JP2000166240A - Ｐｗｍコンバータの直流電圧制御回路 - Google Patents
Ｐｗｍコンバータの直流電圧制御回路Info
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- JP2000166240A JP2000166240A JP10336623A JP33662398A JP2000166240A JP 2000166240 A JP2000166240 A JP 2000166240A JP 10336623 A JP10336623 A JP 10336623A JP 33662398 A JP33662398 A JP 33662398A JP 2000166240 A JP2000166240 A JP 2000166240A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 大きな内部インピーダンスを有する交流電源
に接続されるＰＷＭコンバータの直流電圧一定制御を行
うことにある。 【解決手段】 直流電圧指令と実際の直流電圧との偏差
を反転増幅し、その反転増幅値の負側を零にリミットし
た指令抵抗加算値と、交流電源内部抵抗値とを加算して
指令抵抗とし、電源内部インピーダンスと電源角周波数
と指令抵抗とによりＰＷＭコンバータを交流電源側から
見た等価回路が、コンデンサと抵抗の直列回路となるよ
う交流入力端子をＰＷＭ変調率により制御するよう構成
したものである。
に接続されるＰＷＭコンバータの直流電圧一定制御を行
うことにある。 【解決手段】 直流電圧指令と実際の直流電圧との偏差
を反転増幅し、その反転増幅値の負側を零にリミットし
た指令抵抗加算値と、交流電源内部抵抗値とを加算して
指令抵抗とし、電源内部インピーダンスと電源角周波数
と指令抵抗とによりＰＷＭコンバータを交流電源側から
見た等価回路が、コンデンサと抵抗の直列回路となるよ
う交流入力端子をＰＷＭ変調率により制御するよう構成
したものである。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は内部インピーダンス
の大きい交流電源から効率的に直流電力を得て、発変電
所から遠方に設置される電源装置、モータ駆動装置など
の装置に供給するＰＷＭコンバータの直流電圧制御回路
に関するものである。
の大きい交流電源から効率的に直流電力を得て、発変電
所から遠方に設置される電源装置、モータ駆動装置など
の装置に供給するＰＷＭコンバータの直流電圧制御回路
に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】大きな内部インピーダンスを有する電源
から大きな電力を取り出すためのＰＷＭコンバータにつ
いては、特開平６−５４５４０号公報「ＰＷＭコンバー
タの制御方法」に記載されている通り公知である。以下
に、上記した従来のＰＷＭコンバータについて詳述す
る。図３は従来のＰＷＭコンバータと交流電源系統を示
すもので、１，２，３はそれぞれＵ，Ｖ，Ｗ相の交流電
源、４，５，６はインダクタンスＬs を有する交流電源
１，２，３の誘導性内部インピーダンス（Ｚls）、７，
８，９は抵抗Ｒs を有する交流電源１，２，３の抵抗性
内部インピーダンス（Ｚrs）である。また、１０，１
１，１２はそれぞれＵ，Ｖ，Ｗ相の線電流Ｉu ，Ｉv ，
Ｉw 検出用ＡＣＣＴ、 １３，１４，１５はＰＷＭ変換器
および直流部をＰＷＭコンバータ部１００と称したとき
のＰＷＭコンバータ部１００の交流入力端子、１６〜２
１はＰＷＭ変換器を構成するスイッチング素子、２２は
直流ステージの直流電圧Ｖdcを検出するＤＣＰＴ、２３
は負荷である。
から大きな電力を取り出すためのＰＷＭコンバータにつ
いては、特開平６−５４５４０号公報「ＰＷＭコンバー
タの制御方法」に記載されている通り公知である。以下
に、上記した従来のＰＷＭコンバータについて詳述す
る。図３は従来のＰＷＭコンバータと交流電源系統を示
すもので、１，２，３はそれぞれＵ，Ｖ，Ｗ相の交流電
源、４，５，６はインダクタンスＬs を有する交流電源
１，２，３の誘導性内部インピーダンス（Ｚls）、７，
８，９は抵抗Ｒs を有する交流電源１，２，３の抵抗性
内部インピーダンス（Ｚrs）である。また、１０，１
１，１２はそれぞれＵ，Ｖ，Ｗ相の線電流Ｉu ，Ｉv ，
Ｉw 検出用ＡＣＣＴ、 １３，１４，１５はＰＷＭ変換器
および直流部をＰＷＭコンバータ部１００と称したとき
のＰＷＭコンバータ部１００の交流入力端子、１６〜２
１はＰＷＭ変換器を構成するスイッチング素子、２２は
直流ステージの直流電圧Ｖdcを検出するＤＣＰＴ、２３
は負荷である。
【０００３】このような内部インピーダンス４〜９を有
する交流電源１〜３から最大電力を取り出すためには、
電源と負荷系統の全体リアクタンスが零で、かつ相換算
した負荷抵抗Ｒが電源内部抵抗Ｒs と等しいことが必要
である。図４はこのような条件を満たす負荷の等価回路
を示すもので、１０１〜１０３は直列容量Ｃ、１０４〜
１０６は負荷抵抗Ｒである。電源より最大電力を取り出
すためには、図４における直列容量Ｃ、負荷抵抗Ｒが下
記の（１），（２）式の条件を満たせばよい。したがっ
て、図３に示すＰＷＭコンバータの入力端子電圧Ｅu ，
Ｅv ，Ｅw が、次の（３）〜（５）式となれば、ＰＷＭ
コンバータ部１００は等価的に図４と等しくなる。ここ
で（１／ｊ）は位相を９０°遅らせる演算子である。
する交流電源１〜３から最大電力を取り出すためには、
電源と負荷系統の全体リアクタンスが零で、かつ相換算
した負荷抵抗Ｒが電源内部抵抗Ｒs と等しいことが必要
である。図４はこのような条件を満たす負荷の等価回路
を示すもので、１０１〜１０３は直列容量Ｃ、１０４〜
１０６は負荷抵抗Ｒである。電源より最大電力を取り出
すためには、図４における直列容量Ｃ、負荷抵抗Ｒが下
記の（１），（２）式の条件を満たせばよい。したがっ
て、図３に示すＰＷＭコンバータの入力端子電圧Ｅu ，
Ｅv ，Ｅw が、次の（３）〜（５）式となれば、ＰＷＭ
コンバータ部１００は等価的に図４と等しくなる。ここ
で（１／ｊ）は位相を９０°遅らせる演算子である。
【０００４】
【数１】
【０００５】図５はこのための従来のＰＷＭコンバータ
の制御回路例を示すもので、２０１は検出された電流Ｉ
u ，Ｉv から入力端子電圧の指令値Ｅu * Ｅv * Ｅw *
を算出する演算回路、２０２は割算器、２０３は比較
器、２０４はロジック回路、２０５は三角波発生器、２
０６は（Ｆ／Ｖ）変換器、２０７はパターン回路、２０
８は瞬時値／実効値変換回路である。演算回路２０１は
（３）〜（５）式の演算を行う。ここで、Ｉw は（−Ｉ
u −Ｉv ）と等しいことと、（３）式における〔｛１／
（ｊωＣ ）｝・Ｉu 〕は図４における直列容量Ｃの両
端電圧を表わし、Ｉu よりも９０°遅れの位相を持つ
が、Ｉu とＩv が１２０°位相差を持つことを利用し
て、〔（Ｉu ＋２Ｉv）／｛√（３）・ωＣ｝〕より算
出する。他の相も同様であり、入力端子電圧指令値Ｅu
* ，Ｅv * ，Ｅw * は次の（６）〜（８）式の如く算出
される。
の制御回路例を示すもので、２０１は検出された電流Ｉ
u ，Ｉv から入力端子電圧の指令値Ｅu * Ｅv * Ｅw *
を算出する演算回路、２０２は割算器、２０３は比較
器、２０４はロジック回路、２０５は三角波発生器、２
０６は（Ｆ／Ｖ）変換器、２０７はパターン回路、２０
８は瞬時値／実効値変換回路である。演算回路２０１は
（３）〜（５）式の演算を行う。ここで、Ｉw は（−Ｉ
u −Ｉv ）と等しいことと、（３）式における〔｛１／
（ｊωＣ ）｝・Ｉu 〕は図４における直列容量Ｃの両
端電圧を表わし、Ｉu よりも９０°遅れの位相を持つ
が、Ｉu とＩv が１２０°位相差を持つことを利用し
て、〔（Ｉu ＋２Ｉv）／｛√（３）・ωＣ｝〕より算
出する。他の相も同様であり、入力端子電圧指令値Ｅu
* ，Ｅv * ，Ｅw * は次の（６）〜（８）式の如く算出
される。
【０００６】
【数２】
【０００７】割算器２０２は、指令値Ｅu * ，Ｅv * ，
Ｅw * をそれぞれ直流電圧検出値Ｖdcの半分、すなわち
Ｅdc／２で除算し、ＰＷＭコンバータの変調率Ｅou，Ｅ
ov，Ｅowを出力する。比較器２０３は変調率Ｅou，Ｅo
v，Ｅowと三角波発生器２０５の出力ＥT を比較し、ス
イッチング素子１６〜２１の各相のゲート信号Ｇu ，Ｇ
v ，Ｇw を作成する。ロジック回路２０４は、ゲート信
号Ｇu ，Ｇv ，Ｇw を各々スイッチング素子ゲート信号
ＵP ，ＵN ，ＶP ，ＶN ，ＷP ，ＷN に振り分ける。
Ｅw * をそれぞれ直流電圧検出値Ｖdcの半分、すなわち
Ｅdc／２で除算し、ＰＷＭコンバータの変調率Ｅou，Ｅ
ov，Ｅowを出力する。比較器２０３は変調率Ｅou，Ｅo
v，Ｅowと三角波発生器２０５の出力ＥT を比較し、ス
イッチング素子１６〜２１の各相のゲート信号Ｇu ，Ｇ
v ，Ｇw を作成する。ロジック回路２０４は、ゲート信
号Ｇu ，Ｇv ，Ｇw を各々スイッチング素子ゲート信号
ＵP ，ＵN ，ＶP ，ＶN ，ＷP ，ＷN に振り分ける。
【０００８】Ｆ／Ｖ変換器２０６は電流検出値Ｉu から
電源角周波数ωを算出する。演算回路２０１は、上記電
源角周波数ω、およびパターン変換回路２０７が出力す
る容量Ｃ、および、電流Ｉu ，Ｉv から入力端子電圧の
指令値Ｅu * Ｅv * Ｅw * を算出する。また、瞬時値／
実効値変換回路２０８は電流検出値Ｉu の実効値Ｉを算
出し、パターン変換回路２０７は、上記実効値Ｉが所定
値を越えたとき、上記（６）〜（８）式の演算に使用す
る直列容量Ｃを増加させる。すなわち、過電流などによ
り電力を制限する必要が生じた場合、直列容量Ｃ（もし
くは抵抗Ｒ）を変え前記（１）、（２）式の関係を崩し
て電力を制限する。
電源角周波数ωを算出する。演算回路２０１は、上記電
源角周波数ω、およびパターン変換回路２０７が出力す
る容量Ｃ、および、電流Ｉu ，Ｉv から入力端子電圧の
指令値Ｅu * Ｅv * Ｅw * を算出する。また、瞬時値／
実効値変換回路２０８は電流検出値Ｉu の実効値Ｉを算
出し、パターン変換回路２０７は、上記実効値Ｉが所定
値を越えたとき、上記（６）〜（８）式の演算に使用す
る直列容量Ｃを増加させる。すなわち、過電流などによ
り電力を制限する必要が生じた場合、直列容量Ｃ（もし
くは抵抗Ｒ）を変え前記（１）、（２）式の関係を崩し
て電力を制限する。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】上記したＰＷＭコンバ
ータによれば、内部インピーダンスの大きい交流電源か
ら最大電力を取り出すことができ、直列容量Ｃ（もしく
は負荷抵抗Ｒ）を変え、前記（１）、（２）式の関係を
崩して電力を制限する事もできるが、ＰＷＭコンバータ
の直流電圧Ｅｄｃが変化した時、直流電圧を一定にする
方法が無く、直流電圧の増加によりＰＷＭコンバータの
スイッチング素子を破壊させる原因となっていた。本発
明は上記事情に鑑みなされたものであって、その目的と
するところは、大きな内部インピーダンスを有する交流
電源に接続されるＰＷＭコンバータの直流電圧を一定に
制御する制御回路を実現させることにある。
ータによれば、内部インピーダンスの大きい交流電源か
ら最大電力を取り出すことができ、直列容量Ｃ（もしく
は負荷抵抗Ｒ）を変え、前記（１）、（２）式の関係を
崩して電力を制限する事もできるが、ＰＷＭコンバータ
の直流電圧Ｅｄｃが変化した時、直流電圧を一定にする
方法が無く、直流電圧の増加によりＰＷＭコンバータの
スイッチング素子を破壊させる原因となっていた。本発
明は上記事情に鑑みなされたものであって、その目的と
するところは、大きな内部インピーダンスを有する交流
電源に接続されるＰＷＭコンバータの直流電圧を一定に
制御する制御回路を実現させることにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】図２は直流電圧制御の原
理を説明するための図であり、電源力率が１の時の直流
電力Ｗ対指令抵抗Ｒ＊の図である。指令抵抗Ｒ＊が電源
内部抵抗Ｒｓと等しい時、最大直流電力Ｗｐを取り出す
事ができるが、直流電力Ｗは内部抵抗Ｒｓを境にして、
左右で減少する。従って、図４に示す負荷抵抗Ｒが小さ
いと相電流が増加し、ＰＷＭ変換器の損失が増加すると
いう事、および、同じ直流電力Ｗを得るのに２つの指令
抵抗Ｒ＊が存在すると不安定の原因となるという事を考
慮して、指令抵抗Ｒ＊は内部抵抗Ｒｓより大きい値のみ
を使用して直流電圧Ｅｄｃを制御する。すなわち、直流
電圧Ｅｄｃが上昇すると、指令抵抗Ｒ＊を増加させて直
流電圧Ｅｄｃを増加させるように制御し、直流電圧Ｅｄ
ｃが減少すると、指令抵抗Ｒ＊を減少させて直流電圧Ｅ
ｄｃを増加させるように制御するものである。
理を説明するための図であり、電源力率が１の時の直流
電力Ｗ対指令抵抗Ｒ＊の図である。指令抵抗Ｒ＊が電源
内部抵抗Ｒｓと等しい時、最大直流電力Ｗｐを取り出す
事ができるが、直流電力Ｗは内部抵抗Ｒｓを境にして、
左右で減少する。従って、図４に示す負荷抵抗Ｒが小さ
いと相電流が増加し、ＰＷＭ変換器の損失が増加すると
いう事、および、同じ直流電力Ｗを得るのに２つの指令
抵抗Ｒ＊が存在すると不安定の原因となるという事を考
慮して、指令抵抗Ｒ＊は内部抵抗Ｒｓより大きい値のみ
を使用して直流電圧Ｅｄｃを制御する。すなわち、直流
電圧Ｅｄｃが上昇すると、指令抵抗Ｒ＊を増加させて直
流電圧Ｅｄｃを増加させるように制御し、直流電圧Ｅｄ
ｃが減少すると、指令抵抗Ｒ＊を減少させて直流電圧Ｅ
ｄｃを増加させるように制御するものである。
【００１１】本発明は上記原理に基づき、前述した課題
を解決したものであり、内部インダクタンスおよび内部
抵抗を有する交流電源を直流に変換するＰＷＭコンバー
タにおいて、相電流を入力して電源角周波数を検出する
回路と、ＰＷＭコンバータの直流電圧を検出する回路
と、直流電圧指令と前記直流電圧との偏差を反転増幅し
て偏差反転増幅値を出力する回路と、該偏差反転増幅値
の負値を零にリミットして指令抵抗加算値を出力する回
路と、該指令抵抗加算値と前記内部抵抗を加算して指令
抵抗を出力する回路と、前記電源内部インピーダンスと
前記電源角周波数と前記指令抵抗とによりＰＷＭコンバ
ータを交流電源側から見た等価回路が、コンデンサと抵
抗の直列回路となるよう交流入力端子をＰＷＭ変調する
ことにより、ＰＷＭコンバータの直流電圧制御が可能と
なる。以下、本発明の一実施例を図面に基づいて詳述す
る。
を解決したものであり、内部インダクタンスおよび内部
抵抗を有する交流電源を直流に変換するＰＷＭコンバー
タにおいて、相電流を入力して電源角周波数を検出する
回路と、ＰＷＭコンバータの直流電圧を検出する回路
と、直流電圧指令と前記直流電圧との偏差を反転増幅し
て偏差反転増幅値を出力する回路と、該偏差反転増幅値
の負値を零にリミットして指令抵抗加算値を出力する回
路と、該指令抵抗加算値と前記内部抵抗を加算して指令
抵抗を出力する回路と、前記電源内部インピーダンスと
前記電源角周波数と前記指令抵抗とによりＰＷＭコンバ
ータを交流電源側から見た等価回路が、コンデンサと抵
抗の直列回路となるよう交流入力端子をＰＷＭ変調する
ことにより、ＰＷＭコンバータの直流電圧制御が可能と
なる。以下、本発明の一実施例を図面に基づいて詳述す
る。
【００１２】
【発明の実施の形態】図１は本発明が適用されたＰＷＭ
コンバータの制御回路構成を示すもので、図５と同符号
を有するものは同一構成部品を表す。図１において、２
０９は容量指令発生器、２１０は減算器、２１１は反転
増幅器、２１２はリミッタ、２１３は加算器を表す。以
下図１について説明する。Ｆ／Ｖ変換器２０６は電流検
出値Ｉu から電源角周波数ωを算出する。容量指令発生
器２０９は電源角周波数ωを入力して、（１）式を満足
する直列容量Ｃを算出する。
コンバータの制御回路構成を示すもので、図５と同符号
を有するものは同一構成部品を表す。図１において、２
０９は容量指令発生器、２１０は減算器、２１１は反転
増幅器、２１２はリミッタ、２１３は加算器を表す。以
下図１について説明する。Ｆ／Ｖ変換器２０６は電流検
出値Ｉu から電源角周波数ωを算出する。容量指令発生
器２０９は電源角周波数ωを入力して、（１）式を満足
する直列容量Ｃを算出する。
【００１３】減算器２１０は、直流電圧指令Ｅｄｃ＊か
ら直流電圧Ｅｄｃを減算して、直流電圧偏差ΔＥｄｃを
反転増幅器２１１に出力する。反転増幅器２１１は直流
電圧偏差ΔＥｄｃを入力して反転増幅させ、偏差反転増
幅値Ｒａをリミッタ２１２に出力する。リミッタ２１２
は偏差反転増幅値Ｒａを入力して、偏差反転増幅値Ｒａ
が負の時は零を、正の時はそのままの値を、指令抵抗加
算値Ｒｂとして加算器２１３に出力する。加算器２１３
は指令抵抗加算値Ｒｂと電源内部抵抗Ｒｓを加算して、
指令抵抗Ｒ＊を演算回路２０１に出力する。演算回路２
０１は前記指令抵抗Ｒ＊と、電源角周波数ωおよび直列
容量Ｃを入力して、入力端子電圧指令値Ｅu * ，Ｅv *
，Ｅw * を（６）〜（８）式に基づき演算し、割り算
器２０２に出力する。
ら直流電圧Ｅｄｃを減算して、直流電圧偏差ΔＥｄｃを
反転増幅器２１１に出力する。反転増幅器２１１は直流
電圧偏差ΔＥｄｃを入力して反転増幅させ、偏差反転増
幅値Ｒａをリミッタ２１２に出力する。リミッタ２１２
は偏差反転増幅値Ｒａを入力して、偏差反転増幅値Ｒａ
が負の時は零を、正の時はそのままの値を、指令抵抗加
算値Ｒｂとして加算器２１３に出力する。加算器２１３
は指令抵抗加算値Ｒｂと電源内部抵抗Ｒｓを加算して、
指令抵抗Ｒ＊を演算回路２０１に出力する。演算回路２
０１は前記指令抵抗Ｒ＊と、電源角周波数ωおよび直列
容量Ｃを入力して、入力端子電圧指令値Ｅu * ，Ｅv *
，Ｅw * を（６）〜（８）式に基づき演算し、割り算
器２０２に出力する。
【００１４】割算器２０２は、指令値Ｅu * ，Ｅv * ，
Ｅw * をＥdc／２で除算し、ＰＷＭコンバータの変調率
Ｅou，Ｅov，Ｅowを求める。そして、比較器２０３で変
調率Ｅou，Ｅov，Ｅowと三角波発生器２０５の出力ＥT
を比較し、スイッチング素子１６〜２１の各相のゲート
信号Ｇu ，Ｇv ，Ｇw を作成する。ロジック回路２０４
は、ゲート信号Ｇu ，Ｇv ，Ｇw を各々スイッチング素
子ゲート信号ＵP ，ＵN ，ＶP ，ＶN ，ＷP ，ＷN に振
り分ける。
Ｅw * をＥdc／２で除算し、ＰＷＭコンバータの変調率
Ｅou，Ｅov，Ｅowを求める。そして、比較器２０３で変
調率Ｅou，Ｅov，Ｅowと三角波発生器２０５の出力ＥT
を比較し、スイッチング素子１６〜２１の各相のゲート
信号Ｇu ，Ｇv ，Ｇw を作成する。ロジック回路２０４
は、ゲート信号Ｇu ，Ｇv ，Ｇw を各々スイッチング素
子ゲート信号ＵP ，ＵN ，ＶP ，ＶN ，ＷP ，ＷN に振
り分ける。
【００１５】このようにして指令抵抗Ｒ＊を制御する事
により、指令抵抗加算値Ｒｂがリミッタ２１２で制限さ
れて正の値しか持たないために、指令抵抗Ｒ＊は電源内
部抵抗Ｒｓより常に大きな値となる。従って、例えば直
流電圧Ｅｄｃが直流電圧指令Ｅｄｃ＊より小さい時、偏
差反転増幅値Ｒａは負となり、指令抵抗加算値Ｒｂは零
となるので、指令抵抗Ｒ＊は電源内部抵抗Ｒｓとなり、
ＰＷＭコンバータは直流電圧Ｅｄｃを上昇させようとし
て最大直流電力Ｗｐを入力する。又、直流電圧Ｅｄｃが
直流電圧指令Ｅｄｃ＊より大きい時、偏差反転増幅値Ｒ
ａは正となり、指令抵抗加算値Ｒｂも正となるので、指
令抵抗Ｒ＊は電源内部抵抗Ｒｓより大きな値となり、Ｐ
ＷＭコンバータは直流電圧Ｅｄｃを下降させようとして
最大直流電力Ｗｐより小さな直流電力Ｗを入力する。こ
の時、反転増幅器２１１は積分動作を持たせる事によ
り、直流電圧Ｅｄｃを直流電圧指令Ｅｄｃ＊と等しくさ
せる事ができる。
により、指令抵抗加算値Ｒｂがリミッタ２１２で制限さ
れて正の値しか持たないために、指令抵抗Ｒ＊は電源内
部抵抗Ｒｓより常に大きな値となる。従って、例えば直
流電圧Ｅｄｃが直流電圧指令Ｅｄｃ＊より小さい時、偏
差反転増幅値Ｒａは負となり、指令抵抗加算値Ｒｂは零
となるので、指令抵抗Ｒ＊は電源内部抵抗Ｒｓとなり、
ＰＷＭコンバータは直流電圧Ｅｄｃを上昇させようとし
て最大直流電力Ｗｐを入力する。又、直流電圧Ｅｄｃが
直流電圧指令Ｅｄｃ＊より大きい時、偏差反転増幅値Ｒ
ａは正となり、指令抵抗加算値Ｒｂも正となるので、指
令抵抗Ｒ＊は電源内部抵抗Ｒｓより大きな値となり、Ｐ
ＷＭコンバータは直流電圧Ｅｄｃを下降させようとして
最大直流電力Ｗｐより小さな直流電力Ｗを入力する。こ
の時、反転増幅器２１１は積分動作を持たせる事によ
り、直流電圧Ｅｄｃを直流電圧指令Ｅｄｃ＊と等しくさ
せる事ができる。
【００１６】これにより、ＰＷＭコンバータ部１００の
交流入力端子１３〜１５の電圧が制御され、直流負荷が
変化して直流電圧Ｅｄｃが変化した場合でも、指令抵抗
Ｒ＊を可変させて、電源力率を１に保ったまま交流入力
を可変させて、直流電圧Ｅｄｃを一定に保つ事ができ
る。又、直流電圧Ｅｄｃが直流電圧指令Ｅｄｃ＊より減
少しても、指令抵抗Ｒ＊は内部抵抗Ｒｓとなり、常に、
内部インピーダンスの大きい交流電源から最大電力を取
り出すことができる。
交流入力端子１３〜１５の電圧が制御され、直流負荷が
変化して直流電圧Ｅｄｃが変化した場合でも、指令抵抗
Ｒ＊を可変させて、電源力率を１に保ったまま交流入力
を可変させて、直流電圧Ｅｄｃを一定に保つ事ができ
る。又、直流電圧Ｅｄｃが直流電圧指令Ｅｄｃ＊より減
少しても、指令抵抗Ｒ＊は内部抵抗Ｒｓとなり、常に、
内部インピーダンスの大きい交流電源から最大電力を取
り出すことができる。
【００１７】
【発明の効果】以上詳述したように、本発明において
は、ＰＷＭコンバータの直流電圧Ｅｄｃの一定制御を、
内部抵抗Ｒｓより大きな値の範囲で指令抵抗Ｒ＊を可変
させる事により行うものであり、直流電圧Ｅｄｃが一定
に制御されて、ＰＷＭコンバータのスイッチング素子の
破壊を防止する事ができる。
は、ＰＷＭコンバータの直流電圧Ｅｄｃの一定制御を、
内部抵抗Ｒｓより大きな値の範囲で指令抵抗Ｒ＊を可変
させる事により行うものであり、直流電圧Ｅｄｃが一定
に制御されて、ＰＷＭコンバータのスイッチング素子の
破壊を防止する事ができる。
【図１】本発明の実施例のＰＷＭコンバータの直流電圧
制御回路を示す図である。
制御回路を示す図である。
【図２】本発明の直流電圧制御の原理を説明する図であ
る。
る。
【図３】従来のＰＷＭコンバータと交流電源系統を示す
系統図である。
系統図である。
【図４】従来のＰＷＭコンバータの等価回路を示す図で
ある。
ある。
【図５】従来のＰＷＭコンバータの制御回路の一例を示
す図である。
す図である。
１〜３ 交流電源 ４〜６ 誘導性内部インピーダンス（Zls ） ７〜９ 抵抗性内部インピーダンス（Zrs ） １３〜１５ 交流入力端子 ２２ ＤＣＰＴ ２３ 負荷 １０１〜１０３ 直列容量（Ｃ） １０４〜１０６ 負荷抵抗（Ｒ） ２０１ 演算回路 ２０２ 割算器 ２０３ 比較器 ２０４ ゲート発生回路 ２０５ 三角波発生器 ２０６ Ｆ／Ｖ変換器 ２０７ パターン回路 ２０８ 瞬時値／実効値変換器 ２０９ 容量指令発生回路 ２１０ 減算器 ２１１ 反転増幅器 ２１２ リミッタ ２１３ 加算器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H006 AA02 AA05 BB01 BB05 CB01 CB08 CC02 DA04 DB01 DC05 FA01
Claims (1)
- 【請求項１】 内部インダクタンスおよび内部抵抗を有
する交流電源を直流に変換するＰＷＭコンバータの制御
回路において、相電流を入力して電源角周波数を検出す
る手段と、ＰＷＭコンバータの直流電圧を検出する手段
と、直流電圧指令と前記直流電圧との偏差を反転増幅し
て偏差反転増幅値を出力する手段と、該偏差反転増幅値
の負値を零にリミットして指令抵抗加算値を出力する手
段と、該指令抵抗加算値と前記内部抵抗を加算して指令
抵抗を出力する手段と、前記電源内部インピーダンスと
前記電源角周波数と前記指令抵抗とによりＰＷＭコンバ
ータを交流電源側から見た等価回路が、コンデンサと抵
抗の直列回路となるよう交流入力端子をＰＷＭ変調率に
より制御したことを特徴とするＰＷＭコンバータの直流
電圧制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33662398A JP4010678B2 (ja) | 1998-11-27 | 1998-11-27 | Ｐｗｍコンバータの直流電圧制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33662398A JP4010678B2 (ja) | 1998-11-27 | 1998-11-27 | Ｐｗｍコンバータの直流電圧制御回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000166240A true JP2000166240A (ja) | 2000-06-16 |
| JP4010678B2 JP4010678B2 (ja) | 2007-11-21 |
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ID=18301078
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP33662398A Expired - Lifetime JP4010678B2 (ja) | 1998-11-27 | 1998-11-27 | Ｐｗｍコンバータの直流電圧制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4010678B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002354894A (ja) * | 2001-05-29 | 2002-12-06 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | 永久磁石型発電機に接続したｐｗｍ変換装置の制御装置 |
| JP2005168254A (ja) * | 2003-12-05 | 2005-06-23 | Railway Technical Res Inst | コンバータの出力・位相制御方法 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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-
1998
- 1998-11-27 JP JP33662398A patent/JP4010678B2/ja not_active Expired - Lifetime
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