JP2000098952A - 多モ―ド動的ビ―ムランディング補正回路 - Google Patents
多モ―ド動的ビ―ムランディング補正回路Info
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- H04N3/00—Scanning details of television systems; Combination thereof with generation of supply voltages
- H04N3/10—Scanning details of television systems; Combination thereof with generation of supply voltages by means not exclusively optical-mechanical
- H04N3/16—Scanning details of television systems; Combination thereof with generation of supply voltages by means not exclusively optical-mechanical by deflecting electron beam in cathode-ray tube, e.g. scanning corrections
- H04N3/22—Circuits for controlling dimensions, shape or centering of picture on screen
- H04N3/23—Distortion correction, e.g. for pincushion distortion correction, S-correction
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- Details Of Television Scanning (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 動的合焦電圧ブランキング信号源を含むビデ
オ画像化装置を提供する。 【解決手段】 増幅器の出力で、該合焦電極に結合され
た合焦電圧の動的合焦電圧成分を発生する該合焦電圧補
正入力信号に応答する第一の入力を有する増幅器と；偏
向サイクルの自動キネバイアス（ＡＫＢ）測定期間中
に、該動的合焦電圧成分をディスエーブルするために、
周期的な制御信号に応答し、該合焦電圧補正入力信号の
信号路に結合された第一の半導体スイッチと；該自動キ
ネバイアス（ＡＫＢ）測定期間外では、第二の入力信号
は該増幅器からデカップルされ、該自動キネバイアス
（ＡＫＢ）測定期間中に該合焦電圧を制御するために該
第二の入力信号を該増幅器の第二の入力に印加するよ
う、周期的な制御信号に応答し、該増幅器に結合された
第二の半導体スイッチとからなる。
オ画像化装置を提供する。 【解決手段】 増幅器の出力で、該合焦電極に結合され
た合焦電圧の動的合焦電圧成分を発生する該合焦電圧補
正入力信号に応答する第一の入力を有する増幅器と；偏
向サイクルの自動キネバイアス（ＡＫＢ）測定期間中
に、該動的合焦電圧成分をディスエーブルするために、
周期的な制御信号に応答し、該合焦電圧補正入力信号の
信号路に結合された第一の半導体スイッチと；該自動キ
ネバイアス（ＡＫＢ）測定期間外では、第二の入力信号
は該増幅器からデカップルされ、該自動キネバイアス
（ＡＫＢ）測定期間中に該合焦電圧を制御するために該
第二の入力信号を該増幅器の第二の入力に印加するよ
う、周期的な制御信号に応答し、該増幅器に結合された
第二の半導体スイッチとからなる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はビームランディング
歪み補正配置に関する。
歪み補正配置に関する。
【０００２】
【従来の技術】陰極線管（ＣＲＴ）上に表示された画像
はＣＲＴ上のビームのスキャンニングに対して入射する
合焦外れ又は非線形性のような歪み又は不完全性を被
る。そのような歪み又は不完全性はＣＲＴの電子銃から
表面板への距離がビームの例えば水平方向の偏向として
顕著に変化する故に生ずる。水平方向の偏向として生ず
る合焦外れを軽減することは、ビームが例えば水平レー
トで放物線電圧成分を有し、合焦電圧を動的に変化する
ようＣＲＴの合焦電極に動的合焦電圧を印加するよう動
的合焦電圧を印加することによりなしうる。水平偏向出
力段のＳ字型に印加されるＳ相関電圧から水平レートで
放物線電圧成分が得られることが知られている。
はＣＲＴ上のビームのスキャンニングに対して入射する
合焦外れ又は非線形性のような歪み又は不完全性を被
る。そのような歪み又は不完全性はＣＲＴの電子銃から
表面板への距離がビームの例えば水平方向の偏向として
顕著に変化する故に生ずる。水平方向の偏向として生ず
る合焦外れを軽減することは、ビームが例えば水平レー
トで放物線電圧成分を有し、合焦電圧を動的に変化する
ようＣＲＴの合焦電極に動的合焦電圧を印加するよう動
的合焦電圧を印加することによりなしうる。水平偏向出
力段のＳ字型に印加されるＳ相関電圧から水平レートで
放物線電圧成分が得られることが知られている。
【０００３】動的合焦を採用するＣＲＴは例えば青色電
子銃に近接した動的合焦電圧を配置する内部配線を有す
る。正常動作では、青色電子銃に近接させることは問題
とはならない。しかしながら低電流バイアス測定がＡＫ
Ｂ測定期間と称される垂直リトレースにすぐに続く数回
のビデオライン中に自動キネバイアス（ＡＫＢ）回路で
なされるときに、動的合焦電圧の水平成分のストレー結
合が青色電子銃のカソード電極のバイアスの誤差を引き
起こす。結果として、青色電子銃のバイアスは緑及び赤
色電子銃のバイアスをトラックしない。これは許容でき
ない背景色温度の変化を導く。
子銃に近接した動的合焦電圧を配置する内部配線を有す
る。正常動作では、青色電子銃に近接させることは問題
とはならない。しかしながら低電流バイアス測定がＡＫ
Ｂ測定期間と称される垂直リトレースにすぐに続く数回
のビデオライン中に自動キネバイアス（ＡＫＢ）回路で
なされるときに、動的合焦電圧の水平成分のストレー結
合が青色電子銃のカソード電極のバイアスの誤差を引き
起こす。結果として、青色電子銃のバイアスは緑及び赤
色電子銃のバイアスをトラックしない。これは許容でき
ない背景色温度の変化を導く。
【０００４】ＡＫＢ測定期間中に合焦電極から水平動的
合焦電圧成分を除去することが望ましい。それにより合
焦電極への望ましくない結合が好ましくは除去されるか
らである。ＡＫＢ測定期間の終わりの後に合焦電圧の顕
著な過渡現象を防ぐことが望ましい。そのような過渡現
象はＡＫＢ測定期間の後に水平動的合焦電圧がレストア
されたときに生ずる。
合焦電圧成分を除去することが望ましい。それにより合
焦電極への望ましくない結合が好ましくは除去されるか
らである。ＡＫＢ測定期間の終わりの後に合焦電圧の顕
著な過渡現象を防ぐことが望ましい。そのような過渡現
象はＡＫＢ測定期間の後に水平動的合焦電圧がレストア
されたときに生ずる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は上記問
題を解決することにある。
題を解決することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明の特徴を実施する
場合に、垂直リトレース中及びＡＫＢ測定期間中に、合
焦電圧増幅器は動的合焦回路からＡＫＢ回路へのエネル
ギーの結合を防ぐ。その代わりに、一定の電流がＡＫＢ
測定期間中に合計されたパラボラ電圧成分の正のピーク
と概略等しい増幅器の出力電圧を提供するよう負荷抵抗
に供給される。好ましくはこれは垂直スキャンがＡＫＢ
測定期間に続く第一の可視的な水平ラインの左の終わり
で再開するときに、数百ボルトの上記過渡的な合焦電圧
誤差を防ぐようになされる。
場合に、垂直リトレース中及びＡＫＢ測定期間中に、合
焦電圧増幅器は動的合焦回路からＡＫＢ回路へのエネル
ギーの結合を防ぐ。その代わりに、一定の電流がＡＫＢ
測定期間中に合計されたパラボラ電圧成分の正のピーク
と概略等しい増幅器の出力電圧を提供するよう負荷抵抗
に供給される。好ましくはこれは垂直スキャンがＡＫＢ
測定期間に続く第一の可視的な水平ラインの左の終わり
で再開するときに、数百ボルトの上記過渡的な合焦電圧
誤差を防ぐようになされる。
【０００７】本発明の特徴を実施するビデオ画像化装置
は増幅器の出力で、合焦電極に結合された合焦電圧の動
的合焦電圧成分を発生する合焦電圧補正入力信号に応答
する第一の入力を有する増幅器を含む。第一の半導体ス
イッチは偏向サイクルの自動キネ（ｋｉｎｅ）バイアス
（ＡＫＢ）測定期間中に、該動的合焦電圧成分をディス
エーブルするために、周期的な制御信号に応答し、該合
焦電圧補正入力信号の信号路に結合される。第二の半導
体スイッチは該自動キネバイアス（ＡＫＢ）測定期間外
では、第二の入力信号は該増幅器からデカップルされ、
該自動キネバイアス（ＡＫＢ）測定期間中に該合焦電圧
を制御するために該第二の入力信号を該増幅器の第二の
入力に印加するよう、周期的な制御信号に応答し、該増
幅器に結合される。
は増幅器の出力で、合焦電極に結合された合焦電圧の動
的合焦電圧成分を発生する合焦電圧補正入力信号に応答
する第一の入力を有する増幅器を含む。第一の半導体ス
イッチは偏向サイクルの自動キネ（ｋｉｎｅ）バイアス
（ＡＫＢ）測定期間中に、該動的合焦電圧成分をディス
エーブルするために、周期的な制御信号に応答し、該合
焦電圧補正入力信号の信号路に結合される。第二の半導
体スイッチは該自動キネバイアス（ＡＫＢ）測定期間外
では、第二の入力信号は該増幅器からデカップルされ、
該自動キネバイアス（ＡＫＢ）測定期間中に該合焦電圧
を制御するために該第二の入力信号を該増幅器の第二の
入力に印加するよう、周期的な制御信号に応答し、該増
幅器に結合される。
【０００８】
【発明の実施の形態】図１はマルチスキャン周波数能力
を有するテレビジョン受信機の水平偏向回路出力段１０
１を示す。段１０１は供給電圧Ｂ＋を発生する調整電源
１００により給電される。従来の駆動段１０３は選択さ
れた水平スキャン周波数ｎｆHで入力信号１０７ａに応
答する。駆動段１０３は出力段１０１のスイッチングト
ランジスタ１０４のスイッチング動作を制御するために
駆動制御信号１０３ａを発生する。例により、ｎ＝１の
値は放送規格のような与えられた規格によるテレビジョ
ン信号の水平周波数を表す。トランジスタ１０４のコレ
クタはフライバックトランスＴ０の一次巻き線Ｔ０Ｗ１
の端子Ｔ０Ａに結合される。トランジスタ１０４のコレ
クタはまたノンスイッチドリトレースキャパシタ１０５
に結合される。トランジスタ１０４のコレクタはリトレ
ース共振回路を形成するよう水平偏向巻き線ＬＹに付加
的に結合される。トランジスタ１０４のコレクタはまた
従来のダンパーダイオード１０８に結合される。巻き線
ＬＹはリニアリティインダクタＬＩＮ及びノンスイッチ
ドトレースまたはＳキャパシタ（ｃａｐａｃｉｔｏｒ）
ＣＳ１に直列に結合される。キャパシタＣＳ１は端子２
５がインダクタＬＩＮとＳキャパシタＣＳ１との間に挿
入されるように端子２５と基準電位又は接地ＧＮＤとの
間に結合される。
を有するテレビジョン受信機の水平偏向回路出力段１０
１を示す。段１０１は供給電圧Ｂ＋を発生する調整電源
１００により給電される。従来の駆動段１０３は選択さ
れた水平スキャン周波数ｎｆHで入力信号１０７ａに応
答する。駆動段１０３は出力段１０１のスイッチングト
ランジスタ１０４のスイッチング動作を制御するために
駆動制御信号１０３ａを発生する。例により、ｎ＝１の
値は放送規格のような与えられた規格によるテレビジョ
ン信号の水平周波数を表す。トランジスタ１０４のコレ
クタはフライバックトランスＴ０の一次巻き線Ｔ０Ｗ１
の端子Ｔ０Ａに結合される。トランジスタ１０４のコレ
クタはまたノンスイッチドリトレースキャパシタ１０５
に結合される。トランジスタ１０４のコレクタはリトレ
ース共振回路を形成するよう水平偏向巻き線ＬＹに付加
的に結合される。トランジスタ１０４のコレクタはまた
従来のダンパーダイオード１０８に結合される。巻き線
ＬＹはリニアリティインダクタＬＩＮ及びノンスイッチ
ドトレースまたはＳキャパシタ（ｃａｐａｃｉｔｏｒ）
ＣＳ１に直列に結合される。キャパシタＣＳ１は端子２
５がインダクタＬＩＮとＳキャパシタＣＳ１との間に挿
入されるように端子２５と基準電位又は接地ＧＮＤとの
間に結合される。
【０００９】出力段１０１は偏向電流ｉｙを発生可能で
ある。偏向電流ｉｙは２ｆHから２．４ｆHの範囲から選
択された信号１０３ａの如何なる水平スキャン周波数及
び１ｆHの選択された水平周波数に対する実質的に同じ
所定の振幅を有する。偏向電流ｉｙの振幅を制御するこ
とは偏向電流ｉｙの一定の振幅を維持するために水平周
波数が増加したとき電圧Ｂ＋を増加することにより自動
的に達成され、逆もまた成り立つ。電圧Ｂ＋はトランス
Ｔ０のフィードバック巻き線Ｔ０Ｗ０を介して閉回路構
成で動作する従来の調整電源１００により制御される。
電圧Ｂ＋の強度は電流ｉｙの振幅を示す強度を有する整
流され、フィードバックされたフライバックパルス信号
ＦＢにより達成される。水平レート放物線信号Ｅ−Ｗは
図示しない従来の方法で発生される。信号Ｅ−Ｗは東西
方向の歪み補正のために提供されるよう電圧Ｂ＋の垂直
レート放物線成分を発生する電源１００に従来のように
結合される。
ある。偏向電流ｉｙは２ｆHから２．４ｆHの範囲から選
択された信号１０３ａの如何なる水平スキャン周波数及
び１ｆHの選択された水平周波数に対する実質的に同じ
所定の振幅を有する。偏向電流ｉｙの振幅を制御するこ
とは偏向電流ｉｙの一定の振幅を維持するために水平周
波数が増加したとき電圧Ｂ＋を増加することにより自動
的に達成され、逆もまた成り立つ。電圧Ｂ＋はトランス
Ｔ０のフィードバック巻き線Ｔ０Ｗ０を介して閉回路構
成で動作する従来の調整電源１００により制御される。
電圧Ｂ＋の強度は電流ｉｙの振幅を示す強度を有する整
流され、フィードバックされたフライバックパルス信号
ＦＢにより達成される。水平レート放物線信号Ｅ−Ｗは
図示しない従来の方法で発生される。信号Ｅ−Ｗは東西
方向の歪み補正のために提供されるよう電圧Ｂ＋の垂直
レート放物線成分を発生する電源１００に従来のように
結合される。
【００１０】スイッチング回路６０は線形性のようなビ
ームランディング誤差を補正するために用いられる。回
路６０は選択的にトレースキャパシタＣＳ１と並列のト
レース又はＳキャパシタＣＳ２及びトレース又はＳキャ
パシタＣＳ３の一方又は両方に結合し、又はいずれとも
結合しない。選択的結合は水平スキャン周波数が選択さ
れた周波数の範囲の関数として決定される。スイッチン
グ回路６０で、キャパシタＣＳ２は端子２５と電界効果
トランジスタ（ＦＦＴ）スイッチＱ２のドレイン電極と
の間に結合される。トランジスタＱ２のソース電極は接
地ＧＮＤに結合される。トランジスタＱ２にわたる過剰
な電圧を防ぐ保護抵抗Ｒ２はトランジスタＱ２にわたり
結合される。
ームランディング誤差を補正するために用いられる。回
路６０は選択的にトレースキャパシタＣＳ１と並列のト
レース又はＳキャパシタＣＳ２及びトレース又はＳキャ
パシタＣＳ３の一方又は両方に結合し、又はいずれとも
結合しない。選択的結合は水平スキャン周波数が選択さ
れた周波数の範囲の関数として決定される。スイッチン
グ回路６０で、キャパシタＣＳ２は端子２５と電界効果
トランジスタ（ＦＦＴ）スイッチＱ２のドレイン電極と
の間に結合される。トランジスタＱ２のソース電極は接
地ＧＮＤに結合される。トランジスタＱ２にわたる過剰
な電圧を防ぐ保護抵抗Ｒ２はトランジスタＱ２にわたり
結合される。
【００１１】抵抗２０１はスイッチ制御信号６０ａ及び
６０ｂを提供する。制御信号６０ａはバッファ９８を介
してトランジスタＱ２のゲート電極に結合される。制御
信号６０ａが第一の選択可能なレベルであるときに、ト
ランジスタＱ２はオフされる。他方で制御信号６０ａが
第二の選択可能なレベルであるときに、トランジスタＱ
２はオンされる。バッファ９８は従来の方法で上記のス
イッチング動作を達成するために信号６０ａの要求され
たレベルシフティングを提供する。
６０ｂを提供する。制御信号６０ａはバッファ９８を介
してトランジスタＱ２のゲート電極に結合される。制御
信号６０ａが第一の選択可能なレベルであるときに、ト
ランジスタＱ２はオフされる。他方で制御信号６０ａが
第二の選択可能なレベルであるときに、トランジスタＱ
２はオンされる。バッファ９８は従来の方法で上記のス
イッチング動作を達成するために信号６０ａの要求され
たレベルシフティングを提供する。
【００１２】スイッチング回路６０では、キャパシタＣ
Ｓ３は端子２５とＦＥＴスイッチＱ２’のドレイン電極
との間に結合される。ＦＥＴスイッチＱ２’はＦＥＴス
イッチＱ２が制御信号６０ａにより制御されるのと類似
の方法で制御信号６０ｂにより制御される。斯くして、
バッファ９８’はバッファ９８と類似の機能をなす。マ
イクロプロセッサ２０８は周波数／データ信号変換器２
０９で発生されたデータ信号２０９ｂに応答する。信号
２０９ｂは信号ＨＯＲＺ−ＳＹＮＣの周波数又は偏向電
流ｉｙを表す。変換器２０９は例えば信号ＨＯＲＺ−Ｓ
ＹＮＣの所定の期間中にいくクロックパルス数をカウン
トし、所定の期間に生じたクロックパルスの数によりワ
ード信号２０９ａを発生するカウンタを含む。マイクロ
プロセッサ２０８は抵抗２０１に結合された制御データ
信号２０８ａを発生する。信号２０８ａの値はＨＯＲＺ
−ＳＹＮＣの水平レートにより決定される。抵抗２０１
は信号ＨＯＲＺ−ＳＹＮＣの周波数により信号２０８ａ
により決定さられたレベルでデータ信号２０８ａにより
制御信号６０ａ、６０ｂを発生する。或いは信号２０８
ａの値は図示されないキーボードにより提供される信号
１０９ｂにより決定される。
Ｓ３は端子２５とＦＥＴスイッチＱ２’のドレイン電極
との間に結合される。ＦＥＴスイッチＱ２’はＦＥＴス
イッチＱ２が制御信号６０ａにより制御されるのと類似
の方法で制御信号６０ｂにより制御される。斯くして、
バッファ９８’はバッファ９８と類似の機能をなす。マ
イクロプロセッサ２０８は周波数／データ信号変換器２
０９で発生されたデータ信号２０９ｂに応答する。信号
２０９ｂは信号ＨＯＲＺ−ＳＹＮＣの周波数又は偏向電
流ｉｙを表す。変換器２０９は例えば信号ＨＯＲＺ−Ｓ
ＹＮＣの所定の期間中にいくクロックパルス数をカウン
トし、所定の期間に生じたクロックパルスの数によりワ
ード信号２０９ａを発生するカウンタを含む。マイクロ
プロセッサ２０８は抵抗２０１に結合された制御データ
信号２０８ａを発生する。信号２０８ａの値はＨＯＲＺ
−ＳＹＮＣの水平レートにより決定される。抵抗２０１
は信号ＨＯＲＺ−ＳＹＮＣの周波数により信号２０８ａ
により決定さられたレベルでデータ信号２０８ａにより
制御信号６０ａ、６０ｂを発生する。或いは信号２０８
ａの値は図示されないキーボードにより提供される信号
１０９ｂにより決定される。
【００１３】水平偏向電流ｉｙの周波数が１ｆHである
ときに、トランジスタＱ２，Ｑ２’はオンされる。その
結果、ＳキャパシタＣＳ２，ＣＳ３の両方はノンスイッ
チドＳキャパシタＣＳ２に並列に結合され、最大Ｓキャ
パシタ値を確立しているインサーキットＳキャパシタで
ある。水平偏向電流ｉｙの周波数が２ｆHより大きく、
２．１４ｆHより小さいときにはトランジスタＱ２はオ
フされ、トランジスタＱ２’はオンされる。結果は中間
のＳキャパシタ値を確立するためにＳキャパシタＣＳ２
はノンスイッチドＳキャパシタＣＳ１の結合から外さ
れ、ＳキャパシタＣＳ３はＳキャパシタＣＳ１と結合さ
れる。水平偏向電流ｉｙの周波数が２．１４ｆH以上の
時は、トランジスタＱ２，Ｑ２’はオフされる。結果と
してＳキャパシタＣＳ２，ＣＳ３はノンスイッチドＳキ
ャパシタＣＳ１の結合から外され、最小のＳキャパシタ
値を確立する。キャパシタＣＳ１，ＣＳ２又はＣＳ３の
偏向電流ｉｙはＳ形成放物線電圧Ｖ５を発生する。
ときに、トランジスタＱ２，Ｑ２’はオンされる。その
結果、ＳキャパシタＣＳ２，ＣＳ３の両方はノンスイッ
チドＳキャパシタＣＳ２に並列に結合され、最大Ｓキャ
パシタ値を確立しているインサーキットＳキャパシタで
ある。水平偏向電流ｉｙの周波数が２ｆHより大きく、
２．１４ｆHより小さいときにはトランジスタＱ２はオ
フされ、トランジスタＱ２’はオンされる。結果は中間
のＳキャパシタ値を確立するためにＳキャパシタＣＳ２
はノンスイッチドＳキャパシタＣＳ１の結合から外さ
れ、ＳキャパシタＣＳ３はＳキャパシタＣＳ１と結合さ
れる。水平偏向電流ｉｙの周波数が２．１４ｆH以上の
時は、トランジスタＱ２，Ｑ２’はオフされる。結果と
してＳキャパシタＣＳ２，ＣＳ３はノンスイッチドＳキ
ャパシタＣＳ１の結合から外され、最小のＳキャパシタ
値を確立する。キャパシタＣＳ１，ＣＳ２又はＣＳ３の
偏向電流ｉｙはＳ形成放物線電圧Ｖ５を発生する。
【００１４】キャパシタ１０５により形成される全リト
レース容量は異なるスキャン周波数で変化しない。故に
リトレース間隔は異なるスキャン周波数で同一の長さを
有する。キャパシタＣＳ１，ＣＳ２，ＣＳ３の値は異な
るスキャン周波数、異なる振幅で放物線電圧Ｖ５を発生
するよう選択される。電圧Ｖ５の異なる振幅はリトレー
ス間隔長さが一定である故に必要とされる。
レース容量は異なるスキャン周波数で変化しない。故に
リトレース間隔は異なるスキャン周波数で同一の長さを
有する。キャパシタＣＳ１，ＣＳ２，ＣＳ３の値は異な
るスキャン周波数、異なる振幅で放物線電圧Ｖ５を発生
するよう選択される。電圧Ｖ５の異なる振幅はリトレー
ス間隔長さが一定である故に必要とされる。
【００１５】図２は本発明の特徴を実施する動的合焦電
圧発生器９９を示す。図１、２の類似の符号は類似の部
品又は機能を示す。放物線電圧Ｖ５のピーク間振幅は１
６ＫＨｚ又は１ｆHで約６０Ｖ、２ｆHで８０Ｖ、２．４
ｆHで１２５Ｖである。パラボラ電圧Ｖ５はキャパシタ
Ｃ４を介して抵抗Ｒ１６に容量的に結合される。抵抗Ｒ
１６及び抵抗ＣＤＳを含む制御された電圧デバイダ又は
減衰器は端子１２０に減衰された放物線電圧Ｖ５’を印
加する。電圧デバイダの減衰はフォトカプラーＰＣ１の
一部分である硫化カドミウム光抵抗ＣＤＳの条件の状態
により決定される。光抵抗器ＣＤＳはフォトカプラーＰ
Ｃ１の一部分である発光ダイオードＬＥＤからの光に応
答する。ダイオードＬＥＤからの光はダーリントントラ
ンジスタＱ１０からの電流に応答する。ダーリントント
ランジスタＱ１０及びダーリントントランジスタＱ１１
は差動増幅器を形成するよう相互に結合され、及び抵抗
Ｒ１９，抵抗Ｒ２３、抵抗Ｒ２４に結合される。ダーリ
ントントランジスタＱ１１のベースは抵抗Ｒ１１及び抵
抗Ｒ１２により形成される抵抗デバイダを介して１２Ｖ
供給源から得られる３ボルトの一定の基準電圧に結合さ
れる。
圧発生器９９を示す。図１、２の類似の符号は類似の部
品又は機能を示す。放物線電圧Ｖ５のピーク間振幅は１
６ＫＨｚ又は１ｆHで約６０Ｖ、２ｆHで８０Ｖ、２．４
ｆHで１２５Ｖである。パラボラ電圧Ｖ５はキャパシタ
Ｃ４を介して抵抗Ｒ１６に容量的に結合される。抵抗Ｒ
１６及び抵抗ＣＤＳを含む制御された電圧デバイダ又は
減衰器は端子１２０に減衰された放物線電圧Ｖ５’を印
加する。電圧デバイダの減衰はフォトカプラーＰＣ１の
一部分である硫化カドミウム光抵抗ＣＤＳの条件の状態
により決定される。光抵抗器ＣＤＳはフォトカプラーＰ
Ｃ１の一部分である発光ダイオードＬＥＤからの光に応
答する。ダイオードＬＥＤからの光はダーリントントラ
ンジスタＱ１０からの電流に応答する。ダーリントント
ランジスタＱ１０及びダーリントントランジスタＱ１１
は差動増幅器を形成するよう相互に結合され、及び抵抗
Ｒ１９，抵抗Ｒ２３、抵抗Ｒ２４に結合される。ダーリ
ントントランジスタＱ１１のベースは抵抗Ｒ１１及び抵
抗Ｒ１２により形成される抵抗デバイダを介して１２Ｖ
供給源から得られる３ボルトの一定の基準電圧に結合さ
れる。
【００１６】電圧Ｖ５’のＤＣ成分は０ボルトに近い。
ＡＣ成分は抵抗Ｒ１６，ＣＤＳ，Ｒ１７により決定され
る。抵抗ＣＤＳの値は発光ダイオードＬＥＤからの光の
エネルギーにより決定される。電圧Ｖ５’のＡＣ成分、
電圧Ｖ５”はキャパシタＣ２１を通してダーリントント
ランジスタＱ１０のベース及びクランピングダイオード
Ｄ６のカソードに結合される。電圧Ｖ５”の負のピーク
はクランピングダイオードＤ６により−０．６ボルトに
保持される。電圧Ｖ５”の正のピークはダーリントント
ランジスタのベースで＋３ボルトのレベルを越えたとき
に、ダーリントントランジスタＱ１０をオンする。ダー
リントントランジスタＱ１０がオンしたときに電流はダ
イオードＬＥＤを通して流れ、光束が発生される。光束
はＣＤＳの抵抗値、電圧Ｖ５’及び電圧Ｖ５”の振幅を
減少するように抵抗ＣＤＳに作用する。抵抗ＣＤＳの抵
抗値の変化の応答速度は非常に遅い。これは負のフィー
ドバックループで低域通過フィルタとして働く。Ｖ５”
の正のピーク値が＋３Ｖより低い故に、トランジスタＱ
１０のオン時間は短くなり、ダイオードＬＥＤからの平
均光エネルギーはバランスが確立するまで減少する。故
に電圧Ｖ５”の正のピーク振幅が＋３ボルトより若干大
きく維持される。電圧Ｖ５”、Ｖ５’のピーク間振幅は
入力周波数又は振幅に独立に約４ボルトに維持される。
ＡＣ成分は抵抗Ｒ１６，ＣＤＳ，Ｒ１７により決定され
る。抵抗ＣＤＳの値は発光ダイオードＬＥＤからの光の
エネルギーにより決定される。電圧Ｖ５’のＡＣ成分、
電圧Ｖ５”はキャパシタＣ２１を通してダーリントント
ランジスタＱ１０のベース及びクランピングダイオード
Ｄ６のカソードに結合される。電圧Ｖ５”の負のピーク
はクランピングダイオードＤ６により−０．６ボルトに
保持される。電圧Ｖ５”の正のピークはダーリントント
ランジスタのベースで＋３ボルトのレベルを越えたとき
に、ダーリントントランジスタＱ１０をオンする。ダー
リントントランジスタＱ１０がオンしたときに電流はダ
イオードＬＥＤを通して流れ、光束が発生される。光束
はＣＤＳの抵抗値、電圧Ｖ５’及び電圧Ｖ５”の振幅を
減少するように抵抗ＣＤＳに作用する。抵抗ＣＤＳの抵
抗値の変化の応答速度は非常に遅い。これは負のフィー
ドバックループで低域通過フィルタとして働く。Ｖ５”
の正のピーク値が＋３Ｖより低い故に、トランジスタＱ
１０のオン時間は短くなり、ダイオードＬＥＤからの平
均光エネルギーはバランスが確立するまで減少する。故
に電圧Ｖ５”の正のピーク振幅が＋３ボルトより若干大
きく維持される。電圧Ｖ５”、Ｖ５’のピーク間振幅は
入力周波数又は振幅に独立に約４ボルトに維持される。
【００１７】抵抗ＣＤＳとＲ１６の接合（ジャンクショ
ン）端子１２０に印加される駆動電圧Ｖ５’はキャパシ
タＣ３，抵抗Ｒ１７，キャパシタＣ２４を通して合焦増
幅器９７の集合ジャンクション入力端子１２１に容量的
に結合される。抵抗ＣＤＳの利得制御動作は１ｆH、２
ｆH，２．４ｆHのそれぞれで等しいピーク間振幅を有す
るよう端子１２１の電圧を調整する。
ン）端子１２０に印加される駆動電圧Ｖ５’はキャパシ
タＣ３，抵抗Ｒ１７，キャパシタＣ２４を通して合焦増
幅器９７の集合ジャンクション入力端子１２１に容量的
に結合される。抵抗ＣＤＳの利得制御動作は１ｆH、２
ｆH，２．４ｆHのそれぞれで等しいピーク間振幅を有す
るよう端子１２１の電圧を調整する。
【００１８】キャパシタＣ３は水平放物線に対する容量
性結合を提供する。キャパシタＣ１０は端子１２１に従
来技術の方法で垂直放物線Ｖ８に容量的に結合する（図
示せず）。合焦増幅器９７の直流動作点は放物線信号に
よらず、抵抗Ｒ５により決定される。何故ならば、容量
性結合は直流成分を除去するからである。キャパシタＣ
２４は増幅器９７の図示されないストレー入力容量によ
り引き起こされる位相遅延を補正し、それにより水平合
焦補正は適切に時間決めされる。
性結合を提供する。キャパシタＣ１０は端子１２１に従
来技術の方法で垂直放物線Ｖ８に容量的に結合する（図
示せず）。合焦増幅器９７の直流動作点は放物線信号に
よらず、抵抗Ｒ５により決定される。何故ならば、容量
性結合は直流成分を除去するからである。キャパシタＣ
２４は増幅器９７の図示されないストレー入力容量によ
り引き起こされる位相遅延を補正し、それにより水平合
焦補正は適切に時間決めされる。
【００１９】増幅器９７で、トランジスタＱ５，トラン
ジスタＱ６は差動入力段を形成するように、相互に結合
される。これらのトランジスタは端子１２１での入力イ
ンピーダンスを増加するよう、非常に高いβと称される
コレクタ電流対ベース電流比を有する。トランジスタＱ
５，Ｑ６のベースエミッタ接合電圧は相互に補正し、温
度変動での直流電流バイアスドリフトを減少する。抵抗
Ｒ１１，抵抗Ｒ１２は約＋３ＶでトランジスタＱ６のベ
ース電圧をバイアスするために＋１２Ｖで供給電圧Ｖ１
０に印加される電圧デバイダを形成する。トランジスタ
Ｑ５，Ｑ６のエミッタに結合されるエミッタ抵抗Ｒ１０
の値は約６ｍＡの最大電流を伝えるよう選択される。こ
れは高電圧トランジスタＱ２０を保護する。トランジス
タＱ２０はスイッチとして動作するトランジスタＱ１３
を介してトランジスタＱ５と結合される。トランジスタ
Ｑ２０はカスコード構成でトランジスタＱ１３を介して
トランジスタＱ５と結合される。トランジスタＱ２０は
過度に駆動されないよう保護される必要がある。何故な
らば、トランジスタＱ２０は１０ｍＡコレクタ電流まで
しか耐えられないからである。これは増幅器９７が６ｍ
Ａまでのコレクタ電流で高い相互コンダクタンスを有
し、及び６ｍＡ以上でより低い相互コンダクタンスを有
する故に達成される。トランジスタＱ２０，Ｑ１３，Ｑ
５のカスコード構成はトランジスタＱ２０のコレクタベ
ース接合にわたる（図示されない）ミラー（Ｍｉｌｌｅ
ｒ）容量を隔離し、それにより帯域幅が増加される。カ
スコード構成はまた増幅器利得を高電圧トランジスタＱ
２０の低いβと独立にする。
ジスタＱ６は差動入力段を形成するように、相互に結合
される。これらのトランジスタは端子１２１での入力イ
ンピーダンスを増加するよう、非常に高いβと称される
コレクタ電流対ベース電流比を有する。トランジスタＱ
５，Ｑ６のベースエミッタ接合電圧は相互に補正し、温
度変動での直流電流バイアスドリフトを減少する。抵抗
Ｒ１１，抵抗Ｒ１２は約＋３ＶでトランジスタＱ６のベ
ース電圧をバイアスするために＋１２Ｖで供給電圧Ｖ１
０に印加される電圧デバイダを形成する。トランジスタ
Ｑ５，Ｑ６のエミッタに結合されるエミッタ抵抗Ｒ１０
の値は約６ｍＡの最大電流を伝えるよう選択される。こ
れは高電圧トランジスタＱ２０を保護する。トランジス
タＱ２０はスイッチとして動作するトランジスタＱ１３
を介してトランジスタＱ５と結合される。トランジスタ
Ｑ２０はカスコード構成でトランジスタＱ１３を介して
トランジスタＱ５と結合される。トランジスタＱ２０は
過度に駆動されないよう保護される必要がある。何故な
らば、トランジスタＱ２０は１０ｍＡコレクタ電流まで
しか耐えられないからである。これは増幅器９７が６ｍ
Ａまでのコレクタ電流で高い相互コンダクタンスを有
し、及び６ｍＡ以上でより低い相互コンダクタンスを有
する故に達成される。トランジスタＱ２０，Ｑ１３，Ｑ
５のカスコード構成はトランジスタＱ２０のコレクタベ
ース接合にわたる（図示されない）ミラー（Ｍｉｌｌｅ
ｒ）容量を隔離し、それにより帯域幅が増加される。カ
スコード構成はまた増幅器利得を高電圧トランジスタＱ
２０の低いβと独立にする。
【００２０】図１のトランスＴ０の巻き線Ｔ０Ｗ３は図
２の合焦電圧発生器９９に給電する電源ＶＳＵを構成す
るようダイオードＤ１２で補正され、キャパシタＣ１３
でフィルターされるステップアップされたリトレース電
圧を発生する。能動プルアップトランジスタＱ１は供給
電圧ＶＳＲに結合されるコレクタを有する。トランジス
タＱ１のベースプルアップ抵抗Ｒ１はダイオードＤ７と
キャパシタＣ２６を含むブートストラップ又はブースト
配置を介して電圧ＶＳＵに結合される。ダイオードＤ５
は抵抗Ｒ１に直列に結合され、トランジスタＱ２０のコ
レクタに結合される。ダイオードＤ４は増幅器９９の出
力端子９７ａでトランジスタＱ１のエミッタとトランジ
スタＱ２０のコレクタとの間に結合される。
２の合焦電圧発生器９９に給電する電源ＶＳＵを構成す
るようダイオードＤ１２で補正され、キャパシタＣ１３
でフィルターされるステップアップされたリトレース電
圧を発生する。能動プルアップトランジスタＱ１は供給
電圧ＶＳＲに結合されるコレクタを有する。トランジス
タＱ１のベースプルアップ抵抗Ｒ１はダイオードＤ７と
キャパシタＣ２６を含むブートストラップ又はブースト
配置を介して電圧ＶＳＵに結合される。ダイオードＤ５
は抵抗Ｒ１に直列に結合され、トランジスタＱ２０のコ
レクタに結合される。ダイオードＤ４は増幅器９９の出
力端子９７ａでトランジスタＱ１のエミッタとトランジ
スタＱ２０のコレクタとの間に結合される。
【００２１】端子９７ａでの出力波形の負のピーク中
に、ダイオードＤ７はダイオードＤ７のカソードでキャ
パシタＣ２６の終端を＋１６００Ｖ供給電圧ＶＳＵにク
ランプし、トランジスタＱ２０はキャパシタＣ１６の他
の終端を接地電位近くにプルする。トランジスタＱ１は
ダイオードＤ４，Ｄ５の動作によりオフに保持される。
端子９７ａの電圧が上昇すると、キャパシタＣ２６に蓄
積されたエネルギーが抵抗Ｒ１を通り、トランジスタＱ
１へ供給される。抵抗Ｒ１にわたる電圧はトランジスタ
Ｑ１にわたるコレクタ対エミッタ電圧がゼロに近づいて
も高く保たれ、トランジスタＱ１のベース電流はまた維
持される。故に、トランジスタＱ１のエミッタ電流は保
たれる。端子９７ａの出力の正のピークは歪みなしに＋
１６００Ｖ供給電圧ＶＳＵに非常に近い。
に、ダイオードＤ７はダイオードＤ７のカソードでキャ
パシタＣ２６の終端を＋１６００Ｖ供給電圧ＶＳＵにク
ランプし、トランジスタＱ２０はキャパシタＣ１６の他
の終端を接地電位近くにプルする。トランジスタＱ１は
ダイオードＤ４，Ｄ５の動作によりオフに保持される。
端子９７ａの電圧が上昇すると、キャパシタＣ２６に蓄
積されたエネルギーが抵抗Ｒ１を通り、トランジスタＱ
１へ供給される。抵抗Ｒ１にわたる電圧はトランジスタ
Ｑ１にわたるコレクタ対エミッタ電圧がゼロに近づいて
も高く保たれ、トランジスタＱ１のベース電流はまた維
持される。故に、トランジスタＱ１のエミッタ電流は保
たれる。端子９７ａの出力の正のピークは歪みなしに＋
１６００Ｖ供給電圧ＶＳＵに非常に近い。
【００２２】キャパシタＣ１は合焦電極１７と巻き線の
ストレイ容量の和を表す。能動プルアップトランジスタ
Ｑ１はストレイ容量Ｃ１を充電するために端子９７ａか
ら電流を供給することが可能である。プルダウントラン
ジスタＱ２０はキャパシタＣ１からダイオードＤ４を介
して電流をシンクすることが可能である。好ましくは、
能動プルアップ配置はより低い電力散逸で速い応答時間
を得るように用いられる。増幅器９７はフィードバック
抵抗Ｒ２を介して端子９７ａで出力に対してシャントフ
ィードバックを用いる。抵抗Ｒ１７，Ｒ２は端子９７ａ
で１０００Ｖ水平レート電圧を発生するよう選択され
る。結果として、増幅器０９７の電圧利得は数百であ
る。
ストレイ容量の和を表す。能動プルアップトランジスタ
Ｑ１はストレイ容量Ｃ１を充電するために端子９７ａか
ら電流を供給することが可能である。プルダウントラン
ジスタＱ２０はキャパシタＣ１からダイオードＤ４を介
して電流をシンクすることが可能である。好ましくは、
能動プルアップ配置はより低い電力散逸で速い応答時間
を得るように用いられる。増幅器９７はフィードバック
抵抗Ｒ２を介して端子９７ａで出力に対してシャントフ
ィードバックを用いる。抵抗Ｒ１７，Ｒ２は端子９７ａ
で１０００Ｖ水平レート電圧を発生するよう選択され
る。結果として、増幅器０９７の電圧利得は数百であ
る。
【００２３】電圧Ｖ５により発生された水平レート及び
電圧Ｖ８で発生された垂直レートでの動的合焦電圧成分
は動的合焦電圧ＦＶに印加するために直流ブロックキャ
パシタＣ２２を介して、ＣＲＴ１０の合焦電極１７に容
量的に結合される。抵抗Ｒ２８及び抵抗Ｒ２９により形
成された電圧デバイダにより印加された電圧ＦＶの直流
電流電圧成分は８ＫＶに等しい。
電圧Ｖ８で発生された垂直レートでの動的合焦電圧成分
は動的合焦電圧ＦＶに印加するために直流ブロックキャ
パシタＣ２２を介して、ＣＲＴ１０の合焦電極１７に容
量的に結合される。抵抗Ｒ２８及び抵抗Ｒ２９により形
成された電圧デバイダにより印加された電圧ＦＶの直流
電流電圧成分は８ＫＶに等しい。
【００２４】周期的な制御信号Ｖ１３は垂直ブランキン
グ中、及び例えば図示されないＡＫＢ測定期間と称され
る垂直ブランキングに続く４つのビデオライン時間中に
ＨＩＧＨ状態にある。信号Ｖ１３は３又は４のようなビ
デオライン回数の適切な数により従来の垂直ブランキン
グ信号ＶＥＲＴ−ＢＬＡＮＫを遅延する本発明の特徴を
実施する遅延回路２００により発生される。
グ中、及び例えば図示されないＡＫＢ測定期間と称され
る垂直ブランキングに続く４つのビデオライン時間中に
ＨＩＧＨ状態にある。信号Ｖ１３は３又は４のようなビ
デオライン回数の適切な数により従来の垂直ブランキン
グ信号ＶＥＲＴ−ＢＬＡＮＫを遅延する本発明の特徴を
実施する遅延回路２００により発生される。
【００２５】図４の（Ａ），（Ｂ）、図５の（Ａ）から
（Ｄ）は図３の遅延回路２００の動作を説明するために
有用な波形を示す。図５の（Ａ）から（Ｄ）の波形は図
４の（Ａ），（Ｂ）の波形に関して拡大された時間ベー
スで示される。図１から５の類似の符号は類似の部品又
は機能を示す。図３の配置で、図４（Ａ）の従来のコン
ポジットブランキング信号ＣＯＭＰ−ＢＬＡＮＫが図３
のキャパシタＣ９９に結合された抵抗Ｒ９９を含む非対
称積分器２０３に印加される。抵抗Ｒ９９は非対称な特
性を提供するためにダイオードＤ９９に並列に結合され
る。非対称積分器２０３はダイオードＤ９９及びキャパ
シタＣ９９の速い時定数で時間ｔ２でブランキング遅延
（ｌａｇｇｉｎｇ）エッジを回復する一方で、抵抗Ｒ９
９及びキャパシタＣ９９の長い時定数を用いて図４
（Ａ）の水平ブランキングパルスＨＢを除去するために
用いられる。
（Ｄ）は図３の遅延回路２００の動作を説明するために
有用な波形を示す。図５の（Ａ）から（Ｄ）の波形は図
４の（Ａ），（Ｂ）の波形に関して拡大された時間ベー
スで示される。図１から５の類似の符号は類似の部品又
は機能を示す。図３の配置で、図４（Ａ）の従来のコン
ポジットブランキング信号ＣＯＭＰ−ＢＬＡＮＫが図３
のキャパシタＣ９９に結合された抵抗Ｒ９９を含む非対
称積分器２０３に印加される。抵抗Ｒ９９は非対称な特
性を提供するためにダイオードＤ９９に並列に結合され
る。非対称積分器２０３はダイオードＤ９９及びキャパ
シタＣ９９の速い時定数で時間ｔ２でブランキング遅延
（ｌａｇｇｉｎｇ）エッジを回復する一方で、抵抗Ｒ９
９及びキャパシタＣ９９の長い時定数を用いて図４
（Ａ）の水平ブランキングパルスＨＢを除去するために
用いられる。
【００２６】信号ＣＯＭＰ−ＢＬＡＮＫを得るために、
ＴＤＡ９１５１型の従来の偏向プロセッサ２０１は信号
ＳＣから（図示されない）クランピングパルスを除去す
る比較器２０２に結合されたサンドキャッスル（ｓａｎ
ｄｃａｓｔｌｅ）信号ＳＣを発生する。結果は図４
（Ａ）のＣＯＭＰ−ＢＬＡＮＫ信号は垂直ブランキング
期間ＶＢ及び水平ブランキングパルスＨＢ中にＬＯＷ状
態にある。他方で、ＣＲＴブランキングが要求されない
ときに、信号ＣＯＭＰ−ＢＬＡＮＫはＨＩＧＨ状態にあ
る。
ＴＤＡ９１５１型の従来の偏向プロセッサ２０１は信号
ＳＣから（図示されない）クランピングパルスを除去す
る比較器２０２に結合されたサンドキャッスル（ｓａｎ
ｄｃａｓｔｌｅ）信号ＳＣを発生する。結果は図４
（Ａ）のＣＯＭＰ−ＢＬＡＮＫ信号は垂直ブランキング
期間ＶＢ及び水平ブランキングパルスＨＢ中にＬＯＷ状
態にある。他方で、ＣＲＴブランキングが要求されない
ときに、信号ＣＯＭＰ−ＢＬＡＮＫはＨＩＧＨ状態にあ
る。
【００２７】図３の積分器２０３は図４（Ｂ）の低域通
過濾波されたＶＥＲＴ−ＢＬＡＮＫ信号を発生するよう
図４（Ａ）の水平ブランキングパルスＨＢを濾波する。
ＶＥＲＴ−ＢＬＡＮＫ信号は図３の積分器２０３により
発生された短い遅延により時間ｔ１でＬＯＷ状態にな
る。信号ＶＥＲＴ−ＢＬＡＮＫは図４（Ａ）の終了時間
ｔ２から短い遅延に続き、図４（Ｂ）の時間ｔ３でＨＩ
ＧＨ状態を達成する。遅延時間ｔ２−ｔ３は好ましくは
短く、図３のダイオード９９を介して速い充電動作の故
に、部品の耐久性に顕著に影響しない。
過濾波されたＶＥＲＴ−ＢＬＡＮＫ信号を発生するよう
図４（Ａ）の水平ブランキングパルスＨＢを濾波する。
ＶＥＲＴ−ＢＬＡＮＫ信号は図３の積分器２０３により
発生された短い遅延により時間ｔ１でＬＯＷ状態にな
る。信号ＶＥＲＴ−ＢＬＡＮＫは図４（Ａ）の終了時間
ｔ２から短い遅延に続き、図４（Ｂ）の時間ｔ３でＨＩ
ＧＨ状態を達成する。遅延時間ｔ２−ｔ３は好ましくは
短く、図３のダイオード９９を介して速い充電動作の故
に、部品の耐久性に顕著に影響しない。
【００２８】信号ＶＥＲＴ−ＢＬＡＮＫはＤ型フリップ
フロップ２０４のデータ入力２０４ａに結合される。フ
リップフロップ２０４の反転出力２０４ｂはＤ型フリッ
プフロップ２０４のデータ入力２０５ａに結合される。
フリップフロップ２０５の出力２０５ｂはＤ型フリップ
フロップ２０６のデータ入力２０６ａに結合される。フ
リップフロップ２０６出力２０６ｂはＤ型フリップフロ
ップ２０７のデータ入力２０７ａに結合される。
フロップ２０４のデータ入力２０４ａに結合される。フ
リップフロップ２０４の反転出力２０４ｂはＤ型フリッ
プフロップ２０４のデータ入力２０５ａに結合される。
フリップフロップ２０５の出力２０５ｂはＤ型フリップ
フロップ２０６のデータ入力２０６ａに結合される。フ
リップフロップ２０６出力２０６ｂはＤ型フリップフロ
ップ２０７のデータ入力２０７ａに結合される。
【００２９】フリップフロップ２０７の出力２０７ｂ及
びフリップフロップ２０４の反転出力２０４ｂは抵抗２
０８と抵抗２０９をそれぞれ介して、抵抗性論理（ｒｅ
ｓｉｓｔｉｖｅ ｌｏｇｉｃａｌ）ＯＲ機能を形成する
ようジャンクション端子２１０に結合される。図１の水
平レートフライバックパルス信号ＦＬＹＢは図３のフリ
ップフロップ２０４から２０７のそれぞれのクロック入
力端子に結合される。フリップフロップ２０４から２０
７はフライバックパルス信号ＦＬＹＢの正に進むリーデ
ィングエッジでクロックされる４段のシフトレジスタを
形成する。
びフリップフロップ２０４の反転出力２０４ｂは抵抗２
０８と抵抗２０９をそれぞれ介して、抵抗性論理（ｒｅ
ｓｉｓｔｉｖｅ ｌｏｇｉｃａｌ）ＯＲ機能を形成する
ようジャンクション端子２１０に結合される。図１の水
平レートフライバックパルス信号ＦＬＹＢは図３のフリ
ップフロップ２０４から２０７のそれぞれのクロック入
力端子に結合される。フリップフロップ２０４から２０
７はフライバックパルス信号ＦＬＹＢの正に進むリーデ
ィングエッジでクロックされる４段のシフトレジスタを
形成する。
【００３０】フリップフロップ２０４は垂直ブランキン
グ期間ＶＢの開始時間で、図４（Ａ）の時間ｔ０に近接
して、図５（Ａ）の時間ｔ１で信号Ｖ１３のリーディン
グエッジを発生する。図４（Ｂ）の時間ｔ３で、それは
図４（Ａ）の垂直ブランキング期間ＶＢの終了時間ｔ２
に続き、信号ＶＥＲＴ−ＢＬＡＮＫはＨＩＧＨ状態を達
成する。図３のフリップフロップ２０４から２０７の動
作は図５（Ａ）の期間ｔ３−ｔ４中にＨＩＧＨ状態に信
号Ｖ１３を維持する。図３のフリップフロップ２０４は
図５（Ｂ）の信号ＦＬＹＢの第一のパルスＦＬＹＢ
（１）が発生したときに状態が変わる。パルスＦＬＹＢ
（１）は図５（Ｂ）の時間ｔ３でＶＥＲＴ−ＢＬＡＮＫ
信号のテーリングエッジに続いて生ずる。図５（Ｂ）の
信号ＦＬＹＢの第四のパルスＦＬＹＢ（４）が図３のフ
リップフロップ２０４の状態変化に続き発生したとき
に、フリップフロップ２０７は状態が変化し、図５
（Ｃ）の時間ｔ４で信号Ｖ１３のテーリングエッジを発
生する。故に、遅延時間ｔ３−ｔ４が正確に時間決めさ
れた信号ＦＬＹＢにより決定される故に、時間ｔ４で信
号Ｖ１３のテーリングエッジは好ましくは厳密に制御さ
れる。
グ期間ＶＢの開始時間で、図４（Ａ）の時間ｔ０に近接
して、図５（Ａ）の時間ｔ１で信号Ｖ１３のリーディン
グエッジを発生する。図４（Ｂ）の時間ｔ３で、それは
図４（Ａ）の垂直ブランキング期間ＶＢの終了時間ｔ２
に続き、信号ＶＥＲＴ−ＢＬＡＮＫはＨＩＧＨ状態を達
成する。図３のフリップフロップ２０４から２０７の動
作は図５（Ａ）の期間ｔ３−ｔ４中にＨＩＧＨ状態に信
号Ｖ１３を維持する。図３のフリップフロップ２０４は
図５（Ｂ）の信号ＦＬＹＢの第一のパルスＦＬＹＢ
（１）が発生したときに状態が変わる。パルスＦＬＹＢ
（１）は図５（Ｂ）の時間ｔ３でＶＥＲＴ−ＢＬＡＮＫ
信号のテーリングエッジに続いて生ずる。図５（Ｂ）の
信号ＦＬＹＢの第四のパルスＦＬＹＢ（４）が図３のフ
リップフロップ２０４の状態変化に続き発生したとき
に、フリップフロップ２０７は状態が変化し、図５
（Ｃ）の時間ｔ４で信号Ｖ１３のテーリングエッジを発
生する。故に、遅延時間ｔ３−ｔ４が正確に時間決めさ
れた信号ＦＬＹＢにより決定される故に、時間ｔ４で信
号Ｖ１３のテーリングエッジは好ましくは厳密に制御さ
れる。
【００３１】信号Ｖ１３は抵抗Ｒ２６を介して、スイッ
チトランジスタＱ１５のベースに結合される。トランジ
スタＱ１５のコレクタは抵抗Ｒ２７を介して、トランジ
スタＱ２０のエミッタとトランジスタＱ１３のコレクタ
との間の接合端子に結合される。トランジスタＱ１３の
コレクタはトランジスタＱ２０のエミッタに結合され、
トランジスタ１３のエミッタはトランジスタＱ５のコレ
クタに結合される。垂直ブランキング及びＡＫＢ測定期
間中に、トランジスタＱ１３はトランジスタＱ１５によ
りオフされ、トランジスタＱ５のコレクタとトランジス
タＱ２０のエミッタ間の電流の流れをブロックする。
チトランジスタＱ１５のベースに結合される。トランジ
スタＱ１５のコレクタは抵抗Ｒ２７を介して、トランジ
スタＱ２０のエミッタとトランジスタＱ１３のコレクタ
との間の接合端子に結合される。トランジスタＱ１３の
コレクタはトランジスタＱ２０のエミッタに結合され、
トランジスタ１３のエミッタはトランジスタＱ５のコレ
クタに結合される。垂直ブランキング及びＡＫＢ測定期
間中に、トランジスタＱ１３はトランジスタＱ１５によ
りオフされ、トランジスタＱ５のコレクタとトランジス
タＱ２０のエミッタ間の電流の流れをブロックする。
【００３２】本発明の特徴を実施する場合に、Ｑ２０に
対するエミッタ電流は好ましくは抵抗Ｒ２７とトランジ
スタＱ１５を介してＡＫＢ測定中に維持される。抵抗Ｒ
２７はＡＫＢ測定期間中にトランジスタＱ２０のエミッ
タと接地との間に結合される。ＡＫＢ測定期間中に、抵
抗Ｒ２７はそれにわたる約１１．７ボルトの一定の電圧
を有する。抵抗Ｒ２７の値は抵抗Ｒ１にわたり印加され
た電圧が供給電圧ＶＳＵと端子９７ａの動的合焦電圧の
ピーク値との間の差に等しいようにトランジスタＱ２０
に一定の電流を生ずるよう選択される。これは通常の動
的合焦電圧がＡＫＢ測定期間の後に開始するときにそう
でなければ生ずる望ましくない過渡的な合焦電圧及び第
一のビデオラインの合焦誤りを除去する。抵抗Ｒ２７が
トランジスタＱ２０のエミッタに結合されない場合に
は、端子９７ａでの増幅器出力電圧９７は供給電圧ＶＳ
Ｕの＋１６００Ｖレベルに到達する傾向にある。しかし
ながら端子９７ａでの波形の望ましいピークは典型的に
は１４５０Ｖである。端子９７ａでの増幅器出力電圧が
１６００Ｖになった場合には大きな過渡現象が画像の上
端で第一の可視的な水平ラインの開始で生ずる。過渡現
象は第一の可視的なラインの最初の部分で引き起こさ
れ、それはデフォーカスされるＡＫＢ測定期間に続いて
生ずる。
対するエミッタ電流は好ましくは抵抗Ｒ２７とトランジ
スタＱ１５を介してＡＫＢ測定中に維持される。抵抗Ｒ
２７はＡＫＢ測定期間中にトランジスタＱ２０のエミッ
タと接地との間に結合される。ＡＫＢ測定期間中に、抵
抗Ｒ２７はそれにわたる約１１．７ボルトの一定の電圧
を有する。抵抗Ｒ２７の値は抵抗Ｒ１にわたり印加され
た電圧が供給電圧ＶＳＵと端子９７ａの動的合焦電圧の
ピーク値との間の差に等しいようにトランジスタＱ２０
に一定の電流を生ずるよう選択される。これは通常の動
的合焦電圧がＡＫＢ測定期間の後に開始するときにそう
でなければ生ずる望ましくない過渡的な合焦電圧及び第
一のビデオラインの合焦誤りを除去する。抵抗Ｒ２７が
トランジスタＱ２０のエミッタに結合されない場合に
は、端子９７ａでの増幅器出力電圧９７は供給電圧ＶＳ
Ｕの＋１６００Ｖレベルに到達する傾向にある。しかし
ながら端子９７ａでの波形の望ましいピークは典型的に
は１４５０Ｖである。端子９７ａでの増幅器出力電圧が
１６００Ｖになった場合には大きな過渡現象が画像の上
端で第一の可視的な水平ラインの開始で生ずる。過渡現
象は第一の可視的なラインの最初の部分で引き起こさ
れ、それはデフォーカスされるＡＫＢ測定期間に続いて
生ずる。
【００３３】そのような大きな過渡現象を防ぐために、
抵抗Ｒ２７を通りトランジスタＱ２０への電流路を提供
するトランジスタＱ１５の電流は垂直ブランキング及び
ＡＫＢ測定期間中の端子９７ａでの出力電圧を減少す
る。トランジスタＱ２０は電流源として動作し、抵抗Ｒ
１にわたる電圧を降下させる。ＡＫＢ測定期間中に、端
子９７ａでの動的合焦電圧は水平及び垂直放物線成分の
和のピークに概略等しいレベルに設定される。それによ
り、合焦電圧過渡現象がＡＫＢ測定期間に続き、顕著に
減少される利点を有する。
抵抗Ｒ２７を通りトランジスタＱ２０への電流路を提供
するトランジスタＱ１５の電流は垂直ブランキング及び
ＡＫＢ測定期間中の端子９７ａでの出力電圧を減少す
る。トランジスタＱ２０は電流源として動作し、抵抗Ｒ
１にわたる電圧を降下させる。ＡＫＢ測定期間中に、端
子９７ａでの動的合焦電圧は水平及び垂直放物線成分の
和のピークに概略等しいレベルに設定される。それによ
り、合焦電圧過渡現象がＡＫＢ測定期間に続き、顕著に
減少される利点を有する。
【図１】本発明の特徴による水平偏向回路出力段及び動
的合焦電圧発生器を示す。
的合焦電圧発生器を示す。
【図２】本発明の特徴による水平偏向回路出力段及び動
的合焦電圧発生器を示す。
的合焦電圧発生器を示す。
【図３】本発明の特徴による遅延回路を示す。
【図４】図２による遅延回路の動作を説明するための波
形を示す。
形を示す。
【図５】図２による遅延回路の動作を説明するための波
形を示す。
形を示す。
６０ スイッチング回路 ６０ａ、６０ｂ スイッチ制御信号 ７０ 減衰器 ９８、９８’ バッファ ９９ 動的合焦電圧発生器 １００ 調整電源 １０１ 出力団 １０３ 駆動段 １０３ａ 駆動制御信号 １０４ トランジスタ １０５ リトレースキャパシタ １０８ ダンパーダイオード １２０ 端子 ２０１ 抵抗 ２０８ マイクロプロセッサ ２０９ 周波数／データ信号変換器 ２０９ａ ワード信号 ２０９ｂ データ信号 Ｖ５、Ｖ５’ 放物線電圧 Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ２０、Ｃ２１，Ｃ２２、Ｃ
２４，Ｃ２６，ＣＳ１，ＣＳ２，ＣＳ３ キャパシタ Ｑ１，Ｑ２，Ｑ２’Ｑ５，Ｑ６，Ｑ７，Ｑ１０，Ｑ１
３，Ｑ２０、Ｑ２１ トランジスタ Ｒ１，Ｒ２，Ｒ５，Ｒ７，Ｒ１１，Ｒ１２．Ｒ１７，Ｒ
２５．Ｒ７１，Ｒ７２，Ｒ７３ 抵抗 ＰＣ１ フォトカプラー ＣＤＳ 光抵抗器 ＬＥＤ 発光ダイオード Ｄ５，Ｄ６，Ｄ７ ダイオード Ｂ＋ 供給電圧 Ｔ０ フライバックトランス Ｔ０Ｗ０、Ｔ０Ｗ１、Ｔ０Ｗ３、ＬＹ 巻き線 Ｔ０Ａ 端子 ＬＩＮ リニアリティインダクタ ＦＢ フライバックパルス信号 Ｅ−Ｗ 水平レート放物線信号
２４，Ｃ２６，ＣＳ１，ＣＳ２，ＣＳ３ キャパシタ Ｑ１，Ｑ２，Ｑ２’Ｑ５，Ｑ６，Ｑ７，Ｑ１０，Ｑ１
３，Ｑ２０、Ｑ２１ トランジスタ Ｒ１，Ｒ２，Ｒ５，Ｒ７，Ｒ１１，Ｒ１２．Ｒ１７，Ｒ
２５．Ｒ７１，Ｒ７２，Ｒ７３ 抵抗 ＰＣ１ フォトカプラー ＣＤＳ 光抵抗器 ＬＥＤ 発光ダイオード Ｄ５，Ｄ６，Ｄ７ ダイオード Ｂ＋ 供給電圧 Ｔ０ フライバックトランス Ｔ０Ｗ０、Ｔ０Ｗ１、Ｔ０Ｗ３、ＬＹ 巻き線 Ｔ０Ａ 端子 ＬＩＮ リニアリティインダクタ ＦＢ フライバックパルス信号 Ｅ−Ｗ 水平レート放物線信号
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ランディー ウェイン クレイグ アメリカ合衆国 インディアナ州 46038 フィッシャーズ チェスナット・ヒル・ コート 10550 (72)発明者 ジョン バレット ジョージ アメリカ合衆国 インディアナ州 46033 カーメル レイクショア・ドライヴ・イ ー 11408
Claims (2)
- 【請求項１】合焦電極を含む陰極線管と；合焦電圧補正
入力信号源と；増幅器の出力に、該合焦電極に結合され
た合焦電圧の動的合焦電圧成分を発生させる該合焦電圧
補正入力信号に応答する第一の入力を有する増幅器と；
周期的な制御信号に応答し、偏向サイクルの自動キネバ
イアス（ＡＫＢ）測定期間中に、該動的合焦電圧成分を
ディスエーブルするために、該合焦電圧補正入力信号の
信号路に結合された第一の半導体スイッチと；周期的な
制御信号に応答し、該自動キネバイアス（ＡＫＢ）測定
期間外では、第二の入力信号が該増幅器の結合から外さ
れ、該自動キネバイアス（ＡＫＢ）測定期間中に該合焦
電圧を制御するために該第二の入力信号を該増幅器の第
二の入力に印加するよう、該増幅器に結合された第二の
半導体スイッチとからなるビデオ画像化装置。 - 【請求項２】合焦電極を含む陰極線管と；合焦電圧補正
入力信号源と；該入力信号に応答し、第二のトランジス
タの制御端子に結合された第一のトランジスタと；周期
的合焦電圧ブランキング信号源と；自動キネバイアス
（ＡＫＢ）測定期間外で該第一のトランジスタを該合焦
電極に結合し、該自動キネバイアス（ＡＫＢ）測定期間
中に該合焦電極から該第一のトランジスタを結合から外
すよう該ブランキング信号に応答する第三のトランジス
タとからなり、該第二のトランジスタは能動プルアップ
配置を形成することにより第一の方向に電流を供給する
ために該合焦電極に結合され、該第一のトランジスタは
能動的なプルダウン配置を形成することにより反対方向
に電流を供給するために該第二のトランジスタをバイパ
スし、該第一と第二のトランジスタは該合焦電極に動的
合焦電圧を供給するように、該合焦電極に更に結合され
るビデオ画像化装置。
Applications Claiming Priority (2)
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| US4560910A (en) * | 1984-01-19 | 1985-12-24 | Zenith Electronics Corporation | Parabolic waveform generator |
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| KR100242836B1 (ko) * | 1996-02-24 | 2000-02-01 | 윤종용 | 지연 보상 다이나믹 포커스 증폭기 |
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-
1998
- 1998-08-07 US US09/130,974 patent/US6118233A/en not_active Expired - Fee Related
-
1999
- 1999-08-05 GB GBGB9918520.9A patent/GB9918520D0/en not_active Ceased
- 1999-08-06 KR KR1019990032227A patent/KR100608522B1/ko not_active IP Right Cessation
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- 1999-08-06 GB GB9918638A patent/GB2340711B/en not_active Expired - Fee Related
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|---|---|---|---|
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Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20060601 |
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