ES2476115A1

ES2476115A1 - Metodo y dispositivo para la deteccion de la variacion temporal de la intensidad luminosa en una matriz de fotosensores

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Publication number: ES2476115A1
Application number: ES201231921A
Authority: ES
Inventors: Teresa SERRANO GOTARREDONA; Bernabe LINARES BARRANCO
Original assignee: Consejo Superior de Investigaciones Cientificas CSIC
Current assignee: Consejo Superior de Investigaciones Cientificas CSIC
Priority date: 2012-12-11
Filing date: 2012-12-11
Publication date: 2014-07-11
Anticipated expiration: 2032-12-11
Also published as: IL239059B; EP2933995B1; EP3139592B1; KR102140937B1; ES2476115B1; US20150319369A1; WO2014091040A1; KR20150095841A; JP2016501495A; ES2615345T3; IL239059A0; US9544507B2; EP2933995A1; ES2690161T3; EP2933995A4; EP3139592A1; JP6211624B2

Abstract

Método y dispositivo de detección de la variación temporal de la intensidad luminosa en una matriz de fotosensores, que comprende una matriz de pixeles, un bloque de ajuste automático de amplificación de la fotocorriente y un bloque arbitrador y codificador de eventos. Cada pixel comprende un fotosensor que genera una fotocorriente, un espejo de corriente de ganancia ajustable conectado a la salida del fotosensor, un amplificador de transimpedancia colocado a la salida del espejo de corriente, opcionalmente al menos un circuito de amplificación colocado a la salida del amplificador de transimpedancia, condensadores y detectores de umbral para determinar si la tensión de salida sobrepasa un umbral superior o baja por debajo de un umbral inferior para generar un evento en el pixel.

Description

M�todo y dispositivo para la detección de la variación temporal de la intensidad luminosa en una matriz de fotosensores. 5

Objeto de la invención

La presente invención describe un método y dispositivo para la detección de la variación temporal de la intensidad luminosa en una matriz de fotosensores que soluciona la problem�tica asociada a las invenciones del estado de la

10 técnica mediante un método y dispositivo que reemplaza las etapas previas a la etapa de condensadores conmutados por una secuencia de etapas amplificadoras de transimpedancia y transconductancia con espejos de corriente, el primero de ellos de ganancia variable cuya ganancia se ajusta en función del promedio de luz ambiente calculado mediante un sistema de control automático de ganancia común para todos los p�xeles. Se consigue as� reducir el área del p�xel, su consumo, y se consiguen sensibilidades al contraste de alrededor del 1%.

15 La presente invención se enmarca en el campo de los sensores para visión artificial, y en particular dentro del concepto de los denominados sensores de diferencia temporal o “Sensores Dinámicos de Visión”, “Dynamic Vision Sensor” (DVS) en inglés.

20 Antecedentes de la Invención

Los sensores DVS son cámaras en las que cada p�xel genera un evento cada vez que la luz que incide sobre él ha cambiado en una proporción fija desde que éste generara el evento anterior. El evento ser� positivo si la luz aument�, o negativo si disminuyó. De esta manera, el sensor genera un flujo de eventos en el tiempo, donde cada 25 evento est� definido por la terna (x,y,s), donde (x,y) son las coordenadas del p�xel en la matriz y ‘s’ el signo del evento. Este flujo de eventos representa la escena visual cambiante captada por el sensor. Este concepto de sensor fue originalmente introducido por Kramer ((J. Kramer, “An Integrated Optical Transient Sensor,” IEEE Transactions on Circuits and Systems, Part-II: Analog and Digital Signal Processing, vol. 49, No. 9, pp. 612-628, Sep. 2002) y (J. Kramer, “An on/off transient imager with event-driven, asynchronous read-out,” IEEE Int. Symp. On Circuits and 30 Systems, ISCAS 2002, vol. II, pp. 165-168, 2002)), pero su realización práctica planteaba un severo desapareamiento entre el comportamiento de los p�xeles, lo cual limitaba la máxima sensibilidad al contraste temporal que se podía alcanzar a valores de entorno al 30% (P. Lichtsteiner, et al, “Improved ON/OFF Temporally Differentiating Address-Event Imager,” Proceedings of the 2004 11th IEEE International Conference on Electronics, Circuits and Systems, 2004. ICECS 2004, pp. 211-214). Para mejorar este estado de la técnica, Lichtsteiner propuso

35 posteriormente un sensor mejorado introduciendo una etapa de condensadores conmutados autotemporizada con dos condensadores (US 5168461) que proporcionaba un inferior desapareamiento entre el comportamiento de los p�xeles, haciendo as� posible que se alcanzaran sensibilidades al contraste temporal del orden del 15% ((P. Lichtsteiner, et al, “A 128�128 120 dB 15�s Latency Asynchronous Temporal Contrast Vision Sensor,” IEEE J. Solid-State Circ., vol. 43, No. 2, pp. 566-576, Feb. 2008) y (US 7728269 B2)).

40 Sin embargo, la etapa de condensadores conmutados requería que los dos condensadores tuvieran un valor muy dispar, lo cual en una realización de circuito integrado se traduce en que requieren un área apreciable dentro del área de cada p�xel. En el sensor fabricado por Lichtsteiner ((P. Lichtsteiner, et al, “A 128�128 120 dB 15�s Latency Asynchronous Temporal Contrast Vision Sensor,” IEEE J. Solid-State Circ., vol. 43, No. 2, pp. 566-576, Feb. 2008) y

45 (US 7728269 B2)) estos condensadores ocupaban aproximadamente dos tercios del área total del p�xel. Por consiguiente, al ser los p�xeles grandes, el chip ocupa un área grande y es costoso económicamente. Con el objeto de mejorar este nuevo estado de la técnica, Leñero (J. A. Leñero-Bardallo, at al, "A 3.6us Asynchronous Frame-Free Event-Driven Dynamic-Vision-Sensor," IEEE J. of Solid-State Circuits, vol. 46, No. 6, pp. 1443-1455, June 2011) propuso reducir la disparidad entre el valor de los condensadores a la vez que introducía una etapa amplificadora de

50 tensión de área muy reducida previa a la de condensadores conmutados, consiguiendo as� reducir el área del p�xel, as� como mejorar ligeramente la sensibilidad al contraste temporal hasta valores de en torno al 10%. Sin embargo, esta etapa amplificadora presentaba un alto consumo y deterioraba ligeramente el desapareamiento entre el comportamiento de los p�xeles.

55 Para explicar la mejora que supone la presente invención respecto del estado de la técnica, se ha tomado como referencia el sensor de Lichtsteiner (US7728269 B2), cuyo diagrama de p�xel simplificado se muestra en la figura 1. La luz sensada por el fotodiodo D se transforma en la fotocorriente Iph. Los transistores T1 a T4 transforman logarítmicamente Iph a la tensión VP1 = Voffset + Volog(Iph) en el nodo P1. La fotocorriente Iph que circula a través del transistor T4 y que sale por su nodo drenador P0, que se comparte por todos los p�xeles de la matriz, se suma en el

60 bloque sumador de corrientes ΣI, que suma as� las fotocorrientes de todos los p�xeles en la matriz. Esta suma se emplea después para ajustar automáticamente la compuerta del transistor T3 en los p�xeles para minimizar el

consumo del amplificador T1-T3 adaptándolo a la luz ambiente (US 2004/065876). Los transistores T5a y T5b copian VP1 al nodo P2. En la mejora de Leñero éstos dos transistores se reemplazan por una etapa amplificadora de tensión con ganancia Av, de manera que la tensión en P2 sería VP2 = Av(Voffset + Volog(Iph)), siendo Av=1 para la realización de Lichtsteiner y Av>1 para la realización de Leñero. El circuito de condensadores conmutados formado por los 5 condensadores C1 y C2 y los transistores T6 a T8, copia a P3 la variación de tensión en P2 desde un instante anterior de reseteo t1, multiplicado por la ganancia capacitiva AC=C2/C1. As� VP3(t) = AC(VP2(t) – VP2(t1)) = ACAvVolog(Iph(t)/Iph(t1)). Los transistores T9 a T11 detectan si VP3(t) supera un determinado umbral positivo VR+, y si es as�, generan un evento positivo (ON). Los transistores T12 a T14 detectan si VP3(t) baja por debajo de un umbral negativo VR-, y si es as�, generan un evento negativo (OFF). Cada vez que el p�xel genera un evento, se produce un 10 reseteo del condensador C1 mediante el transistor de reset T7. As� el p�xel genera un evento positivo en el instante t2 si VP3(t2) ≥ VR+ = ACAvVolog(Iph(t2)/Iph(t1)), y un evento negativo si VP3(t2) ≤ VR-= ACAvVolog(Iph(t2)/Iph(t1)). Esto puede expresarse también como ΔI/I = exp((VR+/-)/(ACAvVo))-1 = θ+/-. Donde el parámetro θ+/-representa la sensibilidad al contraste positivo o negativo. El valor mínimo que se pueda ajustar para esta sensibilidad al contraste viene dado por la dispersi�n entre p�xeles de los parámetros VR+/-, AC , Av yVo . El parámetro Vo es normalmente función de 15 constantes físicas y no sufre dispersi�n de p�xel a p�xel en el mismo chip. La dispersi�n de los parámetros VR+/-viene dada por la dispersi�n en el comportamiento del amplificador T6 y T8 y de los comparadores de tensión (transistores T9 a T11 y T12 a T14) y es normalmente alto debido a que el amplificador T6 y T8 y los comparadores se hacen pequeños para reducir el área total del p�xel. El impacto del alto desapareamiento del amplificador y de los comparadores se reduce haciendo el producto del denominador ACAv alto. En el estado de la técnica de Lichtsteiner 20 Av=1, por lo que era obligatorio hacer AC lo más grande posible. Por ejemplo, en la realización de Lichtsteiner (P. Lichtsteiner, et al, “A 128�128 120 dB 15�s Latency Asynchronous Temporal Contrast Vision Sensor,” IEEE J. Solid-State Circ., vol. 43, No. 2, pp. 566-576, Feb. 2008) se le dio un valor de 20. El parámetro AC también sufre de dispersi�n de p�xel a p�xel, pero es reducida ya que en circuitos integrados las relaciones entre capacidades de condensadores sufren baja dispersi�n (típicamente por debajo del 1%). En la realización de Leñero, el parámetro Av

25 también introduce dispersi�n. Sin embargo, el parámetro AC se pudo reducir a 5 mientras que Av se fij� entorno a 25. De esta manera el producto era 125, lo cual mejoraba la sensibilidad al contraste total a pesar de aumentar ligeramente la dispersi�n. Sin embargo, la etapa extra amplificadora aumentaba much�simo el consumo del p�xel (por encima de un factor 10).

30 Por tanto, el estado de la técnica plantea el problema de que la sensibilidad al contraste no se puede mejorar sin aumentar el área de los p�xeles o sin aumentar el consumo de potencia. La presente invención, para solventar los problemas asociados al estado de la técnica, hace uso de amplificadores de transimpedancia mediante conexión de transistores MOS, polarizados en inversión débil y en configuración diodo, conectados en serie (ES 201130862).

35 Descripción de la invención

En la presente invención se presenta un método y dispositivo que resuelve el problema planteado por el estado de la técnica. Para ello la presente invención plantea conseguir una amplificación previa Av que no presente dispersi�n entre los p�xeles de la matriz del sensor, que emplea amplificadores de transimpedancia mediante conexión de transistores MOS polarizados en inversión débil en configuración diodo conectados en serie. Sin embargo, cuando 40 se conectan en serie varios transistores MOS polarizados en inversión débil en configuración diodo, hay que asegurar que la corriente de operación no sea excesivamente baja para que la operación del circuito no sea lenta, debido a las capacidades parásitas que introducen los transistores MOS. Por ejemplo, para los tamaños t�picos que se emplearían en los p�xeles de un sensor dinámico de visión (DVS), habría que asegurar que la corriente de operación estuviera entorno a entre 1nA a 100nA. Esto garantizaría una velocidad de respuesta por debajo del mili 45 segundo para cada p�xel, lo cual permitiría al DVS poder usarse en aplicaciones de alta velocidad, que es cuando resulta competitivo con respecto a las cámaras convencionales basadas en fotogramas. Por otro lado, esta corriente tampoco debe ser demasiado elevada ya que eso haría que los transistores MOS dejaran de estar polarizados en inversión débil. Para garantizar que los transistores MOS polarizados en inversión débil y en configuración diodo conectados en serie operen a corrientes altas (entorno a entre 1nA a 100nA), éstos no se pueden hacer operar 50 directamente con las fotocorrientes que generan los fotodiodos, que típicamente varían en función de la luz ambiente entre 1 femto amperio a 1 nano amperio. Por ello, la presente invención incluye en cada p�xel una etapa de amplificación de la corriente con una ganancia AI que se adapta al promedio de luz sensada por todos los p�xeles <Iph>. De esta manera la corriente de operación del amplificador de transimpedancia basado en la conexión en serie de transistores MOS polarizados en inversión débil y en configuración diodo se mantiene a un nivel de corriente

55 promedio <AIIph> entre todos los p�xeles que sea constante e igual a una corriente de referencia fijada con anterioridad Ib1 que est� típicamente entre 1nA y 100nA. Para ello la presente invención incluye un mecanismo de control automático de la ganancia que por un lado sensa en cada instante la luz promedio incidente en la matriz de p�xeles <Iph> y por otro ajusta la ganancia de la etapa amplificadora de corriente AI de todos los p�xeles para que el promedio <AIIph> sea igual a una referencia constante Ib1 fijada por el usuario, típicamente entre 1nA a 100nA.

60 As�, un primer objeto de la presente invención es un dispositivo de circuito integrado para la detección de la variación temporal de la intensidad luminosa en una matriz de fotosensores que comprende al menos una matriz de p�xeles, un bloque de ajuste automático de amplificación de la fotocorriente que se genera en cada p�xel y un bloque arbitrador y codificador de eventos conectado a la salida de la matriz de p�xeles. A su vez, cada p�xel de la matriz al

5 menos comprende: a) un fotosensor que genera una fotocorriente proporcional a una luz incidente en su superficie, dicha fotocorriente estar� comprendida en una realización particular entre 1 femtamperio y 1 nanoamperio; b) un espejo de corriente de ganancia ajustable que tiene una rama de entrada y dos ramas de salida, la primera de dichas salidas con ganancia en corriente ajustable y la segunda salida con ganancia en corriente

10 fija. El espejo introduce una ganancia en corriente, fijada por el bloque de ajuste automático, y copia la fotocorriente a la rama de salida del espejo de corriente, amplificando la corriente en una realización más particular a un valor comprendido entre 1nA y 100nA. Además minimiza las excursiones de tensión en un nodo del fotosensor, evitando as� la carga y descarga de la capacidad parásita en dicho nodo. La ganancia en corriente de este espejo la ajusta el bloque de ajuste automático de la amplificación de la corriente. As�,

15 la rama de salida con ganancia fija copia la fotocorriente de entrada a un transistor colector conectado en configuración diodo y cuyos nodos est�n conectados con los transistores colectores del resto de p�xeles de la matriz y la rama de ganancia en corriente ajustable copia la corriente de entrada a un amplificador de transimpedancia. d) el amplificador de transimpedancia colocado a la salida de la rama de ganancia ajustable del espejo de

20 corriente de ganancia ajustable, estando el amplificador formado por al menos dos transistores MOS polarizados en inversión débil y colocados en serie, cada transistor MOS estando en configuración diodo, para la conversión de la fotocorriente a una tensión logarítmica. La cantidad de transistores colocados en serie depender� de las necesidades de cada caso particular; e) un circuito de condensadores conmutados que comprende un primer condensador conectado a la salida

25 del amplificador de transimpedancia, un segundo amplificador de tensión conectado al primer condensador y un segundo condensador conectado en serie con el primer condensador y en realimentación con el segundo amplificador de tensión, estando conectado el segundo condensador en paralelo con un transistor MOS que actúa de llave de reset; y, g) un primer detector de umbral para determinar si la tensión sobrepasa un umbral superior y un segundo

30 detector de umbral para determinar si la tensión baja por debajo de un umbral inferior, estando ambos detectores conectados a la salida del segundo amplificador de tensión. Dichos umbrales superior e inferior estarán previamente establecidos por un usuario.

En una realización particular de la invención, se ha previsto que el fotosensor sea un fotodiodo, pero se podría 35 utilizar cualquier otro dispositivo fototransductor que proporcione una fotocorriente a partir de la luz incidente en él.

En otra realización particular de la invención, cada p�xel comprende al menos un bloque de amplificación adicional colocado entre la salida del primer amplificador de transimpedancia y la entrada del circuito de condensadores conmutados. Estos bloques estarán conectados en cascada o iteración entre ellos. Además, la entrada del primer 40 bloque de amplificación adicional se conecta a la salida del amplificador de transimpedancia del pixel y la salida del último bloque de amplificación adicional se conecta al primer condensador del circuito de condensadores conmutados. Cada uno de los bloques, a su vez, al menos comprende un amplificador de transconductancia, un espejo de corriente de ganancia fija conectado a la salida del amplificador de transconductancia y un amplificador de transimpedancia adicional con al menos dos transistores MOS polarizados en inversión débil y colocados en

45 serie, cada transistor MOS estando en configuración diodo. Este amplificador de transimpedancia adicional estar� conectado a la salida del espejo de corriente de ganancia fija. Si sólo hubiese un único bloque de amplificación adicional, se entiende que ser� la entrada de este bloque la que se conecte a la salida del primer amplificador de transimpedancia del pixel y que ser� la salida de este mismo bloque la que se conecte a la entrada del primer condensador del circuito de condensadores conmutados.

50 En otra realización particular de la invención, cuando se ha previsto la inclusión de más de un bloque de amplificación adicional, dichos bloques se conectan entre ellos en cascada o iteración. La conexión del segundo bloque y sucesivos con el bloque inmediatamente anterior se realiza, mediante la conexión del terminal compuerta del amplificador de transconductancia de cada bloque con la salida del amplificador de transimpedancia del bloque

55 previo. As� se consigue aumentar la amplificación aportada a la tensión logarítmica del espejo de corriente de ganancia ajustable.

N�tese que en las realizaciones en las que se hace uso de bloques de amplificación adicional, el circuito de condensadores conmutados no se conecta directamente a la salida del primer amplificador de transimpedancia del 60 pixel, sino a la salida del amplificador de transimpedancia del último bloque conectado en cascada o iteración.

En otra realización particular de la invención, el espejo de corriente de ganancia ajustable est� formado por al menos un transistor MOS de entrada, un transistor MOS de salida y un amplificador inversor de tensión. Dicho transistor MOS de entrada se ha diseñado, en otra realización más particular, de manera que su terminal de compuerta est� conectado a una tensión VG fijada previamente por un usuario desde el exterior del dispositivo, que ser� común a 5 todos los p�xeles de la matriz, su terminal drenador se conecte al fotodiodo y su terminal fuente se conecte a la salida del amplificador inversor de tensión. Además, también se ha previsto que en otra realización particular de la invención el transistor MOS de salida del espejo de corriente de ganancia ajustable se haya diseñado de manera que su terminal fuente est� conectado con el terminal fuente del transistor MOS de entrada, su terminal de compuerta est� conectado a una tensión VGA que se fija mediante el circuito de control automático de ganancia y su

10 terminal drenador actúe como salida del espejo de corriente de ganancia ajustable y se conecte a la entrada del primer amplificador de transimpedancia.

En otra realización particular de la invención, para cada p�xel cuyo primer detector de umbral determina que la tensión ha sobrepasado el umbral superior o cuyo segundo detector de umbral ha determinado que la tensión ha 15 bajado por debajo de un umbral inferior, el bloque arbitrador y codificador de eventos comprende un procesador para la determinación de unas coordenadas x e y correspondientes a la posición del p�xel en la matriz y para la generación de un evento con signo s, estando determinado el signo s por el primer y segundo detector de umbral, generando una palabra que codifica en binario el conjunto formado por las coordenadas (x,y) y el signo s. Concretamente, el primer detector generar� una señal de signo positivo cuando se haya sobrepasado el umbral

20 superior y el segundo detector generar� una señal de signo negativo cuando se baje por debajo del umbral inferior.

En otra realización particular de la invención, el bloque de ajuste automático de la amplificación de la fotocorriente es un circuito de control automático de ganancia que al menos comprende: a) una réplica del transistor colector de uno de los p�xeles.

25 b) una réplica del espejo de corriente de ganancia ajustable del p�xel en el cual su transistor MOS de entrada tiene su compuerta conectada a la tensión VG y su salida se conecta a una primera referencia de corriente Ib1; c) un primer amplificador de tensión diferencial cuya entrada negativa se conecta a la salida del espejo y a la referencia de corriente Ib1, cuya entrada positiva se conecta a una referencia de tensión, y cuya salida se conecta a la compuerta del transistor MOS de salida, generando la tensión VGA’;

30 d) un segundo amplificador de tensión diferencial conectado en configuración de ganancia unidad que copia la tensión VGA’ a los terminales de compuerta VGA de los transistores de salida de los espejos de corriente de ganancia ajustable de los p�xeles.

En otra realización particular de la invención, en el bloque de ajuste automático de la amplificación de la

35 fotocorriente, siempre que los p�xeles incluyan al menos un bloque de amplificación adicional, se dispone de un segundo transistor MOS de salida del espejo de ganancia ajustable que comparte los terminales de compuerta y fuente con el primer transistor MOS de salida, y cuyo terminal drenador constituye una segunda salida del espejo. A esta salida se conecta una etapa para el ajuste de los bloques de amplificación adicional en los p�xeles. Esta etapa de ajuste adicional para el ajuste de los bloques de amplificación adicional de los p�xeles comprende: una etapa de

40 amplificación de transimpedancia que es una réplica del primer amplificador de transimpedancia en los p�xeles, un amplificador de transconductancia que es una réplica del primer amplificador de transconductancia en los p�xeles, un amplificador de tensión diferencial y una referencia de corriente Ib2. Estos elementos de la etapa para el ajuste de los bloques de amplificación adicional en los p�xeles est�n conectados de la siguiente manera: el nodo de entrada de la etapa de ajuste adicional es el nodo del amplificador de transimpedancia generando en él una tensión logarítmica;

45 a este nodo se conecta también la compuerta del amplificador de transconductancia cuya fuente comparte el nodo VQ1 con las fuentes de los amplificadores de transconductancia de todos los p�xeles, y cuyo drenador se conecta a una referencia de corriente Ib2; este drenador se conecta a la entrada negativa del amplificador de tensión diferencial, cuya entrada positiva se conecta a una referencia de tensión, y cuya salida se conecta al nodo VQ1.

50 En otra realización particular de la invención, si los p�xeles contuvieran un segundo bloque de amplificación adicional para aumentar la amplificación de la tensión logarítmica, el bloque para el ajuste automático de la amplificación de la fotocorriente contiene una segunda etapa de ajuste adicional para el ajuste de dicho segundo bloque de amplificación adicional en los p�xeles, a cuyo nodo de entrada se conectaría la referencia en corriente Ib2.

55 En otra realización particular de la invención, si los p�xeles contuvieran más bloques de amplificación adicional en cascada o iteración, se a�adir�n en igual número y en cascada o iteración en el bloque de ajuste automático de la amplificación de la fotocorriente más etapas de ajuste adicional para el ajuste de estos “bloques de amplificación adicional” en los p�xeles

60 En otra realización particular de la invención, a la salida del último amplificador de transimpedancia adicional que hubiera en los p�xeles, se conecta la etapa de condensadores conmutados.

En otra realización particular de la invención, se conecta a la salida de dicho primer condensador una etapa de condensadores conmutados, formada por un amplificador de tensión un segundo condensador en realimentación y un transistor MOS que actúa de llave de reset en paralelo con el segundo condensador, para añadir una amplificación adicional en tensión y calcular una diferencia en la tensión entre dos instantes consecutivos de reset.

5 Un segundo objeto de la presente invención es un método para la detección de la variación temporal de la intensidad luminosa en una matriz de fotosensores, que hace uso del dispositivo descrito anteriormente. Para llevar a cabo dicho método, en cada p�xel de la matriz, se llevan a cabo al menos las siguientes etapas:

1) transformar la luz incidente en el p�xel en una corriente Iph mediante el fotodiodo;

10 2) amplificar la corriente Iph hasta un valor AIIph mediante el espejo de corriente de ganancia ajustable; 3) adaptar el valor AI de forma que el promedio de AIIph permanezca constante frente a las variaciones temporales de la intensidad luminosa promedio de todos los p�xeles mediante el bloque de ajuste automático de amplificación de la fotocorriente; 4) convertir la corriente AIIph adaptada a una tensión logarítmica mediante el amplificador de

15 transimpedancia que comprende al menos dos de transistores MOS polarizados en inversión débil y conectados en serie, estando cada uno de ellos conectado en configuración diodo; 5) determinar, en el circuito de condensadores conmutados, una diferencia de tensión ΔV= V(t2)-V(t1) entre dos instantes consecutivos t1 y t2 , provocada por una variación temporal de la intensidad luminosa y comparar la diferencia de tensión con un valor de referencia fija positiva VR+ y un valor de referencia fija

20 negativa VR-, siendo VR+ y VR-iguales para todos los p�xeles de la matriz; 6) generar la señal digital s que se envía al bloque arbitrador y codificador de eventos, estando la señal seleccionada entre:

-: evento positivo cada vez que el primer detector de umbral determina que la tensión sobrepasa el umbral superior, generado en el primer detector de umbral; y, 25 -evento negativo cada vez que el segundo detector de umbral determina que la tensión baja por

debajo del umbral inferior, generado en el segundo detector de umbral; y en el bloque arbitrador y codificador de eventos conectado a la salida de la matriz de p�xeles se llevan a cabo las siguientes etapas posteriores:

-: identificar las coordenadas espaciales (x,y) de los p�xeles de la matriz que han generado una señal digital.

30 -enviar a un elemento externo al dispositivo una palabra digital que contiene las coordenadas espaciales (x,y) y la señal s; y, -generar un flujo de palabras (x,y,s) que representan la variación temporal de intensidad luminosa en la

matriz de fotosensores.

35 En otra realización particular de la invención, se calcula una diferencia en la tensión entre dos instantes consecutivos de reset mediante la etapa de condensadores conmutados.

En otra realización particular de la invención, tras convertir la corriente AIIph previamente adaptada a una tensión y como etapa previa a determinar en el circuito de condensadores conmutados una diferencia de tensión ΔV= V(t2)40 V(t1), el método objeto de la presente invención ha previsto amplificar la tensión proveniente de la conversión de la corriente AIIph mediante el al menos un bloque de amplificación adicional (10).

Descripci�n de las figuras

45 Figura 1.-Muestra un ejemplo de realización del sensor de matriz de fotodiodos para la detección de escenas visuales dependientes del tiempo de Lichtsteiner descrito en la patente US7728269 B2 y perteneciente al estado de la técnica.

50 Figura 2.-Muestra un ejemplo de realización del dispositivo de circuito integrado para la detección de la variación temporal de la intensidad luminosa en una matriz de fotosensores objeto de la presente invención.

Figura 3.-Muestra una realización particular de uno de los p�xeles que conforma la matriz de p�xeles del sensor mostrado en la figura 2.

55 Figura 4.-Muestra otra realización particular de uno de los p�xeles que conforma la matriz de p�xeles del sensor mostrado en la figura 2 en el que dicho p�xel dispone de un bloque de amplificación adicional.

Figura 5.-Muestra un ejemplo de realización del circuito de control automático de ganancia del sensor mostrado en 60 la figura 2.

Figura 6.-Muestra un ejemplo de realización del circuito de control automático de ganancia del sensor mostrado en la figura 2, en el que dicho circuito dispone de dos etapas de ajuste adicional.

Figura 7.-Muestra el diagrama de flujo de un ejemplo de realización del método objeto de la presente invención que 5 hace uso del dispositivo mostrado en la figura 2.

Figura 8.-Muestra un amplificador de transimpedancia de N1 transistores MOS polarizados en inversión débil en configuración diodo y conectados en serie de los empleados en la presente invención. Este tipo de transistores est�n descritos en la patente ES 201130862.

Ejemplos

Seguidamente se realizan, con carácter ilustrativo y no limitativo, una descripción de varios ejemplos de realización de la invención, haciendo referencia a la numeración adoptada en las figuras.

15 En un primer ejemplo de realización del dispositivo objeto de la presente invención, la figura 2 muestra un dispositivo de circuito integrado para la detección de la variación temporal de la intensidad luminosa en una matriz de fotosensores. Dicho dispositivo consta de una matriz (1) bidimensional (esta matriz también podría ser unidimensional) de p�xeles que a su vez consta de una pluralidad (x,y) de p�xeles (6), de un bloque arbitrador y

20 codificador de eventos (2), que además comunica los eventos al exterior del aparato conectado a todos y cada uno de los p�xeles (6) y de un bloque para el ajuste automático de ganancia en corriente AGC (3) conectado a la matriz (1). Dicha conexión entre la matriz (1) y el bloque AGC (3) se realiza mediante la interposición de un transistor MOS

(4) y un condensador (5) conectados a un voltaje Vavg que fija una representación del promedio espacio-temporal de las fotocorrientes generadas en la matriz (1) de p�xeles, obteniéndose a la salida del bloque AGC (3) los voltajes VGA

25 y VQi, donde i varía de 1 a n, siendo n el número total de bloques de amplificación de transimpedancia que usan los p�xeles (6).

Las figuras 3 y 4 muestran dos realizaciones particulares de un p�xel (6) que conforma la matriz de p�xeles (1) de la figura 2. En ambas realizaciones preferentes, el p�xel (6) comprende un fotodiodo D1, dos condensadores C3 y C4, y 30 una serie de transistores etiquetados Ti1 donde el índice “i” toma los valores numéricos del 1 al 15 más opcionalmente letras a, b,c,� d. El fotodiodo D1 proporciona una fotocorriente Iph1 proporcional a la luz incidente en el p�xel (6). Los transistores T11 a T31 constituyen un amplificador de tensión (7) de entrada V1 y salida V2 que se conecta a las fuentes de los transistores PMOS T4a1, T4b1 y T51. Este amplificador de tensión (7) junto con el transistor T4a1 constituyen la rama de entrada de un espejo de corriente (8) que recibe como entrada la fotocorriente 35 Iph1, a la vez que consigue fijar la tensión V1 a un valor constante. El espejo de corriente (8) presenta dos ramas de salida formadas por los transistores T4b1 y T51. La rama de salida formada por el transistor T4b1 presenta ganancia unidad ya que T4b1 comparte la tensión de compuerta con el transistor de la rama de entrada T4a1 y los transistores T4a1 y T4b1 se hacen del mismo tamaño. Opcionalmente, se podría cambiar esta ganancia unidad por otra superior

o inferior, bien cambiando la proporción de tamaños entre T4a1 y T4a2, bien conect�ndolos a tensiones de

40 compuerta diferentes, si por consideraciones de diseño fuera conveniente. Sin pérdida de generalidad, se ha considerado aquí que la ganancia es la unidad. Por tanto T4b1 proporciona una copia de la fotocorriente Iph1. Esta corriente se lleva al transistor T4c1, conectado en configuración diodo entre los nodos Vs1 y Vavg, que se comparten ambos entre todos los p�xeles de la matriz. De esta manera en el nodo compartido Vavg se forma una tensión que depende del promedio de las fotocorrientes entre todos los p�xeles. El transistor T51 que forma la segunda rama de

45 salida del espejo de corriente proporciona una corriente amplificada AIIph1, donde la amplificación de corriente viene determinada por la diferencia entre las tensiones de compuerta VG y VGA. Esta diferencia de tensiones, que es común para todos los p�xeles (6) ya que todos ellos comparten estas dos tensiones, la fija el bloque de control automático de ganancia (3) que se describe más abajo. La fotocorriente as� amplificada AIIph1 se conecta a un amplificador de transimpedancia (9) formado por los transistores T6a1 a T6d1, cada uno de ellos en configuración

50 diodo, y que deben estar polarizados en inversión débil. La tensión Vo1 es la tensión de salida de esta etapa de transimpedancia y presenta un valor Vo1= N1Volog(AIIph1/Is), donde en este ejemplo de realización particular el número de transistores en el amplificador de transimpedancia es N1=4. En el ejemplo de realización mostrado en la figura 3, esta tensión de salida Vo1 se conecta a la entrada de la etapa de condensadores conmutados (14) formada por los condensadores C3 y C4 y los transistores T10a1, T10b1 y T111.

55 El circuito de condensadores conmutados (14) formado por los condensadores C3 a C4 y los transistores T10a1, T10b1 y T111, copia a Vdiff1 la variación de tensión en Vo1 desde un instante anterior de reseteo t1, multiplicado por la ganancia capacitiva AC1=C4/C3. As� Vdiff1(t) = AC1(Vo1(t) – Vo1(t1)) = AC1N1Volog(Iph1(t)/Iph1(t1)). Fíjese que en esta expresión han desaparecido todos los parámetros susceptibles de grandes dispersiones de p�xel a p�xel, quedando

60 tan solo la amplificación capacitiva AC1 que presenta baja dispersi�n, los números Ni que no tienen dispersi�n, y el parámetro físico Vo que presenta baja dispersi�n. Los transistores T121 yT131 detectan si Vdiff1 supera un determinado umbral positivo VR+, generando un evento positivo (ON). Los transistores T141 a T151 detectan si Vdiff1 baja por debajo de un umbral negativo VR-, generando un evento negativo (OFF). Cada vez que el p�xel (6) genera un evento, se produce un reseteo del condensador C3 mediante el transistor de reset T111. As� el p�xel (6) genera un evento positivo en el instante t2 si VR+=AC1N1Volog(Iph1(t2)/Iph1(t1)), y un evento negativo si VR=AC1N1Volog(Iph1(t2)/Iph1(t1)). Esto puede expresarse también como ΔI/I=exp((VR+/-)/(AC1N1Vo))-1= θ+/-.

5 En el ejemplo de realización del p�xel mostrado en la figura 4 se ha optado por añadir una segunda etapa de amplificación añadiendo un bloque de amplificación adicional (10). Para ello se requiere añadir una etapa de transconductancia (11), un espejo de corriente (12) y un segundo amplificador de transimpedancia (13). La etapa de transconductancia (11) la constituye el transistor MOS T71 polarizado en inversión débil que proporciona una

10 corriente I2=Isexp((Vo1-VQ1)/Vo). El espejo de corriente (12) lo constituyen en este caso y sin pérdida de generalidad los transistores T8a1 a T8c1 y éstos copian la corriente presente en la rama de entrada I2 a la rama de salida. La ganancia o atenuación en este proceso de copia viene dado por la proporción relativa en los tamaños de los transistores T8b1 y T8c1. Sin pérdida de generalidad, se ha considerado que los transistores T8b1 y T8c1 son del mismo tamaño, por lo que la ganancia del espejo (12) ser� la unidad. As�, el espejo (12) proporciona una corriente

15 igual a I2. Esta corriente ataca a una segunda etapa de transimpedancia (13) formada en este caso por tres transistores que son T9a1, T9b1 y T9c1 que proporciona una tensión de salida Vo2=N1N2Volog(AIIph1/Is), donde en este ejemplo de realización particular el número de transistores en el segundo amplificador de transimpedancia (13) es N2=3. El bloque de amplificación adicional (10) constituido por los transistores T71, T8i1, T9j1, se puede volver a repetir tantas veces como se necesite y resulte viable, para as� aumentar el factor de amplificación en la tensión final

20 de salida de la última etapa de transimpedancia. Esta salida se conecta al circuito de condensadores conmutados (14). La Figura 4 muestra el ejemplo en el que el número de amplificadores de transimpedancia es n=2, puesto que solo hay un bloque de amplificación adicional (10), y por tanto la salida de la última etapa es Vo2. No obstante, colocando más bloques de amplificación adicional en cascada o iteración a la salida de este primer bloque de amplificación adicional y donde el último de dichos bloques se conecta a la entrada del circuito de condensadores

25 conmutados (14) se consigue aumentar el factor de amplificación en la tensión final de salida de la última etapa de transimpedancia (13). As�, a la salida de la etapa de transimpedancia (13) del último bloque de amplificación adicional (10) se obtiene una tensión Von (n=n� de bloques de amplificación adicional colocados en cascada o iteración menos uno, o n=n� de amplificadores de transimpedancia). As� en este caso Vdiff1(t) = AC1(Vo2(t) – Vo2(t1)) = AC1N1N2Volog(Iph1(t)/Iph1(t1)), y de forma análoga a la anterior, el p�xel (6) genera un evento positivo en el instante t2 si

30 VR+=AC1N1N2Volog(Iph1(t2)/Iph1(t1)), y un evento negativo si VR-=AC1N1N2Volog(Iph1(t2)/Iph1(t1)). De esta manera resulta una sensibilidad al contraste θ+/-=exp((VR+/-)/(AC1NTVo))-1, siendo NT =N1N2. En una realización con n amplificadores de transimpedancia sería NT = N1N2 … Nn .

Por tanto, si en la figura 1 se fijaba una proporción entre C2 y C1 de valor AC=C2/C1=20, en los circuitos ejemplo de

35 las figuras 3 y 4 se puede conseguir AC1N1N2=24 haciendo AC1=2 (con N1=4, N2=3), lo cual se consigue gastando muy poca área en condensadores en una realización de circuito integrado. En una realización típica, se fijaría AC1=5, que tampoco se traduce en un consumo de área significativo dentro del p�xel (6), consigui�ndose sin embargo una ganancia total AC1N1N2=60 bastante más elevada, con la consiguiente mejora apreciable de la sensibilidad al contraste, que puede llegar bajo estas circunstancias a fijarse en torno al 1%.

40 Fuera de la matriz bidimensional (1) de p�xeles de la figura 2 se encuentra el circuito de control automático de ganancia (3) del que se muestran dos ejemplos de realización en las figuras 5 y 6. Este circuito comparte con todos los p�xeles (6) los nodos denominados Vavg, VG, VGA y VQi, con i=1 hasta k, siendo k-1 el número de bloques de amplificación adicional (10) que se han incluido en los p�xeles (6), siendo a su vez k=n-1. El nodo Vavg es una

45 representación del promediado espacio-temporal <Iph> de la fotocorriente recibida por todos los fotodiodos D1 de la matriz de p�xeles (1). Esta tensión controla la compuerta del transistor T4c2 que genera as� una corriente igual al promedio espacio-temporal <Iph>. Por tanto, el transistor T4c2 est� actuando como un fotodiodo que proporciona la fotocorriente promedio <Iph>. Los transistores T12, T22 y T32 hacen la misma función que los T11, T21, y T31 de las figuras 3 y 4 dentro de cada p�xel, esto es, forman un amplificador de tensión (15). Los transistores T4a2 y T52 hacen

50 la misma función que los T4a1 y T51 dentro de cada p�xel (6), esto es, forman un espejo de corriente de ganancia controlable (16), cuya ganancia depende de la diferencia de tensiones VGA’-VG. La salida del espejo de corriente (16) que se corresponde al transistor MOS T52 se lleva a una fuente de corriente de referencia de valor Ib1. Se conecta el amplificador de tensión diferencial A1 de manera que compara la tensión a la salida del espejo de corriente de ganancia ajustable (16) con una referencia de tensión, y su salida ajusta la compuerta del transistor de salida T52 del

55 espejo de corriente de ganancia ajustable, esto es, controla la tensión VGA’. El resultado que se consigue con este amplificador A1 as� conectado es que la ganancia AI del espejo de corriente (16), formado por los transistores T4a2 y T52, se auto ajusta para que AI<Iph> se iguale a Ib1. La tensión de compuerta VGA’ as� generada se copia a las compuertas de los transistores T51 de todos los p�xeles como la tensión VGA mediante el amplificador de tensión diferencial configurado en ganancia unidad A2. Si los p�xeles contuvieran una sola etapa de transimpedancia, es

60 decir si n=1, el circuito de control automático de ganancia terminaría aquí (Figura 5).

Si los p�xeles contuvieran una segunda etapa de transimpedancia, es decir un primer bloque de amplificación adicional (10), es decir si n=2, habría que añadir el transistor T5b2 que proporciona una copia adicional de la salida del espejo de corriente de ganancia ajustable (16), proporcionando una corriente AI<Iph>, y una primera etapa de ajuste adicional (17). Este circuito comprendería un amplificador de transimpedancia (18), un amplificador de 5 transconductancia (19), una referencia de corriente Ib2 y un amplificador de tensión diferencial A3. La corriente AI<Iph> se proporciona al amplificador de transimpedancia (18) formado por los transistores T6a2 a T6d2, que son una réplica de los transistores T6a1 a T6d1 de la figura 3 que forman la primera etapa de transimpedancia (9) en los p�xeles (6). La salida de esta etapa de transimpedancia se conecta al amplificador de transconductancia (19) formada por el transistor T72 que es una réplica del transistor T71 en todos los p�xeles (6). La salida del amplificador 10 de transconductancia (19) se conecta a una referencia de corriente Ib2. Esta salida también se conecta a la entrada de un amplificador de tensión diferencial, que la compara con una referencia de tensión y proporciona su salida al nodo VQ1 del amplificador de transconductancia. El resultado de esta configuración es que la tensión VQ1 se auto ajusta para que el amplificador de transconductancia (19) T72 proporcione la corriente Ib2. Como la tensión VQ1 se comparte con todos los p�xeles (6) de la matriz (1), se consigue as� que los amplificadores de transconductancia

15 (11) T71 de todos los p�xeles (6) operen a una corriente promedio igual a Ib2.

Si los p�xeles contuvieran una tercera etapa de transimpedancia, es decir un segundo bloque de amplificación adicional (10) en cascada o iteración con el primero, es decir si n=3, al circuito de control automático de ganancia (3) habría que añadir una segunda etapa de ajuste adicional (20). Este ejemplo de realización es el mostrado en la 20 figura 6. ésta contendría una réplica de la segunda etapa de transimpedancia (21) formada por los transistores T9a2, T9b2 y T9c2 alimentados por una corriente igual al promedio de la corriente correspondiente en los p�xeles (6). En este ejemplo particular, esta corriente sería igual a Ib2, ya que el espejo formado por T8a1 a T8c1 en los p�xeles (6) se le había supuesto de ganancia unidad. Si su ganancia no fuera unidad, habría que multiplicar esta corriente Ib2 por dicha ganancia. Se añade a su vez el amplificador de transconductancia (22) T102 y el amplificador A4 junto con

25 una referencia de corriente Ib3 que representa el valor del promedio de corriente al que queramos hacer operar al tercer amplificador de transconductancia dentro de los p�xeles. Al igual que en la primera etapa de ajuste adicional (17), en la segunda etapa de ajuste adicional (20) se genera una tensión VQ2 que se comparte con todos los p�xeles (6), ajustando as� el promedio de corriente del segundo amplificador de transconductancia (13) en los p�xeles (6).

30 Si los p�xeles (6) tuvieran más bloques de amplificación adicional (10), en el circuito de control automático de ganancia (3) se irían repitiendo más etapas de ajuste adicional (20) colocadas en cascada o iteración.

La figura 7 muestra un ejemplo de realización del método objeto de la presente invención. Dicho método se ha representado mediante un diagrama de flujo que consta de dos partes, una primera parte (45) que describe la 35 secuencia de pasos a realizar dentro de cada p�xel, y la segunda parte (44) describe los pasos a realizar fuera de la matriz de p�xeles para efectuar el ajuste automático de ganancia en corriente. As�, en cada uno de los p�xeles en primer lugar, el sensor de luz integrado proporciona (23) una fotocorriente Iph proporcional a la luz incidente en el p�xel en cada instante. Posteriormente se envía (24) una copia de la fotocorriente al bloque encargado del ajuste automático de ganancia (AGC). Esta fotocorriente se amplifica (25) pasando a AIIph, donde la ganancia en corriente 40 AI la determina el propio AGC. La corriente resultante AIIph se convierte a tensión (26) mediante un amplificador de transimpedancia (perteneciente al estado de la técnica) de N1 transistores MOS (43) polarizados en inversión débil en configuración diodo y conectados en serie tal y como se muestra en la figura 8. Cada transistor MOS en configuración diodo genera una diferencia de potencial de valor Volog(AIIph/Is), donde Vo es un parámetro físico que sufre baja dispersi�n de p�xel a p�xel, e Is es un parámetro tecnológico que s� sufre dispersi�n relevante de p�xel a

45 p�xel. En consecuencia, la tensión de salida de la etapa de transimpedancia ser� Vo1 = N1Volog(AIIph/Is).

Dependiendo de cada caso, la tensión obtenida Vo1 se evalúa (27) para decidir si es o no suficiente, de manera que si no se necesitase más amplificación, la tensión de salida Vo1 se usar� directamente en el paso (33) mostrado más adelante. Si se requiriese más amplificación, la tensión de salida Vo1 se transforma (28) a una corriente I2= Io2 50 exp(Vo1/Vo), mediante una amplificación de transconductancia. Esta corriente I2 se copia (29) con una amplificación o atenuación opcional A2, dando lugar a una corriente A2I2. Si A2=1 no hay amplificación ni atenuación. Si A2>1 hay amplificación y si A2<1, hay atenuación. Esta ganancia/atenuación A2 no requiere ajuste automático de ganancia. La corriente resultante A2I2 se convierte a tensión (30) mediante un amplificador de transimpedancia de N2 transistores MOS polarizados en inversión débil en configuración diodo conectados en serie de modo análogo a como se

55 muestra en la figura 8. La tensión de salida de esta etapa de transimpedancia ser� Vo2 = N2Volog(A2I2/Is).

Las fases (27 a 30) se pueden volver a repetir n-2 veces, si el voltaje Vo2 a la salida sigue sin ser suficiente (31). Al final, la tensión de salida resultante ser� Von = N1xN2x…xNnVolog(AIxA2x…xAnIph/Is). Posteriormente se calcula (33) en cada instante la diferencia entre la salida de tensión resultante Von(t) y la que hubo en el instante de reseteo 60 inmediatamente anterior treset. Se obtiene as� en cada instante el valor ΔV(t)=Von(t)-Von(treset) = N1xN2x…xNnVolog(Iph(t)/Iph(treset)), donde han desaparecido los parámetros con alta dispersi�n Ai e Is. Si en un instante dado ΔV(t) supera una referencia de tensión positiva preestablecida VR+ (34) se establece el siguiente

instante de reseteo, actualizando treset =t (35), y el p�xel emite un evento positivo (36). Si en un instante dado ΔV(t) baja por debajo de una referencia de tensión negativa preestablecida VR-(37), se establece el siguiente instante de reseteo, actualizando treset =t (38), y el p�xel emite un evento negativo (39). Finalmente, para cada evento que genere cada p�xel, se envía un evento (40) al exterior del sensor formado por las coordenadas (x,y) del p�xel que ha

5 generado el evento as� como el signo s del evento generado.

En cuanto a la segunda parte del método, en el AGC se calcula el promedio de fotocorriente <Iph> (41) empleando las copias de fotocorriente proporcionadas por todos los p�xeles. Luego, se calcula el cociente AI=Ib1/<Iph> (42), donde Ib1 es el nivel de corriente promedio al que se quiere hacer operar el primer amplificador de transimpedancia y

10 este valor resultante AI es el que se emplea como la ganancia de amplificación de corriente en todos los p�xeles, tal y como se describió en la fase de amplificación de la fotocorriente (25) en el AGC pasando a AIIph.

Claims

REIVINDICACIONES

1.-Dispositivo para la detección de la variación temporal de la intensidad luminosa en una matriz de fotosensores, 5 caracterizado porque al menos comprende:

-

una matriz de p�xeles, donde cada p�xel al menos comprende: a) un fotosensor que genera una fotocorriente proporcional a una luz incidente en su superficie; b) un espejo de corriente de ganancia ajustable (8) que comprende una rama de entrada, una primera rama

10 de salida con ganancia en corriente ajustable y una segunda rama de salida con ganancia fija, que copian la fotocorriente de entrada a sendas salidas y donde la rama de salida con ganancia fija se conecta a un transistor colector (T4c1) conectado en configuración diodo y cuyos nodos est�n conectados con los transistores colectores del resto de p�xeles de la matriz; c) un amplificador de transimpedancia (T6a1-T6d1) colocado a la salida del espejo de corriente de ganancia

15 ajustable, estando el amplificador formado por al menos dos transistores MOS polarizados en inversión débil y colocados en serie, cada transistor MOS estando en configuración diodo, para la conversión de la fotocorriente a una tensión logarítmica; d) un circuito de condensadores conmutados (14) que comprende un primer condensador (C4) conectado a la salida del amplificador de transimpedancia (T6a1-T6d1), un amplificador de tensión (T10a1-T10b1)

20 conectado al primer condensador (C4) y un segundo condensador (C3) conectado en serie con el primer condensador (C4) y en realimentación con el amplificador de tensión, estando conectado el segundo condensador en paralelo con un transistor MOS (T111) que actúa de llave de reset; y, e) un primer detector de umbral para determinar si la tensión sobrepasa un umbral superior y un segundo detector de umbral para determinar si la tensión baja por debajo de un umbral inferior, estando ambos

25 detectores conectados a la salida del amplificador de tensión (T10a1-T10b1) y estando los umbrales

superior e inferior previamente establecidos por un usuario. -un bloque de ajuste automático de amplificación de la fotocorriente que calcula el promedio de las fotocorrientes de los p�xeles de la matriz; y, -un bloque arbitrador y codificador de eventos conectado a la salida de la matriz de p�xeles.

30 2.-Dispositivo para la detección de la variación temporal de la intensidad luminosa, según la reivindicación 1,caracterizado porque la conexión del amplificador de transimpedancia (T6a1-T6d1) con el circuito de condensadores conmutados (14) se realiza mediante la interposición de al menos un bloque de amplificación adicional (10), estando conectados los bloques de amplificación (10) en cascada o iteración, donde la entrada del

35 primer bloque de amplificación adicional (10) se conecta a la salida del primer amplificador de transimpedancia (T6a1-T6d1) y la salida del último bloque de amplificación adicional (10) se conecta al primer condensador (C4) del circuito de condensadores conmutados (14), donde cada bloque al menos comprende un amplificador de transconductancia (11), un espejo de corriente de ganancia fija (12) conectado a la salida del amplificador de transconductancia (11) y un amplificador de transimpedancia (T9a1-T9c1) adicional con al menos dos transistores

40 MOS polarizados en inversión débil y conectados en configuración diodo, estando el segundo amplificador de transimpedancia conectado a la salida del espejo de corriente de ganancia fija;
3.-Dispositivo para la detección de la variación temporal de la intensidad luminosa, según la reivindicación 2 caracterizado porque cuando existe más de un bloque de amplificación adicional (10), los bloques (10) se conectan

45 entre ellos en cascada o iteración, mediante la conexión del terminal compuerta del amplificador de transconductancia (11) de cada bloque con la salida del amplificador de transimpedancia (T9a1-T9c1) adicional del bloque previo.
4.-Dispositivo para la detección de la variación temporal de la intensidad luminosa, según las reivindicaciones 1 a 3, 50 caracterizado porque el espejo de corriente de ganancia ajustable est� formado por al menos un transistor MOS de entrada (T4a1), un transistor MOS de salida (T51) y un amplificador inversor de tensión (T11-T31).
5.-Dispositivo para la detección de la variación temporal de la intensidad luminosa, según la reivindicación 4, caracterizado porque en el transistor MOS de entrada (T4a1) del espejo de corriente de ganancia ajustable tiene:

55 -su terminal de compuerta conectado a una tensión VG fijada previamente por un usuario desde el exterior del dispositivo; -su terminal drenador conectado al fotosensor; y, -su terminal fuente conectado a la salida del amplificador inversor de tensión (T11-T31).

60 6.-Dispositivo para la detección de la variación temporal de la intensidad luminosa, según las reivindicaciones 4 y 5, caracterizado porque el transistor MOS de salida (T51) del espejo de corriente de ganancia ajustable tiene: -su terminal fuente conectado con el terminal fuente del transistor MOS de entrada (T4a1);

-su terminal de compuerta conectado a una tensión VGA que se fija mediante el circuito de control automático de ganancia; y, -su terminal drenador conectado a la entrada del primer amplificador de transimpedancia (T6a1-T6d1).

5 7.-Dispositivo para la detección de la variación temporal de la intensidad luminosa, según una cualquiera de las reivindicaciones anteriores, caracterizado porque, el bloque arbitrador y codificador de eventos comprende un procesador para, cuando el primer detector de umbral determina que la tensión ha sobrepasado el umbral superior o cuando el segundo detector de umbral determina que la tensión ha bajado por debajo del umbral inferior, determinar unas coordenadas x e y correspondientes a la posición del p�xel en la matriz y generar un evento con signo s,

10 estando determinado el signo s por el primer y segundo detector de umbral, generado una palabra que codifica en binario el conjunto formado por las coordenadas (x,y) y el signo s.
8.-Dispositivo para la detección de la variación temporal de la intensidad luminosa, según una cualquiera de las reivindicaciones anteriores, caracterizado porque el bloque para el ajuste automático de la amplificación de la

15 fotocorriente es un circuito de control automático de ganancia que al menos comprende: a) una réplica del transistor colector de los p�xeles (T4c2). b) una réplica del espejo de corriente de ganancia ajustable del p�xel en el cual el terminal de compuerta de su transistor MOS de entrada (T4a2) est� conectado a una tensión VG, su transistor MOS de salida (T52) a una tensión VGA’ y su salida se conecta a una primera referencia de corriente Ib1;

20 c) un primer amplificador de tensión diferencial (A1) cuya entrada negativa se conecta a la salida del espejo, cuya entrada positiva se conecta a una referencia de tensión, y cuya salida se conecta a la compuerta del transistor MOS de salida (T52), generando la tensión VGA’; d) un segundo amplificador de tensión diferencial (A2), conectado en configuración de ganancia unidad, que copia la tensión VGA’ a los terminales de compuerta de los transistores de salida (T51) de los espejos de corriente de

25 ganancia ajustable (8) de los p�xeles cuya tensión es VGA;
9.-Dispositivo para la detección de la variación temporal de la intensidad luminosa, según la reivindicación 8, caracterizado porque el bloque para el ajuste automático de la amplificación de la fotocorriente comprende un segundo transistor MOS de salida (T5b2) del espejo de ganancia ajustable que comparte los terminales de

30 compuerta y fuente con el primer transistor MOS de salida (T52), y cuyo terminal drenador constituye una segunda salida del espejo y una etapa de ajuste adicional por cada bloque de amplificación adicional (10) del p�xel, donde cada etapa de ajuste adicional comprende: -un amplificador de transimpedancia (T6a2-T6d2) que es una réplica del primer amplificador de transimpedancia en los p�xeles (T6a1-T6d1) cuya entrada se conecta a la salida del transistor MOS de salida (T5b2) generando en el

35 amplificador (T6a2-T6d2) una tensión logarítmica; -un amplificador de transconductancia (T72) que es una réplica del amplificador de transconductancia (11) en los bloques de amplificación adicional (10) en los p�xeles (T71), cuya compuerta se conecta a la salida del transistor MOS de salida (T5b2), su fuente est� a un voltaje VQ1 común a todos los p�xeles, y cuyo drenador se conecta a una referencia de corriente Ib2; y,

40 -un tercer amplificador de tensión diferencial (A3) cuya entrada negativa se conecta a la segunda referencia de corriente Ib2, cuya entrada positiva se conecta a una referencia de tensión, y cuya salida se conecta al nodo VQ1
10.-Dispositivo para la detección de la variación temporal de la intensidad luminosa, según una cualquiera de las reivindicaciones 8 o 9, caracterizado porque el bloque de ajuste automático de la amplificación de la fotocorriente 45 comprende una etapa de ajuste adicional por cada bloque de ajuste adicional del p�xel, estando cada etapa de ajuste adicional conectada en cascada o iteración a la etapa de ajuste adicional previa.
11.-Método para la detección de la variación temporal de la intensidad luminosa en una matriz de fotosensores, que hace uso del dispositivo descrito en una cualquiera de las reivindicaciones 1 a 10, caracterizado porque en cada

50 p�xel de la matriz, se llevan a cabo al menos las siguientes etapas: 1) transformar la luz incidente en el p�xel en una corriente Iph mediante el fotodiodo; 2) amplificar la corriente Iph hasta un valor AIIph mediante el espejo de corriente de ganancia ajustable; 3) adaptar el valor AI de forma que el promedio de AIIph permanezca constante frente a las variaciones temporales de la intensidad luminosa promedio de todos los p�xeles mediante el bloque de ajuste

55 automático de amplificación de la fotocorriente, que ajusta la amplificación AI en la etapa 2;

4) convertir la corriente AIIph adaptada a una tensión mediante el amplificador de transimpedancia (T6a1-T6d1) que comprende una pluralidad de transistores MOS polarizados en inversión débil y conectados en serie, estando cada uno de ellos conectado en configuración diodo;

5) determinar en el circuito de condensadores conmutados una diferencia de tensión ΔV= V(t2)-V(t1) entre

60 dos instantes consecutivos t1 y t2, provocada por una variación temporal de la intensidad luminosa y comparar la diferencia de tensión con un valor de referencia fija positiva VR+ y un valor de referencia fija negativa VR-, siendo VR+ y VR-iguales para todos los p�xeles de la matriz; 6) generar la señal digital s que se envía al bloque arbitrador y codificador de eventos, estando la señal

seleccionada entre: -un evento positivo cada vez que el primer detector de umbral determina que la tensión sobrepasa el umbral superior, generado en el primer detector de umbral; y,

5 -un evento negativo cada vez que el segundo detector de umbral determina que la tensión baja

por debajo del umbral inferior, generado en el segundo detector de umbral; y en el bloque arbitrador y codificador de eventos conectado a la salida de la matriz de p�xeles se llevan a cabo las siguientes etapas:

-

identificar las coordenadas espaciales (x,y) de los p�xeles de la matriz que han generado una señal digital.

10 -enviar a un elemento externo al dispositivo un evento que contiene las coordenadas espaciales (x,y) y la señal s; y, -generar un flujo de eventos (x,y,s) que representan la variación temporal de intensidad luminosa en la matriz de fotosensores.

15 12.-Método para la detección de la variación temporal de la intensidad luminosa, según la reivindicación 11, caracterizado porque se calcula una diferencia en la tensión entre dos instantes consecutivos de reset mediante el circuito de condensadores conmutados.
13.-Método para la detección de la variación temporal de la intensidad luminosa, según la reivindicación 11 o 12,

20 caracterizado porque tras convertir la corriente AIIph adaptada a una tensión y como etapa previa a determinar en el circuito de condensadores conmutados una diferencia de tensión ΔV= V(t2)-V(t1), comprende amplificar la tensión proveniente de la conversión de la corriente AIIph mediante el al menos un bloque de amplificación adicional (10).