FR2742869A1 - Circuit de conditionnement de signal de capteur commande par microprocesseur - Google Patents

Abstract

La présente invention a pour objet un appareil et un procédé de compensation d'un signal de mesure. Appareil comprenant: un convertisseur analogique-numérique (16) travaillant en mode d'intégration à pente duale, le convertisseur comprenant un intégrateur ayant un premier port d'entrée pour recevoir sélectivement soit le signal de mesure analogique, soit une tension de référence, et un deuxième port d'entrée pour recevoir une tension de commande, le convertisseur comprenant en outre un comparateur (17) connecté à une sortie de l'intégrateur et un compteur (24) destiné à commander le nombre d'étapes durant la phase d'intégration à pente positive; un contrôleur, connecté au premier port d'entrée de l'intégrateur, afin de fournir la tension de référence à l'intégrateur pendant la phase d'intégration à pente négative; et un amplificateur, ayant un gain commutable, une sortie de l'amplificateur étant connectée au premier port d'entrée de l'intégrateur, dans lequel le contrôleur comprend un microprocesseur.

Description

DESCRIPTION

L'invention concerne un procédé et un dispositif pour mesurer des signaux analogiques et effectuer une compensation des erreurs de mesure. En particulier, elle concerne un capteur de pression piézo- résistif ou tout autre capteur ou capteurs résistif(s), ayant une sortie en tension de courant continue, devant être convertie en une valeur numérique. Les capteurs se présentant sous la forme de capteurs piézo-résistifs sont connus, et ont été incorporés dans des

circuits de pont pour mesurer les fluctuations de pression.

Des imprécisions, subies dans les composants utilisés dans les circuits de pont et les fluctuations imputables à la température, peuvent provoquer des erreurs de lecture. Des erreurs typiques comprennent le déplacement de point zéro et la dispersion de la valeur de mesure provoquée par la fluctuation des valeurs de résistance que l'on a dans les branches du pont de mesure. Les fluctuations de température peuvent provoquer des erreurs additionnelles par un déplacement du point zéro et affecter la sensibilité du point. Des erreurs de linéarité imputables à la non linéarité des caractéristiques des composants entraînent une influence supplémentaire sur la précision des résultats. Les tolérances venant de la production, que l'on a dans la fabrication des différents composants, affectent leurs

sensibilités relatives et le point zéro du pont de capteur.

Le point zéro est, en outre, influencé par des instabilités à long terme, qui augmentent de façon significative lors

d'une utilisation à long terme du dispositif.

Différents circuits de compensation ont été envisagés.

L'un de ceux-ci est le circuit qui est décrit dans le brevet US N 4.192.005, qui permet d'effectuer une compensation en température. Dans ce circuit, une compensation du signal analogique est proposée avant d'effectuer sa conversion dans un ADC (Transducteur Analogique-Numérique). Les circuits de compensation de cette nature impliquent l'équilibrage du pont de capteur lui-même, ou bien des amplificateurs subséquents. Le problème se posant avec ce type de circuit est que la compensation est basée sur les résultats ayant été obtenus et qu'elle ne

donne pas de résultats suffisamment précis.

Dans un autre type de circuit de compensation le signal analogique est d'abord numérisé. Le problème se posant avec cette approche est que la totalité du signal, y compris les erreurs, est numérisée à partir du déport. Suite à la limitation de la plage de fonctionnement de l'ADC, il y a une perte de la résolution de cet ADC. En outre, un grand nombre de registres de stockage (RAM) et de moyens de stockage de code de programme (ROM) sont nécessaires pour

faciliter le traitement du signal numérique.

Un circuit amélioré est décrit dans le EP-A 0169414.

Dans le circuit, le signal analogique est l'objet d'un traitement supplémentaire sous forme analogique au moyen d'un circuit de compensation numérique. Le signal analogique est numérisé et les valeurs numérisées sont utilisées pour adresser des valeurs de compensation pré-stockées afin d'ajuster l'alimentation de puissance au pont de mesure et/ou l'amplification des amplificateurs opérationnels montés en aval. Ce circuit permet d'obtenir une compensation en température, une compensation de point zéro et de linéarité. La précision cependant est limitée suite à l'erreur de quantification de l'ajustement numérique du signal de sortie analogique. Le problème se posant avec la compensation analogique, faisant utilisation d'un amplificateur opérationnel, est que des signaux de puissance relativement grands, dans la plage des mA, sont nécessaires pour minimiser les effets relatifs du bruit. Tout traitement supplémentaire (numérisation) demande par conséquent d'avoir une séparation entre le convertisseur analogique-numérique et le microprocesseur. En outre de nombreuses étapes coûteuses sont impliquées au stade de l'étalonnage d'un tel système. Ainsi, une conformation de signal faite avant la conversion analogique-numérique demande d'avoir une amplification additionnelle du signal analogique, ce qui augmente la consommation en puissance et le besoin en circuit additionnel devant faire l'objet d'un réglage manuel. L'amplification additionnelle mène également à des erreurs supplémentaires qui ne sont pas corrigibles. D'autre part, la compensation du signal de mesure, faite après conversion analogiquenumérique, mène à un écrêtage du

signal de mesure d'origine.

Un autre dispositif de l'art antérieur est celui décrit dans le brevet US 5.121.118 dont Mr. Hermann, qui est l'un

des inventeurs de la présente demande, en est l'inventeur.

Le brevet 5.121.118 décrit un appareil pour la compensation d'un signal de mesure, impliquant un convertisseur analogique- numérique fonctionnant en mode d'intégration à rampe duale avec des moyens pour fournir une compensation de point zéro et une manipulation de la tension de référence et du temps d'intégration. Il fournit ainsi un appareil amélioré pour obtenir la compensation de signal, dans lequel la compensation a lieu pendant le processus de conversion analogique-numérique. Cependant il souffre d'un certain nombre d'inconvénients, y compris d'une limitation de la précision et de la résolution de l'ADC, ainsi que du besoin

d'avoir de multiples alimentations en puissance.

Un objet de l'invention est d'éviter l'utilisation de composants de compensation discrets demandant de grandes performances et des séries d'alimentation de référence de capteur, fortement critiques et devant âtre adaptées manuellement. Un objet de l'invention est d'inclure toutes les interfaces de capteur sur une seule puce. Un autre objet de l'invention est de proposer un circuit de conditionnement de signal capteur, par exemple un circuit de mesure de pression, ayant une entrée d'alimentation en puissance

unique.

Encore un autre objet de l'invention est que la compensation d'erreurs du capteur soit effectuée par un

logiciel permettant d'augmenter la polyvalence.

Un autre objet de l'invention est d'éviter d'avoir un trop grand nombre d'amplificateurs, ayant chacun un décalage et un gain demandant une mise au point précise et individuelle. Egalement un objet de l'invention est d'éviter le besoin d'avoir des convertisseurs analogiques-numériques coûteux, à

haute puissance et à haute résolution.

Un objet de l'invention est d'éliminer le besoin d'avoir un ajustement de l'étalonnage individuel pour les résistances et une fusion des résistances et d'éviter tout composant inutile pour la compensation de la courbe d'erreur

et d'avoir un pré-étalonnage coûteux du capteur.

Un autre objet de l'invention est de proposer un circuit de conditionnement de signal capteur qui soit à auto- étalonnage et qui soit complètement programmable pour réaliser la compensation d'erreur des capteurs sous la

commande d'un logiciel.

Un autre objet de l'invention est de proposer un circuit de conditionnement de signal capteur, par exemple un circuit de détection de pression, donnant une compensation pour les différentes erreurs liées à la température, les tolérances de production et les erreurs à long terme mentionnés ci-dessus. En particulier, un objet de l'invention est de mesurer la température en utilisant la fluctuation de la résistance du point de capteur de pression et en utilisant ces valeurs de températures pour effectuer une compensation du signal de pression. Un autre objet de l'invention est de

comprendre une sonde de température prévue sur puce.

Un autre objet de l'invention est d'ajuster le signal de sortie de capteur en produisant une source de courant ou une source de tension programmable, afin d'alimenter directement

le capteur résistif.

Encore un autre objet de l'invention est de produire un tampon/amplificateur à faible bruit, ayant une commande de gain qui soit programmable. Encore un autre objet de l'invention est de réduire le bruit du tampon/amplificateur, en fournissant un dispositif latéral NPN à faible bruit, à titre d'extrémité frontale du tampon/amplificateur sur le même circuit intégré CMOS, pour obtenir une amélioration

générale concernant ce bruit.

Un autre objet de l'invention est de proposer un circuit de conditionnement de signal de capteur par exemple un circuit de mesure de pression, qui comprend un intégrateur à

rampe dual, programmable.

Un autre objet encore de l'invention est de proposer un circuit de conditionnement de signal de capteur par exemple un circuit de détection de pression, dans lequel le décalage et la pleine échelle sont compensés dans le convertisseur analogique-numérique lui-même. En particulier, un objet de l'invention est de proposer un condensateur prévu dans le convertisseur analogique-numérique, afin de stocker la valeur de décalage analogique. Un autre objet de l'invention est d'ajuster la hauteur de rampe pendant la phase à pente positive d'intégration en ajustant le compteur, et d'ajuster le gradient pendant la phase à pente négative en ajustant

l'ampleur de la tension de référence à l'intégrateur.

Selon l'invention il est proposé un appareil de compensation d'un signal de mesure comprenant: un convertisseur analogique- numérique travaillant en mode d'intégration à rampe duale, le convertisseur comprenant un intégrateur ayant un premier port d'entrée pour recevoir sélectivement soit le signal de mesure analogique soit une tension de référence, et un deuxième port d'entrée pour recevoir une tension de commande, le convertisseur comprenant en outre un comparateur connecté à une sortie de l'intégrateur et un compteur destiné à commander le nombre d'étapes durant la phase d'intégration à rampe positive; un contrôleur connecté au premier port d'entrée de l'intégrateur, afin de fournir la tension de référence à l'intégrateur pendant la phase d'intégration à rampe négative; et un amplificateur, ayant un gain commutable, une sortie de l'amplificateur étant connectée au premier port d'entrée de l'intégrateur, dans lequel le contrôleur

comprend un microprocesseur.

Le contrôleur peut comprendre une mémoire à données, connectée au microprocesseur, et dans lequel l'appareil comprend en outre un convertisseur numérique-analogique, destiné à produire la tension de référence en réponse à une

valeur numérique fournie à partir de la mémoire à données.

La mémoire peut être connectée au convertisseur numérique-analogique et les données dans la mémoire comprennent une valeur de compensation de décalage numérique, une valeur d'ajustement brute à pleine échelle, pré-programmée et des valeurs d'ajustement fines à pleine échelle pré-programmées. La valeur de compensation de décalage numérique et la valeur d'ajustement brute à pleine échelle pré-programmée comprennent chacune un mot de 8 bits et les valeurs d'ajustement fines à pleine échelle pré- programmée comprennent des mots à 12 bits. La tension de référence correspond à la valeur d'ajustement brute à pleine échelle numérique à 8 bits fournie depuis la mémoire pour

donner à l'intégrateur l'ajustement brut à pleine échelle.

Les valeurs d'ajustement fines à pleine échelle peuvent être calculées par interpolation à partir des valeurs d'ajustement fines à pleine échelle pré-programmées et être utilisées pour ajuster le nombre d'étapes comptées par le compteur. Le premier port d'entrée de l'intégrateur peut comprendre un condensateur chargé à une tension de compensation de décalage correspondant à la valeur de

compensation de décalage numérique.

En outre au moins un capteur peut être connecté à un circuit pont associé, dans lequel le signal de mesure est dérivé du au moins un circuit pont. Une source de courant ou une source de tension programmable peut être connectée à l'un des au moins un capteurs. L'appareil comprend une pluralité de capteurs et un interrupteur pour connecter sélectivement la source de courant ou la source de tension à l'un quelconque parmi la pluralité de capteurs. La source de courant ou la source de tension programmable comprend un sélecteur à étagement. Une pluralité de sources de courant ou une source de tension connectée(s) peut être connectée à chaque capteur, et les sources de courant ou la source de tension programmable(s) comprennent chacune un sélecteur à étagement. La valeur du sélecteur à étagement, à une température minimale prédéterminée pour laquelle un signal de sortie

peut être obtenu du comparateur, est stockée en mémoire.

Les valeurs d'ajustement fines à pleine échelle pré- programmées peuvent correspondre à des valeurs de compensation obtenues pour des températures et des pressions prédéterminées. Le microprocesseur est typiquement programmé pour calculer les valeurs de compensation en température et en pression, par interpolation, en utilisant les valeurs d'ajustement fines à pleine échelle pré- programmées ayant

été stockées dans la mémoire à données.

Un multiplexeur peut être connecté entre la mémoire et le convertisseur numérique-analogique pour transmettre soit la valeur de compensation de décalage, soit la valeur d'ajustement brute à pleine échelle au convertisseur numérique-analogique. La mémoire peut comprendre un dispositif mémoire à

lecture seule effaçable et programmable, électriquement.

L'amplificateur peut comprendre un tampon/amplificateur ayant un moyen de tampon latéral NPN, précédant un

dispositif COMOS et formé sur le même dispositif semi-

conducteur COMOS.

L'appareil peut comprendre des moyens de commutation de supercharge permettant de stabiliser rapidement l'appareil pendant les phases neutres d'intégration et lorsqu'il y a

commutation entre différents signaux.

En outre selon l'invention il est proposé un appareil de traitement de signaux de mesure analogiques comprenant: un convertisseur analogiquenumérique comprenant un intégrateur à rampe duale, fonctionnant en phase à rampe négative avec une tension de référence d'ajustement brute à pleine échelle; une unité de stockage permettant de stocker une valeur de référence d'ajustement brute à pleine échelle correspondant à la tension de référence d'ajustement brute à pleine échelle; un convertisseur numérique-analogique connecté entre l'unité de stockage et l'intégrateur; et un amplificateur à gain commutable, connecté à l'intégrateur, pour amplifier les signaux de mesure analogiques pendant la

phase à rampe positive de l'intégration.

Une valeur de compensation de décalage est stockée dans l'unité de stockage et le convertisseur analogique-numérique comprend un condensateur de stockage de tension de compensation de décalage destiné à compenser, pendant une phase neutre d'intégration, le décalage de tension, le condensateur de stockage de tension de compensation de décalage recevant une tension liée à la valeur de

compensation de décalage.

L'appareil peut comprendre en outre un multiplexeur ayant une sortie connectée au convertisseur numérique-analogique et une entrée connectée à l'unité de stockage. L'appareil peut comprendre en outre une interface microprocesseur destinée à assurer la connexion à un

microprocesseur externe.

L'appareil peut comprendre en outre un moyen de commande destiné à commander la transmission de la valeur de compensation de décalage pour le condensateur de stockage de tension de compensation de décalage et la transmission de la

valeur de référence d'ajustement brute à pleine échelle.

De nouveau encore, selon l'invention, il est proposé un appareil de traitement de signaux de mesure analogiques comprenant: un convertisseur analogique-numérique comprenant un intégrateur à rampe duale; un moyen compteur pour commander le nombre d'étapes d'intégration pendant la phase à rampe positive de l'intégration; une unité de stockage pour stocker des valeur d'ajustement fines à pleine échelle pré-programmées; un contrôleur permettant de calculer des valeurs de compensation spécifiques à partir des valeurs d'ajustement fines pré-programmées pour commander le nombre d'étapes d'intégration du compteur; et un amplificateur à gain commutable connecté à l'intégrateur pour amplifier les signaux de mesure analogiques pendant la

phase à rampe positive de l'intégration.

L'appareil peut comprendre une horloge programmable connectée au moyen compteur pour ajuster la fréquence du

moyen compteur.

De nouveau encore, selon l'invention, il est proposé un procédé de mesure d'un signal de compensation comprenant: la fourniture d'un convertisseur analogique-numérique comprenant un intégrateur à rampe duale ayant un port d'entrée pour recevoir un signal de mesure analogique et un comparateur connecté à une sortie de l'intégrateur; fourniture au moyen d'un compteur d'un temps sélectionnable d'intégration pendant la phase d'intégration à rampe positive; application d'une tension de référence d'ajustement brute à pleine échelle au port d'entrée de l'intégrateur pendant une phase à rampe négative de l'intégration; et ajustement de l'amplification du signal appliqué au port d'entrée de l'intégrateur pendant la phase

à rampe positive.

Le procédé peut comprendre le fait que la tension de référence d'ajustement brute à pleine échelle soit appliquée au port d'entrée sous l'effet de la commande programmable du microprocesseur. Le procédé peut en outre comprendre: la fourniture, sous une commande de microprocesseur programmable, d'une tension de compensation de décalage prédéterminée au port d'entrée d'un intégrateur pour fixer le point de début de l'intégration. Des données numériques peuvent être fournies sous l'effet de la commande d'un microprocesseur à partir d'une mémoire à données et les données peuvent comprendre une valeur de compensation de décalage qui est représentative de la tension de compensation de décalage, des valeurs d'ajustement fines à pleine échelle pré- programmées pour ajuster la durée d'intégration pendant la phase à rampe positive, et une valeur de référence pré-programmée devant être utilisée lors de la fourniture à l'intégrateur de la

tension de référence d'ajustement brute à pleine échelle.

La valeur de compensation de décalage est convertie en tension de compensation de décalage et la valeur de référence est convertie à la tension de référence d'ajustement brute à pleine échelle, dans un convertisseur numérique-analogique, avant d'être appliquée à l'intégrateur. Le procédé peut comprendre en outre une phase d'étalonnage, pendant laquelle les valeurs d'ajustement fines à pleine échelle pré-programmées et la valeur de référence pré-programmée sont stockées dans la mémoire à données. La mémoire à données peut comprendre un dispositif mémoire à lecture seule effaçable et programmable, électriquement. La tension de compensation de décalage est appliquée à l'intégrateur en chargeant un condensateur connecté au port d'entrée. Le procédé peut comprendre en outre l'étape de calcul de valeurs d'ajustement fines à pleine échelle spécifiques à partir des valeurs d'ajustement fines à pleine échelle

pré-programmées, par une interpolation.

L'interpolation est une interpolation polynomiale utilisant l'équation: Y = LO*YO + Li*Y1 + L2*Y2 + L3 + Y3 dans laquelle LO, L1, L2 et L3 sont:

LO = (X-X1) * (X-X2) * (X-X3)

(XO-Xl) * (X0-X2) * (XO-X3) Ll (X-XO) * (X-X2) * (X-X3) (Xl-XO) * (Xl-X2) * (X1-X3)

L2 - (X-XO) * (X-X1) * (X-X3)

(X2-XO) * (X2-X1) * (X2-X3)

L3 - (X-XO) * (X-X1) * (X-X2)

(L-X3-XO) * (X3-Xl) * (X3-X2) Les valeurs de référence des valeurs d'ajustement fines à pleine échelle pré-programmées peuvent être des valeurs de compensation pré-programmées obtenues pour différentes

températures et pressions prédéterminées.

Le signal de mesure peut être dérivé d'un capteur, dans un circuit pont, le procédé comprenant en outre: l'augmentation graduelle du courant fourni au circuit pont à une température minimale prédéterminée, jusqu'à obtenir un signal du comparateur, dont l'amplitude du courant est représentatif d'une tension de compensation d'erreur de

composant.

Les données correspondant au courant fourni au circuit pont peuvent être stockées dans la mémoire à données à titre

de valeur de compensation d'erreur de composant.

Le procédé peut comprendre en outre l'étape de multiplexage de la transmission des données numériques à un convertisseur numérique-analogique, pour fournir sélectivement, au convertisseur numérique-analogique, la valeur de compensation de décalage ou la valeur de référence pré-programmée. Le procédé peut en outre proposer la fourniture d'un capteur de pression dans lequel les valeurs d'ajustement fines à pleine échelle pré-programmées sont déterminées pendant la phase d'étalonnage en exposant le capteur de pression à des variations prédéterminées de température et

de pression.

Le convertisseur analogique-numérique peut être exploité, en un mode de détection de température, pour obtenir des mesures de température, et en un mode de

détection de pression, pour obtenir des mesures de pression.

Les valeurs obtenues dans un mode étant utilisées lors du calcul de la valeur d'ajustement fines à pleine échelle

spécifique fait dans le mode subséquent.

Le mode de détection de température et le mode de détection de pression sont engagés à des intervalles de temps prédéterminés au moyen d'un interrupteur de commande, lorsqu'on le souhaite Le mode de détection de température peut, par exemple, être engagé de une à trois fois chaque minute, et le mode de détection de pression peut être engagé

de une à deux fois, chaque seconde.

Le convertisseur analogique-numérique peut être exploité en un mode de détection de température et dans un mode de détection de pression, et dans lequel le procédé comprend une technique d'économie de courant dans laquelle du courant est fourni au capteur seulement pendant la phase à rampe

positive de l'intégration.

Le procédé peut comprendre en outre l'utilisation de techniques de supercharge durant les phases à rampe neutre, pour faciliter l'obtention d'une cadence plus élevée des

compensations de signal de mesure.

Le procédé peut comprendre en outre l'étalonnage de l'horloge pour obtenir une hauteur de rampe d'intégrateur minimale prédéterminée, et dans lequel l'étalonnage de l'horloge peut comprendre l'ajustement de la fréquence d'horloge pour obtenir une fréquence souhaitée et le stockage de la fréquence souhaitée dans la mémoire à données. Le convertisseur numérique-analogique est exploité en un mode de détection d'alimentation de puissance, à des intervalles de temps prédéterminés ou lorsqu'on le souhaite, afin de compenser les variations éventuelles de la puissance fournie au convertisseur. Les valeurs de compensation d'alimentation en puissance spécifiques sont calculées par une interpolation à partir des valeurs de compensation d'alimentation de puissance pré-programmées, stockées dans la mémoire à données, afin d'assurer une compensation des

fluctuations de la puissance fournie au convertisseur.

D'autres caractéristiques et avantages de l'invention

ressortiront plus clairement à la lecture de la description

ci-après, faite en référence aux dessins annexés, dans lesquels: La figure 1 est une représentation schématique du schéma d'un circuit de détection selon l'invention; la figure 2 est une illustration schématique d'une puce à circuit de détection selon l'invention; la figure 3 est une illustration schématique d'un autre - mode de réalisation d'une puce à circuit de détection selon l'invention; la figure 4 est une illustration schématique détaillée d'une partie de la puce à circuit de détection de la figure 2 montrant le circuit lorsqu'il est dans un mode de détection de pression; la figure 5 est une illustration schématique détaillée d'une partie du circuit de détection de la figure 2 montrant le circuit lorsqu'il est dans un mode de détection de température; la figure 6 est une illustration schématique détaillée d'une partie du circuit de détection de la figure 2 montrant le circuit lorsqu'il est dans un mode de détection de tension; la figure 7 est une représentation d'un tampon latéral NPN destiné à être utilisé dans un mode de réalisation de l'invention, la figure 8 est une représentation schématique d'un étage de transistor bipolaire NPN latéral; la figure 9 est un profil montrant le processus d'ajustement du signal; la figure 10 représente une paire de courbes montrant la relation en fonction du temps et en fonction de la température, qui est utilisée pour obtenir des valeurs de compensation de pression à des températures prédéterminées lors d'une phase d'étalonnage; et la figure 11 est une courbe d'intégration à pente duale montrant des entrées de compensation selon l'invention. La figure 1 illustre schématiquement d'une façon simplifiée le circuit de traitement de signal selon l'invention. En particulier, une application altimétrique va être décrite, ayant une plage de fonctionnement en température de -10 à +55 C et une plage d'altitudes allant de 1400 m à 6000 m. Le circuit 10 comprend des capteurs 12 connectés au moyen d'une interface de capteur 14 à un convertisseur analogique-numérique (ADC) 16 et un comparateur 17. Une logique de contrôle maître (MCL) 18 commande les différentes phases de l'ADC 16 et reçoit des entrées venant de l'ADC et du comparateur 17. La MCL 18 a une sortie reliée à un bus interne 20. Le bus 20 relie la logique de commande maître 18 à un convertisseur numérique- analogique (DA) 22, à un compteur AD 24, à une source de courant 26 qui est connectée à l'interface de capteur 14. Le circuit de traitement de signal 10 comprend en outre une interface microprocesseur 28. Le circuit 10 comprend en outre un circuit oscillateur 30 destiné à commander l'horloge système (non représenté) qui, à son

tour, commande le compteur AD 24.

Les capteurs comprennent un capteur piézo-résistif connectés en un circuit en pont. Il est à noter que le capteur piézo-résistif pourrait être remplacé par tout capteur résistif ayant une sortie en tension continue devant être convertie en une valeur numérique. La puissance fournie au capteur 12 est réglable à l'aide de la source de courant programmable 26. La source de courant 26 est actionnée au moyen d'un sélecteur à étagement, comme ceci sera décrit

plus en détail ci-après.

L'ADC 16 va également être discuté plus en détail ci-dessous. Il est constitué essentiellement d'un intégrateur en dents de scie à pente duale. Ceci permet d'avoir une compensation triple, précisément un décalage de niveau (ajustement de décalage) dans la phase neutre, un ajustement à longueur de phase (pendant la phase à pente positive), et une transformation de tension de référence,

pendant la phase à pente négative subséquente.

Le circuit 10, entre autres choses, fournit l'ajustement de la source de courant en déterminant la valeur du courant nécessaire à une température minimale prédéterminée pour obtenir une lecture de sortie depuis l'ADC 16. Le sélecteur à étagement 32, connecté à la source de courant 26, augmente graduellement la quantité de courant fournie aux circuit en pont. Le sélecteur à étagement 32 est commandé par un convertisseur numérique-analogique à 4 bits

désigné par 34, ceci en 16 étapes discrètes programmables. Le circuit 10 est commandé par un microprocesseur externe

(non représenté) qui peut comprendre une RAM ou une EPROM.

Une fois qu'on a obtenu un signal de sortie depuis l'ADC 16, la valeur de la sélection d'étagement est enregistrée et stockée dans la RAM/EPROM du microprocesseur ou bien dans une RAM ou un EPROM externe, à titre de * à 4 bits. La valeur est obtenue à la température minimale, T1 par exemple qui est de -10 C ou 0 C. Elle est fixée à une lecture approximative de 30 à 50 comptages de conversion analogique-numérique (ADC), menant à une résolution ADC de 0,1 C par bit dans le cas d'une conversion de signal de température 10 bits programmable. Ces comptages de valeur concernant les variations au niveau du capteur pour la température minimale, étant donné que des températures plus élevées vont produire des lectures de tensions plus élevées et vont être compensées au moyen des techniques de compensation en température décrite ci-après. Ainsi des lectures de températures correctes sont assurées pour des températures supérieures à la température minimale T1. La correction de tension initiale est calculée seulement une première fois et la valeur correspondante, dans la RAM ou dans l'EEPROM, est utilisée subséquemment pour appliquer le courant approprié à la partie haute du pont de capteur 12 (figure 2). En ajustant le courant comme décrit ci- dessus, trois objectifs sont atteints: la lecture de température est fixée à la valeur faible souhaitée à une température minimale prédéterminée; on n'obtient une économie de puissance en faisant fonctionner le pont à un courant minimal; le signal maximal est atteint, permettant

d'utiliser des capteurs à faible sensibilité.

Pour obtenir une résolution maximale du convertisseur ou transducteur, il est nécessaire d'ajuster le décalage et la pleine échelle. Ceci est illustré sur la figure 9 pour un capt-eur de pression 1 bar. La figure 9 illustre un graphique comptage ADC par rapport au gradient de pression dans lequel A désigne le signal original non assisté, B désigne le signal compensé en décalage et C désigne le signal ajusté en décalage et en couverture. Le capteur de pression 1 bar envisagé sur la figure 9 est commandé par une source de courant de 450 à 600 gA pour générer une tension de partie supérieure de pont de 1,75 V pour le circuit 10 par utilisation d'une alimentation à 3 V. Les signaux de décalage et de couverture à pleine échelle pour une tension de pont de 1,75 V sont de valeur ci-après: Décalage: -9 mV à + 9 mV Couverture à pleine échelle: 63 mV à 98 mv Pour un capteur de pression à utiliser dans une plage d'altitudes de 400 à 6000 mètres, la plage de pressions correspondante va de 1060 à 480 mbar. Par conséquent, seulement 580 mbar ou 58 % environ du signal de capteur à pleine échelle est utilisé. Il est par conséquent souhaitable d'ajuster la fenêtre de capteur afin qu'elle se trouve dans la plage allant de 1060 à 480 mbar. Ceci nécessite que le décalage de -9 mV à 9 mV soit pris en compte. De manière analogue, 42 % de la couverture à pleine échelle allant de 63 mV à 98 mV devrait être décalée, donnant ainsi un total de couverture minimale de -9 + 27 = 18 mV et une couverture maximale de

+9 mV + 42 mV = 51 mV.

Le signal à pleine échelle restant (plage de l'utilisateur) va être compris dans la plage de 38 mV à 58 mV. Une exploration faite sur 12000 comptages DC (1 comptage = 0,5 mètre) va donner de 3,2 à 4,8gV par bit ADC. Pour établir la résolution ADC à une lecture approximative de l'ADC entre 500 et 700 comptages à 418 mbar (5872 mètres), un décalage d'ajustement brut doit d'abord être exécuté. Ceci est fait à la plus faible température T1

et stocké comme un unique multiplet de données OS-RADJ.

Ensuite, l'ajustement brut à pleine échelle est exécuté pour atteindre une valeur de pression ADC de 14000 100 comptages à 1060 mbar (-400 mètres). Cette valeur est stockée comme un

multiplet unique dans l'EEPROM comme FS-RADJ.

Les ajustements bruts, comprenant le capteur de décalage et à pleine échelle vont être conduits à une résolution ADC approximativement de 50 ibar par bit ou 0,5 mètre par bit pour un signal de pression à 14 bits. Une fois que les ajustements bruts ont été exécutés, le circuit est en outre programmé selon les profils de calibrage de température/pression illustrés sur la figure 10. Pendant les profiles de calibrage de température/pression, le capteur de couverture à pleine échelle est en outre accordé jusqu'à ce que l'ADC lise exactement 14000 comptage ADC. Ceci est fait

à chaque température de calibrage.

Pour obtenir des valeurs de compensation correspondant au mesures de température, le circuit 10 teste une phase de calibrage durant laquelle le circuit 10 est exposé à des courbes de pression et de température. A différentes températures, le circuit 10 est exposé à une variété de pressions et des valeurs de compensation de pression enregistrées. Ensuite, durant le fonctionnement du circuit, la température est déterminée durant la phase de mesure de température et la valeur de compensation correspondante est obtenue par utilisation durant la phase de mesure de pression. Typiquement, seules quelques valeurs de températures et des valeurs de compensation de température correspondantes sont stockées dans le microprocesseur RAM/EEPROM de l'EEPROM externe. Aucune des températures expérimentées pendant la phase de mesure n'est obtenue en utilisant des techniques d'interpolation exécutées par le microprocesseur. Les différentes étapes de calibrage du circuit vont à présent faire l'objet d'une discussion en se référant aux profils de calibrage illustrés sur la

figure 10.

Durant l'étape I, le circuit est initialisé pour préciser des valeurs maximale et minimale de manière à éviter un excédent de conversion. Ceci comprend: la fréquence la plus rapide (750 kHz pour réaliser la rampe la plus courte de l'intégrateur) le courant de pression minimal le courant de température minimal le FS-RADJ minimal le OS-RADJ maximal le FS-FADJ moyen ( 12,5 % du signal d'ajustement fin à pleine échelle) Pendant l'étape II, le courant de température est calibré comme décrit ci-dessus. Le registre de source de courant programmable est augmenté en incréments de 1 à 0 à F

jusqu'à ce que plus de 40 ADC comptages puissent être lus.

Pendant l'étape III, l'ajustement brut de décalage est

exécuté comme décrit ci-dessus.

Pendant l'étape IV, l'ajustement brut à pleine échelle est exécuté comme décrit ci-dessus, de manière à atteindre une valeur de pression de 14000 100 comptages ADC à

1060 mbar.

Pendant l'étape V, l'horloge ADC est calibrée pour atteindre une grandeur minimale de la rampe de l'intégrateur de 1,8 V dans une conversion de signal à pleine échelle (1060 mbar). Ceci est réalisé en utilisant la conversion en rampe à la fréquence la plus élevée de 750 kHz et en surveillant un drapeau de conversion achevée (CC). Si le drapeau CC vaut 1, la conversion est achevée et la grandeur de la rampe de l'ordre de 1,8 V est réalisée. Si le drapeau CC n'est pas de la valeur 1, la fréquence est réduite jusqu'à ce qu'une conversion achevée soit obtenue. La fréquence à laquelle ceci se produit est stockée dans

l'EEPROM comme dans l'HORLOGE ADC.

A l'étape VI, l'ajustement fin à pleine échelle se produit. Le registre d'ajustement fin à pleine échelle est accordé jusqu'à ce la valeur de pression ADC lise exactement 14000 comptages ADC à 1060 mbar. Ceci est mémorisé dans

l'EEPROM désigné par FS-FADJ (T1) pour la température T1.

L'ajustement fin à pleine échelle permet uniquement une variation de 25 % de la couverture de la rampe de la pente positive, comme indiqué par le numéro de référence 35 sur la figure 11. L'ajustement fin à pleine échelle modifie la valeur de comptage à 14 bits en préétablissant ses 12 bits inférieurs qui sont équivalents à 25 % de la variation de couverture. Pour obtenir une plage d'ajustement plus grande,

on pourrait ajuster la totalité des 14 bits.

La figure 11 illustre la phase neutre 36, la phase à pente positive 37 et la phase à pente négative 38 de l'intégrateur. Pendant l'ajustement brut de décalage, le point initial de l'intégration est ajusté verticalement comme indiqué par le numéro de référence 39. Pendant l'ajustement brut à pleine échelle, la tension de référence à l'intégrateur est ajustée pour modifier la pente de la rampe négative 38. Comme illustré sur la figure 11, le décalage est ajusté au moyen de valeurs de décalage ayant une longueur de 8 bits. Un ajustement brut à pleine échelle est obtenu au moyen de la valeur d'ajustement brut à pleine échelle d'une longueur de 8 bits et un ajustement fin à pleine échelle est obtenu par préétablissement de 12 bits dans le compteur à 14 bits. Ainsi, 4096 comptages correspondant à 25 % des 16384 comptages possibles peuvent être préfixés pour obtenir l'ajustement fin à pleine échelle. Dans d'autres modes de réalisation, 13 ou 14 bits pourraient être préétablis pour augmenter la plage

d'ajustement fin à pleine échelle.

A l'étape VII, une conversion de température est effectuée avec le courant à température pré-ajusté. La température d'étalonnage est sauvegardée sous l'appellation

CAL-TEMP (T1).

A l'étape VIII, une conversion de pression est effectuée avec un courant de pression pré-ajusté ou bien avec le courant maximal fixé selon le capteur utilisé. La pression d'étalonnage est sauvegardée sous l'appellation

CAL-PRES (T1, Pi) dans l'EEPROM.

A l'étape IX, une deuxième conversion de pression est effectuée avec le courant de pression, à la pression P2, et la pression d'étalonnage résultante est sauvegardée sous

l'appellation CAL-PRES (T1, P2).

A l'étape X, une troisième conversion de pression est effectuée avec le courant de pression, à la pression P3 et

est sauvegardée sous l'appellation CAL-PRES (T1, P3).

A l'étape XI, une conversion de pression est effectuée à la pression P4, de nouveau avec le courant de pression et

sauvegardée sous l'appellation CAL-PRES (T1, P4).

Pour les étapes XII à XVII, la procédure est analogue à celle fixée cidessus pur les étapes VI à XI sauf que les

lectures sont effectuées à la température T2.

Pour les étapes XVIII à XXIII, la procédure est de nouveau analogue à celle décrite pour les étapes VI à XI,

sauf que les lectures sont faites à la températures T3.

Pour obtenir le signe de la sensibilité du coefficient de température du capteur de pression, de manière à équilibrer l'ADC à 14 bits pendant l'ajustement fin à pleine échelle, le signal d'entrée du capteur de pression non compensé est mesuré à Pi = 1062 mbar (-400 mètres). Ceci est effectué pendant la phase de refroidissement, avec passage de la température ambiante à la température T1 (par exemple de -10 C ou de 0 C). La valeur est mémorisée sous forme d'un

drapeau de données à 1 bit sous le nom TC-SIGN.

Il est à noter que l'ajustement fin à pleine échelle est exécuté après lecture des équivalents de température d'étalonnage. Les réglages d'ajustement fin à pleine échelle FS-FADJ (T1), FS-FADJ (T2) et FS-FADJ (3) sont mémorisés sous forme d'une matrice de données à double multiplet pour

faire un total de 6 multiplets.

Les températures d'étalonnage CAL-TEMP (T1), CAL-TEMP (T2) et CAL-TEMP (T3) sont stockées sous forme de matrice de multiplet de données unique, pour faire un total de

3 multiplets.

Les équivalents de pression d'étalonnage CAL-PRES interviennent au niveau des pressions d'étalonnage P1, P2, P3 et P4, chacun étant effectué aux températures T1, T2 et T3. Les valeurs sont mémorisées dans une matrice de données à multiplet double ayant une longueur de

2 X 4 X 3 = 24 multiplets.

Les valeurs nominales d'étalonnage pour la température et la pression, qui sont mémorisées pendant l'étape 1

d'initialisation, peuvent être mémorisées sur une disquette.

L'ordinateur PC servant au test qui est chargé avec le contenu de la disquette va écrire les valeurs nominales d'étalonnage via un port série directement dans la RAM/EEPROM du processeur ou dans l'EEPROM externe. Après que l'étalonnage de 1000 unités ait été effectué avec succès, les valeurs numériques d'étalonnage sont vidées vers la RAM/EEPROM. Dans un autre mode de réalisation, un enregistrement de valeur nominale et un vidage dans l'EEPROM après étalonnage est évité et le ré-arrangement des données de la RAM dans I'EEPROM est réduit par une prédéfinition des valeurs nominales d'étalonnage pour la pression et la température, et leur stockage dans la ROM, à titre de constantes. Dans un tel mode de réalisation, un étalonnage fixe à base de ROM est utilisé, dans lequel les valeurs nominales d'étalonnage sont stockées sur la ROM (programme à microprocesseur à masque). Les constantes de ROM sont définies en termes d'unités de pression internes (IPU), dans lesquels 1 IPU = 1 comptage ADC, correspondant à une variation d'altitude de 0,5 m, et en termes d'unités de température internes (ITU) dans laquelle 1 ITU = 1 comptage ADC correspondant à 0,1 C de variation de température. Les constantes de la ROM pour un altimètre ayant une résolution d'affichage de 1 m, une plage de fonctionnement de 400 m à 6000 m et une compensation en température pour la plage allant de -5 C à +55 C sont définies de la façon ci-après:

T1 -5 C = -50 ITU

T2 = 25 C = 250 ITU

T3 = 55 C = 550 ITU

Pi = 1060 mbar = 21200 IPU (correspondant à -382 mètres) P2 = 890 mbar = 17800 IPU (correspondant à -1080,2 mètres) P3 = 680 mbar = 13600 IPU (correspondant à 3238, 4 mètres) P4 = 418 mbar = 9600 IPU (correspondant à 5872,3 mètres) Comme mentionné ci-dessus, la plage de signal d'étalonnage est Pi - P2 = 1060 - 480 = 580 mbar. Pour des raisons de sécurité, une marge de 7 % a été ajoutée pour obtenir une plage de signal de pression de 625 mbar pour

12500 comptages ADC (12500 IPU).

Etant donné que la plage de pressions a été limitée entre 480 et 1060 mbar (-400 m à +6000 m), une addition (mathématique) virtuelle du décalage annulé doit être effectuée pour obtenir la pression absolue. Le décalage virtuel VIR-OFS est la différence qu'il y a entre la pression nominale d'étalonnage, qui est définie à une valeur constante de 21200 IPU, et le comptage ADC lu en P1, qui est

programmé pour être d'environ 14200 20 comptages ADC.

VIR-OFS = 21200 - (14200 20) à peu près = 7000 IPU.

Ceci est effectué automatiquement pendant le processus d'interpolation. Le seul décalage qu'il faut ajouter ensuite est le décalage utilisateur pour ajuster la valeur d'affichage lue par un utilisateur quelconque, pour une

valeur de pression d'altitude définie ou ajustée.

Pendant une opération de détection normale du circuit 10, ce circuit 10 fonctionne soit en mesure de température, en mesure de pression, ou en mode de mesure d'alimentation de tension. Le cycle de mesure de température dans ce mode de réalisation est un cycle de durée de 20 secondes dans le mode actif, utilisant une précision de 10 bits. Le cycle de mesure de pression dans ce mode de réalisation se produit chaque seconde pendant le mode actif avec une précision de 14 bits. Pendant le mode de sommeil, à la fois les cycles de mesure de température et de pression sont effectués toutes les deux minutes dans ce mode de réalisation, le cycle de mesure de pression étant effectué avec une précision de 10 à 14 bits, selon le mode de Source de Puissance et un seuil de

réveil pour une détection de changement d'altitude.

En plus, il y a un cycle de mesure de tension d'alimentation de puissance à 10 bits qui est effectué en cas de nécessité. Il a été trouvé qu'une variation d'alimentation de puissance de 200 mV va provoquer une variation de lecture de l'ADC, dans le mode de réalisation de la figure 3, de la valeur d'un comptage ADC (1 bit). Ceci peut être facilement compensé au moyen d'une interpolation

linéaire directe.

Etant donné que la température actuelle est nécessaire pour calculer la valeur d'ajustement fin à pleine échelle, la mesure de température doit toujours être faite avant la première mesure de pression. Pour démarrer une conversion analogique-numérique, une instruction de début est envoyée au circuit 10. Ceci démarre la conversion A-N pour le type de conversion sélectionné: conversion de température, conversion de pression ou conversion de tension d'alimentation de puissance. Un nombre binaire de 4 bits approprié est écrit dans un registre de conversion du circuit 10. La conversion de température est fixée à une conversion à 10 bits et la conversion de tension d'alimentation de puissance est fixée à une conversion à bits. De façon différente, la conversion de pression a quatre résolutions ADC programmables. Elles sont programmées dans le registre de sélection de résolution ADC au moyen d'un mot à quatre bits pour sélectionner chaque conversion à bits, 12 bits, 13 bits ou 14 bits. La valeur convertie est disponible dans un verrou de lecture ADC. Un verrou de registre d'état ADC comprend un drapeau de débordement de capacité de conversion (COV) et un drapeau d'achèvement de conversion (CC). Si CC = 1 et COV = 0, les valeurs ADC appropriées de la pression et de la température ou de la tension d'alimentation de puissance peuvent être lues dans

les verrous de lecture.

Les lectures ADC concernant la température et la pression sont des nombres ADC non nominaux et doivent être convertis en ITU (unités de température internes) et en IPU (unités de pression internes). Ceci est fait au moyen d'une interpolation polynomiale. Les valeurs résultantes nominales de pression et de température, qui sont stockées sous forme de variables à deux multiplets, sont utilisées pour calculer une pression affichée en mbar ou en mm de colonne de mercure, et en degrés C ou en degrés F, respectivement. En variante, la pression peut être représentée en termes

d'altitude en unités telles que des mètres ou des pieds.

Comme mentionné ci-dessus, pendant l'opération de détection normale, des valeurs d'ajustement fin à pleine échelle spécifiques sont obtenues à partir des valeurs pré-programmées par une interpolation polynomiale. Deux formes d'interpolation peuvent être appelées:

L'interpolation de la Grange ou l'interpolation de Newton.

L'interpolation de la Grange présente l'avantage de travailler sans coefficient. Ainsi l'interpolation de la fonction y = f(x) peut être calculée directement à partir des points x, y interpolés (XO, Y0; X1, Y1; X2, Y2; X3, Y3; Xn, YN). D'autre part, ceci implique de nombreux termes

et opérations de multiplication et de division.

L'interpolation de Newton, d'autre part, demande d'avoir des coefficients constants. Ils sont calculés à partir des points x, y mis en table et mémorisés sous forme de coefficients CO, Cl, C2, C3,... Cn, pour une utilisation

ultérieure dans la formule d'interpolation.

La formule d'interpolation de Newton prend la forme: y = f(x) pour les points x, y mis en tableau (X0, Y0 / Xl, Y1 / X2, Y2 / X3, Y3) on a:

Y = C0 + Cl*(X-X0)* + C2*(X-X0)*(X-X1) + C3*(X-X0)*(X-Xl)*(x-

-X2)

Les coefficients C sont: Y2-Y0 ci

Y1-Y0O X2-X0

CO = YO, Cl = xî-X, C2 X2-Xl

Y3-Y0O

_X3-XO C2

X3-Xl - C2

C3 = 3-2

X3-X2 Pour calculer la matrice de données compensée en température CAL-PRES, les coefficients de quatre interpolations polynomiales doivent être calculés. Ils sont mémorisés dans une matrice de données à double multiplet et ont une longueur de 16 multiplets. La même interpolation polynomiale est utilisée pour CAL-TEMP et FS-FADJ. Les coefficients destinés au réglage d'ajustement fin à pleine échelle sont mémorisés dans une matrice de données à double multiplet ayant une longueur de 4 bits. Les coefficients utilisés pour l'interpolation polynomiale dans CAL-TEMP et les valeurs nominales d'étalonnage de la température CAL-NOM-T, qui sont utilisées pour calculer la température dans des unités de température internes, sont calculées et mémorisées dans une matrice de données à double multiplet

d'une longueur de 4 multiplets.

Les seuls coefficients qui doivent être calculés chaque fois qu'il y a modification de température, sont ceux nécessaires pour calculer PRESITU. L'entrée à ce troisième degré d'interpolation polynomiale est la pression ADC actuelle mesurée, PRES-ADC, la pression d'étalonnage actuelle pré-compensée en température CAL-PRES-T et les

valeurs nominales d'étalonnage pour la pression CAL-NOM-P.

Etant donné que CAL-PRES-T dépend de la température, toute fluctuation de la température demande un recalcul des trois coefficients à double multiplet. Toutes les autres interpolations comprenant un total de six degrés d'interpolations polynomiales utilisent des coefficients constants. Dans ce mode de réalisation dans lequel l'interpolation de Newton est utilisée, les coefficients sont calculés par le microprocesseur après l'étape d'étalonnage, à la suite de quoi, les valeurs sont vidées dans l'EEPROM. Ceci demande d'éviter un décalage de données dans l'EEPROM/microprocesseur en utilisant l'interpolation de la Grange, qui est une interpolation polynomiale faite entre quatre points. La formule d'interpolation de la Grange est indiquée ci-après: y = f(x) pour les points x,y mis en tableau que sont (XO,Y0 / Xl,Y1 / X2,Y2 / X3,Y3), on a Y L0O*VO + TLI*YI + L2*Y2.+!3 + Yv3 dans laquelle L0, Li, L2 e L_3 sont

LO = (X-X1) * (X-X2) (X-X3)

(X0-X1) (X0-X2) (X0-X3)

Ll = (X-XO) * (X-X2) * (X-X3) (Xl-XO) * (X1-X2) * (X1-X3) L2 - (X- XO) * (X-X1) * (X-X3) 3 (X-Xo) * (X-XI) * (X-X2)

(X2-XO) * (X2-X1) * (X2-X3) (X3-XO) * (X3-X1) * (X3-X2

Pour calculer l'altitude, elle est calculée en fonction de la valeur de pression actuelle PRES-IPU. Ceci peut être fait en utilisant toute formule d'altitude bien connue. Pour économiser de l'espace de ROM et augmenter la vitesse, l'altitude peut au lieu de cela être obtenue à titre d'approximation en utilisant une interpolation linéaire ou une interpolation polynomiale. Dans la dernière approche, une formule d'altitude est utilisée pour obtenir des valeurs pré-calculées, qui sont stockées puis sont utilisées en donnant des valeurs intermédiaire au moyen d'une interpolation. Dans un exemple, la table de données altitude/pression contient typiquement 48 valeurs à double multiplet. Ainsi, l'entrée serait PRESS-IPU et la sortie serait l'altitude actuelle exprimée en mètre x2 = unités d'altitude internes (IAU). Pour obtenir une plus grande précision, le procédé d'approximation de la Formule Internationale d'Altitud Barométrique pourrait être utilisée pour effectuer un interpolation polynomiale telle qu'utilisée pour calculer 1

pression ambiante PRESS-IPU. Evidemment, une interpolatio.

polynomiale va donner plus de précision seulement si l'o

utilise un polynôme de degré élevé. Ceci cependant présent.

l'inconvénient d'augmenter l'espace de ROM et de réduire 1.

vitesse. Le circuit va à présent faire l'objet d'une discussion plus détaillée en référence aux représentations schématiques de deux modes de réalisation de la puce à circuit capteur (figure 2 et figure 3). La figure 2 est une représentation schématique d'une puce de circuit de mesure de pression selon l'invention. La figure 3 est un diagramme schématique d'un autre mode de réalisation d'une puce de circuit de mesure de pression selon l'invention. Les figures 2 et 3 représentent les capteurs 12 comprenant une paire de chaines de capteur piézo- résistif connectées à un circuit pont pour donner un circuit de mesure de pression. L'alimentation en puissance principale VDO est connectée à l'entrée 40. Comme mentionné ci-dessus, l'alimentation en tension du pont de capteur peut être présélectionnée et être ajustée au préalable. La tension équivalente en température du capteur à pont est déterminée et compensée au moyen de la source de courant 26. Comme décrit au sujet de la figure 1, le convertisseur numérique-analogique à 4 bits.34 donne instruction au sélecteur à étape 32 pour choisir parmi seize étapes discrètes programmables. Ceci provoque l'application d'un courant d'intensité approprié sur les capteurs en pont 12 respectifs via l'interface 14 pendant la forme d'un multiplexeur. En ajustant le courant sur les ponts, le signal du capteur est à peu près ajusté pour la plage de tensions de sortie souhaitée. Au lieu de cela, la tension en partie haute peut être ajustée au moyen d'une source de tension. Les capteurs 12 des circuits de pont (figure 1) sont connectés via le multiplexeur 14 (mode de réalisation de la figure 2) ou le multiplexeur 41 (mode de réalisation de la figure 3) vers un deuxième multiplexeur 42 (figures 2 et figure 3). Les multiplexeurs 14, 41 servent à commuter le signal d'entrée approprié, par exemple la pression ou la température, ou à fournir une tension à l'ADC 16. Pendant le mode de mesure d'alimentation en tension, un diviseur de

tension 43 commute la tension d'alimentation dans l'ADC 16.

Le multiplexeur 42, à son tour, connecte les signaux appropriés: tension de compensation de décalage (qui est dérivée de la valeur d'ajustement brut de décalage, signal de capteur ou tension d'ajustement brut à pleine échelle destinée à l'ADC 16. L'ADC 16 est précédé par un tampon/amplificateur 44 allant être discuté plus en détail ci-après. Le circuit va également être discuté plus en détail en référence aux figures 4 à 6 qui sont des schémas de circuits illustrant l'ADC 16 dans chacun de trois modes: mode de mesure de pression, mode de mesure de température et mode de mesure d'alimentation en puissance. L'ADC 16 comprend un intégrateur 46 connecté au circuit à pont 12 (figures 4 et 5). Comme représenté sur les figures 2 et 3, les multiplexeurs et le tampon/amplificateur 44 sont placés entre les circuits en pont 12 et l'intégrateur 46. La tension d'ajustement brut à pleine échelle constitue la tension de référence et dicte la pente de la partie pente négative du processus d'intégration. Elle émane de la valeur d'ajustement brute à pleine échelle que l'on a dans le microprocesseur à EEPROM ou à RAM ou dans l'EEPROM externe (non représenté) et est acheminé vers l'entrée négative via l'interface 28, le bus 20, les registres 48, un multiplexeur 50, le convertisseur numérique-analogique 22, le multiplexeur 41, le multiplexeur 42 et le tampon/amplificateur 44 comme illustré sur la figure 1. Le multiplexeur 50 passe soit la valeur de compensation de décalage soit la valeur d'ajustement brute à pleine échelle au convertisseur numérique-analogique 22, pour alimenter un condensateur de stockage de décalage 52 (figure 4) ou l'ADC, respectivement. Le condensateur de stockage de décalage de tension est connecté entre le tampon/amplificateur 44 et l'entrée négative de l'intégrateur 46. Comme mentionné ci-dessus, pendant l'opération de mesure normale, le microprocesseur détermine si on doit effectuer une mesure de température et une mesure de pression ou une mesure d'alimentation en tension. Les mesures de pression obtenues à partir des capteurs 12 sont ajustées dans l'ADC 16 en prenant en compte la température ambiante correspondante et/ou la température de bus du circuit de mesure. La température ambiante peut être mesurée en utilisant un circuit de mesure de température séparé pour obtenir un affichage de température rapide. Typiquement, cependant, il est nécessaire d'avoir uneplus grande pression pour la compensation d'erreur en température. Ceci est fait en mesurant la température en partie haute 53 (TOB) du pont et en utilisant l'ADC 16. Dans les modes de réalisation dans lesquels il n'est pas compris de capteurs de température ambiante séparée, la température en partie haute 53 du pont est mesurée par utilisation de l'ADC comme

décrit plus en détail ci-après en référence à la figure 5.

Une période de mesure de température est appelée, à intervalles prédéterminés ou lorsque l'utilisateur le souhaite. Comme mentionné ci-dessus, la température de la puce peut également être surveillée. Ceci est fait par utilisation d'un capteur de température de puce 54 séparé (figure 3), dans l'éventualité o les capteurs 12 et le circuit de traitement sont physiquement espacés de façon suffisante pour que des différences de température entre les

capteurs et le circuit deviennent un facteur significatif.

Des fluctuations, se produisant dans la puce et dans la température ambiante, affectent les mesures de pression et sont comprises dans le processus de mesure de pression tel que décrit plus en détail ci-après. Les différents modes de fonctionnement: mesure de pression, mesure de température et détection d'alimentation en tension vont être discutés plus en détail ci-après. La figure 1 illustre un circuit de mesure de température séparé. Lorsque l'on fait une mesure de température à 8 bits rapide, moins précise, par exemple avec le capteur de température sur puce ou le capteur de température ambiante externe (non représenté) ou en détectant les fluctuations de tension en partie haute du capteur à pont, ceci est surveillé en fournissant le signal au comparateur 17 (figure 1). L'autre entrée du comparateur 17 est connectée au compteur analogique-numérique 24. Le compteur 24 établit la tension de façon incrémentale jusqu'à ce que cette tension dépasse la tension de pont, suite à quoi la sortie du comparateur 17 stoppe le compteur 24. La valeur de comptage à 8 bits résultante est utilisée pour obtenir une valeur de compensation de tension pré-stockée correspondante, à partir du microprocesseur à RAM/EEPROM ou de i'EEPROM externe pour ajuster le signal de pression venant des capteurs 12 concernant les erreurs de température se produisant pendant la mesure de pression. Il est évident que ceci peut seulement être fait lorsque la résolution en température à 8 bits (255 comptages) est suffisante pour corriger l'erreur du capteur de pression liée à la température. Cependant, il est à noter que, pour un altimètre ayant une résolution de 1 mètre, il faut utiliser au moins 10 bits (1024 comptages) ADC pour obtenir la compensation d'erreur de température nécessaire, étant donné qu'une modification de 0,2 C peut modifier la lecture (en pression) de l'altimètre d'une

valeur telle que 2 à 4 m.

Le fonctionnement de principe de l'intégrateur à pente duale va être décrit en référence à la figure 11 et au circuit de la figure 4. La tension que l'on a sur le compensateur 52 ajuste le point de départ de l'intégrateur en augmentant ou en abaissant le point de départ. Ainsi, dans la phase neutre, toutes les déviations du circuit interne, telles les décalages de tension et les instabilités à long terme, sont corrigées en ajustant le point de départ de l'intégrateur à un niveau de tension mesuré antérieurement et programmé, éliminant ainsi la tension de déviation de pont de capteur imputable au décalage s'étant manifesté dans le pont du capteur. Cette valeur de compensation de décalage est érigée tel que décrit ci-dessus et stockée sur le microprocesseur à EEPROM ou à RAM ou sur l'EEPROM externe en vue d'une utilisation ultérieure. Lors de la mesure de pression, les valeurs de compensation de décalage sont obtenues à partir du microprocesseur à EEPROM ou à RAM ou de i'EEPROM externe et sont fournies au convertisseur numérique-analogique à 8 bits 22. Le signal analogique résultant est placé sur le condensateur 52 qui est connecté à l'entrée négative de l'intégrateur 46. Ceci établit une tension de point zéro virtuelle à l'entrée négative de l'intégrateur 46 et est également appelée la mise à zéro automatique. Pour modifier le condensateur 52, les commutateurs 55, 56 et 57 sont fermés tandis que les commutateurs restants illustrés sur la figure 4 sont ouverts. Pendant la phase positive du processus d'intégration, lorsqu'une mesure de pression est effectuée, les commutateurs 56, 58, 59, 60, 61 et 62 sont fermés et les commutateurs restants représentés sur la figure 4 sont ouverts. Le signal venant du capteur 12 est ainsi fourni à l'intégrateur 46 (figure 4). C'est une tension négative, dont la valeur est automatiquement ajustée par la charge sur le condensateur 52. La tension négative de l'entrée négative de l'intégrateur 46 fait passer du courant dans la résistance 63, depuis l'intégrateur 46. La tension de sortie de l'intégrateur 46 augmente par conséquent à un taux proportionnel à la tension d'entrée. La tension de sortie évolue ainsi en montant en rampes pendant un intervalle

* fixé, lorsque le condensateur 64 de l'intégrateur se charge.

En se référant également à la figure 1, l'intervalle de chargement est d'une durée fixe et est déterminé par le compteur 24 dont les cycles d'horloge sont déterminés par l'horloge 66 qui est connectée à l'oscillateur 30. Le compteur 24 est un compteur à 14 bits programmable. Ainsi, le compteur peut compter jusqu'à un maximum de 214 impulsions depuis l'horloge 66. Ainsi, pendant la phase à pente positive, le compteur programmable est utilisé pour préétablir 12 à 14 bits de la plage d'ajustement fine à pleine échelle. L'horloge 66 qui est connectée à l'oscillateur 30 par un générateur d'impulsions 68, applique le signal d'horloge approprié au compteur 24. Un compteur, monté dans la logique de commande maître, compte le nombre d'impulsions d'horloge et achève la phase à pente positive

après écoulement d'une période de temps prédéterminée fixée.

A la fin de cette phase, le compteur est remis à 0. Le signal d'horloge est généré par un oscillateur R/C sur puce ayant des fréquences programmables de 500, 600, 700 et 800 kHz. Ceci est illustré sur la figure 2 et indiqué globalement par le numéro de référence 30. Dans un autre mode de réalisation, illustré sur la figure 3, un cristal 70 est utilisé pour une application à haute vitesse, pour obtenir une cadence allant jusqu'à 4 MHz avec un circuit PLL

programmable, sur puce.

Durant la phase à pente négative, les commutateurs 56, 60 sont fermés et les commutateurs restants sur la figure 4 sont ouverts. Il est à noter que les commutateurs (ou interrupteurs) sont représentés sur les figures 4, 5 et 6 sous formes d'interrupteurs séparés. Certains de ceux-ci

font partie des multiplexeurs 41, 42 de la figure 1.

L'entrée négative de l'intégrateur 46 est ainsi connectée à une tension de référence pour la phase à pente négative de l'intégration. Ceci est fourni par le convertisseur numérique-analogique à 8 bits (DAC) 22. La puissance allant au DAC 22 est à son tour fournie par une référence de tension 71. A ce moment, le courant passant dans l'intégrateur change de sens et est proportionnel à la tension de référence. Ainsi, la tension de sortie de l'intégrateur 46 diminue de façon linéaire avec une pente qui est proportionnelle à la tension de référence. Le compteur 24 est simultanément validé et compte les impulsions venant de l'horloge 66 à fréquence fixe. Lorsque la tension de sortie d'intégrateur 46 atteint la tension de départ initiale du condensateur 52, le comparateur 62 signale à la logique de commande maître 18 de stopper le compteur 24 et un signal d'achèvement de conversion est généré par un deuxième comparateur 74. La valeur de compteur finale est transférée aux registres de sortie 76 (figure 1) Si le compteur 24 devait atteindre 100 % de la valeur à pleine échelle pré-programmée avant que l'intégrateur atteigne la tension zéro virtuelle, un signal de surcapacité de conversion est généré et l'intégration est stoppée. Le signal de surcapacité de conversion et le signal d'achèvement de conversion peuvent être les deux appelés sous forme de drapeau par un registre de sortie d'état prévu dans le MCL 18. On peut voir que le contenu du compteur 24 à la fin du processus de conversion est proportionnel à Vin/Vref. Dans laquelle Vin est égale à la tension d'entrée venant du pont à capteur objet de la mesure, et Vref est la tension de référence fournie à l'intégrateur pendant la phase à pente négative. Ainsi, la valeur de comptage donne une représentation numérique de la tension de capteur dans laquelle la tension de référence peut être ajustée pour prendre en compte la sensibilité du capteur et

les variations du signal (ajustement brut à pleine échelle).

Les valeurs de tension de référence sont obtenues depuis le microprocesseur à EEPROM ou à ROM ou à EEPROM externe et correspondent aux valeurs de compensation hors température des valeurs pré- programmées stockées dans l'EEPROM 88 pendant la phase d'étalonnage. Le microprocesseur assure que des valeurs appropriées sont lues de 1'EEPROM ou de la RAM et sont converties sous forme analogique dans le convertisseur numérique-analogique 22. Ceci est illustré sur la figure 1. La logique de commande maître 18 fait passer des données appropriées au convertisseur numérique analogique 22 pour fixer l'ADC 16. Les valeurs numériques sont stockées dans les registres 48 avant d'être envoyées au convertisseur numérique- analogique 22. Les registres 48 sont connectés au convertisseur NA 22 au moyen du multiplexeur 50. Un ADC à Pente Duale Programmable (PDSADC) et la Logique de Commande Maître (MCL) 18 effectue automatiquement la compensation de signal pendant la conversion analogique-numérique. Comme discuté ci-dessus, seules quelques valeurs sélectionnées sont pré-stockées, à la suite de quoi, les valeurs de compensation spécifiques sont calculées par une interpolation polynomiale entre les points

d'étalonnage. Ainsi, la compensation a lieu dans l'ADC 16.

Comme mentionné ci-dessus, la température peut être mesurée par le circuit ADC, d'une manière analogue à ce qui était décrit pour les mesures de pression. La température est mise à jour à intervalles de temps prédéterminés, ou bien un interrupteur de commande externe ou un panneau de commande externe peut être prévu pour passer dans un mode de mesure de température, un mode de mesure de pression ou un mode de détection d'alimentation en puissance. Le circuit détaillé illustrant le mode de mesure de température est représenté sur la figure 5. Pendant la phase neutre ou de zéro automatique, les commutateurs 55, 59, 78 et 80 sont fermés, tandis que les commutateurs restants, illustrés sur la figure 5, sont ouverts. Pendant la phase à pente positive ou la montée en rampe, les commutateurs 59, 78 et 82 sont fermés, tandis que les commutateurs restants, illustrés sur la figure 5, sont ouverts. Pendant la phase en pente négative ou en descente en rampe, les commutateurs 59, 80 et 56 sont fermés, tandis que les commutateurs restants, illustrés sur la figure 5, sont ouverts. La figure 5 illustre que l'entrée positive de l'intégrateur 46 est connectée à la partie haute 53 du pont. Le pont est alimenté par la source d'intensité ou de tension 86 qui, à son tour,

est commandée par le DAC 34.

Le circuit utilisé pendant le mode de mesure

d'alimentation en tension est illustré sur la figure 6.

Comme avec la mesure de pression et de température, la détection de tension implique un processus d'intégration ayant une phase neutre ou de zéro automatique, une phase à pente positive et une phase à pente négative. Pendant la phase à pente neutre ou de zéro automatique, les commutateurs 55, 86 et 88 sont fermés, tandis que les commutateurs restants, illustrés sur la figure 6, sont ouverts. Pendant la phase à pente positive, les commutateurs 86, 88 et 90 sont fermés, tandis que les commutateurs restants, illustrés sur la figure 5, sont ouverts. Pendant la phase à pente négative, les commutateurs 86 et 92 sont fermés tandis que les commutateurs restants, illustrés sur la figure 6, sont ouverts. La figure 6 illustre également le diviseur de tension 42 connecté à l'alimentation en puissance. Ainsi que mentionné ci-dessus, l'une des caractéristiques de l'invention est d'améliorer la précision. Il est par conséquent souhaitable de réduire le bruit à un minimum. L'utilisation d'un amplificateur/tampon à faible bruit unique 44 permet de réduire le bruit général à une valeur d'environ 2 à 3 gV par bit lorsqu'on utilise les dispositifs CMOS. En outre, la réduction du bruit peut être obtenu par utilisation d'un tampon latéral NPN dans lequel est mis en oeuvre une extrémité frontale de genre bipolaire à faible bruit comme illustré sur les figures 7 et 8, sur le même circuit intégré que le dispositif CMOS. Le bruit général peut, de cette manière, être réduit à une valeur aussi faible qu'environ 1 gV par bit ADC. La figure 8 est une représentation schématique de l'amplificateur/tampon 44 à faible bruit comprenant un étage à transistor bipolaire

NPN latéral faisant partie du circuit de l'invention.

L'étage à transistor bipolaire NPN latéral comprend une paire de transistors de champ bipolaire 94, 95. Chacun de ces transistors 94, 95 comprend deux collecteurs 96, 97, les collecteurs 96 étant connectés à VDD et les collecteurs 97 étant connectés aux transistors 98, 99. Chacun des transistors 94, 85 comprend un émetteur 100, les émetteurs étant connectés à un transistor 101. Le transistor 94 comprend en outre une base 102 et le transistor 95 comprend une base 103. La structure de l'amplificateur/tampon latéral NPN est illustré sur la figure 7 et montre clairement à la fois le dopage N et P permettant d'avoir un écoulement vertical normal ainsi qu'un passage latéral de courant comme indiqué par les flèches 104, 105, respectivement. Comme représenté sur la figure 7, le courant passage dans la direction verticale donnant à peu près 80 % du passage de courant total. Le transistor bipolaire latéral NPN est à base d'un transistor CMOS et NMOS avec deux grilles multiples 106 et trois diffusion N+ 108 dans un puits P unique 110. L'utilisation d'un tel transistor bipolaire NPN

latéral donne une réduction significative du bruit.

Comme mentionné ci-dessus, la compensation de l'alimentation en puissance est également prévue. Ceci est effectué automatiquement par le circuit 10 avec une référence de tension à barrière de potentiel intégrée qui est très stable, et le circuit conçu de manière que les fluctuations de VDD soient annulées de la conversion AN. Pour le cas o on a affaire à de plus grandes fluctuations, l'entrée VDD est amenée au multiplexeur 41 pendant une phase d'étalonnage. L'équivalent binaire de la tension d'alimentation en puissance est produit pour établir des valeurs de compensation pour différentes fluctuations de tension. Des fluctuations de tension spécifiques peuvent être calculées par interpolation linéaire, étant donné qu'une chute de tension de 200 mV va provoquer une chute de

1 bit de la valeur de l'ADC.

Etant donné que la construction du circuit 10 est basée sur un système programmable, évitant l'utilisation d'un câblage matériel inutile, on va apprécier le fait que le

circuit est très adaptable à des différents environnements.

Dans une forme préférée du circuit 10, le circuit est intégré dans une micropuce CMOS. Elle peut être connectée à un ordinateur externe au moyen de l'interface microprocesseur 28, comme décrit ci- dessus. Au lieu de cela, un microprocesseur, une RAM, une ROM, une EEPROM et des entrées/sorties de données pourraient être intégrées sur la même puce que le circuit 10. Le collecteur, reliant la logique de commande maître 18 et l'interface microprocesseur 28 au microprocesseur externe comprend des lignes de données DO à D3, un balayage ALE, un balayage de lecture, un balayage d'écriture et une ligne de sélection de puce (CS). Une quatrième ligne de pont série (non représentée) pourrait être prévue au lieu d'avoir un port parallèle. Un port à microcâblage standard comprend des lignes d'entrée et de sortie de données, D1 et DO, une ligne d'horloge CK et une ligne de sélection de puce CS. Deux registres d'instruction à 4 bits sont prévus dans l'interface microprocesseur 28. Les mots de commande de logique chargés dans les registres sont décodés au moyen de deux décodeurs de mots d'instruction à 4 bits 111. Le signal de sortie résultant commande les composants de contrôle

individuels de la logique de commande maître 18.

En utilisant un tampon/amplificateur à haute précision 44 unique (figures 4 et 6) ayant une résistance 112 pouvant être commutée dans le circuit

tampon/amplificateur, on obtient différents avantages.

Pendant la phase d'étalonnage, le tampon/amplificateur 44 fonctionne avec le commutateur 59 fermé pour obtenir un gain

de valeur un, de manière à agir simplement comme un tampon.

Pendant l'étape de traitement de signal, un gain de 5 peut être obtenu lorsqu'une résistance interne fixée 112 appropriée est utilisée en ouvrant le commutateur 59 pour commuter dans la résistance 112 et permettre le dispositif 44 de fonctionner comme un amplificateur, afin d'amplifier le signal d'entrée. L'amplification augmentée permet d'utiliser la totalité des 14 bits du compteur 24, même si un très petit signal à pleine échelle de capteur, d'une valeur si petite que 16 mV, est appliqué de manière à augmenter la résolution de l'ADC à 14 bits. Ainsi, le dispositif 44 a un gain qui est programmable. Etant donné que le signal à pleine échelle est ajustable, aucun composant à haute pression n'est nécessaire. Toute erreur d'amplification est automatiquement compensée par le système ADC Programmable à pente duale (PDLADC). Pendant la phase à pente négative, lorsque la tension de référence venant de i'EEPROM est appliquée à l'intégrateur 46, il n'est pas besoin d'amplifier le signal. Le commutateur 59 est ouvert et l'amplificateur 44 sert de tampon. Cela permet également d'utiliser une alimentation simple à 3 V et élimine le besoin d'avoir un doubleur de tension pour obtenir la plage de tensions nécessaire. Dans le mode de réalisation réalisé sur la figure 4, le gain d'amplificateur 44 est commandé par la valeur de la résistance 112. Typiquement, cette résistance est une résistance interne fournissant un gain sélectionnable fixé. Au lieu de cela, on peut utiliser un amplificateur avec un gain programmable, par exemple un gain programmable à 4 bits peut être utilisé. Encore une autre option est d'avoir une résistance externe fixée qui est choisie pour sélectionner le gain approprié selon

l'application du capteur.

Il est à noter qua, après chaque cycle de mesure de pression ou de température, il est provoqué une phase neutre, pendant la durée de laquelle le circuit a l'opportunité de se stabiliser avant de réappliquer la tension de décalage au condensateur 52. Cette période de stabilisation peut être diminuée au moyen de la technique de supercharge illustrée sur les figures 4, 5 et 6. Les interrupteurs de supercharge 114 et 115 sont brièvement fermés pour permettre à de grands courants d'être appliqués à différentes parties du circuit. 10, de manière à

rapidement stabiliser le circuit.

Comme mentionné ci-dessus, le convertisseur numérique- analogique à 4 bits 34 destiné à ajuster la source de tension ou de courant 86 et le convertisseur numérique analogique à 8 bits 22 destiné à l'ajustement brut de décalage et l'ajustement brut à pleine échelle sont

également compris dans le circuit 10.

Dans le mode de réalisation illustré sur la figure 2, un interrupteur sur capteur 116 est prévu. Les détecteurs d'humidité peuvent être compris pour mettre hors service l'interrupteur 116 en l'absence d'humidité. En présence d'humidité, l'interrupteur 116 est tourné et un drapeau est

généré pour alerter le microprocesseur de cet état de fait.

Il est évident qu'un tel détecteur pourrait s'avérer utile dans une jauge de pression devant être utilisée pour un fonctionnement sous l'eau, dans des ordinateurs de plongée et analogue. L'interrupteur 116, connecté à un circuit 117, permet au circuit 10 d'être exploité en mode à faible puissance, dans lequel le circuit R/C est stoppé, et seul l'interrupteur sur capteur 116, qui ne demande seulement que 0,2 JIA, reste activé. Un circuit à résistance interne ayant un miroir de courant (faisant partie du circuit 117) ayant une résistance de 2 à 3 MOhms est nécessaire pour détecter

la présence d'eau neuve sur l'interrupteur 116.

Une fonction de remise à l'état initiale et remise de puissance automatique est prévue par le circuit 118 (figures 2 et 3), qui est connecté, en interne (figure 2) ou en externe (figure 3), à un condensateur sur puce (non représenté). Une autre caractéristique incorporée dans un mode de réalisation préféré celle d'un mode à économie de courant, dans lequel du courant est fourni aux capteurs seulement lorsque ces capteurs se trouvent dans un mode de mesure et que le signal est intégré, c'est-à-dire dans la phase à pente positive (faisant à peu près 1/3 de la durée de la

conversion totale analogique-numérique).

Le circuit illustré sur la figure 3 comprend en outre différentes caractéristiques, le rendant approprié pour des applications industrielles dans l'utilisation de la régulation de processus. Une pluralité de sources de courant ou de tension 26 est prévue. Une source de courant ou de tension peut être connectée pour être commutable de manière à fournir de la puissance seulement pendant les cycles de mesure, tandis qu'une autre source peut être connectée en permanence aux capteurs. L'utilisation d'une source de courant ou de tension connectée en permanence permet à d'autres circuits analogiques tels que des amplificateurs programmables d'être connectés aux capteurs tout en assurant qu'un signal de sortie analogique constant est reçu des capteurs. Ceci permet aux capteurs d'être surveillés à tout

moment par les circuits analogiques leur étant connectés.

Pour obtenir ceci, une pluralité de lignes est multiplexée vers les capteurs pour connecter les circuits analogiques additionnels aux capteurs. Une rétroaction numérique de tension peut être prévue au moyen de broches 122 (DVM1-DVM2) sur la figure 3 pour commander le circuit analogique. Le Régulateur de Tension et le Doubleur de Tension 124 sur puce peuvent générer la sortie en tension +/- nécessaire pour commander le circuit analogique et le circuit intégré lui-même par une connexion sur un JFFET directement à des alimentations en puissance de +35 V telles qu'utilisées dans de nombreuses applications industrielles. Par exemple, si un amplificateur programmable est connecté, une ligne de rétroaction peut passer depuis la sortie d'amplificateur

pour commander l'amplificateur, vers les entrées 122.

L'alimentation en puissance de ces amplificateurs programmables en externe peut également être fournie depuis le circuit intégré avec son régulateur de tension 124 comme on le voit sur la figure 4. Le circuit illustré sur la figure 3 comprend différents autres caractéristiques, telles qu'une référence de tension à barrière de potentiel, un doubleur de tension et une valeur VDD-VSS programmable, comme indiqué de façon globale par le bloc régulateur de tension 124. Il est à noter que, bien que les circuits aient été décrits spécifiquement pour être utilisés dans le mesure des pressions, les concepts évoqués vont être applicables pour mesurer toutes autres valeurs pouvant être détectées par un capteur résistif. Ceci comprend par exemple les poids, force, température, pression, température, pression, accélération, humidité, champ magnétique, pH, conductivité, etc.

Claims (58)

REVENDICATIONS

1. Un appareil de compensation d'un signal de mesure comprenant: un convertisseur analogique-numérique (16) travaillant en mode d'intégration à pente duale, le convertisseur comprenant un intégrateur (46) ayant un premier port d'entrée pour recevoir sélectivement soit le signal de mesure analogique soit une tension de référence, et un deuxième port d'entrée pour recevoir une tension de commande, le convertisseur comprenant en outre un comparateur (17) connecté à une sortie de l'intégrateur (46) et un compteur (24) destiné à commander le nombre d'étapes durant la phase d'intégration à pente positive; un contrôleur, connecté au premier port d'entrée de l'intégrateur (46), afin de fournir la tension de référence à l'intégrateur (46) pendant la phase d'intégration à pente négative; et un amplificateur, ayant un gain commutable, une sortie de l'amplificateur étant connectée au premier port d'entrée de l'intégrateur (46), dans lequel le contrôleur comprend un

microprocesseur.

2. Un appareil selon la revendication 1, dans lequel le contrôleur comprend une mémoire à données, connectée au microprocesseur, et dans lequel l'appareil comprend en outre un convertisseur numériqueanalogique, destiné à produire la tension de référence en réponse à une valeur numérique

fournie à partir de la mémoire à données.

3. Un appareil selon la revendication 2, dans lequel la mémoire est connectée au convertisseur numérique-analogique et les données dans la mémoire comprennent une valeur de compensation de décalage numérique, une valeur d'ajustement brute à pleine échelle, pré-programmée et des valeurs d'ajustement fines à pleine

échelle pré-programmées.

4. Un appareil selon la revendication 3, dans lequel la valeur de compensation de décalage numérique et la valeur d'ajustement brute à pleine échelle pré-programmée comprennent chacune un mot de 8 bits et les valeurs d'ajustement fines à pleine échelle pré-programmée

comprennent des mots à 12 bits.

5. Un appareil selon la revendication 4, dans lequel la tension de référence correspond à la valeur d'ajustement brute à pleine échelle numérique à 8 bits fournie depuis la mémoire pour donner à l'intégrateur (46) l'ajustement brut à

pleine échelle.

-6. Un appareil selon la revendication 4, dans lequel les valeurs d'ajustement fines à pleine échelle sont calculées par interpolation à partir des valeurs d'ajustement fines à pleine échelle pré- programmées et sont utilisées pour ajuster le nombre d'étapes comptées par le

compteur (24).

7. Un appareil selon la revendication 3, dans lequel le premier port d'entrée de l'intégrateur (46) comprend un condensateur (52) chargé à une tension de compensation de décalage correspondant à la valeur de compensation de

décalage numérique.

8. Un appareil selon la revendication 1, comprenant en outre au moins un capteur (12) connecté à un circuit pont associé, dans lequel le signal de mesure est dérivé du au

moins un circuit pont.

9. Un appareil selon la revendication 8, comprenant en outre une source de courant ou une source de tension

programmable connectée à l'un des au moins un capteur (12)s.

10. Un appareil selon la revendication 9, dans lequel l'appareil comprend une pluralité de capteur (12)s et un interrupteur pour connecter sélectivement la source de courant ou la source de tension à l'un quelconque parmi la

pluralité de capteur (12)s.

11. Un appareil selon la revendication 9, dans lequel la source de courant ou la source de tension programmable

comprend un sélecteur à étagement.

12. Un appareil selon la revendication 8, comprenant en outre une pluralité de sources de courant ou une source

de tension connectée(s) à chaque capteur (12).

13. Un appareil selon la revendication 12, dans lequel les sources de courant ou la source de tension programmable(s) comprennent chacune un sélecteur à étagement.

14. Un appareil selon le revendication 11, dans lequel la valeur du sélecteur à étagement, à une température minimale prédéterminée pour laquelle un signal de sortie est

obtenu du comparateur (17), est stockée en mémoire.

15. Un appareil selon la revendication 14, dans lequel les valeurs d'ajustement fines à pleine échelle pré-programmées correspondent à des valeurs de compensation obtenues pour des températures et des pressions prédéterminées.

16. Un appareil selon la revendication 15, dans lequel le microprocesseur est programmé pour calculer les valeurs de compensation en température et en pression, par interpolation, en utilisant les valeurs d'ajustement fines à pleine échelle pré-programmées ayant été stockées dans la

mémoire à données.

17. Un appareil selon la revendication 4, comprenant en outre un multiplexeur connecté entre la mémoire et le convertisseur numériqueanalogique, pour transmettre soit la valeur de compensation de décalage, soit la valeur d'ajustement brute à pleine échelle au convertisseur numérique-analogique.

18. Un appareil selon la revendication 2, dans lequel la mémoire comprend un dispositif mémoire à lecture seule,

effaçable et programmable, électriquement.

19. Un appareil selon la revendication 1, dans lequel l'amplificateur comprend un tampon/amplificateur ayant un moyen de tampon latéral NPN pour des caractéristiques à

faible bruit.

20. Un appareil selon la revendication 1, comprenant en outre des moyens de commutation de supercharge permettant de stabiliser rapidement l'appareil pendant les phases neutres d'intégration et lorsqu'il y a commutation entre

différents signaux.

21. Un appareil de traitement de signaux de mesure analogiques comprenant: un convertisseur analogique-numérique (16) comprenant un intégrateur (46) à pente duale, fonctionnant en phase à pente négative avec une tension de référence d'ajustement brute à pleine échelle; une unité de stockage permettant de stocker une valeur de référence d'ajustement brute à pleine échelle correspondant à la tension de référence d'ajustement brute à pleine échelle; un convertisseur numérique-analogique connecté entre l'unité de stockage et l'intégrateur (46); et un amplificateur à gain commutable, connecté à l'intégrateur (46), pour amplifier les signaux de mesure analogiques pendant la phase à pente positive de l'intégration.

22. Un appareil selon la revendication 21, comprenant en outre des moyens de commutation à supercharge pour stabiliser rapidement l'appareil pendant les phases neutres d'intégration.

23. Un appareil selon la revendication 21, dans lequel l'amplificateur à gain commutable est un amplificateur à

gain programmable.

24. Un appareil selon la revendication 21, dans lequel l'amplificateur comprend un tampon/amplificateur ayant un moyen de tampon latéral NPN pour des caractéristiques à

faible bruit.

25. Un appareil selon la revendication 21, dans lequel une valeur de compensation de décalage est stockée dans l'unité de stockage et le convertisseur analogique-numérique (16) comprend un condensateur (52) de stockage de tension de compensation de décalage destiné à compenser, pendant une phase neutre d'intégration, le décalage de tension, le condensateur (52) de stockage de tension de compensation de décalage recevant une tension

liée à la valeur de compensation de décalage.

26. Un appareil selon la revendication 21, comprenant en outre un multiplexeur ayant une sortie connectée au convertisseur numériqueanalogique et une entrée connectée à

l'unité de stockage.

27. Un appareil selon la revendication 21, comprenant en outre une interface microprocesseur destinée à assurer la

connexion à un microprocesseur externe.

28. Un appareil selon la revendication 25, comprenant en outre un moyen de commande destiné à commander la transmission de la valeur de compensation de décalage pour le condensateur (52) de stockage de tension de compensation de décalage et la transmission de la valeur de référence

d'ajustement brute à pleine échelle.

29. Un appareil de traitement de signaux de mesure analogiques comprenant: un convertisseur analogique-numérique (16) comprenant un intégrateur (46) à pente duale; un moyen compteur (24) pour commander le nombre d'étapes d'intégration pendant la phase à pente positive de l'intégration; une unité de stockage pour stocker des valeur d'ajustement fines à pleine échelle pré-programmées; un contrôleur permettant de calculer des valeurs de compensation spécifiques à partir des valeurs d'ajustement fines à pleine échelle pré- programmées, pour commander le nombre d'étapes d'intégration du compteur (24); et un amplificateur à gain commutable connecté à l'intégrateur (46) pour amplifier les signaux de mesure analogiques pendant la phase à pente positive de l'intégration.

30. Un appareil selon la revendication 29, dans lequel les valeurs de compensation spécifiques sont calculées par interpolation à partir des valeurs d'ajustement fines à

pleine échelle pré-programmées.

31. Un appareil selon la revendication 29, comprenant en outre des moyens de commutation de supercharge pour stabiliser rapidement l'appareil pendant les phases neutres d'intégration.

32. Un appareil selon la revendication 29, dans lequel l'amplificateur à gain commutable est un amplificateur à

gain programmable.

33. Un appareil selon la revendication 29, dans lequel l'amplificateur comprend un tampon/amplificateur ayant un moyen de tampon latéral NPN pour des caractéristiques à

faible bruit.

34. Un appareil selon la revendication 29, comprenant en outre une interface de microprocesseur destinée à la

connexion d'un microprocesseur externe.

35. Un appareil selon la revendication 29, comprenant en outre une horloge (66) programmable connectée au moyen compteur (24) pour ajuster la fréquence du moyen

compteur (24).

36. Un procédé de mesure d'un signal de compensation comprenant: la fourniture d'un convertisseur analogique- numérique (16) comprenant un intégrateur (46) à pente duale ayant un port d'entrée pour recevoir un signal de mesure analogique et un comparateur (17) connecté à une sortie de l'intégrateur (46); fourniture, au moyen d'un compteur (24), d'un temps sélectionnable d'intégration pendant la phase d'intégration à pente positive; application d'une tension de référence d'ajustement brute à pleine échelle au port d'entrée de l'intégrateur (46) pendant une phase à pente négative de l'intégration; et ajustement de l'amplification du signal appliqué au port d'entrée de l'intégrateur (46) pendant la phase à pente

positive.

37. Un procédé selon la revendication 36, dans lequel la tension de référence d'ajustement brute à pleine échelle est appliquée au port d'entrée sous l'effet de la commande

programmable du microprocesseur.

38. Un procédé selon la revendication 36, comprenant en outre: la fourniture, sous l'effet d'une commande de microprocesseur programmable, d'une tension de compensation de décalage prédéterminée au port d'entrée d'un intégrateur (46) pour fixer le point de début de l'intégration.

39. Un procédé selon la revendication 37, dans lequel des données numériques sont fournies sous l'effet de la commande d'un microprocesseur à partir d'une mémoire à données et les données comprennent une valeur de compensation de décalage qui est représentative de la tension de compensation de décalage, des valeurs d'ajustement fines à pleine échelle pré-programmées pour ajuster la durée d'intégration pendant la phase à pente positive, et une valeur de référence pré-programmée devant être utilisée lors de la fourniture à l'intégrateur (46) de

la tension de référence d'ajustement brute à pleine échelle.

40. Un procédé selon la revendication 39, dans lequel la valeur de compensation de décalage est convertie en tension de compensation de décalage et la valeur de référence est convertie à la tension de référence d'ajustement brute à pleine échelle, dans un convertisseur numérique-analogique, avant d'être appliquée à

l'intégrateur (46).

41. Un procédé selon la revendication 39, comprenant en outre une phase d'étalonnage, pendant laquelle les valeurs d'ajustement fines à pleine échelle pré-programmées et la valeur de référence pré- programmée sont stockées dans

la mémoire à données.

42. Un procédé selon la revendication 39, dans lequel la mémoire à données comprend un dispositif mémoire à

lecture seule, effaçable et programmable, électriquement.

43. Un procédé selon la revendication 37, dans lequel la tension de compensation de décalage est appliquée à l'intégrateur (46) en chargeant un condensateur (52)

connecté au port d'entrée.

44. Un procédé selon la revendication 39, comprenant en outre l'étape de calcul de valeurs d'ajustement fines à pleine échelle spécifiques à partir des valeurs d'ajustement fines à pleine échelle pré-programmées, par une interpolation.

45. Un procédé selon la revendication 44, dans lequel l'interpolation est une interpolation polynomiale utilisant l'équation Y = LO*YO + Ll*Y1 + L2*Y2 + L3 + Y3 dans laquelle LO, L1, L2 et L3 sont: LO ( (X-X) * (x-x2) * (x-x3) (XO-Xl) * (XO-X2) * (X0-X3)

L (X-XO) * (X-X2) * (X-X3)

LI = (Xl-XO) * (Xl-X2) * (X1-X3)

L2 - (X-XO) * (X-X1) * (X-X3)

(X2-XO) * (X2-X1) * (X2-X3)

L3 - (X-XO) * (X-X1) * (X-X2)

(X3-XO) * (X3-X1) * (X3-X2)

46. Un procédé selon la revendication 44, dans lequel les valeurs de référence des valeurs d'ajustement fines à pleine échelle pré- programmées sont des valeurs de compensation pré- programmées obtenues pour différentes

températures et pressions prédéterminées.

47. Un procédé selon la revendication 36, dans lequel le signal de mesure est dérivé d'un capteur (12), dans un circuit pont, le procédé comprenant en outre: l'augmentation graduelle du courant fourni au circuit pont à une température minimale prédéterminée, jusqu'à obtenir un signal du comparateur (17), dont l'amplitude du courant est représentatif d'une tension de compensation

d'erreur de composant.

48. Un procédé selon la revendication 47, dans lequel les données correspondant au courant fourni au circuit pont sont stockées dans la mémoire à données à titre de valeur de

compensation d'erreur de composant.

49. Un procédé selon la revendication 39, comprenant en outre l'étape de multiplexage de la transmission des données numériques allant à un convertisseur numérique-analogique, pour fournir sélectivement, au convertisseur numérique-analogique, la valeur de compensation de décalage ou la valeur de référence pré-programmée.

50. Un procédé selon la revendication 46, comprenant en outre la fourniture d'un capteur (12) de pression dans lequel les valeurs d'ajustement fines à pleine échelle préprogrammées sont déterminées pendant la phase d'étalonnage, en exposant le capteur (12) de pression à des

variations prédéterminées de température et de pression.

51. Un procédé selon la revendication 44, dans lequel le convertisseur analogique-numérique (16) est exploité, en un mode de détection de température, pour obtenir des mesures de température, et en un mode de détection de pression, pour obtenir des mesures de pression, les valeurs obtenues dans un mode étant utilisées lors du calcul de la valeur d'ajustement fines à pleine échelle spécifique fait

dans le mode subséquent.

52. Un procédé selon la revendication 51, dans lequel le mode de détection de température et le mode de détection de pression sont engagés à des intervalles de temps prédéterminés au moyen d'un interrupteur de commande,

lorsqu'on le souhaite.

53. Un procédé selon la revendication 44, dans lequel le convertisseur analogique-numérique (16) est exploité en un mode de détection de température et dans un mode de détection de pression, et dans lequel le procédé comprend une technique d'économie de courant dans laquelle du courant est fourni au capteur (12) seulement pendant la phase à

pente positive de l'intégration.

54. Un procédé selon la revendication 36, comprenant en outre l'utilisation de techniques de supercharge durant les phases à pente neutre, pour faciliter l'obtention d'une

cadence plus élevée des compensations de signal de mesure.

55. Un procédé selon la revendication 41, comprenant en outre l'étalonnage de l'horloge (66) pour obtenir une hauteur de rampe d'intégrateur (46) minimale prédéterminée.

56. Un procédé selon la revendication 55, dans lequel l'étalonnage de l'horloge (66) comprend l'ajustement de la fréquence d'horloge (66) pour obtenir une fréquence souhaitée et le stockage de la fréquence souhaitée dans la

mémoire à données.

57. Un procédé selon la revendication 44, dans lequel le convertisseur numérique-analogique est exploité en un mode de détection d'alimentation de puissance, à des intervalles de temps prédéterminés ou, lorsqu'on le souhaite, afin de compenser les variations éventuelles de la

puissance fournie au convertisseur.

58. Un procédé selon la revendication 57, dans lequel des valeurs de compensation d'alimentation en puissance spécifiques sont calculées, par une interpolation à partir des valeurs de compensation d'alimentation de puissance pré-programmées, stockées dans la mémoire à données, afin d'assurer une compensation des fluctuations de la puissance

fournie au convertisseur.