JP2553178B2 - 測定誤差補正方法とその装置 - Google Patents

測定誤差補正方法とその装置

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JP2553178B2 JP63502428A JP50242888A JP2553178B2 JP 2553178 B2 JP2553178 B2 JP 2553178B2 JP 63502428 A JP63502428 A JP 63502428A JP 50242888 A JP50242888 A JP 50242888A JP 2553178 B2 JP2553178 B2 JP 2553178B2
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Description

【発明の詳細な説明】 この発明は測定誤差補正あるいはアナログ測定信号の
信号形成、またはその両者に関し、特に、別記請求項１
および11の前提項に記載の、アナログ測定信号のディジ
タル量への変換を前提とする場合のピエゾ抵抗センサな
どのセンサ類に関する。
各種のセンサ、およびピエゾ抵抗センサは、今日の工
学において広く使用され、測定用、制御用、および調整
用の回路において不可欠の構成要素である。これらのセ
ンサによって具体的な測定値が検出され、さらに信号が
処理される。
最近の数十年間の間に今日のセンサ類は可成り安価に
市場において入手できるようになっている。
勿論実用上は、例えば測定ブリッジ回路中で測定信号
が多種の測定誤差を伴なうおそれはある。また、従来の
センサは、複雑な回路を使用しないとマイクロプロセッ
サとの接続が困難であり、常にまずアナログ測定回路で
得られた測定信号は、アナログ・ディジタル変換を受け
る必要がある。
少くとも温度補正を可能とするため、米国特許第3,65
4,545号には、測定ブリッジ回路のあとに、アナログ測
定値補正回路が設けられ、アナログ測定信号の場合に少
くとも温度の変化によって生ずる誤差を補正することが
開示されている。しかもなお、このアナログ式温度補正
方法でも満足すべき補正は得られない。
他方、米国特許第4,192,005号明細書には、ピエゾ抵
抗センサのアナログ測定信号をアナログディジタル変換
器を使用してディジタル化し、これをディジタル処理す
る方法が開示されている。この方法では、感度補正およ
びオフセット補正を予め予測することができないので、
アナログディジタル変換器のA/D変換精度の極度の損失
を招く。換言すれば、この従来の装置では、第一に誤差
を含むすべての信号がディジタル化されるのである。変
換精密度は、個々のディジタル処理段階のすべてが適切
であってはじめて最良となり得る。さらに、それに続く
ディジタル処理回路内において、複雑な回路、特に多数
の記憶領域を必要とする。これは、始めに得られたアナ
ログ測定信号が少くとも初期の段階でアナログディジタ
ル変換器によって処理されねばならないので、発生する
誤差の少くとも一部分が、少くとも早目に補正される必
要があるからである。部品点数が多くなるので、前記米
国特許明細書中では、マイクロプロセッサを付設するこ
とがよいと記載されている。
前記従来技術よりもさらに改良された測定誤差補正シ
ステムが、ヨーロッパ特許公開A0,169,414号明細書に開
示されている。これに開示された測定方法および、その
方法を実施するための装置は、ディジタル方式で作動す
る補正回路を含むものである。この回路では、アナログ
量として得られた測定信号は、さらにアナログ処理さ
れ、この場合専ら１個の制御回路内でアナログ測定信号
がディジタル化され、つぎに一定の基準に基いて得ら
れ、予め記憶しておいたディジタル化補正値および信号
形成値を呼出し、これを測定回路に帰還させる。さら
に、例えば測定用ブリッジの電源電圧、あるいはブリッ
ジに付随する演算増幅器内の増幅特性が影響を受ける可
能性がある。このヨーロッパ特許公知資料の技術によれ
ば、それ以前の方法に比較して格段に改良された結果が
得られ、とりわけ、比較的簡単な構成により、捕捉され
た測定信号の温度補正のみならず、特に零点補正および
直線性補正を行うことができる。
このヨーロッパ特許の改善された回路でも、まず長時
間安定性においてもまた比較的高い電力消費において
も、幾つかの欠点がある。なぜならば、演算増幅器（OP
増幅器）の出力信号に雑音が伴うために、この演算増幅
器によるアナログ式補正は、ミリアンペア領域の可成り
大きな電流信号を必要とするからである。要するにアナ
ログ出力信号は、マイクロプロセッサによる直接再処理
にも適しないので、この場合にはもう一個のアナログデ
ィジタル変換器が必要となる。さらにまた、所望の測定
誤差補正を実行するためには、数多くの複雑な校正段階
を必要とする欠点がある。従ってこのヨーロッパ特許
が、以前の解決法と比較して補正と信号処理に格段の改
善が認められるとしても、なお幾多の欠点を有すること
は免かれない。
適切な組合せ方法において留意すべきセンサ信号の測
定誤差を要約すれば、 ａ）「測定値の零点移動および零点ばらつき」に関して
起こりうる測定誤差で、測定ブリッジの２辺の抵抗器の
抵抗値が異ることによって生ずる誤差で、圧力センサに
圧力が作用していないのに、零点誤差圧力信号が発生す
るものである。
ｂ）「温度の影響」によって生ずる誤差で、測定ブリッ
ジ回路の零点偏移およびその感度に影響を与える。
ｃ）前述の直線性誤差に関する他の誤差である。換言す
れば圧力測定信号は、印加された圧力に対して正確には
比例しない。
ｄ）センサ素子の「感度のばらつき」の原因となる誤差
で、センサ素子の製造公差によって決まるもので、この
ために個々の圧力センサ素子が異なる感度を有し、これ
によって測定回路の平衡が乱される。
ｅ）さらに、いわゆる「履歴誤差」および「くり返し誤
差が生ずる場合がある（これは検出がきわめて困難であ
る）。
ｆ）最後に、「長時間不安定状態」が発生する場合があ
り、基本的にはこれを初期の段階においては検出不可能
で、長時間の間に次第に増大するもので、零点を不正確
にする。
この発明は上記課題にかんがみ、特にピエゾ抵抗セン
サ等の測定誤差補正、修正および信号形成の方法および
装置に関し、高い精度と厳密性を保って測定信号を捕捉
し、これに適切な補正を加えて信号形成できるようにす
ることを目的とし、これによって個々の誤差信号が、あ
るいは複数個の誤差信号が総合的に、かつ可成り簡単な
構成によって補正できるものである。なおアナログ的に
得られる測定信号は、さらにディジタル化されるので、
マイクロプロセッサによる処理が可能となる。従って、
技術的な要求に応じて種々の変形もまた十分に可能とな
る。
上記課題は、この発明により、別記請求項１による方
法および請求項11による装置に関して記載された特徴事
項によって解決される。この発明の好適な実施態様は、
従属請求項に記載のとおりである。
この発明によれば、驚異的な方法に基いて従来技術に
比較して、過去に着想されなかった種々の利点が達成さ
れる。
さらにこの発明の装置は、センサ素子とマイクロプロ
セッサとの間にある接続回路であり、この他にはアナロ
グディジタル変換用の部品を必要としないことが特徴で
ある。またプログラム面で補正の問題が少くなるので、
個々の場合において特定のハードウェア調整およびその
改変が不必要となる。
この発明の核心は、測定信号内に含まれる信号誤差と
それに対応する信号形成に関する補正が、アナログ信号
からディジタル信号への変換の行われる前またはその後
ではなく、むしろ変換の過程内において実行されること
にある。これによって、原子の信号が、A/D変換前また
は後において実行される補正操作によって、始めに「つ
ぎ足され」たり、または後で修正不能な程に改変された
りすることがないので、従来には予想されなかった程に
高い精度のA/D変換が可能となる。
基本的に、補正および信号形成が、アナログディジタ
ル変換（以下A/D変換とする）の前に実行されると、原
始信号の追加増幅が必要となるために、電力消費の増大
を必要とする。こうなると、たとえ抵抗値の調整および
繁雑な補正方法およびその装置を付加して使用しても、
修正不能な誤差の発生を避けられない。
他方、測定信号の補正とそれに対応する信号形成が、
A/D変換の後で実行された場合は、誤差損失および情報
損失を伴なうために、もはや原始測定信号を修正分離す
ることが困難となる。この損失は、10バール、特に１バ
ールの低圧領域において著しいので、発生した誤差が、
本来の測定信号の３倍に達する場合がある。
この発明の方法では、センサも、またピエゾ抵抗セン
サを使用する場合は特に、測定ブリッジ回路を200μＡ
程度の電流値で作動させることができる。これは、アナ
ログ測定信号の伝達をディジタル化修正方法で補正す
る、前記ヨーロッパ特許の技術の場合の約10分の１であ
る。この従来技術では、演算増幅器による処理を経て十
分に大きな信号を得るためには、測定用ブリッジ電流は
少くとも2mAを必要とし、このために、前記説明のとお
り、異常な測定誤差を招く欠点があった。
この発明では、A/D変換の過程で、いわゆるカウント
法、即ち特に「鋸歯状波法」と称する方法で駆動され
る。周知の鋸歯状波法では、単一スロープ法あるいは２
スロープ法で作動されるが、この２方法から誘導された
３スロープ法および４スロープ法も可能である。なおＵ
（ｉ）/fコンバータ、量子化帰還形コンバータあるいは
電荷平衡形コンバータ等も使用できる。
特にこの発明の好適実施例では、二重積分法（２スロ
ープ法）が実行される。この方法によれば、零点の偏差
の補正、個々のセンサの感度の相違に対する補正、温度
変化に対する補正のみならず、直線性誤差および履歴性
誤差の補正をも満足に実行することが可能となるという
利点がある。
この二重積分法は、３段階の補正動作の実行が可能と
なるという点が長所である。即ち第１に静的段階におい
てレベル調整が行われ、第２の負のスロープ段階では、
入力信号積分のステップ時間Ｔを予備選択的に調整およ
び変更を行い、第３の正のスロープ段階では、積分され
た基準電圧の予備選択的調整および変更が実行される。
好適な実施形態においては、すべての過程をマイクロ
プロセッサを使用してプログラム化することができるの
で、現実に与えられた条件に対する最良の適応性を確保
することが可能となる。さらに、いわゆるマスタースレ
ーブ形作動方式を適用して、接続されたマイクロプロセ
ッサを制御することができる。なお、いわゆるスタンド
・アローン・モードあるいはカスケード回路によって作
動させることもできる。この場合は、複数個の回路がマ
イクロバス路線を経由して相互に接続される。A/D変換
信号のマッチング処理をプログラマブルな回路構成によ
って行えば、特定の技術的要請に対しても適切なマッチ
ングを取ることができ、IC化マイクロプロセッサによ
り、記憶回路から読出された２種の数値の間における適
正補正値を算定し、これを復号（デコード）にすること
ができる。特に校正値を求める際において、可成り少数
の校正点の使用のみによって測定ができ、それらの間に
ある値はコンピュータ制御によって内挿することができ
るという、きわめて大きな利点がある。またA/D変換精
度は、適切な変換比率によって容易にプログラム化する
ことができ、それによって所望の曲線適合（信号適合）
を達成することができる。
さらに顕著な特徴は、低電圧でプログラムできるEEPR
OM、即ち電気的消去可能ランダムアクセスメモリを、接
続可能なモジュールとして使用できる点であり、このEE
PROMは、信号処理回路用のすべての調整値およびパラメ
ータの記憶手段となるものである。
この装置の好適な一構成は、マイクロプログラミング
バスのインタフェースを経由してコンピュータと接続さ
れた１個のマイクロ回路チップとして構成することがで
きる。このチップ上に形成されたマイクロプロセッサを
経由すれば、内部バスを経由してEEPROM内にプログラム
された補正値を呼出し、処理したのち、プログラマブル
A/Dコンバータ整合回路（PADCAS）に入力され、この回
路が、A/D変換動作中において自動的に信号補正を実行
する。
この発明の、さらに他の利点、独自性および特徴を、
添付の図面に関連する実施例について、以下に説明す
る。
図面について説明すると、第１図は、測定誤差補正、
信号形成および信号処理用の装置の配線図、第２図は、
第１図の装置の回路ブロック図、第3a図は、温度と時間
との関係の一例を示すグラフ、第3b図は、基準値および
校正値を求めるための、圧力と時間との関係の一例を示
すグラフである。
特に第１、第２図には、主要ブロック図と接続構成と
が図示されている。
この回路装置は、半導体チップとして構成された信号
処理回路１より成る。これに、第１のインタフェース１
を通じて電気的に消去およびプログラム可能な恒久メモ
リEEPROM4が接続される。信号処理回路１は、さらに他
のインタフェース３を介して外部マイクロプロセッサま
たはマイクロバスラインに接続することができる。第１
図中に名称または文字と数字の組合せで表示された端子
および操作スイッチは、別記の表中に説明され、なお関
連事項も付記されている。
第１図の回路には、２個のセンサ５、７を接続するこ
とができ、例えば標準圧力計の場合に、これらを交互に
切換えたり、時間的にずらせて動作させることができ
る。
電源電圧Vccは、入力端子VDDA/VDDDならびにアース端
子GNDA/GNDDに印加される。センサブリッジ電流供給
は、４ビットレジスタデコーダ９とその次の電源選択ス
テップ11を介して、16段階のプログラマブルステップに
調整されて、予備選択され、この値は、内部電源12およ
び第１のマルチプレクサ13を経由して、第１あるいは第
２のセンサ５、７の測定用ブリッジ回路に印加される。
この16段に区分してプログラムすることが可能な電流ス
テップは、その他に上記ブリッジ回路でディジタル／ア
ナログ平衡によって温度が測定される場合に、センサを
８ビットAD変換領域内に調整するためにも使用される。
さらにこのプログラマブル電源は、センサ信号を所望の
出力電圧領域を考慮して調整するためにも使用される。
さらに後に説明するような温度補正も可能である。通常
通り、端子TS1およびTS2（センサの上部）を経由してセ
ンサ５、７の各々に、またブリッジの相対する接地端子
に、それぞれ電圧を印加することができる。測定ブリッ
ジの対角線から取り出された測定信号は、端子CH1H（チ
ャンネル１がハイ）およびCH1L（チャンネル１がロウ）
を経由して第１のマルチプレクサ13に、次いで他のマル
チプレクサ15を経由して中間メモリとしてのバッファ17
に入力される。バッファメモリ17の出力端子の後に、積
分段21および比較器段23より成るAD変換器19、ADCとも
略称する、が接続される。
基本的には異なるAD変換器を使用してもよいが、図示
の実施例では、いわゆる二重積分方式（デュアルモー
ド）で作動するAD変換器が使用されている。
この種のAD変換器の基本構成と機能は、ごく一般の従
来技術、特にU.ティーツェとC.シェンク著の書籍DE−Ｂ
「Halbleiterschal−tungstechnikハルプライターシャ
ルトウングステヒニーク（半導体回路工学）」1980年第
５版649頁以降、特にその658〜664ページに、さらにハ
イデルベルク市アルフレート、ヒューティッヒ、フェア
ラーク社（Dr.Alfred Hthig Verlag,Heidelberg）198
2年出版の「Digitale Schaltungen und Schaltkreiseデ
ィギターレ、シャルトウンゲン、ウント、シャルトクラ
イゼ（ディジタル回路とその構成）」の431〜453ページ
における開示内容から、それを十分に読み取ることがで
きる。
上記従来技術と同様に、積分器21の入力は、入力抵抗
22（実施例では27KΩ）を経由してバッファメモリ17と
接続される。演算増幅器21の入力と出力との間には、さ
らにコンデンサ24（実施例では33nF）がある。積分器の
出力は比較器23に接続され、その出力は以下MCLと略称
するマスター制御ロジック25に接続される。このAD変換
器の主要作動状態はさらに以降に説明する。
信号処理回路１のその他の構成は特に固定されず、む
しろ優れた整合性をもってプログラムできるように構成
されるので、図示の実施例では４ビット幅の双方向バス
が設けられ、４ビットレジスタによってビット信号が周
期的に伝送できるようになっている。
入出力端子としてのマイクロプロセッサ端子部27を経
由して、D0−D3バス29を通り、信号処理回路１の内部バ
スから、インタフェース３を経て外部マイクロプロセッ
サあるいは外部データ再処理回路へ通じる接続が可能で
ある。またインタフェース３には、アドレスレジスタ・
イネーブルパルスALE（ALEストローブ）、バス読取り用
の読取り入力パルスRD（読取りストローブ）およびバス
書き込み用のライト・イネーブルパルスWR（ライトスト
ローブ）が付加される。前記ALEパルスに応答して、D0
−D3バス29から入力された４ビット入力値がアドレスメ
モリ31内で読出され、これがMCLロジックを経由して、
選択されたＤメモリを励起させ、次のリード・ライトを
可能ならしめる。また前記RDストローブパルスが発生さ
れると、これに応じて、すでに前記Ｄメモリが励起され
たことによってその出力側に発生している出力信号が、
D0−D3バス29に印加される。
内部論理要素として、信号処理回路１内には、さらに
２個の４ビット命令レジスタ31が含まれている。このレ
ジスタ31は、４ビット論理制御用語LCWを使用して書込
まれる。この４ビット論理制御用語は、今後は４ビット
命令語デコーダからの16ステップによってデコードさ
れ、MCLマスター制御ロジック25の各制御ブロックに入
力させるための出力信号に変換される。LCW命令語の各
々は、次の変更が発生するまではそのまま発生される。
図示の実施例において、ACコンバータをプログラマブ
ルに作動させたい場合は、さらに８ビットDAコンバータ
と抵抗グループとを、16ステップ電圧選択段に付加す
る。このDAコンバータ33は、温度測定のみならず、信号
の補正、つまり、初めの静的ステップと正のスロープス
テップにおいての、自動零点補正とフルスケール範囲の
粗調整にも使用される。８ビットDAコンバータ33の他
に、AD変換カウンタ35を使用して、マイナスのスロープ
ステップにおけるタイミング信号Ｔの調整を実行し、さ
らにフルスケール精密調整が12ビットで実行される。こ
の際、零点と感度の粗調整のために、AD変換カウンタ35
と８ビットレジスタ36が、３個の８ビットマルチプレク
サ38を経由してDAコンバータ33に接続される。
正のスロープステップの期間中においては、８、10、
12の各ビットの中からA/D変換を選択するために12ビッ
トカウンタ35が使用される。これは分周回路によってク
ロック入力を処理し、AD変換されるセンサ信号の２進等
価値に対応して正のスロープ時間をカウントする方法で
行われる。つぎに、測定ブリッジの温度信号のD/A比較
の過程においても前記12ビットカウンタ35が使用され
て、８ビットD/A信号変換が実行され、これは、測定ブ
リッジ電圧に到達した際に、比較回路23′がMCLロジッ
ク25を介してカウント動作を中止させるまで継続され
る。このカウント終了の瞬間におけるカウントポジショ
ンが、温度を８ビット２進表示した数値に相当する。
それ以降の回路動作は自動的に進行する。この場合
は、A/D変換状態値は、論理状態出力レジスタ37に書込
まれる。前記12ビットAD変換カウンタ35の出力は、３個
の４ビットAD変換出力レジスタ39へ伝送される。それに
応じて、すべてのAD変換回路が遮断され、すべての対応
するAD変換値およびそれらの論理状態は、前記出力レジ
スタ37、39において読出すことによって知ることができ
る。
EEPROM4への電源供給のために５ボルト電源50が配設
され、これが、インタフェース26のレベル整合を行う。
このEEPROM4の読取りと書込み動作は、命令レジスタ31
内にロードされるLCW（ロジック制御用語）および信号
処理回路１の内部バスを経由して行われ、接続される。
このEEPROMは、例えば２個の８ビット内部レジスタを内
蔵する。この各レジスタは、例えば４ビットレジスタの
２つの部位から成り、これを４ビットバスを経由して取
出すことができる。マルチプレックスEEPROMデータ／ア
ドレス用インタフェース用の入力ピンを押圧すれば、ア
ドレスとデータをEEPROM4へマルチプレクス方式で記入
することができる。信号処理回路１がプログラム可能に
構成されているので、外部EEPROM4が、インタフェース2
6、アドレスデータマルチプレクサ28、２個の４ビット
入力８ビット出力レジスタ30および８ビット入力４ビッ
ト出力レジスタ32を経由して、内部バスと接続される。
さらに、LCD表示装置のコントラストも温度および電
源電圧変動に左右されないように改善される。またマイ
クロプロセッサインタフェース３の温度補正の用回路41
が配設される。これによって例えば−20゜から70℃まで
の自動的適応が行われ、これは、温度補正回路41が14mV
゜/Cの温度係数を有するからである。例えば25℃で３ボ
ルトの電源電圧が得られる。その他には単に外部接地電
位GMDとマイクロプロセッサLCD用ドライブ回路その他
が、Ｖ−UPピンに接続されているだけでよく、TMPCピン
を押込むだけでよい。TMPCピンを外に引出すと、温度補
正回路が遮断される。
複数個の発光ダイオード（LED）駆動回路49を設け
て、種々のLEDを異なる機能に応じて種々異なる発光周
波数で作動させることができるが、これについては詳し
くは述べない。
さらに、外部ONSピンに出力される値を内部600KΩ抵
抗と比較するためのセンサ・オン回路45が設けられてい
る。550KΩ以下の各抵抗値は、センサ・オン回路45を規
格値に切換える。この回路45は、対応する論理制御用語
によってオンオフできるようにプログラム化することが
できる。M/Sピンを押圧すれば信号処理回路１を、いわ
ゆるマスタ駆動で作動させることができる。さらに、例
えばこの回路はわずか0.5μＡを消費するだけで切換え
が行われる。この回路１は、前記センサ・オン回路45を
経由してリアクタンス性とすることができる。さらに水
晶振動子（XTALと略称する）は停止され、マイクロプロ
セッサの接地端子および他のすべての出力は、電源電圧
レベルにセットされる。但し、センサオン回路45のみは
例外で、励起状態に保たれる。
前記のとおり、500KΩ以下の抵抗値では、回路45が再
び励起されるので、振動回路47が発振を開始する。他の
変数も再びもとの状態に復帰する。
第２図には、倍圧回路49が図示され、これを経由し
て、電源電圧に対して反対の負電圧が発生される。この
効果は95％あるいはさらに良好である。EEPROM電源に対
するマイナス端子Ｖ−EEは、この負電圧を利用して、結
局プラス端子XDDとマイナス端子Ｖ−EEとの間に５ボル
トの電源電圧供給が可能となる（EEPROM用電源50）。
バイアス電圧回路51は、複数個の電流ミラー回路で構
成されている。各バイアス電圧回路によって、作動中に
おいて必要なすべての電流レベルが生成され、センサ電
源用の大まかな電流ステップを実行させることができ
る。
前述の水晶振動子47は、２個の端子XTALIとXTAL0を経
由して振動回路53に接続される。ここでは説明しない
が、通常の方法によって、走査パルスジェネレータ55と
クロックジェネレータ57とが制御される。
外部接地されたコンデンサ59は、内部１メグオーム抵
抗60（PONR回路58）と結合されて、すべてのレジスタお
よび内部論理回路の各出力の状態と内部電源の状態と
を、すべて一定に保持するために役立ち、かつ、初期の
電源投入における自動リセット機能を適正ならしめる作
用をする。
さらに前述のとおり、低消費電力化が可能である。即
ち、PONSピンに接続された抵抗60の作用により、センサ
のオン用の抵抗45を除くすべてがオフとなると共に、信
号処理回路１は１μＡ以下の消費電流で作動できる。こ
の抵抗60の抵抗値が10メグオームでは、電流は0.6μＡ
であり、20メグオームでは0.3μＡの電流消費量に抑え
られる。
さらに信号処理回路１においては種々の異なる作動状
態、即ちいわゆるマスタ駆動またはスレーブ駆動が可能
である。この従属形のスレーブ駆動方式は、M/Sピンを
引出すことによって可能となり、チップ・イネーブルCE
開放ラインを経由して信号処理回路１が制御される。こ
のチップ・イネーブル（CE）ピンが押込まれていれば、
出力バスD0−D3 29は３種の状態に維持され、ALE（アド
レス・ラッチ・イネーブル入力）、RD（ストローブパル
ス読取り）、あるいはWR（ストローブパルス書込み）の
各パルスによって励起されない。複数個の信号処理回路
１を順次に接続した場合は、いわゆるスレーブ駆動を行
わせることができる。
前記CEピンを手前に引出しておくと、マイクロバス・
インタフェース３を経由して、制限されない作動が可能
となる。まず、特にマスタ駆動においては、マイクロプ
ロセッサ部分の電力消費が最小となる。これについて
は、前記の回路は、他の回路部品の電源回路をソフトウ
ェア命令に切換え、外部回路が、共通接地（GND）電位
として、共通VDD電源とＶ−UPピンとの間に接続され
る。このＶ−UP供給電源における消費電力制御用の内部
FETスイッチは、少なくとも100オームの内部オン抵抗を
有し、3Vで5mAまでの外部回路を制御することができ
る。
つぎにマスタ駆動は、M/Sピンを押下げ、CEピンを引
出すことによって可能となる。
つぎに前述の信号処理回路１による誤差補正は、基本
的に２つのステップで実行される。
第１のステップを校正ステップと称し、対応する補正
値と信号処理値とが検出され、内部記憶される。第２の
ステップでは、この補正値を考慮に入れた上で、圧力信
号が測定され、処理される。
以下、前記の校正ステップを第3a図と第3b図によって
説明する。
測定回路には、例えば第3b図に図示の圧力時間特性を
有するセンサ５が接続されている。同時に第3a図に図示
の温度時間曲線が成立する。言うまでもなく、温度−圧
力−時間曲線を利用して、直線性修正およびカーブ整合
を実行することも可能である。
つぎに第3a図と第3b図により、１から10までの各時点
に、引き続いて各数値が入力され、演算され、調整値と
して記憶される。ソフトウェアに従って確認されるの
で、修正および校正段階の開始は、ビット「１」によっ
て認識された上で、ソフトウェアで制御されて自動的に
検出され通過される。つぎに例えば31×８ビットより成
るEEPROM内の０から10までの位置に、対応する各数値が
記憶される。この数値によって、例えば10バールの圧力
信号が、10ビットの変換精度で補正される（１ビット＝
0.01バール、即ちフルスケール信号の0.1％）。第１の
低温度平坦部では、まず電流が調整され、これは第3b図
の「０」である。遅くとも「１′」位置でスタート信号
SSが認識されたのち、「１」において第１の温度が測定
され記憶される。さらに「２」において、オフセット信
号粗調整とデータ格納が実行される。高圧力レベルHSに
おいて所望のフルスケール粗信号FSに調整され、その調
整パラメータが温度T1に対する値として格納される。そ
れに続いては、順次この温度および他のすべての温度に
おいて、FS微調整（「３」、「６」、「９」）が実行さ
れる。それ以降の各温度では、低圧力レベルLS
（「５」、「８」）において温度が測定され、格納され
る。各温度の後の高圧力レベルHSにおいては、フルスケ
ール微調整FSが実行され、格納される。なお「４」、
「７」、「10」の各低圧力レベルLSにおいては、オフセ
ット圧力が測定され、これが格納される。
この回路は、必要な種々の温度値および圧力値に設定
され、その温度および圧力の連続変化図形が標準値とし
てマイクロプロセッサのプログラムに記憶されるので、
このプログラムに基づいて校正図形を求めることができ
る。
さらに、測定ブリッジ回路の温度補正用に別個の温度
センサを必要としないという利点がある。つまりブリッ
ジ供給電圧、即ち温度と等価な数値を測定するだけでよ
い。前述の変化図形から明らかな通り、例えば３点の温
度について適切な数値が確定されて、格納され、それら
の間の温度ならびに温度補正値も内挿法によって求めら
れる。
さらにブリッジ供給電圧補正も考慮されている。回路
装置の作動中において、何らかの理由により供給電圧の
変動の可能性は存在する。このような変動があると測定
結果に影響を及ぼす可能性がある。そこでIC回路の作用
によって電圧変動が±１ボルト以内に自動的に補正され
るように、自動電源電圧補正がなされている。さらに大
きな電圧変動は温度補正に応じて補正されると考えてよ
い。
また、第２のマルチプレクサ15には電源端子Vccおよ
びアース端子が設けられている。補正は、温度補正と類
似に実行され、供給電圧は校正段階において２進数値に
変換されたのち、測定ステップにおいて内挿法等により
補正が達成される。補正値および信号処理数値がEEPROM
4に格納されれば、信号処理回路１は圧力測定およびそ
の圧力信号処理を実行できるわけで、信号補正と信号処
理は、アナログ信号のディジタル化過程において実行さ
れる。
この場合、信号補正と信号形成は、アナログディジタ
ル変換器（ADコンバータ）において３ステップで実行さ
れる。
その第１の零点ステップあるいは静止ステップでは、
内部電圧偏差、長時間不安定性、あるいはその他の誤
差、または内部回路の偏差の修正のみならず、さらに特
に積分回路のスタート点が、前もって測定されプログラ
ムされた電圧レベルに従って設定され、これによってセ
ンサブリッジの偏差電圧（S0）を消去する。適切な正お
よび負の補正電圧が、８ビットDAコンバータ33によるプ
ログラムによって発生される。第２のステップが開始さ
れる前に、すべての偏差値の総計が自動零点調整コンデ
ンサ61にロードされ、これがAD変換積分器21の正入力端
子に想定零点電圧UZとして供給される。なおこの際、第
１ステップで積分器21を「零」にセットするために、正
入力指示器21と比較器23との間に接続される切換スイッ
チ71が必要である。なお前記接続路線は、この切換スイ
ッチ71によってオン・オフさせることができる。即ち第
１の表示ステップではオンに、次の表示ステップではオ
フとなる。
第２のステップ、即ち下降スロープのステップでは、
未知の入力信号Seとセンサブリッジ偏差信号S0との間の
電圧差Ueが、予めプログラムされた時間Ｔについて積分
される。適切な時間長さＴは、プログラマブル12ビット
カウンタ35によって発生される。たとえば12ビットカウ
ンタ35が10ビット単語で確定されると、クロック周期が
4.096と3.072のとの間にある時間変数を有する負の下降
ステップとなりうる。これによりカウンタサイクルＮが
可変となる。
負のステップスロープの時間をプログラムすること
は、フルスケール範囲を微調整するのと同等であり、最
大下降ステップ長さの25％（この実施例の場合である）
が調整可能な可変範囲となる。
第２のステップの次ぎに、長さが可変な上昇スロープ
を持った第３のステップに移行する。積分器21の入力に
は、センサ入力信号差Ueの代わりに基準電圧Urが入力さ
れる。この上昇ステップ長さは、センサ信号とセンサ偏
差信号との間の電圧差信号を、目盛り範囲内で予め調整
し積分して求められた値の大きさによって決められる
（即ちUe＝Se−S0）。この可変上昇スロープステップ
は、所要の測定範囲を調整するための目盛り範囲の粗調
整を考慮に入れて、最終的なAD変換出力信号を決定する
ものである。
この上昇スロープステップの期間に、反対極性の予め
プログラムされた基準電圧Urは、入力電圧Ueに達するま
で積分される。適切な基準電圧Urは、内部８ビットDAコ
ンバータ33を経由してプログラムを制御して発生され、
上昇ステップの期間において積分器の正入力側に自動的
に印加される。
積分器の出力が再び想定零点電圧VZに達すると、積分
器23を経由して内部カウンタが停止する。このカウンタ
出力は、AD変換出力レジスタ39に読み込まれ、変換終了
信号（CC変換終了信号）が発生される。積分器が想定零
点電圧UZに達しない内に、カウンタが予めプログラムさ
れたフルスケール範囲（最大クロック周期数）に達した
場合は、変換オーバーフロー信号COVが発生され、積分
動作は停止される。このCOV信号とCC信号とは、状態出
力レジスタ39から呼出される。この状態出力レジスタ39
には、ONセンサ信号のステータスも印加され、これをこ
のレジスタ39から呼出すことができる。
信号の適合と信号の測定範囲調整は反復機能であるか
ら、最終的に得られたAD変換信号は、２進数のセンサ出
力信号として処理される前に、数学的適合性を持たねば
ならない。
前式中の略号は次のとおりである。
CLCADC AD変換値の計算値 ADCOUT AD変換出力 HS ハイレベル信号入力呼称値 LS ロウレベル信号入力呼称値 FS FS（フルスケール呼称値）におけるAD変換出力に対
する公称値 OS LS（オフセット検出に対する呼称値）におけるAD変
換出力に対する公称値 OFSSRD LS（数学的適合性を果たすためのオフセット信
号出力）におけるAD変換出力値 この場合もっぱら一次方程式の決定に関するものであ
るから、上記の換算は簡単に考えられる。
前述の構成と作動方式によれば、信号処理回路１は、
プログラムの変更のみによって、種々の多様な課題に対
して適合することは明らかである。AD変換過程中におい
て信号処理と信号補正とが行われるので、従来には予想
されなかった精度が、最小のエネルギー消費で、信号形
成を達成することができる。内部バス構成を使用するこ
とにより、さらにすぐれた信号処理を、インタフェース
に接続された外部マイクロプロセッサまたはマイクロバ
スラインを介して達成することができる。
第２図中において、横線に斜交した位置に数字が記入
された個所が見られるが、これらは、個別の導線路の本
数を示し、あるいはバスラインにおいては、そのバスラ
インに包含される導線路の本数を示すものである。
接続端子の省略記号一覧表 GNDA アナログ回路の接地電位（GND） GNDD ディジタル回路の接地電位（GND） VDDA アナログ回路の主要電源 VDDD ディジタル回路の主要電源 Ｖ− 倍電圧回路が入力されるマイナスVDD出力（１μ
Ｆを介してGNDと接続） Ｖ−EE EEPROMの負電源電圧出力。EEPROMのGNDコネク
タと接続され、１μＦを介してこのコネクタのGND電位
と接続される。使用中のすべてのEEPROM接続は、ロウ
（Ｌ）レベル設定の場合はＶ−EE、ハイレベル（Ｈ）設
定の場合はVDDDを通じて行う。
Ｖ−UP マイクロプロセッサの接地電位出力端子。マイ
クロプロセッサまたはその他の電力制御回路の接地出力
は、0.1マイクロファラドを介してこのコネクタの所で
主要電源に接続される。TMPCがＨの場合は、すべてのマ
イクロプロセッサ接続およびそれらのインタフェース
は、接地電位で作動し、TMPCがＬの場合は、使用中は負
にレベル設定された想定接地電位にセットされる。
D0−D3（バス） RD−、WR−、ALE−の各ストローブパ
ルスによって同時に書込みまたは読取るためのセレクタ
ー。その制御は、前記各ストローブパルスの立下がりエ
ッジによってデータ、コマンドおよびレジスタアドレス
をバス線に送り、または取り出す。
RD ストローブパルスを読取ってバス読込みをするため
の端子。
WR バス読込み用の書込みパルスの端子。
ALE アドレスラッチ・イネーブル入力端子。この信号
は、電子回路の内部レジスタをアドレスする各サイクル
期間中に発生する。
CKUP マイクロプロセッサの作動および同期用のクロッ
ク信号出力端子。
STBY マイクロプロセット（アクティブＨ）のスタンバ
イ切換えと、選択時間後に解除させるためのスタンバイ
・ストローブ出力端子。この選択時間の長さは、下記SB
＊ ４ピンの選択と、クロック周波数の選択によって制
御される。
RES リセット・ストローブ出力端子で、マイクロプロ
セッサ（アクティブＬ）をリセットさせ、改めてスター
トさせる。
SB＊ ４ スタンバイ時間を４倍とする入力ピン（アク
ティブＨ）。例えば32.7KHZのクロック周波数のとき、
このピンのＨによりスタンバイ時間２秒、Ｌにより0.5
秒となる。
TMPC 選択的に温度補正されたマイクロプロセッサ・イ
ンタフェース（アクティブＬ）用の入力ピン。
EEMUX 選択してマルチプレックスするEEPROMデータお
よびアドレス用インタフェース用の入力ピン（Ｌがアク
ティブ）。
M/S マスタ／スレーブモードを切換えるための入力ピ
ン（このピンがＬのときマスタ駆動、Ｌ以外ではスレー
ブ駆動）。
CE チップ・イネーブルの切換え入力ピン（Ｈがアクテ
ィブ）。
ONS センサ・オン用入力ピン、低インピーダンス入力
増幅器用。外部接触によって抵抗が550キロオーム以下
となる場合にオン信号が印加される。
TS1−TS2 センサ１と２の測定ブリッジ回路接続用ピ
ン。
CH1H−CH2H ハイ信号入力センサ・チャンネル１および
２。
CH1L−CH2L ロウ信号用入力用センサ・チャンネル１お
よび２。
DBLRI 0.1マイクロファラドを介してDBLROに接続され
るドップラー入力ピン。
DBLRO ドップラー出力ピン。
AZ＋ 0.47マイクロファラドを介してAZ−に接続され
る、自動零点規正用プラス入力ピン。
AZ− 自動零点規正用入力ピン。
RINTO 47キロオームを介してCINT1に接続される行積分
器入力ピン。
CINT1 0.033マイクロファラドを介してCINT2に接続さ
れる列第１積分器入力ピン。
CINT2 列第２積分器出力ピン。
XTALI 内部発振器用の水晶振動子入力ピン。外部クロ
ックジェネレータ用の入力端子を兼ねる。
XTALO 水晶振動子の他の端子。
PONS 消費電力節減形入力ピン。10〜20メグオームを介
して所要電源（VDDD）に接続され、低電力状態にて最良
の電力節減を行わせる。
PONR 電源オン時におけるリセット入力用コネクタ。0.
1マイクロファラドを介してGND電位に接続され、正規の
回路リセットを行わせ、電力投入を開始させる。
LED1−LED3 第１、第２、第３のLED用のLED駆動用出力
ピン。LEDの各コネクタを接地電位に接続される。
A0−A7 外部EEPROMへのアドレスレジスタ用の８ビット
EEPROMアドレス端子。
I/00−I/07 データ書込みと読取り用の双方向８ビット
EEPROM入出力端子。前記EEMUXピンがＬのとき、データ
とアドレスが転送される。
CEE チップ・イネーブル出力コネクタ。外部EEPROMへ
のチップ・イネーブル・ストローブパルスとして使用さ
れる。
WEE 書込みイネーブル出力コネクタ。外部EEPROMへの
書込みイネーブル・ストローブパルスとして使用され
る。
OEE 出力イネーブル出力コネクタ。外部EEPROMへの出
力イネーブル・ストローブパルスとして使用される。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｇ０１Ｄ 3/04 Ｑ

Claims (27)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】特にピエゾ抵抗センサ等のセンサ用の、測
    定誤差補正あるいはアナログ測定信号の信号形成をディ
    ジタル化補正信号、集成信号、または信号形成信号によ
    って行い、アナログ測定信号は、アナログディジタル変
    換器によってディジタル量に変換される方法において、
    この補正、修正、および信号形成が、アナログ量のディ
    ジタル化の過程において実行され、さらに補正信号、修
    正信号、信号形成信号が、アナログディジタル変換器
    に、制御量および駆動量として入力され、このアナログ
    ディジタル変換器に入力されたアナログ測定信号が処理
    されることによって、補正値、修正値、および信号形成
    値に依存して変調されたディジタル出力信号がアナログ
    ディジタル変換器の出力側に出力されるようにすること
    を特徴とするアナログ信号の測定誤差補正、修正、およ
    び信号形成方法。
  2. 【請求項２】補正、修正、および信号形成を実行するア
    ナログディジタル変換器が、いわゆるカウント法、特に
    鋸歯状波法によって駆動されることを特徴とする請求項
    １記載のアナログ信号の測定誤差補正、修正、および信
    号形成方法。
  3. 【請求項３】補正、修正、および信号形成を実行するア
    ナログディジタル変換器が、二重積分法（二重スロープ
    法）によって駆動されることを特徴とする請求項１記載
    のアナログ信号の測定誤差補正、修正、および信号形成
    方法。
  4. 【請求項４】静止ステップ即ち出力ステップにおいて、
    第１の静止ステップの間における出力電圧レベル調整用
    のために、従ってアナログディジタル変換器出力信号適
    合のために、零点補正、修正、または信号形成信号、あ
    るいはそれらのすべてが、アナログディジタル変換器に
    供給されることを特徴とする請求項１あるいは３記載の
    アナログ信号の測定誤差補正、修正、および信号形成方
    法。
  5. 【請求項５】前記零点補正、修正、および信号形成信号
    が、予め選択可能な電圧信号より成ることを特徴とする
    請求項４記載のアナログ信号の測定誤差補正、修正、お
    よび信号形成方法。
  6. 【請求項６】負のスロープステップ中において、時間位
    相信号、補正信号、修正信号、ならびに信号形成信号
    が、アナログディジタル変換器に供給されることによ
    り、積分動作期間中における位相時間を調整し、これに
    伴ってアナログディジタル変換器出力信号を精密調整す
    ることを特徴とする請求項１あるいは３から５までのい
    ずれかに記載のアナログ信号の測定誤差補正、修正、お
    よび信号形成方法。
  7. 【請求項７】負のスロープステップ期間中におるステッ
    プ継続時間が、与えられたクロック周波数においてカウ
    ンタサイクルＮを調整することによって確定されること
    を特徴とする請求項６記載のアナログ信号の測定誤差補
    正、修正、および信号形成方法。
  8. 【請求項８】正のスロープステップ中において、基準電
    圧を補正する信号と修正する信号ならびに、この基準電
    圧信号を形成する信号が、アナログディジタル変換器に
    供給されることにより、前記基準電圧を調整し、これに
    伴ってアナログディジタル変換器出力信号を粗調整する
    ことを特徴とする請求項１あるいは２から７までのいず
    れに記載のアナログ信号の測定誤差補正、修正、および
    信号形成方法。
  9. 【請求項９】前記基準電圧を補正する信号と修正する信
    号ならびに、この基準電圧信号を形成する信号が、基準
    電圧Urを変化させることによって形成されることを特徴
    とする請求項８記載のアナログ信号の測定誤差補正、修
    正、および信号形成方法。
  10. 【請求項１０】信号範囲量の適合操作が、負のスロープ
    ステップ期間中におけるステップ継続時間を変化させる
    こと、あるいは基準電圧を正のスロープステップ用の出
    力電圧として変化させることによって達成されることを
    特徴とする請求項１あるいは３から９までのいずれかに
    記載のアナログ信号の測定誤差補正、修正、および信号
    形成方法。
  11. 【請求項１１】アナログディジタル変換器19と積分器21
    とコンパレータ23とを備え、積分器（演算増幅器21）に
    アナログ信号が入力される装置において、積分器（演算
    増幅器21）の第２入力端子に予備選択可能な電圧信号が
    入力されて、零点の補正、修正、ならびに信号形成を実
    行することを特徴とする請求項１から10までのいずれか
    に記載の方法を実施するための装置。
  12. 【請求項１２】前記積分器（演算増幅器21）の第２入力
    端子に、前記補正、修正信号、ならびに信号を形成する
    信号に依存する電荷量の充電が可能なコンデンサ24が接
    続されることを特徴とする請求項11記載の装置。
  13. 【請求項１３】特に請求項11の前提項による装置におい
    て、前記積分器（演算増幅器21）が、負のスロープテッ
    プにおいて予備選択可能なスロープステップ時間Ｔで駆
    動されることを特徴とする請求項１から10までのいずれ
    かに記載の方法を実施するための装置。
  14. 【請求項１４】前記スロープステップ時間Ｔが、プログ
    ラム可能なカウンタ初期値35によって調整されることを
    特徴とする請求項13記載の装置。
  15. 【請求項１５】与えられたクロック周波数において、カ
    ウンタ35内のカウント周期Ｎが、負のスロープステップ
    継続時間を調整する（Ｔ＝Ｎ×クロック周波数）のため
    に選択されることを特徴とする請求項14記載の装置。
  16. 【請求項１６】カウンタ35内のカウント周期Ｎが、少な
    くともｎ×４ビットの範囲で可変であり、好ましくは10
    あるいは12ビットであることを特徴とする請求項13から
    15までのいずれかに記載の装置。
  17. 【請求項１７】正のスロープステップにおいて前記積分
    器（演算増幅器21）が、種々の異なる基準電圧選択値Ur
    によって駆動されることを特徴とする請求項１から10ま
    でのいずれかに記載の方法を実施するための装置。
  18. 【請求項１８】前記基準電圧選択値Urが、ディジタル中
    間記憶装置36を経由して調整されることを特徴とする請
    求項17記載の装置。
  19. 【請求項１９】前記中間記憶装置36の後にディジタルア
    ナログ変換器33が接続されて、フルスケール粗調整用の
    アナログ基準電圧信号Urを発生することを特徴とする請
    求項17または18記載の装置。
  20. 【請求項２０】前記中間記憶装置36の後にディジタルア
    ナログ変換器33が接続されて、アナログ零点補正数値を
    発生することを特徴とする請求項17または18記載の装
    置。
  21. 【請求項２１】アナログディジタル変換器19の第１入力
    端子に印加されるアナログ測定信号と基準電圧Urとの間
    の切換えを行うために、マルチプレクサ38が配設され、
    その入力側に周期カウンタ35の出力および基準電圧記憶
    装置36が接続されていることを特徴とする請求項17から
    20までのいずれかに記載の装置。
  22. 【請求項２２】補正値、修正値、および信号形成数値
    が、インタフェース２に接続可能な、電気的消去可能プ
    ログラマブル不揮発性メモリ（EEPROM ４）に格納され
    ることを特徴とする請求項11から21までのいずれかに記
    載の装置。
  23. 【請求項２３】補正値、修正値、および信号形成数値
    が、この装置の半導体基板に一体化された、電気的消去
    可能プログラマブル不揮発性メモリ（EEPROM ４）に格
    納されることを特徴とする請求項11から21までのいずれ
    かに記載の装置。
  24. 【請求項２４】外部のマイクロプロセッサを接続するた
    めのインタフェース３を経由して、ディジタル化された
    測定信号の制御、ならびにその他の信号処理を実行する
    ことを特徴とする請求項11から23までのいずれかに記載
    の装置。
  25. 【請求項２５】プログラム可能な電源装置が配設される
    ことにより、センサ5,7の電流供給および範囲選択が行
    われることを特徴とする請求項11から24までのいずれか
    に記載の装置。
  26. 【請求項２６】電気的消去可能プログラマブル不揮発性
    メモリ（EEPROM ４）を備え、温度値に等価なブリッジ
    供給電圧によって測定されると共に内挿法によって算定
    される温度補正値が、前記EEPROM ４内に格納されるこ
    とを特徴とする請求項11から25までのいずれかに記載の
    装置。
  27. 【請求項２７】さらに電源電圧補正手段を備えることに
    より、電圧変動に起因する信号の劣化を補正し得ること
    を特徴とする請求項11から26までのいずれかに記載の装
    置。
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