のオペレーションを理解するのに役立つ波形図である。図２は、波形をより明確に図示するようにスケーリングするために描かれたものではない。例示された実施形態では、入力端子ＩＮでのデジタル信号は、非ゼロ復帰（ＮＲＺ）フォーマットの２層信号である。この信号は、図２で一番上の波形として示されている。ＮＲＺ信号は連続するビットを搬送し、このビットのそれぞれが、ＮＲＺ信号で破線によって示されたビット周期と呼ばれる所定の周期の間持続し、ビット・レートと呼ばれる対応する周波数を有する。すべての知られた方法では、ＮＲＺ信号のレベルはそのビットの値を表す。エンコーダ１０は、可変パルス幅コードを使用してＮＲＺ信号を符号化するように動作する。例示された実施形態では、可変パルス幅コードは可変アパーチャ・コードである。可変アパーチャ・コーディングについては、（発明者）によって（出願日）に出願された米国特許出願（ＲＣＡ８８，９４５）に詳細に記載されている。この特許出願では、ＮＲＺ信号は以下の方法で位相符号化される。
【００１０】
ＮＲＺ信号の各ビット周期（period）は、符号化信号の遷移（transition）としてコード化される。ビット・レートの倍数Ｍでの符号化クロックが、ＮＲＺ信号を位相符号化するために使用される。上述の特許出願では、符号化クロックはビット・レートの９倍であるレートＭで動作する。ＮＲＺ信号が論理「１」レベルから論理「０」レベルへ遷移する場合、遷移は前の遷移から符号化信号８符号化クロック・サイクル（Ｍ−１）で実行される。ＮＲＺ信号が論理「０」レベルから論理「１」レベルへ遷移する場合、遷移は前の遷移から符号化信号１０符号化クロック・サイクル（Ｍ＋１）で実行される。ＮＲＺ信号が遷移しない場合、すなわち連続するビットが同じ値を有する場合、遷移は最後の遷移から符号化クロック・サイクル（Ｍ）で実行される。可変アパーチャ・コード化信号（ＶＡＣ）は、図２で第２番目の波形として示されている。
【００１１】
可変アパーチャ・コード化信号（ＶＡＣ）は、微分器２０によって微分され、ＶＡＣ信号の遷移と位置合わせされた一連のパルス時間（series of pulses time）を生成する。微分器はＶＡＣ変調信号に対して９０度の位相シフトも与える。すべての知られた方法で、前縁遷移（leading edge transition）は正方向パルス（positive-going pulses）を生成し、後縁遷移（trailing edge transition）は負方向パルス（negative-going pulses）を生成する。微分されたＶＡＣ信号
【００１２】
【数１】
【００１３】
は、図２で第３番目の信号として示されている。
【００１４】
【数２】
【００１５】
は、一定の振幅を有する一連の３レベル・パルス（series of trilevel pulses）を生成するために、レベル検出器２５によって、レベル検出される。すべての知られた方法で、微分されたＶＡＣ信号
【００１６】
【数３】
【００１７】
が正のしきい値よりも大きな値を有する場合、レベル信号は高い値（high value）を有して生成され、負のしきい値よりも小さな値を有する場合、レベル信号は低い値（low value）を有して生成され、そうでなければ中心値（center value）を有する。レベル信号は、図２で第４番目の信号（ＬＥＶＥＬ）として示されている。
【００１８】
ＬＥＶＥＬ信号は、ミキサ３０でローカル発振器４０からの搬送波信号を変調する。正のパルスは第１の位相を有する搬送波信号のパルスを生成し、負のパルスは第２の位相を有する搬送波信号のパルスを生成する。第１および第２の位相は、好ましくはほぼ１８０度位相がずれている。この搬送波信号パルスは、好ましくはほぼ１つのコーディング・クロック周期長さであり、例示された実施形態では、ＮＲＺビット周期のほぼ１／９の持続時間（duration）を有する。ローカル発振器４０信号の周波数は、好ましくは搬送波信号パルス時間周期中に少なくとも１０サイクルのローカル発振器信号が発生できるように選択される。図２では、搬送波信号ＣＡＲＲは一番下の波形として示されており、搬送波信号はそれぞれの矩形包絡線内の縦のハッチングで表されている。図２に示されたＣＡＲＲ信号では、正方向のＬＥＶＥＬパルスに応答して生成された搬送波パルスの位相は「＋」で表され、負方向のＬＥＶＥＬパルスに応答して生成された搬送波パルスの位相は「−」で表されている。「＋」および「−」はほぼ１８０度の位相差のみを表すものであり、任意の絶対位相を表すことを意図するものではない。
【００１９】
ＢＰＦ５０は、ＣＡＲＲ信号内のすべての「帯域外（out-of-band）」フーリエ構成要素、ならびに搬送波構成要素それ自体および側波帯のうち１つをフィルタリングして取り除き、単一の側波帯信号のみを残す。ＢＰＦ５０からの出力信号ＯＵＴは、単側波帯（ＳＳＢ）位相または入力端子ＩＮでのＮＲＺデータ信号を表す周波数変調済み信号である。この信号は、多くの知られた伝送技法のうちいずれかによって受信機に伝送することができる。
【００２０】
図３は、図１に示されたように変調された信号を受け取ることができる受信機のブロック・ダイヤグラムである。図３では、入力端子ＩＮが、図１および２を参照しながら上記で述べたように変調された信号の発生源（source）に結合される。入力端子ＩＮは、ＢＰＦ１１０の入力端子に結合される。ＢＰＦ１１０の出力端子は、積分器１２０の入力端子に結合される。積分器１２０の出力端子は、制限増幅器１３０の入力端子に結合される。制限増幅器１３０の出力端子は、検出器１４０の入力端子に結合される。検出器１４０の出力端子は、デコーダ１５０の入力端子に結合される。デコーダ１５０の出力端子は、入力端子ＩＮで変調済み信号によって表されるＮＲＺ信号を再生し、出力端子ＯＵＴに結合される。
【００２１】
オペレーション時には、ＢＰＦ １１０が帯域外信号をフィルタリングして取り除き、変調済みＳＳＢ信号のみを通過させる。積分器１２０は、微分器２０（図１）によってもたらされた９０度位相シフトをリバース（reverse）させる。制限増幅器１３０は、積分器１２０からの信号の振幅を一定の振幅に制限する。制限増幅器１３０からの信号は、図２に示された搬送波パルス信号ＣＡＲＲに対応する。検出器１４０は、ＦＭ弁別器または位相ロック・ループ（ＰＬＬ）のいずれかであり、それぞれＦＭまたはＰＭ変調された搬送波パルス信号を復調するのに使用される。検出器１４０は、搬送波パルスを検出し、位相およびそれら位相のタイミングによって表される遷移を有する２レベル信号を生成する。検出器１４０の出力は、図２のＶＡＣ信号に対応する可変ビット幅信号である。デコーダ１５０はエンコーダ１０（図１）の逆のオペレーションを実行し、出力端子ＯＵＴで、図２のＮＲＺ信号に対応するＮＲＺ信号を生成する。前述の米国特許出願（ＲＣＡ第８８９４５号）は、図３で使用することのできるデコーダ１５０について記載している。出力端子ＯＵＴのＮＲＺ信号は、その後、使用回路（utilization circuitry）（図示せず）によって処理される。
【００２２】
搬送波パルス（図２の信号ＣＡＲＲ）は相互に明確な時間に発生し、それらパルスの持続時間が制限されていることから、パルスが予測される時点にのみ検出器１４０を実行可能（enable）にすることができる。たとえば例示された実施形態では、上記で詳細に述べたように、各パルスの持続時間はＮＲＺ信号遷移間の時間の、ほぼ１／９である。先行する搬送波パルス（後縁（trailing edge）を表す）以降、ＮＲＺ信号遷移間の時間の８／９で搬送波パルスが受け取られた後、そのパルスからのＮＲＺ信号遷移間の時間の９／９（遷移なし）または１０／９（前縁）でのみ、後続のパルスが予測される。同様に、先行する搬送波パルス（前縁（leading edge）を表す）以降、ＮＲＺ信号遷移間の時間の１０／９で搬送波パルスが受け取られた後、そのパルスからのＮＲＺ信号遷移間の時間の８／９（後縁）または９／９（遷移なし）でのみ、後続のパルスが予測される。検出器１４０は、搬送波パルスが予測されるとき、および予測されるパルスの持続期間の時間的近傍でのみ、実行可能（enable）になればよい。
【００２３】
図３に破線１６０で示されたウィンドウィング・タイマは、検出器１４０の状況（status）出力端子に結合された入力端子と、検出器１４０のイネーブル入力端子に結合された出力端子とを有する。ウィンドウィング・タイマ１６０は検出器１４０からの信号を監視し、前述のように搬送波パルスが予測される場合のみ、およびそのパルスの持続時間の時間的近傍でのみ、検出器を実行可能（enable）にする。
【００２４】
例示された実施形態では、変調済み信号内のエネルギーは、主としてビット・レートの０．４４（８／１８）倍と０．５５（１０／１８）倍との間にあり、したがってビット・レートの０．１１倍の帯域幅を有する。その結果、帯域幅を介するデータ・レートは９倍に増加する。他の圧縮率は、当分野の技術者であれば容易に理解するであろう兼ね合いおよび制約（trade-offs and constraints）によって、符号化クロック対ビット・レートの比率を変えることで容易に達成される。
【００２５】
前述のシステムは、送信機および受信機のどちらにおいても、Ｍ−ａｒｙ ＰＳＫまたはＱＡＭ変調技法のいずれかよりも精巧でない回路で実施することができる。より具体的に言えば、受信機では、変調済み信号が抽出された後に、他の回路０と比較してより安価かつ省電力の制限増幅器（たとえば１３０）を使用することができる。さらにＮＲＺ信号の符号化および復号化（encoding and decoding）はどちらも、名目上ｆａｓｔ ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ｌｏｇｉｃ ｄｅｖｉｃｅｓ（高速のプログラム可能論理デバイス）（ＰＬＤ）を使用して実行することができる。こうしたデバイスは比較的安価（現在は１−２ドル）である。さらに、このシステムにはシンボル間干渉（inter-symbol interference）がないため、波形成形は不要である。さらに、クロック・リカバリ・ループ（clock recovery loop）を除き、トラッキング・ループも不要である。
【００２６】
前述のように、搬送波伝送はビット境界上でのみ発生し、ビット周期全体にわたって継続するものではないため、パルスが予測される場合にのみ受け取った搬送波パルスを検出する目的で、受信機内で時間ウィンドウィングを使用することができる。したがって、本システムにはマルチパスの問題（multi-path problems）はない。
【００２７】
本発明の原理によれば、前述の変調技法は、ＦＭ放送信号のＦＭのモノラル放送オーディオ信号およびステレオ放送オーディオ信号と、デジタル・データ（たとえばＣＤ品質のデジタル音楽）とを、同時に伝送する際に使用される。図４は、図１および２に示された変調技法の本発明に従ったシステムへの適用を理解する際に役立つスペクトル図である。図４ａは、米国のＦＭ放送信号に関する電力包絡線（power envelope）を示す図である。図４ａでは、水平線が周波数を表し、およそ８８ＭＨｚから１０７ＭＨｚの間あたりのＶＨＦバンド（帯域）の一部を表す。信号強度は垂直方向で表されている。２つの隣接する放送信号スペクトルの許可された包絡線が図示される。それぞれの搬送波が垂直の矢印で図示されている。それぞれの搬送波の周囲は、搬送波で変調された放送信号ＦＭを搬送する側波帯である。
【００２８】
米国では、ＦＭ無線局（FM radio station）は、モノラルおよびステレオ・オーディオを、搬送波の１００ｋＨｚ範囲内の側波帯で、フル・パワーで放送することができる。図４ａでは、これらの側波帯がハッチングなしで図示される。放送会社は他の情報を１００ｋＨｚから２００ｋＨｚの側波帯で放送することができるが、この帯域内で伝送される出力はフル・パワーよりも３０ｄＢ低くなければならない。これらの側波帯はハッチングで図示される。（同じ地理的領域内にある）隣接局は、少なくとも４００ｋＨｚ離れていなければならない。
【００２９】
図４ａで周波数の低い方の放送信号の搬送波の上方側波帯(upper side-band)が、図４ｂの下のスペクトル図に図示されている。図４ｂでは、垂直方向が変調率を表す。図４ｂでは、モノラル・オーディオ信号Ｌ＋Ｒオーディオ信号が０から１５ｋＨｚの側波帯内で変調レベル９０％で伝送される。Ｌ−Ｒオーディオ信号は、３８ｋＨｚの抑圧副搬送波周波数を中心とする両側波帯抑圧搬送波信号として変調レベル４５％で伝送される。下方側波帯（ｌｓｂ）は２３ｋＨｚから３８ｋＨｚに及び、上方側波帯（ｕｓｂ）は３８ｋＨｚから５３ｋＨｚに及ぶ。１９ｋＨｚパイロット・トーン（抑圧搬送波の半分の周波数）も、主搬送波を中心とする側波帯に含まれる。したがって、主搬送波を中心とする上方側波帯（図４ｂ）および下方側波帯（図示せず）の両方で、依然として４７ｋＨｚが、フル・パワーで追加情報を放送するために、放送会社に使用可能に残されている。前述したように、１００ｋＨｚから２００ｋＨｚまでの伝送出力は、フル・パワーよりも３０ｄＢ低くなければならない。
【００３０】
前述の図１および２に示された変調技法を使用して、ＭＰ３ ＣＤ品質オーディオ信号を収容する、毎秒１２８キロビット（KBPS）の信号を、２０ｋＨｚ未満の帯域幅で圧縮して伝送することができる。このデジタル・オーディオ信号は、上方側波帯（たとえば）の５３ｋＨｚから１００ｋＨｚの間に配置し、図４ｂに示されるように、副搬送波信号として通常の放送ステレオ・オーディオ信号と共に伝送することができる。図４ｂでは、デジタル・オーディオ信号はほぼ７０ｋＨｚを中心とする前述のＳＳＢ信号であり、およそ６０ｋＨｚから８０ｋＨｚまでに及んでいる。この信号は主搬送波の１００ｋＨｚ範囲内にあるため、フル・パワーで伝送することができる。こうした信号は、イン・バンド・オン・チャネル（ＩＢＯＣ）信号と呼ばれる。
【００３１】
図５は、本発明に従ったイン・バンド・オン・チャネル・デジタル伝送チャネルを組み込み、図１から３を参照しながら上記で説明した変調技法を使用して実施される、ＦＭ放送送信機を示すブロック・ダイヤグラムである。図５では、図１に示されたものと同じ構成要素は「図１」とラベル表示された破線の四角形で囲まれ、同じ参照番号が指定されており、以下では詳細に記述していない。エンコーダ１０、微分器２０、ミキサ３０、発振器４０、およびＢＰＦ５０の組合せによって、すべて図１を参照しながら上記で述べたように、デジタル入力信号（図２のＮＲＺ）を表すＳＳＢ位相または周波数変調信号（図２のＣＡＲＲ）が生成される。、ＢＰＦ５０の出力端子は増幅器６０の入力端子に結合される。増幅器６０の出力端子は、第２のミキサ７０の第１の入力端子に結合される。第２の発振器８０は、第２のミキサ７０の第２の入力端子に結合される。第２のミキサ７０の出力端子は、第１のフィルタ／増幅器２６０の入力端子に結合される。第１のフィルタ／増幅器２６０の出力端子は、信号コンバイナ２５０の第１の入力端子に結合される。
【００３２】
放送ベースバンド信号処理装置２１０の出力端子は、第３ミキサ２２０の第１の入力端子に結合される。第３発振器２３０は、第３ミキサ２２０の第２の入力端子に結合される。第３ミキサ２２０の出力端子は、第２のフィルタ／増幅器２４０の入力端子に結合される。第２のフィルタ／増幅器２４０の出力端子は、信号コンバイナ２５０の第２の入力端子に結合される。信号コンバイナ２５０の出力端子は、伝送アンテナ２８０に結合された出力増幅器２７０の入力端子に結合される。
【００３３】
オペレーション時には、エンコーダ１０がデジタル・オーディオ信号を表すデジタル信号を受け取る。好ましい実施形態では、この信号はＭＰ３準拠のデジタル・オーディオ信号である。より具体的に言えば、デジタル・オーディオデータ・ストリームは、リード・ソロモン（ＲＳ）符号を使用して、フォワード・エラー・コレクション（ＦＥＣ）符号化されている。その後ＦＥＣ符号化データ・ストリームはパケット化される。その後このパケット化されたデータは、上記で詳細に述べたように、図１に示された回路によってＳＳＢ信号に圧縮される。
【００３４】
発振器４０によって生成される信号の周波数は１０．７ＭＨｚとなるように選択されるため、エンコーダ１０からのデジタル情報は１０．７ＭＨｚの中心周波数に変調される。変調周波数は任意の周波数であってよいが、より実用的には、既存の低コストＢＰＦフィルタの周波数に対応するように選択される。たとえば、典型的なＢＰＦフィルタは、６ＭＨｚ、１０．７ＭＨｚ、２１．４ＭＨｚ、７０ＭＨｚ、１４０ＭＨｚなどの中心周波数を有する。例示された実施形態では、変調周波数に１０．７ＭＨｚが選択され、ＢＰＦ５０は既存の１０．７ＭＨｚフィルタのうちの１つとして実施される。ＢＰＦ５０からフィルタリングされたＳＳＢ信号は増幅器６０によって増幅され、第２ミキサ７０と第２発振器８０の組合せによってアップコンバートされる。例示された実施形態では、第２発振器８０が７７．５７ＭＨｚで信号を生成し、ＳＳＢは８８．２７ＭＨｚにアップ・コンバートされる。この信号がフィルタリングされ、第１のフィルタ／増幅器２６０によってさらに増幅される。
【００３５】
放送ベースバンド信号処理装置２１０は、すべて知られた方法で、ステレオ・オーディオ信号（図示せず）を受け取り、ベースバンドでのＬ＋Ｒ信号、３８ｋＨｚの（抑圧）搬送波周波数での両側波帯抑圧搬送波Ｌ−Ｒ信号、および１９ｋＨｚのパイロット・トーンを含む、複合ステレオ信号を形成するのに必要な信号処理を実行する。その後この信号は、ＦＭ局の割り当てられた周波数で搬送波信号上に変調される。第３発振器２３０は、例示された実施形態では８８．２ＭＨｚである割り当てられた放送周波数で、搬送波信号を生成する。第３ミキサ２２０は、図４ｂに示されるように、複合モノラルおよびステレオ・オーディオ信号を使用して変調された、変調済み信号を生成する。その後、搬送波周波数８８．２ＭＨｚの、図４ｂに示された標準の放送オーディオ側波帯を備えた変調済み信号は、第２のフィルタ／増幅器２４０によってフィルタリングおよび増幅される。この信号は、第１のフィルタ／増幅器２６０からのＳＳＢ変調済みデジタル信号と組み合わされ、複合信号が形成される。この複合信号には、８８．２ＭＨｚで搬送波上で変調された標準放送ステレオ・オーディオ側波帯と、図４ｂに示されるように、搬送波（８８．２７ＭＨｚ）より上で７０ｋＨｚを中心とするデジタル・オーディオ信号を搬送するＳＳＢ変調済み信号の、両方を含む。その後この複合信号は、電力増幅器（POWER AMP）２７０によって電力が増幅され、ＦＭラジオ受信機に伝送するために送信アンテナ２８０に供給される。
【００３６】
図６は、図５に示されたＦＭ放送送信機によって変調された信号を受け取ることのできる、ＦＭ放送受信機を示すブロック・ダイヤグラムである。図６では、図３に示されたものと同じ構成要素は「図３」とラベル表示された破線の四角形で囲まれ、同じ参照番号が指定されており、以下では詳細に記述していない。図６では、受信アンテナ３０２がＲＦ増幅器３０４に結合される。ＲＦ増幅器３０４の出力端子は第１ミキサ３０６の第１の入力端子に結合される。第１発振器３０８の出力端子は第１ミキサ３０６の第２の入力端子に結合される。第１ミキサ３０６の出力端子は、ＢＰＦ３１０および同調可能ＢＰＦ１１０のそれぞれの入力端子に結合される。ＢＦＰ３１０の出力端子は、制限増幅器とすることができる中間周波数（ＩＦ）増幅器３１２の入力端子に結合される。ＩＦ増幅器３１２の出力端子は、ＦＭ検出器３１４の入力端子に結合される。ＦＭ検出器３１４の出力端子は、ＦＭステレオデコーダ３１６の入力端子に結合される。
【００３７】
オペレーション時には、ＲＦ増幅器３０４が受信アンテナ３０４からのＲＦ信号を受け取って増幅する。第１発振器３０８は、９８．９ＭＨｚで信号を生成する。第１発振器３０８と第１ミキサ３０６の組合せによって、８８．２ＭＨｚの主搬送波信号を１０．７ＭＨｚに、８８．２７ＭＨｚからのＳＳＢデジタル・オーディオ信号を１０．６３ＭＨｚにダウン・コンバートする。ＢＰＦ ３１０は、知られた方法で、１０．７ＭＨｚを中心とするＦＭステレオ信号側波帯（Ｌ＋ＲおよびＬ−Ｒ）のみを通過させる。ＩＦ増幅器３１２はこの信号を増幅し、これをベースバンド複合ステレオ信号を生成するＦＭ検出器３１４に提供する。ＦＭステレオデコーダ３１６は、すべて知られた方法で、ベースバンド複合ステレオ信号を復号して、伝送されたオーディオ信号を表すモノラルおよび／またはステレオのオーディオ信号（図示せず）を生成する。
【００３８】
例示された実施形態では、同調可能ＢＰＦ１１０は中心周波数１０．６３ＭＨｚに同調され、その周波数を中心としたデジタル・オーディオ信号のみを通過させる。例示された実施形態では、ＢＰＦ１１０の通過帯域は１０．５３ＭＨｚから１０．７３ＭＨｚである。ＢＰＦ１１０、積分器１２０、制限増幅器１３０、検出器１４０、デコーダ１５０、およびウィンドウィング・タイマ１６０の組合せが、図３を参照しながら上記で述べた方法で、変調済みのデジタル・オーディオ信号を抽出し、その信号を復調および復号して、デジタル・オーディオ信号を再生成する、ように動作する。デコーダ１５０からのデジタル・オーディオ信号は、伝送されたデジタル・オーディオ信号に対応するオーディオ信号を生成するために、他の回路（図示せず）によって適切な方法で処理される。より具体的に言えば、信号はパケット解除され、伝送中にもたらされた誤りが検出および訂正される。その後、訂正されたビット・ストリームは、すべて知られた方法でステレオ・オーディオ信号に変換される。
【００３９】
前述の実施形態は、１０２４ＱＡＭシステムと等価の圧縮性能を提供する。ただし、実際には、配置間隔が狭いこと（tight constellation spacing）により生じるノイズの訂正の困難さ、およびマルチパス・シンボル間干渉（Inter-Symbol Interference；ＩＳＩ）に起因して、ＱＡＭシステムは２５６ＱＡＭ周辺に制限される。間隔を広く空けて配置される幅の狭い搬送波パルスによって、上記システムにはＩＳＩ問題はない。手短に言えば、より高速のデータ・レートで、ＱＡＭなどの他の技法に関連付けられた問題なしに、より狭い帯域幅チャネル内を伝送することができる。
【００４０】
図２を再度参照すると、ＣＡＲＲ信号では、何の搬送波信号も伝送されない、搬送波パルス間のギャップが比較的広いことがわかる。これらのギャップは、本発明に従ったシステムの代替実施形態で利用することができる。図７は、この代替実施形態による変調器のオペレーションを理解するのに役立つＣＡＲＲ信号の、より詳細な波形図である。前述のように、図１に示されたエンコーダでは、符号化クロック信号はＮＲＺ信号のビット周期の９分の１の周期を有する。図７の破線の垂直線は、符号化クロック信号周期を表している。搬送波パルスの許可された時間位置は、破線の四角形で表されている。搬送波パルスは、前の搬送波パルスから８、９、または１０クロック・パルス後に発生することができる。したがって搬送波パルスは、３つの隣接するクロック周期のうちいずれか１つで発生することができる。搬送波パルスＡは前の搬送波パルスから８クロック・パルスであり、搬送波パルスＢは前の搬送波パルスから９クロック・パルスであり、搬送波パルスＣは前の搬送波パルスから１０クロック・パルスであると想定される。
【００４１】
前述のように、搬送波パルスが前の搬送波パルスから８クロック・パルスである（Ａ）場合、これはＮＲＺ信号の後縁（trailing edge）を示し、その直後に続くことのできるのは、ＮＲＺ信号に何の変化もないことを表す９クロック・パルス間隔（Ｄ）、またはＮＲＺ信号の前縁（leading edge）を表す１０クロック・パルス間隔（Ｅ）のいずれかのみである。同様に、搬送波パルスが前の搬送波パルスから１０クロック・パルスである（Ｃ）場合、これはＮＲＺ信号の前縁（leading edge）を示し、その直後に続くことのできるのは、ＮＲＺ信号の後縁（trailing edge）を表す８クロック・パルス間隔（Ｅ）、またはＮＲＺ信号に何の変化もないことを表す９クロック・パルス間隔（Ｆ）のいずれかのみである。搬送波パルスが前の搬送波パルスから９クロック・パルスである（Ｂ）場合、これはＮＲＺ信号に何の変化もないことを示し、その直後には、ＮＲＺ信号の後縁（trailing edge）を表す８クロック・パルス間隔（Ｄ）、ＮＲＺ信号に何の変化もないことを表す別の９クロック・パルス間隔（Ｅ）、またはＮＲＺ信号の前縁（leading edge）を表す１０クロック・パルス間隔（Ｆ）のいずれかが続くことができる。これは、図７にすべて図示されている。ＮＲＺビット周期中の９つの符号化クロック周期のうち、３つの隣接する周期（ｔ１−ｔ４）のうちの１つは、潜在的に搬送波パルスを有することが可能であるが、他の６つ（ｔ４−ｔ１０）は、搬送波パルスを有することができないことは明らかである。
【００４２】
ＣＡＲＲ信号（時間＋４から＋１０）内に何の搬送波パルスも生成できない間隔中には、搬送波信号上で他の補助データを変調することができる。これは図７で、縦のハッチングを使用した丸みのある四角形（ＡＵＸ ＤＡＴＡ）として示される。最後の潜在的搬送波パルス（Ｃ）の後の、およびこのギャップを囲む次に続く潜在的搬送波パルス（Ｄ）の前の保護周期（guard period）Δｔは、デジタル・オーディオ信号を搬送する搬送波パルス（Ａ）−（Ｆ）と補助データを搬送する搬送波変調（ＡＵＸ ＤＡＴＡ）との間の潜在的干渉を最小限にするために維持される。
【００４３】
図８は、変調済み復号データ・ストリーム中への補助データの包含を実施できる、本発明の実施形態を示すブロック・ダイヤグラムである。図８では、図１に示されたものと同じ構成要素は同じ参照番号によって指定されており、以下では詳細に記述していない。図８では、補助データ（ＡＵＸ）の発生源（source）（図示せず）が先入れ先出し（ＦＩＦＯ）バッファ４０２の入力端子に結合される。ＦＩＦＯバッファ４０２の出力端子はマルチプレクサ４０４の第１のデータ入力端子に結合される。マルチプレクサ４０４の出力端子は、ミキサ３０の入力端子に結合される。レベル検出器２５の出力端子は、マルチプレクサ４０４の第２のデータ入力端子に結合される。エンコーダ１０のタイミング信号出力端子は、マルチプレクサ４０４の制御入力端子に結合される。
【００４４】
例示された実施形態では、補助データ信号ＡＵＸは搬送波信号を直接変調できる状態にあると想定される。当分野の技術者であれば、その信号の特徴に最も適した方法で搬送波を符号化および／または変調するための信号を準備する方法を理解されよう。さらに、例示された実施形態では、補助データ信号はデジタル形式であると想定される。ただし必ずしもそうである必要はない。補助データ信号はアナログ信号であってもよい。
【００４５】
オペレーション時には、エンコーダ１０がパルスの相対タイミングを制御する内部タイミング回路（図示せず）を含む。このタイミング回路は、ＣＡＲＲ信号においてパルスが潜在的に発生することができるｔ１からｔ４の３つの隣接する符号化クロック周期中に第１の状態を有し、ｔ４からｔ１０の残りの符号化クロック周期中に第２の状態を有する信号を生成するために、当分野の技術者であれば理解される方法で、部分修正することができる。この信号は、パルスが発生可能な周期（ｔ１からｔ４）中には微分器２０の出力端子をミキサ３０の入力端子に結合し、そうでない場合（のｔ４からｔ１０中）にはＦＩＦＯバッファ４０２の出力端子をミキサ３０に結合するように、マルチプレクサ４０４を制御するのにに使用することができる。微分器２０の出力端子がミキサ３０に結合される周期（ｔ１からｔ４）中は、図８の回路は図１に示された構成であり、上記で詳細に説明したように動作する。
【００４６】
（保護帯域Δｔを考慮した）ＦＩＦＯバッファ４０２がミキサ３０に結合される周期（ｔ４＋Δｔからｔ１０−Δｔ）中に、ＦＩＦＯバッファ４０２からのデータは発振器４０からの搬送波信号を変調する。ＦＩＦＯバッファ４０２は、一定のビット・レートでデジタル補助データ信号ＡＵＸを受け入れ、搬送波パルス（Ａ）−（Ｃ）を生成することができる時間周期（ｔ１−ｔ４）中に信号をバッファリングするように動作する。その後ＦＩＦＯバッファ４０２は、格納された補助データを、補助データが伝送される時間周期（ｔ４＋Δｔからｔ１０−Δｔ）中に、より高速のビット・レートでミキサ３０に提供する。ＣＡＲＲ信号を介した補助データのバーストのネット・スループットは、補助データ信号発生源（source）（図示せず）からの補助データの一定のネット・スループットと一致しなければならない。当分野の技術者であれば、すべて知られた方法で、スループットを一致させる方法ならびにオーバーランおよびアンダーランに備える方法を理解されよう。
【００４７】
図９は、図８に示されたシステムによって生成された信号を受け取ることのできる受信機を示す構成図である。図９では、図３に示されたものと同じ構成要素は同じ参照番号によって指定されており、以下では詳細に記述していない。図９では、検出器１４０の出力端子が制御可能スイッチ４０６の入力端子に結合される。制御可能スイッチ４０６の第１の出力端子は、デコーダ１５０の入力端子に結合される。制御可能スイッチ４０６の第２の出力端子は、ＦＩＦＯ４０８の入力端子に結合される。ＦＩＦＯ４０８の出力端子は、補助データ（ＡＵＸ）を生成する。ウィンドウィング・タイマ１６０の出力端子は、図３のように検出器１４０のイネーブル入力端子ではなく、制御可能スイッチ４０６の制御入力端子に結合される。
【００４８】
オペレーション時には、図９の検出器１４０は常に実行可能である。ウィンドウィング・タイマ１６０からのウィンドウィング信号は、図８のエンコーダ１０で生成されるタイミング信号に対応する。ウィンドウィング信号は、搬送波パルス（Ａ）−（Ｃ）が潜在的に生じる可能性のある周期（ｔ１からｔ４）中に第１の状態を有し、そうでない場合（ｔ４からｔ１０）には第２の状態を有する。搬送波パルス（Ａ）−（Ｃ）が潜在的に生じる可能性のある周期（ｔ１からｔ４）中に、ウィンドウィング・タイマ１６０は、検出器１４０をデコーダ１５０に結合するように制御可能スイッチ４０６を条件付ける。この構成は図３で図示されたものと同一であり、上記で詳細に述べたように動作する。
【００４９】
残りのビット周期（ｔ４からｔ１０）中、検出器１４０はＦＩＦＯ４０８に結合される。この周期中、変調済みの補助データは復調され、ＦＩＦＯ４０８に供給される。（図８の）ＦＩＦＯ４０２に対応する方法で、ＦＩＦＯ４０８は検出器１４０から補助データ・バーストを受け取り、一定のビット・レートで補助データ出力信号ＡＵＸを生成する。補助データ信号は補助データを、搬送波を変調するために符号化されたものとして表す。受け取った補助データ信号を所望のフォーマットに復号するために、他の処理（図示せず）が必要になる場合もある。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明に従ったＦＭ放送システムで使用可能な変調器のブロック・ダイヤグラムである。
【図２】 図１に示された変調器のオペレーションを理解するのに役立つ波形図である。
【図３】 図１に示された変調器に従って変調された信号を受け取ることのできる受信機のブロック・ダイヤグラムである。
【図４】 本発明に従った図１および２に示された変調技法の適用を理解するのに役立つスペクトル図である。
【図５】 本発明に従ったイン・バンド・オン・チャネル・デジタル伝送チャネルを組み込んだ、ＦＭ放送送信機のブロック・ダイヤグラムである。
【図６】 図５に示されたＦＭ放送送信機によって変調された信号を受け取ることのできる本発明に従ったＦＭ放送受信機のブロック・ダイヤグラムである。
【図７】 本発明で使用できる変調器の他の実施形態のオペレーションを理解するのに役立つ波形図である。
【図８】 本発明で使用できる変調器の他の実施形態のブロック・ダイヤグラムである。
【図９】 図８に示されたシステムによって生成された信号を受け取ることのできる、本発明で使用可能な受信機の他の実施形態のブロック・ダイヤグラムである。
本発明は、帯域制限チャネル（band limited channels）を介して高速データ・レートを提供する変調技法に関し、具体的に言えば、デジタル・データ、特にデジタル・オーディオのためのイン・バンド・オン・チャネル（ＩＢＯＣ）ＦＭ放送変調システムに関する。
【０００２】
米国では、ＦＭ放送会社は、自らに割り当てられた搬送波周波数から１００ｋＨｚ以内の側波帯においてはフル・パワーで、搬送波を中心として１００ｋＨｚから２００ｋＨｚの周波数範囲内にある側波帯においてはフル・パワーから３０ｄＢ低下した出力で、情報を伝送することができる。標準のステレオ・オーディオ信号は、搬送波から５３ｋＨｚ以内の帯域幅に配置される。したがって放送会社は、上記の制約を受けながら、残りの帯域幅で他の情報を伝送することができる。
【０００３】
ＦＭ放送会社にとっては、ステレオ・オーディオ・データとデジタル・データとを同時に放送することが望ましくなってきている。たとえば、そのデジタル・データは、放送されるステレオ・オーディオの高品質バージョンを表すことができる。そのためには、比較的高速のデータ・レート・チャネルが必要であるが、そのチャネルは、比較的狭い帯域幅に制限される。たとえば、高品質オーディオを搬送するデジタル・データ・ストリームは、毎秒１２８キロビット（KBPS）のビット・レートを有する場合がある。こうしたデータ・ストリームを搬送する信号は、その信号に必要な帯域幅を減らすための何らかの圧縮形式を使用することなく、ＦＭ放送信号で使用可能な帯域幅で伝送することはできない。
【０００４】
帯域幅が制限されたチャネルを介して、高速のデータ・レートでデータを提供することが常に望ましい。チャネルを介したデータ・レートを上げるために、これまでにも多くの変調技法が開発されてきた。たとえば、Ｍ−ａｒｙ位相シフト・キード（phase shift keyed）（ＰＳＫ）および直交振幅変調（ＱＡＭ）技法は、伝送されるそれぞれのシンボル（symbol）で複数のデータ・ビットを符号化することによって圧縮を可能にする。こうしたシステムには、それらに関連付けられた制約がある。第１に、こうしたシステムに関連付けられたハードウェアは高価である。これは、これらの技法が適切に動作するには、高水準のチャネル線形性（channel linearity）を必要とするためである。したがって、搬送波トラッキング、シンボル・リカバリ（symbol recovery）、補間、および信号成形のために、大規模な信号処理を実行しなければならない。第２に、こうした技法はマルチパス効果に敏感である。これらの効果は、受信機内では補償される必要がある。第３に、これらのシステムは、所望のデータ・レートを得るために、一部のアプリケーション（たとえばイン・バンド・オン・チャネル放送ＦＭ副搬送波サービス）で使用可能なものを超えた帯域幅を必要とすることが多い。
【０００５】
本発明の原理によれば、ＦＭ放送送信機は、放送周波数の搬送波および側波帯を有する放送信号を伝送し、搬送波の周囲の伝送帯域幅以内で、フル・パワーで伝送可能である。これには、放送周波数の搬送波を有し、ステレオ信号を表す伝送帯域幅よりも狭い帯域幅を備えた側波帯を有する、変調されたＦＭステレオ信号の発生源（source）が含まれる。さらに、可変パルス幅符号化信号として符号化されたＩＢＯＣデジタル・データ信号を表す、互いを基準として間隔を空けて配置された搬送波パルスと、ＦＭステレオ信号側波帯と重複することのない、伝送帯域幅内の帯域幅とを有する、変調されたＩＢＯＣ信号の発生源（source）も含まれる。信号コンバイナは、変調ＦＭステレオ信号と変調ＩＢＯＣ信号を組み合わせて放送信号を形成する。
【０００６】
本発明の他の態様によれば、ＦＭ放送受信機は、ＦＭステレオ信号を表す第１の変調信号と、可変パルス幅符号化信号として符号化されたイン・バンド・オン・チャネル（ＩＢＯＣ）デジタル・データ信号を表す、互いを基準として間隔を空けて配置された搬送波パルスを有する第２の変調信号とを含む、放送信号を受け取る。このＦＭ放送受信機は、ＦＭステレオ信号を表す第１の分離信号と、ＩＢＯＣデジタル・データ信号を表す第２の分離信号とを生成するための、信号セパレータを含む。ＦＭ信号処理装置は、ＦＭステレオ信号によって表されるステレオ・オーディオ信号を生成する。ＩＢＯＣ信号処理装置は、ＩＢＯＣデジタル・データ信号によって表されるデジタル・データ信号を生成する。
【０００７】
本発明の原理に従った技法は、比較的高速なデータ・レートのデジタル信号を搬送する第２のチャネルを含む、ＦＭ伝送システムを提供する。このチャネルは、フル・パワーで伝送可能なＦＭ帯域幅の一部分に配置される。こうしたチャネルを実施するのに必要な回路は、比較的単純かつ安価である。さらに、高いチャネル線形性を必要とせず、マルチパス問題の対象となることもない。受信機内でこのチャネルを実施するに必要とする追加の回路は比較的小型であり、受信機内に先在するＩＦ回路の出力に結合することができる。
【０００８】
図１は、本発明で使用できる変調器のブロック・ダイヤグラムである。図１では、入力端子ＩＮがデジタル信号を受け取る。入力端子ＩＮは、エンコーダ１０の入力端子に結合される。エンコーダ１０の出力端子は、微分器（differentiator）２０の入力端子に結合される。微分器２０の出力端子は、レベル検出器２５の入力端子に結合される。レベル検出器２５の出力端子は、ミキサ３０の第１の入力端子に結合される。ローカル発振器４０は、ミキサ３０の第２の入力端子に結合される。ミキサ３０の出力端子はバンド・パス・フィルタ（ＢＰＦ）５０の入力端子に結合される。ＢＰＦ５０の出力端子は出力端子ＯＵＴに結合され、これが入力端子ＩＮでのデジタル信号を表す変調された信号を生成する。
【０００９】
図２は、図１に示された変調器のオペレーションを理解するのに役立つ波形図である。図２は、波形をより明確に図示するようにスケーリングするために描かれたものではない。例示された実施形態では、入力端子ＩＮでのデジタル信号は、非ゼロ復帰（ＮＲＺ）フォーマットの２層信号である。この信号は、図２で一番上の波形として示されている。ＮＲＺ信号は連続するビットを搬送し、このビットのそれぞれが、ＮＲＺ信号で破線によって示されたビット周期と呼ばれる所定の周期の間持続し、ビット・レートと呼ばれる対応する周波数を有する。すべての知られた方法では、ＮＲＺ信号のレベルはそのビットの値を表す。エンコーダ１０は、可変パルス幅コードを使用してＮＲＺ信号を符号化するように動作する。例示された実施形態では、可変パルス幅コードは可変アパーチャ・コードである。可変アパーチャ・コーディングについては、（発明者）によって（出願日）に出願された米国特許出願（ＲＣＡ８８，９４５）に詳細に記載されている。この特許出願では、ＮＲＺ信号は以下の方法で位相符号化される。
【００１０】
ＮＲＺ信号の各ビット周期（period）は、符号化信号の遷移（transition）としてコード化される。ビット・レートの倍数Ｍでの符号化クロックが、ＮＲＺ信号を位相符号化するために使用される。上述の特許出願では、符号化クロックはビット・レートの９倍であるレートＭで動作する。ＮＲＺ信号が論理「１」レベルから論理「０」レベルへ遷移する場合、遷移は前の遷移から符号化信号８符号化クロック・サイクル（Ｍ−１）で実行される。ＮＲＺ信号が論理「０」レベルから論理「１」レベルへ遷移する場合、遷移は前の遷移から符号化信号１０符号化クロック・サイクル（Ｍ＋１）で実行される。ＮＲＺ信号が遷移しない場合、すなわち連続するビットが同じ値を有する場合、遷移は最後の遷移から符号化クロック・サイクル（Ｍ）で実行される。可変アパーチャ・コード化信号（ＶＡＣ）は、図２で第２番目の波形として示されている。
【００１１】
可変アパーチャ・コード化信号（ＶＡＣ）は、微分器２０によって微分され、ＶＡＣ信号の遷移と位置合わせされた一連のパルス時間（series of pulses time）を生成する。微分器はＶＡＣ変調信号に対して９０度の位相シフトも与える。すべての知られた方法で、前縁遷移（leading edge transition）は正方向パルス（positive-going pulses）を生成し、後縁遷移（trailing edge transition）は負方向パルス（negative-going pulses）を生成する。微分されたＶＡＣ信号
【００１２】
【数１】
は、図２で第３番目の信号として示されている。
【００１４】
【数２】
は、一定の振幅を有する一連の３レベル・パルス（series of trilevel pulses）を生成するために、レベル検出器２５によって、レベル検出される。すべての知られた方法で、微分されたＶＡＣ信号
【００１６】
【数３】
が正のしきい値よりも大きな値を有する場合、レベル信号は高い値（high value）を有して生成され、負のしきい値よりも小さな値を有する場合、レベル信号は低い値（low value）を有して生成され、そうでなければ中心値（center value）を有する。レベル信号は、図２で第４番目の信号（ＬＥＶＥＬ）として示されている。
【００１８】
ＬＥＶＥＬ信号は、ミキサ３０でローカル発振器４０からの搬送波信号を変調する。正のパルスは第１の位相を有する搬送波信号のパルスを生成し、負のパルスは第２の位相を有する搬送波信号のパルスを生成する。第１および第２の位相は、好ましくはほぼ１８０度位相がずれている。この搬送波信号パルスは、好ましくはほぼ１つのコーディング・クロック周期長さであり、例示された実施形態では、ＮＲＺビット周期のほぼ１／９の持続時間（duration）を有する。ローカル発振器４０信号の周波数は、好ましくは搬送波信号パルス時間周期中に少なくとも１０サイクルのローカル発振器信号が発生できるように選択される。図２では、搬送波信号ＣＡＲＲは一番下の波形として示されており、搬送波信号はそれぞれの矩形包絡線内の縦のハッチングで表されている。図２に示されたＣＡＲＲ信号では、正方向のＬＥＶＥＬパルスに応答して生成された搬送波パルスの位相は「＋」で表され、負方向のＬＥＶＥＬパルスに応答して生成された搬送波パルスの位相は「−」で表されている。「＋」および「−」はほぼ１８０度の位相差のみを表すものであり、任意の絶対位相を表すことを意図するものではない。
【００１９】
ＢＰＦ５０は、ＣＡＲＲ信号内のすべての「帯域外（out-of-band）」フーリエ構成要素、ならびに搬送波構成要素それ自体および側波帯のうち１つをフィルタリングして取り除き、単一の側波帯信号のみを残す。ＢＰＦ５０からの出力信号ＯＵＴは、単側波帯（ＳＳＢ）位相または入力端子ＩＮでのＮＲＺデータ信号を表す周波数変調済み信号である。この信号は、多くの知られた伝送技法のうちいずれかによって受信機に伝送することができる。
【００２０】
図３は、図１に示されたように変調された信号を受け取ることができる受信機のブロック・ダイヤグラムである。図３では、入力端子ＩＮが、図１および２を参照しながら上記で述べたように変調された信号の発生源（source）に結合される。入力端子ＩＮは、ＢＰＦ１１０の入力端子に結合される。ＢＰＦ１１０の出力端子は、積分器１２０の入力端子に結合される。積分器１２０の出力端子は、制限増幅器１３０の入力端子に結合される。制限増幅器１３０の出力端子は、検出器１４０の入力端子に結合される。検出器１４０の出力端子は、デコーダ１５０の入力端子に結合される。デコーダ１５０の出力端子は、入力端子ＩＮで変調済み信号によって表されるＮＲＺ信号を再生し、出力端子ＯＵＴに結合される。
【００２１】
オペレーション時には、ＢＰＦ １１０が帯域外信号をフィルタリングして取り除き、変調済みＳＳＢ信号のみを通過させる。積分器１２０は、微分器２０（図１）によってもたらされた９０度位相シフトをリバース（reverse）させる。制限増幅器１３０は、積分器１２０からの信号の振幅を一定の振幅に制限する。制限増幅器１３０からの信号は、図２に示された搬送波パルス信号ＣＡＲＲに対応する。検出器１４０は、ＦＭ弁別器または位相ロック・ループ（ＰＬＬ）のいずれかであり、それぞれＦＭまたはＰＭ変調された搬送波パルス信号を復調するのに使用される。検出器１４０は、搬送波パルスを検出し、位相およびそれら位相のタイミングによって表される遷移を有する２レベル信号を生成する。検出器１４０の出力は、図２のＶＡＣ信号に対応する可変ビット幅信号である。デコーダ１５０はエンコーダ１０（図１）の逆のオペレーションを実行し、出力端子ＯＵＴで、図２のＮＲＺ信号に対応するＮＲＺ信号を生成する。前述の米国特許出願（ＲＣＡ第８８９４５号）は、図３で使用することのできるデコーダ１５０について記載している。出力端子ＯＵＴのＮＲＺ信号は、その後、使用回路（utilization circuitry）（図示せず）によって処理される。
【００２２】
搬送波パルス（図２の信号ＣＡＲＲ）は相互に明確な時間に発生し、それらパルスの持続時間が制限されていることから、パルスが予測される時点にのみ検出器１４０を実行可能（enable）にすることができる。たとえば例示された実施形態では、上記で詳細に述べたように、各パルスの持続時間はＮＲＺ信号遷移間の時間の、ほぼ１／９である。先行する搬送波パルス（後縁（trailing edge）を表す）以降、ＮＲＺ信号遷移間の時間の８／９で搬送波パルスが受け取られた後、そのパルスからのＮＲＺ信号遷移間の時間の９／９（遷移なし）または１０／９（前縁）でのみ、後続のパルスが予測される。同様に、先行する搬送波パルス（前縁（leading edge）を表す）以降、ＮＲＺ信号遷移間の時間の１０／９で搬送波パルスが受け取られた後、そのパルスからのＮＲＺ信号遷移間の時間の８／９（後縁）または９／９（遷移なし）でのみ、後続のパルスが予測される。検出器１４０は、搬送波パルスが予測されるとき、および予測されるパルスの持続期間の時間的近傍でのみ、実行可能（enable）になればよい。
【００２３】
図３に破線１６０で示されたウィンドウィング・タイマは、検出器１４０の状況（status）出力端子に結合された入力端子と、検出器１４０のイネーブル入力端子に結合された出力端子とを有する。ウィンドウィング・タイマ１６０は検出器１４０からの信号を監視し、前述のように搬送波パルスが予測される場合のみ、およびそのパルスの持続時間の時間的近傍でのみ、検出器を実行可能（enable）にする。
【００２４】
例示された実施形態では、変調済み信号内のエネルギーは、主としてビット・レートの０．４４（８／１８）倍と０．５５（１０／１８）倍との間にあり、したがってビット・レートの０．１１倍の帯域幅を有する。その結果、帯域幅を介するデータ・レートは９倍に増加する。他の圧縮率は、当分野の技術者であれば容易に理解するであろう兼ね合いおよび制約（trade-offs and constraints）によって、符号化クロック対ビット・レートの比率を変えることで容易に達成される。
【００２５】
前述のシステムは、送信機および受信機のどちらにおいても、Ｍ−ａｒｙ ＰＳＫまたはＱＡＭ変調技法のいずれかよりも精巧でない回路で実施することができる。より具体的に言えば、受信機では、変調済み信号が抽出された後に、他の回路０と比較してより安価かつ省電力の制限増幅器（たとえば１３０）を使用することができる。さらにＮＲＺ信号の符号化および復号化（encoding and decoding）はどちらも、名目上ｆａｓｔ ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ｌｏｇｉｃ ｄｅｖｉｃｅｓ（高速のプログラム可能論理デバイス）（ＰＬＤ）を使用して実行することができる。こうしたデバイスは比較的安価（現在は１−２ドル）である。さらに、このシステムにはシンボル間干渉（inter-symbol interference）がないため、波形成形は不要である。さらに、クロック・リカバリ・ループ（clock recovery loop）を除き、トラッキング・ループも不要である。
【００２６】
前述のように、搬送波伝送はビット境界上でのみ発生し、ビット周期全体にわたって継続するものではないため、パルスが予測される場合にのみ受け取った搬送波パルスを検出する目的で、受信機内で時間ウィンドウィングを使用することができる。したがって、本システムにはマルチパスの問題（multi-path problems）はない。
【００２７】
本発明の原理によれば、前述の変調技法は、ＦＭ放送信号のＦＭのモノラル放送オーディオ信号およびステレオ放送オーディオ信号と、デジタル・データ（たとえばＣＤ品質のデジタル音楽）とを、同時に伝送する際に使用される。図４は、図１および２に示された変調技法の本発明に従ったシステムへの適用を理解する際に役立つスペクトル図である。図４ａは、米国のＦＭ放送信号に関する電力包絡線（power envelope）を示す図である。図４ａでは、水平線が周波数を表し、およそ８８ＭＨｚから１０７ＭＨｚの間あたりのＶＨＦバンド（帯域）の一部を表す。信号強度は垂直方向で表されている。２つの隣接する放送信号スペクトルの許可された包絡線が図示される。それぞれの搬送波が垂直の矢印で図示されている。それぞれの搬送波の周囲は、搬送波で変調された放送信号ＦＭを搬送する側波帯である。
【００２８】
米国では、ＦＭ無線局（FM radio station）は、モノラルおよびステレオ・オーディオを、搬送波の１００ｋＨｚ範囲内の側波帯で、フル・パワーで放送することができる。図４ａでは、これらの側波帯がハッチングなしで図示される。放送会社は他の情報を１００ｋＨｚから２００ｋＨｚの側波帯で放送することができるが、この帯域内で伝送される出力はフル・パワーよりも３０ｄＢ低くなければならない。これらの側波帯はハッチングで図示される。（同じ地理的領域内にある）隣接局は、少なくとも４００ｋＨｚ離れていなければならない。
【００２９】
図４ａで周波数の低い方の放送信号の搬送波の上方側波帯(upper side-band)が、図４ｂの下のスペクトル図に図示されている。図４ｂでは、垂直方向が変調率を表す。図４ｂでは、モノラル・オーディオ信号Ｌ＋Ｒオーディオ信号が０から１５ｋＨｚの側波帯内で変調レベル９０％で伝送される。Ｌ−Ｒオーディオ信号は、３８ｋＨｚの抑圧副搬送波周波数を中心とする両側波帯抑圧搬送波信号として変調レベル４５％で伝送される。下方側波帯（ｌｓｂ）は２３ｋＨｚから３８ｋＨｚに及び、上方側波帯（ｕｓｂ）は３８ｋＨｚから５３ｋＨｚに及ぶ。１９ｋＨｚパイロット・トーン（抑圧搬送波の半分の周波数）も、主搬送波を中心とする側波帯に含まれる。したがって、主搬送波を中心とする上方側波帯（図４ｂ）および下方側波帯（図示せず）の両方で、依然として４７ｋＨｚが、フル・パワーで追加情報を放送するために、放送会社に使用可能に残されている。前述したように、１００ｋＨｚから２００ｋＨｚまでの伝送出力は、フル・パワーよりも３０ｄＢ低くなければならない。
【００３０】
前述の図１および２に示された変調技法を使用して、ＭＰ３ ＣＤ品質オーディオ信号を収容する、毎秒１２８キロビット（KBPS）の信号を、２０ｋＨｚ未満の帯域幅で圧縮して伝送することができる。このデジタル・オーディオ信号は、上方側波帯（たとえば）の５３ｋＨｚから１００ｋＨｚの間に配置し、図４ｂに示されるように、副搬送波信号として通常の放送ステレオ・オーディオ信号と共に伝送することができる。図４ｂでは、デジタル・オーディオ信号はほぼ７０ｋＨｚを中心とする前述のＳＳＢ信号であり、およそ６０ｋＨｚから８０ｋＨｚまでに及んでいる。この信号は主搬送波の１００ｋＨｚ範囲内にあるため、フル・パワーで伝送することができる。こうした信号は、イン・バンド・オン・チャネル（ＩＢＯＣ）信号と呼ばれる。
【００３１】
図５は、本発明に従ったイン・バンド・オン・チャネル・デジタル伝送チャネルを組み込み、図１から３を参照しながら上記で説明した変調技法を使用して実施される、ＦＭ放送送信機を示すブロック・ダイヤグラムである。図５では、図１に示されたものと同じ構成要素は「図１」とラベル表示された破線の四角形で囲まれ、同じ参照番号が指定されており、以下では詳細に記述していない。エンコーダ１０、微分器２０、ミキサ３０、発振器４０、およびＢＰＦ５０の組合せによって、すべて図１を参照しながら上記で述べたように、デジタル入力信号（図２のＮＲＺ）を表すＳＳＢ位相または周波数変調信号（図２のＣＡＲＲ）が生成される。、ＢＰＦ５０の出力端子は増幅器６０の入力端子に結合される。増幅器６０の出力端子は、第２のミキサ７０の第１の入力端子に結合される。第２の発振器８０は、第２のミキサ７０の第２の入力端子に結合される。第２のミキサ７０の出力端子は、第１のフィルタ／増幅器２６０の入力端子に結合される。第１のフィルタ／増幅器２６０の出力端子は、信号コンバイナ２５０の第１の入力端子に結合される。
【００３２】
放送ベースバンド信号処理装置２１０の出力端子は、第３ミキサ２２０の第１の入力端子に結合される。第３発振器２３０は、第３ミキサ２２０の第２の入力端子に結合される。第３ミキサ２２０の出力端子は、第２のフィルタ／増幅器２４０の入力端子に結合される。第２のフィルタ／増幅器２４０の出力端子は、信号コンバイナ２５０の第２の入力端子に結合される。信号コンバイナ２５０の出力端子は、伝送アンテナ２８０に結合された出力増幅器２７０の入力端子に結合される。
【００３３】
オペレーション時には、エンコーダ１０がデジタル・オーディオ信号を表すデジタル信号を受け取る。好ましい実施形態では、この信号はＭＰ３準拠のデジタル・オーディオ信号である。より具体的に言えば、デジタル・オーディオデータ・ストリームは、リード・ソロモン（ＲＳ）符号を使用して、フォワード・エラー・コレクション（ＦＥＣ）符号化されている。その後ＦＥＣ符号化データ・ストリームはパケット化される。その後このパケット化されたデータは、上記で詳細に述べたように、図１に示された回路によってＳＳＢ信号に圧縮される。
【００３４】
発振器４０によって生成される信号の周波数は１０．７ＭＨｚとなるように選択されるため、エンコーダ１０からのデジタル情報は１０．７ＭＨｚの中心周波数に変調される。変調周波数は任意の周波数であってよいが、より実用的には、既存の低コストＢＰＦフィルタの周波数に対応するように選択される。たとえば、典型的なＢＰＦフィルタは、６ＭＨｚ、１０．７ＭＨｚ、２１．４ＭＨｚ、７０ＭＨｚ、１４０ＭＨｚなどの中心周波数を有する。例示された実施形態では、変調周波数に１０．７ＭＨｚが選択され、ＢＰＦ５０は既存の１０．７ＭＨｚフィルタのうちの１つとして実施される。ＢＰＦ５０からフィルタリングされたＳＳＢ信号は増幅器６０によって増幅され、第２ミキサ７０と第２発振器８０の組合せによってアップコンバートされる。例示された実施形態では、第２発振器８０が７７．５７ＭＨｚで信号を生成し、ＳＳＢは８８．２７ＭＨｚにアップ・コンバートされる。この信号がフィルタリングされ、第１のフィルタ／増幅器２６０によってさらに増幅される。
【００３５】
放送ベースバンド信号処理装置２１０は、すべて知られた方法で、ステレオ・オーディオ信号（図示せず）を受け取り、ベースバンドでのＬ＋Ｒ信号、３８ｋＨｚの（抑圧）搬送波周波数での両側波帯抑圧搬送波Ｌ−Ｒ信号、および１９ｋＨｚのパイロット・トーンを含む、複合ステレオ信号を形成するのに必要な信号処理を実行する。その後この信号は、ＦＭ局の割り当てられた周波数で搬送波信号上に変調される。第３発振器２３０は、例示された実施形態では８８．２ＭＨｚである割り当てられた放送周波数で、搬送波信号を生成する。第３ミキサ２２０は、図４ｂに示されるように、複合モノラルおよびステレオ・オーディオ信号を使用して変調された、変調済み信号を生成する。その後、搬送波周波数８８．２ＭＨｚの、図４ｂに示された標準の放送オーディオ側波帯を備えた変調済み信号は、第２のフィルタ／増幅器２４０によってフィルタリングおよび増幅される。この信号は、第１のフィルタ／増幅器２６０からのＳＳＢ変調済みデジタル信号と組み合わされ、複合信号が形成される。この複合信号には、８８．２ＭＨｚで搬送波上で変調された標準放送ステレオ・オーディオ側波帯と、図４ｂに示されるように、搬送波（８８．２７ＭＨｚ）より上で７０ｋＨｚを中心とするデジタル・オーディオ信号を搬送するＳＳＢ変調済み信号の、両方を含む。その後この複合信号は、電力増幅器（POWER AMP）２７０によって電力が増幅され、ＦＭラジオ受信機に伝送するために送信アンテナ２８０に供給される。
【００３６】
図６は、図５に示されたＦＭ放送送信機によって変調された信号を受け取ることのできる、ＦＭ放送受信機を示すブロック・ダイヤグラムである。図６では、図３に示されたものと同じ構成要素は「図３」とラベル表示された破線の四角形で囲まれ、同じ参照番号が指定されており、以下では詳細に記述していない。図６では、受信アンテナ３０２がＲＦ増幅器３０４に結合される。ＲＦ増幅器３０４の出力端子は第１ミキサ３０６の第１の入力端子に結合される。第１発振器３０８の出力端子は第１ミキサ３０６の第２の入力端子に結合される。第１ミキサ３０６の出力端子は、ＢＰＦ３１０および同調可能ＢＰＦ１１０のそれぞれの入力端子に結合される。ＢＦＰ３１０の出力端子は、制限増幅器とすることができる中間周波数（ＩＦ）増幅器３１２の入力端子に結合される。ＩＦ増幅器３１２の出力端子は、ＦＭ検出器３１４の入力端子に結合される。ＦＭ検出器３１４の出力端子は、ＦＭステレオデコーダ３１６の入力端子に結合される。
【００３７】
オペレーション時には、ＲＦ増幅器３０４が受信アンテナ３０４からのＲＦ信号を受け取って増幅する。第１発振器３０８は、９８．９ＭＨｚで信号を生成する。第１発振器３０８と第１ミキサ３０６の組合せによって、８８．２ＭＨｚの主搬送波信号を１０．７ＭＨｚに、８８．２７ＭＨｚからのＳＳＢデジタル・オーディオ信号を１０．６３ＭＨｚにダウン・コンバートする。ＢＰＦ ３１０は、知られた方法で、１０．７ＭＨｚを中心とするＦＭステレオ信号側波帯（Ｌ＋ＲおよびＬ−Ｒ）のみを通過させる。ＩＦ増幅器３１２はこの信号を増幅し、これをベースバンド複合ステレオ信号を生成するＦＭ検出器３１４に提供する。ＦＭステレオデコーダ３１６は、すべて知られた方法で、ベースバンド複合ステレオ信号を復号して、伝送されたオーディオ信号を表すモノラルおよび／またはステレオのオーディオ信号（図示せず）を生成する。
【００３８】
例示された実施形態では、同調可能ＢＰＦ１１０は中心周波数１０．６３ＭＨｚに同調され、その周波数を中心としたデジタル・オーディオ信号のみを通過させる。例示された実施形態では、ＢＰＦ１１０の通過帯域は１０．５３ＭＨｚから１０．７３ＭＨｚである。ＢＰＦ１１０、積分器１２０、制限増幅器１３０、検出器１４０、デコーダ１５０、およびウィンドウィング・タイマ１６０の組合せが、図３を参照しながら上記で述べた方法で、変調済みのデジタル・オーディオ信号を抽出し、その信号を復調および復号して、デジタル・オーディオ信号を再生成する、ように動作する。デコーダ１５０からのデジタル・オーディオ信号は、伝送されたデジタル・オーディオ信号に対応するオーディオ信号を生成するために、他の回路（図示せず）によって適切な方法で処理される。より具体的に言えば、信号はパケット解除され、伝送中にもたらされた誤りが検出および訂正される。その後、訂正されたビット・ストリームは、すべて知られた方法でステレオ・オーディオ信号に変換される。
【００３９】
前述の実施形態は、１０２４ＱＡＭシステムと等価の圧縮性能を提供する。ただし、実際には、配置間隔が狭いこと（tight constellation spacing）により生じるノイズの訂正の困難さ、およびマルチパス・シンボル間干渉（Inter-Symbol Interference；ＩＳＩ）に起因して、ＱＡＭシステムは２５６ＱＡＭ周辺に制限される。間隔を広く空けて配置される幅の狭い搬送波パルスによって、上記システムにはＩＳＩ問題はない。手短に言えば、より高速のデータ・レートで、ＱＡＭなどの他の技法に関連付けられた問題なしに、より狭い帯域幅チャネル内を伝送することができる。
【００４０】
図２を再度参照すると、ＣＡＲＲ信号では、何の搬送波信号も伝送されない、搬送波パルス間のギャップが比較的広いことがわかる。これらのギャップは、本発明に従ったシステムの代替実施形態で利用することができる。図７は、この代替実施形態による変調器のオペレーションを理解するのに役立つＣＡＲＲ信号の、より詳細な波形図である。前述のように、図１に示されたエンコーダでは、符号化クロック信号はＮＲＺ信号のビット周期の９分の１の周期を有する。図７の破線の垂直線は、符号化クロック信号周期を表している。搬送波パルスの許可された時間位置は、破線の四角形で表されている。搬送波パルスは、前の搬送波パルスから８、９、または１０クロック・パルス後に発生することができる。したがって搬送波パルスは、３つの隣接するクロック周期のうちいずれか１つで発生することができる。搬送波パルスＡは前の搬送波パルスから８クロック・パルスであり、搬送波パルスＢは前の搬送波パルスから９クロック・パルスであり、搬送波パルスＣは前の搬送波パルスから１０クロック・パルスであると想定される。
【００４１】
前述のように、搬送波パルスが前の搬送波パルスから８クロック・パルスである（Ａ）場合、これはＮＲＺ信号の後縁（trailing edge）を示し、その直後に続くことのできるのは、ＮＲＺ信号に何の変化もないことを表す９クロック・パルス間隔（Ｄ）、またはＮＲＺ信号の前縁（leading edge）を表す１０クロック・パルス間隔（Ｅ）のいずれかのみである。同様に、搬送波パルスが前の搬送波パルスから１０クロック・パルスである（Ｃ）場合、これはＮＲＺ信号の前縁（leading edge）を示し、その直後に続くことのできるのは、ＮＲＺ信号の後縁（trailing edge）を表す８クロック・パルス間隔（Ｅ）、またはＮＲＺ信号に何の変化もないことを表す９クロック・パルス間隔（Ｆ）のいずれかのみである。搬送波パルスが前の搬送波パルスから９クロック・パルスである（Ｂ）場合、これはＮＲＺ信号に何の変化もないことを示し、その直後には、ＮＲＺ信号の後縁（trailing edge）を表す８クロック・パルス間隔（Ｄ）、ＮＲＺ信号に何の変化もないことを表す別の９クロック・パルス間隔（Ｅ）、またはＮＲＺ信号の前縁（leading edge）を表す１０クロック・パルス間隔（Ｆ）のいずれかが続くことができる。これは、図７にすべて図示されている。ＮＲＺビット周期中の９つの符号化クロック周期のうち、３つの隣接する周期（ｔ１−ｔ４）のうちの１つは、潜在的に搬送波パルスを有することが可能であるが、他の６つ（ｔ４−ｔ１０）は、搬送波パルスを有することができないことは明らかである。
【００４２】
ＣＡＲＲ信号（時間＋４から＋１０）内に何の搬送波パルスも生成できない間隔中には、搬送波信号上で他の補助データを変調することができる。これは図７で、縦のハッチングを使用した丸みのある四角形（ＡＵＸ ＤＡＴＡ）として示される。最後の潜在的搬送波パルス（Ｃ）の後の、およびこのギャップを囲む次に続く潜在的搬送波パルス（Ｄ）の前の保護周期（guard period）Δｔは、デジタル・オーディオ信号を搬送する搬送波パルス（Ａ）−（Ｆ）と補助データを搬送する搬送波変調（ＡＵＸ ＤＡＴＡ）との間の潜在的干渉を最小限にするために維持される。
【００４３】
図８は、変調済み復号データ・ストリーム中への補助データの包含を実施できる、本発明の実施形態を示すブロック・ダイヤグラムである。図８では、図１に示されたものと同じ構成要素は同じ参照番号によって指定されており、以下では詳細に記述していない。図８では、補助データ（ＡＵＸ）の発生源（source）（図示せず）が先入れ先出し（ＦＩＦＯ）バッファ４０２の入力端子に結合される。ＦＩＦＯバッファ４０２の出力端子はマルチプレクサ４０４の第１のデータ入力端子に結合される。マルチプレクサ４０４の出力端子は、ミキサ３０の入力端子に結合される。レベル検出器２５の出力端子は、マルチプレクサ４０４の第２のデータ入力端子に結合される。エンコーダ１０のタイミング信号出力端子は、マルチプレクサ４０４の制御入力端子に結合される。
【００４４】
例示された実施形態では、補助データ信号ＡＵＸは搬送波信号を直接変調できる状態にあると想定される。当分野の技術者であれば、その信号の特徴に最も適した方法で搬送波を符号化および／または変調するための信号を準備する方法を理解されよう。さらに、例示された実施形態では、補助データ信号はデジタル形式であると想定される。ただし必ずしもそうである必要はない。補助データ信号はアナログ信号であってもよい。
【００４５】
オペレーション時には、エンコーダ１０がパルスの相対タイミングを制御する内部タイミング回路（図示せず）を含む。このタイミング回路は、ＣＡＲＲ信号においてパルスが潜在的に発生することができるｔ１からｔ４の３つの隣接する符号化クロック周期中に第１の状態を有し、ｔ４からｔ１０の残りの符号化クロック周期中に第２の状態を有する信号を生成するために、当分野の技術者であれば理解される方法で、部分修正することができる。この信号は、パルスが発生可能な周期（ｔ１からｔ４）中には微分器２０の出力端子をミキサ３０の入力端子に結合し、そうでない場合（のｔ４からｔ１０中）にはＦＩＦＯバッファ４０２の出力端子をミキサ３０に結合するように、マルチプレクサ４０４を制御するのにに使用することができる。微分器２０の出力端子がミキサ３０に結合される周期（ｔ１からｔ４）中は、図８の回路は図１に示された構成であり、上記で詳細に説明したように動作する。
【００４６】
（保護帯域Δｔを考慮した）ＦＩＦＯバッファ４０２がミキサ３０に結合される周期（ｔ４＋Δｔからｔ１０−Δｔ）中に、ＦＩＦＯバッファ４０２からのデータは発振器４０からの搬送波信号を変調する。ＦＩＦＯバッファ４０２は、一定のビット・レートでデジタル補助データ信号ＡＵＸを受け入れ、搬送波パルス（Ａ）−（Ｃ）を生成することができる時間周期（ｔ１−ｔ４）中に信号をバッファリングするように動作する。その後ＦＩＦＯバッファ４０２は、格納された補助データを、補助データが伝送される時間周期（ｔ４＋Δｔからｔ１０−Δｔ）中に、より高速のビット・レートでミキサ３０に提供する。ＣＡＲＲ信号を介した補助データのバーストのネット・スループットは、補助データ信号発生源（source）（図示せず）からの補助データの一定のネット・スループットと一致しなければならない。当分野の技術者であれば、すべて知られた方法で、スループットを一致させる方法ならびにオーバーランおよびアンダーランに備える方法を理解されよう。
【００４７】
図９は、図８に示されたシステムによって生成された信号を受け取ることのできる受信機を示す構成図である。図９では、図３に示されたものと同じ構成要素は同じ参照番号によって指定されており、以下では詳細に記述していない。図９では、検出器１４０の出力端子が制御可能スイッチ４０６の入力端子に結合される。制御可能スイッチ４０６の第１の出力端子は、デコーダ１５０の入力端子に結合される。制御可能スイッチ４０６の第２の出力端子は、ＦＩＦＯ４０８の入力端子に結合される。ＦＩＦＯ４０８の出力端子は、補助データ（ＡＵＸ）を生成する。ウィンドウィング・タイマ１６０の出力端子は、図３のように検出器１４０のイネーブル入力端子ではなく、制御可能スイッチ４０６の制御入力端子に結合される。
【００４８】
オペレーション時には、図９の検出器１４０は常に実行可能である。ウィンドウィング・タイマ１６０からのウィンドウィング信号は、図８のエンコーダ１０で生成されるタイミング信号に対応する。ウィンドウィング信号は、搬送波パルス（Ａ）−（Ｃ）が潜在的に生じる可能性のある周期（ｔ１からｔ４）中に第１の状態を有し、そうでない場合（ｔ４からｔ１０）には第２の状態を有する。搬送波パルス（Ａ）−（Ｃ）が潜在的に生じる可能性のある周期（ｔ１からｔ４）中に、ウィンドウィング・タイマ１６０は、検出器１４０をデコーダ１５０に結合するように制御可能スイッチ４０６を条件付ける。この構成は図３で図示されたものと同一であり、上記で詳細に述べたように動作する。
【００４９】
残りのビット周期（ｔ４からｔ１０）中、検出器１４０はＦＩＦＯ４０８に結合される。この周期中、変調済みの補助データは復調され、ＦＩＦＯ４０８に供給される。（図８の）ＦＩＦＯ４０２に対応する方法で、ＦＩＦＯ４０８は検出器１４０から補助データ・バーストを受け取り、一定のビット・レートで補助データ出力信号ＡＵＸを生成する。補助データ信号は補助データを、搬送波を変調するために符号化されたものとして表す。受け取った補助データ信号を所望のフォーマットに復号するために、他の処理（図示せず）が必要になる場合もある。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明に従ったＦＭ放送システムで使用可能な変調器のブロック・ダイヤグラムである。
【図２】 図１に示された変調器のオペレーションを理解するのに役立つ波形図である。
【図３】 図１に示された変調器に従って変調された信号を受け取ることのできる受信機のブロック・ダイヤグラムである。
【図４】 本発明に従った図１および２に示された変調技法の適用を理解するのに役立つスペクトル図である。
【図５】 本発明に従ったイン・バンド・オン・チャネル・デジタル伝送チャネルを組み込んだ、ＦＭ放送送信機のブロック・ダイヤグラムである。
【図６】 図５に示されたＦＭ放送送信機によって変調された信号を受け取ることのできる本発明に従ったＦＭ放送受信機のブロック・ダイヤグラムである。
【図７】 本発明で使用できる変調器の他の実施形態のオペレーションを理解するのに役立つ波形図である。
【図８】 本発明で使用できる変調器の他の実施形態のブロック・ダイヤグラムである。
【図９】 図８に示されたシステムによって生成された信号を受け取ることのできる、本発明で使用可能な受信機の他の実施形態のブロック・ダイヤグラムである。
Claims (28)
- 放送周波数の搬送波および側波帯を有する単一の側波帯の放送信号を伝送するための、前記搬送波を中心とする伝送帯域幅内でフル・パワーで伝送可能なＦＭ放送送信機であって、
前記放送周波数での搬送波を有し、ステレオ信号を表す、前記伝送帯域幅よりも狭い帯域幅を備えた側波帯を有する変調ＦＭステレオ信号の発生源と、
可変パルス幅符号化信号として符号化されたＩＢＯＣデジタル・データ信号を表す、隣接する複数の搬送波パルスとの間に１つまたはそれよりも多い所定の間隔を空けて配置された搬送波パルスと、前記ＦＭステレオ信号側波帯と重複することのない前記伝送帯域幅内の帯域幅を有する変調ＩＢＯＣ信号の発生源と、
前記変調ＦＭステレオ信号と前記変調ＩＢＯＣ信号を組み合わせて前記放送信号を形成するための信号コンバイナと
によって特徴付けられるＦＭ放送送信機。 - さらに前記信号コンバイナと送信アンテナとの間で結合された電力増幅器によって特徴付けられる請求項１に記載の送信機。
- 前記変調ステレオ信号発生源は、
ステレオ・オーディオ信号に応答して複合ステレオ信号を生成するための信号処理装置と、
前記放送周波数搬送波上で前記複合ステレオ信号を変調するための変調器と
を備えることに特徴付けられる請求項１に記載の送信機。 - 前記変調器は、
前記放送周波数搬送波信号を生成する発振器と、
前記ＦＭステレオ信号を生成する、前記発振器および前記信号処理装置に結合されたミキサと
を備えることに特徴付けられる請求項３に記載の送信機。 - 前記変調ステレオ信号発生源は、前記変調器と前記信号コンバイナとの間に結合されたフィルタおよび増幅器をさらに備えることに特徴付けられる請求項３に記載の送信機。
- 前記変調ＩＢＯＣ信号の発生源は、
前記ＩＢＯＣデジタル・データ信号の発生源と、
可変パルス幅コードを使用して前記デジタル・データを符号化するためのエンコーダと、
前記符号化デジタル・データ信号の縁部を表すそれぞれのパルスを生成するパルス信号生成器と、
前記それぞれのパルスに対応する搬送波パルスを有する搬送波信号を生成する搬送波パルス信号生成器と
を備えることに特徴付けられる請求項１に記載の送信機。 - 前記搬送波パルス信号生成器は、
前記パルス信号に応答して中間周波数パルス信号を生成する第１の変調器と、
前記中間周波数搬送波信号を前記搬送波パルス信号にアップ・コンバートする第２の変調器と
を備えることに特徴付けられる請求項６に記載の送信機。 - 前記第１の変調器は、前記中間周波数で搬送波信号を生成する第１の発振器と、前記中間周波数パルス信号を生成する、前記パルス信号生成器および前記第１の発振器に結合された、第１のミキサとを備え、
前記第２の変調器は、前記ＦＭステレオ信号側波帯と重複することのない、前記伝送帯域幅内に前記搬送波パルス信号を配置するための、周波数で搬送波信号を生成する第２の発振器と、前記搬送波パルス信号を生成する、前記第１の変調器および前記第２の発振器に結合された第２のミキサとを備える
ことに特徴付けられる請求項７に記載の送信機。 - さらに、前記第１の変調器からの前記中間周波数パルス信号の単一の側波帯のみを通過させる、前記第１の変調器と前記第２の変調器の間に結合されたバンド・パス・フィルタに特徴付けられる請求項７に記載の送信機。
- さらに、前記第１の変調器と前記第２の変調器の間で結合された増幅器に特徴付けられる請求項７に記載の送信機。
- 前記可変パルス幅コードは可変アパーチャ・コードであることに特徴付けられる請求項６に記載の送信機。
- 前記エンコーダは、前縁および後縁を有する符号化デジタル・データ信号を生成すること、
前記パルス信号生成器は、前記デジタル・データ信号の前記前縁および後縁のうちの一方に応答して正のパルスを生成し、前記デジタル・データ信号の前記前縁および後縁のうちの他方に応答して負のパルスを生成すること、および
前記搬送波信号生成器は、正のパルスに応答して第１の位相を有し、負のパルスに応答して第２の位相を有する、搬送波パルスを生成すること
に特徴付けられる請求項６に記載の送信機。 - 前記第１の位相は、前記第２の位相と、ほぼ１８０度位相がずれていることに特徴付けられる請求項１２に記載の送信機。
- 前記パルス信号生成器は、
前記エンコーダに結合された微分器と、
前記微分器に結合されたレベル検出器と
を備えることに特徴付けられる請求項６に記載の送信機。 - 前記デジタル・データ信号はデジタル・オーディオ信号を備えることに特徴付けられる請求項１に記載の送信機。
- ＦＭステレオ信号を表す第１の変調信号と、可変パルス幅符号化信号として符号化されたイン・バンド・オン・チャネル（ＩＢＯＣ）デジタル・データ信号を表す、隣接する複数の搬送波パルスとの間に１つまたはそれよりも多い所定の間隔を空けて配置された搬送波パルスを有する第２の変調信号とを含む、フル・パワーで受信されることが可能な単一の側波帯の放送信号を受け取るＦＭ放送受信機であって、
前記放送信号に応答して、ＦＭステレオ信号を表す第１の分離された信号と、ＩＢＯＣデジタル・データ信号を表す第２の分離された信号とを生成する信号セパレータと、
前記第１の分離された信号に応答して、前記ＦＭステレオ信号によって表されるステレオ・オーディオ信号を生成するＦＭ信号処理装置と、
前記第２の分離された信号に応答して、前記ＩＢＯＣデジタル・データ信号によって表されるデジタル・データ信号を生成するＩＢＯＣ信号処理装置とに特徴付けられるＦＭ放送受信機。 - 前記信号セパレータは、
前記第１の分離された信号のみを渡すための第１の帯域フィルタと、
前記第２の分離された信号のみを渡すための第２の帯域フィルタと
を備えることに特徴付けられる請求項１６に記載の受信機。 - さらに、前記放送信号に応答する、前記信号セパレータに結合されたダウン・コンバータに特徴付けられる請求項１６に記載の受信機。
- 前記ダウン・コンバータは、
ローカル発振器と、
前記ローカル発振器に結合され、前記放送信号に応答して前記放送信号を中間周波数に変換するためのミキサと
を備えることに特徴付けられる請求項１６に記載の受信機。 - さらに、受信アンテナと前記信号セパレータの間に結合された増幅器に特徴付けられる請求項１６に記載の受信機。
- 前記ＦＭ信号処理装置は、
前記第１の分離された信号に応答するＦＭ検出器と、
前記ＦＭ検出器に結合された、前記ステレオ・オーディオ信号を生成するためのＦＭステレオデコーダと
を備えることに特徴つけられる請求項１６に記載の受信機。 - 前記ＦＭ信号処理装置は、前記信号セパレータと前記ＦＭ検出器との間に結合された増幅器をさらに備えることに特徴付けられる請求項２１に記載の受信機。
- 前記ＩＢＯＣ信号処理装置は、
前記第２の分離された信号に応答する、受け取った搬送波パルスに応答して可変パルス幅符号化信号を生成する検出器と、
前記可変パルス幅符号化信号を復号し、前記デジタル・データ信号を生成するデコーダと
を備えることに特徴付けられる請求項１６に記載の受信機。 - 前記可変パルス幅コードは可変アパーチャ・コードであることに特徴付けられる請求項２３に記載の受信機。
- 前記搬送波パルスは第１の位相および第２の位相のうちの１つを有することに特徴付けられる請求項２３に記載の受信機。
- 前記第１の位相は、前記第２の位相と、ほぼ１８０度位相がずれていることに特徴付けられる請求項２５に記載の受信機。
- さらに、前記信号セパレータと前記検出器との間で結合された、積分器と、制限増幅器に特徴付けられる請求項２３に記載の受信機。
- さらに、搬送波パルスが予測される場合に時間的に近傍のウィンドウィング信号を生成する、前記検出器に結合されたウィンドウィング・タイマに特徴付けられ、前記検出器は前記ウィンドウィング信号によって実行可能とされることに特徴付けられる請求項２３に記載の受信機。
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