JP2000258211A - 電磁流量計 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 比較的高い励磁周波数を用いる場合でも、商
用電源周波数ノイズに起因する計測出力のふらつきを減
衰させる。 【解決手段】 サンプルホールド部３より後段に帯域減
衰フィルタ４を設けて、流体流速に応じて直流電位が変
化する直流流量信号１３に含まれるふらつきの周波数成
分、すなわち励磁周波数の整数倍の周波数と商用電源周
波数の整数倍の周波数との差の周波数成分を減衰させ
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、電磁流量計に関
し、特に商用電源周波数より高い周波数の交流励磁電流
により管内の流体に磁界を印加し、電極から得られた流
体の信号起電力を信号処理することにより計測流量を得
る電磁流量計に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】一般に、この種の電磁流量計では、図７
に示すような構成となっている。同図において、１０は
所定の交流励磁電流に基づいて管内の流体に磁界を印加
し、流体に発生した信号起電力を検出信号として検出出
力する検出器、１１は検出器１０に対して所定の交流励
磁電流を出力するとともに、検出器１０からの検出信号
を信号処理することにより管内の流量を算出出力する変
換器である。

【０００３】励磁部８は、スイッチング部９からの励磁
信号９Ｃに基づいて矩形波からなる所定周波数の交流励
磁電流を出力する。検出器１０の励磁コイル１０Ｄは、
変換器１１からの交流励磁電流により励磁されて、管１
０Ｃ内を流れる流体に対して所定の磁界を印加し、これ
により流体の流速に応じた振幅を有する信号起電力が発
生する。この信号起電力は、管１０Ｃの内壁であって対
向する位置に設けられた電極１０Ａ，１０Ｂにより検出
され、検出信号として変換器１１に出力される。

【０００４】変換器１１では、ハイパスフィルタ（以
下、ＨＰＦという）１において、検出器１０から得られ
た検出信号のうち低周波数成分を減衰させることによ
り、この検出信号に混入するパルス状ノイズや低周波ノ
イズを減衰する。続いて、ＡＣ増幅部２において、ＨＰ
Ｆ１からの出力を交流増幅し交流流量信号１２として出
力する。

【０００５】サンプルホールド部３では、スイッチング
部９からのスイッチング信号９Ａ，９Ｂに基づいて、Ａ
Ｃ増幅部２からの交流流量信号１２をサンプリングし直
流流量信号１３として出力する。演算処理部６は、Ａ−
Ｄ変換部５を介してサンプルホールド部３からの直流流
量信号１３をディジタル情報として取り込み、所定の演
算処理を実行することにより所望の計測流量値を算出
し、出力部７で所定の信号に変換して出力する。

【０００６】図８は、従来のサンプリング動作を示すタ
イミングチャートであり、９Ｃはスイッチング部９から
の励磁信号、１２はサンプルホールド部３へ入力される
交流流量信号である。また、９Ａ，９Ｂはスイッチング
部９からサンプルホールド部３へ入力されるサンプリン
グ信号であり、交流流量信号１２のサンプリング期間
（斜線部）を規定している。

【０００７】この場合、サンプリング期間は、その波形
安定性から励磁信号９Ｃ（交流流量信号１２）の各パル
スの後縁付近に設けられており、サンプルホールド部３
では、このサンプリング期間だけスイッチ３Ａ，３Ｂを
それぞれ短絡して交流流量信号１２を積分し、直流流量
信号１３として出力する。なお、交流流量信号１２が正
側の場合には、スイッチング信号９Ａに基づいてスイッ
チ３Ａのみが短絡され、交流流量信号１２が負側の場合
には、スイッチング信号９Ｂに基づいてスイッチ３Ｂの
みが短絡される。

【０００８】ここで、交流流量信号１２に所定周波数の
連続したノイズ、例えば商用電源周波数５０／６０Ｈｚ
と等しい周波数のノイズなどが混入した場合には、サン
プルホールド部３の動作特性に起因して、ここから出力
される直流流量信号１３にふらつき６１が発生する。例
えば、図８では、流量を一定に保持した場合の交流流量
信号１２に、この種のノイズが混入している状態を示し
ている。

【０００９】この場合、交流流量信号１２には、隣接す
る各パルス波形のサンプリング期間で、混入したノイズ
の振幅により、それぞれ誤差ｄ０〜ｄ７が生じる。この
誤差ｄ０〜ｄ７が、サンプルホールド部３によりサンプ
リングされ、ふらつき６１を有する直流流量信号１３と
して出力されるものとなる。図９は、サンプルホールド
部におけるノイズ周波数とふらつきの関係を示す説明図
であり、横軸は励磁周波数の倍数でノイズ周波数を示
し、縦軸はふらつきの大きさを示している。

【００１０】ここでは、励磁周波数ｆexと等しいノイズ
周波数のノイズが混入した場合に最もふらつきが大き
く、励磁周波数ｆexを中心としてここから離れるにつれ
てふらつきが減少し、周波数ゼロおよび励磁周波数ｆex
の２倍のノイズ周波数でふらつきが理論上ゼロとなる山
型の特性が見られる。同様にして、励磁周波数の奇数
倍、例えば３倍，５倍‥の各ノイズ周波数を中心とし、
隣接する偶数倍、例えば２倍，４倍‥のノイズ周波数で
ふらつきが理論上ゼロとなる山型の特性が繰り返し見ら
れる。

【００１１】したがって、従来、このようなサンプルホ
ールド部３の動作特性を積極的に利用して、ふらつきが
理論上ゼロとなるノイズ周波数と、混入するノイズの周
波数すなわち商用電源周波数とが一致するように、励磁
周波数を選択することにより、交流流量信号１２に混入
するノイズに起因する直流流量信号１３のふらつきを減
衰するものとなっていた。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな従来の電磁流量計では、商用電源周波数のノイズを
減衰する場合、その商用電源周波数とふらつきが理論上
ゼロとなるノイズ周波数とが一致するような励磁周波数
を選択させる必要があり、その場合、励磁周波数は必然
的に商用電源周波数より低い値となる。したがって、商
用電源周波数より高い周波数を励磁周波数として用いる
場合には適用できず、ふらつきを減衰できないという問
題点があった。

【００１３】一般に、製紙原料や土砂などの固形物を含
むスラリ流体の流量を計測する場合、これら固形物の電
極１０Ａ，１０Ｂ（図７参照）へのぶつかりにより、ス
ラリ流体特有のノイズ（以下、スラリノイズという）が
ランダムに発生する。図１０は、スラリノイズの周波数
特性を示す説明図であり、横軸は励磁周波数ｆexの倍数
でノイズ周波数を示し、縦軸はノイズの大きさを示して
いる。

【００１４】同図において、８１は製紙原料を含むスラ
リ流体のノイズ特性であり、従来の所定励磁周波数ｆex
の４倍付近まで、ノイズ周波数に反比例する１／ｆ特性
が見られる。また、８２は土砂を含むスラリ流体のノイ
ズ特性であり、励磁周波数ｆexの６倍付近まで１／ｆ特
性が見られる。したがって、励磁周波数として比較的高
い周波数を用いることにより、これらスラリノイズの影
響を低減できると考えられる。

【００１５】しかし、前述した従来の方法では、励磁周
波数として必然的に商用電源周波数より低い値となるた
め、スラリノイズの減衰に有効な比較的高い励磁周波数
を用いる場合には適用できず、商用電源周波数ノイズに
よるふらつきを減衰できないという問題点があった。本
発明はこのような課題を解決するためのものであり、比
較的高い励磁周波数を用いる場合でも、商用電源周波数
ノイズに起因する計測出力のふらつきを減衰できる電磁
流量計を提供することを目的としている。

【００１６】

【課題を解決するための手段】このような目的を達成す
るために、本発明による電磁流量計は、サンプリングに
より得られた直流流量信号に含まれる周波数成分のう
ち、ｆexを励磁周波数、ｆn を商用周波数とした場合
に、下記の式 ｆ＝｜ｍｆex±ｎｆn ｜（但し、ｍ，ｎは正整数） に示す周波数ｆの成分を減衰させる帯域減衰フィルタ手
段を備えるものである。したがって、サンプリングによ
り得られた直流流量信号に含まれる周波数成分のうち、
励磁周波数と商用電源周波数との差の周波数の成分すな
わち直流流量信号に含まれるふらつきが減衰する。

【００１７】また、帯域減衰フィルタ手段は、サンプリ
ングにより得られた直流流量信号を順次ディジタル情報
に変換するＡ−Ｄ変換器と、これらディジタル情報のう
ち、連続する複数のディジタル情報から順次移動平均値
を算出出力する移動平均処理部とを有するものである。
したがって、Ａ−Ｄ変換器により、サンプリングにより
得られた直流流量信号が順次ディジタル情報に変換さ
れ、移動平均処理部により、これらディジタル情報のう
ち、連続する複数のディジタル情報から順次移動平均値
が算出出力される。

【００１８】また、帯域減衰フィルタ手段は、サンプリ
ングにより得られた直流流量信号を積分しその直流電位
に応じた周波数のパルス信号に変換出力する電圧−周波
数変換部と、この電圧−周波数変換部からのパルス信号
を所定期間ごとに計数しディジタル情報として出力する
カウンタとを有するものである。したがって、電圧−周
波数変換部により、サンプリングにより得られた直流流
量信号が積分されてその直流電位に応じた周波数のパル
ス信号に変換出力され、カウンタにより、この電圧−周
波数変換部からのパルス信号が所定期間ごとに計数され
ディジタル情報として出力される。

【００１９】

【発明の実施の形態】次に、本発明について図面を参照
して説明する。図１は本発明の一実施の形態である電磁
流量計のブロック図であり、同図において、前述の説明
（図７参照）と同じまたは同等部分には、同一符号を付
してある。図１において、１０は所定の交流励磁電流に
基づいて管内の流体に磁界を印加し、流体に発生した信
号起電力を検出信号として検出出力する検出器、１１は
検出器１０に対して所定の交流励磁電流を出力するとと
もに、検出器１０からの検出信号を信号処理することに
より管内の流量を算出出力する変換器である。

【００２０】検出器１０において、電極１０Ａ，１０Ｂ
は被測定流体が流れる管１０Ｃの内壁に対向して配置さ
れ、流体に発生した信号起電力を検出する電極、励磁コ
イル１０Ｄは変換器１１からの交流励磁電流に基づいて
励磁され、管１０Ｃ内の流体に磁界を印加するコイルで
ある。変換器１１において、スイッチング部９は、所定
クロックに基づいて後述するサンプリング信号９Ａ，９
Ｂおよび励磁信号９Ｃを生成出力する回路部、励磁部８
はスイッチング部９からの励磁信号９Ｃに基づいて矩形
波からなる所定周波数の交流励磁電流を出力する回路部
である。

【００２１】ハイパスフィルタ（以下、ＨＰＦという）
１は、検出器１０の電極１０Ａ，１０Ｂから得られた検
出信号のうち、低周波数成分を減衰させることにより、
この検出信号に混入するパルス状ノイズや低周波ノイズ
を減衰する回路部、ＡＣ増幅部２は、ＬＰＦ２からの検
出信号を交流増幅し、流体流速に応じて振幅が変化する
交流流量信号１２として出力する回路部、サンプルホー
ルド部３は、スイッチング部９からのスイッチング信号
９Ａ，９Ｂに基づいて、ＡＣ増幅部２からの交流流量信
号１２をサンプリングし、流体流速に応じて直流電位が
変化する直流流量信号１３として出力する回路部であ
る。

【００２２】帯域減衰フィルタ（以下、ＢＥＦという）
４はサンプルホールド部３からの直流流量信号１３に含
まれる、励磁周波数と商用電源周波数との差の周波数成
分を減衰する回路部、Ａ−Ｄ変換部５はＢＥＦ４からの
直流流量信号１３を積分しディジタル情報に変換する回
路部、演算処理部６はＡ−Ｄ変換部５からのディジタル
情報に対して所定の演算処理を実行することにより所望
の流量を算出する回路部、出力部７は演算処理部６で算
出された流量を所定の信号に変換して出力する回路部で
ある。

【００２３】次に、図１を参照して、本発明の動作につ
いて説明する。なお、本発明によるサンプリング動作の
タイミングについては、前述の説明（図８）と同様であ
る。スイッチング部９からの励磁信号９Ｃに基づいて、
商用電源周波数ｆn より高い所定周波数ｆexを有する矩
形波の交流励磁電流が変換器１１の励磁部８から出力さ
れ、検出器１０の励磁コイル１０Ｄが励磁される。

【００２４】これにより、励磁コイル１０Ｄが励磁され
て、管１０Ｃ内を流れる流体に対して所定の磁界が印加
され、流体の流速に応じた振幅を有する信号起電力が発
生する。この信号起電力は、管１０Ｃの内壁であって対
向する位置に設けられた電極１０Ａ，１０Ｂにより検出
され、検出信号として変換器１１に出力される。変換器
１１のＨＰＦ１では、検出器１０から得られた検出信号
のうち低周波数成分が減衰されて、この検出信号に混入
するパルス状ノイズや低周波ノイズが減衰される。

【００２５】続いて、ＡＣ増幅部２において、ＨＰＦ１
からの出力が交流増幅され交流流量信号１２として出力
される。サンプルホールド部３では、スイッチング部９
からのスイッチング信号９Ａ，９Ｂが示すサンプリング
期間（図８参照）に基づいて、ＡＣ増幅部２からの交流
流量信号１２がサンプリングされ直流流量信号１３とし
て出力される。

【００２６】なお、サンプリング期間は、その波形安定
性から交流流量信号１２の各パルスの後縁付近に設けら
れており、サンプルホールド部３では、このサンプリン
グ期間だけスイッチ３Ａ，３Ｂをそれぞれ短絡して交流
流量信号１２を積分し、直流流量信号１３として出力す
る。また、交流流量信号１２が正側の場合には、スイッ
チング信号９Ａに基づいてスイッチ３Ａのみが短絡さ
れ、交流流量信号１２が負側の場合には、スイッチング
信号９Ｂに基づいてスイッチ３Ｂのみが短絡される。

【００２７】ＢＥＦ４では、この直流流量信号１３のう
ち、励磁周波数ｆexと商用電源周波数ｆn （５０／６０
Ｈｚ）との差の周波数成分が減衰される。ここで、サン
プルホールド部３から出力される直流流量信号１３のノ
イズ特性について説明する。前述（図８参照）のよう
に、交流流量信号１２に商用電源周波数のノイズが混入
する場合、サンプルホールド部３の動作特性により、直
流流量信号１３にふらつきが発生する。

【００２８】図２は直流流量信号に含まれるふらつきの
周波数特性を示す説明図であり、直流流量信号１３のふ
らつきは、励磁周波数ｆex（２１）のｍ倍の周波数と商
用電源周波数ｆn （２２）のｎ倍の周波数（ｍ，ｎは正
整数，かつｍまたはｎのいずれかが１以外）との差の周
波数、すなわちｍｆex−ｎｆn （２３），ｍｆex＋ｎｆ
n （２４）に発生する。したがって、図２に示すような
周波数特性２５，２６を有するＢＥＦ４をサンプルホー
ルド部３の後段に設けて、直流流量信号１３に含まれる
差の周波数成分２３，２４を減衰することにより、商用
電源周波数ノイズに起因して発生するふらつきを減衰す
ることができる。

【００２９】なお、差の周波数成分２４は、差の周波数
成分２３よりも信号周波数成分（直流とその付近）から
離れた周波数に位置していることから、一般的なＬＰＦ
で十分に減衰できる場合も多い。したがって、差の周波
数成分２４については、その周波数が励磁周波数ｆexよ
り高く、後段の積分型Ａ−Ｄ変換部５あるいは演算処理
部６の処理によりある程度減衰されることから、ＢＥＦ
４において差の周波数成分２３のみを減衰するようにし
てもよい。このようにして、ＢＥＦ４により、直流流量
信号１３から商用電源周波数ノイズに起因して発生する
ふらつきが減衰され、Ａ−Ｄ変換部５に出力される。

【００３０】Ａ−Ｄ変換部５では、ＢＥＦ４からの直流
流量信号１３を、その直流電位に対応するディジタル情
報として出力する。演算処理部６では、Ａ−Ｄ変換部５
を介してサンプルホールド部３からの直流流量信号１３
がディジタル情報として取り込まれ、所定の演算処理を
実行することにより、流体流速から所望の計測流量値を
算出し、出力部７で所定の信号に変換して出力する。

【００３１】なお、ＢＥＦ４の構成については、能動フ
ィルタやディジタルフィルタなどの一般的な構成例が考
えられるが、移動平均処理の周波数特性を利用して、Ｂ
ＥＦ４をＡ−Ｄ変換部５により実現してすることによ
り、ＢＥＦ４を別体として設ける必要がなくなる。図３
はＡ−Ｄ変換部の構成例を示す説明図であり、（ａ）は
移動平均処理部を用いた例、（ｂ）は電圧−周波数変換
部を用いた例を示している。

【００３２】図３（ａ）では、ＢＥＦ４からの出力をＡ
−Ｄ変換器５Ａでディジタル情報に変換し、移動平均処
理部５Ｂにおいて、これらディジタル情報のうち連続す
る複数個のデータの平均値を順次算出して演算処理部６
へ出力される。したがって、サンプルホールド部３から
の直流流量信号１３がＡ−Ｄ変換器５により順次ディジ
タル情報に変換され、さらに、これらディジタル情報
が、その前または後に連続する複数のディジタル情報と
平均化され、もとの直流流量信号１３に混入するパルス
状ノイズが減衰される。

【００３３】図４は移動平均処理の周波数特性を示す説
明図であり、横軸は入力信号周波数ｆと移動平均時間τ
とのｆτ積を示し、縦軸は出力のレベルを示している。
移動平均時間τとは、順次入力されるディジタル情報に
おいて移動平均を行うデータ数分に対応する一定の時間
区間のことである。移動平均処理は、この移動平均時間
τと入力信号周波数ｆとの積ｆτの整数倍の周波数で、
出力レベルが大幅に減衰するという特性を有している。

【００３４】この特性を利用して、移動平均処理を行う
時間区間τを選択し、移動平均処理後の出力レベルが大
幅に減衰する周波数を、前述したふらつきの周波数成分
である差の周波数成分２３，２４（図２参照）と一致さ
せることにより、直流流量信号１３に含まれるふらつき
を減衰させることができる。たとえば、励磁周波数ｆex
＝６６．７Ｈｚ（ｍ＝１）で、商用電源周波数ｆn＝５
０Ｈｚの２倍（ｎ＝２）の高周波成分が発生する場合に
は、低周波数側の差の周波数ｆ（＝｜ｍｆex−ｎｆn
｜）＝３３．３Ｈｚとなる。

【００３５】したがって、移動平均時間τ＝０．０３ｓ
とすることにより、ｆτ＝１となり、差の周波数ｆ＝３
３．３Ｈｚを大幅に減衰させることができる。なお、移
動平均時間τ＝０．０３ｓとした場合、ｆτ＝５では、
差の周波数ｍｆex＋ｎｆn に等しい周波数成分ｆ＝１６
６．７Ｈｚが大幅に減衰されるものとなり、いずれの差
の周波数も効率よく減衰させることができる。

【００３６】なお、図３（ｂ）は、積分型のＡ−Ｄ変換
部５を電圧−周波数変換部（以下、Ｖ−Ｆ変換部とい
う）により構成したものである。Ｖ−Ｆ変換部とは、入
力信号電圧を所定の時定数で積分し、その積分電圧値に
対応する周波数パルスを出力するものであり、前述した
移動平均処理と同様の特性を有することが知られてい
る。

【００３７】ここでは、Ｖ−Ｆ変換部５Ｃからのパルス
を所定期間ごとにカウンタ５Ｄで計数し、その計数値を
ディジタル情報として演算処理部６へ出力している。こ
れにより、前述のＡ−Ｄ変換器５Ａおよび移動平均処理
部５Ｂを用いる場合と比較して、Ｖ−Ｆ変換部５Ｃを用
いた方が回路構成部品が安価となり、変換器１１のコス
トダウンが図れる。

【００３８】また、ＢＥＦ４をパッシブフィルタで構成
した例を図５に示す。図５はＢＥＦの構成例を示す回路
図であり、ここでは、直列接続された容量素子４１，４
２と、直列接続された抵抗素子４３，４４とが、並列的
に接続されており、容量素子４１，４２の接続点と接地
電位との間に抵抗素子４５が接続され、抵抗素子４３，
４４の接続点と接地電位との間に容量素子４６が接続さ
れて、ＢＥＦが構成されている。

【００３９】これら、容量素子４１，４２，４６と抵抗
素子４３，４４，４５の値を選択することにより、所望
の周波数特性を有するＢＥＦ４を構成できる。なお、こ
れ以外にも、ＢＥＦの構成例は多数あり、いずれを用い
ても同様の効果が得られる。

【００４０】また、複数の周波数で影響を受ける場合に
は、それら周波数にあわせた複数の周波数特性を有する
ＢＥＦ４を構成すればよい。例えば図６（ａ）に示すよ
うに、励磁周波数ｆex＝１６５Ｈｚ，商用周波数ｆn ＝
５０Ｈｚの場合、｜ｆex±３ｆn｜＝１５Ｈｚ（ｍ＝
１，ｎ＝３）の成分を除去する特性のほかに、｜ｆex±
４ｆn｜＝３５Ｈｚ（ｍ＝１，ｎ＝４）や｜３ｆex±１
０ｆn｜＝５Ｈｚ（ｍ＝３，ｎ＝１０）の成分を除去す
る特性を持たせてもよい。

【００４１】また、以上の説明では、ｍおよびｎのいず
れかが１以外の場合を例にして説明したが、ｍおよびｎ
がいずれも１の場合にも適用できる。すなわち、図６
（ｂ）に示すように、励磁周波数ｆex＝８２．５Ｈｚ，
商用周波数ｆn ＝５０Ｈｚの場合、｜ｆex±ｆn｜＝３
２．５Ｈｚ（ｍ＝１，ｎ＝１）の成分を除去する特性の
ほかに、｜３ｆex±５ｆn｜＝２．５Ｈｚ（ｍ＝３，ｎ
＝５）や｜５ｆex±８ｆn｜＝１２．５Ｈｚ（ｍ＝５，
ｎ＝８）さらには｜７ｆex±１１ｆn｜＝２７．５Ｈｚ
（ｍ＝７，ｎ＝１１）などの成分を除去する特性を持た
せてもよい。

【００４２】なお、以上の説明では、信号と電源が同じ
線路を共用して伝送される方式すなわち２線式の電磁流
量計を例にして説明したが、これに限定されるものでは
なく、信号と電源とが異なる線路で伝送される方式、例
えば４線式の電磁流量計であっても本発明を適用でき、
前述と同様の作用効果が得られる。

【００４３】

【発明の効果】以上説明したように、本発明は、サンプ
リングにより得られた直流流量信号に含まれる周波数成
分のうち、励磁周波数の整数倍の周波数と商用電源周波
数の整数倍の周波数との差の周波数の成分を減衰させる
帯域減衰フィルタ手段を設けたので、直流流量信号に含
まれる周波数成分のうち、励磁周波数の整数倍の周波数
と商用電源周波数の整数倍の周波数との差の周波数の成
分を減衰させることができ、例えば商用電源周波数より
十分大きい励磁周波数を用いた場合でも、商用電源周波
数ノイズの歪みにより発生する高調波成分の影響を抑制
でき、スラリ流体が発生するスラリノイズを低減できる
とともに、商用電源周波数ノイズに起因してサンプリン
グ後の直流流量信号に発生するふらつきを減衰できる。

【００４４】また、帯域減衰フィルタ手段を、サンプリ
ングにより得られた直流流量信号を順次ディジタル情報
に変換するＡ−Ｄ変換器と、これらディジタル情報のう
ち、連続する複数のディジタル情報から順次移動平均値
を算出出力する移動平均処理部とから構成したものであ
る。また、帯域減衰フィルタ手段を、サンプリングによ
り得られた直流流量信号を積分しその直流電位に応じた
周波数のパルス信号に変換出力する電圧−周波数変換部
と、この電圧−周波数変換部からのパルス信号を所定期
間ごとに計数しディジタル情報として出力するカウンタ
とから構成したものである。したがって、流量信号をデ
ィジタル処理する場合には必要となるＡ−Ｄ変換部を利
用することができ、帯域減衰フィルタ手段を別体の回路
部として追加する必要がない。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の一実施の形態による電磁流量計のブ
ロック図である。

【図２】 ふらつきの周波数特性を示す説明図である。

【図３】 Ａ−Ｄ変換部のブロック構成例を示す説明図
である。

【図４】 移動平均処理の周波数特性を示す説明図であ
る。

【図５】 ＢＥＦの構成例を示す回路図である。

【図６】 商用周波数と励磁周波数との関係を示す説明
図である。

【図７】 従来の電磁流量計を示すブロック図である。

【図８】 従来のサンプリング動作を示すタイミングチ
ャートである。

【図９】 サンプルホールド部におけるノイズ周波数と
ふらつきの関係を示す説明図である。

【図１０】 スラリノイズの周波数特性を示す説明図で
ある。

【符号の説明】

１…ハイパスフィルタ、２…ＡＣ増幅部（交流増幅
部）、３…サンプルホールド部、４…ＢＥＦ（帯域減衰
フィルタ手段）、５…Ａ−Ｄ変換部、５Ａ…Ａ−Ｄ変換
器、５Ｂ…移動平均処理部、５Ｃ…Ｖ−Ｆ変換部（電圧
−周波数変換部）、５Ｄ…カウンタ、６…演算処理部、
７…出力部、８…励磁部、９…スイッチング部、９Ａ，
９Ｂ…サンプリング信号、９Ｃ…励磁信号、１０…検出
器、１０Ａ，１０Ｂ…電極、１０Ｃ…管、１０Ｄ…励磁
コイル、１１…変換器、１２…交流流量信号、１３…直
流流量信号。

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 商用電源周波数より高い所定の励磁周波
   数の交流励磁電流により管内の流体に磁界を印加し、そ
   の流体から検出した信号起電力を増幅してサンプリング
   し、得られた直流流量信号をディジタル情報に変換して
   計測流量を算出する電磁流量計において、 サンプリングにより得られた直流流量信号に含まれる周
   波数成分のうち、ｆexを励磁周波数、ｆn を商用周波数
   とした場合に、下記の式 ｆ＝｜ｍｆex±ｎｆn ｜（但し、ｍ，ｎは正整数） に示す周波数ｆの成分を減衰させる帯域減衰フィルタ手
   段を備えることを特徴とする電磁流量計。
2. 【請求項２】 請求項１記載の電磁流量計において、 帯域減衰フィルタ手段は、 サンプリングにより得られた直流流量信号を順次ディジ
   タル情報に変換するＡ−Ｄ変換器と、 これらディジタル情報のうち、連続する複数のディジタ
   ル情報から順次移動平均値を算出出力する移動平均処理
   部とを有することを特徴とする電磁流量計。
3. 【請求項３】 請求項１記載の電磁流量計において、 帯域減衰フィルタ手段は、 サンプリングにより得られた直流流量信号を積分しその
   直流電位に応じた周波数のパルス信号に変換出力する電
   圧−周波数変換部と、 この電圧−周波数変換部からのパルス信号を所定期間ご
   とに計数しディジタル情報として出力するカウンタとを
   有することを特徴とする電磁流量計。