ES2293422T3 - Metodo para modificar una secuencia de bits en una retransmision arq, un receptor y un transmisor correspondiente. - Google Patents
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Abstract
Un aparato de transmisión adaptado para transmitir datos dispuestos en una secuencia de bits y usando un proceso HARQ, incluyendo dicho aparato: una sección de redisposición (110, 120) que, con respecto a una secuencia de bits i1q1i2q2 en la que los datos están dispuestos previamente, cambia i1 y q1 por i2 y q2 para obtener i2q2i1q1 e invierte los valores lógicos de i1 y q1, para producir una secuencia de bits redispuestos; y una sección de aplicación (130) que aplica la secuencia de bits redispuestos a 16 QAM por un aplicador de modulación.
Description
Método para modificar una secuencia de bits en
una retransmisión ARQ, un receptor y un transmisor
correspondiente.
La presente invención se refiere a un método
para modificar una secuencia de bits en una retransmisión ARQ en un
sistema de comunicaciones. Además, la invención se refiere a un
receptor y transmisor correspondiente.
Una técnica común en sistemas de comunicaciones
con condiciones de canal no fiables y variables en el tiempo es
corregir errores en base a esquemas de petición de repetición
automática (ARQ) junto con una técnica de corrección prospectiva de
errores (FEC) llamada ARQ híbrida (HARQ). Si un error es detectado
por un control de redundancia cíclica (CRC) utilizado comúnmente,
el receptor del sistema de comunicaciones pide al transmisor que
reenvíe los paquetes de datos recibidos con error.
S. Kallel, Analysis of a type II hybrid ARQ
scheme with code combining, IEEE Transactions on Communications.
Vol. 38, nº 8, agosto 1990 y S. Kallel, R. Link, S. Bakhtiyari,
Throughput performance of Memory ARQ schemes, IEEE
Transactions on Vehicular Technology, Vol. 48, nº 3, mayo 1999,
definen tres tipos diferentes de esquemas
ARQ:
ARQ:
- *
- Tipo I: Se desechan los paquetes erróneos recibidos y se retransmite y decodifica por separado una nueva copia del mismo paquete. No hay combinación de versiones recibidas antes y después de dicho paquete.
- *
- Tipo II: los paquetes erróneos recibidos no son desechados, sino que se combinan con retransmisiones adicionales para decodificación siguiente. Los paquetes retransmitidos tienen a veces tasas de codificación más altas (ganancia de codificación) y se combinan en el receptor con la información de software almacenada de transmisiones previas.
- *
- Tipo III: Es el mismo que el Tipo II con la condición de que cada paquete retransmitido es ahora autocodificable. Esto implica que el paquete transmitido es decodificable sin la combinación con paquetes previos. Esto es útil si algunos paquetes están dañados de tal forma que casi no se pueda reutilizar la información. Si todas las transmisiones llevan datos identificados, esto se puede considerar como un caso especial llamado HARQ Tipo III con una sola versión de redundancia.
Obviamente, los esquemas Tipo II e III son más
inteligentes y muestran una ganancia de rendimiento con respecto al
Tipo I, porque proporcionan la capacidad de reutilizar información
de paquetes erróneos recibidos previamente. Existen básicamente
tres esquemas de reutilizar la redundancia de paquetes previamente
transmitidos:
- *
- Combinación de software
- *
- Combinación de código
- *
- Combinación de software y Combinación de código.
Empleando combinación de software, los paquetes
de retransmisión llevan idéntica información en comparación con la
información previamente recibida. En este caso, los múltiples
paquetes recibidos se combinan en base de símbolo a símbolo o de
bit a bit como se describe, por ejemplo, en D. Chase, Code
combining: A maximum-likelihood decoding approach
for combining an arbitrary number of noisy packets, IEEE Trans.
Commun., Vol. COM-33, pág. 385-393,
mayo 1985 o B.A. Harvey y S. Wicker, Packet Combining Systems
based on the Viterbi Decoder, IEEE Transactions on
Communications, Vol. 42, 2/3/4, abril 1994. Combinando estos valores
de decisión de software de todos los paquetes recibidos, las
fiabilidades de los bits transmitidos aumentarán linealmente con el
número y potencia de los paquetes recibidos. Desde el punto de vista
del decodificador se empleará el mismo esquema FEC (con tasa de
código constante) en todas las transmisiones. Por lo tanto, el
decodificador no tiene que saber cuántas retransmisiones han sido
realizadas, dado que solamente ve los valores de decisión blanda
combinados. En este esquema todos los paquetes transmitidos tendrán
que llevar el mismo número de símbolos.
La combinación de código concatena los paquetes
recibidos para generar una nueva palabra código (tasa de códigos
decreciente con número de transmisión creciente). Por lo tanto, el
decodificador tiene que ser consciente del esquema FEC a aplicar en
cada instante de transmisión. La combinación de código ofrece una
mayor flexibilidad con respecto a la combinación de software,
puesto que la longitud de los paquetes retransmitidos se puede
alterar para adaptarla a las condiciones de canal. Sin embargo, esto
requiere transmitir más datos significativos con respecto a la
combinación de software.
En caso de que los paquetes retransmitidos
lleven algunos símbolos idénticos a símbolos previamente
transmitidos y algunos símbolos-código diferentes
de estos, los símbolos-código idénticos se combinan
usando combinación de software como se describe en la sección
titulada "Combinación de software", mientras que los
símbolos-código restantes se combinarán usando
combinación de código. Aquí, los requisitos de señalización serán
parecidos a la combinación de código.
Se ha mostrado en M. P. Schmitt, Hybrid ARQ
Scheme employing TCM and Packet Combining, Electronics Letters
Vol. 34, nº 18, septiembre 1998, que la operación HARQ para
Modulación Codificada Trellis (TCM) se puede mejorar redisponiendo
la constelación de símbolos para las retransmisiones. La ganancia de
rendimiento resulta de maximizar las distancias euclidianas entre
los símbolos aplicados sobre las retransmisiones, porque la
redisposición se ha realizado en base a símbolos.
Considerando esquemas de modulación de orden
alto (con símbolos de modulación que transportan más de dos bits)
los métodos de combinación que emplean combinación de software
tienen un inconveniente importante: las fiabilidades de bits dentro
de símbolos combinados por software estarán en una relación
constante en todas las retransmisiones, es decir, los bits menos
fiables de transmisiones previas recibidas seguirán siendo menos
fiables después de haber recibido más transmisiones y, de forma
análoga, los bits más fiables de transmisiones previas recibidas
seguirán siendo más fiables después de haber recibido más
transmisiones.
Las fiabilidades de bits variables evolucionan
desde la limitación de la aplicación de constelación de señales
bidimensionales, donde los esquemas de modulación que llevan más de
2 bits por símbolo no pueden tener las mismas fiabilidades medias
para todos los bits en el supuesto de que todos los símbolos se
transmitan con igual probabilidad. El término fiabilidades medias
significa en consecuencia la fiabilidad de un bit particular sobre
todos los símbolos de una constelación de señales.
Empleando una constelación de señales para un
esquema de modulación 16 QAM según la figura 1 que muestra una
constelación de señales codificada Gray con un orden de aplicación
de bits dado i_{1}q_{1}i_{2}q_{2}, los bits aplicados sobre
los símbolos difieren considerablemente uno de otro en fiabilidad
media en la primera transmisión del paquete. Con más detalle, los
bits i_{1} y q_{1} tienen una fiabilidad media alta, puesto que
estos bits se aplican a espacios medios del diagrama de la
constelación de señales con las consecuencias de que su fiabilidad
es independiente del hecho de si el bit transmite un uno o un
cero.
En contraposición, los bits i_{2} y q_{2}
tienen una fiabilidad media baja, puesto que su fiabilidad depende
del hecho de si transmiten un uno o un cero. Por ejemplo, para el
bit i_{2}, se aplican unos a las columnas exteriores, mientras
que se aplican ceros a las columnas interiores. Igualmente, para el
bit q_{2}, se aplican unos a las filas exteriores, mientras que
se aplican ceros a las filas interiores.
Para las retransmisiones segunda y siguientes,
las fiabilidades de los bits estarán en una relación constante
entre sí, que se define por la constelación de señales empleada en
la primera transmisión, es decir, los bits i_{1} y q_{1}
siempre tendrán una fiabilidad media más alta que los bits i_{2} y
q_{2} después de cualquier número de retransmisiones.
En WO 02/067491 se ha propuesto un método que,
con el fin de mejorar el rendimiento del decodificador, sería
bastante beneficioso tener fiabilidades de bit medias iguales o casi
iguales después de cada transmisión recibida de un paquete. Por lo
tanto, las fiabilidades de bit se adaptan a las retransmisiones de
forma que se promedien las fiabilidades de bit medias. Esto se
logra eligiendo una primera constelación predeterminada y al menos
una segunda constelación de señales para las transmisiones, de modo
que las fiabilidades de bit medias combinadas para los bits
respectivos de todas las transmisiones sean casi iguales.
Por lo tanto, la redisposición de la
constelación de señales da lugar a una aplicación de bits cambiada,
donde las distancias euclidianas entre los símbolos de modulación
se pueden alterar de una retransmisión a otra debido al movimiento
de los puntos de constelación. Como resultado, las fiabilidades de
bit medias pueden ser manipuladas de manera deseada y promediadas
para aumentar el rendimiento del decodificador FEC en el
receptor.
En la solución propuesta anteriormente, los
beneficios de la redisposición de constelación se realizan a través
de una entidad de aplicación de bit a símbolo parametrizada. Por
razones de complejidad o implementación eficiente, puede ser
ventajoso que un sistema de comunicaciones tenga una entidad de
aplicación estándar no parametrizada.
"Enhanced HARQ Method with Signal
Constellation Rearrangement" TSG-RAN WORKING
GROUP 1 MEETING, número 19, 27 febrero 2001, describe un método
HARQ híbrido con redisposición de constelación de señales para
modulación 16 QAM. Promediando las fiabilidades de los bits
transportados por símbolos transmitidos repetidas veces por
retransmisiones, el sistema exhibe una ganancia de rendimiento.
El objeto de la presente invención reside en
proporcionar un método de transmisión ARQ, un transmisor y un
receptor con un mejor rendimiento de corrección de errores sin una
entidad de aplicación de bit a símbolo parametrizada.
Este objeto se logra con un transmisor y
receptor definidos en las reivindicaciones dependientes.
La idea que subyace a la presente invención es
modificar la secuencia de bits de entrada antes de la entrada de
los mismos en la entidad de aplicación. Esta modificación de la
constelación de señales se puede lograr usando un intercalador y un
inversor de bit lógico, usando configuraciones que son diferentes
para la primera transmisión y la retransmisión. Por lo tanto, los
efectos beneficiosos de una redisposición de constelación se logran
sin necesidad de una entidad de aplicación de bit a símbolo
parametrizada. Como resultado, la secuencia salida después del
procesado por el intercalador, el inversor de bit lógico y una
entidad de aplicación estándar no parametrizada no se puede
distinguir de la salida de una entidad de aplicación de bit a
símbolo parametrizada que emplea varios esquemas de redisposición
de constelación.
Para una mejor comprensión de la invención, a
continuación se describirán realizaciones preferidas con referencia
a los dibujos acompañantes.
La figura 1 es una constelación ejemplar de
señales para ilustrar un esquema de modulación 16 QAM con símbolos
de bit codificados Gray.
La figura 2 representa cuatro ejemplos de
constelaciones de señales para un esquema de modulación 16 QAM con
símbolos de bit codificados Gray.
Y la figura 3 es una realización ejemplar de un
sistema de comunicaciones en el que se emplea el método que subyace
a la invención.
A continuación se describirá el concepto de una
relación de probabilidad logarítmica (LLR) como una métrica para
las fiabilidades de bits. En primer lugar se mostrará el cálculo
directo de las LLRs de bits dentro de los símbolos aplicados para
una sola transmisión. Después, el cálculo de LLR se ampliará al caso
de transmisiones múltiples.
La LLR media del i-ésimo bit b_{n}^{i} bajo
la condición de que el símbolo s_{n} ha sido transmitido para una
transmisión por un canal con ruido gaussiano blanco aditivo (AWGN) y
símbolos de igual probabilidad da:
donde r_{n} = s_{n} denota el
símbolo recibido medio bajo la condición de que el símbolo s_{n}
ha sido transmitido (caso AWGN), d_{n,m}^{2} denota el cuadrado
de la distancia euclidiana entre el símbolo recibido r_{n} y el
símbolo s_{m}, y E_{s}/N_{0} denota la relación de señal a
ruido
observada.
Se puede ver por la ecuación (1) que la LLR
depende de la relación de señal a ruido E_{s}/N_{0} y las
distancias euclidianas d_{n,m} entre los puntos de la constelación
de señales.
Considerando las transmisiones múltiples, la LLR
media después de la k-ésima transmisión del i-ésimo bit
b_{n}^{i} bajo la condición de que los símbolos s_{n}^{(I)}
han sido transmitidos por canales AWGN independientes y símbolos de
igual probabilidad da:
donde j denota la j-ésima
transmisión ((j-1)-ésima retransmisión). De forma
análoga al caso de la transmisión única, las LLRs medias dependen
de las relaciones de señal a ruido y las distancias euclidianas en
cada tiempo de
transmisión.
Si no se realiza redisposición de constelación,
las distancias euclidianas d_{n,m}^{(j)} = d_{n,m}^{(1)}
son constantes para todas las transmisiones y, por lo tanto, las
fiabilidades de bit (LLRs) después de k transmisiones se definirán
por la relación de señal a ruido observada en cada tiempo de
transmisión y los puntos de constelación de señales de la primera
transmisión. Para esquemas de modulación de nivel más alto (más de 2
bits por símbolo) esto da lugar a LLRs medias variables para los
bits, que a su vez da lugar a diferentes fiabilidades de bit
medias. Las diferencias en fiabilidades medias permanecen en todas
las retransmisiones y conducen a una degradación del rendimiento
del decodificador.
A continuación, se considerará de forma ejemplar
el caso de un sistema 16 QAM que da lugar a 2 bits de alta
fiabilidad y 2 bits de baja fiabilidad, donde, con respecto a los
bits de baja fiabilidad, la fiabilidad depende de transmitir un uno
o un cero (véase la figura 1). Por lo tanto, en general hay 2
niveles de fiabilidades donde el segundo nivel puede ser
subdividido adicionalmente.
Nivel 1 (Fiabilidad alta, 2 bits): Aplicación de
bits para unos (ceros) separados en el medio espacio real positivo
(negativo) para los i-bits y el medio espacio
imaginario los q-bits. Aquí, no hay diferencia si
los unos se aplican al medio espacio positivo o negativo.
Nivel 2 (Fiabilidad baja, 2 bits): Se aplican
unos (ceros) a columnas interiores (exteriores) para los
i-bits o a filas interiores (exteriores) para los
q-bits. Puesto que hay una diferencia para la LLR
dependiendo de la aplicación a las columnas y filas interiores
(exteriores), el Nivel 2 se clasifica además en:
Nivel 2a: Aplicación de i_{n} a columnas
interiores y de q_{n} a filas interiores, respectivamente.
Nivel 2b: Aplicación invertida del Nivel 2a:
Aplicación de i_{n} a columnas exteriores y de q_{n} a filas
exteriores, respectivamente.
Para garantizar un proceso de promediado óptimo
sobre las transmisiones para todos los bits, los niveles de
fiabilidades deben ser alterados.
Hay que considerar que el orden de aplicación de
bits es abierto antes de la transmisión inicial, pero tiene que
permanecer durante las retransmisiones, por ejemplo, aplicación de
bits para transmisión inicial: i_{1}q_{1}i_{2}q_{2} =>
aplicación de bits en todas las retransmisiones:
i_{1}q_{1}i_{2}q_{2}.
En la figura 2 se muestran algunos ejemplos de
constelaciones posibles. Las fiabilidades de bits resultantes según
la figura 2 se exponen en la Tabla 1.
A continuación se supone que m denota el
parámetro de número de transmisión, denotando m=0 la primera
transmisión de un paquete en el contexto ARQ. B denota también el
número de bits que forman un símbolo en la entidad aplicadora.
Típicamente, b puede ser cualquier número entero, donde los valores
usados muy frecuentemente para sistemas de comunicaciones son un
entero potencia de 2.
Sin pérdida de generalidad se puede suponer
además que el número de bits n que se utilizan como entrada al
proceso de intercalación es divisible por b, es decir, n es un
múltiplo entero de b. Los expertos en la materia percibirán que si
éste no fuese el caso, la secuencia de bits de entrada se puede
completar fácilmente con bits ficticios hasta que se cumpla la
condición anterior.
Como se ha descrito anteriormente, para una
modulación dada, se puede identificar varios niveles de fiabilidad.
El proceso de intercalación deberá promediar así las fiabilidades de
los b bits sobre las retransmisiones de modo que todos los b bits
sean como media igualmente fiables. Esto significa que el
intercalador tiene que cambiar las posiciones de los b bits dentro
de un símbolo (también llamado "enrollamiento" en la técnica)
de modo que cada uno de los bits originales se aplica con tanta
frecuencia a todos los niveles de fiabilidad como cualquier otro de
los b bits. Esto significa que la intercalación es un proceso de
intercalación de bit intra símbolo.
Además, puede haber varias posiciones de bit
cuyas fiabilidades dependen del valor de bit lógico (bajo o alto).
Cuando se aplica un bit durante el tiempo no primero en dicha
posición, este bit también se deberá invertir lógi-
camente.
camente.
Con estas reglas, se puede construir
configuraciones que determinan el proceso intercalador e inversor
para un número de retransmisión m.
En teoría, el promediado perfecto de las
fiabilidades podría ser posible solamente después de un número
infinito o muy alto de retransmisiones. En estos casos, podría
haber así varias alternativas que difieren de la secuencia de
configuraciones intercaladora o inversora. Cuál de estas
alternativas se elija queda abierto a la opción del diseñador del
sistema, dado que no significará diferencia en el rendimiento.
Si se ha de mantener la constelación de señales
como en la figura 1, con el fin de obtener la constelación 2 de la
constelación 1 en la figura 2, hay que ejecutar los procesos
siguientes, donde el orden es irrelevante:
* intercambiar las posiciones de los bits
originales i_{1} e i_{2}
* intercambiar las posiciones de los bits
originales q_{1} y q_{2}
* inversión lógica de bits originales i_{1} y
q_{1}.
Alternativamente, los bits que terminan en las
posiciones 1 y 2 también pueden ser invertidos.
Un ejemplo dependiente del número de transmisión
se expone en la tabla siguiente, donde los bits siempre se refieren
a la primera transmisión, y un trazo largo encima de un carácter
denota inversión lógica de dicho bit:
\vskip1.000000\baselineskip
Los primeros ejemplos expuestos en cada fila de
la tabla 2 corresponden a las constelaciones expuestas en la figura
2. Como es fácilmente evidente por la tabla 2, la constelación de
señales 2 se obtiene de la constelación 1 intercambiando
(canjeando) las posiciones de bits i_{1} e i_{2} así como las de
los bits q_{1} y q_{2} e invirtiendo el par de bits i_{1},
q_{1} o todos los bits. Igualmente, la constelación de señales 3
se obtiene de la constelación 1 intercambiando las posiciones de
bits i_{1} e i_{2} así como las de los bits q_{1} y q_{2}
entre sí respectivamente e invirtiendo el par de bits i_{2},
q_{2} en una alternativa. En la otra alternativa, solamente se
intercambian las posiciones de bit y no se precisa inversión.
Finalmente, la constelación de señales 4 se obtiene de la
constelación 1 invirtiendo el par de bits i_{2}, q_{2} o todos
los bits del símbolo sin intercambiar ninguna posición de bit.
\newpage
A partir de esto se puede elegir diferentes
estrategias para números de transmisión (no exhaustivo):
La figura 3 representa una realización ejemplar
de un sistema de comunicaciones en el que se emplea el método que
subyace a la invención.
En el transmisor 100 se obtiene una secuencia de
bits de un codificador de corrección prospectiva de errores (FEC)
(no representado) y posteriormente se introduce en un intercalador
110 y un inversor de bit lógico 120. El intercalador 110 y el
inversor de bit lógico son dependientes del parámetro número de
retransmisión m y modifican la secuencia de bits de entrada.
Posteriormente, la secuencia de bits se introduce en el
aplicador/modulador 130 que es una entidad de aplicación estándar
no parametrizada. El aplicador usa típicamente una de las
constelaciones de señales representadas en la figura 2 y aplica los
b bits sobre un símbolo que es transmitido por el canal de
comunicación 200. El canal de comunicación es típicamente un canal
de comunicaciones por radio que experimenta condiciones de canal
poco fiables y variables en el tiempo.
Las configuraciones de intercalación/inversión
se almacenan en el transmisor y el receptor o se almacenan en el
transmisor y se envían al receptor.
En el receptor 300, los símbolos complejos se
introducen primero en un desaplicador/demodulador 330 que demodula
los símbolos recibidos a una secuencia de dominio de bits
correspondiente (por ejemplo, la secuencia de LLRs). Esta secuencia
se introduce posteriormente en un inversor lógico 320 y
posteriormente en un desintercalador 310 del que se saca la
secuencia de dominio de bit obtenida.
El intercalador y el desintercalador operan
según la técnica conocida de intercalación/desintercalación
aplicando una permutación determinada, pseudoaleatoria o aleatoria
de las secuencias de bits o símbolos de entrada, es decir,
intercambiando (canjeando) las posiciones de los bits o símbolos
dentro de una secuencia. En la realización antes descrita, el
intercalador es un intercalador de bits intra símbolo que cambia la
posición de los bits que forman un símbolo en la entidad de
aplicación.
El inversor de bit lógico opera según una
técnica conocida de invertir el valor lógico de un bit, es decir
pasa un valor lógico bajo a un valor lógico alto y viceversa. En una
realización práctica para un receptor que trabaja con ratios de
probabilidad log, esta operación de inversión es equivalente a una
inversión de signo del ratio de probabilidad log.
Si se lanza una retransmisión por una petición
de repetición automática emitida por un detector de errores (no
representado) con el resultado de que un paquete de datos idéntico
es transmitido por el transmisor 100, en el
desaplicador/demodulador 330, los paquetes de datos erróneos
previamente recibidos son combinados en software con los paquetes
de datos retransmitidos. Debido a la modificación de la secuencia de
bits por el intercalador y el inversor de bit lógico, las
fiabilidades de bit medias se promedian dando lugar a un mayor
rendimiento en el receptor.
Aunque el método descrito anterior se ha
descrito usando señales codificadas Gray y un esquema de modulación
QAM, es claro a los expertos que se puede usar igualmente otros
esquemas de codificación y modulación adecuados para obtener los
beneficios de la invención.
Claims (19)
1. Un aparato de transmisión adaptado para
transmitir datos dispuestos en una secuencia de bits y usando un
proceso HARQ, incluyendo dicho aparato:
una sección de redisposición (110, 120) que, con
respecto a una secuencia de bits i_{1}q1i_{2}q_{2} en la que
los datos están dispuestos previamente, cambia i_{1} y q_{1} por
i_{2} y q_{2} para obtener i_{2}q_{2}i_{1}q1 e invierte
los valores lógicos de i_{1} y q_{1}, para producir una
secuencia de bits redispuestos; y
una sección de aplicación (130) que aplica la
secuencia de bits redispuestos a 16 QAM por un aplicador de
modulación.
2. El aparato de transmisión según la
reivindicación 1, incluyendo además:
una sección de transmisión que transmite datos
como la secuencia de bits redispuestos.
3. El aparato de transmisión según la
reivindicación 1, donde dicha sección de aplicación (130) aplica
además la secuencia de bits i_{1}q1i_{2}q_{2} a 16 QAM por el
aplicador de modulación, y dicho aparato (100) incluye además una
sección de transmisión que (i) transmite los primeros datos como la
secuencia de bits i_{1}q_{1}i_{2}q_{2} y (ii) transmite los
segundos datos como la secuencia de bits redispuestos.
4. El aparato de transmisión según una de las
reivindicaciones 1 a 3, donde dicha sección de redisposición (110,
120) opera además, con respecto a la secuencia de bits
i_{1}q_{1}i_{2}q_{2}, a al menos uno de (i) cambiar i_{1}
y q_{1} por i_{2} y q_{2} para obtener
i_{2}q_{2}i_{1}q1, (ii) cambiar i_{1} y q_{1} con i_{2}
y q_{2} para obtener i_{2}q_{2}i_{1}q1 e invertir los
valores lógicos de i_{2} y q_{2}, y (iii) invertir los valores
lógicos de i_{2} y q_{2}.
5. El aparato de transmisión según una de las
reivindicaciones 1 a 4, donde dicha sección de redisposición (110,
120) opera en la secuencia de bits i_{1}q1i_{2}q_{2} de tal
manera que la fiabilidad de bits de cada bit de la secuencia de
bits sea promediada a través del proceso HARQ.
6. Un método de transmisión para transmitir
datos dispuestos en una secuencia de bits y usando un proceso HARQ,
incluyendo dicho método:
con respecto a una secuencia de bits
i_{1}q_{1}i_{2}q_{2} en la que los datos están dispuestos
previamente, cambiar i_{1} y q_{1} por i_{2} y q_{2} para
obtener i_{2}q_{2}i_{2}q_{1} e invertir los valores lógicos
de i_{1} y q_{1} para producir una secuencia de bits
redispuestos; y
aplicar la secuencia de bits redispuestos a 16
QAM por un aplicador de modulación.
7. El método de transmisión según la
reivindicación 6, incluyendo además transmitir datos como la
secuencia de bits redispuestos.
8. El método de transmisión según la
reivindicación 6, donde dicho método incluye además:
aplicar la secuencia de bits
i_{1}q_{1}i_{2}q_{2} a 16 QAM por el aplicador de
modulación;
transmitir los primeros datos como la secuencia
de bits; y
transmitir los segundos datos como la secuencia
de bits redispuestos.
9. Un aparato de recepción adaptado para recibir
datos dispuestos en una secuencia de bits y transmitidos usando un
proceso HARQ, incluyendo:
una sección de demodulación (330) que demodula
una secuencia recibida de bits redispuestos usando un desaplicador
16 QAM,
donde la secuencia de bits redispuestos es
producida, con respecto a una secuencia de bits
i_{1}q1i_{2}q_{2} en la que los datos están dispuestos
previamente, cambiando i_{1} y q_{1} por i_{2} y q_{2} para
obtener i_{2}q_{2}i_{1}q_{1} e invertir los valores lógicos
de i_{1} y q_{1}, y una sección de redisposición (310, 320) que
redispone dicha secuencia de bits redispuestos para recuperar la
secuencia de bits i_{1}q_{1}i_{2}q_{2}.
10. El aparato de recepción según la
reivindicación 9, donde dicha sección de redisposición incluye un
inversor (320) y un desintercalador (310) para invertir y
desintercalar la secuencia de bits redispuestos.
11. El aparato de recepción según la
reivindicación 9, donde dicha sección de redisposición, con respecto
a la secuencia de bits redispuestos i_{2}q_{2}i_{i}q_{i},
cambia i_{1} y q_{1} por i_{2} y q_{2} para obtener
i_{1}q_{1}i_{2}q_{2} e invierte los valores lógicos de
i_{1} y q_{1}.
12. El aparato de recepción según una de las
reivindicaciones 9 a 11, incluyendo además una sección de
combinación que combina los datos recibidos con datos previamente
recibidos.
13. El aparato de recepción según una de las
reivindicaciones 9 a 11, donde dicha sección de recepción es además
operable para recibir datos transmitidos como la secuencia de bits
i_{1}q_{1}i_{2}q_{2} y dicho aparato de recepción (300)
incluye además una sección de combinación que combina datos
transmitidos como la secuencia de bits redispuestos con datos
transmitidos como la secuencia de bits
i_{1}q_{1}i_{2}q_{2}.
14. Un método de recepción para recibir datos
dispuestos en una secuencia de bits y transmitidos usando un
proceso HARQ, incluyendo dicho método:
demodular una secuencia recibida de bits
redispuestos usando un desaplicador 16 QAM, donde la secuencia de
bits redispuestos es producida, con respecto a una secuencia de bits
i_{1}q_{1} i_{2}q_{2} en la que los datos están dispuestos
previamente, cambiando i_{1} y q_{1} por i_{2} y q_{2} para
obtener i_{2}q_{2}i_{1}q_{1} e invertir los valores lógicos
de i_{1} y q_{1}, y
redisponer dicha secuencia de bits redispuestos
para recuperar la secuencia de bits
i_{1}q_{1}i_{2}q_{2}.
15. El método de recepción según la
reivindicación 14, donde el paso de redisposición incluye invertir y
desintercalar la secuencia de bits redispuestos.
16. El método de recepción según la
reivindicación 14, donde el paso de redisposición incluye, con
respecto a la secuencia de bits redispuestos
i_{2}q_{2}i_{1}q_{1}, cambiar i_{1} y q_{1} por i_{2}
y q_{2} para obtener i_{1}q_{1}i_{2}q_{2} e invertir los
valores lógicos de i_{1} y q_{1}.
17. El método de recepción según una de las
reivindicaciones 14 a 16, incluyendo además combinar los datos
recibidos con datos previamente recibidos.
18. El método de recepción según una de las
reivindicaciones 14 a 16, incluyendo además:
recibir datos transmitidos como la secuencia de
bits i_{1}q_{1}i_{2}q_{2}; y
combinar los datos transmitidos como la
secuencia de bits redispuestos con datos transmitidos como la
secuencia de bits i_{1}q_{1}i_{2}q_{2}.
19. Un sistema de transmisión usando un proceso
HARQ incluyendo:
un aparato de transmisión (100) según una de las
reivindicaciones 1 a 5, y
un aparato de recepción (300) incluyendo una
sección de recepción que recibe datos transmitidos por dicho
aparato de transmisión (100).
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